JP5795503B2 - Pulse width modulation system and audio signal output device - Google Patents
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Description
本発明は、パルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)技術に係り、特に、PWM変調の方式を改善することでPWM出力と中波放送(AM放送)の周波数との干渉を防止するパルス幅変調システムおよび音声信号出力装置に関する。 The present invention relates to pulse width modulation (PWM) technology, and in particular, pulse width modulation for preventing interference between a PWM output and a frequency of medium wave broadcasting (AM broadcasting) by improving a PWM modulation method. The present invention relates to a system and an audio signal output device.
PWMとは、一定周期のパルス信号の大きさに応じてパルス幅のデュ−ティサイクル(パルス幅のHとLの比)を変えることにより電流や電圧を制御する変調方式である。ところで、PWM出力の周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数とが近接すると、ラジオチューナーにPWM出力が干渉し、その結果ラジオ出力にビートノイズが加えられてしまう。ここで、AM放送とは、一般に中波のラジオ放送を指し、「526.5kHzから1,606.5kHzまでの周波数の電波を使用して音声その他の音響を送る放送」と定義されている(電波法施行規則2条1項24号、放送法2条2の3号)。
PWM is a modulation method for controlling current and voltage by changing the duty cycle of the pulse width (ratio of H to L of the pulse width) in accordance with the magnitude of the pulse signal having a constant period. By the way, when an integer multiple of the frequency of the PWM output and the frequency of the AM broadcast shipping wave are close to each other, the PWM output interferes with the radio tuner, and as a result, beat noise is added to the radio output. Here, AM broadcasting generally refers to medium-wave radio broadcasting, and is defined as “broadcast that transmits sound and other sounds using radio waves with a frequency from 526.5 kHz to 1,606.5 kHz” ( Radio Law Enforcement Regulations Article 2,
このような技術に関連して、AMチューナーのチューニング周波数に応じてPWMフレームレートを調整する技術が開示されている(例えば、特許文献1参照)。 In relation to such a technique, a technique for adjusting the PWM frame rate in accordance with the tuning frequency of the AM tuner is disclosed (for example, see Patent Document 1).
一般に、PWM出力の周波数は、オリジナルの信号のサンプリング周波数の所定倍(例えば8倍)に固定されている。したがって、PWM出力の周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数とが近接してしまうと、ラジオチューナーへのPWM出力の干渉を回避するのが難しかった。 In general, the frequency of the PWM output is fixed to a predetermined multiple (for example, eight times) of the sampling frequency of the original signal. Therefore, when the integer multiple frequency of the PWM output frequency and the frequency of the AM broadcast shipping wave are close to each other, it is difficult to avoid the interference of the PWM output to the radio tuner.
本発明の目的は、PWM出力周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数との周波数干渉を柔軟に回避することができるパルス幅変調システムおよび音声信号出力装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a pulse width modulation system and an audio signal output device capable of flexibly avoiding frequency interference between an integer multiple of a PWM output frequency and a frequency of an AM broadcast shipping wave.
一態様によれば、(a)回路内部に保持している変数kの値に応じて、システムクロックを変動させて動作クロックを生成して送出するPLL回路と、(b)前記PLL回路から送出された前記動作クロックに基づいて動作し、入力信号のサンプリング周波数のk倍の周波数でデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプリングフィルタと、(c)前記PLL回路から送出された前記動作クロックで動作し、前記オーバーサンプリングフィルタから出力された信号のノイズシェーピング処理を実行するノイズシェイパと、(d)前記PLL回路から送出された前記動作クロックで動作し、前記ノイズシェイパから出力された信号のパルス幅を前記動作クロックの1周期分ずつ拡げたり狭めたりして、前記入力信号に対応したパルス幅を持つパルス信号を生成するPWM変調器とを備えるパルス幅変調システムが提供される。別の態様によれば、(a)回路内部に保持している変数kの値に応じて、システムクロックを変動させて動作クロックを生成して送出するPLL回路と、(b)前記PLL回路から送出された前記動作クロックに基づいて動作し、入力信号のサンプリング周波数のk倍の周波数でデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプリングフィルタとを備え、(c)前記オーバーサンプリングフィルタは、チェビシェフ特性と逆チェビシェフ特性とを連立した連立チェビシェフにより構成されるパルス幅変調システムが提供される。さらに別の態様によれば、(a)回路内部に保持している変数kの値に応じて、システムクロックを変動させて動作クロックを生成して送出するPLL回路と、(b)前記PLL回路から送出された前記動作クロックに基づいて動作し、入力信号のサンプリング周波数のk倍の周波数でデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプリングフィルタとを備え、(c)前記変数kは1〜8の整数であり、前記PLL回路は、前記システムクロックをk/8倍することにより前記動作クロックを生成するパルス幅変調システムが提供される。 According to one aspect, (a) a PLL circuit that generates and transmits an operation clock by varying a system clock in accordance with the value of a variable k held in the circuit, and (b) is transmitted from the PLL circuit. And an oversampling filter that oversamples data at a frequency k times the sampling frequency of the input signal, and (c) operates with the operation clock sent from the PLL circuit, A noise shaper for performing noise shaping processing on the signal output from the oversampling filter; and (d) operating with the operation clock sent from the PLL circuit, and converting the pulse width of the signal output from the noise shaper to the operation clock . By expanding or narrowing by one period, the pulse width corresponding to the input signal is increased. One pulse width modulation system comprising a PWM modulator for generating a pulse signal. According to another aspect, (a) a PLL circuit that generates and transmits an operation clock by varying a system clock according to the value of a variable k held in the circuit; and (b) from the PLL circuit. An oversampling filter that operates based on the transmitted operation clock and oversamples data at a frequency k times the sampling frequency of the input signal, and (c) the oversampling filter has a Chebyshev characteristic and an inverse Chebyshev characteristic And a pulse width modulation system composed of simultaneous Chebyshev. According to still another aspect, (a) a PLL circuit that generates and transmits an operation clock by varying a system clock according to the value of a variable k held in the circuit; and (b) the PLL circuit. And an oversampling filter that operates on the basis of the operation clock transmitted from and oversamples data at a frequency k times the sampling frequency of the input signal, and (c) the variable k is an integer of 1 to 8. The pulse width modulation system is provided in which the PLL circuit generates the operation clock by multiplying the system clock by k / 8.
別の態様によれば、上記パルス幅変調システムを備える音声信号出力装置が提供される。 According to another aspect, an audio signal output device comprising the pulse width modulation system is provided.
本発明によれば、PWM出力周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数との周波数干渉を柔軟に回避することができるパルス幅変調システムおよび音声信号出力装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the pulse width modulation system and audio | voice signal output device which can avoid flexibly the frequency interference of the integer multiple frequency of PWM output frequency and the frequency of the dispatch wave of AM broadcast can be provided.
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、各構成部品の寸法等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な寸法等は、以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。 Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals. However, it should be noted that the drawings are schematic and the dimensions and the like of each component are different from actual ones. Accordingly, specific dimensions and the like should be determined in consideration of the following description. Moreover, it is a matter of course that portions having different dimensional relationships and ratios are included between the drawings.
又、以下に示す実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置を例示するものであって、この発明の実施の形態は、各構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。この発明の実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。 Further, the embodiments shown below exemplify an apparatus for embodying the technical idea of the present invention, and the embodiments of the present invention include materials, shapes, structures, and arrangements of components. Etc. are not specified below. Various modifications can be made to the embodiment of the present invention within the scope of the claims.
[実施の形態]
(比較例におけるパルス幅変調システム)
図1は、比較例に係るパルス幅変調(PWM)システムを例示する模式的ブロック図を例示している。比較例に係るパルス幅変調システムは、図1に例示するように、同期サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10と、オーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12と、8倍オーバーサンプリングフィルタ14と、ノイズシェイパ16と、PWM変調器(パルス幅変調器)18とを含む。
[Embodiment]
(Pulse width modulation system in comparative example)
FIG. 1 illustrates a schematic block diagram illustrating a pulse width modulation (PWM) system according to a comparative example. As illustrated in FIG. 1, the pulse width modulation system according to the comparative example includes a synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10, an audio digital signal processor (DSP) 12, an 8 ×
同期式サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10は、クロックに同期して、特定のサンプリングレートのデジタル信号(例えば、デジタルオーディオ信号)を入力して、オリジナルのサンプリングレートとは異なるサンプリング周波数に変換してオーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12に出力する。ここでは、同期式サンプリングレートコンバータ(SRC)10は、8/12/16/24/32/48/96kHzを48kHzの周波数に、11.025/22.05/44.1/88.2kHzを44.1kHzの周波数にサンプリング変換する。 A synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10 inputs a digital signal (for example, a digital audio signal) having a specific sampling rate in synchronization with a clock, and converts it into a sampling frequency different from the original sampling rate. Output to an audio digital signal processor (DSP) 12. Here, the synchronous sampling rate converter (SRC) 10 sets 8/12/16/24/32/48/96 kHz to a frequency of 48 kHz, and 44 sets 11.025 / 22.05 / 44.1 / 8 / 88.2 kHz to 44 kHz. .Sampling conversion to a frequency of 1 kHz.
オーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12は、同期式サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10から出力されたデジタル信号を入力して、例えばゲインコントロールやトーンコントロールなどのオーディオ信号処理を行い、PCM(Pulse Code Modulation)方式のデジタルオーディオ信号を生成して8倍オーバーサンプリングフィルタ14に出力する。
The audio digital signal processor (DSP) 12 receives the digital signal output from the synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10, performs audio signal processing such as gain control and tone control, and performs PCM (Pulse Code Modulation). ) Type digital audio signal is generated and output to the 8-
8倍オーバーサンプリングフィルタ14は、デジタル信号をオーバーサンプリングしてノイズシェイパ16に出力する。より具体的には、8倍オーバーサンプリングフィルタ14は、オリジナルの入力信号のサンプリング周波数fsの8倍の周波数(8fs)でデータをサンプリングして、例えば、48kHzまたは44.1kHzのサンプリング周波数を384kHzまたは352.8kHzのPWM周波数に変換する。
The 8-
8倍オーバーサンプリングフィルタ14は、2倍×3段で構成されたFIR(Finite Impulse Response:有限インパルス応答)フィルタ20,22,24とを含む。各FIRフィルタ20,22,24は、入力した信号(オリジナル)のサンプリング周波数の2倍の周波数でサンプリングする。ここで、8倍オーバーサンプリングフィルタ14における1fs期間の8倍オーバーサンプリング処理は、図7(a)に例示するようなA〜Nまでの演算タイミングにより実現される。
The 8-
各演算タイミングA〜Nは、以下のように演算動作を行う。 Each calculation timing A to N performs a calculation operation as follows.
演算タイミングA:2倍オーバーサンプリング1回目(2fs)
演算タイミングB:2倍オーバーサンプリング2回目(2fs)
演算タイミングC:2倍オーバーサンプリング1回目(4fs)
演算タイミングD:2倍オーバーサンプリング2回目(4fs)
演算タイミングE:2倍オーバーサンプリング3回目(4fs)
演算タイミングF:2倍オーバーサンプリング4回目(4fs)
演算タイミングG:2倍オーバーサンプリング1回目(8fs)
演算タイミングH:2倍オーバーサンプリング2回目(8fs)
演算タイミングI:2倍オーバーサンプリング3回目(8fs)
演算タイミングJ:2倍オーバーサンプリング4回目(8fs)
演算タイミングK:2倍オーバーサンプリング5回目(8fs)
演算タイミングL:2倍オーバーサンプリング6回目(8fs)
演算タイミングM:2倍オーバーサンプリング7回目(8fs)
演算タイミングN:2倍オーバーサンプリング8回目(8fs)
ノイズシェイパ16は、8倍オーバーサンプリングフィルタ14から出力されたデジタルオーディオ信号の量子化誤差ノイズのレベルを低下させるためにノイズシェーピング処理を実行してPWM変調器18に出力する。
Arithmetic timing A: 2 times oversampling 1st time (2fs)
Calculation timing B: 2nd oversampling second time (2 fs)
Calculation timing C: 2 times oversampling first time (4 fs)
Calculation timing D: 2 times oversampling second time (4 fs)
Arithmetic timing E: 3rd oversampling (4fs)
Calculation timing F: 4 times oversampling (4fs)
Arithmetic timing G: 2 times oversampling 1st time (8fs)
Calculation timing H: Second oversampling second time (8 fs)
Calculation timing I: 2 times oversampling third time (8 fs)
Arithmetic timing J: Double oversampling 4th time (8fs)
Calculation timing K: 5 times oversampling (8 fs)
Calculation timing L: 6 times oversampling (8 fs)
Arithmetic timing M: 7 times oversampling twice (8fs)
Calculation timing N: 2 times oversampling 8th time (8fs)
The
PWM変調器18は、ノイズシェイパ16から出力された信号のパスル幅をマスタークロックの1周期分ずつ拡げたり狭めたりして、入力データに対応したパルス幅を持つパルス信号を生成して出力する。
The
ここで、図1に例示するように、PWM変調器18は2048fsのシステムクロックで動作し、同期サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10と、オーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12と、8倍オーバーサンプリングフィルタ14と、ノイズシェイパ16は、2048fsの1/2の1024fsのクロックで動作する。
Here, as illustrated in FIG. 1, the
このような比較例に係るパルス幅変調システムにおいて、例えば、オリジナルの入力信号のサンプリング周波数が48kHzであれば、PWM出力周波数は、48kHzの8倍、すなわち386kHzになる。このときのPWM出力周波数386kHzの整数倍周波数が、AM放送の発送波の周波数と近接すると、図3に例示するように、ラジオチューナーにPWM出力が干渉し、その結果ラジオ出力(オーディオ出力)にビートノイズが加えられる。さらに、比較例に係るパルス幅変調システムにおいては、図2に例示するように、PWM出力の周波数Tsは、オリジナルの信号のサンプリング周波数fsの8倍(8fs)に固定されているので、PWM出力の周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数とが近接してしまうと、ラジオチューナーへのPWM出力の干渉を回避するのが難しい。 In such a pulse width modulation system according to the comparative example, for example, if the sampling frequency of the original input signal is 48 kHz, the PWM output frequency is 8 times 48 kHz, that is, 386 kHz. When the integer multiple frequency of the PWM output frequency 386 kHz at this time is close to the frequency of the AM broadcast shipping wave, the PWM output interferes with the radio tuner, as illustrated in FIG. 3, and as a result, the radio output (audio output) is generated. Beat noise is added. Further, in the pulse width modulation system according to the comparative example, as illustrated in FIG. 2, the PWM output frequency Ts is fixed to 8 times (8 fs) the sampling frequency fs of the original signal. If the frequency that is an integral multiple of the frequency and the frequency of the AM broadcast wave are close to each other, it is difficult to avoid interference of the PWM output to the radio tuner.
(実施の形態におけるパルス幅変調システム)
図6は、実施の形態に係るパルス幅変調(PWM)システムを例示する模式的ブロック図である。実施の形態に係るパルス幅変調システムは、オリジナルの信号のサンプリング周波数fsに対するオーバーサンプリング時の倍数k(kは1〜8の整数)を可変にすることができ、PWM出力周波数を8fsの固定ではなく、8fs、7fs、6fs…といったように可変にできるシステムである。実施の形態に係るパルス幅変調システムは、図6に例示するように、同期サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10と、オーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12と、k倍オーバーサンプリングフィルタ26と、ノイズシェイパ16と、PWM変調器(パルス幅変調器)18と、PLL(Phase Locked Loop)回路28とを含む。
(Pulse width modulation system in the embodiment)
FIG. 6 is a schematic block diagram illustrating a pulse width modulation (PWM) system according to the embodiment. In the pulse width modulation system according to the embodiment, a multiple k (k is an integer of 1 to 8) at the time of oversampling with respect to the sampling frequency fs of the original signal can be made variable, and the PWM output frequency is fixed to 8 fs. It is a system that can be varied such as 8 fs, 7 fs, 6 fs. As illustrated in FIG. 6, the pulse width modulation system according to the embodiment includes a synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10, an audio digital signal processor (DSP) 12, a k-
同期式サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10は、比較例における同期式サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10と同様に、クロックに同期して、特定のサンプリングレートのデジタル信号(例えば、デジタルオーディオ信号)を入力して、オリジナルのサンプリングレートとは異なるサンプリング周波数に変換してオーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12に出力する。ここでは、同期式サンプリングレートコンバータ(SRC)10は、8/12/16/24/32/48/96kHzを48kHzの周波数に、11.025/22.05/44.1/88.2kHzを44.1kHzの周波数にサンプリング変換する。 Similar to the synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10 in the comparative example, the synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10 synchronizes with the clock and outputs a digital signal (for example, a digital audio signal) having a specific sampling rate. The input signal is converted to a sampling frequency different from the original sampling rate and output to the audio digital signal processor (DSP) 12. Here, the synchronous sampling rate converter (SRC) 10 sets 8/12/16/24/32/48/96 kHz to a frequency of 48 kHz, and 44 sets 11.025 / 22.05 / 44.1 / 8 / 88.2 kHz to 44 kHz. .Sampling conversion to a frequency of 1 kHz.
オーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12は、比較例におけるオーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12と同様に、同期式サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10から出力されたデジタル信号を入力して、例えばゲインコントロールやトーンコントロールなどのオーディオ信号処理を行い、PCM(Pulse Code Modulation)方式のデジタルオーディオ信号を生成してk倍オーバーサンプリングフィルタ26に出力する。
Similar to the audio digital signal processor (DSP) 12 in the comparative example, the audio digital signal processor (DSP) 12 inputs the digital signal output from the synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10 and, for example, gain control or Audio signal processing such as tone control is performed, and a PCM (Pulse Code Modulation) digital audio signal is generated and output to the k-
実施の形態に係る同期サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10とオーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12は、比較例におけるパルス幅変調システムと同様に、1024fsのシステムクロックで動作するものであり、比較例における同期サンプリングレートコンバータ(同期SRC)10とオーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)12と同等の回路を用いることができる。 The synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10 and the audio digital signal processor (DSP) 12 according to the embodiment operate with a system clock of 1024 fs, similarly to the pulse width modulation system in the comparative example. Circuits equivalent to the synchronous sampling rate converter (synchronous SRC) 10 and the audio digital signal processor (DSP) 12 can be used.
PLL回路28は、例えば、分周比を変更することにより、種々の周波数のクロック信号を生成する。PLL回路28は、k倍オーバーサンプリングフィルタ26とノイズシェイパ16とPWM変調器18とで用いられる各システムクロックをk/8倍(kは1〜8の整数)して動作クロックを生成し、k倍オーバーサンプリングフィルタ26とノイズシェイパ16とPWM変調器18とに送出する。具体的には、PLL回路28は、回路内部に保持している変数kの値に応じて、k倍オーバーサンプリングフィルタ26とノイズシェイパ16に1024×(k/8)fsの動作クロックを送出し、PWM変調器18に2048×(k/8)fsのクロックを送出する。したがって、PLL回路28は、例えば、k=8の場合は、k倍オーバーサンプリングフィルタ26とノイズシェイパ16に1024fsの動作クロックを送出し、PWM変調器18に2048fsの動作クロックを送出する。また、k=7の場合は、k倍オーバーサンプリングフィルタ26とノイズシェイパ16に896fsの動作クロックを送出し、PWM変調器18に1792fsの動作クロックを送出し、k=6の場合は、k倍オーバーサンプリングフィルタ26とノイズシェイパ16に768fsの動作クロックを送出し、PWM変調器18に1536fsの動作クロックを送出する。なお、PLL回路28内部に保持している変数kの値は、例えば、ユーザにより外部から設定変更可能である。
For example, the
k倍オーバーサンプリングフィルタ26は、PLL回路28から送出された1024×(k/8)fsの動作クロックで動作し、デジタル信号をオーバーサンプリングしてノイズシェイパ16に出力する。より具体的には、k倍オーバーサンプリングフィルタ26は、オリジナルの入力信号のサンプリング周波数fsのk倍(kは1〜8の整数)の周波数(kfs)でデータをオーバーサンプリングして、例えば、48kHzまたは44.1kHzのサンプリング周波数を(48×k)kHzまたは(44.1×k)kHzのPWM周波数に変換する。
The k-
k倍オーバーサンプリングフィルタ26は、k倍×1段で構成された連立チェビシェフ30を含む。例えば、K=7の場合、比較例で用いたFIRフィルタ20,22,24では演算ステップが足りなくなる。そこで、実施の形態におけるk倍オーバーサンプリングフィルタ26では、連立チェビシェフ30を採用する。連立チェビシェフ30は、チェビシェフ特性と逆チェビシェフ特性の考え方を連立したフィルタであり、サンプリング周波数をたびたび変更するような用途に向いている。連立チェビシェフ30は、例えば、IIR(Infinite Impulse Response:無限インパルス応答)フィルタである。
The k-
連立チェビシェフ30は、PLL回路28から送出された1024×(k/8)fsの動作クロックで動作することにより、入力した信号(オリジナル)のサンプリング周波数のk倍の周波数でオーバーサンプリングする。ここで、k=7の場合のk倍オーバーサンプリングフィルタ26における1fs期間のk倍オーバーサンプリング処理は、図7(b)に例示するようなO〜Uまでの演算タイミングにより実現される。
The
各演算タイミングO〜Uは、以下のように演算動作を行う。 Each calculation timing O to U performs a calculation operation as follows.
演算タイミングO:7倍オーバーサンプリング1回目(7fs)
演算タイミングP:7倍オーバーサンプリング2回目(7fs)
演算タイミングQ:7倍オーバーサンプリング3回目(7fs)
演算タイミングR:7倍オーバーサンプリング4回目(7fs)
演算タイミングS:7倍オーバーサンプリング5回目(7fs)
演算タイミングT:7倍オーバーサンプリング6回目(7fs)
演算タイミングU:7倍オーバーサンプリング7回目(7fs)
ノイズシェイパ16は、PLL回路28から送出された1024×(k/8)fsの動作クロックで動作し、k倍オーバーサンプリングフィルタ26から出力されたデジタルオーディオ信号の量子化誤差ノイズのレベルを低下させるためにノイズシェーピング処理を実行してPWM変調器18に出力する。
Calculation timing O: 7 times oversampling first time (7 fs)
Calculation timing P: 7 times oversampling second time (7 fs)
Calculation timing Q: 7 times oversampling 3rd time (7fs)
Calculation timing R: 7 times oversampling fourth time (7 fs)
Calculation timing S: 7 times oversampling 5th time (7 fs)
Calculation timing T: 7 times oversampling 6th time (7 fs)
Arithmetic timing U: 7 times oversampling 7th time (7fs)
The
PWM変調器18は、PLL回路28から送出された2048×(k/8)fsの動作クロックで動作し、ノイズシェイパ16から出力された信号のパスル幅を動作クロックの1周期分ずつ拡げたり狭めたりして、入力信号に対応したパルス幅を持つパルス信号を生成して出力する。
The
なお、実施の形態に係るノイズシェイパ16とPWM変調器18は、PLL回路28から送出された1024×(k/8)fsの動作クロックで動作させるだけで、比較例におけるノイズシェイパ16とPWM変調器18と同等の回路を用いることができる。
It should be noted that the
図4は、実施の形態に係るパルス幅変調システムによるPWM出力タイミングを例示する図である。オーバーサンプリング時の倍数kを可変にできるようにしたことで、PWM出力の周波数が8fsの場合(図4(a))、PWM出力の周波数が7fsの場合(図4(b))、PWM出力の周波数が6fsの場合(図4(c))において、それぞれの周期A,B,Cを可変にできる。ここで、周期A:周期B=7:8であり、周期A:周期C=6:8である。 FIG. 4 is a diagram illustrating the PWM output timing by the pulse width modulation system according to the embodiment. Since the multiple k at the time of oversampling can be made variable, the PWM output frequency is 8 fs (FIG. 4A), the PWM output frequency is 7 fs (FIG. 4B), and the PWM output. When the frequency is 6 fs (FIG. 4C), the periods A, B, and C can be made variable. Here, cycle A: cycle B = 7: 8, and cycle A: cycle C = 6: 8.
このような実施の形態に係るパルス幅変調システムにおいて、例えば、オリジナルの入力信号のサンプリング周波数が48kHzでありk=8であれば、PWM出力周波数は、入力サンプリング周波数48kHzの8倍、すなわち386kHzになる。ここで、AM放送の発送波の周波数が例えば768kHzであるとすると、図5に例示するように、PWM出力周波数386kHzの整数倍周波数(この場合、2倍周波数)も768kHzであり、AM放送の発送波の周波数と近接するため、ラジオチューナーにPWM出力が干渉して、その結果ラジオ出力(オーディオ出力)にビートノイズが加えられる。しかしながら、実施の形態に係るパルス幅変調システムにおいては、オリジナルの信号のサンプリング周波数fsに対するオーバーサンプリング時の倍数kを可変にできる。したがって、k=8(8fs)のときにAM放送の発送波の周波数と近接した場合に、PLL回路28における変数kをk=7(7fs)やk=6(6fs)などに切り替えることにより、AM放送の発送波の周波数への近接を簡単に回避できる。
In the pulse width modulation system according to such an embodiment, for example, if the sampling frequency of the original input signal is 48 kHz and k = 8, the PWM output frequency is 8 times the input sampling frequency 48 kHz, that is, 386 kHz. Become. Here, assuming that the frequency of the AM broadcast shipping wave is, for example, 768 kHz, as illustrated in FIG. 5, the integer multiple frequency (in this case, double frequency) of the PWM output frequency 386 kHz is also 768 kHz. Since it is close to the frequency of the shipping wave, the PWM output interferes with the radio tuner, and as a result, beat noise is added to the radio output (audio output). However, in the pulse width modulation system according to the embodiment, the multiple k at the time of oversampling with respect to the sampling frequency fs of the original signal can be made variable. Therefore, by switching the variable k in the
なお、図6に例示した実施の形態に係るパルス幅変調システムを、例えば音声信号出力装置に組み込むことにより、PWM出力周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数との周波数干渉を柔軟に回避することができる音声信号出力装置を実現することもできる。 Note that, by incorporating the pulse width modulation system according to the embodiment illustrated in FIG. 6 into, for example, an audio signal output device, frequency interference between an integer multiple of the PWM output frequency and the frequency of the AM broadcast dispatch wave can be flexibly reduced. An audio signal output device that can be avoided can also be realized.
このように、実施の形態に係るパルス幅変調システムによると、PWM出力周波数の整数倍周波数がAM放送の発送波の周波数と近接したとしても、PLL回路28における変数kを切り替えることにより、AM放送の発送波の周波数への近接を簡単に回避できる。
Thus, according to the pulse width modulation system according to the embodiment, even if the integer multiple frequency of the PWM output frequency is close to the frequency of the AM broadcast dispatch wave, by switching the variable k in the
以上説明したように、実施の形態によれば、PWM出力周波数の整数倍周波数とAM放送の発送波の周波数との周波数干渉を柔軟に回避することができるパルス幅変調システムおよび音声信号出力装置を提供することができる。 As described above, according to the embodiment, the pulse width modulation system and the audio signal output device capable of flexibly avoiding the frequency interference between the integer multiple of the PWM output frequency and the frequency of the AM broadcast dispatch wave. Can be provided.
(その他の実施の形態)
上記のように、本発明について実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例および運用技術が明らかとなろう。
(Other embodiments)
As described above, the present invention has been described according to the embodiment. However, it should not be understood that the description and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.
このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。 As described above, the present invention naturally includes various embodiments not described herein. Therefore, the technical scope of the present invention is defined only by the invention specifying matters according to the scope of claims reasonable from the above description.
本発明に係るパルス幅変調システムおよび音声信号出力装置は、ラジオ、ラジカセ、カーオーディオ、オーディオコンポーネント、携帯電話、ゲーム機、パソコン等、AM放送を受信して出力する機器全般に幅広く適用可能である。 The pulse width modulation system and the audio signal output device according to the present invention can be widely applied to all devices that receive and output AM broadcasts, such as radios, radio cassettes, car audios, audio components, mobile phones, game machines, and personal computers. .
10…同期サンプリングレートコンバータ(同期SRC)
12…オーディオデジタル信号プロセッサ(DSP)
14…8倍オーバーサンプリングフィルタ
16…ノイズシェイパ
18…PWM変調器(パルス幅変調器)
26…k倍オーバーサンプリングフィルタ
28…PLL回路
30…連立チェビシェフ
10: Synchronous sampling rate converter (synchronous SRC)
12. Audio digital signal processor (DSP)
14 ... 8
26 ... k
Claims (7)
前記PLL回路から送出された前記動作クロックに基づいて動作し、入力信号のサンプリング周波数のk倍の周波数でデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプリングフィルタと、
前記PLL回路から送出された前記動作クロックで動作し、前記オーバーサンプリングフィルタから出力された信号のノイズシェーピング処理を実行するノイズシェイパと、
前記PLL回路から送出された前記動作クロックで動作し、前記ノイズシェイパから出力された信号のパルス幅を前記動作クロックの1周期分ずつ拡げたり狭めたりして、前記入力信号に対応したパルス幅を持つパルス信号を生成するPWM変調器と
を備えることを特徴とするパルス幅変調システム。 A PLL circuit that generates and sends out an operation clock by varying the system clock according to the value of the variable k held inside the circuit;
An oversampling filter that operates based on the operation clock sent from the PLL circuit and oversamples data at a frequency k times the sampling frequency of the input signal;
A noise shaper that operates with the operation clock transmitted from the PLL circuit and executes noise shaping processing of the signal output from the oversampling filter;
It operates with the operation clock sent from the PLL circuit, and has a pulse width corresponding to the input signal by expanding or narrowing the pulse width of the signal output from the noise shaper by one period of the operation clock. And a PWM modulator that generates a pulse signal.
前記PLL回路から送出された前記動作クロックに基づいて動作し、入力信号のサンプリング周波数のk倍の周波数でデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプリングフィルタと
を備え、
前記オーバーサンプリングフィルタは、チェビシェフ特性と逆チェビシェフ特性とを連立した連立チェビシェフにより構成されることを特徴とするパルス幅変調システム。 A PLL circuit that generates and sends out an operation clock by varying the system clock according to the value of the variable k held inside the circuit;
An oversampling filter that operates based on the operation clock sent from the PLL circuit and oversamples data at a frequency k times the sampling frequency of the input signal;
The oversampling filter is constituted by a simultaneous Chebyshev in which a Chebyshev characteristic and an inverse Chebyshev characteristic are combined.
前記PLL回路から送出された前記動作クロックに基づいて動作し、入力信号のサンプリング周波数のk倍の周波数でデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプリングフィルタと
を備え、
前記変数kは1〜8の整数であり、前記PLL回路は、前記システムクロックをk/8倍することにより前記動作クロックを生成することを特徴とするパルス幅変調システム。 A PLL circuit that generates and sends out an operation clock by varying the system clock according to the value of the variable k held inside the circuit;
An oversampling filter that operates based on the operation clock sent from the PLL circuit and oversamples data at a frequency k times the sampling frequency of the input signal;
The variable k is an integer of 1 to 8, and the PLL circuit generates the operation clock by multiplying the system clock by k / 8.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (2)
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---|---|
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP5795503B2 (en) |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3154857B2 (en) * | 1993-03-01 | 2001-04-09 | 松下電器産業株式会社 | Interpolated noise shaping quantizer and oversampling DA converter |
JP2004032095A (en) * | 2002-06-21 | 2004-01-29 | Sharp Corp | Pulse width modulator |
JP4092652B2 (en) * | 2003-08-29 | 2008-05-28 | カシオ計算機株式会社 | D / A converter |
US20090135897A1 (en) * | 2006-10-04 | 2009-05-28 | Yasuhito Soma | Semiconductor integrated circuit and electronic device |
JP2011029787A (en) * | 2009-07-22 | 2011-02-10 | Yamaha Corp | Signal processor |
-
2011
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2013021384A (en) | 2013-01-31 |
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