JP5907813B2 - Brushless motor - Google Patents
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Description
各磁極に異なる磁極を有するブラシレスモータに係り、その低損失、低振動化を図る技術に関するものである。 The present invention relates to a brushless motor having different magnetic poles for each magnetic pole, and relates to a technique for reducing the loss and vibration.
一般に、3相交流で駆動されるブラシレスモータは、界磁極として機能するロータと電機子として機能するステータとから構成される。また、界磁極は、界磁極鉄心とこの界磁極鉄心に等間隔に固定された複数個の永久磁石とから構成され、その永久磁石は、その磁極がN極のものとS極のものとが周方向に交互に並べられている。ここで、これら永久磁石には、希土類磁石などが用いられることが多く、モータのコストの中で大きな割合を占めるため、磁石量の削減が課題となっている。しかしながら、磁石量を削減するとモータの回転特性が低下し、所望の性能が得られないといった問題があった。 In general, a brushless motor driven by a three-phase alternating current includes a rotor that functions as a field pole and a stator that functions as an armature. The field pole is composed of a field pole iron core and a plurality of permanent magnets fixed to the field pole iron core at equal intervals, and the permanent magnet has N pole and S pole. They are arranged alternately in the circumferential direction. Here, rare earth magnets and the like are often used for these permanent magnets, and occupy a large proportion of the cost of the motor. However, when the amount of magnets is reduced, there is a problem that the rotational characteristics of the motor deteriorate and desired performance cannot be obtained.
この問題を解決するために、例えば、特許文献1では、ブラシレスモータに用いるロータとして、ロータコアの周方向に、一方の磁極として永久磁石を複数配置し、更に、各永久磁石の間に、ロータコアと一体に形成された突極を配置して該突極を他方の磁極として機能させることで、モータの回転性能を低下させることなく永久磁石の数を削減できる、としている。
In order to solve this problem, for example, in
一般的に、N極、S極の永久磁石が周方向に交互に並べられているブラシレスモータでは、ロータおよびステータ間の空隙磁束密度波形は、nを整数として、周方向電気角180+360n°で極性を逆として対称形状であり、空隙磁束密度波形には、奇数次高調波のみが含まれる。しかしながら、ロータコアの周方向に、一方の磁極として永久磁石を複数配置し、更に、各永久磁石の間に、ロータコアと一体に形成された突極を配置して該突極を他方の磁極として機能させると、ロータおよびステータ間の空隙磁束密度波形が、nを整数として、周方向電気角180+360n°で極性を逆として非対称形状となり、空隙磁束密度波形は、奇数次高調波に加え偶数次高調波が含まれた波形となる。
従って、電機子に鎖交する磁束によって電機子に誘起される電圧に偶数次高調波が発生し、トルク脈動や循環電流の原因となるといった問題があった。
In general, in a brushless motor in which N-pole and S-pole permanent magnets are alternately arranged in the circumferential direction, the gap magnetic flux density waveform between the rotor and the stator is polar at a circumferential electrical angle of 180 + 360 n °, where n is an integer. The air gap magnetic flux density waveform includes only odd-order harmonics. However, a plurality of permanent magnets are arranged as one magnetic pole in the circumferential direction of the rotor core, and a salient pole formed integrally with the rotor core is arranged between each permanent magnet, and the salient pole functions as the other magnetic pole. Then, the air gap magnetic flux density waveform between the rotor and the stator becomes an asymmetrical shape with n being an integer and a circumferential electric angle of 180 + 360 n ° with the polarity reversed, and the air gap magnetic flux density waveform is an even harmonic in addition to an odd harmonic. Is included in the waveform.
Therefore, there is a problem that even-order harmonics are generated in the voltage induced in the armature by the magnetic flux interlinked with the armature, causing torque pulsation and circulating current.
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、各磁極に異なる磁極を有する場合であっても、電機子に誘起される電圧に偶数次高調波が発生するのを抑制することで、コスト低減とともに、トルク脈動や循環電流の低減が可能となるブラシレスモータを得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and suppresses the generation of even harmonics in the voltage induced in the armature even when each magnetic pole has a different magnetic pole. Thus, an object is to obtain a brushless motor capable of reducing torque pulsation and circulating current as well as reducing costs.
この発明に係るブラシレスモータは、空隙を介して配置され相対的に周方向に移動可能に構成された界磁極および電機子を備え、界磁極は、界磁極鉄心およびこの界磁極鉄心の空隙との対向面の周方向に等間隔に配置され対をなす第1および第2の磁極を備え、第1および第2の磁極は、交互に配置されその磁束密度が互いに逆極性で大きさが異なるものであり、電機子は、電機子鉄心およびこの電機子鉄心の周方向に等間隔で形成され空隙側に開口する収容部に収容された電機子導体を備え、電機子導体は相毎に複数の単位導体からなるブラシレスモータに係るものである。
そして、1つの対をなす第1および第2の磁極が周方向に占める長さを電気角で360°、nを整数としたとき、相毎の単位導体であって、電気角(180+360n)°の間隔で配置され、互いに収容部への挿入方向を逆にして直列に接続された導体ペアを備え、電機子導体は、導体ペアを直列または並列に接続することにより構成したものである。
A brushless motor according to the present invention includes a field pole and an armature that are arranged via a gap and are configured to be relatively movable in the circumferential direction. The field pole is formed of a field pole core and a gap of the field pole core. A pair of first and second magnetic poles are arranged at equal intervals in the circumferential direction of the opposing surface, and the first and second magnetic poles are alternately arranged so that their magnetic flux densities are opposite in polarity and different in size. The armature includes an armature core and an armature conductor that is formed at equal intervals in the circumferential direction of the armature core and is accommodated in an accommodating portion that opens to the air gap side. The armature conductor includes a plurality of armature conductors for each phase. The present invention relates to a brushless motor composed of unit conductors.
When the length of the first and second magnetic poles forming one pair in the circumferential direction is 360 ° in electrical angle and n is an integer, the unit conductor for each phase has an electrical angle of (180 + 360n) °. The conductor pairs are arranged at intervals of each other and connected in series with the insertion direction into the accommodating portion reversed, and the armature conductor is configured by connecting the conductor pairs in series or in parallel.
以上のように、この発明に係るブラシレスモータの電機子導体は、電気角(180+360n)°の間隔で配置され、互いに収容部への挿入方向を逆にして直列に接続された一対の単位導体からなる導体ペアを、直列または並列に接続することにより構成したので、電機子導体に誘起される電圧の偶数次高調波がこの導体ペアでは打ち消され、これに伴い、トルク脈動や循環電流が低減する。 As described above, the armature conductors of the brushless motor according to the present invention are arranged from a pair of unit conductors that are arranged at intervals of an electrical angle (180 + 360n) ° and are connected in series with the insertion direction into the housing portion reversed. Since the conductor pairs are connected in series or in parallel, the even harmonics of the voltage induced in the armature conductor are canceled out by the conductor pairs, and accordingly, the torque pulsation and the circulating current are reduced. .
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1におけるブラシレスモータの構成を示す断面図である。このブラシレスモータ100は、固定子となる電機子1と回転子となる界磁極10とが磁気的な空隙20を介して径方向に対向して配置されている。
電機子1は、電機子鉄心2と電機子導体である電機子巻線3とからなる。電機子鉄心2は、円筒状のヨーク部4とこのヨーク部4の周方向等間隔の位置に空隙20側(径方向内方)へ突出して形成されたティース5とから構成されている。
FIG. 1 is a cross-sectional view showing a configuration of a brushless motor according to
The
ティース5は、合計24個設けられ、3相(U、V、W)結線される電機子巻線3がこれらのティース5に収容されている。具体的には、各ティース5の外周部分が収容部となりこのティース5に集中巻きにより同一の巻回数で巻回された単位導体であるコイル群U1、U2、U3、…、U8、V1、V2、V3、…、V8、W1、W2、W3、…、W8から電機子巻線3が構成されている。
ここで、図1の各コイルに付した記号「+」と記号「−」は、巻回方向、従って、巻極性が互いに逆であることを示している。
A total of 24
Here, the symbol “+” and the symbol “−” attached to each coil in FIG. 1 indicate that the winding direction and therefore the winding polarity are opposite to each other.
界磁極10は、ベアリング等の保持具により回転自在に取り付けられたシャフト21に結合された界磁極鉄心11とこの界磁極鉄心11の外周面(空隙20との対向面)の周方向に等間隔に固定配置された合計10個のS極の永久磁石12(第1の磁極)を設けている。そして、これら各永久磁石12の間には、界磁極鉄心11と一体に形成され空隙20側に突出する合計10個の突極13(第2の磁極)を設けている。これら突極13がN極の磁極として機能することで、計20個の磁極、第1、第2の磁極対として計10対の磁極を設けている。
ここで、図1の各磁極12、13における記号「S」と記号「N」は、磁極の極性を示している。
The
Here, the symbols “S” and “N” in the
以上のように、本発明のブラシレスモータの界磁極10は、既述した特許文献1と同様、界磁極鉄心11の周方向に第1の磁極とする永久磁石12を複数配置し、更に、各永久磁石12の間には界磁極鉄心11と一体に形成された突極13を配置して該突極13を第2の磁極として機能させているので、一般的な、N極、S極の永久磁石が周方向に交互に並べられたブラシレスモータと比較して、永久磁石の数を削減して低コスト化を実現している。
As described above, in the
図2(a)は、図1のブラシレスモータ100の電気角1周期360°(1対の第1、第2の磁極12、13が周方向に占める長さに相当し、図1では、その上部に点線を付して示す)における空隙に発生する径方向の磁束密度の分布を示す。磁極の磁束密度分布がN極とS極とで同一のモータでは、磁極の空隙に発生する磁束密度の形状は、電気角0−180°と180°―360°とで同じで正負が反転した形状となるが、本実施の形態1では、磁極の磁束密度分布がN極とS極とで異なり、空隙に発生する磁束密度の形状は、正負を反転させても電気角0−180°と180°―360°とで異なる。
電気角180°で非対称となるものは、周波数分析を行うと偶数次成分を含むものとなるため、同図(b)の磁束密度の周波数分析結果に示す通り、空隙に発生する磁束密度には偶数次成分が重畳されることになる。
2A corresponds to the length of one period of
Asymmetry at an electrical angle of 180 ° includes even-order components when frequency analysis is performed. Therefore, as shown in the frequency analysis result of magnetic flux density in FIG. Even order components will be superimposed.
次に、電機子鉄心2のティース5に巻回されたコイルU1に発生する誘起電圧の波形(a)とその周波数分析結果(b)を図3に示す。空隙磁束密度に偶数次成分が重畳されているため、コイルU1には偶数次の電圧成分が誘起されている。
Next, FIG. 3 shows the waveform (a) of the induced voltage generated in the coil U1 wound around the
図4は、本発明の実施の形態1におけるコイルの接続方法を説明する図である。ここでは、それぞれ電気角900°(コイル6個の間隔に相当し、また、後述する式(180+360n°)の整数nに2を代入した値に相当する)の間隔で配置されたコイル、U1(+)−U3(−)、U2(−)−U4(+)、U5(+)−U7(−)、U6(−)−U8(+)、V1(−)−V3(+)、V2(+)−V4(−)、V5(−)−V7(+)、V6(+)−V8(−)、W1(+)−W3(−)、W2(−)−W4(+)、W5(+)−W7(−)、W6(−)−W8(+)が、互いに直列に接続され導体ペアであるコイルペアが構成されている。以上から判るように、いずれのコイルペアも、その巻回方向を互いに逆とした2つのコイルを直列に接続している。 FIG. 4 is a diagram for explaining a coil connection method according to the first embodiment of the present invention. Here, coils arranged at intervals of an electrical angle of 900 ° (corresponding to an interval of six coils and corresponding to a value obtained by substituting 2 for an integer n in an expression (180 + 360n °) described later), U1 ( +)-U3 (-), U2 (-)-U4 (+), U5 (+)-U7 (-), U6 (-)-U8 (+), V1 (-)-V3 (+), V2 ( +)-V4 (-), V5 (-)-V7 (+), V6 (+)-V8 (-), W1 (+)-W3 (-), W2 (-)-W4 (+), W5 ( (+) − W7 (−) and W6 (−) − W8 (+) are connected in series to each other to form a coil pair. As can be seen from the above, in each coil pair, two coils whose winding directions are opposite to each other are connected in series.
このように、2つのコイルが直列に接続されたときのコイルペアに発生する誘起電圧の一例として、U1−U3の端子間に発生する誘起電圧を図5に示す。同図に示すように、誘起電圧には偶数次成分が重畳されないことがわかる。よって、これらのコイルペアを最小単位とし、このコイルペアを適宜直列または並列に接続することによりブラシレスモータの電機子巻線3を構成したとき、ブラシレスモータの3相の端子間には誘起電圧の偶数次成分が発生せず、誘起電圧の偶数次成分に起因するトルク脈動や循環電流を低減することが可能となる。 FIG. 5 shows an induced voltage generated between the terminals of U1-U3 as an example of the induced voltage generated in the coil pair when the two coils are connected in series as described above. As shown in the figure, it can be seen that even-order components are not superimposed on the induced voltage. Therefore, when the armature winding 3 of the brushless motor is configured by using these coil pairs as a minimum unit and connecting the coil pairs in series or in parallel as appropriate, the even-numbered induced voltage is generated between the three-phase terminals of the brushless motor. No component is generated, and it is possible to reduce torque pulsation and circulating current due to even-order components of the induced voltage.
図6は、以上のコイルペアにおいて、誘起電圧の偶数次成分が打消される理由を説明した図である。同図より、波形1(a)を、nを整数として電気角(180+360n)°ずらした波形2(b)では、誘起電圧の奇数次成分は、波形1に対して反転するが、誘起電圧の偶数次成分は同一となることが分かる。よって、電気角(180+360n)°の位置にある同一コイルピッチ、かつ同一の巻回数のコイルを直列接続し、かつ巻回方向を互いに逆とすることで、波形3(c)のように、モータの出力に影響する誘起電圧の奇数次成分をそのままに保ちながら、誘起電圧の偶数次成分を打消すことが可能となる。
FIG. 6 is a diagram for explaining the reason why the even-order component of the induced voltage is canceled in the above coil pair. From the figure, in the waveform 2 (b) obtained by shifting the waveform 1 (a) by an electrical angle (180 + 360n) ° where n is an integer, the odd-order component of the induced voltage is inverted with respect to the
以上のように、電気角900°の間隔に配置された2つのコイルを直列接続した前記コイルペアでは、図5に示すように、その誘起電圧には偶数次成分が重畳されないことがわかる。また、上記の説明から、コイルペアをなす2つのコイルは、完全に同一コイルピッチまたは同一巻回数とならない場合でも、同様の原理により誘起電圧の偶数次成分を低減することができる。 As described above, it can be seen that even-order components are not superimposed on the induced voltage in the coil pair in which two coils arranged at an electrical angle of 900 ° are connected in series as shown in FIG. Further, from the above description, even when the two coils forming the coil pair do not have the same coil pitch or the same number of turns, the even-order component of the induced voltage can be reduced by the same principle.
なお、上記の説明においては、図1の20極24コイルのブラシレスモータを取り上げたが、この例も含むが、一般に、k、mを1以上の整数として、磁極の総数を2k(2m−1)個、コイルの総数を12k個としたブラシレスモータにおいても、コイル6個の間隔で、電気角として(180+360n)°の間隔に配置された一対のコイルをコイルペアとして電機子巻線を構成することで、図1の場合と同様、誘起電圧の偶数次成分が発生せず、誘起電圧の偶数次成分に起因するトルク脈動や循環電流を低減することが可能となるという効果が得られる。 In the above description, the 20-pole / 24-coil brushless motor of FIG. 1 is taken up. However, this example is also included. In general, k and m are integers of 1 or more, and the total number of magnetic poles is 2k (2m−1). ) Even in a brushless motor in which the total number of coils is 12k, an armature winding is formed by using a pair of coils arranged at an interval of (180 + 360n) ° as an electrical angle at an interval of 6 coils and a coil pair. Thus, as in the case of FIG. 1, the even-order component of the induced voltage is not generated, and the effect that the torque pulsation and the circulating current due to the even-order component of the induced voltage can be reduced is obtained.
更に、本願発明は、図7に示す、6極18コイルのモータに代表されるように、k、mを1以上の整数として、磁極の総数を2(2k−1)(2m−1)個、コイルの総数を6(2k−1)個としたブラシレスモータにおいても、例えば、コイルU1(+)とコイルU2(−)とで示すように、コイル3個の間隔で、電気角として(180+360n)°(図7の例では、n=0を代入した、180°となる)の間隔に配置された一対のコイルをコイルペアとして電機子巻線を構成することで、図1の場合と同様、誘起電圧の偶数次成分が発生せず、誘起電圧の偶数次成分に起因するトルク脈動や循環電流を低減することが可能となるという効果が得られる。 Furthermore, as represented by a 6-pole 18-coil motor shown in FIG. 7, the present invention has k and m as integers of 1 or more, and the total number of magnetic poles is 2 (2k−1) (2m−1). Even in a brushless motor in which the total number of coils is 6 (2k-1), for example, as indicated by a coil U1 (+) and a coil U2 (-), as an electrical angle (180 + 360n) at an interval of three coils. ) (In the example of FIG. 7, n = 0 is substituted and becomes 180 °). By configuring the armature winding with a pair of coils arranged as a coil pair, as in the case of FIG. An even-order component of the induced voltage is not generated, and an effect that torque pulsation and circulating current due to the even-order component of the induced voltage can be reduced is obtained.
また、以上では、電機子巻線3が、電機子鉄心2のティース5に集中巻きで巻回されたコイルで構成される場合について説明したが、図8に示す8極48スロットモータのように、電機子巻線3が、電機子鉄心2に、空隙20側に開口して設けられたスロット6を収容部としてこのスロット6に分布して収容された単位導体としての導体片で構成される場合にも、この発明は同様に適用でき同等の効果を奏する。
In the above description, the case where the armature winding 3 is formed of a coil wound around the
図9は、図8のブラシレスモータにおける電機子巻線3の接続方法の一例を示す。ここでは、例えば、導体片U1(+)と導体片U3(−)とが、電気角(180+360n)°の間隔で配置される導体ペアを構成し、その(+)と(−)とは、導体片のスロット6への挿入方向が逆であることを示している。そして、電機子巻線3は、この導体ペアを適宜直列または並列に接続され、更に、ΔまたはYの3相結線されて構成される。
FIG. 9 shows an example of a connection method of the armature winding 3 in the brushless motor of FIG. Here, for example, the conductor piece U1 (+) and the conductor piece U3 (−) constitute a conductor pair arranged at an interval of an electrical angle (180 + 360n) °, and (+) and (−) It shows that the insertion direction of the conductor piece into the
図10は、図8のブラシレスモータのスロット6に収容される導体片U1、U2等の巻線方法を示すもので、同図(a)は、波巻、同図(b)は、重ね巻と呼ばれている巻線方式であり、どちらの巻線方式でも上記と同様の効果が得られる。
FIG. 10 shows a winding method of the conductor pieces U1, U2 and the like accommodated in the
次に、界磁極10、特に、その界磁極鉄心11上に形成する第1の磁極および第2の磁極の変形例について説明する。即ち、先の図1のブラシレスモータでは、第1の磁極として永久磁石12を使用し、界磁極鉄心11と一体に形成された突極13を第2の磁極とした。これに対し、図11に示す変形例は、両磁極に、磁気特性が異なる永久磁石を使用したものである。具体的には、S極には、フェライト磁石からなる永久磁石14を第1の磁極として使用し、N極には、Nd―Fe―B磁石からなる永久磁石15を第2の磁極として使用している。これにより、材料としての永久磁石の選択の自由度が増大し、コスト低減の可能性が期待できる。
Next, modified examples of the first magnetic pole and the second magnetic pole formed on the field
この場合、S極とN極とで使用する永久磁石の磁気特性が異なり両極における残留磁束密度が異なる結果、既述したと同様の課題が生じるが、以上の本願発明を適用することで、解決することができる。 In this case, the magnetic characteristics of the permanent magnets used in the S pole and the N pole are different and the residual magnetic flux density in the both poles is different. As a result, the same problem as described above arises, but the problem is solved by applying the present invention described above. can do.
図12は、更なる変形例を示すもので、ここでは、互いに形状が異なる永久磁石16、17を、それぞれ、S極の第1の磁極、N極の第2の磁極としている。これにより、歩留まりの向上等、生産工程上の効果が期待できる可能性がある。
この場合も、結果的に、両極における残留磁束密度が異なることになるが、図11の場合と同様、本願発明を適用することで、誘起電圧の偶数次成分が発生せず、誘起電圧の偶数次成分に起因するトルク脈動や循環電流を低減することが可能となるという効果が得られる。
FIG. 12 shows a further modification. Here,
Also in this case, as a result, the residual magnetic flux densities in the two poles are different. However, as in the case of FIG. 11, by applying the present invention, the even-order component of the induced voltage is not generated, and the even-numbered induced voltage is generated. An effect is obtained that it is possible to reduce torque pulsation and circulating current due to the next component.
なお、以上では、電機子巻線3を3相結線としたが、1相または複数相で結線されている場合にも、本願発明は広く適用でき同等の効果が得られる。
また、以上では、固定子となる電機子1を外側、回転子となる界磁極10を内側に配置した、いわゆるインナーロータ型とするブラシレスモータに適用した場合について説明したが、これとは逆に、固定子となる電機子1を内側、回転子となる界磁極10を外側に配置した、いわゆるアウターロータ型とするブラシレスモータ、更には、電機子1と界磁極10とを空隙20を介して軸方向に対向して配置するブラシレスモータ等、電機子1と界磁極10とが相対的に周方向に移動可能に構成された各種のブラシレスモータに、この発明は同様に適用でき、同等の効果を奏する。
In the above description, the armature winding 3 is connected in a three-phase connection. However, the present invention can be widely applied and the same effect can be obtained when the armature winding 3 is connected in one phase or a plurality of phases.
In the above, the case where the
このように、この発明の実施の形態1によるブラシレスモータでは、電機子巻線3を、電気角(180+360n)°の間隔で配置され巻回方向を逆として直列に接続された一対のコイルをコイルペアとし、このコイルペアを直列または並列に接続することで構成するようにしたので、ブラシレスモータの出力を低下させることなく誘起電圧の偶数次成分を打消すことが可能となり、この誘起電圧に起因するトルク脈動を低減できる。よって、根本的にトルク脈動を低減できる構造を有するため、ブラシレスモータの振動や騒音を低減することができ耐久性も向上する。また、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流の発生を低減できる構造を有するため、ブラシレスモータの低損失化を図ることが可能となる。
Thus, in the brushless motor according to the first embodiment of the present invention, a pair of coils in which the
実施の形態2.
図13は、本発明の実施の形態2におけるブラシレスモータの巻線接続方法を示し、先の図1の電機子巻線3の一具体例を示している。図13に示すように、電機子巻線3は、2つのコイル群1、2で構成され、それぞれのコイル群は、3相Δ結線され、各相の端子が引き出され、共通または独立の駆動回路(図示省略)に接続される。
例示されたU相について説明すると、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU3、U5とU7が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU1−U3とU5−U7とが互いに直列に接続されている。
FIG. 13 shows a winding connection method of the brushless motor according to the second embodiment of the present invention, and shows a specific example of the armature winding 3 of FIG. As shown in FIG. 13, the armature winding 3 is composed of two
Explaining the exemplified U-phase, one
他方のコイル群2は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU2とU4、U6とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU2−U4とU6−U8とが互いに直列に接続されている。
なお、各コイルペアの選び方や、コイルペア間のコイル接続パターンはU、V、W相で同一である。
The
Note that the selection of each coil pair and the coil connection pattern between the coil pairs are the same for the U, V, and W phases.
図14は、比較対象として図13とは異なるブラシレスモータの巻線接続方法を示すものである。図14では、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU2、U5とU6が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU1−U2とU5−U6とが互いに直列に接続されている。
また、他方のコイル群2は、コイルU3とU4、U7とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU3−U4とU7−U8とが互いに直列に接続されている。
FIG. 14 shows a winding connection method of a brushless motor different from FIG. 13 as a comparison object. In FIG. 14, one
In the
図15は、本願発明を適用した図13と、その比較対象として設定した図14との電機子巻線のΔ結線に生じる循環電流の高周波成分を比較したものである。
比較対象の図14のように結線した場合は、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流偶数次成分が発生しているのに対し、本実施の形態2の図13のように結線した場合は、循環電流偶数次成分が大幅に低減している。
これは、本実施の形態2では、コイルペアで誘起電圧偶数次成分が打消されており、各相巻線の端子間に循環電流偶数次成分の原因となる誘起電圧偶数次成分が発生していないのに対し、図14のように結線した場合は、誘起電圧偶数次成分が各相巻線の端子間で発生するためである。
FIG. 15 compares the high-frequency component of the circulating current generated in the Δ connection of the armature winding between FIG. 13 to which the present invention is applied and FIG. 14 set as the comparison target.
In the case of connection as shown in FIG. 14 for comparison, the circulating current even-order component due to the induced voltage even-order component is generated, whereas in the case of connection as shown in FIG. 13 of the second embodiment, The circulating current even-order component is greatly reduced.
In the second embodiment, the induced voltage even-order component is canceled out by the coil pair, and the induced voltage even-order component that causes the circulating current even-order component is not generated between the terminals of each phase winding. On the other hand, when the wiring is made as shown in FIG. 14, an induced voltage even-order component is generated between terminals of each phase winding.
図16は、本願発明を適用した図13と、その比較対象として設定した図14との電機子巻線のΔ結線に生じる循環電流によって発生するトルク脈動の高周波成分を比較したものである。
図14の場合は、循環電流によりブラシレスモータに偶数次成分のトルク脈動が発生しているのに対し、本実施の形態2の図13の場合は、誘起電圧偶数次成分に起因する偶数次成分のトルク脈動が低減していることがわかる。
FIG. 16 compares the high-frequency component of torque pulsation generated by the circulating current generated in the Δ connection of the armature winding between FIG. 13 to which the present invention is applied and FIG. 14 set as the comparison target.
In the case of FIG. 14, even-order torque pulsation occurs in the brushless motor due to the circulating current, whereas in the case of FIG. 13 of the second embodiment, the even-order component due to the induced voltage even-order component. It can be seen that the torque pulsation is reduced.
このように、この発明の実施の形態2によるブラシレスモータでは、先の図1に示す電機子巻線3を3相Δ結線で構成することで、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流の発生を低減でき、ブラシレスモータの低損失化を図ることが可能となる。また、誘起電圧に起因するトルク脈動を低減できる。
なお、この実施の形態2は、先の実施の形態1で説明したとおり、図1の20極24コイルのブラシレスモータに限られるものではなく、種々の構成構造のブラシレスモータに適用することができ同等の効果を奏する。
As described above, in the brushless motor according to the second embodiment of the present invention, the armature winding 3 shown in FIG. 1 is configured by the three-phase Δ connection, thereby generating the circulating current due to the induced voltage even-order component. Thus, it is possible to reduce the loss of the brushless motor. Further, torque pulsation caused by the induced voltage can be reduced.
As described in the first embodiment, the second embodiment is not limited to the 20-pole / 24-coil brushless motor shown in FIG. 1 and can be applied to brushless motors having various structures. Equivalent effect.
実施の形態3.
図17は、本発明の実施の形態3におけるブラシレスモータの巻線接続方法を示し、先の図1の電機子巻線3の一具体例を示している。図17に示すように、電機子巻線3は、2つのコイル群1、2で構成され、それぞれのコイル群は、3相Y結線され、各相の端子が引き出され、共通または独立の駆動回路(図示省略)に接続される。
例示されたU相について説明すると、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU3、U5とU7が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU1−U3とU5−U7とが互いに直列に接続されている。
FIG. 17 shows a winding connection method of the brushless motor according to the third embodiment of the present invention, and shows a specific example of the armature winding 3 of FIG. As shown in FIG. 17, the armature winding 3 is composed of two
Explaining the exemplified U-phase, one
他方のコイル群2は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU2とU4、U6とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU2−U4とU6−U8とが互いに直列に接続されている。
なお、各コイルペアの選び方や、コイルペア間のコイル接続パターンはU、V、W相で同一である。
The
Note that the selection of each coil pair and the coil connection pattern between the coil pairs are the same for the U, V, and W phases.
図18は、比較対象として図17とは異なるブラシレスモータの巻線接続方法を示すものである。図18では、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU2、U5とU6が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU1−U2とU5−U6とが互いに直列に接続されている。
また、他方のコイル群2は、コイルU3とU4、U7とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU3−U4とU7−U8とが互いに直列に接続されている。
FIG. 18 shows a winding connection method of a brushless motor different from that shown in FIG. 17 as a comparison target. In FIG. 18, one
In the
図19は、本願発明を適用した図17と、その比較対象として設定した図18との電機子巻線のY結線のU相→駆動回路→V相の経路に生じる循環電流の高周波成分を比較したものである。この場合、図17、18に点線で示すように、駆動回路において、U相とV相の間が接続されている。
比較対象の図18のように結線した場合は、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流偶数次成分が発生しているのに対し、本実施の形態3の図17のように結線した場合は、循環電流偶数次成分が大幅に低減している。
これは、本実施の形態3では、コイルペアで誘起電圧偶数次成分が打消されており、各相巻線の端子間に循環電流偶数次成分の原因となる誘起電圧偶数次成分が発生していないのに対し、図18のように結線した場合は、誘起電圧偶数次成分が各相巻線の端子間で発生するためである。
FIG. 19 compares the high-frequency component of the circulating current generated in the U-phase → drive circuit → V-phase path of the Y connection of the armature winding of FIG. 17 to which the present invention is applied and FIG. 18 set as the comparison target. It is a thing. In this case, as indicated by a dotted line in FIGS. 17 and 18, the U circuit and the V phase are connected in the drive circuit.
In the case of the connection as shown in FIG. 18 for comparison, the circulating current even-order component due to the induced voltage even-order component is generated, whereas in the case of the connection as shown in FIG. 17 of the third embodiment, The circulating current even-order component is greatly reduced.
In the third embodiment, the induced voltage even-order component is canceled in the coil pair, and the induced voltage even-order component that causes the circulating current even-order component is not generated between the terminals of each phase winding. On the other hand, when wires are connected as shown in FIG. 18, an induced voltage even-order component is generated between terminals of each phase winding.
図20は、本願発明を適用した図17と、その比較対象として設定した図18との電機子巻線のY結線に生じる循環電流によって発生するトルク脈動の高周波成分を比較したものである。
図18の場合は、循環電流によりブラシレスモータに偶数次成分のトルク脈動が発生しているのに対し、本実施の形態3の図17の場合は、誘起電圧偶数次成分に起因する偶数次成分のトルク脈動が低減していることがわかる。
FIG. 20 compares high-frequency components of torque pulsation generated by circulating current generated in the Y connection of the armature windings of FIG. 17 to which the present invention is applied and FIG. 18 set as a comparison target.
In the case of FIG. 18, even-order component torque pulsation is generated in the brushless motor due to the circulating current, whereas in FIG. 17 of the third embodiment, the even-order component due to the induced voltage even-order component. It can be seen that the torque pulsation is reduced.
このように、この発明の実施の形態3によるブラシレスモータでは、先の図1に示す電機子巻線3を3相Y結線で構成することで、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流の発生を低減でき、ブラシレスモータの低損失化を図ることが可能となる。また、誘起電圧に起因するトルク脈動を低減できる。
なお、この実施の形態3は、先の実施の形態1で説明したとおり、図1の20極24コイルのブラシレスモータに限られるものではなく、種々の構成構造のブラシレスモータに適用することができ同等の効果を奏する。
As described above, in the brushless motor according to the third embodiment of the present invention, the armature winding 3 shown in FIG. 1 is configured by the three-phase Y connection, thereby generating the circulating current due to the induced voltage even-order component. Thus, it is possible to reduce the loss of the brushless motor. Further, torque pulsation caused by the induced voltage can be reduced.
As described in the first embodiment, the third embodiment is not limited to the 20-pole / 24-coil brushless motor shown in FIG. 1 and can be applied to brushless motors having various structures. Equivalent effect.
実施の形態4.
図21は、本発明の実施の形態4におけるブラシレスモータの巻線接続方法を示し、先の図1の電機子巻線3の一具体例を示している。図21に示すように、電機子巻線3は、2つのコイル群1、2で構成され、更に、各コイル群はそれぞれコイル(1)、(2)で構成され、コイル群1、2は、3相Y結線され、各相の端子が引き出され、共通または独立の駆動回路(図示省略)に接続される。
例示されたU相について説明すると、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU3、U2とU4が互いに接続され最小単位としてのコイルペアとなるそれぞれコイル(1)とコイル(2)を構成し、かつ、このコイル(1)U1−U3とコイル(2)U2−U4とが互いに並列に接続されている。
FIG. 21 shows a winding connection method for a brushless motor according to
Explaining about the exemplified U phase, one
他方のコイル群2は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU5とU7、U6とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアとなるそれぞれコイル(1)とコイル(2)を構成し、かつ、このコイル(1)U5−U7とコイル(2)U6−U8とが互いに並列に接続されている。
なお、各コイルペアの選び方や、コイルペア間のコイル接続パターンはU、V、W相で同一である。
The
Note that the selection of each coil pair and the coil connection pattern between the coil pairs are the same for the U, V, and W phases.
図22は、比較対象として図21とは異なるブラシレスモータの巻線接続方法を示すものである。図22では、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU2、U3とU4が互いに接続され最小単位としてのコイルペアとなるそれぞれコイル(1)とコイル(2)を構成し、かつ、このコイル(1)U1−U2とコイル(2)U3−U4とが互いに並列に接続されている。
FIG. 22 shows a winding connection method of a brushless motor different from that shown in FIG. 21 as a comparison target. In FIG. 22, one
他方のコイル群2は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU5とU6、U7とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアとなるそれぞれコイル(1)とコイル(2)を構成し、かつ、このコイル(1)U5−U6とコイル(2)U7−U8とが互いに並列に接続されている。
The
図23は、本願発明を適用した図21と、その比較対象として設定した図22との電機子巻線のY結線の各相内の並列回路に生じる循環電流の高周波成分を比較したものである。
比較対象の図22のように結線した場合は、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流偶数次成分が発生しているのに対し、本実施の形態4の図21のように結線した場合は、循環電流偶数次成分が大幅に低減している。
これは、本実施の形態4では、コイルペアで誘起電圧偶数次成分が打消されており、各相巻線のコイル(1)とコイル(2)の端子間に循環電流偶数次成分の原因となる誘起電圧偶数次成分が発生していないのに対し、図22のように結線した場合は、誘起電圧偶数次成分が各相巻線のコイル(1)とコイル(2)の端子間で発生するためである。
FIG. 23 is a comparison of the high-frequency component of the circulating current generated in the parallel circuit in each phase of the Y connection of the armature winding of FIG. 21 to which the present invention is applied and FIG. 22 set as the comparison target. .
When the connection is made as shown in FIG. 22 for comparison, the circulating current even-order component due to the induced voltage even-order component is generated, whereas when the connection is made as shown in FIG. 21 of the fourth embodiment. The circulating current even-order component is greatly reduced.
In the fourth embodiment, this is because the even-order component of the induced voltage is canceled by the coil pair, which causes the even-order component of the circulating current between the terminals of the coil (1) and the coil (2) of each phase winding. In contrast to the case where the induced voltage even-order component is not generated, when the wiring is connected as shown in FIG. 22, the induced voltage even-order component is generated between the terminals of the coil (1) and the coil (2) of each phase winding. Because.
図24は、本願発明を適用した図21と、その比較対象として設定した図22との電機子巻線のY結線に生じる循環電流によって発生するトルク脈動の高周波成分を比較したものである。
図22の場合は、循環電流によりブラシレスモータに偶数次成分のトルク脈動が発生しているのに対し、本実施の形態4の図21の場合は、誘起電圧偶数次成分に起因する偶数次成分のトルク脈動が低減していることがわかる。
FIG. 24 compares the high-frequency component of torque pulsation generated by the circulating current generated in the Y connection of the armature winding between FIG. 21 to which the present invention is applied and FIG. 22 set as the comparison target.
In the case of FIG. 22, even-order component torque pulsation is generated in the brushless motor due to the circulating current, whereas in the case of FIG. 21 of the fourth embodiment, the even-order component due to the induced voltage even-order component. It can be seen that the torque pulsation is reduced.
このように、この発明の実施の形態4によるブラシレスモータでは、先の図1に示す電機子巻線3をコイルペアのコイル(1)、コイル(2)の並列回路を含む3相Y結線で構成することで、誘起電圧偶数次成分に起因する各相の並列回路における循環電流の発生を低減でき、ブラシレスモータの低損失化を図ることが可能となる。また、誘起電圧に起因するトルク脈動を低減できる。
なお、この実施の形態4は、先の実施の形態1で説明したとおり、図1の20極24コイルのブラシレスモータに限られるものではなく、種々の構成構造のブラシレスモータに適用することができ同等の効果を奏する。
Thus, in the brushless motor according to the fourth embodiment of the present invention, the armature winding 3 shown in FIG. 1 is configured with a three-phase Y connection including a parallel circuit of the coil (1) and the coil (2) of the coil pair. By doing so, it is possible to reduce the generation of circulating current in the parallel circuit of each phase due to the even-numbered component of the induced voltage, and it is possible to reduce the loss of the brushless motor. Further, torque pulsation caused by the induced voltage can be reduced.
As described in the first embodiment, the fourth embodiment is not limited to the 20-pole / 24-coil brushless motor shown in FIG. 1 and can be applied to brushless motors having various structures. Equivalent effect.
実施の形態5.
図25は、本発明の実施の形態5におけるブラシレスモータの巻線接続方法を示し、先の図1の電機子巻線3の一具体例を示している。図25に示すように、電機子巻線3は、互いに電気的に絶縁された2つのコイル群1、2で構成され、各コイル群1、2は、3相Δ結線され、各相の端子が引き出され、それぞれ独立の駆動回路1、2に接続される。
例示されたU相について説明すると、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU3、U5とU7が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU1−U3とU5−U7とが互いに直列に接続されている。
FIG. 25 shows a winding connection method of the brushless motor according to the fifth embodiment of the present invention, and shows a specific example of the armature winding 3 of FIG. As shown in FIG. 25, the armature winding 3 is composed of two
Explaining the exemplified U-phase, one
他方のコイル群2は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU2とU4、U6とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU2−U4とU6−U8とが互いに直列に接続されている。
なお、各コイルペアの選び方や、コイルペア間のコイル接続パターンはU、V、W相で同一である。
The
Note that the selection of each coil pair and the coil connection pattern between the coil pairs are the same for the U, V, and W phases.
図26は、比較対象として図25とは異なるブラシレスモータの巻線接続方法を示すものである。図26では、一方のコイル群1は、先の実施の形態1の電機子1のティース5に巻回されたコイルU1とU3、U2とU4が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU1−U3とU2−U4とが互いに直列に接続されている。
また、他方のコイル群2は、コイルU5とU7、U6とU8が互いに接続され最小単位としてのコイルペアを構成し、かつ、このコイルペアU5−U7とU6−U8とが互いに直列に接続されている。
FIG. 26 shows a winding connection method of a brushless motor different from that shown in FIG. 25 as a comparison target. In FIG. 26, one
In the
図27は、本願発明を適用した図25と、その比較対象として設定した図26との電機子巻線に発生する誘起電圧の周波数分析結果を比較したものである。
本実施の形態5の図25の結線の場合、比較対象の図26に示す結線の場合よりもモータ出力に影響する誘起電圧の基本波成分が増大している。
FIG. 27 compares the frequency analysis result of the induced voltage generated in the armature winding of FIG. 25 to which the present invention is applied and FIG. 26 set as the comparison target.
In the case of the connection shown in FIG. 25 according to the fifth embodiment, the fundamental wave component of the induced voltage that affects the motor output is increased as compared with the case of the connection shown in FIG.
以下、その理由を説明する。図28は、本願発明を適用した図25の結線の場合に、コイル群1の直列接続されたコイルU1−U3−U5−U7に誘起される電圧のベクトルとコイル群2の直列接続されたコイルU2−U4−U6−U8に誘起される電圧のベクトルとを図示したものである。両コイル群1、2が、それぞれ、互いに電気的に絶縁された独立の駆動回路1、2に接続されているので、両コイル群1、2に誘起される電圧は、図28に示すように、互いに合成されることなく個々に発生する。
The reason will be described below. FIG. 28 shows a vector of voltages induced in the coils U1-U3-U5-U7 connected in series in the
コイルU1とコイルU5とは、電気角で360°のn倍隔たった位置にあり、従って、互いに同一の位相の電圧を誘起する位置にあり、コイルU3とコイルU7とは、コイルU1、コイルU5に対して、(180+360n)°隔たった位置にあり、コイルU3、コイルU7とコイルU1、コイルU5とは互いに逆位相の電圧を誘起する位置にある。しかし、コイルU3、コイルU7とコイルU1、コイルU5とは互いにその巻回方向が逆とされているので、結局、互いに直列に接続される4個のコイルU1、U3、U5、U7に誘起される電圧の位相は互いに同一となり、各コイルの誘起電圧の算術和が合成電圧の大きさとなる。 The coil U1 and the coil U5 are at positions separated by n times of 360 ° in electrical angle, and therefore are at positions that induce voltages having the same phase, and the coil U3 and the coil U7 are the coils U1 and U5. On the other hand, the coil U3, the coil U7, the coil U1, and the coil U5 are at positions that induce mutually opposite phase voltages. However, since the winding directions of the coil U3, the coil U7 and the coil U1, and the coil U5 are opposite to each other, they are eventually induced by the four coils U1, U3, U5, U7 connected in series with each other. The phases of the voltages are the same, and the arithmetic sum of the induced voltages of the coils becomes the magnitude of the combined voltage.
コイルU2−U4−U6−U8についても同様であり、各コイルの誘起電圧の算術和が合成電圧の大きさとなる。
そして、コイルU1(またはU3、U5,U7)とコイルU2(またはU4,U6,U8)とは、図1から判るように、互いに隣接して配置されており、これは電気角150°(900/6=150)に相当するが、それぞれその巻回方向が逆であるので、結局、図28に示すように、コイルU1−U3−U5−U7とコイルU2−U4−U6−U8との電圧ベクトルは、電気角で30°の開きがある。
The same applies to the coils U2-U4-U6-U8, and the arithmetic sum of the induced voltages of the coils becomes the magnitude of the combined voltage.
The coil U1 (or U3, U5, U7) and the coil U2 (or U4, U6, U8) are arranged adjacent to each other as can be seen from FIG. / 6 = 150), but the winding directions are opposite to each other. Therefore, as shown in FIG. 28, the voltages of the coils U1-U3-U5-U7 and the coils U2-U4-U6-U8 are eventually obtained. The vector has an electrical angle of 30 °.
これに対し、比較対象の図26の結線の場合においては、図29に示すように、コイル群1のコイルU1−U3−U2−U4に誘起される電圧は、コイルU1、U3に誘起される電圧とコイルU2、U4に誘起される電圧とが、互いに電気角30°の位相差を有するため、4個のコイルの合成電圧が、本願発明になる図25の結線の場合より小さくなる。
そして、一般的に、トルクは誘起電圧基本波に依存するため、本実施の形態5では、比較対象の図26の結線の場合よりもトルクを向上させることが可能となる訳である。
On the other hand, in the case of the connection of FIG. 26 to be compared, as shown in FIG. 29, the voltages induced in the coils U1-U3-U2-U4 of the
In general, since the torque depends on the induced voltage fundamental wave, in the fifth embodiment, the torque can be improved as compared with the case of the connection shown in FIG.
このように、この発明の実施の形態5によるブラシレスモータでは、先の図1に示す電機子巻線3を、互いに電気的に絶縁され、それぞれ独立の駆動回路に接続された2個の3相Δ結線で構成することで、誘起電圧偶数次成分に起因する循環電流の発生を低減でき、ブラシレスモータの低損失化を図ることが可能となり、誘起電圧に起因するトルク脈動を低減できるとともに、ブラシレスモータの出力を向上させることが可能となる。 As described above, in the brushless motor according to the fifth embodiment of the present invention, the armature winding 3 shown in FIG. 1 is electrically insulated from each other and is connected to two independent three-phase driving circuits. By configuring with Δ connection, it is possible to reduce the generation of circulating current due to even-order component of induced voltage, to reduce the loss of brushless motor, to reduce torque pulsation due to induced voltage, and to brushless It becomes possible to improve the output of the motor.
なお、以上では、2個のΔ結線されたコイル群1、2が、それぞれ独立の駆動回路1、2に接続されている場合について説明したが、3個以上のコイル群、駆動回路で構成する場合にも、また、コイル群がY結線されている場合にも、この実施の形態5の発明は同様に適用でき同等の効果を奏する。
また、この実施の形態5は、先の実施の形態1で説明したとおり、図1の20極24コイルのブラシレスモータに限られるものではなく、種々の構成構造のブラシレスモータに適用することができ同等の効果を奏する。
In the above description, the case where the two Δ-connected
Further, as described in the first embodiment, the fifth embodiment is not limited to the 20 pole 24 coil brushless motor of FIG. 1 but can be applied to brushless motors having various structures. Equivalent effect.
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 It should be noted that the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.
1 電機子、2 電機子鉄心、3 電機子巻線、4 ヨーク部、5 ティース、
6 スロット、10 界磁極、11 界磁極鉄心、12,14〜17 永久磁石、
13 突極、20 空隙、21 シャフト、100 ブラシレスモータ。
1 armature, 2 armature core, 3 armature winding, 4 yoke part, 5 teeth,
6 slots, 10 field poles, 11 field pole cores, 12, 14-17 permanent magnets,
13 salient pole, 20 air gap, 21 shaft, 100 brushless motor.
Claims (11)
前記界磁極は、界磁極鉄心およびこの界磁極鉄心の前記空隙との対向面の前記周方向に等間隔に配置され対をなす第1および第2の磁極を備え、前記第1および第2の磁極は、交互に配置されその磁束密度が互いに逆極性で大きさが異なるものであり、
前記電機子は、電機子鉄心およびこの電機子鉄心の前記周方向に等間隔で形成され前記空隙側に開口する収容部に収容された電機子導体を備え、前記電機子導体は相毎に複数の単位導体からなるブラシレスモータにおいて、
1つの前記対をなす前記第1および第2の磁極が前記周方向に占める長さを電気角で360°、nを整数としたとき、
前記相毎の単位導体であって、電気角(180+360n)°の間隔で配置され、互いに前記収容部への挿入方向を逆にして直列に接続された導体ペアを備え、前記電機子導体は、前記導体ペアを直列または並列に接続することにより構成したことを特徴とするブラシレスモータ。 It is provided with a field pole and an armature that are arranged through a gap and configured to be relatively movable in the circumferential direction,
The field pole includes first and second magnetic poles arranged in pairs at equal intervals in the circumferential direction of the surface of the field pole core facing the gap, and the pair of first and second magnetic poles. The magnetic poles are alternately arranged and their magnetic flux densities are opposite in polarity and different in size.
The armature includes an armature core and armature conductors formed at equal intervals in the circumferential direction of the armature core and housed in a housing portion that opens to the gap side, and the armature conductor includes a plurality of armature conductors for each phase. In a brushless motor consisting of unit conductors
When the length of the first and second magnetic poles forming one pair in the circumferential direction is 360 ° in electrical angle and n is an integer,
Unit conductors for each phase, arranged at intervals of electrical angle (180 + 360n) °, and comprising a pair of conductors connected in series with the insertion direction into the accommodating portion reversed, the armature conductors, A brushless motor comprising the conductor pairs connected in series or in parallel.
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