JP5860772B2 - 通信回路及び半導体装置 - Google Patents

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Description

本発明は、通信回路及び半導体装置に関し、特にそれぞれ電池セルの電圧測定を可能とする複数の電圧測定装置間の差動通信に好適に利用できるものである。
車両走行用の駆動源としてモータを使用する電気自動車（ＥＶ：ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ）やハイブリッド車（ＨＥＶ：ｈｙｂｒｉｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ）が自動車メーカを問わず多くの企業・団体で開発されている。これらモータを駆動するためには数百ボルトの高電圧を有する車両搭載電源が必要とされる。このような車両搭載電源は、数ボルト程度の電圧を発生する素電池（「電池セル」とも称する）を複数個直列に接続した組電池で実現されている。
電気自動車等では車両の走行時や充電時などすべての使用環境下において、電池の状態（例えば、過充電状態、過放電状態、充電残量等）を判断するために各電池セルＶＣＬ１つずつの電圧を高精度で測定する必要がある。電池電圧の高精度な検出技術は電池エネルギの有効活用に必須であり、特に車両用電源としては車両の安全性や車両走行距離の長距離化に繋がる重要な技術である。
このような高精度化の要求に応え、且つさらなる低コスト化を実現するために、車両搭載電源における電圧測定装置は、電池セルＶＣＬ１つにつき１つのＡＤ変換器（以下、「ＡＤＣ」とも称する）を備えるのではなく、電池セル数個〜十数個を１ブロックとして捉え、１ブロックにつき１つのＡＤＣを持つ構成が主に実用化されている。またその構成を実現するために、電圧測定装置は、マルチプレクサ回路（以下、「ＭＵＸ」とも称する）を搭載し、ＭＵＸにより最下位電位（グラウンド（ＧＮＤ）レベル）を基準にして設計されるＡＤＣの信号入力に複数の異なる電圧水準にある電池電圧を時間的に順次切り替えることで、電圧の測定を実現している。
上記のように、電池セル数個〜十数個を１ブロックとして捉え、１ブロックにつき１つのＡＤＣを持つ構成が採用される場合、電池セルのブロックに対応して複数の電圧測定装置が設けられる。そしてこの電圧測定装置においては、電池監視に関する制御指示や電圧測定結果等を別の電圧測定装置との間で相互に通信するための通信機能部が設けられている。電圧測定装置の動作用電源電圧は、対応する電池セルのブロックから供給されるため、電圧測定装置間の通信は、異電位間通信となる。異電位間通信では、電流通信が望ましい。また、この電流通信では、差動通信が採用される。差動の電流通信は、シングルエンドの電流通信に比べて、信号振幅を小さくしてデータ伝送速度を高速にできる点で優れている。
特許文献１には、低コモンモード利得で、高入力インピーダンスの平衡入出力型差動増幅回路が記載されている。この差動増幅回路は、差動信号を受信し、増幅し、出力する（明細書段落００１３）。また、入力のコモンモードの電位が変化し、差動入力の非反転入力の電位がそれぞれの差動入力の反転入力よりも高く、又は低くなると、電位差がなくなるまで入力コモンモード制御出力の電位が上昇又は下降し、差動入力部の回路が飽和しないように調整される（明細書段落００１５）。
特許文献２には、差動増幅器の入力信号における同相ノイズの影響を排除するための技術が記載されている。この差動増幅器は、差動信号を受信し、増幅する（明細書段落００１３，００２６，００２７）。また、同相ノイズＶｎの電位に応じて差動増幅器の各入力端の電圧をプルダウン又はプルアップすることが記載されている（明細書段落００４４〜００４８）。
特開２０００−３３２５４８号公報 特開２００３−１３３８６２号公報
上記のように電圧測定装置の動作用電源電圧は、対応する電池セル（「素電池」という）のブロックから供給されるため、電圧測定装置間の通信は、異電位間通信となる。このため、電圧測定装置間の通信は、電圧通信よりも電流通信が望ましい。この電流通信において、デバイスの発熱を抑え、かつ電池セルの放電量を抑えるには、通信電流を少なくする必要がある。しかし、通信電流が少ないと、車両走行用の駆動源であるモータの回転駆動に起因するコモンモードノイズの影響を受けやすく、通信不良を生ずる虞がある。特に通信速度を上げる為に電流入力段をカスコード接続等にした場合に顕著に通信不良を引き起こす虞がある。例えば、電圧測定装置間の差動の通信電流に、コモンモードノイズによる電流が負極性で加算された場合には、信号レベルが減衰され、コモンモードノイズのレベルによっては、通信電流の向きが、通信電流の本来の方向とは逆方向になってしまう。この結果、受信側では、通信電流を十分なレベルで取り込むことができなくなる。
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
課題を解決するための手段のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、通信回路は、第１信号を伝達するための第１伝送路と、上記第１信号とは逆位相の第２信号を伝達するための第２伝送路とを用いた差動通信を可能にする受信回路を含む。この受信回路は、上記第１信号及び上記第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための補償回路を備える。この補償回路は、第１補償回路と第２補償回路とを含む。第１補償回路は、上記第１信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第２信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補う。第２補償回路は、上記第２信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第１信号に加算することで、上記第２信号の減衰分を補う。
課題を解決するための手段のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、差動通信を可能にする受信回路において、電流通信におけるコモンモードノイズの影響を軽減することができる。
ＥＶ又はＨＥＶ用バッテリ装置の構成例を示すブロック図である。 複数の電圧測定装置や電池監視用マイクロコンピュータの接続状態の説明図である。 図１に示されるバッテリ装置に含まれる通信機能部における送信回路と受信回路との接続状態の説明図である。 図１に示されるバッテリ装置に含まれる通信機能部における送信回路と受信回路との接続状態の説明図である。 図９において、第１補償回路及び第２補償回路が設けられていない場合の信号の流れの説明図である。 図５における主要部の電流波形の説明図である。 図９に示される構成における信号の流れの説明図である。 図７における主要部の電流波形の説明図である。 図３に示される送信回路及び受信回路の構成例回路図である。 図４に示される送信回路及び受信回路の構成例回路図である。 図３に示される受信回路の別の構成例回路図である。 図４に示される受信回路の別の構成例回路図である。 図３に示される受信回路の別の構成例回路図である。 図４に示される受信回路の別の構成例回路図である。 図１０に示される受信回路の他の構成例回路図である。
１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。また、図面中で使用されているバイポーラトランジスタはＭＯＳトランジスタに置き換え可能となる場合もあるが、例としてバイポーラトランジスタで記載している。図面中で使用されているＭＯＳトランジスタはバイポーラトランジスタに置き換え可能となる場合もあるが、例としてＭＯＳトランジスタで記載している。
〔１〕代表的な実施の形態に係る通信回路（７０，７１）は、第１信号を伝達するための第１伝送路（４５，４７）と、上記第１信号とは逆位相の第２信号を伝達するための第２伝送路（４６，４８）とを用いた差動通信を可能にする受信回路（４２，４４）を含む。上記受信回路は、上記第１信号及び上記第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための補償回路を備える。この補償回路は、第１補償回路（９５）と第２補償回路（９６）とを含む。第１補償回路（９５）は、上記第１信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第２信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補う。第２補償回路（９６）は、上記第２信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第１信号に加算することで、上記第２信号の減衰分を補う。
上記の構成によれば、受信回路には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路と第２補償回路とが設けられるため、受信回路においては、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。これにより、電流通信におけるコモンモードノイズの影響を軽減することができる。
〔２〕上記〔１〕において、上記受信回路を容易に形成するには、上記第１信号を伝送路の寄生容量の影響を抑えた状態で取り込むための第１トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２８）と、上記第２信号を伝送路の寄生容量の影響を抑えた状態で取り込むための第２トランジスタ（Ｑ２，Ｑ２９）とを設けると良い。このとき上記受信回路には、上記第１トランジスタを介して伝達された上記第１信号と、上記第２トランジスタを介して伝達された上記第２信号とを比較するための比較器（９１，１０３）を設けることができる。
〔３〕上記〔２〕において、上記第１補償回路は、上記第１トランジスタに縦続接続された第３トランジスタ（Ｑ３）と、上記第３トランジスタにカレントミラー接続され、上記第２信号に加算される電流を得る第４トランジスタ（Ｑ４）とを含んで、容易に形成することができる。上記第２補償回路は、上記第２トランジスタに縦続接続された第５トランジスタ（Ｑ６）と、上記第５トランジスタにカレントミラー接続され、上記第１信号に加算される電流を得る第６トランジスタ（Ｑ５）とを含んで容易に形成することができる。
〔４〕上記〔３〕において、上記第４トランジスタは、上記第４トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第２信号に加算されるように接続される。上記第６トランジスタは、上記第６トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第１信号に加算されるように接続される。このような接続により、コモンモードノイズに起因する減衰分を容易に補うことができる。
〔５〕上記〔４〕において、上記第1伝送路から見た上記受信回路の入力インピーダンスを調整するための第１インピーダンス調整回路（１０８）と、上記第２伝送路から見た上記受信回路の入力インピーダンスを調整するための第２インピーダンス調整回路（１０９）とを含む。第１インピーダンス調整回路により、第1伝送路から見た受信回路の入力インピーダンスが低減され、第２インピーダンス調整回路により、第２伝送路から見た上記受信回路の入力インピーダンスが低減される。このように入力インピーダンスが低減されることにより、寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、信号の伝達速度の向上を図ることができる。
〔６〕上記〔５〕において、上記第１インピーダンス調整回路を容易に形成するには、上記第１トランジスタと上記第２トランジスタとの間に設けられた第７トランジスタ（Ｑ３０）と、上記第７トランジスタの動作を制御するための第１フィードバック回路（Ｑ３２，Ｑ３４，Ｑ３６）とを設けると良い。このとき、第１フィードバック回路は、上記第１トランジスタ（Ｑ１）と上記第７トランジスタ（Ｑ３０）との直列接続ノード（１１０）の電圧に応じて第７トランジスタ（Ｑ３０）の動作を制御するように構成することができる。上記第２インピーダンス調整回路を容易に形成するには、上記第４トランジスタ（Ｑ２）と上記第５トランジスタ（Ｑ６）との間に設けられた第８トランジスタ（Ｑ３１）と、上記第８トランジスタの動作を制御するための第２フィードバック回路（Ｑ３３，Ｑ３５，Ｑ３７）とを設けると良い。このとき、第２フィードバック回路は、上記第４トランジスタ（Ｑ２）と上記第８トランジスタ（Ｑ３１）との直列接続ノード（１１１）の電圧に応じて第８トランジスタ（Ｑ３１）の動作を制御するように構成することができる。
〔７〕上記〔１〕において、上記受信回路を容易に形成するには、上記第１信号を増幅するための第９トランジスタ（Ｑ５３）と、上記第２信号を増幅するための第１０トランジスタ（Ｑ５６）とを設けると良い。このとき、上記受信回路には、上記第９トランジスタの出力と、上記第１０トランジスタの出力とを比較するための比較器（９１）を設けることができる。
〔８〕上記〔７〕において、上記第１補償回路は、第１１トランジスタ（Ｑ５５）と、第１２トランジスタ（Ｑ５７）と、第１３トランジスタ（Ｑ５８）とを含んで容易に構成することができる。このとき、第１１トランジスタ（Ｑ５５）は、上記第１信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第１信号とは逆方向に流れる電流を増幅する。上記第１２トランジスタ（Ｑ５７）は、上記第１１トランジスタの負荷を形成する。上記第１トランジスタ（Ｑ５８）は、上記第１２トランジスタにカレントミラー接続され、上記比較器での比較前の上記第２信号に加算される電流を得る。
上記第２補償回路は、第１４トランジスタ（Ｑ５６）と、第１５トランジスタ（Ｑ６０）と、第１６トランジスタ（Ｑ５９）とを含んで容易に構成することができる。このとき、上記第１４トランジスタ（Ｑ５６）は、上記第２信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第２信号とは逆方向に流れる電流を増幅する。上記第１５トランジスタ（Ｑ６０）は、上記第１４トランジスタの負荷を形成する。上記第１６トランジスタ（Ｑ５９）は、上記第１５トランジスタにカレントミラー接続されて、上記比較器での比較前の上記第１信号に加算される電流を得る。
〔９〕上記〔８〕において、上記第１３トランジスタは、上記第１３トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第２信号に加算されるように接続される。上記第１６トランジスタは、上記第１６トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第１信号に加算されるように接続される。このような接続により、コモンモードノイズに起因する減衰分を容易に補うことができる。
〔１０〕複数の素電池が互いに直列接続された組電池の電圧を測定するための電圧測定機能部（２０）と、上記電圧測定機能による電圧測定結果を通信可能な通信機能部（７０，７１）とを含む半導体装置において、上記通信機能部は、上記通信回路と同様に構成することができる。
２．実施の形態の詳細
実施の形態について更に詳述する。
《実施の形態１》
図１には、ＥＶ又はＨＥＶ用のバッテリの電圧測定システムの一例が示される。
同図において、モータ１１はモータ駆動用インバータ１２の両端にバッテリから電力が供給されることにより駆動される。同図に示される電圧測定システムを構成するバッテリ装置１０は、複数の素電池が直列に接続された組電池から構成されるバッテリ１０１と、上記バッテリを構成する電池セルのうち数個〜十数個を一組とし、一組の電池セル１毎に割り当てられた複数の電圧測定装置２と、電池監視用マイクロコンピュータ（ＭＣＵ）６とを備える。バッテリ１０１は、例えば電気自動車等の車両全体で数百個の素電池から構成され、最上位の電圧は例えば４００Ｖ程度である。また、バッテリ１０１を構成する素電池は、例えば、リチウムイオン電池である。
電池監視用マイクロコンピュータ（ＭＣＵ）６は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及び通信機能を有し、公知の半導体集積回路製造技術により、単結晶シリコン基板などの一つの半導体基板に形成される。この電池監視用マイクロコンピュータ６は、電圧測定装置２を制御することにより、バッテリ電圧の測定を実行させ、測定結果に基づいてモータ駆動用インバータ１２に対する電池からの電力供給を制御する。また、電池制御用マイクロコンピュータ７との間でＣＡＮ（Controller Area Network）通信等を行う。
各電圧測定装置２は、電圧測定機能部２０、制御部５０、及び通信機能部７０，７１を有し、公知の半導体集積回路製造技術により、単結晶シリコン基板などの一つの半導体基板に形成される。上記電圧測定機能部２０は、ＭＵＸ３０及びＡＤＣ６０を含む。
ＭＵＸ３０は、バッテリ１０１のうち測定対象とされる一組の電池セル１について電圧測定を行うために、電池セル１の端子を選択的にＡＤＣ６０に接続する。ＡＤＣ６０は、制御部５０からの制御信号に応じて、上記ＭＵＸ３０によって選択された電池セル１の電圧を測定して、その結果を出力する。通信機能部７０，７１は、電池監視用マイクロコンピュータ６からの制御指示や、上記ＡＤＣ６０からの電圧測定結果等を、互いに隣接する電圧測定装置２間で相互に通信する。
図２には、複数の電圧測定装置２や電池監視用マイクロコンピュータ６の接続状態が示される。
複数の電圧測定装置２や電池監視用マイクロコンピュータ６には、シリアル通信を可能とするシリアルインタフェースが設けられる。電池監視用マイクロコンピュータ６には、チップセレクトＣＳ、シリアルクロックＳＣＫ、データ出力ＭＯＳＩ、データ入力ＭＩＳＯの各端子が設けられる。電圧測定装置２には、チップセレクトＣＳ、シリアルクロックＳＣＫ、シリアルデータ出力ＳＯ、シリアルデータ入力ＳＩの各端子が設けられる。電池監視用マイクロコンピュータ６のチップセレクトＣＳ、シリアルクロックＳＣＫ、データ出力ＭＯＳＩ、データ入力ＭＩＳＯの各端子は、それぞれ電圧測定装置２のチップセレクトＣＳ、シリアルクロックＳＣＫ、シリアルデータ入力ＳＩ、シリアルデータ出力ＳＯの各端子に接続される。電圧測定装置２と電池監視用マイクロコンピュータ６との間では、シングルエンド伝送もしくは差動伝送の電圧通信が行われる。互いに隣接する電圧測定装置２間では、一対の信号線を使ってデータを伝送する差動伝送が行われる。差動伝送では、対をなす２本の伝送路によって、互いに逆位相の信号が伝送される。電圧測定装置２には、グラウンドＧＮＤを基準とする電源電圧ＶＣＣを取り込むための電源端子が設けられている。電圧測定装置２の動作用電源電圧は、対応する素電池の直列接続ノードから供給される。動作用電源電圧は、装置２のデバイス耐圧や接続される素電池の数と素電池1個辺りの電圧で決定される。例えば素電池１個辺りの電圧が１．４Ｖから５Ｖで、電圧測定装置２に１２個の素電圧が接続される場合は１６．８Ｖから６０Ｖとなる。この場合デバイス耐圧は最低でも６０V以上のものを使用する必要がある。そして互いに隣接する電圧測定装置２間では、電流通信が行われる。
図１に示される通信機能部７０，７１は、それぞれ送信回路及び受信回路を含む。例えば図３に示されるように、バッテリ１０１におけるノードＮ１の電位を電源電圧ＶＣＣとする電圧測定装置２から、バッテリ１０１におけるノードＮ２の電位を電源電圧ＶＣＣとする電圧測定装置２への信号伝達には、通信機能部７０内の送信回路４１と、通信機能部７１内の受信回路４２とが用いられる。この場合、送信回路４１と受信回路４２とは、差動通信のための一対の伝送路４５，４６を介して結合される。一方の伝送路４５に第１信号による電流ＩＮｐが流れるとき、他方の伝送路４６には、上記第１信号とは逆位相の第２信号による電流ＩＮｎが流れる。
尚、第１信号ＩＮｐや第２信号ＩＮｎには、コモンモードノイズＮｃｏｍが重畳される場合があるが、それについては後に詳述する。
図９には、図３に示される送信回路４１及び受信回路４２の構成例が示される。
送信回路４１は、次のように構成される。
ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０，Ｑ１２、及び抵抗Ｒ３が互いに直列接続される。ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０は高耐圧素子が使用される。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０のドレイン電極は、伝送路４５に結合される。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０のゲート電極には、参照電圧Ｖ１が供給され、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０のゲート・ソース電極間で所定の電圧降下を生じさせることで、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１２に高電圧が印加されないようにしている。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１２のソース電極の電位と、参照電圧Ｖ３を仮想設置する増幅器(アンプ)９２が設けられ、この増幅器９２の出力信号が、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１２のゲート電極に伝達されるようになっている。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１２のゲート電極とグラウンドＧＮＤとの間に、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１４が設けられる。入力端子９７を介して、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１４のゲート電極に送信データが伝達され、その送信データに呼応して、伝送路４５には、第１信号による電流ＩＮｐが流れるようになっている。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０のソースにはカレントミラー回路（ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ９１、Ｑ９２）が接続され、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０のソース電流が完全に０（ゼロ）とはならないようにしている。
また、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１３、及び抵抗Ｒ４が互いに直列接続される。ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１は高耐圧素子が使用される。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン電極は、伝送路４６に結合される。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電極には、参照電圧Ｖ２が供給され、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート・ソース電極間で所定の電圧降下を生じさせることで、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１３に高電圧が印加されないようにしている。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１３のソース電極の電位と、参照電圧Ｖ４を仮想設置する増幅器(アンプ)９３が設けられ、この増幅器９３の出力信号が、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１３のゲート電極に伝達されるようになっている。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１３のゲート電極とグラウンドＧＮＤとの間に、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１５が設けられる。入力端子９８を介して、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１５のゲート電極に送信データが伝達され、その送信データに呼応して、伝送路４６には、第２信号による電流ＩＮｎが流れるようになっている。ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１のソースにはカレントミラー回路（ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ９１、Ｑ９３が接続され、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１のソース電流が完全に０（ゼロ）とはならないようにしている。
受信回路４２は次のように構成される。
受信回路４２は、バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ８、抵抗Ｒ１，Ｒ２、比較器９１を含む。上記バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ８は、ｎｐｎ型とされる。バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電極は、それぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して定電圧Ｖｒｅｇの端子に接続される。定電圧Ｖｒｅｇは、電源電圧ＶＣＣを降圧回路で降圧したもので、例えば５Ｖとされる。本例では、伝送路の寄生容量により信号の伝達速度の低下を防ぐため、カスコード入力回路が採用される。こうすることで、抵抗Ｒ１とＲ２の値を大きくすることができ、比較器９１への入力電圧を十分にとることができる。カスコード入力回路を採用しない場合、寄生容量による伝達速度の低下を改善するならば、抵抗Ｒ１とＲ２の値を小さくし、抵抗Ｒ１とＲ２に発生する電圧降下を小さくする必要がある。この場合、比較器９１への入力電圧を十分にとることができなくなる虞がある。すなわち、バイポーラトランジスタＱ１のエミッタ電極は、第１信号を取り込むために伝送路４５に結合され、バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ電極は、第２信号を取り込むために伝送路４６に結合される。バイポーラトランジスタＱ１は、上記第１信号を伝達するために伝送路４５に電流を供給するための電流バッファとして機能する。バイポーラトランジスタＱ２は、上記第２信号を伝達するために上記伝送路４６に電流を供給するための電流バッファとして機能する。バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のベース電極には、所定のバイアス電圧が供給される。このバイアス電圧は、定電流源９４と、それに直列接続されたバイポーラトランジスタＱ７，Ｑ８とで形成される。バイポーラトランジスタＱ７，Ｑ８は、それぞれコレクタ電極とベース電極とが結合されることで、ダイオードとして機能する。抵抗Ｒ１とバイポーラトランジスタＱ１との直列接続ノードの電位と、抵抗Ｒ２とバイポーラトランジスタＱ２との直列接続ノードの電位とが、比較器９１で比較されるようになっている。この比較器９１での比較結果が、受信回路４２での差動通信における受信信号とされる。
また、この受信回路４２には、伝送路４５の第１信号、及び伝送路４６の第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられる。
第１補償回路９５は、伝送路４５によって伝送される第１信号のうち、所定の入力レンジを越えた分を検出し、それを第２信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補うために設けられている。第１補償回路９５は、バイポーラトランジスタＱ１に縦続接続されたバイポーラトランジスタＱ３と、このバイポーラトランジスタＱ３にカレントミラー接続されたバイポーラトランジスタＱ４とを含む。伝送路４５に流れる第１信号に重畳されたコモンモードノイズに起因して、上記第１信号とは逆方向の電流がバイポーラトランジスタＱ３に流れた場合に、それに応じてバイポーラトランジスタＱ４に電流が流れる。この電流は、抵抗Ｒ２を介して供給されることにより、比較器９１に伝達される第２信号に加算されるようになっている。
第２補償回路９６は、伝送路４６によって伝送される第２信号のうち、所定の入力レンジを越えた分を検出し、それを第１信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補うために設けられている。第２補償回路９６は、バイポーラトランジスタＱ２に縦続接続されたバイポーラトランジスタＱ６と、このバイポーラトランジスタＱ６にカレントミラー接続されたバイポーラトランジスタＱ５とを含む。伝送路４６に流れる第２信号に重畳されたコモンモードノイズに起因して、上記第２信号とは逆方向の電流がバイポーラトランジスタＱ６に流れた場合に、それに応じてバイポーラトランジスタＱ５に電流が流れる。この電流は、抵抗Ｒ１を介して供給されることにより、比較器９１に伝達される第１信号に加算されるようになっている。
次に、伝送路４５，４６の信号に、コモンモードノイズＮｃｏｍが重畳された場合の動作について説明する。
説明の便宜上、伝送路４５における受信回路４２側の端部には電流Ａが流れ、伝送路４６における受信回路４２側の端部には電流Ｂが流れ、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電極側には電流Ｃが流れ、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電極側に電流Ｄが流れるものとする。バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電極とバイポーラトランジスタＱ５のコレクタ電極との結合箇所から抵抗Ｒ１に至る経路に電流Ｃ’が流れ、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電極とバイポーラトランジスタＱ４のコレクタ電極との結合箇所から抵抗Ｒ２に至る経路に電流Ｄ’が流れるものとする。バイポーラトランジスタＱ４のコレクタ電極に電流Ｃ２が流れ、バイポーラトランジスタＱ５のコレクタ電極に電流Ｄ２が流れるものとする。
図５には、図９において、第１補償回路９５及び第２補償回路９６が設けられていない場合の信号の流れが示され、図６には、図５における主要部の電流波形が示される。
伝送路４５には、第１信号による電流ＩＮｐが流れ、伝送路４６には、第２信号による電流ＩＮｎが流れる。本例では、この第１信号による電流ＩＮｐと第２信号による電流ＩＮｎに、コモンモードノイズＮｃｏｍによる電流が負極性で加算されるものとする。このような加算により信号レベルが減衰され、コモンモードノイズＮｃｏｍのレベルによっては、電流Ａや電流Ｂが逆流する場合がある。
受信回路４２においては、伝送路４５の第１信号がバイポーラトランジスタＱ１のエミッタ電極に伝達され、伝送路４６の第２信号がバイポーラトランジスタＱ２のエミッタ電極に伝達されるため、信号電流が所定の基準レベルを越える必要がある。信号電流の基準レベルＤｌａｎｇｅは、例えば０アンペアであり、受信回路４２において信号を取り込むには、電流Ａや電流Ｂがこの基準レベルＤｌａｎｇｅを越えている必要がある。電流Ａ（入力ｉｎ）が基準レベルＤｌａｎｇｅ以上（ｉｎ≧Ｄｌａｎｇｅ）であれば、この入力ｉｎが電流Ｃとされる。電流Ａ（入力ｉｎ）が基準レベルＤｌａｎｇｅに満たない場合（ｉｎ＜Ｄｌａｎｇｅ）には、電流Ｃは「０」になる。同様に、電流Ｂ（入力ｉｎ）が基準レベルＤｌａｎｇｅ以上（ｉｎ≧Ｄｌａｎｇｅ）であれば、この入力ｉｎが電流Ｄとされる。電流Ｂ（入力ｉｎ）が基準レベルＤｌａｎｇｅに満たない場合（ｉｎ＜Ｄｌａｎｇｅ）には、電流Ｄは「０」になる。つまり、入力電流が基準レベル未満で逆流する場合、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２にはエミッタ電流を流すことができないので、受信回路４２に信号を取り込むことができない。このように電流Ａや電流Ｂが基準レベルに満たない範囲は、受信信号として取り込むことができないこのため、電流Ｃ，Ｄが減衰され、それにより電流Ｃ，Ｄの差分Ｅも減衰される。
これに対して、第１補償回路９５及び第２補償回路９６が設けられている場合には、入力電流が基準レベル未満でも、バイポーラトランジスタＱ３，Ｑ６に電流を流すことができ、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うことができる。つまり、入力電流が基準レベル未満の場合でも、バイポーラトランジスタＱ３に電流が流れ、それに応じてバイポーラトランジスタＱ４に流れる電流が、バイポーラトランジスタＱ２に流れる電流Ｄに加算される。この加算結果が電流Ｄ’となる。同様に、入力電流が基準レベル未満の場合でも、バイポーラトランジスタＱ６に電流が流れ、それに応じてバイポーラトランジスタＱ５に流れる電流Ｄ２がバイポーラトランジスタＱ１に流れる電流Ｃに加算される。この加算結果が電流Ｃ’となる。このような電流加算により、以下のように、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われる。
図７には、図９に示される構成における信号の流れが示され、図８には、図７における主要部の電流波形が示される。
第１補償回路９５及び第２補償回路９６が設けられている場合には、電流Ｃ２は、電流Ａが基準レベルＤｌａｎｇｅ以上の場合（ｉｎ≧Ｄｌａｎｇｅ）、「０」となり、電流Ａが基準レベルＤｌａｎｇｅに満たない場合（ｉｎ＜Ｄｌａｎｇｅ）には、電流Ａの符号が反転されて電流Ｃ２となる。この電流Ｃ２が電流Ｄに加算される。これにより、電流Ｄ’は、電流Ｄに電流ＩＮｐの減衰分が加算されたものとなる。同様に、電流Ｄ２は、電流Ｂが基準レベルＤｌａｎｇｅ以上の場合（ｉｎ≧Ｄｌａｎｇｅ）、「０」となり、電流Ｂが基準レベルＤｌａｎｇｅに満たない場合（ｉｎ＜Ｄｌａｎｇｅ）には、電流Ｂの符号が反転されて電流Ｄ２となる。この電流Ｄ２が電流Ｃに加算される。これにより電流Ｃ’は、電流Ｃに電流ＩＮｎの減衰分が加算されたものとなる。この結果、電流Ｃ’，Ｄ’の差分Ｅは、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルとなる。
実施の形態１によれば、以下の作用効果を奏する。
すなわち、受信回路４２には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられるため、受信回路４２においては、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
《実施の形態２》
図４に示されるように、バッテリ１０１におけるノードＮ２の電位を電源電圧ＶＣＣとする電圧測定装置２から、バッテリ１０１におけるノードＮ１の電位を電源電圧ＶＣＣとする電圧測定装置２への信号伝達には、通信機能部７１内の送信回路４３と、通信機能部７１内の受信回路４４とが用いられる。この場合、送信回路４３と受信回路４４とは、差動通信のための一対の伝送路４７，４８を介して結合される。一方の伝送路４７に第１信号による電流ＩＮｐが流れるとき、他方の伝送路４８には、上記第１信号とは逆位相の第２信号による電流ＩＮｎが流れる。
図１０には、図４に示される送信回路４３及び受信回路４４の構成例が示される。
送信回路４３は、次のように構成される。
抵抗Ｒ５、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１８，Ｑ２０が互いに直列接続される。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２０のドレイン電極は、伝送路４７に結合される。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２０のゲート電極には、参照電圧Ｖ７が供給され、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２０のドレイン・ソース電極間で所定の電圧降下を生じさせることで、伝送路４７を介して受信回路４４に高電圧が印加されないようにしている。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１８のソース電極の電位と、参照電圧Ｖ５との比較を行う比較器１０４が設けられ、この比較器１０４の出力信号が、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１８のゲート電極に伝達されるようになっている。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１８のゲート電極と低電圧Ｖｒｅｇとの間に、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１６が設けられる。入力端子９９を介して、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１６のゲート電極に送信データが伝達され、その送信データに呼応して、伝送路４７には、第１信号による電流ＩＮｐが流れるようになっている。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２０のソースにはカレントミラー回路（ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ９４、Ｑ９５）が接続され、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２０のソース電流が完全に０（ゼロ）とはならないようにしている。
抵抗Ｒ６、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１９，Ｑ２１が互いに直列接続される。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２１のドレイン電極は、伝送路４８に結合される。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２１のゲート電極には、参照電圧Ｖ８が供給され、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２１のドレイン・ソース電極間で所定の電圧降下を生じさせることで、伝送路４８を介して受信回路４４に高電圧が印加されないようにしている。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１９のソース電極の電位と、参照電圧Ｖ６との比較を行う比較器１０５が設けられ、この比較器１０５の出力信号が、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１９のゲート電極に伝達されるようになっている。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１９のゲート電極と低電圧Ｖｒｅｇとの間に、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１７が設けられる。入力端子１００を介して、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１７のゲート電極に送信データが伝達され、その送信データに呼応して、伝送路４８には、第２信号による電流ＩＮｎが流れるようになっている。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２１のソースには、カレントミラー回路（ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ９４、Ｑ９６）が接続され、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２１のソース電流が完全に０（ゼロ）とはならないようにしている。
受信回路４４は次のように構成される。
受信回路４４は、バイポーラトランジスタＱ２２〜Ｑ２９、抵抗Ｒ７，Ｒ８、比較器１０３を含む。上記バイポーラトランジスタＱ２２〜Ｑ２９は、ｐｎｐ型とされる。バイポーラトランジスタＱ２８，Ｑ２９のコレクタ電極は、それぞれ抵抗Ｒ７，Ｒ８を介してグラウンドＧＮＤに接続される。寄生容量により信号の伝達速度の低下を防ぐため、カスコード入力回路が採用される。すなわち、バイポーラトランジスタＱ２８のエミッタ電極は、第１信号を取り込むために伝送路４７に結合され、バイポーラトランジスタＱ２９のエミッタ電極は、第２信号を取り込むために伝送路４８に結合される。バイポーラトランジスタＱ２８は、上記第１信号を取り込むための電流バッファとして機能する。バイポーラトランジスタＱ２９は、上記第２信号を取り込むための電流バッファとして機能する。バイポーラトランジスタＱ２８，Ｑ２９のベース電極には、所定のバイアス電圧が供給される。このバイアス電圧は、電源電圧ＶＣＣと定電流源１０２との間に直列接続されたバイポーラトランジスタＱ２２，Ｑ２３とで形成される。バイポーラトランジスタＱ２２，Ｑ２３は、それぞれコレクタ電極とベース電極とが結合されることで、ダイオードとして機能する。抵抗Ｒ７とバイポーラトランジスタＱ２８との直列接続ノードの電位と、抵抗Ｒ８とバイポーラトランジスタＱ２９との直列接続ノードの電位とが、比較器１０３で比較されるようになっている。この比較器１０３での比較結果が、受信回路４４での差動通信における受信信号とされる。
また、この受信回路４４には、図９に示される受信回路４２と同様に、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられる。
第１補償回路９５は、伝送路４７によって伝送される第１信号のうち、所定の入力レンジを越えた分を検出し、それを第２信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補うために設けられている。第１補償回路９５は、バイポーラトランジスタＱ２８に縦続接続されたバイポーラトランジスタＱ２４と、このバイポーラトランジスタＱ２４にカレントミラー接続されたバイポーラトランジスタＱ２５とを含む。伝送路４７に流れる第１信号に重畳されたコモンモードノイズに起因して、上記第１信号による電流ＩＮｐとは逆方向の電流がバイポーラトランジスタＱ２４に流れた場合に、それに応じてバイポーラトランジスタＱ２５に電流が流れる。この電流は、抵抗Ｒ８を介してグラウンドＧＮＤに流れることにより、比較器１０３に伝達される第２信号に加算されるようになっている。
第２補償回路９６は、伝送路４８によって伝送される第２信号のうち、所定の入力レンジを越えた分を検出し、それを第１信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補うために設けられている。第２補償回路９６は、バイポーラトランジスタＱ２９に縦続接続されたバイポーラトランジスタＱ２７と、このバイポーラトランジスタＱ２７にカレントミラー接続されたバイポーラトランジスタＱ２６とを含む。伝送路４８に流れる第２信号に重畳されたコモンモードノイズに起因して、上記第２信号とは逆方向の電流ＩＮｎがバイポーラトランジスタＱ２７に流れた場合に、それに応じてバイポーラトランジスタＱ２６に電流が流れる。この電流は、抵抗Ｒ７を介してグラウンドＧＮＤに流れることにより、比較器１０３に入力される第１信号に加算されるようになっている。
次に、伝送路４７，４８の信号に、コモンモードノイズＮｃｏｍが重畳された場合の動作について説明する。
説明の便宜上、伝送路４７における受信回路４４側の端部に電流Ａが流れ、伝送路４８における受信回路４４側の端部に電流Ｂが流れ、バイポーラトランジスタＱ２８のコレクタ電極側に電流Ｃが流れ、バイポーラトランジスタＱ２９のコレクタ電極側に電流Ｄが流れるものとする。バイポーラトランジスタＱ２８のコレクタ電極とバイポーラトランジスタＱ２６のコレクタ電極との結合箇所から抵抗Ｒ７に至る経路に電流Ｃ’が流れ、バイポーラトランジスタＱ２９のコレクタ電極とバイポーラトランジスタＱ２５のコレクタ電極との結合箇所から抵抗Ｒ８に至る経路に電流Ｄ’が流れるものとする。バイポーラトランジスタＱ２５のコレクタ電極に電流Ｄ２が流れ、バイポーラトランジスタＱ２６のコレクタ電極に電流Ｃ２が流れるものとする。
図１０に示される受信回路４４においても、図９に示される受信回路４２の場合と同様に、第１補償回路９５及び第２補償回路９６が設けられている。このため、入力電流が基準レベル未満でも、バイポーラトランジスタＱ２４，Ｑ２７に電流を流すことができ、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うことができる。つまり、入力電流が基準レベル未満の場合でも、バイポーラトランジスタＱ２４に電流が流れ、それに応じてバイポーラトランジスタＱ２５に流れる電流Ｄ２がバイポーラトランジスタＱ２９に流れる電流Ｄに加算されるので、電流Ｄ’は、電流Ｄに、電流ＩＮｐにおける減衰分が加算されたものとなる。同様に、入力電流が基準レベル未満の場合でも、バイポーラトランジスタＱ２７に電流が流れ、それに応じてバイポーラトランジスタＱ２６に流れる電流Ｃ２がバイポーラトランジスタＱ２８に流れる電流Ｃに加算されるので、電流Ｃ’は、電流ＩＮｎの減衰分が加算されたものとなる。この結果、電流Ｃ’，Ｄ’の差分は、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルとなる。
実施の形態２によれば、以下の作用効果を奏する。
すなわち、受信回路４４には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられるため、受信回路４４においては、図９に示される受信回路４２と同様に、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
《実施の形態３》
図１１には、図３に示される受信回路４２の別の構成例が示される。
図１１に示される受信回路４２が、図９に示されるのと大きく相違するのは、第1伝送路４５から見た受信回路４２の入力インピーダンスを調整するための第１インピーダンス調整回路１０８と、伝送路４６から見た受信回路４２の入力インピーダンスを調整するための第２インピーダンス調整回路１０９とを備える点である。また、図１１に示される受信回路４２においては、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２のベース電極にフィードバックがかかっている。
第１インピーダンス調整回路１０８は、バイポーラトランジスタＱ１とバイポーラトランジスタＱ３との間に設けられたバイポーラトランジスタＱ３０と、直列接続ノード１１０の電圧に応じてバイポーラトランジスタＱ３０の動作を制御するための第１フィードバック回路ＦＢ１とを含む。上記バイポーラトランジスタＱ３０はｐｎｐ型とされる。
上記第１フィードバック回路ＦＢ１は、バイポーラトランジスタＱ３２，Ｑ３４，Ｑ３６を含む。バイポーラトランジスタＱ３２，Ｑ３４，Ｑ３６は、何れもｎｐｎ型とされる。バイポーラトランジスタＱ３４のエミッタ電極は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ３６を介してグラウンドＧＮＤに接続される。バイポーラトランジスタＱ３４のコレクタ電極には定電圧Ｖｒｅｇが供給される。バイポーラトランジスタＱ３４のベース電極には、バイポーラトランジスタＱ１とバイポーラトランジスタＱ３０との直列接続ノード１１０の電圧が供給される。バイポーラトランジスタＱ３４のエミッタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ３２のベース電極に伝達される。バイポーラトランジスタＱ３２のコレクタ電極は、互いに直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ３を介して定電流源１０６に結合される。バイポーラトランジスタＱ３２のエミッタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ３２のコレクタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ３０のベース電極に伝達される。このような構成によれば、バイポーラトランジスタＱ１とバイポーラトランジスタＱ３０との直列接続ノード１１０の電圧レベルに応じてバイポーラトランジスタＱ３０とバイポーラトランジスタＱ１がフィードバック制御されることにより、第1伝送路４５から見た受信回路４２の入力インピーダンスが低減される。これにより、バイポーラトランジスタＱ１とバイポーラトランジスタＱ３０との直列接続ノード１１０付近の寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、伝送路４５による信号の伝達速度の向上を図ることができる。
第２インピーダンス調整回路１０９は、バイポーラトランジスタＱ２とバイポーラトランジスタＱ６との間に設けられたバイポーラトランジスタＱ３１と、直列接続ノード１１１の電圧に応じてバイポーラトランジスタＱ３１の動作を制御するための第２フィードバック回路ＦＢ２とを含む。上記バイポーラトランジスタＱ３１はｐｎｐ型とされる。
上記第２フィードバック回路ＦＢ２は、バイポーラトランジスタＱ３３，Ｑ３５，Ｑ３７を含む。バイポーラトランジスタＱ３３，Ｑ３５，Ｑ３７は、何れもｎｐｎ型とされる。バイポーラトランジスタＱ３５のエミッタ電極は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ３７を介してグラウンドＧＮＤに接続される。バイポーラトランジスタＱ３５のコレクタ電極には定電圧Ｖｒｅｇが供給される。バイポーラトランジスタＱ３５のベース電極には、バイポーラトランジスタＱ２とバイポーラトランジスタＱ３１との直列接続ノード１１１の電圧が供給される。バイポーラトランジスタＱ３５のエミッタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ３３のベース電極に伝達される。バイポーラトランジスタＱ３３のコレクタ電極は、互いに直列接続されたダイオードＤ２，Ｄ４を介して定電流源１０７に結合される。バイポーラトランジスタＱ３３のエミッタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ３３のコレクタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ３１のベース電極に伝達される。このような構成によれば、バイポーラトランジスタＱ２とバイポーラトランジスタＱ３１との直列接続ノード１１１の電圧レベルに応じてバイポーラトランジスタＱ３１がフィードバック制御されることにより、伝送路４６から見た受信回路４２の入力インピーダンスが低減される。これにより、バイポーラトランジスタＱ２とバイポーラトランジスタＱ３１との直列接続ノード１１１付近の寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、伝送路４６による信号の伝達速度の向上を図ることができる。
実施の形態３によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）受信回路４２には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられるため、受信回路４２においては、図９に示される場合と同様に、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
（２）第１インピーダンス調整回路１０８により、伝送路４５から見た受信回路４２の入力インピーダンスが低減され、第２インピーダンス調整回路１０９により、伝送路４６から見た上記受信回路４２の入力インピーダンスが低減される。このように入力インピーダンスが低減されることにより、寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、信号の伝達速度の向上を図ることができる。
《実施の形態４》
図１２には、図４に示される受信回路４４の別の構成例が示される。
図１２に示される受信回路４４が、図１０に示されるのと大きく相違するのは、伝送路４７から見た受信回路４４の入力インピーダンスを調整するための第１インピーダンス調整回路１１５と、伝送路４８から見た受信回路４４の入力インピーダンスを調整するための第２インピーダンス調整回路１１６とを備える点である。
第１インピーダンス調整回路１１５は、バイポーラトランジスタＱ２８とバイポーラトランジスタＱ２４との間に設けられたバイポーラトランジスタＱ４０と、バイポーラトランジスタＱ４０の動作を制御するための第１フィードバック回路ＦＢ１とを含む。第１フィードバック回路ＦＢ１は、バイポーラトランジスタＱ２８とバイポーラトランジスタＱ４０との直列接続ノード１１５の電圧に応じてバイポーラトランジスタＱ４０の動作を制御する。上記バイポーラトランジスタＱ４０はｎｐｎ型とされる。
上記第１フィードバック回路ＦＢ１は、バイポーラトランジスタＱ４２，Ｑ４４，Ｑ４６を含む。バイポーラトランジスタＱ４２，Ｑ４４，Ｑ４６は、何れもｐｎｐ型とされる。バイポーラトランジスタＱ４６のエミッタ電極は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ４４を介して定電圧Ｖｒｅｇの端子に接続される。バイポーラトランジスタＱ４６のコレクタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ４６のベース電極には、バイポーラトランジスタＱ２８とバイポーラトランジスタＱ４０との直列接続ノード１１７の電圧が供給される。バイポーラトランジスタＱ４６のエミッタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ４２のベース電極に伝達される。バイポーラトランジスタＱ４２のコレクタ電極は、互いに直列接続されたダイオードＤ５，Ｄ７を介して定電流源１１９に結合される。バイポーラトランジスタＱ４２のエミッタ電極は定電圧Ｖｒｅｇの端子に結合される。バイポーラトランジスタＱ４２のコレクタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ４０のベース電極に伝達される。このような構成によれば、バイポーラトランジスタＱ２８とバイポーラトランジスタＱ４０との直列接続ノード１１７の電圧レベルに応じてバイポーラトランジスタＱ４０がフィードバック制御されることにより、伝送路４７から見た受信回路４４の入力インピーダンスが低減される。これにより、バイポーラトランジスタＱ２８とバイポーラトランジスタＱ４０との直列接続ノード１１５付近の寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、伝送路４７による信号の伝達速度の向上を図ることができる。
第２インピーダンス調整回路１０９は、バイポーラトランジスタＱ２９とバイポーラトランジスタＱ２７との間に設けられたバイポーラトランジスタＱ４１と、バイポーラトランジスタＱ４１の動作を制御するための第２フィードバック回路ＦＢ２とを含む。第２フィードバック回路ＦＢ２は、バイポーラトランジスタＱ２９とバイポーラトランジスタＱ４１との直列接続ノード１１８の電圧に応じてバイポーラトランジスタＱ４１の動作を制御する。上記バイポーラトランジスタＱ４１はｎｐｎ型とされる。
上記第２フィードバック回路ＦＢ２は、バイポーラトランジスタＱ４３，Ｑ４５，Ｑ４７を含む。バイポーラトランジスタＱ４３，Ｑ４５，Ｑ４７は、何れもｐｎｐ型とされる。バイポーラトランジスタＱ４７のエミッタ電極は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ４５を介して定電圧Ｖｒｅｇの端子に接続される。バイポーラトランジスタＱ４７のコレクタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ４７のベース電極には、バイポーラトランジスタＱ２９とバイポーラトランジスタＱ４１との直列接続ノード１１８圧が供給される。バイポーラトランジスタＱ４７エミッタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ４３ベース電極に伝達される。バイポーラトランジスタＱ４３コレクタ電極は、互いに直列接続されたダイオードＤ６，Ｄ８を介して定電流源１２０に結合される。バイポーラトランジスタＱ４３のエミッタ電極は定電圧Ｖｒｅｇの端子に結合される。バイポーラトランジスタＱ４３のコレクタ電極の電圧がバイポーラトランジスタＱ４１のベース電極に伝達される。このような構成によれば、バイポーラトランジスタＱ２９とバイポーラトランジスタＱ４１との直列接続ノード１１８の電圧レベルに応じてバイポーラトランジスタＱ４１がフィードバック制御されることにより、伝送路４８から見た受信回路４４の入力インピーダンスが低減される。これにより、バイポーラトランジスタＱ２９とバイポーラトランジスタＱ４１との直列接続ノード１１８付近の寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、伝送路４８による信号の伝達速度の向上を図ることができる。
実施の形態４によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）受信回路４４には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられるため、受信回路４４においては、図１０に示される場合と同様に、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
（２）第１インピーダンス調整回路１１５により、伝送路４７から見た受信回路４４の入力インピーダンスが低減され、第２インピーダンス調整回路１１６により、伝送路４８から見た上記受信回路４４の入力インピーダンスが低減される。このように入力インピーダンスが低減されることにより、寄生容量の充放電時間を短縮することができるので、信号の伝達速度の向上を図ることができる。
《実施の形態５》
図１３には、図３に示される受信回路４２の別の構成例が示される。
受信回路４２は、バイポーラトランジスタＱ５０〜Ｑ６０、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、比較器９１を含む。バイポーラトランジスタＱ５０，Ｑ５１，Ｑ５２，Ｑ５５，Ｑ５６は、ｎｐｎ型とされる。バイポーラトランジスタＱ５３，Ｑ５４，Ｑ５７，Ｑ５８，Ｑ５９，Ｑ６０は、ｐｎｐ型とされる。
バイポーラトランジスタＱ５３のベース電極には伝送路４５が接続されることにより、電流Ａは、バイポーラトランジスタＱ５３のベース電極を介して流れる。バイポーラトランジスタＱ５４のベース電極には伝送路４６が接続されることにより、電流Ｂは、バイポーラトランジスタＱ５４のベース電極を介して流れる。バイポーラトランジスタＱ５３のエミッタ電極と、バイポーラトランジスタＱ５４のエミッタ電極とは、バイポーラトランジスタＱ５２に共通接続されている。バイポーラトランジスタＱ５２のコレクタ電極には定電圧Ｖｒｅｇが供給される。バイポーラトランジスタＱ５２のベース電極には、所定のバイアス電圧が供給される。このバイアス電圧は、定電流源２００に結合されたバイポーラトランジスタＱ５０，Ｑ５１によって形成される。バイポーラトランジスタＱ５０，Ｑ５１は、それぞれダイオード接続されている。バイポーラトランジスタＱ５３のコレクタ電極は、抵抗Ｒ１１を介してグラウンドＧＮＤに接続される。バイポーラトランジスタＱ５４のコレクタ電極は、抵抗Ｒ１２を介してグラウンドＧＮＤに接続される。抵抗Ｒ１１の端子電圧と、抵抗Ｒ１２の端子電圧とが比較器９１で比較される。この比較器９１での比較結果が、受信回路４２での差動通信における受信信号とされる。
また、この受信回路４２には、伝送路４５の第１信号、及び伝送路４６の第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられる。
第１補償回路９５は、バイポーラトランジスタＱ５５，Ｑ５７，Ｑ５８を含む。バイポーラトランジスタＱ５５は、伝送路４５の第１信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第１信号とは逆方向に流れる電流を増幅する。バイポーラトランジスタＱ５５のベース電極は伝送路４５に接続される。バイポーラトランジスタＱ５６のエミッタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ５５のコレクタ電極にはバイポーラトランジスタＱ５７が結合される。バイポーラトランジスタＱ５７は、バイポーラトランジスタＱ５５の負荷とされる。バイポーラトランジスタＱ５８は、バイポーラトランジスタＱ５７にカレントミラー接続される。このバイポーラトランジスタＱ５８のコレクタ電極に流れる電流が比較器９１に入力される第２信号に加算される。つまり、抵抗Ｒ１２に流れる電流Ｄ’は、電流Ｄに電流Ｃ２が加算されたものとなる。
第２補償回路９６は、バイポーラトランジスタＱ５６，Ｑ５９，Ｑ６０を含む。バイポーラトランジスタＱ５６は、伝送路４６の第２信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第２信号とは逆方向に流れる電流を増幅する。バイポーラトランジスタＱ５６のベース電極は伝送路４５に接続される。バイポーラトランジスタＱ５６のエミッタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ５６のコレクタ電極にはバイポーラトランジスタＱ６０が結合される。バイポーラトランジスタＱ６０は、バイポーラトランジスタＱ５６の負荷とされる。バイポーラトランジスタＱ５９は、バイポーラトランジスタＱ６０にカレントミラー接続される。このバイポーラトランジスタＱ５９のコレクタ電極に流れる電流が比較器９１に入力される第２信号に加算される。つまり、電流Ｄ２が電流Ｃに加算されることで、抵抗Ｒ１１に流れる電流Ｃ’は、電流Ｃに電流Ｄ２が加算されたものとなる。
実施の形態５によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）受信回路４２には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられるため、受信回路４２においては、図９に示される場合と同様に、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
（２）バイポーラトランジスタＱ５３のコレクタ電流（電流Ｃ）は、バイポーラトランジスタＱ５３のベース電流（電流Ａ）が、このバイポーラトランジスタＱ５３の直流電流増幅率（ｈｆｅ）倍されたものとされる。バイポーラトランジスタＱ５４のコレクタ電流（電流Ｄ）は、バイポーラトランジスタＱ５４のベース電流（電流Ｂ）がバイポーラトランジスタＱ５４のｈｆｅ倍されたものとされる。伝送路４５の電流ＩＮｐや伝送路４６の電流ＩＮｎが少ない場合でも、上記のように受信後にバイポーラトランジスタＱ５３，Ｑ５４で電流増幅が行われることにより、回路に十分な信号電流を流すことができるので、伝達速度の改善を図ることができる。
（３）第１補償回路９５及び第２補償回路９６においては、それぞれバイポーラトランジスタＱ５５，Ｑ５６によって、入力信号の電流増幅が行われる。これは、バイポーラトランジスタＱ５３，Ｑ５４で電流増幅が行われることに対応させたもので、このようにすることで、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を精度良く補うことができる。
《実施の形態６》
図１４には、図４に示される受信回路４４の別の構成例が示される。
受信回路４４は、バイポーラトランジスタＱ７０〜Ｑ８０、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、比較器１０３を含む。バイポーラトランジスタＱ７０，Ｑ７１，Ｑ７２，Ｑ７５，Ｑ７６は、ｐｎｐ型とされる。バイポーラトランジスタＱ７３，Ｑ７４，Ｑ７７，Ｑ７８，Ｑ７９，Ｑ８０は、ｎｐｎ型とされる。
バイポーラトランジスタＱ７３のベース電極には伝送路４７が接続されることにより、電流Ａは、バイポーラトランジスタＱ７３のベース電極を介して流れる。バイポーラトランジスタＱ７４のベース電極には伝送路４８が接続されることにより、電流Ｂは、バイポーラトランジスタＱ７４のベース電極を介して流れる。バイポーラトランジスタＱ７３のエミッタ電極と、バイポーラトランジスタＱ７４のエミッタ電極とは、バイポーラトランジスタＱ７２に共通接続されている。バイポーラトランジスタＱ７２のコレクタ電極はグラウンドＧＮＤに結合される。バイポーラトランジスタＱ７２のベース電極には、所定のバイアス電圧が供給される。このバイアス電圧は、定電流源２０１に結合されたバイポーラトランジスタＱ７０，Ｑ７１によって形成される。バイポーラトランジスタＱ７０，Ｑ７１は、それぞれダイオード接続される。バイポーラトランジスタＱ７３のコレクタ電極は、抵抗Ｒ１３を介して定電圧Ｖｒｅｇの端子に接続される。バイポーラトランジスタＱ７４のコレクタ電極は、抵抗Ｒ１４を介して定電圧Ｖｒｅｇの端子に接続される。バイポーラトランジスタＱ７３のコレクタ電圧と、バイポーラトランジスタＱ７４のコレクタ電圧とが比較器９１で比較される。この比較器９１での比較結果が、受信回路４４での差動通信における受信信号とされる。
また、この受信回路４４には、伝送路４７の第１信号、及び伝送路４８の第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられる。
第１補償回路９５は、バイポーラトランジスタＱ７５，Ｑ７７，Ｑ７８を含む。バイポーラトランジスタＱ７５は、伝送路４７の第１信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第１信号とは逆方向に流れる電流を増幅する。バイポーラトランジスタＱ７５のベース電極は伝送路４７に接続される。バイポーラトランジスタＱ７５のエミッタ電極は定電圧Ｖｒｅｇの端子に結合される。バイポーラトランジスタＱ７５のコレクタ電極にはバイポーラトランジスタＱ７７が結合される。バイポーラトランジスタＱ７７は、バイポーラトランジスタＱ７５の負荷とされる。バイポーラトランジスタＱ７８は、バイポーラトランジスタＱ７７にカレントミラー接続される。このバイポーラトランジスタＱ７８のコレクタ電極に流れる電流が比較器９１に入力される第２信号に加算される。つまり、抵抗Ｒ１４に流れる電流（電流Ｄ’）は、電流Ｄに電流Ｃ２が加算されたものとなる。
第２補償回路９６は、バイポーラトランジスタＱ７６，Ｑ７９，Ｑ８０を含む。バイポーラトランジスタＱ７６は、伝送路４８の第２信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第２信号とは逆方向に流れる電流を増幅する。バイポーラトランジスタＱ７６のベース電極は伝送路４８に接続される。バイポーラトランジスタＱ７６のエミッタ電極は定電圧Ｖｒｅｇの端子に結合される。バイポーラトランジスタＱ７６のコレクタ電極にはバイポーラトランジスタＱ８０が結合される。バイポーラトランジスタＱ８０は、バイポーラトランジスタＱ７６の負荷とされる。バイポーラトランジスタＱ７９は、バイポーラトランジスタＱ８０にカレントミラー接続される。このバイポーラトランジスタＱ７９のコレクタ電極に流れる電流が比較器１０３に入力される第２信号に加算される。つまり、抵抗Ｒ１３に流れる電流（電流Ｃ’）は、電流Ｃに電流Ｄ２が加算されたものとなる。
実施の形態６によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）受信回路４４には、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための回路として、第１補償回路９５と第２補償回路９６とが設けられるため、受信回路４４においては、図１０に示される場合と同様に、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
（２）バイポーラトランジスタＱ７３のコレクタ電流（電流Ｃ）は、バイポーラトランジスタＱ７３のベース電流（電流Ａ）がバイポーラトランジスタＱ７３のｈｆｅ倍されたものとされる。バイポーラトランジスタＱ７４のコレクタ電流（電流Ｄ）は、バイポーラトランジスタＱ７４のベース電流（電流Ｂ）がバイポーラトランジスタＱ７４のｈｆｅ倍されたものとされる。伝送路４７の電流ＩＮｐや伝送路４８の電流ＩＮｎが少ない場合でも、上記のように受信後にバイポーラトランジスタＱ７３，Ｑ７４で電流増幅が行われることにより、回路に十分な信号電流を流すことができるので、伝達速度の改善を図ることができる。
（３）第１補償回路９５及び第２補償回路９６においては、それぞれバイポーラトランジスタＱ７５，Ｑ７６によって、入力信号の電流増幅が行われる。これは、バイポーラトランジスタＱ７３，Ｑ７４で電流増幅が行われることに対応させたもので、このようにすることで、第１信号及び第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を精度良く補うことができる。
《実施の形態７》
図１５には、図１０に示される受信回路４４の別の構成例が示される。図１０に示す構成と同一な部分は同一の参照番号が付されている。
送信回路４３と受信回路４４との間の通信速度を改善するには、受信回路４４の入力段の入力信号の電圧振幅を小さくすればよい。図１０に示す受信回路４４においては、コモンモードノイズＮｃｏｍにより、バイポーラトランジスタＱ２４へ電流が流れている状態からバイポーラトランジスタＱ２８へ電流が流れる状態に推移する場合、第１信号の電圧振幅が大きくなりやすい事が発明者の検討により判明した。第２信号に関しても同様であり、バイポーラトランジスタＱ２７へ電流が流れている状態からバイポーラトランジスタＱ２９へ電流が流れる状態に推移する場合、第２信号の電圧振幅が大きくなりやすい。
図１５に示す受信回路４４においては、この対策として、ベース電圧をフィードバックさせる方式を採用することにより、入力段の電圧振幅を小さくすることが可能とされている。
図１５において、第１補償回路９５は、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００，Ｑ１０１を含み、第２補償回路９６は、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０２，Ｑ１０３含む。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１０，Ｑ１１３，Ｑ１１５およびＱ１１８は、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００およびＱ１０３に電流が流れていない場合、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ２８およびＱ２９のエミッタ電圧をｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１５のドレイン電極の電圧に設定または固定するために設けられる。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０６，Ｑ１０７，Ｑ１０８が設けられることにより、バイポーラトランジスタＱ２８，Ｑ２９に高電圧が印加されないようになっている。尚、２０２〜２０５は定電流源である。
ベース電圧をフィードバックさせることにより通信電流を安定させるため、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１１２，Ｑ１１１，Ｑ１１６およびＱ１１７が設けられる。すなわち、コモンモードノイズの重畳により、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００もしくはＱ１０３へ通信電流が流れているとき、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１１０のエミッタ電極の電位を、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０４およびＱ１０５のそれぞれのエミッタ電極の電圧の低い方の電位に設定または固定されるようになっている。このような構成が、ベース電圧のフィードバック構成とされる。
上記の構成によれば、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００もしくはＱ１０３に電流が流れ、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００もしくはＱ１０３のドレイン電圧が低下した場合でもあっても、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００もしくはＱ１０３のドレイン電圧の低下にしたがって、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ２８およびＱ２９のベース電位が低下する。このため、入力端子の電圧振幅を小さくし、通信速度を改善させることができる。
上記のようにベース電圧をフィードバックさせる場合においても、コモンモードノイズにより、電流の減衰が発生する虞があるが、第１補償回路９５及び第２補償回路９６が設けられているので、図１０に示される構成の場合と同様に、コモンモードノイズに起因する減衰分が補われ、良好な信号レベルを得ることができる。
ただし、上記フィードバック構成を採用すると、図１０の回路構成より、信号の減衰量が小さくなる場合がある。例えば、コモンモードノイズにより、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００へ電流が流れ、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０５のベース電位が低下する。すると、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０３およびＱ１０５のベース・エミッタ間電圧およびゲート・ソース間電圧が増加し、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０３およびＱ１０５の電流が増加して、信号の減衰を抑えるように電流が流れる。そのため、信号の減衰量は小さくなる。そこで、信号の減衰量の補償分を適切に設定するため、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１００，Ｑ１０１，Ｑ１０２およびＱ１０３のカレントミラー比は適切な値に設定される。
また、電流の切り替え時のｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０９のソース電圧を安定させるためは、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０９のソース電圧をｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０４およびＱ１０５のベースを接続することが有効となる。ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１０９のソース電圧をｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０４およびＱ１０５のベースを接続していない場合と比べ、ノイズを相殺しやすいという効果がある。
図１５のフィードバック方式と図１２のフィードバック方式とを比較すると、コモンモードノイズの周波数が低い場合には、図１５のフィードバック方式のほうがフィードバック帯域が低い場合でも有効に働く。
以上本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
電流の基準レベルＤｌａｎｇｅは、０アンペア以外の任意の値に設定することができる。
１ 電池セル
２ 電圧測定装置
６ 電池監視用マイクロコンピュータ
７ 電池制御用マイクロコンピュータ
１０ バッテリ装置
１１ モータ
１２ モータ駆動用インバータ
２０ 電圧測定機能部
３０ ＭＵＸ
４１，４３ 送信回路
４２，４４ 受信回路
５０ 制御部
６０ ＡＤＣ
７０，７１ 通信制御部
９１，９２，９３，１０３，１０４，１０５ 比較器
９５ 第１補償回路
９６ 第２補償回路
１０１ バッテリ
Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ２２〜Ｑ３７，Ｑ４０〜Ｑ４７，Ｑ５０〜６０，Ｑ７０〜Ｑ８０ バイポーラトランジスタ
Ｑ１０〜Ｑ２１ ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ８，Ｒ１１〜Ｒ１４ 抵抗
ＦＢ１ 第１フィードバック回路
ＦＢ２ 第２フィードバック回路

Claims (10)

  1. 第１信号を伝達するための第１伝送路と、上記第１信号とは逆位相の第２信号を伝達するための第２伝送路とを用いた差動通信を可能にする受信回路を含み、
    上記受信回路は、上記第１信号及び上記第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための補償回路を備え、
    上記補償回路は、上記第１信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第２信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補うための第１補償回路と、
    上記第２信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第１信号に加算することで、上記第２信号の減衰分を補うための第２補償回路と、を含む通信回路。
  2. 上記受信回路は、上記第１信号を取り込むための第１トランジスタと、
    上記第２信号を取り込むための第２トランジスタと、
    上記第１トランジスタを介して伝達された上記第１信号と、上記第２トランジスタを介して伝達された上記第２信号とを比較するための比較器と、をさらに含む請求項１記載の通信回路。
  3. 上記第１補償回路は、上記第１トランジスタに縦続接続された第３トランジスタと、
    上記第３トランジスタにカレントミラー接続され、上記第２信号に加算される電流を得る第４トランジスタと、を含み、
    上記第２補償回路は、上記第２トランジスタに縦続接続された第５トランジスタと、
    上記第５トランジスタにカレントミラー接続され、上記第１信号に加算される電流を得る第６トランジスタと、を含む請求項２記載の通信回路。
  4. 上記第４トランジスタは、上記第４トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第２信号に加算されるように接続され、
    上記第６トランジスタは、上記第６トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第１信号に加算されるように接続される請求項３記載の通信回路。
  5. 上記第1伝送路から見た上記受信回路の入力インピーダンスを調整するための第１インピーダンス調整回路と、
    上記第２伝送路から見た上記受信回路の入力インピーダンスを調整するための第２インピーダンス調整回路と、を含む請求項４記載の通信回路。
  6. 上記第１インピーダンス調整回路は、上記第１トランジスタと上記第２トランジスタとの間に設けられた第７トランジスタと、
    上記第１トランジスタと上記第７トランジスタとの直列接続ノードの電圧に応じて上記第７トランジスタの動作を制御するための第１フィードバック回路と、を含み、
    上記第２インピーダンス調整回路は、上記第４トランジスタと上記第５トランジスタとの間に設けられた第８トランジスタと、
    上記第４トランジスタと上記第８トランジスタとの直列接続ノードの電圧に応じて上記第８トランジスタの動作を制御するための第２フィードバック回路と、を含む請求項５記載の通信回路。
  7. 上記受信回路は、上記第１信号を増幅するための第９トランジスタと、
    上記第２信号を増幅するための第１０トランジスタと、
    上記第９トランジスタの出力と、上記第１０トランジスタの出力とを比較するための比較器と、を含む請求項１記載の通信回路。
  8. 上記第１補償回路は、上記第１信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第１信号とは逆方向に流れる電流を増幅する第１１トランジスタと、
    上記第１１トランジスタの負荷を形成する第１２トランジスタと、
    上記第１２トランジスタにカレントミラー接続され、上記比較器での比較前の上記第２信号に加算される電流を得る第１３トランジスタと、を含み、
    上記第２補償回路は、上記第２信号に重畳されるコモンモードノイズによって上記第２信号とは逆方向に流れる電流を増幅する第１４トランジスタと、
    上記第１４トランジスタの負荷を形成する第１５トランジスタと、
    上記第１５トランジスタにカレントミラー接続されて、上記比較器での比較前の上記第１信号に加算される電流を得る第１６トランジスタと、を含む請求項７記載の通信回路。
  9. 上記第１３トランジスタは、上記第１３トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第２信号に加算されるように接続され、
    上記第１６トランジスタは、上記第１６トランジスタに流れる電流が、上記比較器での比較前の上記第１信号に加算されるように接続される請求項８記載の通信回路。
  10. 複数の素電池が互いに直列接続された組電池の電圧を測定するための電圧測定機能部と、
    上記電圧測定機能による電圧測定結果を通信可能な通信機能部と、を含み、
    上記通信機能部は、第１信号を伝達するための第１伝送路と、上記第１信号とは逆位相の第２信号を伝達するための第２伝送路とを用いた差動通信を可能にする受信回路を含み、
    上記受信回路は、上記第１信号及び上記第２信号にコモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を補うための補償回路を備え、
    上記補償回路は、上記第１信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第２信号に加算することで、上記第１信号の減衰分を補うための第１補償回路と、
    上記第２信号のうち、コモンモードノイズが重畳された場合の電流の減衰分を検出し、それを上記第１信号に加算することで、上記第２信号の減衰分を補うための第２補償回路と、を含む半導体装置。
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