JP5732031B2 - Pipeline type A / D converter - Google Patents
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本発明は、パイプライン型A/Dコンバータに関し、特に、非直線性を改善し高速動作することのできるパイプライン型A/Dコンバータに関する。 The present invention relates to a pipeline type A / D converter, and more particularly to a pipeline type A / D converter capable of improving nonlinearity and operating at high speed.
各種画像センサや画像処理装置等、アナログ信号をデジタル信号に変換する必要のある電子機器では、多くのデータを高速に処理することが求められる。このような処理を行うことができるように、複数のA/Dコンバータを互いに縦列に多段で接続して構成することで、1クロックの間に複数のA/D変換処理を行うことのできるパイプライン型A/Dコンバータが知られている。 Electronic devices that need to convert analog signals into digital signals, such as various image sensors and image processing devices, are required to process a large amount of data at high speed. A pipe capable of performing a plurality of A / D conversion processes in one clock by configuring a plurality of A / D converters connected in cascade in multiple stages so that such a process can be performed. A line type A / D converter is known.
パイプライン型A/Dコンバータにおいて、パイプライン型A/Dコンバータを構成する複数のA/Dコンバータからなる各段は、アナログ信号をサンプリングするスイッチトキャパシタ回路や、A/Dコンバータ回路等から構成され、入力されるアナログ信号に応じた所定ビットのデジタル信号を出力する。そして、パイプライン型A/Dコンバータは、各段から出力されたデジタル信号を合成することで、入力されたアナログ信号に対応する複数ビット列のデジタル信号を生成する。 In a pipelined A / D converter, each stage composed of a plurality of A / D converters constituting the pipelined A / D converter includes a switched capacitor circuit that samples an analog signal, an A / D converter circuit, and the like. The digital signal of a predetermined bit corresponding to the input analog signal is output. The pipeline type A / D converter generates digital signals of a plurality of bit strings corresponding to the input analog signals by synthesizing the digital signals output from the respective stages.
まず、図8を参照して、パイプライン型A/Dコンバータの各段を構成するA/Dコンバータ部21の構成を説明する。このA/Dコンバータ部21は、一般的なスイッチトキャパシタ回路21a、A/Dコンバータ回路21b、D/Aコンバータ回路21cおよび基準電圧生成回路21dを備える。
図8は、演算増幅器を用いた一般的なスイッチトキャパシタ回路21a、A/Dコンバータ回路21b、D/Aコンバータ回路21cおよび基準電圧生成回路21dの構成を示す回路構成図である。
First, the configuration of the A /
FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing configurations of a general switched
図8に示すスイッチトキャパシタ回路21aは、アナログ信号入力端子Va、Vbと、アナログ信号出力端子Vcと、演算増幅器AMと、サンプリング用スイッチング素子S1〜S5と、サンプリング用コンデンサC1、C2とを備えている。
アナログ信号入力端子Vaは、アナログ入力信号Vinを入力するための端子である。アナログ信号入力端子Vbは、D/Aコンバータ回路21cの出力信号Vanを入力するための端子である。アナログ信号出力端子Vcは、アナログ信号入力端子Vaから入力されたアナログ入力信号Vinが増幅された後、アナログ出力信号Voutとして出力されるための端子である。
The switched
The analog signal input terminal Va is a terminal for inputting the analog input signal Vin. The analog signal input terminal Vb is a terminal for inputting the output signal Van of the D /
サンプリング用スイッチング素子S1〜S5は、例えば図示しない制御部から出力される制御信号φ1、φ2によって回路の接続状態を切り替えることにより、アナログ入力信号Vinをサンプリング(サンプルおよびホールド)するためのサンプリング用スイッチング素子である。サンプリング用スイッチング素子S1〜S5が、接続状態と切断状態とを交互に繰り返すことによって、連続したサンプリング動作が行われる。
サンプリング用コンデンサC1、C2は、サンプリング用スイッチング素子S1〜S5とそれぞれ接続され、サンプリング動作によってアナログ入力信号Vinに対応する電荷を貯蓄・保持することで、アナログ信号入力端子Vaから入力されたアナログ入力信号をサンプルおよびホールドするためのサンプリング用コンデンサである。
The sampling switching elements S1 to S5 are sampling switching for sampling (sampling and holding) the analog input signal Vin by switching the circuit connection state by control signals φ1 and φ2 output from a control unit (not shown), for example. It is an element. The sampling switching elements S1 to S5 alternately repeat the connected state and the disconnected state, whereby a continuous sampling operation is performed.
The sampling capacitors C1 and C2 are connected to the sampling switching elements S1 to S5, respectively, and store and hold charges corresponding to the analog input signal Vin by the sampling operation, so that the analog input input from the analog signal input terminal Va A sampling capacitor for sampling and holding a signal.
演算増幅器AMは、サンプリング用コンデンサC1、C2でサンプルおよびホールドされたアナログ入力信号Vinを、ゲインAに基づく増幅度と、ループ帰還係数βに基づく帰還量とに基づいて増幅するものである。スイッチング素子S3が接続状態時には、演算増幅器AMの非反転入力(+)端子および反転入力(−)端子にサンプリング用コンデンサC1、C2が接続される。また、サンプリング用スイッチング素子S3が切断状態時には、演算増幅器AMの反転入力端子にサンプリング用コンデンサC1、C2が接続され、非反転入力端子にグランドが接続される。 The operational amplifier AM amplifies the analog input signal Vin sampled and held by the sampling capacitors C1 and C2 based on the amplification degree based on the gain A and the feedback amount based on the loop feedback coefficient β. When the switching element S3 is in the connected state, the sampling capacitors C1 and C2 are connected to the non-inverting input (+) terminal and the inverting input (−) terminal of the operational amplifier AM. When the sampling switching element S3 is disconnected, the sampling capacitors C1 and C2 are connected to the inverting input terminal of the operational amplifier AM, and the ground is connected to the non-inverting input terminal.
図8に示すA/Dコンバータ回路21bは、アナログ信号入力端子Vf、Ve、デジタル信号出力端子Vd、フラッシュコンパレータCP、サンプリング用スイッチング素子S6〜S9、サンプリング用コンデンサC3、及びメモリMEを備える。
アナログ信号入力端子Vfは、アナログ入力信号Vinを入力するための端子である。アナログ信号入力端子Veは、基準電圧3を入力するための端子である。デジタル信号出力端子Vdは、基準電圧3とアナログ入力信号Vinとを比較、判定した結果を2値化し、デジタル信号Doutとして出力するための端子である。
The A /
The analog signal input terminal Vf is a terminal for inputting the analog input signal Vin. The analog signal input terminal Ve is a terminal for inputting the
フラッシュコンパレータCPは、基準電圧3とアナログ入力信号Vinとを比較、判定しデジタル信号を出力するものである。
サンプリング用スイッチング素子S6〜S9は、例えば図示しない制御部から出力される制御信号φ1、φ2によって回路の接続状態を切り替えることにより、アナログ入力信号Vin及び基準電圧3をサンプリングするためのサンプリング用スイッチング素子である。サンプリング用スイッチング素子S6〜S9が、接続状態と切断状態とを交互に繰り返すことによって、連続したサンプリング、コンパレート動作が行われる。
The flash comparator CP compares and determines the
The sampling switching elements S6 to S9 are, for example, sampling switching elements for sampling the analog input signal Vin and the
メモリMEは、フラッシュコンパレータCPの出力結果を保持し、デジタル信号Doutを出力する。
図8に示すD/Aコンバータ回路21cは、デジタル信号入力端子Vg、アナログ信号出力端子Vh、及びD/Aコンバータ回路DACを備える。
D/Aコンバータ回路DACは、入力されるデジタル信号Doutに応じたアナログ信号を出力する。
The memory ME holds the output result of the flash comparator CP and outputs a digital signal Dout.
The D /
The D / A converter circuit DAC outputs an analog signal corresponding to the input digital signal Dout.
図8に示す基準電圧生成回路21dは、アナログ信号出力端子Vi、基準電圧1〜基準電圧3及び基準電圧分圧用抵抗Rを備えて構成される。
アナログ信号出力端子Viは、基準電圧3を出力するための端子である。基準電圧1、2の間に基準電圧分圧用抵抗Rを複数接続することで、所望の基準電圧3を生成することができる。
The reference
The analog signal output terminal Vi is a terminal for outputting the
次に、以上のような構成を有するA/Dコンバータ部21の動作を説明する。
なお、A/Dコンバータ部21において、スイッチング素子S1〜S3、S6、S9は制御信号φ1に応じて動作し、スイッチング素子S4、S5、S7、S8は制御信号φ2に応じて動作する。
初めに、A/Dコンバータ回路21bにおいて、サンプリング用スイッチング素子S7、オフセットキャンセル用スイッチング素子S8が接続状態になると共に、スイッチング素子S6、S9が切断状態になるときを考える。
Next, the operation of the A /
In the A /
First, consider the case where, in the A /
この場合、基準電圧3がサンプリング用コンデンサC3の一端に供給されると同時に、フラッシュコンパレータCPの入力端子と出力端子が短絡され、フラッシュコンパレータCPのオフセットキャンセル動作を行う。
この状態からスイッチトキャパシタ回路21aにおいてサンプル動作フェーズに移行すると、サンプリング用スイッチング素子S1〜S3が接続状態になると共に、スイッチング素子S4、S5が切断状態となる。すると、2つのサンプリング用コンデンサC1、C2にアナログ入力信号Vinに対応する電荷がそれぞれ貯蓄され、アナログ入力信号Vinがサンプルされる。
In this case, the
When switching from this state to the sampling operation phase in the switched
またA/Dコンバータ回路21bでは、サンプリング用スイッチング素子S6、S9が接続状態になると共に、スイッチング素子S7、S8が切断状態となる。すると、サンプリング用コンデンサC3の一端にアナログ入力信号Vinが供給され、フラッシュコンパレータCPは基準電圧3とアナログ入力信号Vinとの比較、判定動作を行い、その結果はメモリMEが保持し、デジタル信号Doutとして出力する。
D/Aコンバータ回路21cはデジタル信号Doutに応じたアナログ信号Vanを出力する。
In the A /
The D /
続いて、スイッチトキャパシタ回路21aにおいてホールドフェーズに移行すると、サンプリング用スイッチング素子S1〜S3が切断状態となると共に、スイッチング素子S4、S5が接続状態となる。すると、サンプリング用コンデンサC1、C2のそれぞれに貯蓄された電荷が保持されるため、演算増幅器AMから、アナログ入力信号Vinが増幅され且つアナログ信号Vanに応じたオフセットを持つアナログ出力信号Voutが出力される。
Subsequently, when the switched
このように、スイッチトキャパシタ回路21a、A/Dコンバータ回路21b、D/Aコンバータ回路21cおよび基準電圧生成回路21dで上記のサンプル動作およびホールド動作を交互に繰り返しながらサンプリング動作が行われることによって、パイプライン型A/DコンバータでA/D変換処理が行われる。
In this way, the switched
ところで、パイプライン型A/Dコンバータは、A/Dコンバータ回路21bのしきい値前後でD/Aコンバータ回路21cの出力が変化するため、スイッチトキャパシタ回路21aの出力は不連続となる。その結果、パイプライン型A/Dコンバータの非直線性は、A/Dコンバータ回路21bのしきい値前後で増大する事が知られている。この問題を解決するべく、特許文献1に開示されるようなディザを利用して、A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる技術が提案されている。
By the way, in the pipeline type A / D converter, since the output of the D /
次に、図9を参照して、ディザを利用して、A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させるパイプライン型A/Dコンバータについて説明する。このパイプライン型A/Dコンバータは、複数段のA/Dコンバータ部31を備えており、このA/Dコンバータ部31は、スイッチトキャパシタ回路31a、A/Dコンバータ回路31b、D/Aコンバータ回路31cおよび基準電圧生成回路31dを備える。
Next, a pipeline type A / D converter that changes the threshold value of the A / D converter circuit using dither will be described with reference to FIG. The pipeline type A / D converter includes a plurality of stages of A /
図9は、ディザを利用してしきい値を変化させるパイプライン型A/Dコンバータのスイッチトキャパシタ回路31a、A/Dコンバータ回路31b、D/Aコンバータ回路31cおよび基準電圧生成回路31dの一例を示す回路構成図である。
図9に示すスイッチトキャパシタ回路31a、A/Dコンバータ回路31bおよびD/Aコンバータ回路31cは、図8に示すA/Dコンバータ部21のスイッチトキャパシタ回路21a、A/Dコンバータ回路21bおよびD/Aコンバータ回路21cと同一構成を有するため同一部には同一符号を付与しその詳細な説明は省略する。
図9に示す基準電圧生成回路31dはアナログ信号出力端子Vi、基準電圧1〜基準電圧3、基準電圧分圧用抵抗R、及びスイッチング素子S10〜S14を備えて構成される。
FIG. 9 illustrates an example of a switched
The switched
9 includes an analog signal output terminal Vi, a
基準電圧1、2の間に基準電圧分圧用抵抗Rを複数接続し、生成したい電圧の抵抗端にスイッチング素子S10〜S14を接続する。これらのスイッチング素子S10〜S14は、例えば図示しない制御部から出力される制御信号によって、一つだけが接続状態になると共に残りの4つは切断状態となり、5つの基準電圧のうちの一つが選択され基準電圧3として出力される。5つのスイッチング素子S10〜S14の中でどのスイッチング素子が接続状態になるかはサンプリングの度に制御信号を用いて切り替えられるため、A/Dコンバータ回路31bではサンプリング毎に異なる基準電圧とアナログ入力信号Vinとの比較、判定を行う。その結果、アナログ出力電圧の不連続なポイントを分散させることで、パイプライン型A/Dコンバータの非直線性を緩和することが可能になる。
A plurality of reference voltage dividing resistors R are connected between the
しかしながら、上述したディザを利用してしきい値を変化させるパイプライン型A/Dコンバータでは、上述したような優位性が見いだせる一方で、基準電圧生成回路に新たな複数の基準電圧分圧用抵抗とスイッチング素子群が追加されるので、抵抗および寄生容量の増加を招き、高速動作に弊害を及ぼす恐れがある。
本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、その目的とするところは、コンパレータ回路のしきい値を変化させ非直線性を低減させ、且つ高速動作が可能なパイプライン型A/Dコンバータを提供することにある。
However, in the pipeline type A / D converter that changes the threshold value by using the above-described dither, the above-described advantages can be found, while a plurality of new reference voltage dividing resistors are added to the reference voltage generation circuit. Since the switching element group is added, the resistance and parasitic capacitance are increased, which may adversely affect high-speed operation.
The present invention has been made to achieve such an object. The object of the present invention is to change the threshold value of the comparator circuit to reduce non-linearity and to enable high-speed operation. The object is to provide an A / D converter.
本発明の一態様は、複数段に接続されたA/Dコンバータ回路(例えば図1に示すA/Dコンバータ回路11b)を有するパイプライン型A/Dコンバータ(例えば図1に示すパイプライン型A/Dコンバータ10)において、複数の前記A/Dコンバータ回路のうちの少なくとも1つはランダムクロック信号(例えば図2に示す制御信号φ2A)に応じて前記A/Dコンバータ回路のしきい値が決定されるようになっており、パルス幅が変化することで前記A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる前記ランダムクロック信号を生成するランダムクロック生成部(例えば図3に示すランダムクロック生成部14c)を備え、前記A/Dコンバータ回路は、基準電圧を供給する状態と供給しない状態とに切り替わるスイッチング素子を有し、前記ランダムクロック信号は前記スイッチング素子のみに入力され、当該スイッチング素子は、前記ランダムクロック信号に応じてオンとなる期間の長さが変化し、前記A/Dコンバータ回路は、前記スイッチング素子を介して入力される基準電圧が前記スイッチング素子により前記ランダムクロック信号に応じて調整されてなる電圧を、前記しきい値として動作することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ、である。
本発明の他の態様は、複数段に接続されたA/Dコンバータ回路(例えば図1に示すA/Dコンバータ回路11b)を有するパイプライン型A/Dコンバータ(例えば図1に示すパイプライン型A/Dコンバータ10)において、複数の前記A/Dコンバータ回路のうちの少なくとも1つはランダムクロック信号(例えば図2に示す制御信号φ2A)に応じて前記A/Dコンバータ回路のしきい値が決定されるようになっており、パルス幅が変化することで前記A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる前記ランダムクロック信号を生成するランダムクロック生成部(例えば図3に示すランダムクロック生成部14c)を備え、前記A/Dコンバータ回路は、コンパレータ(例えば図2に示すフラッシュコンパレータCP)と、当該コンパレータの出力端と入力端とを接続する経路に介挿され前記A/Dコンバータ回路のオフセット電圧をサンプリングするためのオフセットキャンセル用スイッチング素子(例えば図2に示すオフセットキャンセル用スイッチング素子S8)と、を有し、前記ランダムクロック信号は前記オフセットキャンセル用スイッチング素子のみに入力され、当該オフセットキャンセル用スイッチング素子は、前記ランダムクロック信号に応じてオンとなる期間の長さが変化することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ、である。
本発明の他の態様は、複数段に接続されたA/Dコンバータ回路(例えば図1に示すA/Dコンバータ回路11b)を有するパイプライン型A/Dコンバータ(例えば図1に示すパイプライン型A/Dコンバータ10)において、複数の前記A/Dコンバータ回路のうちの少なくとも1つはランダムクロック信号に応じて前記A/Dコンバータ回路のしきい値が決定されるようになっており、パルス幅が変化することで前記A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる前記ランダムクロック信号(例えば図2に示す制御信号φ2A)を生成するランダムクロック生成部(例えば図3に示すランダムクロック生成部14c)を備え、前記A/Dコンバータ回路は、基準電圧を供給する状態と供給しない状態とに切り替わる基準電圧供給用のスイッチング素子と、コンパレータ(例えば図2に示すフラッシュコンパレータCP)と、当該コンパレータの出力端と入力端とを接続する経路に介挿され前記A/Dコンバータ回路のオフセット電圧をサンプリングするためのオフセットキャンセル用スイッチング素子(例えば図2に示すオフセットキャンセル用スイッチング素子S8)と、を有し、前記ランダムクロック信号は前記基準電圧供給用のスイッチング素子及び前記オフセットキャンセル用スイッチング素子のみに入力され、前記基準電圧供給用のスイッチング素子及び前記オフセットキャンセル用スイッチング素子は、前記ランダムクロック信号に応じてオンとなる期間の長さが変化し、前記A/Dコンバータ回路は、前記スイッチング素子を介して入力される基準電圧が前記スイッチング素子により前記ランダムクロック信号に応じて調整されてなる電圧を、前記しきい値として動作することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ、である。
One embodiment of the present invention is a pipeline-type A / D converter (for example, the pipeline-type A shown in FIG. 1) having A / D converter circuits (for example, the A /
Another aspect of the present invention is a pipeline type A / D converter (for example, the pipeline type shown in FIG. 1) having A / D converter circuits (for example, the A /
Another aspect of the present invention is a pipeline type A / D converter (for example, the pipeline type shown in FIG. 1) having A / D converter circuits (for example, the A /
前記A/Dコンバータ回路のしきい値は、前記ランダムクロック信号のパルス幅に応じて決定され、前記ランダムクロック信号は、少なくともパルス幅の異なる2種以上のパルスを含んでいてよい。
前記ランダムクロック生成部は、1または複数の前記ランダムクロック信号を生成し、当該複数のランダムクロック信号をそれぞれ異なる前記A/Dコンバータ回路に供給するものであってよい。
The threshold value of the A / D converter circuit is determined according to the pulse width of the random clock signal, and the random clock signal may include at least two kinds of pulses having different pulse widths.
The random clock generation unit may generate one or a plurality of random clock signals and supply the plurality of random clock signals to different A / D converter circuits.
複数の前記A/Dコンバータ回路それぞれに供給される、前記ランダムクロック信号は、前記パルス幅の変化パターンが同一であってよい。
複数の前記A/Dコンバータ回路それぞれに供給される、前記ランダムクロック信号は、前記パルス幅の変化パターンがそれぞれ異なっていてよい。
The random clock signal supplied to each of the plurality of A / D converter circuits may have the same pulse width change pattern.
The random clock signals supplied to each of the plurality of A / D converter circuits may have different pulse width change patterns .
本発明の一態様によれば、パイプライン型A/Dコンバータを構成する各段のA/Dコンバータ回路は、アナログ入力信号のサンプリングごとにしきい値が変化するよう動作するため、スイッチトキャパシタ回路のアナログ出力電圧の不連続なポイントを分散させ、パイプライン型A/Dコンバータの非直線性を改善することができる。 According to one embodiment of the present invention, each stage of the A / D converter circuit constituting the pipeline type A / D converter operates so that the threshold value changes every time the analog input signal is sampled. Discontinuous points of the analog output voltage can be dispersed to improve the nonlinearity of the pipelined A / D converter.
以下に、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等の構成要素は同一符号によって示す。 Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In each drawing referred to in the following description, components equivalent to those in the other drawings are denoted by the same reference numerals.
(パイプライン型A/Dコンバータ10の回路構成)
まず、図1を参照して、本発明に係るスイッチトキャパシタ回路を適用して構成される装置の一例として、電子機器等の内部に搭載されるパイプライン型A/Dコンバータ10の構成を説明する。
図1は、本実施形態に係るパイプライン型A/Dコンバータ10の構成を示すブロック図である。
(Circuit configuration of pipeline type A / D converter 10)
First, with reference to FIG. 1, the configuration of a pipeline type A /
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pipeline type A /
図1に示すパイプライン型A/Dコンバータ10は、互いに縦列に多段で接続される複数のA/Dコンバータ部11−1〜11−k(kは整数)、記憶部12、演算処理部13および制御部14を備えて構成される。
A/Dコンバータ部11−1〜11−kのそれぞれは、スイッチトキャパシタ回路11a、A/Dコンバータ回路11b、D/Aコンバータ回路11cおよび基準電圧生成回路11dを備える。
A pipeline type A /
Each of the A / D converter units 11-1 to 11-k includes a switched
スイッチトキャパシタ回路11aは、サンプル動作およびホールド動作によりアナログ信号入力端子Vaから入力されたアナログ入力信号Vinと、D/Aコンバータ回路11cから出力されるアナログ信号Vanとによってアナログ出力信号Voutを生成し、当該アナログ出力信号Voutを出力するものである。
The switched
A/Dコンバータ回路11bは、サンプル動作およびホールド動作によりアナログ入力信号Vinを入力してデジタル信号d1〜dkに変換して出力するものである。
D/Aコンバータ回路11cは、A/Dコンバータ回路11bから出力されたデジタル信号d1〜dkを入力してアナログ信号Vanに変換して出力するものである。
基準電圧生成回路11dは、A/Dコンバータ回路11bのしきい値電圧となる基準電圧を生成し出力するものである。
A /
D /
The reference
記憶部12は、各A/Dコンバータ部11−1〜11−kから出力されたデジタル信号d1〜dkを順次記憶するものである。
演算処理部13は、記憶部12に記憶されたデジタル信号d1〜dkの各ビット値を合成するための演算を行い、アナログ入力信号Vinに対応する所定ビット列のデジタル信号Doutを出力するものである。
制御部14は、A/Dコンバータ部11−1〜11−kの各スイッチング素子の電気的接続状態を切り替えるための4つの制御信号φ1、φ2、φ2A、φ2Bを生成し、出力するものである。
The
The
本実施形に係るパイプライン型A/Dコンバータ10を構成する各段のA/Dコンバータ部11−1〜11−kは、その内部のスイッチトキャパシタ回路11aのサンプリング動作によって、アナログ入力信号Vinを入力してデジタル信号d1〜dkに変換して出力する。同時に、各段のA/Dコンバータ部11−1〜11−kは、当該デジタル信号d1〜dkから変換されたアナログ信号Vanとアナログ入力信号Vinとによって生成されるアナログ出力信号Voutを後段に接続されるA/Dコンバータ部11−n(nは2〜kの整数)に出力する。
The A / D converter units 11-1 to 11-k of each stage constituting the pipeline type A /
例えば、A/Dコンバータ部11−1から、その後段のA/Dコンバータ部11−2に対してアナログ出力信号Voutが出力されるように、スイッチトキャパシタ回路11aのサンプリング動作を行う。また、A/Dコンバータ部11−2にその前段のA/Dコンバータ部11−1から出力されたアナログ出力信号Voutが入力され、A/Dコンバータ部11−2からその後段のA/Dコンバータ部11−3に出力する。A/Dコンバータ部11−4〜11−kにおいても同様である。
For example, the sampling operation of the switched
(スイッチトキャパシタ回路11aの回路構成)
続いて、図2を参照して、本実施形態に係るパイプライン型A/Dコンバータ10の回路構成の詳細を説明する。図2は、本実施形態に係るパイプライン型A/Dコンバータ10のA/Dコンバータ部11−1〜11−kの回路構成を示す回路図である。
(Circuit configuration of the switched
Next, the details of the circuit configuration of the pipeline type A /
図2に示すスイッチトキャパシタ回路11a、A/Dコンバータ回路11b、D/Aコンバータ回路11cおよび基準電圧生成回路11dは、図8に示したA/Dコンバータ部21におけるスイッチトキャパシタ回路21a、A/Dコンバータ回路21b、D/Aコンバータ回路21cおよび基準電圧生成回路21dと同一の構成要素を備える回路であるが、本実施形態では、A/Dコンバータ回路11bのスイッチング素子S7、S8の制御端には、制御信号φ2に替えてそれぞれφ2Aまたはφ2A′、φ2Bまたはφ2B′が接続される点で異なる。なお、制御信号が異なること以外は、図8に示すA/Dコンバータ部21における各部と同様の動作を行うため、その詳細な説明は省略する。
The switched
(制御部14の回路構成)
続いて、図3から図5を参照して、本実施形態に係るパイプライン型A/Dコンバータ10の制御部14の回路構成を説明する。
図3は、本実施形態に係るパイプライン型A/Dコンバータ10の制御部14の回路構成を示すブロック図である。図4は、制御部14で生成される制御信号φ1、φ2、φ2A、φ2Bの出力タイミングを示すタイミングチャートの一例である。図5は、制御部14で生成される制御信号φ1、φ2、φ2A′、φ2B′の出力タイミングを示すタイミングチャートのその他の例である。図4及び図5において、(a)は制御信号φ1、(b)は制御信号φ2、(c)は制御信号φ2Aまたはφ2A′、(d)は制御信号φ2Bまたはφ2B′をそれぞれ表す。
(Circuit structure of the control part 14)
Next, the circuit configuration of the
FIG. 3 is a block diagram showing a circuit configuration of the
図3に示す制御部14は、マスタクロック生成部14a、サンプリング動作制御信号生成部14b、およびランダムクロック生成部14cを備える。
マスタクロック生成部14aは、その内部に設定されるマスタクロック周波数で、マスタクロック信号φを生成するものである。
サンプリング動作制御信号生成部14bは、マスタクロック信号φに合わせて、アナログ入力信号Vinをサンプリングするためのサンプリング用スイッチング素子S1〜S3、S6、S9の電気的接続状態を切り替えるための制御信号φ1、およびサンプリング用スイッチング素子S4、S5の電気的接続状態を切り替えるための制御信号φ2を生成するための回路である。
The
The master
The sampling operation
図4および図5に示すように、制御信号φ1がHighレベルであるときには、制御信号φ2はLowレベルになる。また、制御信号φ1がLowレベルであるときには、制御信号φ2はHighレベルになるが、互いにノンオーバーラップの関係にある。
ランダムクロック生成部14cは、マスタクロック信号φに合わせて、基準電圧3をサンプリングするためのサンプリング用スイッチング素子S7の電気的接続状態を切り替えるための制御信号φ2A、φ2A′、およびフラッシュコンパレータCPのオフセットキャンセル動作をするためのスイッチング素子S8の電気的接続状態を切り替えるための制御信号φ2B、φ2B′を生成するための回路である。
As shown in FIGS. 4 and 5, when the control signal φ1 is at the high level, the control signal φ2 is at the low level. When the control signal φ1 is at the low level, the control signal φ2 is at the high level, but they are in a non-overlapping relationship.
The
制御信号φ2A、φ2A′、φ2B、φ2B′は、Highレベルの期間が一定ではなく、一周期毎にHighレベルの期間が変化するようにクロックエッジがランダムに選択される。
つまり、制御信号φ2A、φ2Bは、図4(c)、(d)に示すように、異なる5つのパルス幅を有する信号からなる。そして、制御信号φ2A、φ2Bとして、5つのパルス幅のうちの一つが選択されるようになっている。制御信号φ2A、φ2Bは、HighレベルからLowレベルに切り替わるタイミングを異ならせることによって、5つのパルス幅を実現するようになっている。
In the control signals φ2A, φ2A ′, φ2B, and φ2B ′, the period of the high level is not constant, and the clock edge is randomly selected so that the period of the high level changes every cycle.
That is, the control signals φ2A and φ2B are made up of signals having five different pulse widths, as shown in FIGS. Then, one of the five pulse widths is selected as the control signals φ2A and φ2B. The control signals φ2A and φ2B are configured to realize five pulse widths by changing the timing of switching from the High level to the Low level.
パルス幅の選択肢は、2個以上であれば何個でも構わない。またパルス幅が選択されるのは、φ2A、φ2Bの両方、あるいはどちらか一方でも構わない。またパルス幅の変化がすべてのパルスにおいて等しく変化してもよく、また、等しく変化しなくとも構わない。また、パルス幅は、パルス毎に変化させるようにしてもよく、あるいは1または複数のパルスおきに変化させるようにしてもよい。 Any number of pulse width options may be used as long as it is two or more. The pulse width may be selected by either φ2A or φ2B or either one. Further, the change in pulse width may or may not change equally in all the pulses. Further, the pulse width may be changed for each pulse, or may be changed every one or a plurality of pulses.
図4に示すように、制御信号φ1がHighレベルであるときには、制御信号φ2Aおよびφ2BはLowレベルになる。また、制御信号φ1がLowレベルであるときには、制御信号φ2Aおよびφ2BはHighレベルになるが、互いにノンオーバーラップの関係にある。
同様に、制御信号φ2A′、φ2B′は、図5(c)、(d)に示すように、異なる5つのパルス幅を有する信号からなる。そして、制御信号φ2A′、φ2B′として、5つのパルス幅のうちの一つが選択されるようになっている。制御信号φ2A′、φ2B′は、LowレベルからHighレベルに切り替わるタイミングを異ならせることによって、5つのパルス幅を実現するようになっている。
As shown in FIG. 4, when the control signal φ1 is at a high level, the control signals φ2A and φ2B are at a low level. When the control signal φ1 is at the low level, the control signals φ2A and φ2B are at the high level, but are in a non-overlapping relationship.
Similarly, the control signals φ2A ′ and φ2B ′ are composed of signals having five different pulse widths, as shown in FIGS. Then, one of the five pulse widths is selected as the control signals φ2A ′ and φ2B ′. The control signals φ2A ′ and φ2B ′ are configured to realize five pulse widths by changing the timing of switching from the Low level to the High level.
この場合もパルス幅の選択肢は、2個以上であれば何個でも構わない。またパルス幅が選択されるのは、φ2A′、φ2B′の両方、あるいはどちらか一方でも構わない。またパルス幅の変化がすべてのパルスにおいて等しく変化してもよく、また、等しく変化しなくとも構わない。また、パルス幅は、パルス毎に変化させるようにしてもよく、あるいは1または複数のパルスおきに変化させるようにしてもよい。 Also in this case, any number of pulse width options may be used as long as it is two or more. The pulse width may be selected by either φ2A ′ or φ2B ′ or either one. Further, the change in pulse width may or may not change equally in all the pulses. Further, the pulse width may be changed for each pulse, or may be changed every one or a plurality of pulses.
図5に示すように、制御信号φ1がHighレベルであるときには、制御信号φ2A′およびφ2B′はLowレベルになる。また、制御信号φ1がLowレベルであるときには、制御信号φ2A′およびφ2B′はHighレベルになるが、互いにノンオーバーラップの関係にある。 As shown in FIG. 5, when the control signal φ1 is at a high level, the control signals φ2A ′ and φ2B ′ are at a low level. When the control signal φ1 is at the low level, the control signals φ2A ′ and φ2B ′ are at the high level, but are in a non-overlapping relationship.
(A/Dコンバータ回路11bのノードN1の電圧特性)
続いて、図6および図7を参照して、A/Dコンバータ回路11bのしきい値がサンプリングごとに変化する様子を説明する。
図6は制御信号φ2Aの電圧特性を示すグラフとA/Dコンバータ回路11bのサンプリング用コンデンサC3のスイッチS6、S7側の一端のノードN1の電圧特性を示すグラフである。同様に図7は制御信号φ2A′の電圧特性を示すグラフとA/Dコンバータ回路11bのサンプリング用コンデンサC3のスイッチS6、S7側の一端のノードN1の電圧特性を示すグラフである。
(Voltage characteristics of node N1 of A /
Next, the manner in which the threshold value of the A /
FIG. 6 is a graph showing the voltage characteristics of the control signal φ2A and the voltage characteristics of the node N1 at one end on the switches S6 and S7 side of the sampling capacitor C3 of the A /
図6および図7に示すグラフの横軸は時間tを示す。また、縦軸はφ2A、φ2A′の電圧とノードN1の電圧を示す。
ここで、図8、図9に示す、従来のA/Dコンバータ回路では、制御信号φ2がHighレベルであるときにサンプリング用コンデンサC3の一端のノードN1の電圧を基準電圧3に収束させており、A/Dコンバータ回路のしきい値は常に一定レベルになっている。
The horizontal axis of the graphs shown in FIGS. 6 and 7 indicates time t. The vertical axis indicates the voltages at φ2A and φ2A ′ and the voltage at the node N1.
In the conventional A / D converter circuit shown in FIGS. 8 and 9, the voltage at the node N1 at one end of the sampling capacitor C3 is converged to the
ところが本実施形態のA/Dコンバータ回路11bでは、図4、図5に示すように、制御信号φ2A、φ2A′のHighレベルの時間がサンプリング毎に異なるため、図6および図7に示すように、サンプリング用コンデンサC3の一端のノードN1の電圧は基準電圧3に収束することもあれば、収束前にφ2A、φ2A′がLowレベルに切り替わり、サンプリング期間が終了することもある。
However, in the A /
その結果、A/Dコンバータ回路11bのしきい値は常に変化し、スイッチトキャパシタ回路11aのアナログ出力信号Voutの不連続ポイントは分散され、パイプライン型A/Dコンバータの非直線性を改善することができる。
さらに、本実施形態ではサンプリング用コンデンサC3への基準電圧3のサンプリングにおいて、新たに追加するスイッチング素子などは一切ないため、抵抗や寄生容量の増加がない。従って、高速動作も可能となる。
As a result, the threshold value of the A /
Furthermore, in the present embodiment, there is no additional switching element or the like when sampling the
次に、制御信号φ2B、φ2B′のHighレベルの時間が変化したときの影響について考える。
制御信号φ2B、φ2B′はフラッシュコンパレータCPの入力端子と出力端子とを短絡するためのスイッチング素子S8の制御端に接続される。従って制御信号φ2B、φ2B′のHighレベルの時間が変化すると、オフセットキャンセル動作の時間が変化することになる。そのため、サンプリング用コンデンサC3の一端がオフセット電圧に収束することもあれば、収束前に制御信号φ2B、φ2B′がLowレベルに切り替わり、サンプリング期間が終了することもある。その結果、制御信号φ2A、φ2A′の時と同様に、A/Dコンバータ回路11bのしきい値は常に変動し、スイッチトキャパシタ回路11aのアナログ出力信号Voutの不連続ポイントは分散され、パイプライン型A/Dコンバータの非直線性を改善することができる。
Next, the influence when the high level time of the control signals φ2B and φ2B ′ changes will be considered.
The control signals φ2B and φ2B ′ are connected to the control terminal of the switching element S8 for short-circuiting the input terminal and the output terminal of the flash comparator CP. Accordingly, when the high level time of the control signals φ2B and φ2B ′ changes, the time of the offset cancel operation changes. Therefore, one end of the sampling capacitor C3 may converge to the offset voltage, or the control signals φ2B and φ2B ′ may be switched to the low level before convergence, and the sampling period may end. As a result, as in the case of the control signals φ2A and φ2A ′, the threshold value of the A /
この場合も、サンプリング用コンデンサC3へのフラッシュコンパレータCPのオフセット電圧のサンプリングにおいて、追加するスイッチング素子などは一切ないため、抵抗や寄生容量の増加がない。従って、高速動作も可能となる。
なお、パイプライン型A/Dコンバータ10の各段を構成する全てのA/Dコンバータ回路11bにおいて、パルス幅が変化する制御信号φ2Aまたはφ2B、φ2A′またはφ2B′を用いる必要はない。例えば、いずれか1つまたは複数のA/Dコンバータ回路11bにおいて、パルス幅が変化する制御信号φ2Aまたはφ2B、φ2A′またはφ2B′を用いてもよく、複数のA/Dコンバータ回路11bのうち、一部はパルス幅が変化する制御信号φ2Aまたはφ2A′を用い、残りは、パルス幅が変化する制御信号φ2Bまたはφ2B′を用いて各スイッチング素子を制御するようにしてもよい。
Also in this case, since there is no additional switching element in sampling the offset voltage of the flash comparator CP to the sampling capacitor C3, there is no increase in resistance or parasitic capacitance. Therefore, high speed operation is also possible.
Note that it is not necessary to use the control signals φ2A or φ2B, φ2A ′, or φ2B ′ whose pulse width changes in all the A /
特に、アナログ信号からデジタル信号への変換を必要とする、ビデオカメラ、オーディオ機器等の電子機器用のスイッチトキャパシタ回路及びパイプライン型A/Dコンバータとして利用することができる。 In particular, it can be used as a switched capacitor circuit and a pipelined A / D converter for electronic devices such as video cameras and audio devices that require conversion from analog signals to digital signals.
10 パイプライン型A/Dコンバータ
11−1〜11−k、21、31 A/Dコンバータ部
12 記憶部
13 演算処理部
14 制御部
11a、21a、31a スイッチトキャパシタ回路
11b、21b、31b A/Dコンバータ回路
11c、21c、31c D/Aコンバータ回路
AM 増幅演算器
S1〜S9 サンプリング用スイッチング素子
S10〜S14 基準電圧選択用スイッチング素子
C1、C2、C3 サンプリング用コンデンサ
CP A/Dコンバータ回路用フラッシュコンパレータ
ME A/Dコンバータ回路用メモリ
DAC D/Aコンバータ回路
R 基準電圧生成用抵抗
DESCRIPTION OF
Claims (7)
複数の前記A/Dコンバータ回路のうちの少なくとも1つはランダムクロック信号に応じて前記A/Dコンバータ回路のしきい値が決定されるようになっており、
パルス幅が変化することで前記A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる前記ランダムクロック信号を生成するランダムクロック生成部を備え、
前記A/Dコンバータ回路は、基準電圧を供給する状態と供給しない状態とに切り替わるスイッチング素子を有し、
前記ランダムクロック信号は前記スイッチング素子のみに入力され、
当該スイッチング素子は、前記ランダムクロック信号に応じてオンとなる期間の長さが変化し、
前記A/Dコンバータ回路は、前記スイッチング素子を介して入力される基準電圧が前記スイッチング素子により前記ランダムクロック信号に応じて調整されてなる電圧を、前記しきい値として動作することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ。 In a pipeline type A / D converter having A / D converter circuits connected to a plurality of stages,
At least one of the plurality of A / D converter circuits is configured such that a threshold value of the A / D converter circuit is determined according to a random clock signal,
A random clock generation unit that generates the random clock signal that changes a threshold value of the A / D converter circuit by changing a pulse width ;
The A / D converter circuit includes a switching element that switches between a state in which a reference voltage is supplied and a state in which a reference voltage is not supplied.
The random clock signal is input only to the switching element,
The switching element has a length of a period in which the switching element is turned on according to the random clock signal.
The A / D converter circuit operates using, as the threshold value, a voltage obtained by adjusting a reference voltage input via the switching element according to the random clock signal by the switching element. Pipeline type A / D converter.
複数の前記A/Dコンバータ回路のうちの少なくとも1つはランダムクロック信号に応じて前記A/Dコンバータ回路のしきい値が決定されるようになっており、
パルス幅が変化することで前記A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる前記ランダムクロック信号を生成するランダムクロック生成部を備え、
前記A/Dコンバータ回路は、
コンパレータと、
当該コンパレータの出力端と入力端とを接続する経路に介挿され前記A/Dコンバータ回路のオフセット電圧をサンプリングするためのオフセットキャンセル用スイッチング素子と、を有し、
前記ランダムクロック信号は前記オフセットキャンセル用スイッチング素子のみに入力され、
当該オフセットキャンセル用スイッチング素子は、前記ランダムクロック信号に応じてオンとなる期間の長さが変化することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ。 In a pipeline type A / D converter having A / D converter circuits connected to a plurality of stages,
At least one of the plurality of A / D converter circuits is configured such that a threshold value of the A / D converter circuit is determined according to a random clock signal,
A random clock generation unit that generates the random clock signal that changes a threshold value of the A / D converter circuit by changing a pulse width ;
The A / D converter circuit is:
A comparator,
An offset canceling switching element that is inserted in a path connecting the output terminal and the input terminal of the comparator and samples the offset voltage of the A / D converter circuit,
The random clock signal is input only to the offset canceling switching element,
The pipeline A / D converter is characterized in that the offset canceling switching element is turned on in accordance with the random clock signal .
複数の前記A/Dコンバータ回路のうちの少なくとも1つはランダムクロック信号に応じて前記A/Dコンバータ回路のしきい値が決定されるようになっており、
パルス幅が変化することで前記A/Dコンバータ回路のしきい値を変化させる前記ランダムクロック信号を生成するランダムクロック生成部を備え、
前記A/Dコンバータ回路は、
基準電圧を供給する状態と供給しない状態とに切り替わる基準電圧供給用のスイッチング素子と、
コンパレータと、
当該コンパレータの出力端と入力端とを接続する経路に介挿され前記A/Dコンバータ回路のオフセット電圧をサンプリングするためのオフセットキャンセル用スイッチング素子と、を有し、
前記ランダムクロック信号は前記基準電圧供給用のスイッチング素子及び前記オフセットキャンセル用スイッチング素子のみに入力され、
前記基準電圧供給用のスイッチング素子及び前記オフセットキャンセル用スイッチング素子は、前記ランダムクロック信号に応じてオンとなる期間の長さが変化し、
前記A/Dコンバータ回路は、前記スイッチング素子を介して入力される基準電圧が前記スイッチング素子により前記ランダムクロック信号に応じて調整されてなる電圧を、前記しきい値として動作することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ。 In a pipeline type A / D converter having A / D converter circuits connected to a plurality of stages,
At least one of the plurality of A / D converter circuits is configured such that a threshold value of the A / D converter circuit is determined according to a random clock signal,
A random clock generation unit that generates the random clock signal that changes a threshold value of the A / D converter circuit by changing a pulse width ;
The A / D converter circuit is:
A switching element for supplying a reference voltage that switches between supplying a reference voltage and not supplying a reference voltage;
A comparator,
An offset canceling switching element that is inserted in a path connecting the output terminal and the input terminal of the comparator and samples the offset voltage of the A / D converter circuit,
The random clock signal is input only to the switching element for supplying the reference voltage and the switching element for offset cancellation,
The reference voltage supply switching element and the offset canceling switching element are turned on according to the random clock signal.
The A / D converter circuit operates using, as the threshold value, a voltage obtained by adjusting a reference voltage input via the switching element according to the random clock signal by the switching element. Pipeline type A / D converter.
前記ランダムクロック信号は、少なくともパルス幅の異なる2種以上のパルスを含むことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のパイプライン型A/Dコンバータ。 The threshold value of the A / D converter circuit is determined according to the pulse width of the random clock signal,
The pipeline type A / D converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the random clock signal includes at least two kinds of pulses having different pulse widths.
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