JP5813347B2 - 電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電源装置に関するものであり、特に、制御信号を用いてスイッチを制御することにより電源電圧を生成するスイッチング電源に適用して有効な技術に関する。
スイッチング電源は、電力変換効率が高く、電力容量に比べて小型軽量であり、コストも安いため、小容量電源から大容量電源に至るまで広く用いられている。交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ、直流電力を降圧、あるいは、昇圧し、別の直流電力を得るＤＣ−ＤＣコンバータや、直流電力から交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電源が知られている。
スイッチング電源には、電磁環境整合性（ＥＭＣ：Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を満たすことが要求される。スイッチング電源は、スイッチング動作に伴う強いＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ノイズが発生することから、ノイズ発生源として他の機器の誤動作や機能停止などといった弊害を招くことがあり、ノイズ抑制が強く要求されている。
例えば、特許文献１には、パルス幅変調処理手段の後段に非同期変調処理手段、パルス位置変調手段を設け、非同期変調処理手段またはパルス位置変調手段をランダムに選択し、ノイズの周波数スペクトルを拡散する技術が開示されている。また、特許文献２には、パワースイッチング素子の駆動パルスの立ち上がりエッジ間の間隔を３つの間隔にし、スイッチング周波数を拡散する方法が開示されている。
ＷＯ２００９／１２３０５４ 特開２００６−２８８１０３号公報
ところで、前述したようなスイッチング電源において、ノイズを抑制する方法としては、前記特許文献１，２のように、スイッチを制御するパルスの位置を変調する方法が知られている。位置を変えることにより、パルスの周期性が低くなるため、スイッチの制御信号のスペクトルが拡散される。このため、パルス位置の変調により、ノイズの抑制が可能となる。しかしながら、従来の方法では、ノイズが抑制できる一方で、出力電圧のリップルが大きくなる場合があることを、発明者らは見出した。以下、本課題について、図１６ないし図１８を用いて説明する。
図１６に、従来のスイッチング電源の構成の一例を示す。また、図１７に、このスイッチング電源の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す。さらに、図１８に、このスイッチング電源のスイッチ制御信号の（ａ）スペクトルおよび（ｂ）出力電圧の波形の一例を示す。（ａ）スペクトルおよび（ｂ）出力電圧では、パルス幅変調を行う場合（ＰＷＭ）と、パルス位置変調を行う場合（ＰＰＭ）を示している。
本スイッチング電源は、スイッチング制御装置１６０１、スイッチ１６０２，１６０３、および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６０４から構成される。スイッチング制御装置１６０１は、コントローラ１６０５、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）回路１６０６、ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス位置変調）回路１６０７から構成される。
コントローラ１６０５は、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成するために必要なデューティ比を出力する。ＰＷＭ回路１６０６は、デューティ比に基づいてパルス幅変調を行い、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍを出力する。ＰＰＭ回路１６０７は、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍのパルス位置を変調し、ＰＰＭ信号Ｖｐｐｍ，／Ｖｐｐｍ（／ＶｐｐｍはＶｐｐｍの反転信号）を出力する。図１７の例では、２つ目のパルスのパルス位置を左にシフトし、３つ目と４つ目のパルスのパルス位置を右にシフトして、パルス位置を変調している。
スイッチング制御装置１６０１は、ＰＰＭ信号Ｖｐｐｍ，／Ｖｐｐｍにより、スイッチ１６０２、および、スイッチ１６０３を制御する。スイッチ１６０２とスイッチ１６０３は、それぞれ、入力電圧側、グランド側のスイッチであり、相補的にオン、オフが制御される。入力電圧Ｖｉｎは、スイッチ１６０２，１６０３、ローパスフィルタ１６０４を通して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
スイッチ１６０２がオンで、スイッチ１６０３がオフの時はローパスフィルタ１６０４に入力電圧Ｖｉｎが与えられ、ローパスフィルタ１６０４を通して出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。スイッチ１６０２がオフで、スイッチ１６０３がオンの時はローパスフィルタ１６０４の入力はグランドレベルとなり、出力電圧Ｖｏｕｔは下降する。従って、出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチ１６０２，１６０３のオン／オフに同期して上昇／下降する。これによりリップル電圧が生じる。平均的には、出力電圧Ｖｏｕｔは、ＰＰＭ信号Ｖｐｐｍ，／Ｖｐｐｍのデューティ比Ｄｕｔｙを用いて以下の式（１）で近似できる。
Ｖｏｕｔ＝Ｄｕｔｙ×Ｖｉｎ （１）
パルス位置変調を用いない場合、ＰＷＭ回路１６０６は一定のデューティ比のＰＷＭ信号Ｖｐｗｍを出力する。この場合、スイッチ１６０２，１６０３の制御信号が周期的な信号となるため、そのスペクトルはスイッチング周波数およびその高調波成分のピークを持つ。パルス位置変調を用いると、スイッチ１６０２，１６０３の制御信号の周期性が低減されるため、周波数が拡散され、ＥＭＩノイズが抑制される（図１８（ａ））。
しかしながら、ＰＰＭ回路１６０７を用いてパルス位置の変調を行うと、リップル電圧が大きくなってしまう場合がある。パルス幅変調のみの場合と比較し、パルス位置を変調した場合は、局所的に見るとパルスの粗密が生じる。従って、パルス幅変調のみの場合と比較し、リップル電圧が大きくなる（図１８（ｂ））。特にスイッチング速度が高速である場合には、その影響は顕著となる。電源を小型化するため、スイッチング周波数は高周波化する傾向にある。このため、スイッチング周波数の高周波化に伴い、ＥＭＩノイズが増加する傾向にあり、ノイズの抑制が求められている。
そこで、本発明は前述のような要求に鑑みてなされたものであり、その代表的な目的は、ＥＭＩノイズの抑制と出力電圧のリップルの低減を両立する電源装置を提供することである。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
すなわち、代表的な電源装置は、スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有するものであり、以下の構成要素を有することを特徴とするものである。
前記スイッチング制御装置は、パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備える。そして、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合には、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くする。逆に、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合には、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くすることを特徴とする。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、代表的な効果は、ＥＭＩノイズの抑制と出力電圧のリップルの低減を両立する電源装置を提供することができる。
本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源の動作フローの一例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源のスイッチ制御信号の（ａ）スペクトルおよび（ｂ）出力電圧の波形の一例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源の動作フローの一例を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 本発明の第７の実施の形態に係るパルス生成器の回路の一例を示す図である。 本発明の第７の実施の形態に係るパルス生成器の動作波形の一例を示す図である。 本発明の第８の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。 本発明の第９の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。 本発明の第１０の実施の形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。 従来のスイッチング電源の構成の一例を示す図である。 従来のスイッチング電源の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す図である。 従来のスイッチング電源のスイッチ制御信号の（ａ）スペクトルおよび（ｂ）出力電圧の波形の一例を示す図である。 従来のパルス生成器の回路の一例を示す図である。 従来のパルス生成器の動作波形の一例を示す図である。
以下の実施の形態においては、便宜上その必要があるときは、複数の実施の形態またはセクションに分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
［本発明の実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る電源装置は、スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有するものである。スイッチング制御装置は、パルス位置を変調するパルス位置変調回路（ＰＰＭ回路１０７）と、パルス幅を変調するパルス幅変調回路（ＰＷＭ回路１０６）と、パルス位置変調回路、および、パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路（パルス生成回路１０９）とを備える（一例として、（）内に図１に対応する構成要素を付記）。そして、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合には、パルス幅変調回路はパルス幅を長くする。逆に、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合には、パルス幅変調回路はパルス幅を短くすることを特徴とする。
このような特徴を有する本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、パルス位置を変調することにより、スイッチングに伴い発生するノイズを抑制が可能となる。これと同時に、パルス位置に応じてパルス幅をも変調するため、パルス位置の変調に伴う出力電圧のリップルを低減することができる。すなわち、ノイズの抑制と出力電圧のリップルの低減の両立が可能となる。
本発明の実施の形態に係る電源装置は、さらに望ましくは、以下の構成要素を備えることを特徴とする（一例として、（）内に対応する図の構成要素の符号を付記）。
スイッチング制御装置は、パルス位置を制御する信号生成器（６０２）と、信号生成器からの出力信号の大きさを変える増幅器（６０３）とを備える。スイッチング制御装置は、増幅器からの出力信号の位相を変える位相調整器（６０４）を備える。
スイッチング制御装置は、出力電圧をデジタル化するアナログ／デジタル変換器（１００２）を備える。スイッチング制御装置は、パルス位置を制御する信号生成器（６０２）と、信号生成器からの出力信号の大きさおよび位相を変えるゲイン位相調整器（８０４＋８０５）とを備える。スイッチング制御装置は、出力電圧からリップル電圧の成分を抽出するフィルタ（８０２）を備える。
スイッチング制御装置は、出力電圧と信号生成器からの出力信号とを掛け合わせるミキサ（９０３）と、ミキサからの出力信号からリップル電圧のうちの信号生成器からの出力信号と同じ周波数成分の信号を抽出するフィルタ（９０４）とを備える。スイッチング制御装置は、信号生成器からの出力信号の位相を９０度ずらす位相シフタ（９０６）を備える。
スイッチング制御装置は、出力電圧をデジタル化するアナログ／デジタル変換器（１００２）と、アナログ／デジタル変換器からの出力信号から低周波成分を抽出するローパスフィルタ（１００４）と、アナログ／デジタル変換器からの出力信号からリップル電圧の成分を抽出するハイパスフィルタ（１００５）とを備える。
パルス生成回路は、三角波信号を生成する三角波生成器（１１０１）と、三角波信号と閾値信号とを比較するコンパレータ（１１０５）とを備える。パルス生成回路は、クロック信号を生成するクロック発生器（１１０２）と、パルス位置とパルス幅の情報から閾値を計算するデコーダ（１１０３）と、デコーダで計算された閾値のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換器（１１０４）とを備える。
電源装置は、スイッチング制御装置により制御されるスイッチング素子（１３０２）と、スイッチング素子により生成される信号からスイッチングに伴う電圧の揺れを抑制するインダクタ（１３０４）および容量（１３０５）からなるローパスフィルタとを備える。
電源装置は、スイッチング制御装置により制御されるスイッチング素子（１４０２）と、スイッチング素子と入力電圧との間に接続されるインダクタ（１４０３）と、インダクタからの電流を整流するダイオード（１４０４）および容量（１４０５）からなる整流回路とを備える。
電源装置は、スイッチング制御装置により制御されるスイッチング素子（１５０５）と、交流電源を整流する整流回路（１５０３）と、整流回路により整流された直流電圧がスイッチング素子を介して入力されるトランス（１５０６）と、トランスの出力側に接続されるダイオード（１５０７，１５０８）および容量（１５０９）からなる平滑化回路とを備える。
以上説明した本発明の実施の形態の概要に基づいた各実施の形態を、以下において具体的に説明する。以下に説明する実施の形態は本発明を用いた一例であり、本発明は以下の実施の形態により限定されるものではない。
［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態に係る電源装置として、特に、制御信号を用いてスイッチを制御することにより電源電圧を生成するスイッチング電源を例に図１〜図４を用いて説明する。
＜スイッチング電源の構成＞
図１に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態は、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、出力電圧Ｖｏｕｔを得るＤＣ−ＤＣコンバータの一例である。
本スイッチング電源は、スイッチング制御装置１０１、このスイッチング制御装置１０１により制御され、入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に直列に接続されたスイッチ１０２，１０３、および、これらのスイッチ１０２とスイッチ１０３の接続点に接続されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４から構成される。スイッチング制御装置１０１は、コントローラ（ＣＴＲＬ）１０５、このコントローラ１０５に接続されたＰＷＭ回路（ＰＷＭ）１０６、このＰＷＭ回路１０６に接続されたＰＰＭ回路（ＰＰＭ）１０７、これらのＰＷＭ回路１０６とＰＰＭ回路１０７に接続されたノイズリップルコントローラ（ＮＲＣ）１０８、および、ＰＰＭ回路１０７に接続されたパルス生成回路（ＰＧＣ）１０９から構成される。
コントローラ１０５は、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成するために必要なデューティ比を出力する。ＰＷＭ回路１０６は、コントローラ１０５で計算されたデューティ比、および、ノイズリップルコントローラ１０８からの制御信号に基づいて、パルス幅の変調を行う。また、ＰＰＭ回路１０７は、ＰＷＭ回路１０６の出力、および、ノイズリップルコントローラ１０８からの制御信号に基づいてパルス位置を変調する。また、ノイズリップルコントローラ１０８は、ノイズスペクトル拡散と出力電圧リップルの抑制を行うため、ＰＷＭ回路１０６、ＰＰＭ回路１０７を制御する。また、パルス生成回路１０９は、ＰＷＭ回路１０６、および、ＰＰＭ回路１０７により変調されたパルスを生成する。
スイッチング制御装置１０１は、パルス生成回路１０９で生成されたパルスのスイッチ制御信号Ｖｓｗ，／Ｖｓｗ（／ＶｓｗはＶｓｗの反転信号）により、スイッチ１０２，１０３を制御する。スイッチ１０２とスイッチ１０３は、それぞれ、入力電圧Ｖｉｎ側、グランド側のスイッチであり、相補的にオン、オフが制御される。入力電圧Ｖｉｎは、スイッチ１０２，１０３、ローパスフィルタ１０４を通して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
スイッチ１０２がオンで、スイッチ１０３がオフの時はローパスフィルタ１０４に入力電圧Ｖｉｎが与えられ、ローパスフィルタ１０４を通して出力電圧は上昇する。スイッチ１０２がオフで、スイッチ１０３がオンの時はローパスフィルタ１０４の入力はグランドレベルとなり、出力電圧Ｖｏｕｔは下降する。従って、出力電圧Ｖｏｕｔは、スイッチ１０２，１０３のオン／オフに同期して上昇／下降する。これにより、リップル電圧が生じる。
従来のパルス位置変調では、パルス幅は出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に応じて決め、その後、パルスのスペクトルを拡散するため、パルス位置を変調する。一方、本実施の形態のスイッチング電源では、ノイズリップルコントローラ１０８を用い、スペクトルを拡散させると共にリップル電圧を抑制するため、パルス位置を変調すると共に、パルス幅をも制御する。具体的には、以下のようにパルス位置、パルス幅を連携させて制御する。
＜スイッチング電源の動作＞
図２に、本スイッチング電源の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す。図２において、Ｖｐｗｍは従来のＰＷＭ信号（図１７でも図示）、Ｖｐｐｍ，／Ｖｐｐｍは従来のＰＰＭ信号（図１７でも図示）、Ｖｓｗ，／Ｖｓｗは本実施の形態のスイッチ制御信号を示す。
従来のように（図１７に図示）、パルス位置を変調すると、変調前と比較してパルス間隔が密になる部分では出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、パルス間隔が疎になると出力電圧Ｖｏｕｔは下降する。従って、本実施の形態では、変調前と比較して、ＰＰＭ回路１０７によるパルス位置変調によってパルス間隔が密になった部分ではＰＷＭ回路１０６によってパルス幅を短くし、逆に、ＰＰＭ回路１０７によるパルス位置変調によってパルス間隔が疎になった部分ではＰＷＭ回路１０６によってパルス幅を長くする（Ｖｓｗ，／Ｖｓｗ）。
図２の例では、ＰＰＭ回路１０７によるＰＰＭ信号Ｖｐｐｍにおいて、２つ目のパルスのパルス位置を左にシフトしているので、１つ目のパルスと２つ目のパルスとの間隔が密になり、また、３つ目と４つ目のパルスのパルス位置を右にシフトしているので、２つ目のパルスと３つ目のパルスとの間隔、３つ目のパルスと４つ目のパルスとの間隔がそれぞれ疎になるので、パルス生成回路１０９から出力するスイッチ制御信号Ｖｓｗとして、２つ目のパルスの幅を短くし、また、３つ目と４つ目のパルスの幅を長くする。また、スイッチ制御信号／Ｖｓｗは、スイッチ制御信号Ｖｓｗを反転したパルスとなる。
これにより、周期性を低減させてスペクトルを拡散させると共に、リップル電圧を抑制することが可能となる。なお、パルス位置に応じたパルス幅の変調方法としては、パルスの立ち上がりタイミングを変更する場合、立ち下がりタイミングを変更する場合、その両方を組み合わせる場合が考えられる。
＜スイッチング電源の動作＞
図３に、本スイッチング電源の動作フローの一例を示す。この動作フローのシーケンスは、スイッチング制御装置１０１により実行される。
まず、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得るためのパルス幅を計算する（Ｓ３０１）。次に、スペクトルを拡散するためのパルス位置を計算する（Ｓ３０２）。この計算したパルス位置に基づき、パルス幅の補正値を計算する（Ｓ３０３）。さらに、補正後のパルス幅、パルス位置を算出する（Ｓ３０４）。そして、これらを行ったパルスをスイッチ制御信号Ｖｓｗ，／Ｖｓｗとして出力する（Ｓ３０５）。
＜スイッチ制御信号のスペクトルおよび出力電圧＞
図４に、本スイッチング電源のスイッチ制御信号の（ａ）スペクトルおよび（ｂ）出力電圧の波形の一例を示す。（ａ）スペクトルおよび（ｂ）出力電圧では、パルス位置変調を行う場合（ＰＰＭ）と、本実施の形態の制御を行う場合（本発明）を示している。
本実施の形態のスイッチング電源を用いれば、スペクトル（周波数Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙに対するスペクトルＰｏｗｅｒ）に関しては、パルス幅変調のみの場合（ＰＷＭ：図１８に図示）と比較し、パルス位置が変調されるため、スイッチ制御信号のスペクトルが拡散される。このため、パルス位置変調を行った場合（ＰＰＭ）と同様にノイズが抑制される。また、出力電圧（時間Ｔｉｍｅに対する出力電圧Ｖｏｕｔ）に関しては、パルス位置とパルス幅を連携させて制御するため、従来のパルス位置変調（ＰＰＭ）と比較し、出力電圧のリップルが低減される。このようにして、本スイッチング電源では、スペクトル拡散によりＥＭＩノイズを抑制しつつ、出力電圧のリップルを抑制することが可能となる。
なお、本実施の形態では、スイッチ１０２，１０３が入力電圧Ｖｉｎ側とグランド側に２つある構成について説明したが、これに限るものではない。例えば、グランド側のスイッチをダイオードに置き換えてもよい。また、入力電圧Ｖｉｎを降圧するＤＣ−ＤＣコンバータを例に説明したが、これに限るものではない。本実施の形態の方法を用いれば、昇圧タイプのＤＣ−ＤＣコンバータやＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＡＣコンバータなど、スイッチングを用いて電圧を変換する変換器についても同様の効果が得られる。
［第２の実施の形態］
本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源を、図５を用いて説明する。本実施の形態では、フィードバック制御を行うスイッチング電源に対し、本発明に係るノイズ拡散およびリップル抑制の技術を適用した場合について説明する。
図５に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置５０１、スイッチ１０２，１０３、および、ローパスフィルタ１０４から構成される。スイッチング制御装置５０１は、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされる差分回路５０２、この差分回路５０２に接続されたコントローラ５０３、このコントローラ５０３に接続されたＰＷＭ回路１０６、このＰＷＭ回路１０６に接続されたＰＰＭ回路１０７、これらのＰＷＭ回路１０６とＰＰＭ回路１０７に接続されたノイズリップルコントローラ１０８、および、ＰＰＭ回路１０７に接続されたパルス生成回路１０９から構成される。このスイッチング電源は、図１の構成に対して、出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング制御装置５０１にフィードバックする差分回路５０２が追加されている。
差分回路５０２は、フィードバックされる出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの差分を取る。コントローラ５０３は、差分回路５０２からの信号に基づいて、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成するために必要なデューティ比を算出する。ＰＷＭ回路１０６は、デューティ比に基づいてパルス幅変調を行う。また、ＰＰＭ回路１０７は、ＰＷＭ回路１０６の出力に基づいてパルス位置を変調する。また、ノイズリップルコントローラ１０８は、スペクトル拡散とリップルの抑制を行うため、パルス幅の制御およびパルス位置の制御を行う。また、パルス生成回路１０９は、ＰＷＭ回路１０６、および、ＰＰＭ回路１０７により変調されたパルスを生成する。
スイッチ１０２，１０３は、スイッチング制御装置５０１からのパルスにより制御され、ローパスフィルタ１０４を通して出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。このように、本実施の形態のスイッチング電源では、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｒｅｆと等しくなるようにフィードバック制御を行う。コントローラ５０３は、例えば、偏差、積分、微分の３つの要素によって行うＰＩＤ制御器であるが、これに限るものではない。
このようなフィードバック制御を行うスイッチング電源に対しても、本発明に係るノイズスペクトル拡散、出力電圧リップル低減の技術は有効である。本実施の形態では、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づき計算されたパルス幅に対し、ノイズリップルコントローラ１０８からの制御信号に基づき、さらにパルス幅を修正し、また、パルス位置をも修正する。このように、パルス幅とパルス位置とを連携して制御することにより、ノイズの抑制およびリップル電圧の低減が可能となる。
［第３の実施の形態］
本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源を、図６，図７を用いて説明する。本実施の形態では、より具体的なスイッチング電源の構成の一例について説明する。
図６に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置６０１、スイッチ１０２，１０３、および、ローパスフィルタ１０４から構成される。スイッチング制御装置６０１は、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされる差分回路５０２、この差分回路５０２に接続されたコントローラ５０３、信号生成器（ＳＧ）６０２、この信号生成器６０２に接続された増幅器６０３、この増幅器６０３に接続された位相調整器（Ｄ）６０４、コントローラ５０３と位相調整器６０４に接続された加算器６０５、および、加算器６０５と信号生成器６０２に接続されたパルス生成器（ＰＧ）６０６から構成される。このスイッチング制御装置６０１のパルス生成器６０６は、図１及び図５に示した、ＰＷＭ回路１０６、ＰＰＭ回路１０７、および、パルス生成回路１０９を含んだ構成になっている。
差分回路５０２は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの差分を取る。コントローラ５０３は、差分回路５０２からの信号に基づいて、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成するために必要なデューティ比を算出する。信号生成器６０２は、パルス幅、および、パルス位置を変調する元となる信号を生成する。信号生成器６０２からの信号は、パルス位置の変調に用いるため、パルス生成器６０６に入力される。また、信号生成器６０２からの信号は、増幅器６０３により信号の大きさの調整、位相調整器６０４により位相、すなわち、時間軸方向の調整が行われる。この信号はパルス幅の制御信号として、加算器６０５によって、コントローラ５０３で算出されたデューティ比に加算される。
パルス生成器６０６では、コントローラ５０３、信号生成器６０２、増幅器６０３、位相調整器６０４、加算器６０５を通じて出力されるパルス幅の情報と、信号生成器６０２からのパルス位置の情報を入力にし、パルス幅、パルス位置が変調されたパルスを生成する。生成されたパルスのスイッチ制御信号によりスイッチ１０２，１０３を制御し、ローパスフィルタ１０４を通して出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
図７に、本スイッチング電源の動作フローの一例を示す。この動作フローのシーケンスは、スイッチング制御装置６０１により実行される。
まず、出力電圧Ｖｏｕｔを測定する（Ｓ７０１）。この測定した出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｒｅｆとの差分を計算し（Ｓ７０２）、その差分に基づきパルス幅を計算する（Ｓ７０３）。次に、計算されたパルス幅に対し、信号生成器６０２からの信号を用いて、パルス幅を変調する（Ｓ７０４）。また、同じ信号生成器６０２からの信号を用いて、パルス位置を変調する（Ｓ７０５）。そして、パルス生成器６０６では、計算したパルス幅、パルス位置からパルスを生成し（Ｓ７０６）、スイッチ制御信号として出力する（Ｓ７０７）。このスイッチ制御信号により、スイッチ１０２、および、スイッチ１０３が制御され、入力電圧Ｖｉｎを変換し、ローパスフィルタ１０４を通して出力電圧Ｖｏｕｔを得る。
このように、同一の信号生成器６０２からの信号を用いてパルス幅およびパルス位置を変調することにより、ノイズスペクトルの拡散とリップルの抑制が可能となる。
なお、信号生成器６０２からの出力信号は、周期的な信号であっても、擬似ランダム信号、変調された信号であってもよい。信号生成器６０２からの出力信号として周期的な信号を用いる場合、その周期は例えばスイッチング周波数の１／１０程度に設定する。また、位相調整器６０４では、その位相を例えば９０度ずらす。信号生成器６０２からの出力信号を擬似ランダム信号とする場合、パルス位置の変調がランダムとなるためノイズスペクトルの拡散の効果が大きい。
また、増幅器６０３、および、位相調整器６０４は、パルス幅の制御値の算出に用いることとして説明したが、これに限るものではなく、パルス位置の制御信号に対し、増幅器、位相調整器を用いて、その大きさ、タイミングを調整してもよい。また、パルス位置、パルス幅の制御値それぞれに対して大きさ、タイミングを調整してもよい。
［第４の実施の形態］
本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源を、図８を用いて説明する。本実施の形態では、ノイズ、リップル抑制のための信号を、フィードバックループにより決めるスイッチング電源の構成について説明する。
図８に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置８０１、スイッチ１０２，１０３、および、ローパスフィルタ１０４から構成される。スイッチング制御装置８０１は、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされる差分回路５０２、この差分回路５０２に接続されたコントローラ５０３、信号生成器６０２、この信号生成器６０２に接続された増幅器８０４、この増幅器８０４に接続された位相調整器８０５、コントローラ５０３と位相調整器８０５に接続された加算器６０５、加算器６０５と信号生成器６０２に接続されたパルス生成器６０６、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされるフィルタ（ＦＩＬ）８０２、および、このフィルタ８０２に接続され、増幅器８０４と位相調整器８０５を制御するコントローラ８０３から構成される。このスイッチング制御装置８０１は、図６の構成に対して、フィルタ８０２とコントローラ８０３が追加されている。
本実施の形態のスイッチング電源が第３の実施の形態に記載のスイッチング電源と異なる点は、信号生成器６０２の信号からパルス幅を計算するための増幅器８０４の増幅率、位相調整器８０５の位相調整値をフィードバックにより決定する事である。出力電圧Ｖｏｕｔをフィルタ８０２によりフィルタリングし、リップルに対応する成分を抽出する。コントローラ８０３では、抽出されたリップル成分に基づいてパルス位置を決める制御信号の大きさ、位相を決め、増幅器８０４、位相調整器８０５を制御する。
増幅器８０４の増幅率や、位相調整器８０５の位相調整値をあらかじめ決めた値に設定した場合、スイッチ１０２，１０３の非線形性などの影響により、ＥＭＩノイズ抑制の効果と出力電圧リップル抑制の効果が最適化されない可能性がある。従って、本実施の形態では、リップル電圧をフィルタ８０２により抽出し、その値に基づいて増幅器８０４、位相調整器８０５をコントローラ８０３により制御する。すなわち、パルス幅とパルス位置との連携制御をフィードバックにより行う。これにより、使用される状況に応じた最適な制御が可能となる。
［第５の実施の形態］
本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源を、図９を用いて説明する。本実施の形態では、ノイズ・リップル抑制のための信号を、フィードバックループにより決めるスイッチング電源の、図８とは別の構成について説明する。
図９に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置９０１、スイッチ１０２，１０３、および、ローパスフィルタ１０４から構成される。スイッチング制御装置９０１は、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされる差分回路５０２、この差分回路５０２に接続されたコントローラ５０３、信号生成器６０２、この信号生成器６０２に接続された増幅器８０４、この増幅器８０４に接続された位相調整器８０５、コントローラ５０３と位相調整器８０５に接続された加算器６０５、信号生成器６０２に接続された位相調整器９０７、加算器６０５と位相調整器９０７に接続されたパルス生成器６０６、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされるフィルタ９０２、信号生成器６０２に接続された位相シフタ（ＰＨＳ）９０６、フィルタ９０２と位相シフタ９０６にそれぞれ接続されたミキサ９０３ｉ，９０３ｑ、ミキサ９０３ｉ，９０３ｑにそれぞれ接続されたフィルタ９０４ｉ，９０４ｑ、および、フィルタ９０４ｉ，９０４ｑに接続され、増幅器８０４と位相調整器８０５を制御するコントローラ９０５から構成される。
なお、添え字のｉ、ｑは、信号のＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ：同相）成分、Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ：直交）成分であることを示し、特に区別する必要がない場合は省略する。このスイッチング制御装置９０１は、図８の構成に対して、位相調整器９０７、位相シフタ９０６、ミキサ９０３ｉ，９０３ｑ、および、フィルタ９０４ｉ，９０４ｑが追加されている。
フィルタ９０２では、出力電圧Ｖｏｕｔをフィルタリングし、出力電圧リップルに対応する成分を抽出する。位相シフタ９０６では、信号生成器６０２からの信号の位相を９０度ずらす。ミキサ９０３では、リップル成分と信号生成器６０２との信号を掛け合わせる。フィルタ９０４では、ミキサ９０３からの出力信号にフィルタをかける。このようにして、リップル電圧のうち、信号生成器６０２が出力する周波数成分と同様の周波数成分の値を抽出する。コントローラ９０５では、フィルタ９０４からの信号に基づいて増幅器８０４の増幅率、位相調整器８０５の位相調整値を算出し、制御を行う。また、位相調整器９０７はパルス位置を決める信号の位相調整用に用いられる。
位相シフタ９０６で９０度ずらした信号を生成し、リップルのＩ成分、Ｑ成分を検出するのは、スイッチング制御装置９０１内の内部回路、スイッチ１０２，１０３、ローパスフィルタ１０４などの遅延により、制御ループの位相が未知であるためである。位相が９０度ずれた信号を掛け合わせることにより、リップルがどのような位相で生じたとしても検出可能となる。このように、リップル信号のうち、信号生成器６０２からの出力信号と同じ周波数成分の信号を抽出し、増幅器８０４、位相調整器８０５を制御することにより、最適な制御が可能となる。本実施の形態の構成により、パルス位置を変調してノイズを拡散しつつ、リップルを抑制することが可能となる。
［第６の実施の形態］
本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源を、図１０を用いて説明する。前述の実施の形態のように、ノイズを抑制し、かつ、リップルを抑制するためのフィードバックループを構成する場合、制御が複雑となる。このような複雑な制御を、アナログ回路を用いて実装すると回路規模が大きくなってしまう。そこで、本実施の形態では、スイッチング制御装置内の処理をデジタル化した構成について説明する。
図１０に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置１００１、スイッチ１０２，１０３、および、ローパスフィルタ１０４から構成される。スイッチング制御装置１００１は、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされるアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１００２、このアナログ／デジタル変換器１００２に接続されたデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１００３、および、このデジタルシグナルプロセッサ１００３に接続されたパルス生成器６０６から構成される。
デジタルシグナルプロセッサ１００３は、アナログ／デジタル変換器１００２に接続されたローパスフィルタ１００４、このローパスフィルタ１００４に接続された差分回路５０２、この差分回路５０２に接続されたコントローラ５０３、信号生成器６０２、この信号生成器６０２に接続された増幅器８０４、この増幅器８０４に接続された位相調整器８０５、コントローラ５０３と位相調整器８０５に接続された加算器６０５、信号生成器６０２に接続された位相調整器９０７、アナログ／デジタル変換器１００２に接続されたハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１００５、信号生成器６０２に接続された位相シフタ９０６、ハイパスフィルタ１００５と位相シフタ９０６にそれぞれ接続されたミキサ９０３ｉ，９０３ｑ、ミキサ９０３ｉ，９０３ｑにそれぞれ接続されたフィルタ９０４ｉ，９０４ｑ、および、フィルタ９０４ｉ，９０４ｑに接続され、増幅器８０４と位相調整器８０５を制御するコントローラ９０５から構成される。このデジタルシグナルプロセッサ１００３の加算器６０５と位相調整器９０７の出力はパルス生成器６０６に入力される。
アナログ／デジタル変換器１００２で出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル化し、デジタルシグナルプロセッサ１００３に入力する。デジタルシグナルプロセッサ１００３では、デジタル化されたデータをローパスフィルタ１００４、ハイパスフィルタ１００５によりフィルタリングする。ローパスフィルタ１００４で取り出された低周波成分と目標電圧Ｖｒｅｆとの差分を取り、コントローラ５０３により出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に保つためのデューティ比を計算する。
ハイパスフィルタ１００５で取り出されたリップル電圧の情報は、ミキサ９０３、フィルタ９０４で信号生成器６０２と同じ周波数成分を取り出した後、コントローラ９０５に入力される。コントローラ９０５では、パルス位置を計算するための増幅器８０４、位相調整器８０５を制御する。パルス生成器６０６は、デジタルシグナルプロセッサ１００３によって計算されたパルス幅、パルス位置に基づいてパルスを生成する。
このように、アナログ／デジタル変換器１００２を用いて出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル化し、その後の演算をデジタルシグナルプロセッサ１００３を用いて行うことにより、複雑な制御をデジタル信号処理で実現可能となる。このようにして、スペクトル拡散によるノイズの抑制と、リップル電圧の低減が可能となる。
［第７の実施の形態］
本発明の第７の実施の形態に係るスイッチング電源を、図１１および図１２を用いて説明する。比較のために、従来技術を示す図１９および図２０も併せて説明する。本実施の形態では、これまで説明してきたスイッチング電源に適用可能なパルス生成器について説明する。
まず、従来のパルス生成器の一例を図１９および図２０を用いて説明する。図１９に、従来のパルス生成器の回路の一例を示す。また、図２０に、本パルス生成器の動作波形の一例を示す。
従来のパルス生成器は、電流源１９０１、この電流源１９０１とグランド間に接続された容量１９０２、この容量１９０２の両端に接続されたスイッチ１９０３、このスイッチ１９０３の制御端子に出力端子が接続され、電流源１９０１と容量１９０２との接続点に第１入力端子が接続され、第２入力端子に参照信号が入力されたコンパレータ１９０４、および、電流源１９０１と容量１９０２との接続点に第１入力端子が接続され、第２入力端子にデータ信号が入力されたコンパレータ１９０５から構成される。Ｖｓａｗはノコギリ波信号、Ｖｒｓｔはリセット信号、Ｖｄａｔはパルス幅を表すデータ信号を示す。
電流源１９０１により容量１９０２に電荷を蓄積する。電荷が容量１９０２に蓄積されるため、ノコギリ波信号Ｖｓａｗの電位が上昇する。ノコギリ波信号Ｖｓａｗの値がある一定値を超えると、コンパレータ１９０４の出力が反転し、スイッチ１９０３がオンとなる。スイッチ１９０３がオンとなると、ノコギリ波信号Ｖｓａｗはグランドと短絡され、その電位はグランドレベルとなり、容量１９０２の電荷がリセットされる。同様の動作を繰り返すことで、ノコギリ波信号Ｖｓａｗが生成される。
コンパレータ１９０５には、このノコギリ波信号Ｖｓａｗと、パルス幅を決めるデータ信号Ｖｄａｔが入力される。コンパレータ１９０５は、パルス幅を決めるデータ信号Ｖｄａｔがノコギリ波信号Ｖｓａｗよりも大きい場合はＨｉレベルを、小さい場合はＬｏレベルを出力する。このようにして、パルス幅を決めるデータ信号Ｖｄａｔから、デューティ比が制御されたパルスを生成する。このように、従来のパルス生成器では、データが入力される周波数はノコギリ波信号Ｖｓａｗの周波数と同一である。
これに対して、本実施の形態に係るパルス生成器について、図１１および図１２を用いて説明する。図１１に、本実施の形態に係るパルス生成器の回路の一例を示す。また、図１２に、本パルス生成器の動作波形の一例を示す。
本実施の形態に係るパルス生成器は、三角波生成器１１０１、この三角波生成器１１０１に接続されたクロック発生器（ＣＬＫ）１１０２、デコーダ（ＤＥＣ）１１０３、このデコーダ１１０３に接続されたデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１１０４、および、三角波生成器１１０１の出力信号が第１入力端子に入力され、デジタル／アナログ変換器１１０４の出力信号が第２入力端子に入力されたコンパレータ１１０５から構成される。
三角波生成器１１０１は、電流源１１０６、この電流源１１０６に接続されたカレントミラー回路１１０７、このカレントミラー回路１１０７に接続されたスイッチ１１０８，１１０９、および、このスイッチ１１０８とスイッチ１１０９との接続点とグランド間に接続された容量１１１０から構成される。Ｖｃｌｋはクロック信号、Ｖｄｅｃはデコーダ１１０３からのデコード信号、Ｖｄａｃはデジタル／アナログ変換器１１０４からのＤＡＣ出力信号（閾値信号）、Ｖｔｒｉは三角波信号を示す。
クロック発生器１１０２からの信号により、スイッチ１１０８をオン、スイッチ１１０９をオフし、容量１１１０に電荷を蓄積する。これにより、三角波信号Ｖｔｒｉの電位は次第に上がっていく。その後、スイッチ１１０８をオフ、スイッチ１１０９をオンし、容量１１１０に蓄積された電荷を電流により引き抜く。これにより、三角波信号Ｖｔｒｉの電位は次第に下がっていく。これを繰り返すことにより、三角波信号Ｖｔｒｉが生成される。
デコーダ１１０３は、パルス位置の情報、パルス幅の情報からパルスの立ち上がりのタイミング、立ち下がりのタイミングを計算する。また、立ち上がり、立ち下がりのタイミングから、三角波信号Ｖｔｒｉからパルスを作るための閾値を計算し、デジタル／アナログ変換器１１０４に出力する。デジタル／アナログ変換器１１０４では、デコーダ１１０３からのデジタル信号をアナログ電圧のＤＡＣ出力信号Ｖｄａｃに変換する。コンパレータ１１０５では、三角波信号Ｖｔｒｉとデジタル／アナログ変換器１１０４からのＤＡＣ出力信号Ｖｄａｃを比較し、スイッチ制御信号Ｖｓｗ，／Ｖｓｗのパルスを生成する。
本パルス生成器は、クロック発生器１１０２からのクロック信号Ｖｃｌｋに同期して動作する。三角波信号Ｖｔｒｉはスイッチ１１０８，１１０９のオン、オフを利用して生成するため、三角波信号Ｖｔｒｉの周期はクロック信号Ｖｃｌｋの周期と同じとなる。また、デジタル／アナログ変換器１１０４は、クロック信号Ｖｃｌｋの立ち上がり、立ち下がり両方のエッジで動作する。すなわち、デジタル／アナログ変換器１１０４は、クロック発生器１１０２の２倍の周波数で動作する。このように、デジタル／アナログ変換器１１０４を三角波信号Ｖｔｒｉの２倍の動作周波数で動作させることで、パルスの立ち上がり、立ち下がりを独立に制御することが可能となる。
従って、本実施の形態は、パルスの位置、および、パルスの幅を制御する場合に適した構成である。また、このようにクロック信号Ｖｃｌｋに同期させて三角波信号Ｖｔｒｉを生成し、また、デジタル／アナログ変換器１１０４を動作させるため、クロック同期の回路となり、実装が容易となる。
［第８の実施の形態］
本発明の第８の実施の形態に係るスイッチング電源を、図１３を用いて説明する。本実施の形態では、より具体的なスイッチング電源の構成について説明する。
図１３に、本実施の形態に係るスイッチング電源としての具体的な降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す。
本実施の形態に係る降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、非絶縁型の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであり、スイッチング制御装置１３０１、このスイッチング制御装置１３０１により制御されるスイッチ１３０２、このスイッチ１３０２とグランド間に接続されたダイオード１３０３、スイッチ１３０２とダイオード１３０３との接続点に一端が接続されたインダクタ１３０４、および、このインダクタ１３０４の他端とグランド間に接続された容量１３０５から構成される。
スイッチング制御装置１３０１（第３の実施の形態の図６の例を図示）は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてデューティ比を計算し、スイッチ１３０２のオン、オフを制御する。ダイオード１３０３は、スイッチ１３０２がオフの時にグランド側からの電流を供給する。インダクタ１３０４と容量１３０５は、ローパスフィルタを構成し、スイッチングに伴う電圧の揺れを抑制し、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。このように、インダクタ１３０４と容量１３０５から構成されるローパスフィルタにより抑制された電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
このような降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、本発明に係るスイッチング制御装置を用いることで、パルスの位置とパルス幅を連携させて制御することが可能となり、ノイズを抑制すると共に出力電圧リップルを低減することが可能となる。
なお、スイッチング制御装置１３０１は、第１の実施の形態から第６の実施の形態において説明したどの装置を用いてもよい。
また、スイッチ１３０２としては、ＳｉのＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどが用いられる。また、大電力用途として期待されているＳｉＣやＧａＮのスイッチデバイスを用いてもよい。ＳｉＣやＧａＮを用いたスイッチデバイスは、立ち上がり、立ち下がりが高速であることが知られており、高速スイッチングを行うスイッチング電源に適している。このため、スイッチングに伴う高周波ノイズが比較的大きい。このノイズを抑制するため、本発明に係るスイッチング制御装置が有効である。
［第９の実施の形態］
本発明の第９の実施の形態に係るスイッチング電源を、図１４を用いて説明する。本実施の形態では、より具体的なスイッチング電源の別の構成として、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明する。
図１４に、本実施の形態に係るスイッチング電源としての具体的な昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す。
本実施の形態に係る昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング制御装置１４０１、このスイッチング制御装置１４０１により制御されるスイッチ１４０２、このスイッチ１３０２と入力電圧Ｖｉｎ間に接続されたインダクタ１４０３、このインダクタ１４０３とスイッチ１４０２との接続点にアノードが接続されたダイオード１４０４、および、このダイオード１４０４のカソードとグランド間に接続された容量１４０５から構成される。
スイッチング制御装置１４０１によりスイッチ１４０２を制御し、インダクタ１４０３に流れる電流を制御する。インダクタ１４０３に流れた電流は、スイッチ１４０２がオフのタイミングではダイオード１４０４を通して容量１４０５に蓄積される。従って、スイッチ１４０２のデューティ比により、出力電圧Ｖｏｕｔを制御できる。このようにして、インダクタ１４０３からの電流をダイオード１４０４および容量１４０５からなる整流回路により整流して、入力電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを得る。
このような昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに、本発明のスイッチング制御装置を適用すると、スイッチングに伴うＥＭＩノイズを抑制すると同時に、出力電圧のリップルを抑制することが可能となる。なお、スイッチング制御装置１４０１は、第１の実施の形態から第６の実施の形態において説明したどの装置を用いてもよい。
［第１０の実施の形態］
本発明の第１０の実施の形態に係るスイッチング電源を、図１５を用いて説明する。これまではＤＣ−ＤＣコンバータについて説明してきたが、本発明はこれに限るものではなく、例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータにも適用可能である。本実施の形態では、このＡＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明する。
図１５に、本実施の形態に係るスイッチング電源としての具体的なＡＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す。
本実施の形態に係るＡＣ−ＤＣコンバータは、交流電源１５０２、この交流電源１５０２に入力端子が接続された整流回路１５０３、この整流回路１５０３の出力端子間に接続された容量１５０４、この容量１５０４に接続されたスイッチ１５０５、このスイッチ１５０５に一次側が接続されたトランス１５０６、このトランス１５０６の二次側に接続されたダイオード１５０７，１５０８、ダイオード１５０８のカソード−アノード間に接続された容量１５０９、および、出力電圧Ｖｏｕｔがフィードバックされ、スイッチ１５０５を制御するスイッチング制御装置１５０１（第３の実施の形態の図６の入力段に増幅器を追加した例を図示）から構成される。
交流電源１５０２からの入力を整流回路１５０３で整流し、容量１５０４で平滑化する。スイッチング制御装置１５０１により、スイッチ１５０５のオン、オフを制御し、トランス１５０６の交流電源１５０２側に流れる電流を制御する。制御された電流はトランス１５０６を介してＤＣ出力側に伝えられ、ダイオード１５０７およびダイオード１５０８で整流され、容量１５０９で平滑化され、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。このように、ダイオード１５０７，１５０８および容量１５０９からなる平滑化回路により平滑化された電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
このようなＡＣ−ＤＣコンバータに、本発明のスイッチング制御装置１５０１を適用すると、スイッチングに伴うＥＭＩノイズを抑制すると同時に、出力電圧のリップルを抑制することが可能となる。なお、スイッチング制御装置１５０１は、第１の実施の形態から第６の実施の形態において説明したどの装置を用いてもよい。
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
例えば、前述した各実施の形態においては、パルス位置の変調によってパルス間隔が疎になる場合にはパルス幅を長くし、逆に、パルス位置の変調によってパルス間隔が密になる場合にはパルス幅を短くする場合を説明したが、パルスのエネルギーに着目して制御することも可能である。すなわち、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合には、パルスのパルス幅を長くするか、またはパルス高さを高くしてパルスのエネルギーを高くし、逆に、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合には、パルスのパルス幅を短くするか、またはパルス高さを低くしてパルスのエネルギーを低くする制御回路を備えることによっても、同様の効果を得ることができる。
本発明の電源装置は、特に、制御信号を用いてスイッチを制御することにより電源電圧を生成するスイッチング電源に適用して有効であり、例えば直流電力を降圧、あるいは、昇圧し、別の直流電力を得るＤＣ−ＤＣコンバータ、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータや、直流電力から交流電力に変換するＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電源に利用可能である。
１０１，５０１，６０１，８０１，９０１，１００１，１３０１，１４０１，１５０１，１６０１…スイッチング制御装置
１０２，１０３，１１０８，１１０９，１３０２，１４０２，１５０５，１６０２，１６０３，１９０３…スイッチ
１０４，１００４，１６０４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０５，５０３，８０３，９０５，１６０５…コントローラ（ＣＴＲＬ）
１０６，１６０６…ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）
１０７，１６０７…ＰＰＭ回路（ＰＰＭ）
１０８…ノイズリップルコントローラ（ＮＲＣ）
１０９…パルス生成回路（ＰＧＣ）
５０２…差分回路
６０２…信号生成器（ＳＧ）
６０３，８０４…増幅器
６０４，８０５，９０７…位相調整器（Ｄ）
６０５…加算器
６０６…パルス生成器（ＰＧ）
８０２，９０２，９０４ｉ，９０４ｑ…フィルタ（ＦＩＬ）
９０３ｉ，９０３ｑ…ミキサ
９０６…位相シフタ（ＰＨＳ）
１００２…アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
１００３…デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
１００５…ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
１１０１…三角波生成器
１１０２…クロック発生器（ＣＬＫ）
１１０３…デコーダ（ＤＥＣ）
１１０４…デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
１１０５，１９０４，１９０５…コンパレータ
１１０６，１９０１…電流源
１１０７…カレントミラー回路
１１１０，１３０５，１４０５，１５０４，１５０９，１９０２…容量
１３０３，１４０４，１５０７，１５０８…ダイオード
１３０４，１４０３…インダクタ
１５０２…交流電源
１５０３…整流回路
１５０６…トランス
Ｖｉｎ…入力電圧
Ｖｏｕｔ…出力電圧
Ｖｐｗｍ…ＰＷＭ信号
Ｖｐｐｍ，／Ｖｐｐｍ…ＰＰＭ信号
Ｖｓｗ，／Ｖｓｗ…スイッチ制御信号
Ｖｒｅｆ…目標電圧
Ｖｃｌｋ…クロック信号
Ｖｄｅｃ…デコード信号
Ｖｄａｃ…ＤＡＣ出力信号
Ｖｔｒｉ…三角波信号
Ｖｓａｗ…ノコギリ波信号
Ｖｒｓｔ…リセット信号
Ｖｄａｔ…データ信号

Claims (10)

  1. スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有する電源装置であって、
    前記スイッチング制御装置は、
    パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、
    パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、
    前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備え、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くし、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くするものであり、
    さらに、前記スイッチング制御装置は、
    前記パルス位置を制御する信号生成器と、
    前記信号生成器からの出力信号の大きさを変える増幅器と、
    前記増幅器からの出力信号の位相を変える位相調整器とを備え、
    前記位相調整器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されるものであり、
    前記信号生成器からの出力信号が周期的な信号であり、
    前記位相調整器は前記信号生成器からの出力信号の位相を９０度ずらすことを特徴とする電源装置。
  2. スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有する電源装置であって、
    前記スイッチング制御装置は、
    パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、
    パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、
    前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備え、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くし、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くするものであり、
    さらに、前記電源装置は、
    前記スイッチング制御装置により制御される前記スイッチング素子を備え、
    前記スイッチング素子を制御して生成される出力電圧が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されるものであり、
    さらに、前記スイッチング制御装置は、
    前記出力電圧をデジタル化するアナログ／デジタル変換器を備え、
    前記アナログ／デジタル変換器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されることを特徴とする電源装置。
  3. スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有する電源装置であって、
    前記スイッチング制御装置は、
    パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、
    パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、
    前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備え、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くし、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くするものであり、
    さらに、前記電源装置は、
    前記スイッチング制御装置により制御される前記スイッチング素子を備え、
    前記スイッチング素子を制御して生成される出力電圧が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されるものであり、
    さらに、前記スイッチング制御装置は、
    前記パルス位置を制御する信号生成器と、
    前記信号生成器からの出力信号の大きさおよび位相を変えるゲイン位相調整器とを備え、
    前記ゲイン位相調整器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調され、
    前記出力電圧が前記ゲイン位相調整器の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整器のゲインが調整されることを特徴とする電源装置。
  4. 請求項３記載の電源装置において、
    前記出力電圧が前記ゲイン位相調整器の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整器の位相が調整されることを特徴とする電源装置。
  5. 請求項３記載の電源装置において、
    前記スイッチング制御装置は、
    前記出力電圧からリップル電圧の成分を抽出するフィルタをさらに備え、
    前記フィルタの出力信号が前記ゲイン位相調整回路の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整回路が制御されることを特徴とする電源装置。
  6. 請求項３記載の電源装置において、
    前記スイッチング制御装置は、
    前記出力電圧と前記信号生成器からの出力信号とを掛け合わせるミキサと、
    前記ミキサからの出力信号からリップル電圧のうちの前記信号生成器からの出力信号と同じ周波数成分の信号を抽出するフィルタとをさらに備え、
    前記フィルタの出力信号が前記ゲイン位相調整回路の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整回路が制御されることを特徴とする電源装置。
  7. 請求項６記載の電源装置において、
    前記スイッチング制御装置は、
    前記信号生成器からの出力信号の位相を９０度ずらす位相シフタをさらに備え、
    前記位相シフタは位相が同相成分の信号とこの同相成分の信号に対して９０度遅れた直交成分の信号とを出力し、
    前記ミキサおよび前記フィルタが前記同相成分の信号および前記直交成分の信号に対応して２系統備えられていることを特徴とする電源装置。
  8. 請求項３記載の電源装置において、
    前記スイッチング制御装置は、
    前記出力電圧をデジタル化するアナログ／デジタル変換器と、
    前記アナログ／デジタル変換器からの出力信号から低周波成分を抽出するローパスフィルタと、
    前記アナログ／デジタル変換器からの出力信号からリップル電圧の成分を抽出するハイパスフィルタとをさらに備え、
    前記ローパスフィルタの出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調され、
    前記ハイパスフィルタの出力信号が前記ゲイン位相調整器の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整器のゲインが調整されることを特徴とする電源装置。
  9. スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有する電源装置であって、
    前記スイッチング制御装置は、
    パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、
    パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、
    前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備え、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くし、
    前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くするものであり、
    前記パルス生成回路は、
    三角波信号を生成する三角波生成器と、
    前記三角波信号と閾値信号とを比較するコンパレータとを備え、
    前記閾値信号が前記三角波信号の周波数の２倍の周波数で変えられることを特徴とする電源装置。
  10. 請求項９記載の電源装置において、
    前記パルス生成回路は、
    クロック信号を生成するクロック発生器と、
    パルス位置とパルス幅の情報から閾値を計算するデコーダと、
    前記デコーダで計算された閾値のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル／アナログ変換器とをさらに備え、
    前記三角波生成器が前記クロック信号に同期して動作し、
    前記デジタル／アナログ変換器が前記クロック信号の２倍の周波数で動作し、
    前記デジタル／アナログ変換器からの出力信号が前記閾値信号となることを特徴とする電源装置。
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