JP5817915B2 - 受信機及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信技術分野に関し、特に、コヒーレント光直交周波数分割多重（OFDM、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）スーパーチャネル（Super Channel）受信機及び受信方法に関する。

光通信の容量及びスペクトラム利用率を向上させるために、最近、コヒーレントOFDMが多くの研究者により注目されている。OFDMスーパーチャネルでは、複数の光キャリアを含む。各光キャリアは、単独な変調により、若干個のサブチャネルを形成し、これらのサブチャネルはともにスーパーチャネルを構成する。各光キャリアは、高級変調フォーマット（例えば、QPSK）を用いることができる。

この種のシステムでは、サブキャリアの間隔がボーレートに等しく、各サブチャネルのスペクトラムは、深刻な重畳（Overlap）があり、しかし、それらの間の直交性により、理論上では、各サブチャネルは、依然として、復調することができ、且つ、互いに干渉しない。受信端では、光信号は、局部発振器（Local Oscillator）と周波数混合された後に、光電検出器により電気信号に変換され、該電気信号は、アナログデジタル変換により変換された後に、一連のデジタル信号処理（DSP、Digital Signal Processing）が行われる。DSPは、サブキャリア分離、自己適応均衡、周波数偏差補償、位相復元などを含み、伝送損傷、周波数偏差、線幅などの効果を補償し、最終的には、送信データを復元する。受信機に採用のDSP技術は、スーパーチャネルのキー技術の一つであり、今のところ、文献に開示の方法は、複数の局部発振器を異なるサブキャリアにそれぞれ合わせることにより、各サブキャリアを受信し、また、各サブキャリアに対して単独でDSP処理を行うことにより、データを復調する。

図1は、従来技術中のスーパーチャネル受信機の構造を示す図である。図1に示すように、該受信機は、送信機からの信号を受信した後に、カップラー（CPL、coupler）により、信号をマルチブランチに分ける。図1に示すように、各々のブランチの信号に対応する信号ブランチは、フロントエンド処理装置101及び信号補償装置102を含んでもよい。そのうち、フロントエンド処理装置101は、局部発振器（LO）1011、ハーモニックバランサー（HB）1012、アンチエイリアスフィルター（AAF）1013、アナログデジタル変換器（ADC、Analog Digital Converter）1014、波長分散補償器（CDC）1015、及び自己適応等化（均衡）器（AEQ）1016を含んでもよい。信号補償装置102は、周波数偏差補償器（FOC）1021、キャリア位相復元器（CPR）1022、及びデータ復元器（DR）1023を含んでもよい。

図1に示すように、各々のブランチの信号は、それぞれ、一つの局部発振器1011に対応してもよい。実際のシステムでは、複数の局発レーザー光は、単独なレーザー器からのものであってもよく、「非特許文献1」に記載のマルチキャリア光源、又は、モードロックレーザーなどからのものであってもよい。要するに、複数の離散的な波長を含むレーザー光源であってもよい。

図1に示すように、スーパーチャネルの光信号は、それぞれ、異なる波長の局発レーザー光と周波数混合された後に、ハーモニックバランサー1012中の光電検出器により、ベースバンド電気信号に変換され得る。サンプリングするたびに一つのみのサブキャリアを復調する時に、複数の局部発振光源は、それぞれ、複数のサブキャリアの周波数に合わせる。その後、電気信号は、アンチエイリアスフィルター1013及びアナログデジタル変換器1014によりサンプリングされてデジタル領域に変換され、それから、一連のデジタル信号処理が行われる。

そのうち、波長分散補償器1015は、長距離の光ファイバー伝送後の累積波長分散を補償するために用いられ；自己適応等化器1016は、残余分散、偏波モード分散、及び他の動的線形損傷を補償するために用いられ；周波数偏差補償器1021は、送信端及び受信端のレーザー器の周波数偏差を補償するために用いられ；キャリア位相復元器1022は、送信端及び受信端のレーザー器の位相ノイズを補償するために用いられ；データ復元器1023は、送信データを復元するために用いられる。図1には、サンプリングするたびに一つのみのサブキャリアを復調する場合を示しているが、サンプリングするたびに複数のサブキャリアを復調してもよい。

図2は、従来技術中のスーパーチャネル受信機のもう一つの構造を示す図である。図2に示すように、フロントエンド処理装置201は、更に、キャリア分離器（SCS）2010を含み、該キャリア分離器2010は、入力信号を2つのキャリアに分離し、しかし、これに限定されず、2以上のキャリアに分離してもよく、且つ、各キャリア分離器により分離されるキャリアの数は、同じであってもよく、異なってもよい。各ブランチのキャリア分離器により分離されるキャリアの数は、システムの設計に依存し、システムの設計には、スーパーチャネル全体を幾つかのブランチに分離して受信を行うこと、及び、各ブランチから幾つかのキャリア上のデータを復元することを明確にすべきである。

本発明の実現過程では、発明者は、サンプリング率がとても高い時のみ、ビット誤り率のコストが、受け入れられるレベルまで下がることができると発見した。光サブチャネルのボーレートが比較的に高く（10GHz量級（レベル））、従来のアナログデジタル変換器のサンプリング率が要求を満足することができないので、サンプリング率を簡単に上げる方法がかなり制限されている。

また、従来技術では、サブキャリアのデジタル信号に対する処理がすべて単独で行われるので、このように各サブキャリアに対して単独で処理を行う方法は、一定のビット誤り率のコストを有し、且つ、このような単独処理は、サブキャリア間干渉を除去できず、システムのパフォーマンスは、それによって影響を受けることもある。

非特許文献1：Benyuan Zhu et al、Ultra-long-haul transmission of 1.2Tb/s multicarrier no-guard-interval CO-OFDM superchannel using ultra-large-area fiber、Photonics Technology Letters、vol.22、no.11、p.826、2010。

非特許文献2：S. Chandrasekhar et al、Terabit superchannels for high spectral efficiency transmission、ECOC 2010、Tu.3.C.5。

非特許文献3：S. Chandrasekhar et al、Experimental investigation on the performance of closely spaced multi-carrier PDM-QPSK with digital coherent detection、Optics Express、vol.17、no.24、p.21350、2009。

非特許文献4：S. J. Savory et al、Transmission of 42.8Gb/s polarization multiplexed NRZ-QPSK over 6400km of standard fiber with no optical dispersion compensation. OTuA1、OFC 2007。

本発明の実施例は、受信機及び受信方法を提供し、その目的は、キャリア間干渉を消去し、システムのパフォーマンスを向上させることにある。

本発明の実施例の一側面によれば、受信機が提供される。前記受信機は、
送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分けるためのブランチ形成ユニット；及び
複数の信号ブランチであって、各信号ブランチは、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉を消去する処理を行うための共同処理ユニットを含む、複数の信号ブランチを含む。

本発明の実施例の他の側面によれば、受信方法が提供され、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分け、各々の信号ブランチについて、前記受信方法は、
本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉を消去する処理を行うことを含む。

本発明の実施例の他の側面によれば、コンピュータ読み取り可能なプログラムが提供され、そのうち、受信機において前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記受信機において上述のような受信方法を実行させる。

本発明の実施例の他の側面によれば、コンピュータ読み取り可能なプログラムを記録した記録媒体が提供され、そのうち、前記コンピュータ読み取り可能なプログラムは、コンピュータに、受信機において上述のような受信方法を実行させる。

本発明の実施例の有益な効果は、共同処理ユニットが、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して共同処理を行うことで、キャリア間干渉を除去することができ、これによって、システムのパフォーマンスを顕著に向上させることができ、且つ、適切なアンチエイリアスフィルターを使用している時に、アナログデジタル変換器のサンプリング率を、従来技術中のボーレートの4倍よりも遥かに低いボーレートの2倍まで下げることができることにある。

後述の説明及び図面により、本発明の特定の実施形態を詳細に開示し、本発明の原理が採用され得る方式を明確に示している。理解すべきは、本発明の実施形態は、範囲上で、それによって限定されることがない。添付した特許請求の範囲の思想及び技術的範囲内で、本発明の実施形態は、あらゆる変形、変更及び代替によるものをも含む。

一種の実施形態について説明した及び/又は示した特徴は、同じ又は類似する形で一つ又は複数の他の実施形態に用い、他の実施形態中の特徴と組み合わせ、又は、他の実施形態中の特徴を置換することもできる。

強調すべきは、“含む/有する”という語は、本文に用いる時に、特徴、部品全体、ステップ又は組み立て部品の存在を指すが、一つ又は複数の他の特徴、部品全体、ステップ又は組み立て部品の存在又は付加を排除しないことである。

以下の図面を参照することにより、本発明の多くの側面をより良く理解することができる。図面中の部品は、比例して描かれたものでなく、発明の原理を示すためだけのものである。本発明の一部を容易に示す及び説明するために、図面中の対応する部分は、拡大又は縮小することがある。

本発明の一つの図面又は一種の実施形態に記載の要素及び特徴は、一つ又は複数の他の図面又は実施形態に示す要素及び特徴と組み合わせてもよい。また、図面中では、類似する符号は、幾つかの図面中の対応する部品を示し、また、一種以上の実施形態に用いる対応する部品を示すためにも使用される。
従来技術中のスーパーチャネル受信機の構造を示す図である。 従来技術中のスーパーチャネル受信機の他の構造を示す図である。 本発明の実施例における受信機の構成を示す図である。 本発明の実施例における受信機の一部の構成を示す図である。 本発明の実施例における受信機の他の一部の構成を示す図である。 本発明の実施例における受信機の他の一部の構成を示す図である。 本発明の実施例における受信機の他の一部の構成を示す図である。 本発明の実施例において単偏波に用いる共同処理ユニットの構成を示す図である。 本発明の実施例において双偏波に用いる共同処理ユニットの構成を示す図である。 本発明の実施例における係数更新ユニットの構成を示す図である。 本発明の実施例における受信方法のフローチャートである。

図面を基に、次の説明を参照することにより、本発明の前述及び他の特徴が明確になる。明細書及び図面では、本発明の特定の実施形態が具体的に開示されており、それは、そのうち、本発明の原理を採用し得る一部の実施形態を示している。理解すべきは、本発明は、記載されている実施形態に限られず、逆に、本発明は、添付した特許請求の範囲に入っている全ての変更、変形及び代替によるものを含むとのことである。

本発明を容易に理解するために、本発明の説明を行う前に、先ず、本発明に関連する技術について説明する。これらの技術の説明は、本発明自身についての説明ではなく、本発明を理解するための背景についての説明であるが、これらの説明は全て既知のものであるとのように思われてはいけない。

研究者は、既に、OFDMスーパーチャネルの複数のサブチャネルから一つのサブチャネルを復調するために、次の4つの条件を満たす必要があるとのことをまとめている。即ち、（1）サブキャリア間隔がサブキャリアボーレートに等しく；（2）各サブキャリアのシンボルが時間上で同期であり；（3）送信端の変調器が十分な帯域幅を有し；（4）受信端が十分に高いサンプリング率及び適切なアンチエイリアスフィルターを有するとの４つの条件である。従来の文献の開示によると、比較的良いパフォーマンスを得るために、ボーレートの少なくとも4倍のサンプリング率を要する。

OFDMスーパーチャネルの信号は、

と表されてもよく、jは、虚数単位（j²=-1）である。g(t)は、単一シンボルの波形であり、理想的な場合、OFDMスーパーチャネル中のシンボルは、矩形波を有し、即、

であり、そのうち、Tは、シンボルの周期であり、

は、第i個のサブキャリアの角周波数、a_i,mは、第i個のサブキャリアの第m個のシンボルデータであり、nはサブキャリア数である。

信号歪み無しの理想的な場合、受信端は、第k個のサブキャリアを復調する時に、相関受信を用い、T時刻に受信機の出力信号は、

であり、そのうち、

は、サブキャリアの間隔である。これにより分かるように、e^jω,tの直交性は、第k個のサブキャリア上で搬送されている信号のみが干渉無しに復調され得るようにさせる。よって、信号歪み無しの理想的な場合、OFDMスーパーチャネルの各サブキャリア間は、互いに干渉しない。

実際のOFDMスーパーチャネルでは、送信端フィルター、チャネル、及び受信端フィルターを一体として見なしてもよく、その伝達関数は、H(ω)である。アナログデジタル変換器のサンプリング率が十分に高い時に、スーパーチャネル全体のスペクトラムは全て、混合・重畳無しにデジタル領域に変換され、受信端は、イコライザー（均衡器）を用いて、H(ω)による影響を除去することができ、その後、直交性を用いて、任意の一つのサブキャリアのデータを干渉無しに復調することができる。

実際には、スーパーチャネル全体が占用する帯域幅は、とても広く（100GHz量級）、アナログデジタル変換器のサンプリング率は、スーパーチャネルが占める帯域幅よりも遥かに小さく、この時は、受信端の局部発振器をあるサブキャリアに合わせて、該サブキャリアを復調するしかできず、このような復調対象としてのサブキャリアが目標サブキャリア（target subcarrier）と称され得る。アナログデジタル変換器の前において、アンチエイリアスフィルターを用いて信号のスペクトラムをアナログデジタル変換器のサンプリング率範囲内に制限する必要があり、これにより、サンプリングの後にスペクトラムの混合・重畳の発生を避けることができる。

このように、一回のADサンプリングは、スーパーチャネル中の局部発振器の周波数f_LOの両側のR_s帯域幅範囲にあるスペクトラムのみを保存することができ、R_sは、アナログデジタル変換器のサンプリング率である。従来の文献に開示のように、R_sは、ボーレートの少なくとも4倍のサブキャリアで、受け入れられる程度のパフォーマンスを得ることができるが、理論値とは、依然として一定の差を有する。サンプリング率R_sが4倍のボーレートよりも小さい時に、パフォーマンスは、更に悪くなる。主な原因は、この時に、キャリア間干渉が存在することにある。仮に、次のように、理想的なアンチエイリアスフィルター

を用いて、受信機で相関受信法により第i個のキャリアに対して復調を行うとすると、相関器の出力信号は、

と表されてもよい。

そのうち、a_iは、第i個のサブキャリア上のシンボルのデータであり、

であり、f_iは、s_iが伝達関数、即ち、式(1)の理想的なアンチエイリアスフィルターにより処理された後の信号である。
（外１）

は、次のような相関計算

を表す。各サブキャリアを復調する相関器の出力は、

であり、そのうち、

である。

サンプリング率が无限大である場合に、f_i=s_iであり、s_iの直交性から分かるように、Bは、単位マトリックスであり、r_i=a_iであり、キャリア間は干渉が存在しない。サンプリング率が限られている時に、f_iは、s_iが理想的なアンチエイリアスフィルターにより処理された後の信号であり、s_iとは、もう理想的な直交ではなく、よって、Bも、単位マトリックスではなく、r_iの間はキャリア間干渉が存在する。従来のスーパーチャネル受信機では、各サブキャリアに対して単独処理を行うことにより、この種のキャリア間干渉を除去することができない。

本発明の実施例は、コヒーレント光通信システムに用いる受信機を提供する。以下、コヒーレント光OFDMスーパーチャネルシステムを例として、該受信機について詳細に説明する。なお、本発明の実施例の実施形態は、マルチチャネルを有する全てのコヒーレント光通信システムに適用することができ、コヒーレント光OFDMスーパーチャネルシステムのみに限られない。

図3は、本発明の実施例による受信機の構成を示す図である。図3に示すように、該受信機は、ブランチ形成ユニット301及び複数の信号ブランチを含む。そのうち、ブランチ形成ユニット301は、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分ける。各信号ブランチは、フロントエンド処理装置302及び信号補償装置303を含み、これは、従来技術と同様であるので、ここでは、その詳しい説明を省略する。

図3に示すように、各信号ブランチは、更に、フロントエンド処理装置302と信号補償装置303との間に設置される共同処理ユニット304を含み、共同処理ユニット304は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、該信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して共同処理を行い、キャリア間干渉を除去するために用いられる。

一実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図4に示すように、ブランチ形成ユニット301は、カップラーであってもよく、フロントエンド処理装置302は、局部発振器、ハーモニックバランサー、アンチエイリアスフィルター、アナログデジタル変換器、波長分散補償器、及び自己適応等化器を含んでもよく、信号補償装置303は、周波数偏差補償器、キャリア位相復元器、及びデータ復元器を含んでもよい。共同処理ユニット304は、自己適応等化器と周波数偏差補償器との間に設置されてもよい。

他の実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図5に示すように、フロントエンド処理装置302は、更に、自己適応等化器を有せず、その代わりに、自己適応等化器を共同処理ユニットに合併させてもよい。共同処理ユニット304は、波長分散補償器と周波数偏差補償器との間に設置されてもよい。

もう一つの実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図6に示すように、フロントエンド処理装置302は、更に、自己適応等化器及びキャリア分離器を含んでもよい。キャリア分離器により分離された後の各信号ブランチについては、自己適応等化器と周波数偏差補償器との間に共同処理ユニット304を設置することができる。

他の実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図7に示すように、フロントエンド処理装置302は、更に、キャリア分離器を含んでもよい。キャリア分離器により分離された後の各信号ブランチについては、キャリア分離器と周波数偏差補償器との間に共同処理ユニット304を設置することができる。

以上、共同処理ユニットの設置位置のみについて例示的に説明したが、これに限定されず、実際の状況に応じて、具体的な実施形態を確定してもよい。

便宜のために、図4乃至図7は、全て、第i個のサブキャリアのみに対応する共同処理ユニットを示しているが、実際には、各サブキャリアは、それぞれ、このような共同処理ユニットを有する。あるサブキャリアに対応する共同処理ユニットの入力は、本信号ブランチのサブキャリア信号のみならず、該サブキャリア信号の周囲の若干のサブキャリア信号をも含む。例えば、図4では、第i個のサブキャリアに対応する共同処理ユニットの入力は、第i個のサブキャリア信号、及び、その周囲のトータルで5個のサブキャリア信号を含み、これらの信号について共同処理を行うことにより、第i個のサブキャリアのデータを復元することができる。

上述から分かるように、受信機では、各信号ブランチについて、フロントエンド処理装置と信号補償装置との間に共同処理ユニットを設置することにより、キャリア間干渉を除去することができる。キャリア間干渉除去後、システムのパフォーマンスは、顕著に改善され得る。また、適切なアンチエイリアスフィルターが用いられている時に、アナログデジタル変換器のサンプリング率は、ボーレートの2倍まで下がり、これは、従来技術のボーレートの4倍よりも遥かに低い。

具体的な実施に当たって、共同処理ユニット304は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、該信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、加重和を行うことができる。共同処理ユニット304は、具体的に、複数のフィルター及び加算器を含んでもよい。そのうち、複数のフィルターは、フィルター係数に基づいて、本信号ブランチのサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフィルタリングを行うために用いられる。加算器は、複数のフィルターの出力結果に対して加算を行うために用いられる。

一実施例では、フィルターは、有限インパルス応答（FIR、Finite Impulse Response）フィルターであってもよく、共同処理ユニット304は、一連のFIRフィルター及び一つ又は複数の加算器から構成されてもよい。これらのFIRフィルターは、シンボル間隔FIRであってもよく、即ち、各シンボルは一つのサンプリング点があり、また、分数間隔FIRであってもよく、即ち、各シンボルは複数のサンプリング点がある。

具体的な実施に当たって、図5に示すように、共同処理ユニットは、波長分散補償器と、周波数偏差補償器との間に設置され、FIRフィルターの入力は、波長分散補償器の出力結果であってもよく、また、図4又は図6に示すように、共同処理ユニットは、自己適応等化器と、周波数偏差補償器との間に設置され、FIRフィルターの入力は、自己適応等化器の出力結果であってもよい。

一実施例では、各信号ブランチのサブキャリア信号は、単偏波信号であり、該受信機は、単偏波システムであってもよく、又は、サブキャリア信号は、ダブル偏波信号であり、該受信機は、ダブル偏波システムであってもよい。

図8は、本発明の実施例において単偏波に用いる共同処理ユニットの構成を示す図である。図8に示すように、第i個のサブキャリア信号の共同処理ユニットは、該第i個のサブキャリア信号、隣接するi-mからiのm個のサブキャリア信号、及び隣接するiからi+mのm個のサブキャリア信号に対して共同処理を行い、トータルで2m+1個のサブキャリア信号を共同処理する。よって、図8に示すように、該共同処理ユニットは、2m+1個のフィルター及び1個の加算器を含む。

図9は、本発明の実施例においてダブル偏波に用いる共同処理ユニットの構成を示す図である。図9に示すように、第i個のサブキャリア信号の共同処理ユニットは、該第i個のサブキャリア信号、隣接するi-mからiのm個のサブキャリア信号、及び隣接するiからi+mのm個のサブキャリア信号に対して共同処理を行う。各サブキャリア信号のh偏波方向及びv偏波方向を考慮して、図9に示すように、該共同処理ユニットは、2×（2m+1）個のフィルター及び3個の加算器を含む。

以上は、共同処理ユニットの構造についての例示的な説明である。例えば、図8では、第i個のサブキャリア信号について、上下対称の隣接するサブキャリア信号、即ち、i-mからi+mのトータルで2m+1個のサブキャリア信号を共同処理する。しかし、これに限定されず、例えば、iからi+mのトータルでm+1個のサブキャリア信号のみを共同処理してもよく、又は、両側の非対称の、例えば、i-nからi+mのトータルでm+n+1個のサブキャリア信号のみを共同処理してよい。実際の状況に応じて、共同処理ユニットの具体的な入力信号及び構造を確定してもよい。

ダブル偏波システムを例とすると、X_h,i,jsは、h偏波方向において第i個のサブキャリア信号の第js個のサンプリング値を表し、X_v,i,jsは、v偏波方向において第i個のサブキャリア信号の第js個のサンプリング値を表す。なお、均衡後の信号は、シンボルs毎にサンプリングされるものであり、sは、1以上の正の整数である。ここで、jは、シンボルの序数（順序数）である。

先ず、マトリックス
（外２）

を抽出し、該マトリックスは、共同処理ユニットの入力であり、即ち、

である。

該マトリックス
（外３）

は、2つの偏波方向において、第i個のサブキャリアを中心とするトータルで2m+1個のサブキャリア上で、第js個のサンプリング値を中心するトータルで2n+1個のサンプリング値から構成されるマトリックスであり、マトリックスの要素の個数は、L=2(2m+1)(2n+1)である。このようにして、適切な加重係数を以ってこのマトリックス中の要素に対して加重和で計算することにより、キャリア間干渉を除去し、X_h,i,js及びX_v,i,jsに対応するデータを復元することができる。式（4）に示すように、加重係数は、対応するマトリックス
（外４）

と表されてもよい。

本実施例では、図8又は図9における各FIRフィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行うことができ、例えば、FIRフィルターのタップ数が2n+1であれば、それは、受信した連続の2n+1個のサンプリング値毎に加重和で計算し、算出結果をFIRの出力とする。これにより、複数のサンプリング値を累計することができ、また、複数のサンプリング値を用いて共同処理を行い、システムのパフォーマンスを更に向上させることができる。

式（4）に示すように、各FIRフィルターのフィルター係数は、2n+1個の値を有し、係数マトリックス
（外５）

中の１行に対応する。図4又は図6に示すような構造では、各FIRフィルターの入力は、均衡後の各サブキャリア信号であってもよく、マトリックス
（外６）

中の１行に対応し、或いは、図5又は図7に示すような構造では、各FIRフィルターの入力は、均衡前の各サブキャリア信号であってもよく、マトリックス
（外７）

中の１行に対応する。

一実施例では、一つのマトリックスからベクトルへのマッピングｆを定義することができ、該マッピングは、次の式に示すように、マトリックス中の要素を行毎に逐一的に１列のベクトルとして出力する。

仮に、

、及び、

であるとすると、共同処理ユニットの出力は、

である。

そのうち、２組のFIRフィルターのフィルター係数W_h,i,j及びW_v,i,jは、それぞれ、hブランチの信号及びvブランチの信号を復元するために用いられる。

一実施例では、各信号ブランチは、更に、係数更新ユニットを含んでもよく、該係数更新ユニットは、キャリア間干渉の除去処理が行われた後のサブキャリア信号に基づいて、フィルターのフィルター係数に対して更新を行う。

本実施例では、具体的に、FIRフィルターのフィルター係数は、DDLMS（Decision-Directed Least Mean Square）方法により得られる。しかし、これに限られず、実際の状況に応じて、他の係数更新方法を採用してもよい。以下、DDLMS方法を例として、係数更新ユニットについて詳細に説明する。

本実施例では、DDLMS方法は、判定結果に基づいてステップ毎にフィルター係数を更新し、自己適応的に最適な係数を見つけ出す。具体的には、それぞれ、サブキャリア信号に対して周波数偏差補償及び位相推定を行うことにより、2つの偏波方向上の位相推定値
（外８）

、及び、
（外９）

を得ることができ、該位相推定値には、周波数偏差による位相の推定値、及び、位相ノイズによる位相の推定値を含み、この2つの推定値は、それぞれ、周波数偏差補償器及び位相復元器により与えられる。位相復元後の信号は、

である。

これらに対しての判定は、
（外１０）

、及び、
（外１１）

である。判定の作用は、信号をシンボル集合（Set）中の一つの値と判定するのである。判定前の信号及び判定値の平均二乗誤差

を最小化するために、勾配降下法を用いて、次のように、係数を更新することができる。

そのうち、係数更新ステップ長さμは、０よりも大きい実数であり、*は、共役を表す。上式は、初期値から反復（Iteration）を繰り返した後に収れんになり、この時に、L次元の係数ベクトルW_h,i,j及びW_v,i,jは、最適値に接近し、式(5)により、キャリア間干渉を有効に除去することができ、
（外１２）

、及び、
（外１３）

は、受信機の出力である。

図10は、本発明の実施例における係数更新ユニットの構成を示す図である。図10は、一つの信号ブランチのみに対する場合を示しているが、各信号ブランチは、それぞれ、対応する係数更新ユニットを有してもよい。なお、図10における共同処理ユニット、周波数偏差補償器、位相復元器、及び判定器は、各信号ブランチがそれぞれ有するものであってもよく、共同処理ユニットは、上述のようなものであってもよく、周波数偏差補償器、位相復元器、及び判定器は、従来技術によるものを採用してもよいので、ここでは、詳しい説明を省略する。

図10に示すように、該係数更新ユニットは、具体的に、第一計算器1001、第二計算器1002、第一乗算器1003、第二乗算器1004、及び係数更新器1005を含んでもよい。

そのうち、第一計算器1001は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値、即ち、exp(jφ1)を計算するために用いられ、φ1は、対応するブランチの周波数偏差補償器の出力結果であり、jは、複素数の虚部を表す。具体的には、該周波数偏差は、該サブキャリアに対応する送信端レーザー器と、該信号ブランチに対応する局部発振器との間の周波数偏差である。

第二計算器1002は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値、即ち、exp(jφ2)を計算するために用いられ、φ2は、対応するブランチの位相復元器の出力結果であり、jは、複素数の虚部を表す。具体的には、該位相ノイズは、該サブキャリアに対応する送信端レーザー器、及び、該信号ブランチに対応する局部発振器の位相ノイズである。

第一乗算器1003は、判定器の出力結果と、第二計算器1002の出力結果との乗算を行うために用いられる。第二乗算器1004は、第一乗算器1003の出力結果と、第一計算器1001の出力結果との乗算を行うために用いられる。係数更新器1005は、第二乗算器1004の出力結果に基づいて、フィルター係数を更新するために用いられる。

一実施例では、係数更新ユニットは、更に、更新制御器1006を含んでもよく、更新制御器1006は、係数更新器1005がフィルターのフィルター係数を更新するかどうかとのことを制御するために用いられる。このため、更新制御器1006により、実際の状況に応じて、係数更新の要否を制御することができ、例えば、シンボル毎に係数の更新を行い、又は、若干個のシンボル毎に一回の係数更新を行うことができる。具体的な実施に当たって、該更新制御器1006は、スイッチあってもよい。しかし、これに限定されず、実際の状況に応じて、具体的な実施形態を確定することもできる。

以上、ダブル偏波の場合について詳細に説明した。単偏波の場合については、下付き文字h及びvを区分せず、上述の式(4)、(5)、(6)は、それぞれ、次のようになってもよい。

具体的な方式は、ダブル偏波の場合に類似し、上述のようであるので、ここでは、詳しい説明を省略する。

本発明の実施例は、更に、受信方法を提供し、送信機から信号をマルチブランチサブキャリア信号に分け、各ブランチのサブキャリア信号について、図11に示すように、前記受信方法は、次のようなステップを含む。

ステップ1101：本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の除去処理を行う。

本実施例では、ステップ1101中の本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号は、全て、フロントエンド処理が行われている。このため、ステップ1101の前に、前記受信方法は、更に、次のようなステップを含んでもよい。

ステップ1100：本信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフロントエンド信号処理を行う。

ステップ1101の後に、前記受信方法は、更に、次のようなステップを含んでもよい。

ステップ1102：処理後のサブキャリア信号に対して信号復元を行い、送信機の送信データを取得する。なお、ステップ1100及びステップ1102は、従来技術のようであってもよいので、ここでは、詳しい説明を省略する。

本実施例では、ステップ1101の具体的な実施に当たって、共同処理ユニットを用いて、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接するサブキャリア信号に対して加重和を行ってもよい。

具体的には、ステップ1101は、更に、複数のフィルターにより、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフィルタリングを行うステップ、及び、複数のフィルタリングの出力結果に対して加算を行うステップを含んでもよい。

更に、各フィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行ってもよい。

更に、キャリア間干渉の消去処理後のサブキャリア信号に基づいて、各フィルターのフィルター係数に対して更新を行ってもよい。

更に、フィルターのフィルター係数に対して更新を行うことは、具体的に、
第一計算器により、サブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値を計算し；
第二計算器により、サブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値を計算し；
第一乗算器により、サブキャリア信号についての判定結果と、第二計算器の出力結果との乗算を行い；
第二乗算器により、第一乗算器の出力結果と、第一計算器の出力結果との乗算を行い；及び、
第二乗算器の出力結果に基づいて、フィルター係数を更新するステップを含んでもよい。

更に、前記受信方法は、フィルターのフィルター係数の更新の要否を制御するステップを更に含んでもよい。

具体的な実施に当たって、各信号ブランチ上のサブキャリア信号は、単偏波信号であってもよく、又は、ダブル偏波信号であってもよい。

上述の実施例から分かるように、共同処理ユニットにより、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、共同処理を行うことにより、キャリア間干渉を除去することができる。これにより、システムのパフォーマンスは、顕著に改善され得る。また、適切なアンチエイリアスフィルターを使用する時に、アナログデジタル変換器のサンプリング率は、ボーレートの2倍まで降下することができ、これは、従来技術中のボーレートの4倍よりも遥かに小さい。

本発明の実施例は、更に、コンピュータ読み取り可能なプログラムをも提供する。そのうち、受信機において該プログラムを実行する時に、該プログラムは、コンピュータに、該受信機において上述の受信方法を実行させる。

本発明の実施例は、更に、コンピュータ読み取り可能なプログラムを記録した記録媒体をも提供し、そのうち、該コンピュータ読み取り可能なプログラムは、コンピュータに、受信機において、上述の受信方法を実行させる。

本発明の以上の装置及び方法は、ハードウェアにより実現されてもよく、ハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにより実現されてもよい。本発明は、このようなコンピュータ読み取り可能なプログラムにも関連し、当該プログラムは、ロジック部品により実行される時に、ロジック部品に、上述の装置又は構成部品を実行させることができ、又は、該ロジック部品に、上述の各種の方法又はステップを実行させることができる。本発明は、更に、上述のプログラムを記録した記録媒体、例えば、ハードディスク、磁気ディスク、光ディスク、DVD、flashメモリなどにも関する。

以上、具体的な実施形態を基に、本発明について説明したが、当業者が理解すべきは、これらの説明は、例示的なものだけであり、本発明の保護範囲を制限するものではない。当業者は、本発明の思想及び原理に基づいて、本発明に対してあらゆる変形及び変更をしてもよく、これらの変形及び変更も、本発明の技術的範囲に属する。

Claims (10)

1. 受信機であって、
   送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分けるためのブランチ形成ユニット；及び、
   複数の信号ブランチであって、各信号ブランチは、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の消去処理を行うための共同処理ユニットを含む、複数の信号ブランチ、を含み、
   前記共同処理ユニットは、
   複数のフィルターであって、各フィルターは、フィルター係数に基づいて、前記本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、前記本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフィルタリングを行う、複数のフィルター；及び、
   前記複数のフィルターの出力結果に対して加算を行うための加算器を含み、
   前記信号ブランチは、
   キャリア間干渉の消去処理が行われた後のサブキャリア信号に基づいて、前記共同処理ユニットの各フィルターのフィルター係数に対して更新を行うための係数更新ユニットを更に含み、
   前記係数更新ユニットは、
   前記サブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値を計算するための第一計算器；
   前記サブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値を計算するための第二計算器；
   前記サブキャリア信号の判定結果と、前記第二計算器の出力結果との乗算を行うための第一乗算器；
   前記第一乗算器の出力結果と、前記第一計算器の出力結果との乗算を行うための第二乗算器；及び、
   前記第二乗算器の出力結果に基づいて前記フィルター係数を更新するための係数更新器を含む、受信機。
2. 請求項１に記載の受信機であって、
   各フィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行う、受信機。
3. 請求項１に記載の受信機であって、
   前記係数更新ユニットは、前記係数更新器が前記フィルターのフィルター係数を更新するかどうかを制御するための更新制御器を更に含む、受信機。
4. 請求項１乃至３のうちの何れか一項に記載の受信機であって、
   前記各信号ブランチ上のサブキャリア信号は、単偏波信号又はダブル偏波信号である、受信機。
5. 受信方法であって、
   送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分け、各信号ブランチについて、前記受信方法は、
   本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の消去処理を行うことを含み、
   前記本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の消去処理を行うことは、
   複数のフィルターにより、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、フィルタリングを行い；及び、
   複数のフィルタリングの出力結果に対して加算を行うことを含み、
   キャリア間干渉の消去処理が行われた後のサブキャリア信号に基づいて、各フィルターのフィルター係数を更新することを更に含み、
   前記フィルターのフィルター係数を更新することは、
   第一計算器により、前記サブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値を計算し；
   第二計算器により、前記サブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値を計算し；
   第一乗算器により、前記サブキャリア信号の判定結果と、前記第二計算器の出力結果との乗算を行い；
   第二乗算器により、前記第一乗算器の出力結果と、前記第一計算器の出力結果との乗算を行い；及び、
   前記第二乗算器の出力結果に基づいて前記フィルター係数を更新することを含む、受信方法。
6. 請求項５に記載の受信方法であって、
   各フィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行う、受信方法。
7. 請求項５に記載の受信方法であって、
   前記フィルターのフィルター係数の更新の要否を制御することを更に含む、受信方法。
8. 請求項５乃至７のうちの何れか一項に記載の受信方法であって、
   前記各信号ブランチ上のサブキャリア信号は、単偏波信号又はダブル偏波信号である、受信方法。
9. コンピュータ読み取り可能なプログラムであって、
   受信機において、前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記受信機において、請求項５乃至８のうちの何れか一項に記載の受信方法を実行させる、プログラム。
10. コンピュータ読み取り可能なプログラムを記録した記録媒体であって、
    前記コンピュータ読み取り可能なプログラムは、コンピュータに、受信機において、請求項５乃至８のうちの何れか一項に記載の受信方法を実行させる、記録媒体。
    
    

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