JP5709431B2

JP5709431B2 - Power amplifier

Info

Publication number: JP5709431B2
Application number: JP2010182293A
Authority: JP
Inventors: 信朗菅
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2010-08-17
Filing date: 2010-08-17
Publication date: 2015-04-30
Anticipated expiration: 2030-08-17
Also published as: JP2012044357A

Description

本発明は、電力増幅器に係り、特に、バイポーラトランジスタを用いた電力増幅器におけるコレクタ静止電流の安定化等を図ったものに関する。 The present invention relates to a power amplifier, and more particularly to a power amplifier that uses a bipolar transistor to stabilize a collector quiescent current.

近年、無線通信技術の進歩により、高速無線データ通信が手軽に利用可能となり、その応用範囲は、当初の携帯電話、モバイルＰＣといった携帯端末から、自動販売機、スマートメータ等の無人端末へと多岐に広がりつつある。無線通信端末が屋外で使用される場合、温度変動は屋内と比べ大きくなり、また、その温度変動は携帯端末よりも無人端末のほうが大きい。また、自動車は、装置自らが発熱することから、無線通信端末の設置箇所によってはさらに高温動作が要求される環境にある。 In recent years, with the advancement of wireless communication technology, high-speed wireless data communication has become easy to use, and its application range varies from mobile terminals such as mobile phones and mobile PCs to unattended terminals such as vending machines and smart meters. Is spreading. When the wireless communication terminal is used outdoors, the temperature fluctuation is larger than that in the indoor area, and the temperature fluctuation is larger in the unmanned terminal than in the portable terminal. In addition, since automobiles themselves generate heat, automobiles are in an environment where higher temperature operation is required depending on where wireless communication terminals are installed.

上述のような無線通信端末用の電力増幅器としては、ガリウム砒素(ＧａＡｓ)ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)やシリコンゲルマニウム(ＳｉＧｅ)ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を用いたエミッタ接地バイポーラトランジスタ電力増幅器がよく利用される。電力増幅器は、雰囲気温度の変動により、電力利得、ひずみ特性等が変化する。高速無線データ通信用の電力増幅器は、高効率、低ひずみを両立させるために、一般にＡＢ級動作とされる。このＡＢ級動作は、わずかなＤＣバイアスの変化で、エミッタ接地トランジスタの動作点が大きく移動するという性質を有するものである。この動作点の移動は、効率、ひずみ特性の両立を妨げるため、温度変動に対して電力増幅器の動作点が安定であることは非常に重要なことである。 As a power amplifier for a wireless communication terminal as described above, a common emitter bipolar transistor power amplifier using a gallium arsenide (GaAs) heterojunction bipolar transistor (HBT) or a silicon germanium (SiGe) heterojunction bipolar transistor (HBT) is often used. Used. In the power amplifier, the power gain, the distortion characteristic, and the like change due to the change in the ambient temperature. A power amplifier for high-speed wireless data communication is generally in a class AB operation in order to achieve both high efficiency and low distortion. This class AB operation has the property that the operating point of the grounded-emitter transistor moves greatly with a slight change in DC bias. Since this movement of the operating point hinders both efficiency and distortion characteristics, it is very important that the operating point of the power amplifier is stable against temperature fluctuations.

より具体的には、温度変動に対してエミッタ接地トランジスタのコレクタ静止電流Ｉｃｑが安定であることが重要である。また、同時に、エミッタ接地トランジスタに印加する外部電源の電圧変動に対してもコレクタ静止電流が安定であることが必要である。
ここで、エミッタ接地バイポーラトランジスタにおけるコレクタ電流Ｉｃｃの安定化の基本概念について述べることとする。
エミッタ接地トランジスタのコレクタ電流は、ベース電圧印加により生ずるベース電流を電流増幅率β倍した分だけ流れる。したがって、エミッタ接地トランジスタのコレクタ電流は、ベース・エミッタ間ダイオードのＩ−Ｖ特性に比例する。 More specifically, it is important that the collector quiescent current Icq of the grounded-emitter transistor is stable against temperature fluctuations. At the same time, it is necessary for the collector quiescent current to be stable against voltage fluctuations of the external power supply applied to the common emitter transistor.
Here, the basic concept of stabilization of the collector current Icc in the grounded emitter bipolar transistor will be described.
The collector current of the grounded-emitter transistor flows by an amount obtained by multiplying the base current generated by applying the base voltage by a current amplification factor β. Therefore, the collector current of the grounded-emitter transistor is proportional to the IV characteristic of the base-emitter diode.

また、ＧａＡｓＨＢＴのベース・エミッタ間ダイオードの立ち上がり電圧Ｖｆは、室温で約１．３Ｖであり、−１．６ｍＶ／℃の温度係数を有している。これらの事実から、エミッタ接地トランジスタのコレクタ電流を安定化させるには、一定温度下での外部電源の電圧変動に対して、ベース電圧が一定に保たれると共に、温度変動に対しては、ベース・エミッタ間ダイオードの立ち上がり電圧の温度変化に応じてベース電圧を上昇、又は、降下させる必要がある。
しかし、現実には、温度変動時にベース・エミッタ間ダイオードの立ち上がり電圧以外のパラメータも同時に変化するため、実際の回路構成においては、ベース電圧の変動幅を適宜調整する必要がある。 The rising voltage Vf of the base-emitter diode of GaAs HBT is about 1.3 V at room temperature, and has a temperature coefficient of -1.6 mV / ° C. From these facts, in order to stabilize the collector current of the grounded-emitter transistor, the base voltage is kept constant with respect to the voltage fluctuation of the external power supply at a constant temperature, and the base voltage is -It is necessary to increase or decrease the base voltage according to the temperature change of the rising voltage of the diode between the emitters.
However, in reality, parameters other than the rising voltage of the base-emitter diode also change at the same time when the temperature fluctuates. Therefore, in an actual circuit configuration, it is necessary to appropriately adjust the fluctuation range of the base voltage.

エミッタ接地バイポーラトランジスタ電力増幅器のコレクタ静止電流Ｉｃｑは、エミッタ接地トランジスタのベースに接続されたベースバイアス回路により制御されるのが一般的である。ひずみ特性に悪影響を及ぼす低周波インピーダンスを低めるため、一般的にベースバイアス回路には、エミッタフォロワが用いられる。
そして、コレクタ静止電流は、エミッタフォロワトランジスタのベース電圧を可変することで、間接的に制御できる。通常、上述のエミッタフォロワトランジスタのベースには、外部電源の電圧変動に対してコレクタ静止電流を安定化させるため、定電圧出力回路が接続される。この定電圧出力回路は、温度変化に対してコレクタ静止電流を安定化させるため、温度に応じて出力電圧を、上昇、降下させる温度補償機能も有する。なお、以下の説明において、このような温度補償機能を有する定電圧出力回路を温度補償回路と称することとする。 The collector quiescent current Icq of the grounded emitter bipolar transistor power amplifier is generally controlled by a base bias circuit connected to the base of the grounded emitter transistor. In order to reduce the low frequency impedance that adversely affects the distortion characteristics, an emitter follower is generally used for the base bias circuit.
The collector quiescent current can be indirectly controlled by changing the base voltage of the emitter follower transistor. Normally, a constant voltage output circuit is connected to the base of the emitter follower transistor described above in order to stabilize the collector quiescent current against voltage fluctuations of the external power supply. This constant voltage output circuit also has a temperature compensation function for increasing and decreasing the output voltage according to the temperature in order to stabilize the collector quiescent current against temperature changes. In the following description, a constant voltage output circuit having such a temperature compensation function is referred to as a temperature compensation circuit.

次に、典型的なＧａＡｓＨＢＴ電力増幅器のベースバイアス回路例について、図４を参照しつつ説明する。
まず、エミッタ接地されたパワートランジスタ１０１Ａは、ベースに印加された高周波入力信号をコレクタに増幅出力するものとなっている。
そして、パワートランジスタ１０１Ａのベースバイアスは、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのエミッタ出力から抵抗器３０１Ａを介して供給されるようになっている。 Next, a base bias circuit example of a typical GaAs HBT power amplifier will be described with reference to FIG.
First, the emitter-grounded power transistor 101A amplifies and outputs the high frequency input signal applied to the base to the collector.
The base bias of the power transistor 101A is supplied from the emitter output of the emitter follower transistor 102A via the resistor 301A.

また、同時に、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのエミッタ出力は、エミッタフォロワ負荷抵抗器３０２Ａに対しても電流供給を行うことで、エミッタフォロワ出力インピーダンスをより低めるよう機能している。
このようなベースバイアスが供給されることにより、パワートランジスタ１０１Ａではベース電圧Ｖ２が生じ、かつ、コレクタ電流Ｉｃｃが流れることとなる。
そして、パワートランジスタ１０１Ａのベースに信号入力が無い状態におけるコレクタ電流は、コレクタ静止電流Ｉｃｑと称される。 At the same time, the emitter output of the emitter follower transistor 102A functions to further reduce the emitter follower output impedance by supplying current to the emitter follower load resistor 302A.
By supplying such a base bias, the base voltage V2 is generated in the power transistor 101A, and the collector current Icc flows.
The collector current when no signal is input to the base of the power transistor 101A is referred to as a collector quiescent current Icq.

ところで、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのベース側には、温度補償回路７が設けられており、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのベースには、温度補償回路７Ａからの定電圧出力Ｖ１が印加されるようになっている。
かかる温度補償回路７Ａは、抵抗器３０３Ａと直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａが、外部から参照電圧が印加される参照電圧端子５Ａとグランドとの間に直列接続されて構成されたものとなっている。 Incidentally, a temperature compensation circuit 7 is provided on the base side of the emitter follower transistor 102A, and a constant voltage output V1 from the temperature compensation circuit 7A is applied to the base of the emitter follower transistor 102A. .
The temperature compensation circuit 7A is configured such that a resistor 303A and series two-stage diodes 201A and 202A are connected in series between a reference voltage terminal 5A to which a reference voltage is applied from the outside and the ground. .

直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａは、ＧａＡｓＨＢＴのベース・エミッタ接合を利用したｐｎダイオードとなっており、温度補償効果を得るために、パワートランジスタ１０１Ａ、及び、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのベース・エミッタ間ダイオードと対をなしている。
かかる直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａは、共に、抵抗器３０３Ａ側をアノード、接地側をカソードとする向きに接続されたものとなっている。
そして、抵抗器３０３Ａと第１のダイオード２０１Ａとの相互の接続点から、参照電圧端子５Ａに印加される電圧を利用して得られる出力電圧Ｖ１がエミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのベースに印加されるようになっている。 The series two-stage diodes 201A and 202A are pn diodes using a base / emitter junction of GaAs HBT. In order to obtain a temperature compensation effect, the base-emitter diodes of the power transistor 101A and the emitter follower transistor 102A are used. It is paired with.
The series two-stage diodes 201A and 202A are both connected in a direction in which the resistor 303A side is an anode and the ground side is a cathode.
An output voltage V1 obtained by using a voltage applied to the reference voltage terminal 5A is applied to the base of the emitter follower transistor 102A from a connection point between the resistor 303A and the first diode 201A. It has become.

かかる構成の温度補償回路７Ａは、参照電圧端子５Ａに接地電圧を印加することで、電力増幅器の消費電流を無くす、いわゆるシャットダウン機能も兼ね備えたものとなっている。
また、参照電圧変動時において、出力電圧Ｖ１は、直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａの立ち上がり電圧である２×Ｖｆ、すなわち、約２．６Ｖでクリップされるため、パワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃは安定化される。さらに、温度変動時に直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａの立ち上がり電圧Ｖｆの温度依存性により、出力電圧Ｖ１を上昇、降下させることでパワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃの安定化が図られるようになっている。 The temperature compensation circuit 7A having such a configuration also has a so-called shutdown function that eliminates current consumption of the power amplifier by applying a ground voltage to the reference voltage terminal 5A.
Further, when the reference voltage fluctuates, the output voltage V1 is clipped at 2 × Vf which is the rising voltage of the series two-stage diodes 201A and 202A, that is, about 2.6V, so that the collector current Icc of the power transistor 101A is stable. It becomes. Furthermore, the collector current Icc of the power transistor 101A can be stabilized by increasing or decreasing the output voltage V1 due to the temperature dependence of the rising voltage Vf of the series two-stage diodes 201A and 202A during temperature fluctuations. .

図６には、上述の従来回路における参照電圧変動、温度変動に対するコレクタ電流Ｉｃｃ特性等のシミュレーション結果が示されており、以下、同図について説明する。
シミュレーションの前提条件として、パワートランジスタ１０１Ａのエミッタ面積を約７５００μｍ^２とし、コレクタ静止電流Ｉｃｑは、１４５ｍＡ±１０ｍＡを許容範囲とした。また、パワートランジスタ１０１Ａのコレクタに印加される電圧を３．３Ｖ、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのコレクタに印加されるバイアス電圧を３．３Ｖ、参照電圧端子５Ａに印加される参照電圧Ｖｒｅｆを２．８５Ｖとした。 FIG. 6 shows simulation results such as the collector current Icc characteristic with respect to the reference voltage fluctuation and the temperature fluctuation in the above-described conventional circuit, which will be described below.
As a precondition for the simulation, the emitter area of the power transistor 101A was set to about 7500 μm ² , and the collector static current Icq was set to an allowable range of 145 mA ± 10 mA. The voltage applied to the collector of the power transistor 101A is 3.3V, the bias voltage applied to the collector of the emitter follower transistor 102A is 3.3V, and the reference voltage Vref applied to the reference voltage terminal 5A is 2.85V. did.

また、図６（Ａ）において、横軸は参照電圧Ｖｒｅｆを、縦軸はパワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃを、それぞれ示しており、図６（Ｂ）において、横軸は参照電圧Ｖｒｅｆを、縦軸はパワートランジスタ１０１Ａのベース電圧Ｖ２及び温度補償回路７Ａの出力電圧Ｖ１を、それぞれ示しており、図６（Ｃ）において、横軸は温度を、縦軸はパワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃを、それぞれ示している。 6A, the horizontal axis represents the reference voltage Vref, the vertical axis represents the collector current Icc of the power transistor 101A, and in FIG. 6B, the horizontal axis represents the reference voltage Vref. The axis indicates the base voltage V2 of the power transistor 101A and the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7A. In FIG. 6C, the horizontal axis indicates the temperature, the vertical axis indicates the collector current Icc of the power transistor 101A, Each is shown.

まず、図６（Ｂ）において、実線の特性線は、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対する温度補償回路７Ａの出力電圧Ｖ１の変化を表したもので、温度−３０℃、＋２５℃、＋８０℃の３つの温度における特性線が、それぞれ示されている。
また、図６（Ｂ）において、点線の特性線は、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対するパワートランジスタ１０１Ａのベース電圧Ｖ２の変化を表したもので、温度−３０℃、＋２５℃、＋８０℃の３つの温度における特性線が、それぞれ示されている。
無線通信端末においては、そのシステム制約上、参照電圧は３Ｖ程度しか確保できないため、温度補償回路７Ａの出力電圧Ｖ１の定電圧化に寄与する抵抗器３０３Ａの抵抗値を十分高く設定することができない。 First, in FIG. 6B, the solid characteristic line represents the change of the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7A with respect to the change of the reference voltage Vref, and has three temperatures of −30 ° C., + 25 ° C., and + 80 ° C. Characteristic lines at temperature are shown respectively.
In FIG. 6B, the dotted characteristic line represents the change in the base voltage V2 of the power transistor 101A with respect to the change in the reference voltage Vref, and the three temperatures of −30 ° C., + 25 ° C., and + 80 ° C. Characteristic lines at are shown respectively.
In the wireless communication terminal, since the reference voltage can be secured only about 3V due to the system restriction, the resistance value of the resistor 303A that contributes to the constant voltage of the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7A cannot be set sufficiently high. .

その結果、参照電圧変動に対して出力電圧Ｖ１が傾きを持つこととなり、コレクタ電流Ｉｃｃは安定化されない（図６（Ａ）参照）。
図６（Ｃ）は、参照電圧を２．８５Ｖに固定した状態における温度に対するコレクタ電流特性を表したものである。
抵抗器３０３Ａの抵抗値が低いことから出力電圧Ｖ１の変動幅が不足し、コレクタ電流が安定な温度範囲は、＋１７．５℃〜＋３２．５℃と非常に狭い範囲となっている。 As a result, the output voltage V1 has a slope with respect to the reference voltage fluctuation, and the collector current Icc is not stabilized (see FIG. 6A).
FIG. 6C shows collector current characteristics with respect to temperature in a state where the reference voltage is fixed to 2.85V.
Since the resistance value of the resistor 303A is low, the fluctuation range of the output voltage V1 is insufficient, and the temperature range in which the collector current is stable is + 17.5 ° C. to + 32.5 ° C., which is a very narrow range.

このように、図４に示された従来の温度補償回路は、コレクタ静止電流Ｉｃｑの安定性が低く、無線通信端末用の電力増幅器としての性能は不十分なため、これまで、様々なベースバイアス回路が提案されている（例えば、特許文献１乃至特許文献３等参照）。
例えば、特許文献１や特許文献２等に開示されたベースバイアス回路は、図４に示された従来回路と比較し、参照電圧変動、温度変動に対するコレクタ静止電流の安定性が格段に向上されている。 As described above, the conventional temperature compensation circuit shown in FIG. 4 has low stability of the collector quiescent current Icq and insufficient performance as a power amplifier for a wireless communication terminal. Circuits have been proposed (see, for example, Patent Document 1 to Patent Document 3).
For example, the base bias circuit disclosed in Patent Document 1, Patent Document 2, and the like has significantly improved stability of the collector quiescent current against reference voltage fluctuation and temperature fluctuation compared to the conventional circuit shown in FIG. Yes.

しかし、これらのベースバイアス回路も、温度補償回路の理想動作が実現されている訳ではない。その原因は、温度補償回路の基本要素として、直列２段ダイオードや単純なカレントミラー回路が未だに利用されているためである。このため、参照電圧の電圧精度は、±５％の高精度が要求されることとなる。また、高温時にコレクタ電流Ｉｃｃが単調増加する傾向は依然として変わらないため、パワートランジスタの自己発熱による熱不安定をベースバイアス回路によって本質的に防止することができない。このことから、より過酷な条件での無線通信端末の運用を可能とするため、ベースバイアス回路の動作改良は重要であり、尚も種々の検討、提案がなされている。 However, these base bias circuits also do not realize the ideal operation of the temperature compensation circuit. This is because a series two-stage diode or a simple current mirror circuit is still used as a basic element of the temperature compensation circuit. For this reason, the voltage accuracy of the reference voltage is required to be as high as ± 5%. In addition, since the tendency of the collector current Icc to monotonously increase at a high temperature remains unchanged, thermal instability due to self-heating of the power transistor cannot be essentially prevented by the base bias circuit. Therefore, in order to enable the operation of the wireless communication terminal under more severe conditions, it is important to improve the operation of the base bias circuit, and various studies and proposals have been made.

次に、特許文献３に示されたベースバイアス回路について、図５を参照しつつ説明する。なお、図４に示された構成例における構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
このベースバイアス回路は、高温時にコレクタ電流Ｉｃｃが単調増加しない工夫がなされたものである。 Next, the base bias circuit disclosed in Patent Document 3 will be described with reference to FIG. The same components as those in the configuration example shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof is omitted, and different points will be mainly described below.
This base bias circuit is devised so that the collector current Icc does not increase monotonously at high temperatures.

温度補償回路７Ｂにおいて、参照電圧端子５Ａとグランドとの間に、抵抗器３０３Ａ、直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａが、直列に設けられる点は、図４に示された構成例と同様である。
参照電圧端子５Ａには、さらに、抵抗器３０４Ａの一端が接続され、その他端は、インバータ回路としてのエミッタ接地トランジスタ１０３Ａのコレクタに接続されて、エミッタ接地トランジスタ１０３Ａのベースは、ダイオード２０１Ａとダイオード２０２Ａの相互の接続点に接続されたものとなっている。そして、エミッタ接地トランジスタ１０３Ａのコレクタに温度補償回路７Ｂの出力電圧Ｖ１を得る構成となっている。 In the temperature compensation circuit 7B, a resistor 303A and series two-stage diodes 201A and 202A are provided in series between the reference voltage terminal 5A and the ground in the same manner as the configuration example shown in FIG.
Further, one end of a resistor 304A is connected to the reference voltage terminal 5A, and the other end is connected to the collector of a grounded-emitter transistor 103A as an inverter circuit. The base of the grounded-emitter transistor 103A is a diode 201A and a diode 202A. Are connected to each other's connection points. The output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7B is obtained at the collector of the grounded-emitter transistor 103A.

直列２段ダイオード２０１Ａ，２０２Ａは、温度補償効果を得るため、パワートランジスタ１０１Ａ、及び、エミッタフォロワトランジスタ１０２Ａのベース・エミッタ間ダイオードと対をなしている。
かかる温度補償回路７Ｂは、参照電圧を直列２段ダイオード２１０Ａ，２０２Ａでレベルシフトさせた電圧を、エミッタ接地トランジスタ１０３Ａのベースに入力することでインバータ回路（エミッタフォロワトランジスタ１０３Ａ）のオン・オフ切替動作を得ることができるものとなっている。 The series two-stage diodes 201A and 202A are paired with the base-emitter diode of the power transistor 101A and the emitter follower transistor 102A in order to obtain a temperature compensation effect.
The temperature compensation circuit 7B performs an on / off switching operation of the inverter circuit (emitter follower transistor 103A) by inputting a voltage obtained by level shifting the reference voltage by the series two-stage diodes 210A and 202A to the base of the grounded emitter transistor 103A. Can be obtained.

かかる構成において、参照電圧変動時に、インバータ回路がオフ状態を保つことのできる参照電圧範囲において、出力電圧Ｖ１は、参照電圧が抵抗器３０４Ａを介して直接出力されるのに対して、参照電圧の上昇により、インバータ回路がオン状態へ遷移を開始すると、抵抗器３０４Ａでの電圧降下によって出力電圧Ｖ１が低下するため、パワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃは減少する。 In such a configuration, in the reference voltage range in which the inverter circuit can be kept off when the reference voltage fluctuates, the output voltage V1 is directly output via the resistor 304A, whereas the reference voltage is When the inverter circuit starts transitioning to the ON state due to the rise, the output voltage V1 is lowered due to the voltage drop at the resistor 304A, so that the collector current Icc of the power transistor 101A is reduced.

また、温度変動時において、エミッタ接地トランジスタ１０３Ａのコレクタ電流が増減することで抵抗器３０４Ａによる電圧降下が変化し、出力電圧Ｖ１は上昇、降下するため、パワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃは安定化される。仮に、高温時のエミッタ接地トランジスタ１０３Ａのコレクタ電流が増加しても、抵抗器３０４Ａでの電圧降下により出力電圧Ｖ１は降下するため、パワートランジスタ１０１Ａのコレクタ電流Ｉｃｃは減少し、図４に示された回路と異なり高温時に単調増加することはない。 Further, when the temperature changes, the collector current of the grounded-emitter transistor 103A increases or decreases to change the voltage drop due to the resistor 304A, and the output voltage V1 rises and falls, so the collector current Icc of the power transistor 101A is stabilized. The Even if the collector current of the grounded-emitter transistor 103A at high temperature increases, the output voltage V1 drops due to the voltage drop at the resistor 304A, so the collector current Icc of the power transistor 101A decreases, as shown in FIG. Unlike conventional circuits, it does not increase monotonously at high temperatures.

図７には、図５に示された回路例における参照電圧変動、温度変動に対するコレクタ電流Ｉｃｃ特性等のシミュレーション結果が示されており、以下、同図について説明する。
シミュレーションの前提条件は、先の図６に示されたシミュレーションと同一である。なお、ここでは、コレクタ電流の温度変動を最小とするよう回路定数を最適化した。
図７（Ｂ）において、実線の特性線は、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対する温度補償回路７Ｂの出力電圧Ｖ１の変化を表したもので、温度−３０℃、＋２５℃、＋８０℃の３つの温度における特性線が、それぞれ示されている。 FIG. 7 shows simulation results such as a collector current Icc characteristic with respect to a reference voltage fluctuation and a temperature fluctuation in the circuit example shown in FIG. 5, and this figure will be described below.
The prerequisites for the simulation are the same as the simulation shown in FIG. Here, the circuit constants are optimized so as to minimize the temperature fluctuation of the collector current.
In FIG. 7B, a solid characteristic line represents a change in the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7B with respect to a change in the reference voltage Vref. At three temperatures of −30 ° C., + 25 ° C., and + 80 ° C. Each characteristic line is shown.

また、図７（Ｂ）において、点線の特性線は、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対するパワートランジスタ１０１Ａのベース電圧Ｖ２の変化を表したもので、温度−３０℃、＋２５℃、＋８０℃の３つの温度における特性線が、それぞれ示されている。
先の図４に示された回路例においては、参照電圧の増加に対して出力電圧Ｖ１は、単調増加であったが（図６（Ｂ）参照）、図５に示された回路例では、参照電圧の増加に対して出力電圧Ｖ１は、上に凸の曲線を描き、コレクタ電流も同様の特性となる（図７（Ｂ）、図７（Ａ）参照）。 In FIG. 7B, the dotted characteristic line represents the change in the base voltage V2 of the power transistor 101A with respect to the change in the reference voltage Vref. Three temperatures of −30 ° C., + 25 ° C., and + 80 ° C. Characteristic lines at are shown respectively.
In the circuit example shown in FIG. 4, the output voltage V1 is monotonously increased with respect to the increase in the reference voltage (see FIG. 6B), but in the circuit example shown in FIG. As the reference voltage increases, the output voltage V1 has a convex curve upward, and the collector current has the same characteristics (see FIGS. 7B and 7A).

図７（Ｃ）は、参照電圧を２．８５Ｖに固定した状態における温度に対するコレクタ電流特性を表したものである。
温度変動に対しても、上述の参照電圧の変動の場合同様に、コレクタ電流は上に凸の曲線を描き、コレクタ電流が安定な温度範囲は、−３５℃〜＋１１０℃と、図４に示された回路例の場合に比して、格段に拡大されたものとなっている。 FIG. 7C shows collector current characteristics with respect to temperature in a state where the reference voltage is fixed to 2.85V.
Similarly to the case of the reference voltage fluctuation described above, the collector current draws a convex curve upward, and the temperature range in which the collector current is stable is −35 ° C. to + 110 ° C. as shown in FIG. Compared to the case of the circuit example described above, the circuit example is greatly expanded.

特許第４２８７１９０号公報（第３−６頁、図１−図３）Japanese Patent No. 4287190 (page 3-6, FIGS. 1 to 3) 特開２００６−３０４１７８号公報（第５−１０頁、図１−図８）JP 2006-304178 A (page 5-10, FIGS. 1 to 8) 特許第４０７４２６０号公報（第４−６頁、図１−図２）Japanese Patent No. 4074260 (page 4-6, FIGS. 1-2)

しかしながら、図５に示された温度補償回路は、高温時にパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃが単調増加しない利点はあるものの、直列２段ダイオードのレベルシフト電圧が本質的に参照電圧変動に対して定電圧を保持できないことは図４に示された回路例から明らかである。
また、直列２段ダイオードのレベルシフト電圧が定電圧を保持できなければ、温度補償回路７Ｂの出力電圧Ｖ１も定電圧を保持できず、コレクタ静止電流Ｉｃｑは安定化されないという問題がある。 However, although the temperature compensation circuit shown in FIG. 5 has an advantage that the collector current Icc of the power transistor does not increase monotonously at high temperatures, the level shift voltage of the series two-stage diode is essentially a constant voltage with respect to the reference voltage fluctuation. It is clear from the circuit example shown in FIG.
In addition, if the level shift voltage of the series two-stage diode cannot hold a constant voltage, the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7B cannot hold the constant voltage, and the collector quiescent current Icq is not stabilized.

本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、温度補償回路に印加される参照電圧の変動や温度変動に対して、従来回路に比して、コレクタ静止電流のさらなる安定化を図ることのできる電力増幅器を提供するものである。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and can further stabilize the collector quiescent current as compared to the conventional circuit with respect to variations in the reference voltage and temperature variations applied to the temperature compensation circuit. The present invention provides a power amplifier that can be used.

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る電力増幅器は、
エミッタ接地されたパワートランジスタのベースに、エミッタフォロワ動作する第１のトランジスタのエミッタ出力電圧を印加することで、前記パワートランジスタのコレクタ静止電流を制御可能に構成されてなる電力増幅器であって、
コレクタに第１の抵抗器が、エミッタに第２の抵抗器が、それぞれ直列接続される一方、ベースに第３の抵抗器がシャント接続されると共に、第１のダイオードのカソードが接続された第２のトランジスタが設けられ、前記第１のダイオードのアノードと前記第１の抵抗器の他端は相互に接続されて参照電圧が印加可能とされ、
前記第２のトランジスタのコレクタの出力電圧が前記第１のトランジスタのベースに印加され、
前記第２の抵抗器により前記第２のトランジスタのコレクタ電流を一定に保持可能とする電流帰還が形成されてなるものである。 In order to achieve the above object of the present invention, a power amplifier according to the present invention comprises:
A power amplifier configured to be able to control a collector quiescent current of the power transistor by applying an emitter output voltage of a first transistor that operates as an emitter follower to a base of a power transistor grounded on an emitter,
A first resistor is connected to the collector and a second resistor is connected to the emitter in series, while a third resistor is shunt connected to the base and a cathode of the first diode is connected to the first resistor. 2 transistors are provided, the anode of the first diode and the other end of the first resistor are connected to each other so that a reference voltage can be applied,
The output voltage of the collector of the second transistor is applied to the base of the first transistor ;
The second resistor forms a current feedback that makes it possible to keep the collector current of the second transistor constant .

本発明によれば、温度補償回路を構成した電流帰還バイアス回路を用いたエミッタ接地トランジスタを、エミッタフォロワ動作でエミッタ出力電圧をパワートランジスタのベースに印加するよう設けられたトランジスタのベースバイアスに用いるよう構成したので、参照電圧変動、温度変動に対してパワートランジスタのコレクタ静止電流が従来に比して確実に安定化でき、より信頼性、安定性の高い電力増幅器を提供することができるという効果を奏するものである。 According to the present invention, a grounded-emitter transistor using a current feedback bias circuit constituting a temperature compensation circuit is used as a base bias of a transistor provided to apply an emitter output voltage to the base of a power transistor in an emitter follower operation. Since it is configured, the collector quiescent current of the power transistor can be reliably stabilized against reference voltage fluctuations and temperature fluctuations compared to conventional ones, and an effect that a more reliable and stable power amplifier can be provided. It is what you play.

本発明の実施の形態における電力増幅器の第１の構成例を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first configuration example of a power amplifier according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態における電力増幅器の第２の構成例を示す図である。It is a figure which shows the 2nd structural example of the power amplifier in embodiment of this invention. 図２に示された第２の構成例の電力増幅器における参照電圧変動、温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃ及びベース電圧Ｖ２、並びに、温度補償回路の出力電圧Ｖ１の特性に関するシミュレーション結果を示す特性線図であり、図３（Ａ）は参照電圧変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃの変化を示す特性線図、図３（Ｂ）は参照電圧変動に対するパワートランジスタのベース電圧Ｖ２及び温度補償回路の出力電圧Ｖ１の変化を示す特性線図、図３（Ｃ）は温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃの変化を示す特性線図である。The characteristic which shows the simulation result regarding the characteristic of the reference voltage fluctuation | variation in the power amplifier of the 2nd structural example shown by FIG. 2, the collector current Icc and base voltage V2 of the power transistor with respect to temperature fluctuation | variation, and the output voltage V1 of a temperature compensation circuit FIG. 3A is a characteristic diagram showing a change in the collector current Icc of the power transistor with respect to the reference voltage variation, and FIG. 3B is a diagram of the base voltage V2 of the power transistor and the temperature compensation circuit with respect to the reference voltage variation. FIG. 3C is a characteristic diagram showing a change in the collector current Icc of the power transistor with respect to a temperature change. 従来の電力増幅器の第１の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 1st structural example of the conventional power amplifier. 従来の電力増幅器の第２の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd structural example of the conventional power amplifier. 図４に示された電力増幅器における参照電圧変動、温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃ及びベース電圧Ｖ２、並びに、温度補償回路の出力電圧Ｖ１の特性に関するシミュレーション結果を示す特性線図であり、図６（Ａ）は参照電圧変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃの変化を示す特性線図、図６（Ｂ）は参照電圧変動に対するパワートランジスタのベース電圧Ｖ２及び温度補償回路の出力電圧Ｖ１の変化を示す特性線図、図６（Ｃ）は温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃの変化を示す特性線図である。FIG. 5 is a characteristic diagram showing simulation results regarding characteristics of the reference voltage fluctuation, the power transistor collector current Icc and the base voltage V2 and the temperature compensation circuit output voltage V1 in the power amplifier shown in FIG. 6A is a characteristic diagram showing a change in the collector current Icc of the power transistor with respect to the reference voltage fluctuation, and FIG. 6B shows a change in the base voltage V2 of the power transistor and the output voltage V1 of the temperature compensation circuit with respect to the reference voltage fluctuation. FIG. 6C is a characteristic diagram showing a change in the collector current Icc of the power transistor with respect to a temperature change. 図５に示された電力増幅器における参照電圧変動、温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃ及びベース電圧Ｖ２、並びに、温度補償回路の出力電圧Ｖ１の特性に関するシミュレーション結果を示す特性線図であり、図７（Ａ）は参照電圧変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃの変化を示す特性線図、図７（Ｂ）は参照電圧変動に対するパワートランジスタのベース電圧Ｖ２及び温度補償回路の出力電圧Ｖ１の変化を示す特性線図、図７（Ｃ）は温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃの変化を示す特性線図である。FIG. 6 is a characteristic line diagram showing simulation results regarding characteristics of the reference voltage fluctuation in the power amplifier shown in FIG. 5, the collector current Icc and base voltage V2 of the power transistor with respect to temperature fluctuation, and the output voltage V1 of the temperature compensation circuit; 7A is a characteristic diagram showing a change in the collector current Icc of the power transistor with respect to the reference voltage fluctuation, and FIG. 7B shows a change in the base voltage V2 of the power transistor and the output voltage V1 of the temperature compensation circuit with respect to the reference voltage fluctuation. FIG. 7C is a characteristic diagram showing a change in the collector current Icc of the power transistor with respect to a temperature change.

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図３を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態の電力増幅器の第１の構成例について、図１を参照しつつ説明する。
この電力増幅器は、パワートランジスタ１０１と、ベースバイアス回路として機能するエミッタフォロワトランジスタ（第１のトランジスタ）１０２と、温度補償回路７とに大別されて構成されたものとなっている。なお、本発明の実施の形態におけるトランジスタは、全てｎｐｎ型バイポーラトランジスタが用いられたものとなっている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3.
The members and arrangements described below do not limit the present invention and can be variously modified within the scope of the gist of the present invention.
First, a first configuration example of the power amplifier according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This power amplifier is roughly divided into a power transistor 101, an emitter follower transistor (first transistor) 102 that functions as a base bias circuit, and a temperature compensation circuit 7. Note that all transistors in the embodiment of the present invention use npn-type bipolar transistors.

高周波入力信号の電力増幅を行うパワートランジスタ１０１のベースには、外部から高周波入力信号が印加される高周波入力端子１が接続される一方、エミッタはグランドに接続されたものとなっている。また、パワートランジスタ１０１のコレクタには、高周波出力端子２及びコレクタ電源端子３が接続されており、コレクタ電源端子３には、外部からコレクタ電圧が印加され、高周波出力端子３には増幅出力が得られるようになっている。 The base of the power transistor 101 that amplifies the power of the high frequency input signal is connected to the high frequency input terminal 1 to which a high frequency input signal is applied from the outside, and the emitter is connected to the ground. The collector of the power transistor 101 is connected to a high frequency output terminal 2 and a collector power supply terminal 3. A collector voltage is applied to the collector power supply terminal 3 from the outside, and an amplified output is obtained at the high frequency output terminal 3. It is supposed to be.

エミッタフォロワトランジスタ１０２は、コレクタにバイアス電源端子４が接続されて、外部からバイアス電圧が印加されるようになっている一方、エミッタは、エミッタ抵抗器３０１を介してパワートランジスタ１０１のベースに接続されたものとなっている。
また、エミッタフォロワトランジスタ１０２のベースは、温度補償回路７の定電圧出力端子６に接続されて出力電圧Ｖ１が印加されるようになっている。 The emitter follower transistor 102 has a collector connected to the bias power supply terminal 4 so that a bias voltage is applied from the outside, while the emitter is connected to the base of the power transistor 101 via the emitter resistor 301. It has become.
The base of the emitter follower transistor 102 is connected to the constant voltage output terminal 6 of the temperature compensation circuit 7 so that the output voltage V1 is applied.

温度補償回路７は、エミッタ接地トランジスタ（第２のトランジスタ）１０３と、ダイオード２０３と、温度補償回路用第１乃至第３の抵抗器３０４〜３０６を用いて構成されたものとなっている。
かかる温度補償回路７は、電流帰還バイアス回路を用いたエミッタ接地トランジスタ１０３のベース側にレベルシフトのためのダイオード２０３が設けられた構成となっているものである。 The temperature compensation circuit 7 is configured using a grounded-emitter transistor (second transistor) 103, a diode 203, and first to third resistors 304 to 306 for temperature compensation circuit.
The temperature compensation circuit 7 has a configuration in which a diode 203 for level shift is provided on the base side of a grounded-emitter transistor 103 using a current feedback bias circuit.

エミッタ接地トランジスタ１０３は、そのコレクタが温度補償回路用第１の抵抗器３０４を介して参照電圧端子５に接続されると共に、定電圧出力端子６に接続される一方、エミッタは温度補償回路用第１の抵抗器３０５を介してグランドに接続されたものとなっている。
また、エミッタ接地トランジスタ１０３のベースは、温度補償回路用第３の抵抗器３０６を介してグランドに接続、すなわち、シャント接続されると共に、ダイオード２０３のカソードが接続されている。そして、ダイオード２０３のアノードは、参照電圧端子５に接続されている。 The collector of the grounded-emitter transistor 103 is connected to the reference voltage terminal 5 and the constant voltage output terminal 6 through the first resistor 304 for temperature compensation circuit, while the emitter is connected to the constant voltage output terminal 6. 1 is connected to the ground via a resistor 305.
The base of the common emitter transistor 103 is connected to the ground via the temperature compensation circuit third resistor 306, that is, is connected to the shunt, and the cathode of the diode 203 is connected. The anode of the diode 203 is connected to the reference voltage terminal 5.

本発明の実施の形態において、ダイオード２０３は、コレクタとベースが相互に接続され、いわゆるダイオード接続状態とされたｎｐｎ型バイポーラトランジスタを用いたものとなっている。すなわち、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタのコレクタとベースは、参照電圧端子５に接続される一方、エミッタは、エミッタ接地トランジスタ１０３のベースに接続されたものとなっている。 In the embodiment of the present invention, the diode 203 uses an npn bipolar transistor in which a collector and a base are connected to each other and are in a so-called diode connection state. That is, the collector and base of the npn-type bipolar transistor are connected to the reference voltage terminal 5, while the emitter is connected to the base of the grounded-emitter transistor 103.

次に、かかる構成における動作について説明する。
まず、参照電圧端子５に印加された参照電圧Ｖｒｅｆは、ダイオード２０３でレベルシフトされ、かつ、温度補償回路用第３の抵抗器３０６による分圧により得られた電圧が、エミッタ接地トランジスタ１０３のベースに入力される。
一方、ダイオード２０３、及び、エミッタ接地トランジスタ１０３のベース・エミッタ間ダイオードは、温度補償効果を得るため、パワートランジスタ１０１、及び、エミッタフォロワトランジスタ１０２のベース・エミッタ間ダイオードと対をなすものとなっている。 Next, the operation in this configuration will be described.
First, the reference voltage Vref applied to the reference voltage terminal 5 is level-shifted by the diode 203, and the voltage obtained by voltage division by the third resistor 306 for the temperature compensation circuit is the base voltage of the grounded emitter transistor 103. Is input.
On the other hand, the diode 203 and the base-emitter diode of the grounded-emitter transistor 103 are paired with the base-emitter diode of the power transistor 101 and the emitter-follower transistor 102 in order to obtain a temperature compensation effect. Yes.

参照電圧が変動した場合、エミッタ接地トランジスタ１０３がオフ状態である参照電圧範囲においては、温度補償回路用第１の抵抗器３０４を介して参照電圧が出力電圧Ｖ１として直接出力されることとなる。
これに対して、参照電圧が上昇してエミッタ接地トランジスタ１０３がオン状態となると、温度補償回路用第２の抵抗器３０５の電流帰還効果によりエミッタ接地トランジスタ１０３のコレクタ電流は、一定を保持しようとするため、温度補償回路用第１の抵抗器３０４による電圧降下の変化が抑制され、出力電圧Ｖ１は定電圧に近づくこととなる。この際、エミッタ接地トランジスタ１０３のベース・エミッタ間電圧も定電圧が保持されている。
その結果、パワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃは安定化されることとなる。 When the reference voltage fluctuates, the reference voltage is directly output as the output voltage V1 via the temperature compensation circuit first resistor 304 in the reference voltage range in which the grounded-emitter transistor 103 is off.
On the other hand, when the reference voltage rises and the grounded emitter transistor 103 is turned on, the collector current of the grounded emitter transistor 103 tries to keep constant due to the current feedback effect of the second resistor 305 for the temperature compensation circuit. Therefore, the change in voltage drop by the first resistor 304 for the temperature compensation circuit is suppressed, and the output voltage V1 approaches a constant voltage. At this time, the base-emitter voltage of the common-emitter transistor 103 is also kept constant.
As a result, the collector current Icc of the power transistor 101 is stabilized.

一方、温度変動時は、エミッタ接地トランジスタ１０３のコレクタ電流が増減することで、温度補償回路用第１の抵抗器３０４による電圧降下が変化し、出力電圧Ｖ１は上昇、降下するため、パワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃは安定化される。
仮に、高温時のエミッタ接地トランジスタ１０３のコレクタ電流が増加しても、温度補償回路用第１の抵抗器３０４での電圧降下により出力電圧Ｖ１は降下するため、パワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃは減少し、従来と異なり、高温時に単調増加することはない。 On the other hand, when the temperature fluctuates, the collector current of the grounded-emitter transistor 103 increases or decreases, so that the voltage drop due to the first resistor 304 for the temperature compensation circuit changes and the output voltage V1 rises and falls. The collector current Icc is stabilized.
Even if the collector current of the grounded-emitter transistor 103 at high temperature increases, the output voltage V1 drops due to the voltage drop in the first resistor 304 for the temperature compensation circuit, so the collector current Icc of the power transistor 101 decreases. However, unlike the conventional case, it does not increase monotonously at high temperatures.

さらに、パワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃが増加する際、エミッタフォロワトランジスタ１０２のベース電流、及び、エミッタ接地トランジスタ１０３のコレクタ電流も同時に増加することから、温度補償回路用第１の抵抗器３０５の電流帰還効果をパワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃに対して間接的に作用させることができるものとなっており、そのため、パワートランジスタ１０１の自己発熱によりパワートランジスタ１０１とベースバイアス回路とで温度差が生じる場合においても、コレクタ電流は安定化される。 Further, when the collector current Icc of the power transistor 101 increases, the base current of the emitter follower transistor 102 and the collector current of the grounded emitter transistor 103 also increase at the same time, so that the current of the first resistor 305 for the temperature compensation circuit The feedback effect can be indirectly applied to the collector current Icc of the power transistor 101. Therefore, a temperature difference occurs between the power transistor 101 and the base bias circuit due to self-heating of the power transistor 101. In this case, the collector current is stabilized.

次に、本発明の実施の形態の電力増幅器の第２の構成例について、図２を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成例と同一の構成例については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第２の構成例は、エミッタフォロワトランジスタ１０２のエミッタとグランドとの間に、いわゆるダイオード接続されたｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いたエミッタフォロワ負荷ダイオード２０４が接続された点を除けば、他の構成部分は図１に示された構成例と同一である。 Next, a second configuration example of the power amplifier according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
Note that the same configuration example as the configuration example shown in FIG. 1 is denoted by the same reference numeral, detailed description thereof is omitted, and different points will be mainly described below.
In the second configuration example, except that the emitter follower load diode 204 using a so-called diode-connected npn type bipolar transistor is connected between the emitter of the emitter follower transistor 102 and the ground, The components are the same as those in the configuration example shown in FIG.

かかる構成において、エミッタフォロワ負荷ダイオード２０４は、エミッタフォロワトランジスタ１０２の出力インピーダンスをより低下せしめる作用をなすものである。
パワートランジスタ１０１のベース電圧Ｖ２は、ベースバイアス回路の温度補償機能により、温度変動に応じて上昇、降下する。したがって、エミッタフォロワ負荷として抵抗器を用いる場合、温度変動時にエミッタフォロワ負荷を流れる電流が変化する。 In such a configuration, the emitter follower load diode 204 functions to further lower the output impedance of the emitter follower transistor 102.
The base voltage V2 of the power transistor 101 rises and falls according to temperature fluctuations by the temperature compensation function of the base bias circuit. Therefore, when a resistor is used as the emitter follower load, the current flowing through the emitter follower load changes when the temperature changes.

一方、エミッタフォロワ負荷として、ベース・エミッタ間ダイオードを用いれば、ダイオードの立ち上がり電圧Ｖｆの温度係数がパワートランジスタ１０１のそれと一致するため、温度変動時にエミッタフォロワ負荷を流れる電流は一定となる。
先に図１に示された構成例において述べたように、温度補償回路用第１の抵抗器３０５の電流帰還効果が、エミッタフォロワトランジスタ１０２の動作電流に作用するため、温度変動時にエミッタフォロワ負荷に流れる電流が変化すると、パワートランジスタ１０１のベース電流が増減し、コレクタ電流Ｉｃｃも増減することになる。この現象は、特に、図１に示された本発明の実施の形態における電力増幅器において、より顕著に現れるため、エミッタフォロワトランジスタ１０２の出力インピーダンスを、より低下せしめるエミッタフォロワ負荷として、エミッタフォロワ負荷ダイオード２０４を用いる意義は大きい。 On the other hand, if a base-emitter diode is used as the emitter follower load, the temperature coefficient of the rising voltage Vf of the diode matches that of the power transistor 101, so that the current flowing through the emitter follower load becomes constant when the temperature varies.
As described above in the configuration example shown in FIG. 1, the current feedback effect of the first resistor 305 for the temperature compensation circuit acts on the operating current of the emitter follower transistor 102. When the current flowing through the transistor changes, the base current of the power transistor 101 increases and decreases, and the collector current Icc also increases and decreases. Since this phenomenon appears more prominently in the power amplifier in the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, an emitter follower load diode is used as an emitter follower load that further lowers the output impedance of the emitter follower transistor 102. The significance of using 204 is great.

図３には、図２に示された本発明の実施の形態の電力増幅器の第２の構成例について、参照電圧変動、温度変動に対するパワートランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃ及びベース電圧Ｖ２、並びに、温度補償回路７の出力電圧Ｖ１の特性に関するシミュレーション結果が示されており、以下、同図について説明する。
まず、図３（Ａ）において、横軸は参照電圧Ｖｒｅｆを、縦軸はパワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃを、それぞれ示しており、図３（Ｂ）において、横軸は参照電圧Ｖｒｅｆを、縦軸はパワートランジスタ１０１のベース電圧Ｖ２及び温度補償回路７の出力電圧Ｖ１を、それぞれ示しており、図３（Ｃ）において、横軸は温度を、縦軸はパワートランジスタ１０１のコレクタ電流Ｉｃｃを、それぞれ示している。 FIG. 3 shows a reference voltage variation, a collector current Icc and a base voltage V2 of the power transistor with respect to temperature variation, and temperature compensation for the second configuration example of the power amplifier according to the embodiment of the present invention shown in FIG. A simulation result relating to the characteristics of the output voltage V1 of the circuit 7 is shown, and this figure will be described below.
First, in FIG. 3A, the horizontal axis indicates the reference voltage Vref, the vertical axis indicates the collector current Icc of the power transistor 101, and in FIG. 3B, the horizontal axis indicates the reference voltage Vref. The axis indicates the base voltage V2 of the power transistor 101 and the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7, respectively. In FIG. 3C, the horizontal axis indicates the temperature, the vertical axis indicates the collector current Icc of the power transistor 101, Each is shown.

シミュレーションの前提条件は、図６に示された従来回路のシミュレーション条件と基本的に同一であり、具体的には、パワートランジスタ１０１のエミッタ面積を約７５００μｍ^２とし、コレクタ静止電流Ｉｃｑは、１４５ｍＡ±１０ｍＡを許容範囲とした。また、パワートランジスタ１０１のコレクタに印加される電圧を３．３Ｖ、エミッタフォロワトランジスタ１０２のコレクタに印加されるバイアス電圧を３．３Ｖ、参照電圧端子５に印加される参照電圧Ｖｒｅｆを２．８５Ｖとした。なお、ここで、コレクタ電流の参照電圧変動、及び、温度変動が共に良好となるように回路定数の最適化を行った。 The simulation precondition is basically the same as the simulation condition of the conventional circuit shown in FIG. 6. Specifically, the emitter area of the power transistor 101 is about 7500 μm ² and the collector static current Icq is 145 mA ± 10 mA was set as an allowable range. The voltage applied to the collector of the power transistor 101 is 3.3 V, the bias voltage applied to the collector of the emitter follower transistor 102 is 3.3 V, and the reference voltage Vref applied to the reference voltage terminal 5 is 2.85 V. did. Here, the circuit constants were optimized so that both the reference voltage fluctuation of the collector current and the temperature fluctuation were good.

かかる前提の下、最初に、図３（Ｂ）において、実線の特性線は、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対する温度補償回路７Ａの出力電圧Ｖ１の変化を表したもので、温度−３０℃、＋２５℃、＋８０℃の３つの温度における特性線が、それぞれ示されている。また、図３（Ｂ）において、点線の特性線は、参照電圧Ｖｒｅｆの変化に対するパワートランジスタ１０１のベース電圧Ｖ２の変化を表したもので、温度−３０℃、＋２５℃、＋８０℃の３つの温度における特性線が、それぞれ示されている。
従来回路、例えば、図５に示されたような回路においては、参照電圧増加に対して出力電圧Ｖ１は上に凸の曲線を描くのに対して（図７参照）、本発明の実施の形態における電力増幅器の第２の構成例では、参照電圧増加に対して出力電圧Ｖ１は、途中まで増加しつつも、最終的には一定値に近づき、コレクタ電流も同様となっている。 Under this assumption, first, in FIG. 3B, the solid characteristic line represents the change in the output voltage V1 of the temperature compensation circuit 7A with respect to the change in the reference voltage Vref. , Characteristic lines at three temperatures of + 80 ° C. are shown respectively. In FIG. 3B, the dotted characteristic line represents the change of the base voltage V2 of the power transistor 101 with respect to the change of the reference voltage Vref. Three temperatures of −30 ° C., + 25 ° C., and + 80 ° C. Characteristic lines at are shown respectively.
In the conventional circuit, for example, the circuit as shown in FIG. 5, the output voltage V1 draws a convex curve upward as the reference voltage increases (see FIG. 7). In the second configuration example of the power amplifier in FIG. 3, the output voltage V1 increases to the middle with respect to the increase in the reference voltage, but finally approaches a constant value, and the collector current is also the same.

図３（Ｃ）は、参照電圧を２．８５Ｖに固定した状態における温度に対するコレクタ電流特性を表したものである。
温度変動に対してコレクタ電流は、上に凸の曲線を描き、コレクタ電流が安定な温度範囲は、−３０℃〜＋１５０℃と、従来回路（図５参照）に比して拡大されたものとなっている。
なお、図１に示された回路においても、エミッタフォロワトランジスタ１０２の動作電流を変更するために、温度補償回路用第３の抵抗器３０６を調整することで、図２に示された第２の構成例と同等の特性を得ることができる。 FIG. 3C shows collector current characteristics with respect to temperature in a state where the reference voltage is fixed to 2.85V.
The collector current draws an upwardly convex curve with respect to the temperature fluctuation, and the temperature range in which the collector current is stable is −30 ° C. to + 150 ° C., which is expanded compared to the conventional circuit (see FIG. 5). It has become.
In the circuit shown in FIG. 1 as well, the second resistor 306 shown in FIG. 2 is adjusted by adjusting the third resistor 306 for the temperature compensation circuit in order to change the operating current of the emitter follower transistor 102. Characteristics equivalent to those of the configuration example can be obtained.

コレクタ静止電流の確実な安定化が可能に構成されており、参照電圧や温度変動の過酷な条件下で使用される無線通信端末の電力増幅器に適用できる。 The collector quiescent current can be reliably stabilized, and can be applied to a power amplifier of a wireless communication terminal used under severe conditions of reference voltage and temperature fluctuation.

１０１…パワートランジスタ
１０２…エミッタフォロワトランジスタ
１０３…エミッタ接地トランジスタ
２０３…ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 ... Power transistor 102 ... Emitter-follower transistor 103 ... Common emitter transistor 203 ... Diode

Claims

A power amplifier configured to be able to control a collector quiescent current of the power transistor by applying an emitter output voltage of a first transistor that operates as an emitter follower to a base of a power transistor grounded on an emitter,
A first resistor is connected to the collector and a second resistor is connected to the emitter in series, while a third resistor is shunt connected to the base and a cathode of the first diode is connected to the first resistor. 2 transistors are provided, the anode of the first diode and the other end of the first resistor are connected to each other so that a reference voltage can be applied,
The output voltage of the collector of the second transistor is applied to the base of the first transistor ;
A power amplifier , wherein a current feedback is formed by which the collector current of the second transistor can be kept constant by the second resistor .

2. The power amplifier according to claim 1, wherein the second diode is shunt-connected to the emitter of the first transistor so that the ground side is a cathode.