JP2008301652A

JP2008301652A - Permanent magnet type rotating electric machine and electric power steering arrangement using the same

Info

Publication number: JP2008301652A
Application number: JP2007146870A
Authority: JP
Inventors: Masatsugu Nakano; 正嗣中野; Satoru Akutsu; 悟阿久津
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-06-01
Filing date: 2007-06-01
Publication date: 2008-12-11

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a permanent magnet-type rotating electric machine reducing torque ripples which occur when a spatial degree of magnetomotive force by circulating current is matched with that of magnetization distribution of a permanent magnet and which occur due to circulating current. <P>SOLUTION: In the permanent magnet-type rotating electric machine, a direction of magnetomotive force by circulating current flowing in winding differs in prescribed winding and other winding. The number of pole pairs of a rotator is P, the number of windings is Q and an arranging pattern in a direction of magnetomotive force in Q-pieces of windings is constituted of repetition of the arranging pattern in the direction of magnetomotive force in R-pieces of windings. A means for reducing a harmonic component of a space nP=mQ/R (m and n:positive integer)-order of magnetic flux density which the permanent magnet forms is disposed in the rotator. Thus, the torque ripples occurring due to circulating current are reduced. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、永久磁石式回転電機（以下、モータと記す。）に関するものであり、例えば車両用であり、電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a permanent magnet type rotating electrical machine (hereinafter referred to as a motor), for example, for a vehicle and to an electric power steering apparatus.

近年様々な用途にトルク脈動の小さいモータが要求されている。例えば産業用のサーボモータやエレベータ用巻き上げ機などがある。車両用に着目すると、燃費向上、操舵性の向上のために電動パワーステアリングが普及している（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。電動パワーステアリングに用いられるモータには、そのトルク脈動がギヤを介して運転者に伝わるので、滑らかな操舵感覚を得るためには、モータのトルク脈動低減に対する強い要求がある。 In recent years, a motor having a small torque pulsation is required for various applications. For example, there are industrial servo motors and elevator hoisting machines. When attention is paid to vehicles, electric power steering is widely used to improve fuel efficiency and steering (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2). The motor used for electric power steering has its torque pulsation transmitted to the driver via the gear, and therefore there is a strong demand for reducing the torque pulsation of the motor in order to obtain a smooth steering feeling.

特開２００６−１９１７５７JP 2006-191757 A 特開２００５−５１５９０JP-A-2005-51590

特許文献１では、コギングトルクの低減によりトルク脈動を低減しているが、トルク脈動が発生する要因はコギングトルクによるものだけではないため、いまだトルク脈動の低減には課題が残されている。また、特許文献２では、モータをデルタ結線の２ｎ極３ｎスロット構造とすることにより、トルク脈動を低減し、かつ循環電流損を解消している。しかしながら、２ｎ極３ｎスロット構造のモータは巻線係数が低いため、モータの小型化、高効率化には不向きである。 In Patent Document 1, the torque pulsation is reduced by reducing the cogging torque. However, since the cause of the torque pulsation is not only due to the cogging torque, there is still a problem in reducing the torque pulsation. In Patent Document 2, the motor has a 2n pole 3n slot structure with a delta connection to reduce torque pulsation and eliminate circulating current loss. However, since the motor of 2n pole 3n slot structure has a low winding coefficient, it is not suitable for miniaturization and high efficiency of the motor.

本発明は、これらの課題を解決するためになされたもので、トルク脈動を低減することができるモータを提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve these problems, and an object thereof is to provide a motor capable of reducing torque pulsation.

環状に結線された多相の巻線を備え、巻線に流れる循環電流による起磁力の向きが、所定の巻線と他の巻線で異なり、回転子の極対数がＰ、巻線の全数がＱであり、Ｑ個の巻線における起磁力の向きの配列パターンが、Ｒ個の巻線における起磁力の向きの配列パターンによる繰り返しで構成されるモータにおいて、永久磁石が作る磁束密度の空間ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ（ｍ、ｎ：正の整数）次の高調波成分を低減する手段を回転子に備えた。 It has multi-phase windings connected in a ring, the direction of the magnetomotive force due to the circulating current flowing in the winding is different between the predetermined winding and other windings, the number of pole pairs of the rotor is P, the total number of windings Is a space of magnetic flux density created by a permanent magnet in a motor in which the arrangement pattern of magnetomotive force directions in Q windings is repeated by the arrangement pattern of magnetomotive force directions in R windings The rotor is equipped with means for reducing nP = mQ / R (m, n: positive integer) order harmonic components.

本発明によれば、永久磁石の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できるという効果がある。 According to the present invention, there is an effect that the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced by reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet.

実施の形態１．
本発明の実施の形態１について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態１によるモータの構成を示す断面図である。実施の形態１によるモータは、固定子８と回転子９を備えている。固定子８は、固定子鉄心２と固定子鉄心２に集中的に巻き回された巻線１を有し、フレーム６に焼き嵌めや圧入などの方法で固定されている。一方、回転子９は回転子鉄心３と永久磁石４を有し、シャフト７に固定されている。シャフト７には、回転角度を検出するために回転センサ５が設けられている。回転センサ５は例えばレゾルバでも、磁石とホール素子で構成されるものでもよい。 Embodiment 1 FIG.
Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a cross-sectional view showing a configuration of a motor according to Embodiment 1 of the present invention. The motor according to the first embodiment includes a stator 8 and a rotor 9. The stator 8 has a stator core 2 and a winding 1 wound around the stator core 2 in a concentrated manner, and is fixed to the frame 6 by a method such as shrink fitting or press fitting. On the other hand, the rotor 9 has a rotor core 3 and permanent magnets 4 and is fixed to a shaft 7. The shaft 7 is provided with a rotation sensor 5 for detecting a rotation angle. For example, the rotation sensor 5 may be a resolver or a magnet and a Hall element.

図２は、図１のＡ−Ａ断面図である。以下の各実施の形態において、図中、図１と同一符号は同一又は相当の構成を示す。巻線１は固定子鉄心２のティース２Ｔに集中的に巻き回されているいわゆる「集中巻」の方式である。永久磁石４が回転子鉄心３の周りに計１４個配置されており、巻線１が固定子８の周方向に１２個配置されている、１４極１２スロットのモータの構成である。１４個の永久磁石４は、回転子９の半径方向に着磁されており、隣り合う永久磁石４の着磁の方向が互いに逆になるように着磁されている。 FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line AA of FIG. In the following embodiments, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding components in the drawings. The winding 1 is a so-called “concentrated winding” method in which the winding 1 is concentratedly wound around the teeth 2T of the stator core 2. A total of 14 permanent magnets 4 are arranged around the rotor core 3, and 12 windings 1 are arranged in the circumferential direction of the stator 8. The 14 permanent magnets 4 are magnetized in the radial direction of the rotor 9 and are magnetized so that the magnetization directions of the adjacent permanent magnets 4 are opposite to each other.

本モータは３相の巻線１から構成されている。それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とする。１２個ある巻線１の３相構成を図２に示す。同相で隣り合う巻線１には同じ添え字（例えばＵ１）をつけるが、電流が流れたとき発生する起磁力の向きが異なるものを区別するため＋と−を付与して示した。例えば、Ｕ１＋とＵ１−は同相で隣り合う巻線１であるが、巻線１の巻き方向を逆にすることや、渡り線の接続を工夫して巻線１に流れる電流の向きを逆にすることにより、起磁力の向きが逆向きとなる構成となっている。本実施の形態１では、巻線１を
Ｕ１+、Ｕ１-、Ｗ１-、Ｗ１+、Ｖ１+、Ｖ１-、Ｕ２-、Ｕ２+、Ｗ２+、Ｗ２-、Ｖ２-、Ｖ２+
の順に配置している。さらに、これらの巻線１を接続し、３相のモータを構成する。 The motor is composed of a three-phase winding 1. The phase is U, V, and W, respectively. A three-phase configuration of the twelve windings 1 is shown in FIG. The windings 1 adjacent to each other in the same phase are given the same subscript (for example, U1), but + and-are given to distinguish the different magnetomotive directions generated when a current flows. For example, U1 + and U1- are adjacent windings 1 in the same phase, but the direction of the current flowing in the winding 1 is reversed by reversing the winding direction of the winding 1 or by devising the connection of the jumper wires. By doing so, the direction of the magnetomotive force is reversed. In the first embodiment, the winding 1 is connected to U1 +, U1-, W1-, W1 +, V1 +, V1-, U2-, U2 +, W2 +, W2-, V2-, V2 +.
Arranged in the order of. Further, these windings 1 are connected to constitute a three-phase motor.

図３および図４は、本発明の実施の形態１によるモータの巻線１の結線図である。図３においては、Ｕ相の巻線１であるＵ１＋、Ｕ１−、Ｕ２＋およびＵ２−を直列に接続し、他の２相についても同様に接続する。さらに各相の巻線１は環状になるように接続された、いわゆるデルタ結線となっている。このようなデルタ結線では、スター結線と異なり、循環電流が発生する。循環電流は、図３の中央部に黒の曲線状の矢印で示すように、３相の巻線１を循環するように流れる電流である。循環電流のＵ相電流１０をＩｕ、Ｖ相電流１１をIｖ、Ｗ相電流１２をＩｗとすると、
Ｉｕ＝Ｉｖ＝Ｉｗ
となる。また、別の接続方向としては、図４に示した方法がある。Ｕ１＋とＵ１−は直列に接続し、Ｕ２＋とＵ２−も直列に接続するが、「Ｕ１＋、Ｕ１−」と「Ｕ２＋、Ｕ２−」は並列に接続している。この場合にも図３の場合と同様に、図４の中央部に黒の曲線状の矢印で示すように、循環電流が発生する。以下では循環電流によってトルク脈動が発生するメカニズムについて説明する。 3 and 4 are connection diagrams of the winding 1 of the motor according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 3, U1 +, U1-, U2 + and U2-, which are U-phase windings 1, are connected in series, and the other two phases are connected in the same manner. Furthermore, the winding 1 of each phase is a so-called delta connection that is connected in a ring shape. In such a delta connection, unlike the star connection, a circulating current is generated. The circulating current is a current that flows so as to circulate through the three-phase winding 1 as indicated by a black curved arrow in the center of FIG. When the U-phase current 10 of the circulating current is Iu, the V-phase current 11 is Iv, and the W-phase current 12 is Iw,
Iu = Iv = Iw
It becomes. As another connection direction, there is a method shown in FIG. U1 + and U1- are connected in series, and U2 + and U2- are also connected in series, but "U1 +, U1-" and "U2 +, U2-" are connected in parallel. In this case as well, as in the case of FIG. 3, a circulating current is generated as indicated by a black curved arrow at the center of FIG. Hereinafter, a mechanism for generating torque pulsation by circulating current will be described.

図５は、循環電流によりトルク脈動が発生するメカニズムを示す説明図である。循環電流が流れると、循環電流によって起磁力が発生する。図５(a)は、図２に示すモータの固定子８の展開図であり、巻線１の配置を直線状に示したものである。巻線１は、左から右の順に
Ｗ２+、Ｕ２+、Ｕ２-、Ｖ１-、Ｖ１+、Ｗ１+、Ｗ１-、Ｕ１-、Ｕ１+、Ｖ２+、Ｖ２-、Ｗ２-
と配列されている。循環電流により発生する起磁力の向きは、ティース２Ｔの先端部に示す“＋”と“−”の配置となる。したがって、循環電流により発生する起磁力の波形は、図５(ｂ)に示すような波形となる。これは、「＋＋−−」の４個の巻線１で作られるパターンを３回繰り返す起磁力の波形となっている。これは、すなわち６極の成分を基本波とする分布であり、基本波は機械角３６０度で３周期となっている。 FIG. 5 is an explanatory diagram showing a mechanism in which torque pulsation occurs due to circulating current. When the circulating current flows, a magnetomotive force is generated by the circulating current. FIG. 5A is a development view of the stator 8 of the motor shown in FIG. 2, and shows the arrangement of the windings 1 in a straight line. Winding 1 is W2 +, U2 +, U2-, V1-, V1 +, W1 +, W1-, U1-, U1 +, V2 +, V2-, W2-.
And is arranged. The direction of the magnetomotive force generated by the circulating current is the arrangement of “+” and “−” shown at the tip of the tooth 2T. Therefore, the waveform of the magnetomotive force generated by the circulating current is as shown in FIG. This is a magnetomotive force waveform in which a pattern formed by four windings 1 of “++ -−” is repeated three times. This is a distribution having a six-pole component as a fundamental wave, and the fundamental wave has a mechanical angle of 360 degrees and three cycles.

一方、実施の形態１の回転子９は１４極である。永久磁石４の極性配置の展開図を図５(ｃ)に示す。ここで図５(ｃ)に示すＮ極、Ｓ極は、永久磁石４の固定子８側に面している方の極性を示している。この場合は、永久磁石４の磁化分布の波形は、図５(ｄ)に示すようになっている。当然これは１４極の成分を基本波とした分布であり、基本波は機械角３６０度で７周期となっている。 On the other hand, the rotor 9 of the first embodiment has 14 poles. A developed view of the polarity arrangement of the permanent magnet 4 is shown in FIG. Here, the N pole and the S pole shown in FIG. 5C indicate the polarities of the permanent magnet 4 facing the stator 8 side. In this case, the waveform of the magnetization distribution of the permanent magnet 4 is as shown in FIG. Naturally, this is a distribution having a 14-pole component as a fundamental wave, and the fundamental wave has a mechanical angle of 360 degrees and 7 cycles.

固定子８の巻線１に流れる循環電流による起磁力および回転子９の永久磁石４の磁化分布（＝永久磁石４が発生する磁束密度の分布）は高調波成分を有する。循環電流による起磁力と永久磁石４の磁化分布の基本波および高調波（３次、５次、７次、９次成分）について、その空間次数を図５(ｅ)に示す。空間次数とは、機械角３６０度で１周期の成分を空間１次と表したものである。循環電流による起磁力（図５(ｅ)中、固定子と記す。）の空間次数と、永久磁石の磁化分布（図５(ｅ)中、回転子と記す。）の空間次数が一致したときにトルク脈動が発生する。この場合においては、循環電流による起磁力の７次高調波成分と、永久磁石４の磁化分布の３次高調波成分が、ともに空間次数が２１次となって一致するため、循環電流によるトルク脈動が発生する。 The magnetomotive force due to the circulating current flowing through the winding 1 of the stator 8 and the magnetization distribution of the permanent magnet 4 of the rotor 9 (= distribution of magnetic flux density generated by the permanent magnet 4) have harmonic components. FIG. 5E shows the spatial order of the magnetomotive force due to the circulating current and the fundamental wave and harmonics (third, fifth, seventh, and ninth order components) of the magnetization distribution of the permanent magnet 4. The spatial order represents a component of one cycle with a mechanical angle of 360 degrees as a spatial primary. When the spatial order of the magnetomotive force (referred to as the stator in FIG. 5E) due to the circulating current matches the spatial order of the magnetization distribution of the permanent magnet (referred to as the rotor in FIG. 5E) Torque pulsation occurs. In this case, since the seventh harmonic component of the magnetomotive force due to the circulating current and the third harmonic component of the magnetization distribution of the permanent magnet 4 coincide with each other having a spatial order of 21, the torque pulsation due to the circulating current is the same. Will occur.

一般化すれば、以下のようになる。回転子９の極対数をＰ、巻線１の数をＱとし、Ｑ個の全巻線１に同じ電流が流れた場合（循環電流を想定）の起磁力の向きの配列パターンがＲ個の巻線１における起磁力の向きの配列パターンによる繰り返しとなっているとする。このときｎ、ｍを正の整数とすれば、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となる整数ｎ、ｍが存在して、ｍＱ／Ｒ次に一致する空間次数の磁束密度の分布が回転子９側にあり、かつｎＰ次に一致する空間次数の循環電流による起磁力が固定子８側にあれば、循環電流によるトルク脈動が発生するのである。ここで、ｎは永久磁石４の磁化分布の高調波の次数を、ｍは循環電流による起磁力の高調波の次数を示している。 If generalized, it becomes as follows. When the number of pole pairs of the rotor 9 is P, the number of windings 1 is Q, and the same current flows through all Q windings 1 (assuming circulating current), the arrangement pattern of the magnetomotive force direction is R windings. It is assumed that repetition is caused by an arrangement pattern of the direction of magnetomotive force in the line 1. At this time, if n and m are positive integers,
nP = mQ / R
There are integers n and m such that the distribution of magnetic flux density of the spatial order matching mQ / R is on the rotor 9 side, and the magnetomotive force due to the circulating current of spatial order matching nP is the stator. If it is on the 8th side, torque pulsation due to circulating current occurs. Here, n represents the harmonic order of the magnetization distribution of the permanent magnet 4, and m represents the harmonic order of the magnetomotive force due to the circulating current.

図５(ｆ)に、実施の形態１による１４極１２スロットのモータについて各パラメータの例を示す。本モータの場合は、Ｐ＝７、Ｑ＝１２、Ｒ＝４である。ｍ＝７のときにｍＱ／Ｒ＝２１、ｎ＝３のときにｎＰ＝２１となり、空間次数が一致する。しがたがって、空間次数が２１次となる、循環電流による起磁力の高調波成分(ｍ＝７次高調波)と永久磁石４の磁化分布の高調波成分(ｎ＝３次高調波)が、トルク脈動の原因となっている。これらの高調波成分の内、少なくとも１つの高調波成分を少なくすれば、循環電流による起磁力の空間次数と、永久磁石の磁化分布の空間次数が一致することはなくなるため、循環電流によるトルク脈動を大幅に低減できる。 FIG. 5F shows an example of each parameter for the 14-pole 12-slot motor according to the first embodiment. In the case of this motor, P = 7, Q = 12, and R = 4. When m = 7, mQ / R = 21, and when n = 3, nP = 21, and the spatial orders match. Therefore, the harmonic component of the magnetomotive force due to the circulating current (m = 7th harmonic) and the harmonic component of the magnetization distribution of the permanent magnet 4 (n = 3rd harmonic), where the spatial order is the 21st order. This is the cause of torque pulsation. If at least one of these harmonic components is reduced, the spatial order of the magnetomotive force due to the circulating current and the spatial order of the magnetization distribution of the permanent magnet will not coincide with each other. Can be greatly reduced.

ここで、循環電流によるトルク脈動を低減するために、永久磁石４の磁化分布の高調波成分(ｎ＝３次高調波)を少なくすることを考える。永久磁石４の磁化分布においてｎ＝３に対応する高調波成分が多く含まれるモータ（以下、通常モータと記す。）と、本発明の実施の形態１によりｎ＝３に対応する高調波成分が少ないモータの循環電流によるトルク脈動の比較を、図６〜図９を参照して説明する。 Here, in order to reduce the torque pulsation due to the circulating current, it is considered to reduce the harmonic component (n = third harmonic) of the magnetization distribution of the permanent magnet 4. According to the first embodiment of the present invention, a harmonic component corresponding to n = 3 is included in a motor including many harmonic components corresponding to n = 3 in the magnetization distribution of the permanent magnet 4 (hereinafter referred to as a normal motor). Comparison of torque pulsation due to a small motor circulating current will be described with reference to FIGS.

図６は、通常モータの永久磁石４が発生する磁束密度の説明図である。図６(ａ)は、通常モータの永久磁石４が発生する磁束密度の波形を示している。横軸の位置(deg．)は、機械角で表示している（図７(ａ)も同様）。図６(ａ)は、回転子９をモータから取り出し、回転子９の表面部分の磁束密度を周方向にプロットしたものである（図７(ａ)も同様）。このようにすれば、固定子鉄心２によるパーミアンスの影響を受けず、永久磁石４が発生する磁束密度の高調波成分を測定し、評価することができる。 FIG. 6 is an explanatory diagram of the magnetic flux density generated by the permanent magnet 4 of the normal motor. FIG. 6A shows a waveform of magnetic flux density generated by the permanent magnet 4 of the normal motor. The position (deg.) On the horizontal axis is displayed as a mechanical angle (the same applies to FIG. 7A). FIG. 6A shows the rotor 9 taken out from the motor, and the magnetic flux density of the surface portion of the rotor 9 is plotted in the circumferential direction (the same applies to FIG. 7A). In this way, it is possible to measure and evaluate the harmonic component of the magnetic flux density generated by the permanent magnet 4 without being affected by the permeance caused by the stator core 2.

図６(ｂ)は、図６(ａ)の波形の周波数成分を示したものである。横軸は永久磁石４の磁化分布における高調波の次数ｎであり、空間７次を基本波として、その高調波成分を示している（図７(ｂ)、図８も同様）。縦軸は基本波成分を１００％として各高調波成分の割合を示している（図７(ｂ)、図８も同様）。図６(ｂ)から、３次高調波成分（ｎ＝３の成分）が多く含まれていることが分かる。 FIG. 6B shows frequency components of the waveform of FIG. The horizontal axis represents the harmonic order n in the magnetization distribution of the permanent magnet 4, and the harmonic component is shown with the spatial 7th order as the fundamental wave (the same applies to FIGS. 7B and 8). The vertical axis indicates the ratio of each harmonic component with the fundamental wave component being 100% (the same applies to FIGS. 7B and 8). It can be seen from FIG. 6B that many third-order harmonic components (components of n = 3) are included.

図９は、循環電流によるトルク脈動を示した図である。図９の横軸は角度で、電気角で表示している。縦軸は定格トルクに対する循環電流によるトルク脈動の割合(％)である。図６で説明した回転子９をモータに組み込み、回転子９を回転させたときに発生する、循環電流によるトルク脈動は、図９の破線で示した波形となる。この結果から、電気角３６０度で６回の脈動成分が大きく現れていることがわかる。このようなトルク脈動は振動などの原因となり得る。また、循環電流が原因で発生するトルク脈動以外にも、トルク脈動はコギングトルクや電流の高調波成分など様々な原因で発生するため、循環電流に起因するものをできるだけ小さくしておく必要がある。 FIG. 9 is a diagram showing torque pulsation due to circulating current. The horizontal axis in FIG. 9 is an angle, and is represented by an electrical angle. The vertical axis represents the ratio (%) of torque pulsation due to circulating current to the rated torque. The torque pulsation caused by the circulating current generated when the rotor 9 described in FIG. 6 is incorporated in the motor and the rotor 9 is rotated has a waveform shown by the broken line in FIG. From this result, it can be seen that six pulsation components appear greatly at an electrical angle of 360 degrees. Such torque pulsation can cause vibration and the like. In addition to torque pulsation caused by circulating current, torque pulsation occurs due to various causes such as cogging torque and harmonic components of current. Therefore, it is necessary to make the one caused by circulating current as small as possible. .

図７は、本発明の実施の形態１によるモータの永久磁石４が発生する磁束密度の説明図であり、永久磁石４の磁化分布における高調波を低減した例である。図７(ａ)は、本発明の実施の形態１によるモータの永久磁石４が発生する磁束密度の波形を示しており、図７(ｂ)は、図７(ａ)の波形の周波数成分を示している。図７(ｂ)は、図６(ｂ)に比べて波形が変化していることがわかる。ｎ＝３の高調波はほぼゼロであり、ｎ＝５、７、９に対応する高調波も基本波の僅か１％程度しか含まない。 FIG. 7 is an explanatory diagram of the magnetic flux density generated by the permanent magnet 4 of the motor according to Embodiment 1 of the present invention, and is an example in which harmonics in the magnetization distribution of the permanent magnet 4 are reduced. FIG. 7A shows a waveform of magnetic flux density generated by the permanent magnet 4 of the motor according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 7B shows frequency components of the waveform of FIG. Show. It can be seen that the waveform in FIG. 7 (b) changes compared to FIG. 6 (b). The harmonics of n = 3 are almost zero, and the harmonics corresponding to n = 5, 7, and 9 contain only about 1% of the fundamental wave.

図７の例では、問題となるｎ＝３の高調波のほか、ｎ＝５、７、９に対応する高調波も低減した例を示したが、実施の形態１はこれに限られたものではない。図８は、本発明の実施の形態１によるモータの永久磁石４が発生する磁束密度の周波数成分を示す図であり、ｎ＝３の高調波を低減した例である。図８に示すように、ｎ＝５、７、９に対応する高調波は図６(ｂ)と同じ程度とし、ｎ＝３に対応する高調波を大幅に低減しておく。 In the example of FIG. 7, an example in which harmonics corresponding to n = 5, 7, and 9 are reduced in addition to the problematic harmonics of n = 3 is shown, but the first embodiment is limited to this. is not. FIG. 8 is a diagram showing frequency components of the magnetic flux density generated by the permanent magnet 4 of the motor according to the first embodiment of the present invention, and is an example in which harmonics of n = 3 are reduced. As shown in FIG. 8, the harmonics corresponding to n = 5, 7, and 9 are set to the same level as in FIG. 6B, and the harmonics corresponding to n = 3 are greatly reduced.

図７で説明した永久磁石４を組み込んだモータが発生する循環電流によるトルク脈動は、図９の実線で示した波形となる。また、図８で説明した永久磁石４を組み込んだモータが発生する循環電流によるトルク脈動は、図９の一点鎖線で示した波形となる。ここで、図９の実線と一点鎖線は、縦軸０．０の付近で、ほぼ重なっている。図９によれば、通常モータ（図９の破線）と比較して、図７もしくは図８で説明した永久磁石４を組み込んだモータは大幅に循環電流によるトルク脈動が低減されていることがわかる。 The torque pulsation due to the circulating current generated by the motor incorporating the permanent magnet 4 described with reference to FIG. 7 has the waveform shown by the solid line in FIG. Further, the torque pulsation due to the circulating current generated by the motor incorporating the permanent magnet 4 described with reference to FIG. 8 has a waveform indicated by a one-dot chain line in FIG. Here, the solid line and the alternate long and short dash line in FIG. 9 almost overlap each other in the vicinity of the vertical axis 0.0. According to FIG. 9, it can be seen that the torque pulsation due to the circulating current is greatly reduced in the motor incorporating the permanent magnet 4 described in FIG. 7 or 8 as compared with the normal motor (broken line in FIG. 9). .

さらに、永久磁石４の磁化分布の基本波に対する高調波成分の割合と、循環電流によるトルク脈動との関係について図１０に示す。ここでの高調波成分とは、ｎＰ＝ｍＱ／Ｒを満たすｎ次高調波成分である。図１０の横軸は、永久磁石４の磁化分布の基本波に対するｎ次高調波成分の割合(％)を、縦軸は定格トルクに対する循環電流によるトルク脈動の割合(％)を示している。例えば、モータを電動パワーステアリング装置に用いた場合、ステアリングホイールで人間が感じる循環電流によるトルク脈動の大きさとギヤ比から換算すると、循環電流によるトルク脈動は定格トルクの１％以下程度にするのが望ましい。 Further, FIG. 10 shows the relationship between the ratio of the harmonic component to the fundamental wave of the magnetization distribution of the permanent magnet 4 and the torque pulsation due to the circulating current. The harmonic component here is an n-order harmonic component that satisfies nP = mQ / R. The horizontal axis of FIG. 10 represents the ratio (%) of the nth harmonic component to the fundamental wave of the magnetization distribution of the permanent magnet 4, and the vertical axis represents the ratio (%) of torque pulsation due to the circulating current to the rated torque. For example, when a motor is used in an electric power steering device, the torque pulsation due to the circulating current is reduced to about 1% or less of the rated torque when converted from the magnitude of the torque pulsation caused by the circulating current and the gear ratio felt by humans on the steering wheel. desirable.

図１０から、循環電流によるトルク脈動を定格トルクの１％以下にするには、ｎ次高調波成分を基本波成分の２０％以下とすればよいことが分かる。さらに、ステアリングホイールでトルク脈動をほとんど気付かないレベルにするには、上記トルク脈動の定格トルクに対する割合を０．５％以下とするのがよい。そのためには、ｎ次高調波成分を基本波成分の１２％以下とすればよいことがわかる。無論、循環電流によるトルク脈動は、ほぼゼロ（例えば定格トルクの０．０５％以下）とすることが理想であるので、望ましくはｎ次高調波成分を基本波成分の５％以下とすればよいことがわかる。 From FIG. 10, it can be seen that in order to make the torque pulsation due to the circulating current 1% or less of the rated torque, the n-order harmonic component should be 20% or less of the fundamental wave component. Furthermore, in order to make the torque pulsation hardly noticeable by the steering wheel, the ratio of the torque pulsation to the rated torque is preferably 0.5% or less. For this purpose, it is understood that the nth harmonic component should be 12% or less of the fundamental component. Of course, it is ideal that the torque pulsation due to the circulating current is almost zero (for example, 0.05% or less of the rated torque), and therefore, the nth-order harmonic component should desirably be 5% or less of the fundamental component. I understand that.

従来例である特許文献２では、６極９スロット（２Ｐ：Ｑ＝２：３）のモータの例について示しており、巻線１の巻き方向が全て同じであるため、循環電流が流れても起磁力の高調波成分がなく、トルク脈動の原因とならない。しかしながら、６極９スロットの構成では巻線係数が０．８６６と低く、モータの永久磁石４の利用効率が低い。また、異なる組み合わせとして２Ｐ：Ｑ＝４：３のモータがあるが、６極９スロットのモータと同様の特徴を有しており、巻線係数が０．８６６と低い。巻線係数は、短節巻係数と分布巻係数の積で表される。短節巻係数はｓｉｎ（（π／２）×（２Ｐ／Ｑ））であるため、２Ｐ／Ｑが１に近い程高くなる。よって、上記２つの例とは異なる組み合わせのうち、巻線係数の高い（２Ｐ／Ｑが１に近い）
２／３＜２Ｐ／Ｑ＜４／３
の関係にあるモータでも、本発明の実施の形態１によれば、循環電流によるトルク脈動を大幅に低減できるという効果がある。例えば図２に示すモータではＰ＝７、Ｑ＝１２であるため、
２／３＜２Ｐ／Ｑ＝７／６＜４／３
の関係にあり、巻線係数は０．９３３と従来例よりも高いモータを提供できる。 Patent Document 2, which is a conventional example, shows an example of a motor with 6 poles and 9 slots (2P: Q = 2: 3). Since all winding directions of the winding 1 are the same, even if a circulating current flows. There is no harmonic component of magnetomotive force and it does not cause torque pulsation. However, in the configuration of 6 poles and 9 slots, the winding coefficient is as low as 0.866, and the utilization efficiency of the permanent magnet 4 of the motor is low. Further, although there is a motor of 2P: Q = 4: 3 as a different combination, it has the same characteristics as a 6-pole 9-slot motor and has a low winding coefficient of 0.866. The winding coefficient is represented by the product of the short-pitch winding coefficient and the distributed winding coefficient. Since the short-pitch winding coefficient is sin ((π / 2) × (2P / Q)), 2P / Q is higher as it is closer to 1. Therefore, of the combinations different from the above two examples, the winding coefficient is high (2P / Q is close to 1).
2/3 <2P / Q <4/3
Even in the motor having the relationship, according to the first embodiment of the present invention, there is an effect that the torque pulsation due to the circulating current can be significantly reduced. For example, in the motor shown in FIG. 2, since P = 7 and Q = 12,
2/3 <2P / Q = 7/6 <4/3
Therefore, the winding coefficient is 0.933, which can provide a motor higher than the conventional example.

なお、実施の形態１における説明では、固定子鉄心２にスロットを有するモータについて述べたが、スロットレスであってもよいことは言うまでもない。また、アキシャルギャップ型でも同様の効果が得られることは言うまでもない。 In the description of the first embodiment, the motor having a slot in the stator core 2 has been described. Needless to say, the motor may be slotless. It goes without saying that the same effect can be obtained with the axial gap type.

本発明の実施の形態１によれば、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できるという効果がある。 According to the first embodiment of the present invention, there is an effect that the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced by reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

実施の形態２．
実施の形態１では３相のモータについて述べたが、本発明はこれに限るものではない。
巻線１が環状に接続された４相、５相、６相モータなどＮ相（ＮはＮ≧３となる整数）モータについて図面を参照して説明する。図１１は４相モータの巻線１の結線図である。また、図１２および図１３はそれぞれ、５相、６相モータの巻線１の結線図である。なお、モータの断面形状については、巻線１の数は異なるが、図１および図２とほぼ同等であるため説明を省略し、以下では図１に示す符号を用いて説明する。 Embodiment 2. FIG.
Although the three-phase motor has been described in the first embodiment, the present invention is not limited to this.
An N-phase (N is an integer satisfying N ≧ 3) motor such as a four-phase, five-phase, and six-phase motor in which windings 1 are connected in a ring shape will be described with reference to the drawings. FIG. 11 is a connection diagram of the winding 1 of the four-phase motor. 12 and 13 are connection diagrams of the windings 1 of the five-phase and six-phase motors, respectively. Note that the cross-sectional shape of the motor is different from the number of windings 1 but is substantially the same as that in FIGS. 1 and 2 and will not be described. The following description will be made using the reference numerals shown in FIG.

巻線１が環状に接続されたＮ相モータの極対数をＰ、巻線１の数をＱとし、Ｑ個の全巻線１に同じ電流が流れた場合（循環電流を想定）の起磁力の向きの配列パターンがＲ個の巻線１における起磁力の向きの配列パターンによる繰り返しであるとする。このときｎ、ｍを正の整数とすれば、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となる整数ｎ、ｍが存在して、ｍＱ／Ｒ次に一致する空間次数の磁束密度の分布が回転子９側にあり、かつｎＰ次に一致する空間次数の循環電流による起磁力が固定子８側にあれば、循環電流によるトルク脈動が発生する。回転子９の永久磁石４が作る磁束密度の空間ｍＱ／Ｒ次成分を低減すれば、循環電流によるトルク脈動を低減することができる。 The number of pole pairs of an N-phase motor with windings 1 connected in a ring is P, the number of windings 1 is Q, and the magnetomotive force of the same current flows through all Q windings 1 (assuming a circulating current). It is assumed that the orientation arrangement pattern is a repetition by the arrangement pattern of the magnetomotive force directions in the R windings 1. At this time, if n and m are positive integers,
nP = mQ / R
There are integers n and m such that the distribution of magnetic flux density of the spatial order matching mQ / R is on the rotor 9 side, and the magnetomotive force due to the circulating current of spatial order matching nP is the stator. If it is on the 8th side, torque pulsation due to circulating current occurs. If the space mQ / R order component of the magnetic flux density created by the permanent magnet 4 of the rotor 9 is reduced, torque pulsation due to circulating current can be reduced.

以下では図１１〜図１３を用いてＮ相モータについて詳細に説明する。図１１に示す４相モータの各相をそれぞれＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相とする。同相で隣り合う巻線１には同じ添え字をつけるが、電流が流れたとき発生する起磁力の向きが異なるものを区別するため＋と−を付与して示した。例えば、Ａ＋とＡ−は同相で隣り合う巻線１であるが、巻き方向が異なり、起磁力の向きが逆向きとなる構成となっている（図１２および図１３についても同様）。巻線１は、
Ａ-、Ａ+、Ａ-、Ａ+、Ｂ-、Ｂ+、Ｂ-、Ｂ+、Ｃ-、Ｃ+、Ｃ-、Ｃ+、Ｄ-、Ｄ+、Ｄ-、Ｄ+
の順に配列されている。循環電流により発生する起磁力の向きの配列パターンは、「＋−」の２個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。極対数を７とした場合、Ｐ＝７、Ｑ＝１６、Ｒ＝２となるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝８、ｍ＝７のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間５６次の高調波成分を低減する回転子９を備えることにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できる。 Hereinafter, the N-phase motor will be described in detail with reference to FIGS. The phases of the four-phase motor shown in FIG. 11 are respectively referred to as A phase, B phase, C phase, and D phase. The windings 1 adjacent to each other in the same phase are given the same subscripts, but + and − are given to distinguish those in which the directions of magnetomotive forces generated when a current flows are different. For example, although A + and A− are adjacent windings 1 in the same phase, the winding direction is different and the direction of magnetomotive force is opposite (the same applies to FIGS. 12 and 13). Winding 1 is
A-, A +, A-, A +, B-, B +, B-, B +, C-, C +, C-, C +, D-, D +, D-, D +
It is arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force generated by the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the two windings 1 of “+ −”. When the number of pole pairs is 7, P = 7, Q = 16, and R = 2.
nP = mQ / R
Is when n = 8 and m = 7. In this case, the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced by providing the rotor 9 that reduces the spatial 56th-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

図１２に示す５相モータの各相をそれぞれＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相とする。巻線１は、
Ａ-、Ａ+、Ａ-、Ａ+、Ｂ-、Ｂ+、Ｂ-、Ｂ+、Ｃ-、Ｃ+、Ｃ-、Ｃ+、Ｄ-、Ｄ+、Ｄ-、
Ｄ+、Ｅ-、Ｅ+、Ｅ-、Ｅ+
の順に配列されている。循環電流により発生する起磁力の向きの配列パターンは、「＋−」の２個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。極対数を９とした場合、Ｐ＝９、Ｑ＝２０、Ｒ＝２となるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝１０、ｍ＝９のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間９０次の高調波成分を低減する回転子９を備えることにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できる。 The phases of the five-phase motor shown in FIG. 12 are respectively A phase, B phase, C phase, D phase, and E phase. Winding 1 is
A-, A +, A-, A +, B-, B +, B-, B +, C-, C +, C-, C +, D-, D +, D-,
D +, E-, E +, E-, E +
It is arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force generated by the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the two windings 1 of “+ −”. When the number of pole pairs is 9, P = 9, Q = 20, and R = 2.
nP = mQ / R
Is when n = 10 and m = 9. In this case, the torque pulsation generated due to the circulating current can be reduced by providing the rotor 9 that reduces the harmonic component of the spatial 90th order in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

図１３に示す６相モータの各相をそれぞれＡ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相、Ｆ相とする。巻線１は、
Ａ-、Ａ+、Ａ-、Ａ+、Ｂ-、Ｂ+、Ｂ-、Ｂ+、Ｃ-、Ｃ+、Ｃ-、Ｃ+、Ｄ-、Ｄ+、Ｄ-、
Ｄ+、Ｅ-、Ｅ+、Ｅ-、Ｅ+、Ｆ-、Ｆ+、Ｆ-、Ｆ+
の順に配列されている。循環電流により発生する起磁力の向きの配列パターンは、「＋−」の２個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。極対数を１１とした場合、Ｐ＝１１、Ｑ＝２４、Ｒ＝２となるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝１２、ｍ＝１１のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間１３２次の高調波成分を低減する回転子９を備えることにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できる。 The phases of the six-phase motor shown in FIG. 13 are respectively A phase, B phase, C phase, D phase, E phase, and F phase. Winding 1 is
A-, A +, A-, A +, B-, B +, B-, B +, C-, C +, C-, C +, D-, D +, D-,
D +, E-, E +, E-, E +, F-, F +, F-, F +
It is arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force generated by the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the two windings 1 of “+ −”. When the number of pole pairs is 11, P = 11, Q = 24, and R = 2.
nP = mQ / R
Is when n = 12, m = 11. In this case, the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced by providing the rotor 9 that reduces the harmonic component of the space 132 in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

本発明の実施の形態２によれば、Ｎ相（ＮはＮ≧３となる整数）モータにおいても、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できるという効果がある。 According to the second embodiment of the present invention, even in an N-phase (N is an integer satisfying N ≧ 3) motor, the harmonic component of the spatial mQ / R order in the magnetization distribution of the permanent magnet 4 is reduced to reduce the circulation. There is an effect that the torque pulsation caused by the current can be reduced.

実施の形態３．
実施の形態１によるモータにおいて、回転子９の永久磁石４が、以下の特徴を有しても良い。実施の形態３において、実施の形態１と同等部分については、以下では説明を省略する。 Embodiment 3 FIG.
In the motor according to the first embodiment, the permanent magnet 4 of the rotor 9 may have the following characteristics. In the third embodiment, the description of the same parts as those in the first embodiment will be omitted below.

図１４は、本発明の実施の形態３によるモータの回転子９を示す断面図である。図１４(ａ)は、本発明の実施の形態３によるモータの回転子９を示す断面図であり、図１４(ｂ)は、図１４(ａ)に示す永久磁石４の拡大図である。図１４(ａ)に示すように永久磁石４は、回転子鉄心３の表面に貼り付けられている。永久磁石４は、図１４(ｂ)に示すように、回転子半径方向の外周側表面が曲面状であり、かつ回転子軸方向の垂直断面の形状は、中央部の厚みｈ₁が端部の厚みｈ₂よりも大きくなっている。永久磁石４をこのようないわゆる「かまぼこ型」の形状とすることで、図５(ｄ)に示した永久磁石４が発生する磁束密度の波形（矩形波）と比較して、永久磁石４が発生する磁束密度の波形は滑らかになる。矩形波から滑らかな波（例えば正弦波）となることで、永久磁石４が発生する磁束密度の波形が有する高調波成分は大幅に低減される。 FIG. 14 is a sectional view showing a rotor 9 of the motor according to the third embodiment of the present invention. FIG. 14A is a sectional view showing a rotor 9 of the motor according to the third embodiment of the present invention, and FIG. 14B is an enlarged view of the permanent magnet 4 shown in FIG. 14A. As shown in FIG. 14A, the permanent magnet 4 is attached to the surface of the rotor core 3. As shown in FIG. 14B, the permanent magnet 4 has a curved surface on the outer circumferential side in the rotor radial direction, and the shape of the vertical cross section in the rotor axial direction is such that the thickness h _{1 of the} central portion is an end portion. It is larger than the thickness h _2. By making the permanent magnet 4 into such a so-called “kamaboko-type” shape, the permanent magnet 4 can be compared with the magnetic flux density waveform (rectangular wave) generated by the permanent magnet 4 shown in FIG. The generated magnetic flux density waveform is smooth. By changing from a rectangular wave to a smooth wave (for example, a sine wave), the harmonic component of the magnetic flux density waveform generated by the permanent magnet 4 is greatly reduced.

本発明の実施の形態３によれば、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を効率的に低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できるという効果がある。 According to the third embodiment of the present invention, it is possible to reduce the torque pulsation caused by the circulating current by efficiently reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4. There is.

また、回転子９が発生する磁束密度の波形が滑らかであるため、コギングトルクも低減できるという効果がある。 Further, since the waveform of the magnetic flux density generated by the rotor 9 is smooth, there is an effect that the cogging torque can be reduced.

実施の形態４．
実施の形態３では、永久磁石４の形状について述べたが、別の方法でも高調波成分を効率的に低減することができる。図１５は、本発明の実施の形態４によるモータの回転子９を示す斜視図である。図１５に示すようにリング形状の永久磁石４（以下、リング磁石と示す。）が回転子鉄心３の表面に備え付けられている。さらに、リング磁石は回転子９の半径方向に着磁されているが、その着磁が回転子９の軸方向で変化している、いわゆるスキュー構造となっている。極対数をＰ、巻線１の数をＱとし、Ｑ個の全巻線１に同じ電流が流れた場合（循環電流を想定）の起磁力の向きの配列パターンがＲ個の巻線１における起磁力の向きの配列パターンによる繰り返しであるモータにおいて、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となる正の整数ｎ、ｍが存在したとする。このとき、スキュー角θ（機械角）を

とするスキューを回転子９に設ける。図１５に示す実施の形態４では、一定角度のスキューの例を示したが、階段状のスキューであってもよく、また、軸方向でスキューの角度が変化するものであってもよい。リング磁石については、ラジアル異方性のものでも、極異方性のものでもよい。また、極異方性のリング磁石の場合は、磁束に高調波成分が少ないためスキューがない構造であってもよいし、極異方性のリング磁石においてスキューを施す場合は、階段状のスキューとするのが製造上容易であるという効果がある。 Embodiment 4 FIG.
Although the shape of the permanent magnet 4 has been described in the third embodiment, the harmonic component can be efficiently reduced by another method. FIG. 15 is a perspective view showing a rotor 9 of a motor according to Embodiment 4 of the present invention. As shown in FIG. 15, a ring-shaped permanent magnet 4 (hereinafter referred to as a ring magnet) is provided on the surface of the rotor core 3. Further, the ring magnet is magnetized in the radial direction of the rotor 9, but has a so-called skew structure in which the magnetization changes in the axial direction of the rotor 9. When the number of pole pairs is P and the number of windings 1 is Q, and the same current flows through all Q windings 1 (assuming circulating current), the arrangement pattern of the direction of magnetomotive force is In a motor that is a repetition by an arrangement pattern of the direction of magnetic force,
nP = mQ / R
Assume that there exist positive integers n and m. At this time, the skew angle θ (mechanical angle) is

Is provided in the rotor 9. In the fourth embodiment shown in FIG. 15, an example of a skew with a constant angle is shown, but a stepped skew may be used, and the skew angle may change in the axial direction. The ring magnet may be of radial anisotropy or polar anisotropy. In the case of a polar anisotropic ring magnet, there may be no skew because the magnetic flux has few harmonic components. When skew is applied to a polar anisotropic ring magnet, a stepped skew is acceptable. There is an effect that it is easy to manufacture.

本発明の実施の形態４によれば、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を効率的に低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を低減できるという効果がある。 According to the fourth embodiment of the present invention, the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced by efficiently reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4. There is.

また、回転子９にスキューを施すことにより、コギングトルクも低減できるという効果がある。 Moreover, there is an effect that cogging torque can be reduced by skewing the rotor 9.

実施の形態５．
実施の形態１では、極対数Ｐ＝７、巻線１の数Ｑ＝１２の例について述べたが、本発明はこれに限るものではなく、極対数Ｐと巻線１の数Ｑが、
２Ｐ：Ｑ＝１２ｉ±２ｉ：１２ｉ（ｉ：正の整数）
の関係にあるモータであっても良い。この場合でも、従来例のモータ（２Ｐ：Ｑ＝２：３または２Ｐ：Ｑ＝４：３のモータ）よりも巻線係数の高い
２／３＜２Ｐ／Ｑ＝１±１／６＜４／３
の関係が成り立ち、モータの利用効率を高めることができる。 Embodiment 5. FIG.
In the first embodiment, the example of the number of pole pairs P = 7 and the number of windings Q = 12 has been described. However, the present invention is not limited to this, and the number of pole pairs P and the number Q of windings 1 are
2P: Q = 12i ± 2i: 12i (i: positive integer)
A motor having the relationship of Even in this case, 2/3 <2P / Q = 1 ± 1/6 <4 /, which has a higher winding coefficient than the conventional motor (motor of 2P: Q = 2: 3 or 2P: Q = 4: 3). 3
Thus, the use efficiency of the motor can be improved.

図１６は、本発明の実施の形態５によるモータの断面図である。ｉ＝１のときで、極対数Ｐ＝５、巻線１の数Ｑ＝１２の例を示したものである。なお、同相で隣り合う巻線１には同じ添え字をつけるが、電流が流れたとき発生する起磁力の向きが異なるものを区別するため＋と−を付与して示した。巻線１は、図１６に示すように、
Ｕ１+、Ｕ１-、Ｖ１-、Ｖ１+、Ｗ１+、Ｗ１-、Ｕ２-、Ｕ２+、Ｖ２+、Ｖ２-、Ｗ２-、Ｗ２+
の順に配置されている。循環電流による起磁力の向きの配列パターンは「＋＋−−」の４個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。また、巻線１はデルタ結線されている。 FIG. 16 is a cross-sectional view of a motor according to Embodiment 5 of the present invention. In this example, the number of pole pairs P = 5 and the number Q of windings Q = 12 when i = 1. In addition, although the same subscript is given to the winding 1 which adjoins in the same phase, in order to distinguish the direction of the magnetomotive force which generate | occur | produces when an electric current flows, + and-were shown and shown. As shown in FIG.
U1 +, U1-, V1-, V1 +, W1 +, W1-, U2-, U2 +, V2 +, V2-, W2-, W2 +
Are arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force due to the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the four windings 1 of “++ −−”. The winding 1 is delta-connected.

図１７は、図１６に示すモータの巻線１の結線図である。図１７においては、Ｕ１＋とＵ１−は直列に接続し、Ｕ２＋とＵ２−も直列に接続するが、「Ｕ１＋、Ｕ１−」と「Ｕ２＋、Ｕ２−」は並列に接続している。すなわち、Ｕ、Ｖ、Ｗ相がそれぞれ２並列になっている。また、これ以外にも、各相の４個の巻線１が全て直列に接続されたものでも良いことは言うまでもない。 FIG. 17 is a connection diagram of winding 1 of the motor shown in FIG. In FIG. 17, U1 + and U1- are connected in series and U2 + and U2- are also connected in series, but "U1 +, U1-" and "U2 +, U2-" are connected in parallel. That is, each of the U, V, and W phases is in parallel. In addition to this, it goes without saying that all of the four windings 1 of each phase may be connected in series.

実施の形態５によるモータは、極対数Ｐ＝５、巻線１の数Ｑ＝１２、Ｒ＝４であるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝３、ｍ＝５のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間１５次の高調波成分(ｎ＝３次高調波成分)を低減する回転子９を備えたモータとすればよい。 In the motor according to the fifth embodiment, the number of pole pairs P = 5, the number of windings Q = 12, and R = 4.
nP = mQ / R
Is when n = 3 and m = 5. In this case, the motor may include a rotor 9 that reduces the spatial 15th-order harmonic component (n = third-order harmonic component) in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

図１８は、本発明の実施の形態５によるモータの永久磁石４の磁化分布における周波数成分を示した図である。横軸は永久磁石４の磁化分布における高調波の次数ｎを示しており、縦軸は基本波成分を１００％として各高調波成分の割合を示している。図１８に示すようなｎ＝３次高調波成分を低減する手段を回転子９に備えたことで、循環電流が原因で発生するトルク脈動を小さくできる。 FIG. 18 is a diagram showing frequency components in the magnetization distribution of permanent magnet 4 of the motor according to the fifth embodiment of the present invention. The horizontal axis indicates the harmonic order n in the magnetization distribution of the permanent magnet 4, and the vertical axis indicates the ratio of each harmonic component with the fundamental wave component as 100%. By providing the rotor 9 with means for reducing the n = third-order harmonic component as shown in FIG. 18, the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced.

なお、実施の形態５ではｉ＝１のときを例として説明したが、ｉ＝１に限るものではないことは言うまでもない。 In the fifth embodiment, the case where i = 1 is described as an example, but it is needless to say that the present invention is not limited to i = 1.

本発明の実施の形態５によれば、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を小さくすることができるという効果がある。 According to the fifth embodiment of the present invention, it is possible to reduce the torque pulsation caused by the circulating current by reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4. There is.

また、極対数Ｐと巻線１の数Ｑが、２Ｐ：Ｑ＝１２ｉ±２ｉ：１２ｉ（ｉ：正の整数）の関係にあるため、従来のモータよりも巻線係数が高く、モータの利用効率を高めることができるという効果がある。 Further, since the number P of pole pairs and the number Q of windings 1 are in a relationship of 2P: Q = 12i ± 2i: 12i (i: positive integer), the winding coefficient is higher than that of a conventional motor, and the use of the motor There is an effect that the efficiency can be increased.

実施の形態６．
実施の形態５では、極対数Ｐと巻線１の数Ｑが、２Ｐ：Ｑ＝１２ｉ±２ｉ：１２ｉ（ｉ：正の整数）の関係にあるモータについて述べたが、本発明はこれに限るものではなく、極対数Ｐと巻線１の数Ｑが、
２Ｐ：Ｑ＝９ｉ±ｉ：９ｉ（ｉ：正の整数）
の関係にあるモータであっても良い。この場合でも、従来例のモータ（２Ｐ：Ｑ＝２：３または２Ｐ：Ｑ＝４：３のモータ）よりも巻線係数の高い
２／３＜２Ｐ／Ｑ＝１±１／９＜４／３
の関係が成り立ち、モータの利用効率を高めることができる。 Embodiment 6 FIG.
In the fifth embodiment, the motor in which the number P of pole pairs and the number Q of the windings 1 are in the relationship of 2P: Q = 12i ± 2i: 12i (i: positive integer) has been described, but the present invention is limited to this. The number of pole pairs P and the number Q of windings 1 are not
2P: Q = 9i ± i: 9i (i: positive integer)
A motor having the relationship of Even in this case, 2/3 <2P / Q = 1 ± 1/9 <4 /, which has a higher winding coefficient than the motor of the conventional example (motor of 2P: Q = 2: 3 or 2P: Q = 4: 3). 3
Thus, the use efficiency of the motor can be improved.

図１９および図２１は、本発明の実施の形態６によるモータの断面図である。図２０は、図１９に示すモータの巻線１の結線図、図２２は図２１に示すモータの巻線１の結線図である。図１９および図２０に示すモータはｉ＝１のときで、極対数Ｐ＝４、巻線１の数Ｑ＝９の例を示したものである。また、図２１および図２２に示すモータはｉ＝１のときで、極対数Ｐ＝５、巻線１の数Ｑ＝９の例を示したものである。なお、同相で隣り合う巻線１には同じ添え字をつけるが、電流が流れたとき発生する起磁力の向きが異なるものを区別するため＋と−を付与して示した。 19 and 21 are cross-sectional views of a motor according to Embodiment 6 of the present invention. 20 is a connection diagram of the winding 1 of the motor shown in FIG. 19, and FIG. 22 is a connection diagram of the winding 1 of the motor shown in FIG. The motor shown in FIGS. 19 and 20 shows an example in which the number of pole pairs P = 4 and the number Q of windings 1 = 9 when i = 1. The motor shown in FIGS. 21 and 22 shows an example in which i = 1, the number of pole pairs P = 5, and the number Q of windings 1 = 9. In addition, although the same subscript is given to the winding 1 which adjoins in the same phase, in order to distinguish the direction of the magnetomotive force which generate | occur | produces when an electric current flows, + and-were shown and shown.

まず、図１９および図２０に示すモータについて説明する。巻線１は、図１９に示すように、
Ｕ+、Ｕ-、Ｕ+、Ｖ+、Ｖ-、Ｖ+、Ｗ+、Ｗ-、Ｗ+
の順に配列されている。循環電流による起磁力の向きの配列パターンは「＋＋−」の３個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。また、巻線１は、図２０に示すように、デルタ結線されている。本モータは、極対数Ｐ＝４、巻線１の数Ｑ＝９、Ｒ＝３であるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝３、ｍ＝４のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間１２次の高調波成分(ｎ＝３次高調波成分)を低減する回転子９を備えたモータとすればよい。 First, the motor shown in FIGS. 19 and 20 will be described. As shown in FIG.
U +, U-, U +, V +, V-, V +, W +, W-, W +
It is arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force due to the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the three windings 1 of “++ −”. The winding 1 is delta-connected as shown in FIG. In this motor, the number of pole pairs P = 4, the number of windings Q = 9, and R = 3.
nP = mQ / R
Is when n = 3 and m = 4. In this case, the motor may include a rotor 9 that reduces a spatial 12th-order harmonic component (n = third-order harmonic component) in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

次に、図２１および図２２に示すモータについて説明する。巻線１の配置は、図２１に示すように、
Ｕ+、Ｕ-、Ｕ+、Ｗ+、Ｗ-、Ｗ+、Ｖ+、Ｖ-、Ｖ+
の順に配列されている。循環電流による起磁力の向きの配列パターンは「＋＋−」の３個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。また、巻線１はデルタ結線されている。本モータは、極対数Ｐ＝５、巻線１の数Ｑ＝９、Ｒ＝３であるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝３、ｍ＝５のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間１５次の高調波成分(ｎ＝３次高調波成分)を低減する回転子９を備えたモータとすればよい。 Next, the motor shown in FIGS. 21 and 22 will be described. The arrangement of the winding 1 is as shown in FIG.
U +, U-, U +, W +, W-, W +, V +, V-, V +
It is arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force due to the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the three windings 1 of “++ −”. The winding 1 is delta-connected. This motor has P = 5 pole pairs, Q = 9 windings 1 and R = 3.
nP = mQ / R
Is when n = 3 and m = 5. In this case, the motor may include a rotor 9 that reduces the spatial 15th-order harmonic component (n = third-order harmonic component) in the magnetization distribution of the permanent magnet 4.

なお、巻線１の結線は、図２０および図２２に示すものに限られておらず、各相において巻線１が並列に接続される並列回路を有していても良く、各相における並列回路の数にも限定はないことは言うまでもない。また、ｉ＝１のときを例として説明したが、ｉ＝１に限るものではないことは言うまでもない。 Note that the connection of the winding 1 is not limited to that shown in FIGS. 20 and 22, and may include a parallel circuit in which the winding 1 is connected in parallel in each phase. Needless to say, the number of circuits is not limited. Further, the case where i = 1 has been described as an example, but it is needless to say that it is not limited to i = 1.

本発明の実施の形態６によれば、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を小さくすることができるという効果がある。 According to the sixth embodiment of the present invention, it is possible to reduce the torque pulsation caused by the circulating current by reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4. There is.

また、極対数Ｐと巻線１の数Ｑが、２Ｐ：Ｑ＝９ｉ±ｉ：９ｉ（ｉ：正の整数）の関係にあるため、従来のモータよりも巻線係数が高く、モータの利用効率を高めることができるという効果がある。 Further, since the number P of pole pairs and the number Q of windings 1 are in a relationship of 2P: Q = 9i ± i: 9i (i: positive integer), the winding coefficient is higher than that of a conventional motor, and the use of the motor There is an effect that the efficiency can be increased.

実施の形態７．
これまでの実施の形態では、回転子９の外周面に永久磁石４を配置した、表面磁石型のモータに関するものについて説明したが、本発明の適用範囲はこれに限るものではない。
図２３は、本発明の実施の形態７によるモータの断面図である。永久磁石４が回転子鉄心３の内部に埋め込まれた構造の埋め込み磁石型モータである。ここでは、極対数Ｐ＝７、巻線１の数Ｑ＝１２の３相モータを例として説明する。巻線１は、図２３に示すように、
Ｕ１+、Ｕ１-、Ｗ１-、Ｗ１+、Ｖ１+、Ｖ１-、Ｕ２-、Ｕ２+、Ｗ２+、Ｗ２-、Ｖ２-、Ｖ２+
の順に配列されている。循環電流による起磁力の向きの配列パターンは「＋＋−−」の４個の巻線１で作られる配列パターンの繰り返しとなっている。さらに、これらの巻線１は、図３または図４で示したようにデルタ接続されている。 Embodiment 7 FIG.
In the embodiments so far, the description has been given of the surface magnet type motor in which the permanent magnets 4 are arranged on the outer peripheral surface of the rotor 9, but the scope of application of the present invention is not limited to this.
FIG. 23 is a cross-sectional view of a motor according to Embodiment 7 of the present invention. This is an embedded magnet type motor having a structure in which the permanent magnet 4 is embedded in the rotor core 3. Here, a three-phase motor having the number of pole pairs P = 7 and the number of windings Q = 12 will be described as an example. Winding 1, as shown in FIG.
U1 +, U1-, W1-, W1 +, V1 +, V1-, U2-, U2 +, W2 +, W2-, V2-, V2 +
It is arranged in the order. The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force due to the circulating current is a repetition of the arrangement pattern formed by the four windings 1 of “++ −−”. Further, these windings 1 are delta-connected as shown in FIG. 3 or FIG.

本モータは、極対数Ｐ＝７、巻線１の数Ｑ＝１２、Ｒ＝４であるので、
ｎＰ＝ｍＱ／Ｒ
となるのは、ｎ＝３、ｍ＝７のときである。この場合、永久磁石４の磁化分布における空間２１次の高調波成分(ｎ＝３次高調波成分)を低減する回転子９を備えたモータとすればよい。例えば、回転子鉄心３の空隙部分に面した断面形状を、図２３に示すように、曲面状として磁束波形を滑らかにするという手法が考えられる。さらに、永久磁石４の両端部付近に非磁性部分１３を設けることで、高調波成分を調整することも可能である。また、図２３では、永久磁石４の断面形状は長方形であるが、図１４(ｂ)に示したような「かまぼこ型」などでも良く、その場合は、「かまぼこ型」の凸部を回転子９の外周方向に向けて配置する。 In this motor, the number of pole pairs P = 7, the number of windings Q = 12, and R = 4.
nP = mQ / R
Is when n = 3 and m = 7. In this case, the motor may include a rotor 9 that reduces the spatial 21st-order harmonic component (n = third-order harmonic component) in the magnetization distribution of the permanent magnet 4. For example, a method may be considered in which the cross-sectional shape facing the gap portion of the rotor core 3 is curved as shown in FIG. Furthermore, the harmonic component can be adjusted by providing the nonmagnetic portion 13 in the vicinity of both ends of the permanent magnet 4. In FIG. 23, the cross-sectional shape of the permanent magnet 4 is a rectangle, but it may be a “kamaboko type” as shown in FIG. 14B. In this case, the “kamaboko type” convex portion is used as a rotor. 9 is arranged toward the outer peripheral direction.

一般に、埋め込み磁石型のモータは、表面磁石型のモータに対して、振動・騒音面で不利となることが多い。しかし、今回示した構造にすることによって、循環電流が原因で発生するトルク脈動が低減されるため、トルク脈動によって発生する振動・騒音を低減することができる。 Generally, an embedded magnet type motor is often disadvantageous in terms of vibration and noise compared to a surface magnet type motor. However, with the structure shown this time, the torque pulsation caused by the circulating current is reduced, so that the vibration and noise caused by the torque pulsation can be reduced.

埋め込み磁石型モータの特徴として、巻線１のインダクタンスが大きいという点がある。埋め込み磁石型モータについての循環電流を定性的に考察する。回転子９の角周波数をω、永久磁石４が発生する磁束の高調波をφ、巻線１のインダクタンスをＬ、巻線１の抵抗をＲとすると、循環電流の原因となる誘起電圧の高調波成分Ｅは
Ｅ＝ωφ
となる。一方、この高調波電圧に対する巻線１のインピーダンスの大きさＺは

となるので、循環電流Ｉは、

となる。回転数が十分大きければωが十分大きくなり、（２）式から循環電流Ｉは

と近似できる。 A characteristic of the embedded magnet type motor is that the inductance of the winding 1 is large. We qualitatively consider the circulating current for an embedded magnet motor. When the angular frequency of the rotor 9 is ω, the harmonics of the magnetic flux generated by the permanent magnet 4 is φ, the inductance of the winding 1 is L, and the resistance of the winding 1 is R, the harmonic of the induced voltage that causes the circulating current. Wave component E is E = ωφ
It becomes. On the other hand, the magnitude Z of the impedance of the winding 1 with respect to this harmonic voltage is

Therefore, the circulating current I is

It becomes. If the number of revolutions is sufficiently large, ω will be sufficiently large.

Can be approximated.

（３）式より、巻線１のインダクタンスＬを大きくすれば循環電流を低減できることがわかる。したがって、巻線１のインダクタンスＬが大きい埋め込み磁石型のモータの構造とすれば、循環電流を低減し、結果として、それが原因で発生するトルク脈動を小さくすることができるという効果がある。また、埋め込み磁石型モータは、永久磁石４が遠心力に対して保護されるため高速回転に有利であるという効果もある。 From equation (3), it can be seen that the circulating current can be reduced by increasing the inductance L of the winding 1. Therefore, if the structure of the embedded magnet type motor having a large inductance L of the winding 1 is used, there is an effect that the circulating current can be reduced, and as a result, the torque pulsation caused by that can be reduced. The embedded magnet type motor is also advantageous in that it is advantageous for high-speed rotation because the permanent magnet 4 is protected against centrifugal force.

図２４は、固定子鉄心２を分割鉄心２０により構成する埋め込み磁石型モータの拡大図である。固定子鉄心２は巻線１の数だけ分割された構造をしている。すなわち、分割鉄心２０が固定子８の周方向に配設されて固定子鉄心２を形成している。また、個々の分割鉄心２０はジョイント部２１において接続されている。ジョイント部２１で固定子鉄心２が折り曲げられる構造となっているため、巻線１を固定子鉄心２に巻き回す作業をするときに、スロットを開くことができ、巻線１の作業性が向上するという効果がある。 FIG. 24 is an enlarged view of an embedded magnet type motor in which the stator core 2 is configured by the split core 20. The stator core 2 has a structure divided by the number of windings 1. That is, the split iron core 20 is disposed in the circumferential direction of the stator 8 to form the stator iron core 2. Further, the individual divided iron cores 20 are connected at the joint portion 21. Since the stator core 2 is bent at the joint portion 21, the slot can be opened when the winding 1 is wound around the stator core 2, and the workability of the winding 1 is improved. There is an effect of doing.

なお、実施の形態７では、Ｐ＝７、Ｑ＝１２、Ｒ＝４のモータの例を示したが、これに限ったものではないことは言うまでもない。 In the seventh embodiment, an example of a motor with P = 7, Q = 12, and R = 4 is shown, but it goes without saying that the present invention is not limited to this.

本発明の実施の形態７によれば、永久磁石４の磁化分布における空間ｍＱ／Ｒ次の高調波成分を低減することにより、循環電流が原因で発生するトルク脈動を小さくすることができるという効果がある。 According to the seventh embodiment of the present invention, the effect of reducing the torque pulsation caused by the circulating current by reducing the spatial mQ / R-order harmonic component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4 is achieved. There is.

また、埋め込み磁石型モータとすることで、巻線１のインダクタンスＬが大きくなり、循環電流を低減できるので、循環電流が原因で発生するトルク脈動を小さくすることができるという効果がある。 Further, by using the embedded magnet type motor, the inductance L of the winding 1 is increased and the circulating current can be reduced, so that the torque pulsation caused by the circulating current can be reduced.

また、埋め込み磁石型モータとすることで、リラクタンストルクを利用可能なため、モータの利用効率を高めることができるという効果がある。 Moreover, since the reluctance torque can be used by using the embedded magnet type motor, there is an effect that the use efficiency of the motor can be increased.

実施の形態８．
図２５は、本発明の実施の形態８による電動パワーステアリング装置の構成を示す概略図である。３５はステアリングホイール、３４はステアリングホイール３５に結合してステアリングホイール３５の操舵力を受けるコラムシャフトである。さらに、コラムシャフト３４にはウォームギヤ３３（図では詳細は省略し、ギヤボックスのみ示している）が接続されており、操舵力はウォームギヤ３３に伝わる。ウォームギヤ３３は、制御部３２によって駆動されるモータ３１の出力（トルク、回転数）を、回転方向を直角に変えるとともに回転を減速しながら伝達して、操舵力にモータ３１のアシストトルクを加えている。操舵力は、ウォームギヤ３３に接続されたハンドルジョイント３６を伝わり、方向も変えられる。ステアリングギヤ３７（図では詳細は省略し、ギヤボックスのみ示している）は、ハンドルジョイント３６の回転を減速し、同時にラック３８の直線運動に変換し、所要の変位を得る。このラック３８の直線運動により車輪を動かし、車両の方向転換等を可能とする。 Embodiment 8 FIG.
FIG. 25 is a schematic diagram showing a configuration of an electric power steering apparatus according to Embodiment 8 of the present invention. Reference numeral 35 denotes a steering wheel, and 34 denotes a column shaft that is coupled to the steering wheel 35 and receives the steering force of the steering wheel 35. Further, a worm gear 33 (details are omitted in the figure, only a gear box is shown) is connected to the column shaft 34, and the steering force is transmitted to the worm gear 33. The worm gear 33 transmits the output (torque, rotation speed) of the motor 31 driven by the control unit 32 while changing the rotation direction to a right angle and decelerating the rotation, and adds the assist torque of the motor 31 to the steering force. Yes. The steering force is transmitted through the handle joint 36 connected to the worm gear 33, and the direction is also changed. A steering gear 37 (details are omitted in the figure and only the gear box is shown) reduces the rotation of the handle joint 36 and simultaneously converts it into a linear motion of the rack 38 to obtain a required displacement. The wheels are moved by the linear movement of the rack 38, and the direction of the vehicle can be changed.

このような電動パワーステアリング装置では、モータ３１にて発生するトルクの脈動がウォームギヤ３３とコラムシャフト３４を介して、ステアリングホイール３５に伝達される。従って、モータ３１が大きなトルク脈動を発生する場合、滑らかなステアリング感覚を得ることが出来ない。 In such an electric power steering apparatus, torque pulsation generated by the motor 31 is transmitted to the steering wheel 35 via the worm gear 33 and the column shaft 34. Therefore, when the motor 31 generates a large torque pulsation, a smooth steering feeling cannot be obtained.

そこで、本発明の実施の形態１〜７に示したいずれかのモータ３１と、モータ３１の巻線１に流す電流を制御する制御部３２とを有し、制御部３２によってモータ３１が出力するトルク（アシストトルク）を制御する電動パワーステアリング装置を提供することにより、滑らかな操舵感覚を確保することができる。 Therefore, any one of the motors 31 shown in the first to seventh embodiments of the present invention and the control unit 32 that controls the current flowing through the winding 1 of the motor 31 are provided. The control unit 32 outputs the motor 31. By providing an electric power steering device that controls torque (assist torque), a smooth steering feeling can be ensured.

本発明の実施の形態８によれば、使用するモータ３１のトルク脈動が小さいため、滑らかな操舵感覚の電動パワーステアリング装置を得ることができるという効果がある。 According to the eighth embodiment of the present invention, since the torque pulsation of the motor 31 to be used is small, there is an effect that an electric power steering device having a smooth steering feeling can be obtained.

本発明の実施の形態１によるモータの構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the motor by Embodiment 1 of this invention. 図１のＡ−Ａ断面図である。It is AA sectional drawing of FIG. 本発明の実施の形態１によるモータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the coil | winding 1 of the motor by Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１によるモータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the coil | winding 1 of the motor by Embodiment 1 of this invention. 循環電流によりトルク脈動が発生するメカニズムを示す説明図であるIt is explanatory drawing which shows the mechanism in which a torque pulsation generate | occur | produces with a circulating current. 通常モータの永久磁石４が発生する磁束密度の説明図である。It is explanatory drawing of the magnetic flux density which the permanent magnet 4 of a normal motor generate | occur | produces. 本発明の実施の形態１によるモータの永久磁石４が発生する磁束密度の説明図である。It is explanatory drawing of the magnetic flux density which the permanent magnet 4 of the motor by Embodiment 1 of this invention generate | occur | produces. 本発明の実施の形態１によるモータの永久磁石４が発生する磁束密度の周波数成分を示す図(ｎ＝３の高調波を低減した例)である。It is a figure which shows the frequency component of the magnetic flux density which the permanent magnet 4 of the motor by Embodiment 1 of this invention generate | occur | produces (example which reduced the harmonic of n = 3). 循環電流によるトルク脈動を示す図である。It is a figure which shows the torque pulsation by a circulating current. 永久磁石４の磁化分布の基本波に対する高調波成分の割合と、循環電流によるトルク脈動との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the ratio of the harmonic component with respect to the fundamental wave of the magnetization distribution of the permanent magnet 4, and the torque pulsation by a circulating current. ４相モータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the winding 1 of a four-phase motor. ５相モータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the coil | winding 1 of a 5-phase motor. ６相モータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the winding 1 of a 6-phase motor. 本発明の実施の形態３によるモータの回転子９を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the rotor 9 of the motor by Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態４によるモータの回転子９を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the rotor 9 of the motor by Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施の形態５によるモータの断面図である。It is sectional drawing of the motor by Embodiment 5 of this invention. 図１６に示すモータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the coil | winding 1 of the motor shown in FIG. 本発明の実施の形態５によるモータの永久磁石４の磁化分布における周波数成分を示した図である。It is the figure which showed the frequency component in the magnetization distribution of the permanent magnet 4 of the motor by Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施の形態６によるモータの断面図である。It is sectional drawing of the motor by Embodiment 6 of this invention. 図１９に示すモータの巻線１の結線図である。FIG. 20 is a connection diagram of the winding 1 of the motor shown in FIG. 19. 本発明の実施の形態６によるモータの断面図である。It is sectional drawing of the motor by Embodiment 6 of this invention. 図２１に示すモータの巻線１の結線図である。It is a connection diagram of the coil | winding 1 of the motor shown in FIG. 本発明の実施の形態７によるモータの断面図である。It is sectional drawing of the motor by Embodiment 7 of this invention. 固定子鉄心２を分割鉄心２０により構成する埋め込み磁石型モータの拡大図である。FIG. 2 is an enlarged view of an embedded magnet type motor in which a stator core 2 is constituted by a split core 20. 本発明の実施の形態８による電動パワーステアリング装置の構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the structure of the electric power steering apparatus by Embodiment 8 of this invention.

Explanation of symbols

１巻線、２固定子鉄心、３回転子鉄心、４永久磁石、
９回転子、３１モータ、３２制御部。 1 winding, 2 stator core, 3 rotor core, 4 permanent magnet,
9 rotor, 31 motor, 32 control unit.

Claims

A rotor having a rotor core and a permanent magnet, and a stator having a stator core and a multiphase winding wound around the stator core and connected in a ring shape,
The direction of the magnetomotive force due to the circulating current flowing in the winding is different between a predetermined winding and another winding, the number of pole pairs of the rotor is P, the total number of the windings is Q, and Q number of the windings The arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force in the line is configured by repetition by the arrangement pattern of the direction of the magnetomotive force in the R windings,
A permanent magnet type rotating electrical machine in which the rotor is provided with means for reducing harmonic components of the space nP = mQ / R (m, n: positive integer) of the magnetic flux density created by the permanent magnet.

2. The permanent magnet type rotating electrical machine according to claim 1, wherein the space nP = mQ / R-order harmonic component of the magnetic flux density produced by the permanent magnet is 5% or less with respect to the spatial P-order fundamental wave component. .

Permanent magnets are rotor radial direction of the outer peripheral side surface curved, and the shape of the vertical cross-section of the rotor shaft direction, and wherein the thickness h ₁ of the central portion is greater than the thickness h ₂ of the end The permanent magnet type rotating electrical machine according to claim 1 or 2.

The permanent magnet type rotating electrical machine according to claim 1, wherein the rotor is skewed, and the skew angle is 2πR / mQ [rad] in mechanical angle.

The permanent magnet type rotating electric machine according to claim 1, wherein the permanent magnet is configured by a polar anisotropic ring magnet.

3. The permanent magnet type rotating electrical machine according to claim 1, wherein 2P: Q = 12i ± 2i: 12i (i: positive integer) and R = 4i.

3. The permanent magnet type rotating electrical machine according to claim 1, wherein 2P: Q = 9i ± i: 9i (i: positive integer) and R = 3i.

The permanent magnet type rotating electric machine according to claim 1 or 2, wherein a winding direction of at least one winding is different from a winding direction of another winding.

The permanent magnet rotating electric machine according to claim 1, wherein the permanent magnet type rotating electric machine has a three-phase winding, and the winding is delta-connected.

The permanent magnet type rotating electric machine according to claim 1 or 2, wherein the permanent magnet is embedded in a rotor core.

An electric power steering apparatus comprising: the permanent magnet type rotating electrical machine according to claim 1 or 2; and a control unit that controls a current flowing through a winding of the permanent magnet type rotating electrical machine.