JP5779862B2 - Rotating machine control device - Google Patents
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Description
本発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a rotating machine that controls a control amount of the rotating machine by operating a power conversion circuit including a switching element that electrically connects each of a positive electrode and a negative electrode of a DC power source to a terminal of the rotating machine. .
この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機に対する要求トルクおよび回転速度とインバータの出力電圧ベクトルのノルムとの関係を定めたマップを用いてインバータの出力電圧のノルムを設定するものも提案されている。ここでは、インバータの出力電圧の位相は、トルクフィードバック制御の操作量とされている。なお、この種の制御装置としては、他にも下記非特許文献１に記載されているものもある。 As this type of control device, as seen in, for example, Patent Document 1 below, the output voltage of the inverter is determined using a map that defines the relationship between the required torque and rotational speed for the three-phase motor and the norm of the output voltage vector of the inverter. There is also a proposal for setting the norm of. Here, the phase of the output voltage of the inverter is an operation amount of torque feedback control. There are other types of control devices described in Non-Patent Document 1 below.
ところで、上記制御装置による３相電動機の制御量の制御性は、上記マップの精度に大きく依存することが発明者らによって見出された。すなわち、マップの精度が低い場合には、３相電動機の制御量の制御性が大きく低下する。 By the way, the inventors have found that the controllability of the control amount of the three-phase motor by the control device largely depends on the accuracy of the map. That is, when the accuracy of the map is low, the controllability of the control amount of the three-phase motor is greatly reduced.
なお、上記マップを用いるものに限らず、回転機のトルクに関するパラメータと回転速度とを入力として電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを設定するものにあっては、制御量の制御性が低下しやすいこうした実情も概ね共通したものとなっている。 In addition to the above-mentioned map, the controllability of the control amount is reduced in the case where the norm of the output voltage vector of the power conversion circuit is set with the parameter relating to the torque of the rotating machine and the rotational speed as inputs. These facts that are easy to understand are generally common.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機に対する要求トルクと回転速度とを入力として電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムを設定する処理を行なうものにあって、回転機の制御量を高精度に制御することのできる回転機の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to perform a process of setting a norm of an output voltage vector of a power conversion circuit by inputting a required torque and a rotational speed for a rotating machine. Another object of the present invention is to provide a control device for a rotating machine that can control the control amount of the rotating machine with high accuracy.
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effect thereof will be described.
第１の発明は、回転機の端子に直流電源の正極および負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記回転機を流れるｑ軸電流およびｄ軸電流のいずれか一方と前記回転機のトルクとの少なくとも一方をフィードバック制御するための操作量として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する位相設定手段と、前記回転機のトルクに関するパラメータおよび前記回転機の回転速度を入力として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの基本ノルムを設定する基本ノルム設定手段と、前記ｑ軸電流およびｄ軸電流のいずれか他方をフィードバック制御するための操作量として前記基本ノルムの補正量を算出し、該補正量によって前記基本ノルムを補正する補正手段と、前記位相設定手段および前記補正手段の出力に基づき、前記電力変換回路を操作する操作手段とを備えることを特徴とする。 1st invention controls the control amount of the said rotary machine by operating the power conversion circuit provided with the switching element which electrically connects each of the positive electrode and negative electrode of DC power supply to the terminal of a rotary machine In the apparatus, the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit is set as an operation amount for feedback control of at least one of the q-axis current and the d-axis current flowing through the rotating machine and the torque of the rotating machine. Phase setting means for performing, a basic norm setting means for setting a basic norm of an output voltage vector of the power conversion circuit with a parameter relating to the torque of the rotating machine and a rotation speed of the rotating machine as inputs, the q-axis current and the d-axis A correction amount of the basic norm is calculated as an operation amount for feedback control of one of the other currents, and the correction amount is calculated based on the correction amount. And correcting means for correcting the basic norm, based on the output of the phase setting means and said correcting means, characterized in that it comprises operating means for operating the power conversion circuit.
上記発明では、基本ノルム設定手段による基本ノルムの設定精度が低い場合等には、位相設定手段によって位相が操作されたとしても回転機を流れる電流が要求どおりの値となるとは限らない。この点、上記発明では、位相の操作のための入力となっていない電流成分（位相設定手段がトルクのみを入力とする場合には、いずれの電流成分でもよい）をフィードバック制御すべく基本ノルムを操作することで、基本ノルム設定手段による基本ノルムの設定誤差を補償することができる。このため、回転機の制御量を高精度に制御することができる。 In the above invention, when the setting accuracy of the basic norm by the basic norm setting means is low, even if the phase is operated by the phase setting means, the current flowing through the rotating machine does not always become a required value. In this respect, in the above-described invention, the basic norm is set to feedback control the current component that is not input for phase operation (if the phase setting means inputs only torque, any current component may be used). By operating, the setting error of the basic norm by the basic norm setting means can be compensated. For this reason, the control amount of the rotating machine can be controlled with high accuracy.
第２の発明は、第１の発明において、前記回転機のトルクに関するパラメータが前記回転機に対する要求トルクであることを特徴とする。 According to a second aspect , in the first aspect , the parameter relating to the torque of the rotating machine is a required torque for the rotating machine.
第３の発明は、第２の発明において、前記基本ノルム設定手段は、前記要求トルクに基づき前記回転機を流れる電流を算出する手段と、該電流を入力として、前記回転機を流れる電流と前記回転機の端子電圧との関係を定めるモデル式を用いて前記基本ノルムを算出する手段とを備えることを特徴とする。 According to a third invention, in the second invention, the basic norm setting means calculates a current flowing through the rotating machine based on the required torque, and inputs the current to the current flowing through the rotating machine. And means for calculating the basic norm using a model formula that defines a relationship with the terminal voltage of the rotating machine.
上記発明では、基本ノルムの設定精度がモデル式の精度等に依存する。上記補正手段は、モデル式の誤差等を補償する機能を有する。 In the above invention, the setting accuracy of the basic norm depends on the accuracy of the model formula and the like. The correction means has a function of compensating for an error in the model formula.
第４の発明は、第２の発明において、前記基本ノルム設定手段は、前記要求トルクおよび前記回転速度と前記基本ノルムとの関係が定められたマップを備えることを特徴とする。 According to a fourth aspect , in the second aspect , the basic norm setting means includes a map in which a relationship between the required torque, the rotation speed, and the basic norm is defined.
上記発明では、補正手段を備えるため、マップ自体やマップの適合工程を簡素化することなどが可能となる。すなわち、基本ノルムの精度は、マップの入力パラメータ数を低減したり、マップの記憶データ量を低減したりすることで低下する。また、マップの適合工程を簡素化することでも低下すると考えられる。この点、上記発明では、補正手段がマップの誤差を補償する機能を有するため、マップ自体やマップの適合工程を簡素化しても制御量を高精度に制御することが可能となる。 In the above invention, since the correcting means is provided, it is possible to simplify the map itself and the map fitting process. That is, the accuracy of the basic norm is lowered by reducing the number of map input parameters or reducing the amount of data stored in the map. In addition, it can be considered that the map fitting process is also simplified. In this regard, in the above invention, since the correction means has a function of compensating for the map error, the control amount can be controlled with high accuracy even if the map itself and the map fitting process are simplified.
第５の発明は、第１〜４のいずれかの発明において、前記回転機は、突極機であり、前記位相設定手段は、前記電力変換回路の出力電圧の変調率が矩形波制御における値未満の領域においては、前記回転機を流れるｑ軸電流のフィードバック操作量を前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相とするものであって且つ、前記変調率が前記矩形波制御における値となる領域においては、前記回転機のトルクのフィードバック操作量を前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相とするものであることを特徴とする。 A fifth invention is the invention according to any one of the first to fourth inventions, wherein the rotating machine is a salient pole machine, and the phase setting means is configured such that the modulation factor of the output voltage of the power conversion circuit is a value in rectangular wave control. In a region less than the region, the amount of feedback operation of the q-axis current flowing through the rotating machine is the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit, and the modulation factor is a value in the rectangular wave control Is characterized in that the feedback operation amount of the torque of the rotating machine is used as the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit.
直流電源の電圧が定まっている場合、変調率は矩形波制御において最大となる。そしてこの場合、回転機が突極機であると、ｑ軸電流のフィードバック制御を継続したのではトルクの制御性が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、こうした状況下、トルクフィードバック制御に切り替えることでトルクの制御性を維持する。 When the voltage of the DC power supply is fixed, the modulation rate is maximized in the rectangular wave control. In this case, if the rotating machine is a salient pole machine, the controllability of torque may be reduced if feedback control of the q-axis current is continued. In view of this point, the above invention maintains torque controllability under such circumstances by switching to torque feedback control.
第６の発明は、第１〜４のいずれかの発明において、前記回転機は、非突極機であり、前記位相設定手段は、前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を、前記回転機を流れるｑ軸電流のフィードバック操作量とするものであることを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, in any one of the first to fourth aspects, the rotating machine is a non-salient pole machine, and the phase setting means sets the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit to the rotating machine. The amount of feedback operation of the q-axis current flowing through
非突極機の場合、トルクとｑ軸電流とは１対１の対応関係を有する。このため、ｑ軸電流のフィードバック制御によってトルクを高精度に制御することができる。 In the case of a non-salient pole machine, there is a one-to-one correspondence between torque and q-axis current. For this reason, the torque can be controlled with high accuracy by feedback control of the q-axis current.
第７の発明は、第１〜４のいずれかの発明において、前記位相設定手段は、前記回転機のトルクをフィードバック制御するための操作量として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定するものであり、前記補正手段は、前記ｄ軸電流をフィードバック制御するための操作量として前記基本ノルムの補正量を算出し、該補正量によって前記基本ノルムを補正することを特徴とする。 In a seventh aspect based on any one of the first to fourth aspects, the phase setting means sets the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit as an operation amount for feedback control of the torque of the rotating machine. The correction means calculates a correction amount of the basic norm as an operation amount for feedback control of the d-axis current, and corrects the basic norm by the correction amount.
第８の発明は、第７の発明において、前記補正手段は、ｄ軸の実際の電流と指令値との差を入力とする積分制御器を備え、該積分制御器の出力に基づき前記補正量を算出することを特徴とする。 In an eighth aspect based on the seventh aspect , the correction means includes an integration controller that inputs a difference between an actual current of the d-axis and a command value, and the correction amount is based on an output of the integration controller. Is calculated.
上記発明では、積分制御器の出力を用いることで、基本ノルムと適切なノルムとの定常的な乖離を補償することができる。 In the above invention, the steady deviation between the basic norm and the appropriate norm can be compensated by using the output of the integration controller.
第９の発明は、第８の発明において、前記補正手段の入力となるｄ軸の実際の電流は、該電流の検出値から高次高調波を除去するフィルタ処理が施されたものであることを特徴とする。 In a ninth aspect based on the eighth aspect, the actual d-axis current that is input to the correction means is a filter that removes high-order harmonics from the detected current value. It is characterized by.
上記発明では、フィルタ処理を施すことで、基本ノルムの補正量が高次高調波の影響によって不適切な値となることを好適に回避することができる。 In the above-described invention, it is possible to suitably avoid that the correction amount of the basic norm becomes an inappropriate value due to the influence of higher harmonics by performing the filtering process.
第１０の発明は、第８の発明において、前記補正手段の入力となるｄ軸の実際の電流は、該電流の検出値についての前記回転機の電気角の１周期の整数倍の期間にわたる平均値であることを特徴とする。 In a tenth aspect based on the eighth aspect, the actual d-axis current that is input to the correction means is an average over a period that is an integral multiple of one cycle of the electrical angle of the rotating machine for the detected value of the current. It is a value.
上記発明では、平均値を用いることで、基本ノルムの補正量が高次高調波の影響によって不適切な値となることを好適に回避することができる。 In the above invention, by using the average value, it is possible to suitably avoid that the correction amount of the basic norm becomes an inappropriate value due to the influence of higher harmonics.
第１１の発明は、第７〜１０のいずれかの発明において、前記補正手段は、前記ｄ軸電流をフィードバック制御すべく前記基本ノルムを補正する第１補正手段に加えて、前記回転機を流れる電流の位相をフィードバック制御すべく前記基本ノルムを補正する手段、前記回転機を流れる電流の振幅をフィードバック制御すべく前記基本ノルムを補正する手段、およびｑ軸電流をフィードバック制御すべく前記基本ノルムを補正する手段のいずれかからなる第２補正手段を備え、前記回転機を流れる電流の振幅が小さい場合に前記第１補正手段による制御を採用し、前記振幅が大きい場合に前記第２補正手段による制御を採用する切替手段をさらに備えることを特徴とする。 In an eleventh aspect based on any one of the seventh to tenth aspects, the correction means flows through the rotating machine in addition to the first correction means for correcting the basic norm so as to feedback-control the d-axis current. Means for correcting the basic norm to feedback control the phase of the current, means for correcting the basic norm to feedback control the amplitude of the current flowing through the rotating machine, and the basic norm to feedback control the q-axis current. A second correcting means comprising any one of correcting means, wherein the control by the first correcting means is adopted when the amplitude of the current flowing through the rotating machine is small, and the second correcting means is used when the amplitude is large. It further comprises switching means that employs control.
電流の振幅や位相は、電流の振幅が小さい場合にはその検出精度が低下しやすい。また、ｑ軸電流についても電流の振幅が小さい場合にはその検出精度が低下しやすい。特にこの際には、トルクのフィードバック制御によって実際のトルクが要求トルクとなっていたとしても、ｄ軸電流は非常に大きな値をとり得る。このため、第２補正手段による補正量は、電流の振幅が小さい場合にはその精度が低下しやすい。 The detection accuracy of the current amplitude and phase is likely to decrease when the current amplitude is small. Also, the detection accuracy of the q-axis current is likely to decrease when the current amplitude is small. In particular, at this time, the d-axis current can take a very large value even if the actual torque becomes the required torque by torque feedback control. For this reason, the accuracy of the correction amount by the second correction means is likely to decrease when the current amplitude is small.
この点、上記発明では、電流の振幅が小さい場合には第１補正手段を用いることで、こうした問題を回避することができる。また、第１補正手段と第２補正手段とを選択的に使用することで、応答性等、様々な要求要素に適切に応じた最適な手段を用いて基本ノルムを補正することも可能となる。 In this regard, in the above-described invention, such a problem can be avoided by using the first correction means when the current amplitude is small. In addition, by selectively using the first correction unit and the second correction unit, it is possible to correct the basic norm using an optimum unit that is appropriately adapted to various required elements such as responsiveness. .
第１２の発明は、第１１の発明において、前記切替手段は、前記回転機を流れる実際の電流の振幅値、前記回転機を流れる実際の電流の位相、前記回転機を流れる電流の指令値の振幅値、前記回転機を流れる電流の指令値の位相、前記回転機の実際のトルク、および前記回転機に対する要求トルクの少なくとも１つを入力として前記第１補正手段による制御および前記第２補正手段による制御を切り替えることを特徴とする。 In a twelfth aspect based on the eleventh aspect , the switching means includes an amplitude value of an actual current flowing through the rotating machine, a phase of an actual current flowing through the rotating machine, and a command value of the current flowing through the rotating machine. Control by the first correction means and the second correction means with at least one of an amplitude value, a phase of a command value of a current flowing through the rotating machine, an actual torque of the rotating machine, and a required torque for the rotating machine as inputs. It is characterized in that the control by is switched.
第１３の発明は、第１〜１２のいずれかの発明において、前記補正手段のフィードバックゲインを、前記回転機の電気角速度、前記回転機のトルク、および前記回転機を流れる電流の少なくとも１つが大きくなるほど大きくするゲイン変更手段をさらに備えることを特徴とする。 In a thirteenth aspect based on any one of the first to twelfth aspects, the feedback gain of the correction means is such that at least one of the electrical angular velocity of the rotating machine, the torque of the rotating machine, and the current flowing through the rotating machine is large. It further comprises gain changing means for increasing the value.
回転機の電気角速度やトルク、電流が大きくなると、基本ノルムも大きくなる。一方、適切な値に対する基本ノルムの誤差の百分率が同一であったとしても、基本ノルムが大きいほど、適切な値にするための補正量の絶対値を大きくする必要がある。上記発明では、この点に鑑み、基本ノルムが大きくなるほどゲインを大きくすることで、基本ノルムの大きさに対する補正手段の応答性の変化を好適に抑制することができる。 As the electrical angular velocity, torque, and current of the rotating machine increase, the basic norm also increases. On the other hand, even if the percentage of the error of the basic norm with respect to an appropriate value is the same, it is necessary to increase the absolute value of the correction amount for obtaining an appropriate value as the basic norm increases. In view of this point, in the above invention, by increasing the gain as the basic norm increases, it is possible to suitably suppress the change in the responsiveness of the correction unit with respect to the size of the basic norm.
第１４の発明は、第１〜１３のいずれかの発明において、前記操作手段は、前記電力変換回路の出力電圧の変調率が規定値以上となることで、前記位相設定手段および前記補正手段の出力に基づき前記電力変換回路を操作することを特徴とする。
る。
In a fourteenth aspect based on any one of the first to thirteenth aspects, the operation means is configured such that the modulation factor of the output voltage of the power conversion circuit is equal to or greater than a specified value, so that the phase setting means and the correction means The power conversion circuit is operated based on an output.
The
上記発明では、基本ノルムを開ループ操作量として用いることで、高変調率領域における制御の応答性等を向上させることができる。 In the above invention, by using the basic norm as the open loop manipulated variable, it is possible to improve the control response in the high modulation rate region.
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
<First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment in which a control device for a rotating machine according to the present invention is applied to a control device for a rotating machine as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.
図１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。 FIG. 1 shows a system configuration diagram according to the present embodiment.
モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。 The motor generator 10 is a three-phase permanent magnet synchronous motor. The motor generator 10 is a rotating machine (saliency pole machine) having saliency. Specifically, the motor generator 10 is an embedded magnet synchronous motor (IPMSM).
モータジェネレータ１０は、インバータＩＶおよび昇圧コンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高電圧バッテリ１２の電圧(百Ｖ以上、例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。 Motor generator 10 is connected to high voltage battery 12 via inverter IV and boost converter CV. Here, the boost converter CV boosts the voltage of the high voltage battery 12 (100 V or more, for example, “288 V”) up to a predetermined voltage (for example, “666 V”). On the other hand, the inverter IV includes a series connection body of the switching elements Sup and Sun, a series connection body of the switching elements Svp and Svn, and a series connection body of the switching elements Swp and Swn. The points are connected to the U, V, and W phases of the motor generator 10, respectively. In the present embodiment, insulated gate bipolar transistors (IGBTs) are used as the switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, and Swn. In addition, diodes Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp, and Dwn are connected in antiparallel to these.
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。 In this embodiment, the following is provided as detection means for detecting the state of the motor generator 10 and the inverter IV. First, a rotation angle sensor 15 that detects a rotation angle θ (electrical angle) of the motor generator 10 is provided. Further, current sensors 16, 17, and 18 that detect currents iu, iv, and iw flowing through the phases of the motor generator 10 are provided. Furthermore, a voltage sensor 19 for detecting an input voltage (power supply voltage VDC) of the inverter IV is provided.
上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶや昇圧コンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。 The detection values of the various sensors are taken into the control device 14 constituting the low pressure system via the interface 13. The control device 14 generates and outputs an operation signal for operating the inverter IV and the boost converter CV based on the detection values of these various sensors. Here, the signals for operating the switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn of the inverter IV are the operation signals gup, gun, gvp, gvn, gwp, gwn. The signals for operating the two switching elements of the boost converter CV are the operation signals gup and gcn.
図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。 FIG. 2 shows a block diagram of processing relating to generation of the operation signal of the inverter IV.
図示されるように、本実施形態では、電流フィードバック制御部２０および過変調制御部３０を備えている。以下では、「電流フィードバック制御部２０の処理」、「過変調制御部３０の処理」、「電流フィードバック制御部２０の処理と過変調制御部３０の処理との切り替え処理」の順に説明した後、最後に「過変調制御部３０のノルム補正」について説明する。
「電流フィードバック制御部２０の処理」
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、２相変換部４０において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。詳しくは、２相変換部４０の出力のｑ軸成分は、ローパスフィルタ２２にて高周波成分がカットされ、また、２相変換部４０の出力するｄ軸成分は、ローパスフィルタ２３にて高周波成分がカットされる。一方、指令電流設定部２１は、要求トルクＴｒに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒおよびｑ軸上の指令電流ｉｑｒを設定する。ここでは、最小の電流で最大のトルクとなる最小電流最大トルク制御を実現可能なように指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが設定されている。フィードバック制御部２４は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒを算出する。一方、フィードバック制御部２５は、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを算出する。詳しくは、フィードバック制御部２４，２５では、比例要素の出力と積分要素の出力とを加算することで上記算出を行う。
As illustrated, the present embodiment includes a current feedback control unit 20 and an overmodulation control unit 30. In the following, after describing “processing of the current feedback control unit 20”, “processing of the overmodulation control unit 30”, “processing of switching between the processing of the current feedback control unit 20 and the processing of the overmodulation control unit 30” in this order, Finally, “norm correction of the overmodulation control unit 30” will be described.
“Processing of Current Feedback Control Unit 20”
The currents iu, iv, iw flowing through the phases of the motor generator 10 are converted into an actual current id on the d axis and an actual current iq on the q axis, which are actual currents in the rotating two-phase coordinate system, in the two-phase conversion unit 40. Converted. Specifically, the high-frequency component of the q-axis component of the output of the two-phase converter 40 is cut by the low-pass filter 22, and the high-frequency component of the d-axis component output by the two-phase converter 40 is Cut. On the other hand, the command current setting unit 21 sets a command current idr on the d axis and a command current iqr on the q axis, which are current command values of the rotating two-phase coordinate system, based on the required torque Tr. Here, the command currents idr and iqr are set so that the minimum current and maximum torque control that achieves the maximum torque with the minimum current can be realized. The feedback control unit 24 calculates a command voltage vdr on the d axis as an operation amount for performing feedback control of the actual current id on the d axis to the command current idr. On the other hand, the feedback control unit 25 calculates a command voltage vqr on the q axis as an operation amount for performing feedback control of the actual current iq on the q axis to the command current iqr. Specifically, the feedback control units 24 and 25 perform the above calculation by adding the output of the proportional element and the output of the integral element.
３相変換部２６では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。ＰＷＭ信号生成部２７では、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、ＰＷＭ処理によって、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。本実施形態では、特に、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを２相変調して且つ電源電圧ＶＤＣにて規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき操作信号を生成する。
「過変調制御部３０の処理」
ノルム設定部３１では、要求トルクＴｒおよび電気角速度ωとインバータＩＶの出力電圧ベクトルの基本ノルムＶｎ１との関係を記憶したマップを用い、要求トルクＴｒおよび電気角速度ωを入力として基本ノルムＶｎ１を設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の２乗の和の平方根によって定義される。なお、ここでの基本ノルムＶｎ１は、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと同一の要求事項を満たすように設計されている。すなわち、最小電流最大トルク制御を実現可能なように設計されている。
The three-phase conversion unit 26 converts the command voltages vdr and vqr in the rotating two-phase coordinate system into three-phase command voltages vur, vvr and vwr. The PWM signal generation unit 27 generates operation signals gup, gun, gvp, gvn, gwp, and gwn by PWM processing based on the three-phase command voltages vur, vvr, and vwr and the power supply voltage VDC. In the present embodiment, in particular, an operation signal is generated based on a magnitude comparison between a signal obtained by two-phase modulation of the three-phase command voltages vur, vvr, and vwr and normalized by the power supply voltage VDC and a triangular wave carrier.
“Processing of Overmodulation Control Unit 30”
The norm setting unit 31 sets a basic norm Vn1 with the required torque Tr and the electrical angular velocity ω as inputs, using a map storing the relationship between the required torque Tr and the electrical angular velocity ω and the basic norm Vn1 of the output voltage vector of the inverter IV. . Here, the norm of the vector is defined by the square root of the sum of the squares of the components of the vector. The basic norm Vn1 here is designed to satisfy the same requirements as the command currents idr and iqr. That is, it is designed so that minimum current maximum torque control can be realized.
一方、補正量算出部３２では、ｄ軸の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量として基本ノルムＶｎ１の補正量ΔＶｎを算出する。この補正量ΔＶｎは、実電流ｉｄと指令電流ｉｄｒとの差を入力とする比例要素と積分要素との各出力の和として算出される。補正部３３では、基本ノルムＶｎ１を補正量ΔＶｎにて補正することでノルムＶｎを算出する。 On the other hand, the correction amount calculation unit 32 calculates a correction amount ΔVn of the basic norm Vn1 as an operation amount for performing feedback control of the d-axis actual current id to the command current idr. This correction amount ΔVn is calculated as the sum of the outputs of the proportional element and the integral element, which receives the difference between the actual current id and the command current idr. The correction unit 33 calculates the norm Vn by correcting the basic norm Vn1 with the correction amount ΔVn.
位相設定部３４では、ｑ軸の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として位相δを算出する。この位相δは、実電流ｉｑと指令電流ｉｑｒとの差を入力とする比例要素と積分要素との各出力の和として算出されるものである。 The phase setting unit 34 calculates the phase δ as an operation amount for performing feedback control of the q-axis actual current iq to the command current iqr. This phase δ is calculated as the sum of the outputs of the proportional element and the integral element, which receives the difference between the actual current iq and the command current iqr.
そして、操作信号生成部３５では、上記位相設定部３４の設定する位相δと、上記補正部３３の出力するノルムＶｎと、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θとに基づき、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。詳しくは、操作信号生成部３５は、変調率毎に、電気角の１回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。 Then, the operation signal generation unit 35 operates the operation signals gup, gun, and the like based on the phase δ set by the phase setting unit 34, the norm Vn output from the correction unit 33, the power supply voltage VDC, and the rotation angle θ. gvp, gvn, gwp, and gwn are generated. Specifically, the operation signal generation unit 35 stores an operation signal waveform for one rotation period of the electrical angle as map data for each modulation rate.
操作信号生成部３５では、電源電圧ＶＤＣとノルムＶｎとに基づき、変調率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記変調率の上限は、矩形波制御時の変調率である「１．２７」とされている。このため、変調率が最大値「１．２７」となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の１回転周期に高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態とされる期間とが１回ずつ生じる波形（１パルス波形）が選択される。一方、変調率の下限は、電流フィードバック制御部２０によって設定される指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに応じた３つの線間電圧をインバータＩＶの入力電圧によって実現することのできる上限値である「１．１５」に設定されている。すなわち、２相変調された信号をインバータＩＶの入力電圧によって実現することのできる上限値に設定されている。 The operation signal generator 35 calculates a modulation rate based on the power supply voltage VDC and the norm Vn, and selects a corresponding operation signal waveform according to the calculated modulation rate. Here, the upper limit of the modulation rate is set to “1.27”, which is the modulation rate during rectangular wave control. For this reason, when the modulation factor becomes the maximum value “1.27”, the switching element Sup, Svp, Swp on the high potential side is used as the operation signal waveform in one rotation period of the electrical angle that is the waveform at the time of the rectangular wave control. A waveform (one pulse waveform) is selected in which the period in which the switching element Sun is turned on and the period in which the switching elements Sun, Svn, Swn on the low potential side are turned on once are selected. On the other hand, the lower limit of the modulation factor is an upper limit value that can realize three line voltages according to the command voltages vur, vvr, and vwr set by the current feedback control unit 20 by the input voltage of the inverter IV. .15 ". That is, it is set to an upper limit value that can realize a two-phase modulated signal by the input voltage of the inverter IV.
こうして操作信号波形が選択されると、操作信号生成部３５では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部３４の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。
「電流フィードバック制御部２０による制御と過変調制御部３０による制御との切り替え」
図３に、本実施形態にかかる上記切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
When the operation signal waveform is selected in this way, the operation signal generating unit 35 generates an operation signal by setting the output timing of this waveform based on the phase δ set by the phase setting unit 34.
“Switching between control by the current feedback control unit 20 and control by the overmodulation control unit 30”
FIG. 3 shows the procedure of the switching process according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the control device 14 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、まずステップＳ１０において変調率Ｍを算出する。そして、変調率Ｍが「１．１５」以上である場合（ステップＳ１２：ＹＥＳ）、過変調制御を行い（ステップＳ１４）、変調率Ｍが「１．１５」未満である場合（ステップＳ１２：ＮＯ）、電流フィードバック制御を行なう（ステップＳ１６）。
「過変調制御部３０のノルム補正」
先の図２に示したように、本実施形態では、ｄ軸電流のフィードバック制御によってノルムＶｎ１を補正する。これは、基本ノルムＶｎ１が最小電流最大トルク制御を実現する上で適切な値からずれる場合に、これを補償するためのものである。すなわち、ノルムが最小電流最大トルク制御を実現するうえで適切な値よりも大きく設定される場合、図４（ａ）に示すように、実際の電流ベクトルＩが最小電流最大トルク制御を実現する上で適切な電流（図中、２点鎖線にて示す指令電流ベクトルの終点の軌跡）とはならない。ここで、図の波線は、インバータＩＶの出力電圧ベクトルノルムによって実現可能な電流ベクトルＩのノルムである。図４（ａ）に示す現象は、位相設定部３４によってｑ軸電流のフィードバック制御がなされることでｑ軸電流が指令電流ｉｑｒとなったとしても、与えられたノルムでこれを満たすｄ軸電流が指令電流ｉｄｒから離間するものである。
In this series of processing, first, the modulation factor M is calculated in step S10. When the modulation factor M is “1.15” or more (step S12: YES), overmodulation control is performed (step S14), and when the modulation factor M is less than “1.15” (step S12: NO). ), Current feedback control is performed (step S16).
"Norm correction of overmodulation control unit 30"
As shown in FIG. 2 above, in this embodiment, the norm Vn1 is corrected by feedback control of the d-axis current. This is to compensate for a case where the basic norm Vn1 deviates from an appropriate value for realizing the minimum current / maximum torque control. That is, when the norm is set larger than an appropriate value for realizing the minimum current / maximum torque control, as shown in FIG. 4 (a), the actual current vector I can realize the minimum current / maximum torque control. Thus, the current is not appropriate (the locus of the end point of the command current vector indicated by the two-dot chain line in the figure). Here, the wavy line in the figure is the norm of the current vector I that can be realized by the output voltage vector norm of the inverter IV. The phenomenon shown in FIG. 4A is that the d-axis current that satisfies the given norm even if the q-axis current becomes the command current iqr due to the feedback control of the q-axis current by the phase setting unit 34. Is separated from the command current idr.
これに対し、本実施形態では、指令電流ｉｄｒよりも実電流ｉｄの方が遅角側にある場合にノルムを減少補正し、指令電流ｉｄｒよりも実電流ｉｄの方が進角側にある場合にノルムを増加補正するように補正量算出部３２を設計した。これにより、図４（ｂ）に示すように、ノルムＶｎが適切な値に補正されることで電流ベクトルＩを最小電流最大トルク制御を実現可能な値とすることができる。 On the other hand, in this embodiment, when the actual current id is on the retard side with respect to the command current idr, the norm is corrected to decrease, and the actual current id is on the advance side with respect to the command current idr. The correction amount calculation unit 32 is designed to increase the norm. As a result, as shown in FIG. 4B, the norm Vn is corrected to an appropriate value, whereby the current vector I can be set to a value capable of realizing the minimum current / maximum torque control.
なお、先の図２に示したローパスフィルタ２２，２３は、電気角周波数の６倍の高調波成分を十分に減衰させるものであることが望ましい。これは、過変調制御領域においては、実電流ｉｄ，ｉｑが６次の高調波成分を顕著に含んでおり、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒへの制御は、電気角の「１／６」周期以上の時間間隔での平均値として実現されるものであることによる。もっとも、ローパスフィルタの設定に代えて、補正量算出部３２による補正量ΔＶｎの更新周期や、位相設定部３４による位相δの更新周期を、電気角の「１／６」の周期やその整数倍の周期としてもよい。 It is desirable that the low-pass filters 22 and 23 shown in FIG. 2 sufficiently attenuate a harmonic component that is six times the electrical angular frequency. This is because, in the overmodulation control region, the actual currents id and iq significantly include sixth-order harmonic components, and the control to the command currents idr and iqr is more than “1/6” period of the electrical angle. This is because it is realized as an average value at time intervals. However, instead of setting the low-pass filter, an update period of the correction amount ΔVn by the correction amount calculation unit 32 and an update period of the phase δ by the phase setting unit 34 are set to a period of “1/6” of the electrical angle or an integral multiple thereof. It is good also as this period.
図５に、電流フィードバック制御部２０の制御から過変調制御部３０の制御への切り替えに伴う過変調制御部３０の制御性のシミュレーション結果を示す。図５（ａ）に示されるように、本実施形態によれば、過変調制御部３０の制御への切り替え後であっても電流（ｄ軸電流）を指令電流ｉｄｒに追従させることができる。これに対し、図５（ｂ）および図５（ｃ）は、基本ノルムＶｎ１をそのまま用いた場合を示している。ここで、図５（ｃ）に示す場合の方が図５（ｂ）に示す場合よりも基本ノルムＶｎ１の精度が低い場合を示している。 FIG. 5 shows a simulation result of the controllability of the overmodulation control unit 30 associated with switching from the control of the current feedback control unit 20 to the control of the overmodulation control unit 30. As shown in FIG. 5A, according to the present embodiment, the current (d-axis current) can follow the command current idr even after the overmodulation control unit 30 is switched to the control. On the other hand, FIG. 5B and FIG. 5C show the case where the basic norm Vn1 is used as it is. Here, the case shown in FIG. 5C shows a case where the accuracy of the basic norm Vn1 is lower than the case shown in FIG. 5B.
このように、本実施形態では、基本ノルムＶｎ１の精度にかかわらず、電流を高精度に制御することができる。このため、モータジェネレータ１０の制御量を高精度に制御しつつも、ノルム設定部３１の適合工程を簡素化することができる。 Thus, in this embodiment, the current can be controlled with high accuracy regardless of the accuracy of the basic norm Vn1. For this reason, the adaptation process of the norm setting unit 31 can be simplified while controlling the control amount of the motor generator 10 with high accuracy.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
（１）ｑ軸の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御すべく位相δを設定して且つ、ｄ軸の実電流を指令電流ｉｄｒにフィードバック制御すべく基本ノルムＶｎ１を補正した。これにより、基本ノルムＶｎ１の設定誤差を補償することができる。 (1) The phase δ is set to feedback control the actual current iq on the q axis to the command current iqr, and the basic norm Vn1 is corrected to feedback control the actual current on the d axis to the command current idr. Thereby, the setting error of the basic norm Vn1 can be compensated.
（２）インバータＩＶの変調率が規定値以上となることで、過変調制御部３０による制御に切り替えた。これにより、高変調率領域における制御の応答性等を向上させることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(2) When the modulation rate of the inverter IV is equal to or greater than the specified value, the control is switched to the control by the overmodulation control unit 30. Thereby, it is possible to improve control responsiveness in the high modulation rate region.
<Second Embodiment>
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図６に、本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図６において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 6 shows a block diagram of processing relating to generation of an operation signal of the inverter IV according to the present embodiment. In FIG. 6, processes corresponding to the processes shown in FIG. 2 are given the same reference numerals for convenience.
図示されるように、本実施形態では、ノルム設定部３１が、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと電気角速度ωとを入力として、下記のモデル式（式（ｃ１）、（ｃ２））に基づき基本ノルムＶｎ１を算出する。 As shown in the figure, in the present embodiment, the norm setting unit 31 receives the command currents idr, iqr and the electrical angular velocity ω as inputs, and based on the following model equations (formulas (c1), (c2)), the basic norm Vn1 Is calculated.
Ｖｄ＝Ｒ・ｉｄｒ−ωＬｑ・ｉｑｒ …（ｃ１）
Ｖｑ＝Ｒ・ｉｑｒ＋ωＬｄ・ｉｄｒ＋ωφ …（ｃ２）
ここで、抵抗Ｒ，ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。なお、基本ノルムＶｎ１は、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から算出される電圧ベクトル（Ｖｄ，Ｖｑ）のノルムである。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
Vd = R · idr−ωLq · iqr (c1)
Vq = R · iqr + ωLd · idr + ωφ (c2)
Here, the resistance R, d-axis inductance Ld, q-axis inductance Lq, and armature flux linkage constant φ were used. The basic norm Vn1 is the norm of the voltage vector (Vd, Vq) calculated from the above equations (c1) and (c2).
<Third Embodiment>
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
上記第１の実施形態では、変調率が最大値（１．２７）となっても常時ｑ軸電流のフィードバック制御等を行った。しかし、変調率が最大値となる場合、実際のトルクを要求トルクＴｒに制御するために操作可能なパラメータが位相δのみとなる。このため、変調率が最大値となる場合にまでｑ軸電流のフィードバック制御によって位相δを操作したのでは、要求トルクＴｒへの制御ができないおそれがある。これは、本実施形態では、モータジェネレータ１０として突極機（ＩＰＭＳＭ）を用いていることと関係している。すなわち、この場合、トルクＴは、極対数ｐを用いると下記の式（ｃ３）によって表現され、ｑ軸電流のみによって定まらない。したがって、ｑ軸電流のみがフィードバック制御される場合には、トルクの制御性が低下するおそれがある。 In the first embodiment, the q-axis current feedback control and the like are always performed even when the modulation rate reaches the maximum value (1.27). However, when the modulation factor becomes the maximum value, the only parameter that can be manipulated to control the actual torque to the required torque Tr is the phase δ. For this reason, if the phase δ is operated by the feedback control of the q-axis current until the modulation rate reaches the maximum value, there is a possibility that control to the required torque Tr cannot be performed. This is related to the use of a salient pole machine (IPMSM) as the motor generator 10 in the present embodiment. That is, in this case, the torque T is expressed by the following equation (c3) when the number of pole pairs p is used, and is not determined only by the q-axis current. Therefore, when only the q-axis current is feedback-controlled, the torque controllability may be reduced.
Ｔ＝ｐ｛φｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｉｑ｝ …（ｃ３）
そこで本実施形態では、図７に示すように、トルクフィードバック制御を行なう機能を搭載する。
T = p {φiq + (Ld−Lq) idiq} (c3)
Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 7, a function for performing torque feedback control is installed.
図７に、本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図７において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 7 shows a block diagram of processing relating to generation of an operation signal of the inverter IV according to the present embodiment. In FIG. 7, processes corresponding to the processes shown in FIG. 2 are given the same reference numerals for convenience.
図示されるように、トルク推定器５０は、実電流ｉｄ，ｉｑを入力として推定トルクＴｅを算出する。推定トルクＴｅは、例えば上記の式（ｃ３）によって算出されるとしてもよいし、また例えば、実電流ｉｄ，ｉｑと推定トルクＴｅとの関係を定めたマップを用いて算出してもよい。 As shown in the figure, the torque estimator 50 calculates the estimated torque Te with the actual currents id and iq as inputs. The estimated torque Te may be calculated by, for example, the above equation (c3), or may be calculated by using a map that defines the relationship between the actual currents id, iq and the estimated torque Te, for example.
トルクフィードバック制御部５２では、推定トルクＴｅを要求トルクＴｒにフィードバック制御すべく位相δを設定する。この位相δは、推定トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差を入力とする比例要素の出力と積分要素の出力との和によって算出される。 The torque feedback control unit 52 sets the phase δ to feedback control the estimated torque Te to the required torque Tr. This phase δ is calculated by the sum of the output of the proportional element and the output of the integral element that take the difference between the estimated torque Te and the required torque Tr as input.
セレクタ５４では、位相設定部３４の設定する位相δと、トルクフィードバック制御部５２の設定する位相δとのいずれかを選択的に操作信号生成部３５に出力する。一方、セレクタ５６では、補正量算出部３２の出力する補正量ΔＶｎを補正部３３に出力するか否かを切り替える。 The selector 54 selectively outputs either the phase δ set by the phase setting unit 34 or the phase δ set by the torque feedback control unit 52 to the operation signal generation unit 35. On the other hand, the selector 56 switches whether to output the correction amount ΔVn output from the correction amount calculation unit 32 to the correction unit 33.
図８に、本実施形態にかかる位相設定部３４の設定する位相δと、トルクフィードバック制御部５２の設定する位相δとの切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって例えば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 8 shows a procedure of a switching process between the phase δ set by the phase setting unit 34 and the phase δ set by the torque feedback control unit 52 according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the control device 14 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、まずステップＳ２０において、過変調制御部３０による制御がなされているか否かを判断する。そしてステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２２において、変調率Ｍが「１．２７」であるか否かを判断する。そして変調率Ｍが「１．２７」であると判断される場合、位相設定部３４による位相δからトルクフィードバック制御部５２の設定する位相δに切り替えるとともに、基本ノルムＶｎ１の補正を禁止する。 In this series of processing, first, in step S20, it is determined whether or not control by the overmodulation control unit 30 is being performed. If an affirmative determination is made in step S20, it is determined in step S22 whether or not the modulation factor M is “1.27”. When it is determined that the modulation factor M is “1.27”, the phase setting unit 34 switches from the phase δ to the phase δ set by the torque feedback control unit 52 and prohibits the correction of the basic norm Vn1.
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。 According to this embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects (1) and (2) of the first embodiment.
（３）変調率が矩形波制御における値となる領域において、トルクフィードバック制御部５２によって位相δを設定した。これにより、トルクの制御性を維持することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(3) The phase δ is set by the torque feedback control unit 52 in a region where the modulation factor is a value in the rectangular wave control. Thereby, controllability of torque can be maintained.
<Fourth Embodiment>
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。 FIG. 9 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 9, members corresponding to those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０として表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）を用いる。ＳＰＭＳＭは、トルクとｑ軸電流とが１対１の対応関係を有する。このため、先の図２に示したように、矩形波制御まで位相設定部３４によって設定される位相δを用いたとしても、トルクの制御性を維持することができると考えられる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
As shown in the drawing, in this embodiment, a surface magnet synchronous machine (SPMSM) is used as the motor generator 10. SPMSM has a one-to-one correspondence between torque and q-axis current. For this reason, as shown in FIG. 2, it is considered that torque controllability can be maintained even when the phase δ set by the phase setting unit 34 is used up to the rectangular wave control.
<Fifth Embodiment>
Hereinafter, a fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on differences from the first embodiment.
図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１等に示した処理に対応する処理については便宜上同一の符号を付している。 FIG. 10 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 10, processes corresponding to the processes shown in FIG.
図示されるように、本実施形態では、過変調制御部３０による制御の全域にわたる位相設定手段として、トルクフィードバック制御部５２を用いる。この際、基本ノルムＶｎ１の補正手段としては、補正量算出部３２を採用する。詳しくは、この補正量算出部３２の入力パラメータや、トルク推定器５０の入力パラメータとなるローパスフィルタ２２，２３の出力を、本実施形態では、電気角速度ωに応じて可変設定する。これは、電気角周波数の２倍以上の高調波成分を除去すべく行うものである。具体的には、ローパスフィルタ２２，２３のカットオフ周波数は、電気角速度ωが大きくなるほど大きく設定される。 As shown in the drawing, in the present embodiment, a torque feedback control unit 52 is used as a phase setting unit over the entire range of control by the overmodulation control unit 30. At this time, the correction amount calculation unit 32 is employed as a correction unit for the basic norm Vn1. Specifically, in this embodiment, the input parameters of the correction amount calculation unit 32 and the outputs of the low-pass filters 22 and 23 serving as the input parameters of the torque estimator 50 are variably set according to the electrical angular velocity ω. This is done to remove harmonic components that are twice or more the electrical angular frequency. Specifically, the cutoff frequency of the low-pass filters 22 and 23 is set to increase as the electrical angular velocity ω increases.
図１１に、本実施形態にかかる補正量算出部３２による処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 11 shows a processing procedure by the correction amount calculation unit 32 according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the control device 14 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、まずステップＳ３０において、過変調制御がなされているか否かを判断する。そして、ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、モータジェネレータ１０を流れる電流の振幅Ｉａを算出する。本実施形態では、この振幅Ｉａを、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒのベクトルノルムとして算出する。続くステップＳ３４においては、過変調制御時における変調率と、電気角速度ωとを取得する。 In this series of processing, first, in step S30, it is determined whether or not overmodulation control is performed. When an affirmative determination is made in step S30, the amplitude Ia of the current flowing through the motor generator 10 is calculated in step S32. In the present embodiment, the amplitude Ia is calculated as a vector norm of the command currents idr and iqr. In the subsequent step S34, the modulation factor and the electrical angular velocity ω at the time of overmodulation control are acquired.
続くステップＳ３６においては、補正量算出部３２の積分制御器のゲインＫｉを、振幅Ｉａおよび電気角速度に応じて可変設定する。すなわち、振幅Ｉａが大きいほどゲインＫｉを大きくし、電気角速度ωが大きいほどゲインＫｉを大きくする。この処理は、基本ノルムＶｎ１の補正処理の応答性の変動を抑制するためのものである。すなわち、基本ノルムＶｎ１の適切な値に対する誤差の割合が同一であったとしても基本ノルムＶｎ１が大きいほど基本ノルムＶｎ１と適切な値との差が大きくなり、ひいては要求される補正量の絶対値も大きくなる。ここで、基本ノルムＶｎ１は、振幅Ｉａが大きいほど大きくなる傾向があり、電気角速度ωが大きいほど大きくなる傾向がある。このため、基本ノルムが大きくなると想定されるほどゲインを大きくすることで、基本ノルムの大きさの変化に起因したノルム補正処理の応答性の変動を抑制する。 In the subsequent step S36, the gain Ki of the integral controller of the correction amount calculation unit 32 is variably set according to the amplitude Ia and the electrical angular velocity. That is, the gain Ki is increased as the amplitude Ia is increased, and the gain Ki is increased as the electrical angular velocity ω is increased. This process is for suppressing fluctuations in responsiveness of the correction process of the basic norm Vn1. That is, even if the ratio of the error to the appropriate value of the basic norm Vn1 is the same, the larger the basic norm Vn1, the greater the difference between the basic norm Vn1 and the appropriate value, and thus the absolute value of the required correction amount. growing. Here, the basic norm Vn1 tends to increase as the amplitude Ia increases, and tends to increase as the electrical angular velocity ω increases. For this reason, by increasing the gain so that the basic norm is assumed to be large, fluctuations in the responsiveness of the norm correction process due to the change in the size of the basic norm are suppressed.
続くステップＳ３８においては、変調率が「１．２７」であるか否かを判断する。この処理は、補正量算出部３２による補正量ΔＶｎが正である場合に実際にはノルムを変更することができなくなる状況を判断するためのものである。そして、ステップＳ３８において肯定判断される場合、こうした状況にあるとして、ステップＳ４０に移行する。ステップＳ４０においては、補正量算出部３２の積分制御器の増加処理を禁止する。これにより、実際にはノルムを増加させることができないにもかかわらずｄ軸電流に偏差が生じているために積分制御器の値がさらに増加する事態の回避を図る。これにより、積分制御器の入力が積分制御器の出力を減少させる側の値に切り替わることで、基本ノルムＶｎ１を迅速に低減補正することができる。 In a succeeding step S38, it is determined whether or not the modulation rate is “1.27”. This process is for determining a situation where the norm cannot actually be changed when the correction amount ΔVn by the correction amount calculation unit 32 is positive. And when affirmation determination is made in step S38, it transfers to step S40 noting that it exists in such a situation. In step S40, the increase process of the integral controller of the correction amount calculation unit 32 is prohibited. This avoids a situation where the value of the integral controller further increases due to a deviation in the d-axis current even though the norm cannot actually be increased. Accordingly, the basic norm Vn1 can be quickly reduced and corrected by switching the input of the integration controller to a value on the side of decreasing the output of the integration controller.
なお、上記ステップＳ３０，Ｓ３８において否定判断される場合や、ステップＳ４０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。 When a negative determination is made in steps S30 and S38, or when the process of step S40 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に準じた効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。 According to the present embodiment described above, in addition to the effects according to the effects (1) and (2) of the first embodiment, the following effects can be obtained.
（４）補正量算出部３２の積分制御器のゲインＫｉを、振幅Ｉａや電気角速度ωが大きくなるほど大きく設定した。これにより、ノルム補正処理の応答性の変化を好適に抑制することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(4) The gain Ki of the integral controller of the correction amount calculation unit 32 is set to increase as the amplitude Ia and the electrical angular velocity ω increase. Thereby, the change of the responsiveness of a norm correction process can be suppressed suitably.
<Sixth Embodiment>
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the fifth embodiment.
図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１０に示した処理に対応する処理については便宜上同一の符号を付している。 FIG. 12 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 12, the same reference numerals are given for the processes corresponding to the processes shown in FIG.
図示されるように、本実施形態では、補正量算出部３２の入力パラメータを構成するｄ軸電流を、平均値算出部６０の出力とする。平均値算出部６０では、１電気角周期またはその整数倍の周期に渡るｄ軸電流の平均値を算出し、補正量算出部３２に出力する。これにより、補正量算出部３２の入力パラメータに高次高調波が重畳することを好適に回避することができる。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
As illustrated, in the present embodiment, the d-axis current constituting the input parameter of the correction amount calculation unit 32 is used as the output of the average value calculation unit 60. The average value calculation unit 60 calculates an average value of the d-axis current over one electrical angle period or an integral multiple of the period and outputs the average value to the correction amount calculation unit 32. Thereby, it is possible to suitably avoid the superposition of high-order harmonics on the input parameter of the correction amount calculation unit 32.
<Seventh Embodiment>
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the fifth embodiment.
図１３に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１３において、先の図１０に示した処理に対応する処理については便宜上同一の符号を付している。 FIG. 13 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 13, processes corresponding to the processes shown in FIG. 10 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、本実施形態では、基本ノルムＶｎ１の補正量として、モータジェネレータ１０を流れる電流の位相をフィードバック制御するための操作量を用いる機能をさらに搭載する。すなわち、指令位相算出部６２では、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力として、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相を算出する。一方、実位相算出部６４では、モータジェネレータ１０を流れる実際のｄ軸およびｑ軸電流を入力として、その位相を算出する。そして、位相フィードバック制御部６６では、実位相算出部６４によって算出された実際の位相を指令位相算出部６２によって算出された指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相にフィードバック制御するための操作量として、基本ノルムＶｎ１の補正量ΔＶｎを算出する。ここで、位相フィードバック制御部６６は、積分要素および比例要素の出力の和として操作量を算出するものである。セレクタ６８では、補正量算出部３２の出力する補正量ΔＶｎと位相フィードバック制御部６６の出力する補正量ΔＶｎとのいずれかを補正部３３に選択的に出力する。 As shown in the figure, the present embodiment further includes a function that uses an operation amount for feedback control of the phase of the current flowing through the motor generator 10 as the correction amount of the basic norm Vn1. That is, the command phase calculation unit 62 receives the command currents idr and iqr and calculates the phases of the command currents idr and iqr. On the other hand, the actual phase calculation unit 64 calculates the phase of the actual d-axis and q-axis currents flowing through the motor generator 10 as inputs. Then, the phase feedback control unit 66 uses the basic norm as an operation amount for performing feedback control of the actual phase calculated by the actual phase calculation unit 64 to the phase of the command currents idr and iqr calculated by the command phase calculation unit 62. A correction amount ΔVn of Vn1 is calculated. Here, the phase feedback control unit 66 calculates the operation amount as the sum of the outputs of the integral element and the proportional element. The selector 68 selectively outputs either the correction amount ΔVn output from the correction amount calculation unit 32 or the correction amount ΔVn output from the phase feedback control unit 66 to the correction unit 33.
図１４に、上記選択的な出力にかかる処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 14 shows a procedure of processing relating to the selective output. This process is repeatedly executed by the control device 14 at a predetermined cycle, for example.
この一連の処理では、まずステップＳ５０において、過変調制御中であるか否かを判断する。そしてステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５２において、指令電流の振幅Ｉａが閾値Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、位相フィードバック制御部６６によって補正量ΔＶｎを高精度に算出することができるか否かを判断するためのものである。すなわち、振幅Ｉａがゼロであるなら電流の位相を定義することができない。また、ｑ軸電流が小さい場合、電流センサ１６，１７，１８の検出精度の限界からｑ軸電流が正であるのか負であるのかを高精度に特定することができず、ひいては検出される位相の誤差が大きくなるおそれがある。このため、閾値Ｉｔｈは、実位相算出部６４による位相の算出精度が十分であり、位相フィードバック制御部６６によって補正量ΔＶｎを高精度に算出することができる下限値以上に設定される。これは、例えば、電流センサ１６，１７，１８の検出精度に鑑み、ｑ軸電流の符号を特定することができる振幅の下限値以上に設定することで行うことができる。 In this series of processes, first, in step S50, it is determined whether overmodulation control is being performed. If an affirmative determination is made in step S50, it is determined in step S52 whether or not the amplitude Ia of the command current is greater than or equal to a threshold value Ith. This process is for determining whether or not the correction amount ΔVn can be calculated with high accuracy by the phase feedback control unit 66. That is, if the amplitude Ia is zero, the current phase cannot be defined. In addition, when the q-axis current is small, it is not possible to specify with high accuracy whether the q-axis current is positive or negative from the limit of the detection accuracy of the current sensors 16, 17, 18. There is a possibility that the error of becomes large. Therefore, the threshold value Ith is set to be equal to or higher than the lower limit value with which the phase calculation accuracy by the actual phase calculation unit 64 is sufficient and the phase feedback control unit 66 can calculate the correction amount ΔVn with high accuracy. This can be performed, for example, by setting it to be equal to or higher than the lower limit of the amplitude that can specify the sign of the q-axis current in view of the detection accuracy of the current sensors 16, 17, and 18.
そしてステップＳ５２において肯定判断される場合には、ステップＳ５４において位相フィードバック制御部６６による補正量ΔＶｎを採用し、ステップＳ５２において否定判断される場合には、ステップＳ５６において補正量算出部３２による補正量ΔＶｎを採用する。なお、位相フィードバック制御部６６による制御から補正量算出部３２による制御への切り替え時には、位相フィードバック制御部６６の積分制御器の値を補正量算出部３２の積分制御器の初期値として設定することが望ましい。同様に、補正量算出部３２による制御から位相フィードバック制御部６６による制御への切り替え時には、補正量算出部３２の積分制御器の値を位相フィードバック制御部６６の積分制御器の初期値として設定することが望ましい。 If an affirmative determination is made in step S52, the correction amount ΔVn by the phase feedback control unit 66 is adopted in step S54, and if a negative determination is made in step S52, the correction amount by the correction amount calculation unit 32 in step S56. ΔVn is adopted. When the control by the phase feedback control unit 66 is switched to the control by the correction amount calculation unit 32, the value of the integration controller of the phase feedback control unit 66 is set as the initial value of the integration controller of the correction amount calculation unit 32. Is desirable. Similarly, when switching from the control by the correction amount calculation unit 32 to the control by the phase feedback control unit 66, the value of the integration controller of the correction amount calculation unit 32 is set as the initial value of the integration controller of the phase feedback control unit 66. It is desirable.
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に準じた効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。 According to the present embodiment described above, in addition to the effects according to the effects (1) and (2) of the first embodiment, the following effects can be obtained.
（５）モータジェネレータ１０を流れる電流の振幅が小さい場合に補正量算出部３２による制御を採用し、振幅が大きい場合に位相フィードバック制御部６６による制御を採用した。これにより、位相フィードバック制御部６６による制御性が低下する状況下であっても、基本ノルムＶｎ１を適切に補正することができる。また、応答性等、様々な要求要素に適切に応じた最適な手段を用いて基本ノルムＶｎ１を補正することも可能となる。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(5) The control by the correction amount calculation unit 32 is adopted when the amplitude of the current flowing through the motor generator 10 is small, and the control by the phase feedback control unit 66 is adopted when the amplitude is large. Thereby, even in a situation where the controllability by the phase feedback control unit 66 is lowered, the basic norm Vn1 can be appropriately corrected. It is also possible to correct the basic norm Vn1 by using an optimum means that appropriately corresponds to various required elements such as responsiveness.
<Eighth Embodiment>
Hereinafter, the eighth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the fifth embodiment.
図１５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１５において、先の図１０に示した処理に対応する処理については便宜上同一の符号を付している。 FIG. 15 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 15, processes corresponding to the processes shown in FIG. 10 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、本実施形態では、基本ノルムＶｎ１の補正量として、モータジェネレータ１０を流れる電流の振幅をフィードバック制御するための操作量を用いる機能をさらに搭載する。すなわち、指令振幅算出部７０では、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを入力として、その振幅（ベクトルノルム）を算出する。また、実振幅算出部７２では、モータジェネレータ１０を流れるｄ軸およびｑ軸の電流を入力として、その振幅を算出する。振幅フィードバック制御部７４では、実振幅算出部７２によって算出された振幅を指令振幅算出部７０によって算出された振幅にフィードバック制御するための操作量として、基本ノルムＶｎ１の補正量ΔＶｎを算出する。ここで、振幅フィードバック制御部７４は、積分要素および比例要素の出力の和として操作量を算出するものである。 As shown in the figure, this embodiment further includes a function that uses an operation amount for feedback control of the amplitude of the current flowing through the motor generator 10 as a correction amount of the basic norm Vn1. That is, the command amplitude calculator 70 receives the command currents idr and iqr and calculates the amplitude (vector norm). Further, the actual amplitude calculation unit 72 receives the d-axis and q-axis currents flowing through the motor generator 10 as input, and calculates the amplitude. The amplitude feedback control unit 74 calculates a correction amount ΔVn of the basic norm Vn1 as an operation amount for feedback control of the amplitude calculated by the actual amplitude calculation unit 72 to the amplitude calculated by the command amplitude calculation unit 70. Here, the amplitude feedback control unit 74 calculates the operation amount as the sum of the outputs of the integral element and the proportional element.
本実施形態では、振幅Ｉａが大きい場合には、振幅フィードバック制御部７４による制御を採用し、振幅Ｉａが小さい場合には、補正量算出部３２による制御を採用する。これは、振幅が小さいと振幅フィードバック制御部７４による制御性が低下するためである。これは、電流が小さい場合、電流センサ１６，１７，１８の検出精度の限界からｄ軸電流やｑ軸電流の絶対値のみならず符号さえも高精度に特定することができず、また振幅はこれら正および負を特定する情報を有しないために、振幅フィードバック操作量としての補正量ΔＶｎは不適切な値になりやすいためである。
＜第９の実施形態＞
以下、第９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
In the present embodiment, when the amplitude Ia is large, the control by the amplitude feedback control unit 74 is adopted, and when the amplitude Ia is small, the control by the correction amount calculating unit 32 is adopted. This is because the controllability by the amplitude feedback control unit 74 decreases when the amplitude is small. This is because when the current is small, the absolute values of the d-axis current and the q-axis current as well as the sign cannot be specified with high accuracy due to the limit of detection accuracy of the current sensors 16, 17, and 18, and the amplitude is This is because the correction amount ΔVn as the amplitude feedback manipulated variable tends to be an inappropriate value because it does not have information specifying positive and negative.
<Ninth Embodiment>
Hereinafter, the ninth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１０に示した処理に対応する処理については便宜上同一の符号を付している。 FIG. 16 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 16, processes corresponding to the processes shown in FIG. 10 are given the same reference numerals for convenience.
図示されるように、本実施形態では、基本ノルムＶｎ１の補正量として、モータジェネレータ１０を流れるｑ軸電流をフィードバック制御するための操作量を用いる機能をさらに搭載する。すなわち、ｑ軸電流フィードバック制御部７６では、モータジェネレータ１０を流れるｑ軸電流を指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として、基本ノルムＶｎ１の補正量ΔＶｎを算出する。ここで、ｑ軸電流フィードバック制御部７６は、積分要素および比例要素の出力の和として操作量を算出するものである。 As shown in the figure, this embodiment further includes a function that uses an operation amount for feedback control of the q-axis current flowing through the motor generator 10 as the correction amount of the basic norm Vn1. That is, the q-axis current feedback control unit 76 calculates the correction amount ΔVn of the basic norm Vn1 as an operation amount for feedback-controlling the q-axis current flowing through the motor generator 10 to the command current iqr. Here, the q-axis current feedback control unit 76 calculates an operation amount as the sum of outputs of the integral element and the proportional element.
本実施形態では、振幅Ｉａが大きい場合には、ｑ軸電流フィードバック制御部７６による制御を採用し、振幅Ｉａが小さい場合には、補正量算出部３２による制御を採用する。これは、振幅が小さいとｑ軸電流フィードバック制御部７６による制御性が低下するためである。これは、ｑ軸電流が小さい場合、電流センサ１６，１７，１８の検出精度の限界からｑ軸電流の検出精度が低下することに加えて、この際、ｄ軸電流の絶対値が過度に大きくなったり、また正となったりしても、ｑ軸電流フィードバック制御部７６による制御およびトルクフィードバック制御部５２による制御によってはこれに対処することができないためである。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
「補正手段について」
補正手段を構成するフィードバック制御器としては、比例積分制御器に限らず、例えば比例積分微分制御器や積分制御器等であってもよい。
「位相設定手段について」
位相設定手段としては、トルクフィードバック制御とｑ軸電流フィードバック制御とのいずれか一方の操作量として位相を設定するものに限らず、これら双方の操作量として位相を設定するものであってもよい。
In the present embodiment, when the amplitude Ia is large, control by the q-axis current feedback control unit 76 is adopted, and when the amplitude Ia is small, control by the correction amount calculation unit 32 is adopted. This is because the controllability by the q-axis current feedback control unit 76 decreases when the amplitude is small. This is because when the q-axis current is small, the detection accuracy of the q-axis current is lowered due to the limit of the detection accuracy of the current sensors 16, 17, and 18, and at this time, the absolute value of the d-axis current is excessively large. This is because the control by the q-axis current feedback control unit 76 and the control by the torque feedback control unit 52 cannot cope with this even if it becomes positive or positive.
<Other embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.
About correction means
The feedback controller that constitutes the correction means is not limited to a proportional-integral controller, and may be a proportional-integral-derivative controller, an integral controller, or the like.
"Phase setting method"
The phase setting means is not limited to one that sets the phase as one of the operation amounts of the torque feedback control and the q-axis current feedback control, but may be one that sets the phase as the operation amount of both of them.
また、ｄ軸電流のフィードバック制御のための操作量として位相を設定するものであってもよい。この場合、補正手段は、ｑ軸電流のフィードバック制御のための操作量として補正量を算出するものとすることが望ましい。 Further, the phase may be set as an operation amount for feedback control of the d-axis current. In this case, it is desirable that the correction unit calculates a correction amount as an operation amount for feedback control of the q-axis current.
さらに、上記フィードバック制御器としては、比例積分制御器に限らず、例えば比例積分微分制御器や積分制御器等であってもよい。
「切替手段について」
切替手段による切り替え処理のための入力パラメータとしては、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの振幅に限らない。例えば実電流ｉｄ，ｉｑの振幅であってもよい。また、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが、最小電流最大トルク制御にように振幅に応じて位相を変えるものであるなら、指令電流や実電流の位相を用いてもよい。さらに、要求トルクＴｒや実際のトルク（推定トルクＴｅ）等であってもよい。なお、これらいずれか１つを用いるものに限らず、これらのうちのいくつかを用いてもよい。
「ゲイン変更手段について」
ゲイン変更のためのパラメータとしての電流の振幅Ｉａとしては、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの振幅に限らず、実電流ｉｄ，ｉｑの振幅であってもよい。また、ゲイン変更のためのパラメータとしては、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの絶対値や実電流ｉｄ，ｉｑの絶対値であってもよい。また、トルクと電流とが正の相関を有することに鑑み、要求トルクＴｒや実際のトルク（推定トルクＴｅ）を用いてもよい。
Further, the feedback controller is not limited to a proportional integral controller, and may be a proportional integral derivative controller, an integral controller, or the like.
About switching means
Input parameters for the switching process by the switching means are not limited to the amplitudes of the command currents idr and iqr. For example, it may be the amplitude of the actual current id, iq. If the command currents idr and iqr change the phase according to the amplitude as in the minimum current and maximum torque control, the phase of the command current or the actual current may be used. Furthermore, the required torque Tr, actual torque (estimated torque Te), or the like may be used. In addition, you may use some of these not only what uses any one of these.
"Gain changing means"
The amplitude Ia of the current as a parameter for changing the gain is not limited to the amplitude of the command currents idr and iqr, but may be the amplitude of the actual currents id and iq. The parameter for changing the gain may be an absolute value of the command currents idr and iqr or an absolute value of the actual currents id and iq. In view of the positive correlation between torque and current, the required torque Tr or actual torque (estimated torque Te) may be used.
ゲインの変更対象としては、積分制御器のゲインのみに限らず、例えば比例制御器のゲインを加えてもよい。
「基本ノルム設定手段について」
基本ノルム設定手段としては、要求トルクと回転速度とによって基本ノルムＶｎ１を一義的に定めるものに限らない。例えば、要求トルクと回転速度と温度とによって基本ノルムＶｎ１を一義的に定めるものであってもよい。これにより、モータジェネレータ１０の特性を定める各パラメータ（ｑ軸インダクタンスＬｑ，ｄ軸インダクタンスＬｄ，抵抗Ｒ，電機子鎖交磁束定数φ）が温度に応じて変動する場合であっても、都度のパラメータにとって適切なノルムを設定することができる。
The gain change target is not limited to the gain of the integral controller, and for example, the gain of a proportional controller may be added.
"Basic norm setting method"
The basic norm setting means is not limited to one that uniquely determines the basic norm Vn1 by the required torque and the rotational speed. For example, the basic norm Vn1 may be uniquely determined by the required torque, the rotation speed, and the temperature. As a result, each parameter (q-axis inductance Lq, d-axis inductance Ld, resistance R, armature flux linkage constant φ) that determines the characteristics of the motor generator 10 varies depending on the temperature. An appropriate norm can be set.
また、トルクに関するパラメータとしては、要求トルクに限らない。例えば実電流ｉｄ，ｉｑであってもよい。
「電流ＦＢ制御と過変調制御との実施領域について」
例えば電流ＦＢ制御において２相変調処理を行わない場合等には、変調率が「１」よりも大きい場合に過変調制御を行なうようにしてもよい。なお、電流ＦＢ制御から過変調制御への切替条件と過変調制御から電流ＦＢ制御への切替条件とを相違させることでヒステリシスを設けてもよい。
Further, the parameter relating to the torque is not limited to the required torque. For example, actual currents id and iq may be used.
"Regarding the implementation area of current FB control and overmodulation control"
For example, when the two-phase modulation process is not performed in the current FB control, overmodulation control may be performed when the modulation rate is larger than “1”. Hysteresis may be provided by making the switching condition from current FB control to overmodulation control different from the switching condition from overmodulation control to current FB control.
また、低変調率領域で電流ＦＢ制御を行なう代わりに、瞬時電流値制御等を行ってもよい。 Further, instead of performing the current FB control in the low modulation factor region, instantaneous current value control or the like may be performed.
さらに、電流ＦＢ制御を行なうことなく上記各実施形態にかかる過変調制御部３０による処理を全変調率領域において行なってもよい。
「指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの設定について」
指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとしては、最小電流最大トルク制御を実現可能なように設定されるものに限らない。例えば最大効率制御を実現可能なように設定されるもの等であってもよい。ただし、この場合、基本ノルムＶｎ１についても最大効率制御を実現可能なように設定されることが望ましい。
（そのほか）
・上記第５の実施形態では、変調率の利用領域の上限を矩形波制御時の変調率としたが、これに限らない。ただし、変調率の利用領域を矩形波制御時のものよりも小さくする場合には、補正量算出部３２の積分制御器の増加処理を禁止する変調率についても利用領域の上限値とすべく変更することが望ましい。
Further, the processing by the overmodulation control unit 30 according to each of the above embodiments may be performed in the entire modulation factor region without performing the current FB control.
“Setting command currents idr and iqr”
The command currents idr and iqr are not limited to those set so that the minimum current / maximum torque control can be realized. For example, it may be set so as to realize maximum efficiency control. However, in this case, it is desirable that the basic norm Vn1 is set so as to realize the maximum efficiency control.
(others)
In the fifth embodiment, the upper limit of the modulation factor utilization area is set to the modulation factor at the time of rectangular wave control. However, the present invention is not limited to this. However, when the modulation rate utilization area is made smaller than that at the time of the rectangular wave control, the modulation rate prohibiting the increase processing of the integral controller of the correction amount calculation unit 32 is also changed to be the upper limit value of the utilization area. It is desirable to do.
・同期機としては、ＩＰＭＳＭやＳＰＭＳＭに限らず、例えば巻線界磁式同期機等であってもよい。 -As a synchronous machine, not only IPMSM and SPMSM but a winding field type synchronous machine etc. may be sufficient, for example.
・回転機としては、車載主機となるものに限らない。例えばパワーステアリングに搭載される回転機等であってもよい。 -The rotating machine is not limited to the on-vehicle main machine. For example, a rotating machine mounted on a power steering may be used.
１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）、２０…電流フィードバック制御部、３０…過変調制御部、３１…ノルム設定部、３４…位相設定部、３５…操作信号生成部、ＩＶ…インバータ、ＣＶ…コンバータ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor generator, 12 ... High voltage battery, 14 ... Control apparatus (one Embodiment of the control apparatus of a rotary machine), 20 ... Current feedback control part, 30 ... Overmodulation control part, 31 ... Norm setting part, 34 ... Phase Setting unit, 35 ... operation signal generation unit, IV ... inverter, CV ... converter.
Claims (13)
前記回転機のトルクをフィードバック制御するための操作量として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する位相設定手段と、
前記回転機のトルクに関するパラメータおよび前記回転機の回転速度を入力として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの基本ノルムを設定する基本ノルム設定手段と、
前記回転機を流れるｄ軸電流及びｑ軸電流のうちの前記ｄ軸電流のみをフィードバック制御するための操作量として前記基本ノルムの補正量を算出し、該補正量によって前記基本ノルムを補正する補正手段と、
前記位相設定手段および前記補正手段の出力に基づき、前記電力変換回路を操作する操作手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。 In a control device for a rotating machine that controls a control amount of the rotating machine by operating a power conversion circuit including a switching element that electrically connects each of a positive electrode and a negative electrode of a DC power source to a terminal of the rotating machine,
Phase setting means for setting a phase of an output voltage vector of the power conversion circuit as an operation amount for feedback control of torque of the rotating machine;
A basic norm setting means for setting a basic norm of an output voltage vector of the power conversion circuit with a parameter relating to the torque of the rotating machine and a rotational speed of the rotating machine as inputs;
A correction for calculating the correction amount of the basic norm as an operation amount for feedback control of only the d-axis current of the d-axis current and the q-axis current flowing through the rotating machine, and correcting the basic norm by the correction amount. Means,
An apparatus for controlling a rotating machine comprising: operating means for operating the power conversion circuit based on outputs of the phase setting means and the correction means.
前記回転機を流れるｑ軸電流をフィードバック制御するための操作量として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する位相設定手段と、
前記回転機のトルクに関するパラメータおよび前記回転機の回転速度を入力として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの基本ノルムを設定する基本ノルム設定手段と、
前記回転機を流れるｄ軸電流及びｑ軸電流のうちの前記ｄ軸電流のみをフィードバック制御するための操作量として前記基本ノルムの補正量を算出し、該補正量によって前記基本ノルムを補正する補正手段と、
前記位相設定手段および前記補正手段の出力に基づき、前記電力変換回路を操作する操作手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。 In a control device for a rotating machine that controls a control amount of the rotating machine by operating a power conversion circuit including a switching element that electrically connects each of a positive electrode and a negative electrode of a DC power source to a terminal of the rotating machine,
Phase setting means for setting the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit as an operation amount for feedback control of the q-axis current flowing through the rotating machine;
A basic norm setting means for setting a basic norm of an output voltage vector of the power conversion circuit with a parameter relating to the torque of the rotating machine and a rotational speed of the rotating machine as inputs;
A correction for calculating the correction amount of the basic norm as an operation amount for feedback control of only the d-axis current of the d-axis current and the q-axis current flowing through the rotating machine, and correcting the basic norm by the correction amount. Means,
An apparatus for controlling a rotating machine comprising: operating means for operating the power conversion circuit based on outputs of the phase setting means and the correction means.
前記位相設定手段は、前記電力変換回路の出力電圧の変調率が矩形波制御における値未満の領域においては、前記回転機を流れるｑ軸電流のフィードバック操作量を前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相とするものであって且つ、前記変調率が前記矩形波制御における値となる領域においては、前記回転機のトルクのフィードバック操作量を前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相とするものであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。 The rotating machine is a salient pole machine,
In the region where the modulation factor of the output voltage of the power conversion circuit is less than the value in the rectangular wave control, the phase setting means sets the feedback operation amount of the q-axis current flowing through the rotating machine to the output voltage vector of the power conversion circuit. In the region where the modulation factor is a value in the rectangular wave control, the amount of feedback operation of the torque of the rotating machine is the phase of the output voltage vector of the power conversion circuit. rotating machine control device according to any one of claims 1 to 5, characterized in that.
前記回転機を流れる電流の振幅が小さい場合に前記第１補正手段による制御を採用し、前記振幅が大きい場合に前記第２補正手段による制御を採用する切替手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。 The correction means corrects the basic norm to feedback control the phase of the current flowing through the rotating machine, in addition to the first correction means to correct the basic norm to feedback control the d-axis current, A second correcting means comprising either a means for correcting the basic norm to feedback control the amplitude of the current flowing through the rotating machine, or a means for correcting the basic norm to feedback control the q-axis current;
The apparatus further comprises switching means that adopts the control by the first correction means when the amplitude of the current flowing through the rotating machine is small, and adopts the control by the second correction means when the amplitude is large. Item 10. The control device for a rotating machine according to any one of Items 1 to 9 .
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