JP5626509B2 - Power supply device and method for protecting reverse conversion portion thereof - Google Patents
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Description
本発明は、電力供給装置及びその逆変換部の保護方法に関する。さらに詳しくは、本発明は、互いに異なる２つの周波数からなる電力を時分割で切り替えて誘導加熱コイル等の負荷に供給する電力供給装置及び電力供給装置に用いる逆変換部がノイズの発生により生じる誤動作を防止するための逆変換部の保護方法に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus and a method for protecting an inverse conversion unit thereof. More specifically, the present invention relates to a power supply device that switches power having two different frequencies in a time-sharing manner and supplies the load to a load such as an induction heating coil, and a malfunction caused by noise generated in an inverse conversion unit used in the power supply device. The present invention relates to a method for protecting an inverse conversion unit for preventing the above-described problem.
高周波加熱による金属の焼入れにおいて、互いに異なる２つの周波数をもつ交流電力を誘導加熱コイルなどの誘導負荷に供給し、この誘導加熱コイルで歯車や螺子等の被加熱物を均一に加熱する技術が知られている。この場合、高い周波数の交流電力は透過深度が浅いので、被加熱物の表面近傍は高い周波数の交流電力で加熱される。一方、低い周波数の交流電力は透過深度が深いので、被加熱物の内部は低い周波数の交流電力で加熱される。従って、被加熱物を互いに異なる２つの周波数で誘導加熱することによって、被加熱物の表面から低い周波数の透過深度の深さ程度までの領域を同時加熱することができる。互いに異なる２つの周波数としては、例えば高い周波数が１００ｋＨｚ〜４００ｋＨｚ程度であり、低い周波数が１ｋＨｚ〜５０ｋＨｚ程度である。 In metal quenching by high-frequency heating, a technology is known in which AC power having two different frequencies is supplied to an induction load such as an induction heating coil, and the object to be heated such as gears and screws is uniformly heated by this induction heating coil. It has been. In this case, since the permeation depth of the high frequency AC power is shallow, the vicinity of the surface of the object to be heated is heated by the high frequency AC power. On the other hand, since the low frequency AC power has a deep penetration depth, the inside of the object to be heated is heated by the low frequency AC power. Therefore, by induction heating the object to be heated at two different frequencies, it is possible to simultaneously heat the region from the surface of the object to be heated to the depth of the penetration depth of the low frequency. As two different frequencies, for example, a high frequency is about 100 kHz to 400 kHz, and a low frequency is about 1 kHz to 50 kHz.
このような２周波加熱を実施するための技術として、二つの方式の電力供給装置が知られている。即ち、二つの周波数の駆動信号を重畳させる所謂、重畳方式と、二つの周波数の駆動信号を時分割して切り替える所謂、時分割方式である。 As a technique for carrying out such two-frequency heating, two types of power supply apparatuses are known. That is, there are a so-called superposition method in which drive signals of two frequencies are superposed and a so-called time division method of switching the drive signals of two frequencies in a time division manner.
図４は、従来の重畳方式の電力供給装置５０を示すブロック図である。この図に示すように、重畳方式の電力供給装置５０は、各周波数即ち高周波及び低周波に対してそれぞれ順変換部５１ａ、５１ｂと逆変換部５２ａ，５２ｂと、電源制御回路５３ａ，５３ｂと、整合部５４ａ，５４ｂと、を備えており、誘導加熱コイル５５を駆動するように構成されている。
FIG. 4 is a block diagram showing a conventional superposition
順変換部５１ａ，５１ｂは、商用電源５６ａ，５６ｂ等の交流電力を直流電力に変換し、逆変換部５２ａ、５２ｂに給電する。
The
逆変換部５２ａ、５２ｂは、インバータとも呼ばれそれぞれ公知の構成である。逆変換部５２ａは、順変換部５１ａから給電される直流電力が電源制御回路５３ａにより制御され高周波電力を生成する。逆変換部５２ｂは、順変換部５１ｂから給電される直流電力が電源制御回路５３ｂにより制御され低周波電力を生成する。
なお、電源制御回路５３ａ，５３ｂは、それぞれ電源側や焼入機側シーケンサ５７からの制御信号により制御される。
The
The
各整合部５４ａ，５４ｂは、それぞれ例えば図示しない整合コンデンサ及び電流変成器から構成されている。
Each of the
従来の重畳方式の電力供給装置５０によれば、順変換部５１ａ，５１ｂから直流電力がそれぞれ給電されることで、逆変換部５２ａ，５２ｂが動作して、それぞれ電源制御回路５３ａ，５３ｂにより制御されて高周波及び低周波の電力が出力され、各整合部５４ａ，５４ｂを介して誘導加熱コイル５５が駆動される。
According to the conventional superimposing
図５は、重畳方式で誘導加熱コイル５５に印加される波形を示す図である。この図に示すように、誘導加熱コイル５５には高周波電力Ｓ１１と低周波電力Ｓ１２が重畳された電力Ｓ１が印加され、誘導加熱コイル５５内に配置された被加熱物５８が加熱される。
FIG. 5 is a diagram showing a waveform applied to the
図６は、従来の時分割方式の電力供給装置６０を示すブロック図である。
図６において、時分割方式の電力供給装置６０は、順変換部６１と、逆変換部６２と、電源制御部６３と、高周波用の整合部６４ａ及び低周波用の整合部６４ｂと、誘導加熱コイル６５と、から構成されている。電源制御部６３は、順変換制御回路６３ａと、周波数切り替え制御回路６３ｂと、電源操作回路６３ｃと、電源側シーケンサ６３ｄと、焼入機側シーケンサ６３ｅとから構成されている。
FIG. 6 is a block diagram showing a conventional time-division
In FIG. 6, a time-sharing
順変換部６１は、商用電源６６等の交流電力を直流電力に変換し、逆変換部６２に給電する。具体的には、順変換部６１は、電源制御部６３の順変換制御回路６３ａで制御されることによって商用電源６６を直流に変換して逆変換部６２へ直流電流Ｉｄｃを供給する。
The forward conversion unit 61 converts AC power from the commercial power source 66 or the like into DC power and supplies power to the
逆変換部６２は、周波数切り替え制御回路６３ｂにより制御されることで、順変換部６１から供給される直流電流電力から時分割された２つの周波数の電力、即ち時分割された高周波電力又は低周波電力を生成する。
なお、電源制御部６３の順変換制御回路６３ａ及び周波数切り替え制御回路６３ｂは、それぞれ電源側のシーケンサ６３ｄからの制御信号により制御される。
The
The forward
従来の時分割方式の電力供給装置６０によれば、順変換部６１から給電されることにより、逆変換部６２が動作して、周波数切り替え制御回路６３ｂにより制御されて、時分割で高周波電力又は低周波電力を出力し、整合部６４ａ，６４ｂを介して誘導加熱コイル６５を駆動する。
According to the conventional time-division-type
図７は、時分割方式で誘導加熱コイル６５に印加される波形を示す図である。
図７に示すように、誘導加熱コイル６５には、高周波電力Ｓ２１と低周波電力Ｓ２２とからなる電力Ｓ２が時分割で交互に印加され、誘導加熱コイル６５内に配置された被加熱物６７が加熱される。時分割方式の加熱方法によれば、例えば１００ｋＨｚ程度の高い周波数で、被加熱物６７の表面から浅い領域が加熱されると共に、例えば１０ｋＨｚ程度の低い周波数で、被加熱物６７の表面から深い領域が加熱される。その際、２つの周波数のデューティ比を変更することにより、被加熱物６７の最適な焼入れを行うことが可能である。
FIG. 7 is a diagram showing a waveform applied to the
As shown in FIG. 7, to the
ところで、重畳方式の電力供給装置５０においては、二つの順変換部５１ａ，５１ｂ及び逆変換部５２ａ，５２ｂが必要である。
By the way, in the superposition type
これに対して、時分割方式の電力供給装置６０を重畳方式の電力供給装置５０と比較すると、時分割方式の電力供給装置６０では順変換部６１及び逆変換部６２が各一つでよいことから、設置スペースが少なくて済み、設備コストも低く抑えることができる。
On the other hand, when the time division type
ところで、このような時分割方式を採用した電力供給装置６０にあっては、周波数切り替えのために、電源制御部６３部内の周波数切り替え制御回路６３ｂに対して、電力側のシーケンサ６３ｄから切り替え制御信号（ロジック信号）を入力するように構成されている。この切り換え制御信号は、例えばローレベル（Ｌレベルとも呼ぶ）で高周波を、ハイレベル（Ｈレベルとも呼ぶ）で低周波を指令するように設定されており、シーケンサ６３ｄから電源制御部６３内の周波数切り替え制御回路６３ｂの基板に対して配線を介して入力される。
By the way, in the
この周波数切り替え制御回路６３ｂの基板の周囲には、逆変換部６２や逆変換部６２から時分割された大電力信号を誘導加熱コイル６５に整合させるための整合部６４ａ，６４ｂが配置されている。このため、逆変換部６２や整合部６４ａ，６４ｂから高周波や低周波の大電力からノイズが発生したり、あるいは整合部６４ａ，６４ｂに用いる変成器等から高磁界が発生する。従って、シーケンサ６３ｄから電源制御部６３内の周波数切り替え制御回路６３ｂの基板内への切り替え制御信号の配線は、これらの時分割された高周波や低周波の大電力によるノイズや高磁界の影響を受けやすく、切り替え制御信号にノイズが乗ってしまうことがある。
Around the substrate of the frequency
上述したノイズを排除するために、シーケンサ６３ｄから周波数切り替え制御回路６３ｂへの切り替え制御信号の配線に、通常使用されるノイズを側路するコンデンサ所謂、バイパスコンデンサを設けることにより、ノイズの影響を排除することができるようになった。しかしながら、更に強いノイズの発生による誤動作に備え異常を検出する回路が必要となる。例えば、特許文献１には、負荷に電源を供給する電路の異常を検出する回路等が開示されている。
In order to eliminate the above-mentioned noise, the influence of noise is eliminated by providing a so-called bypass capacitor for bypassing normally used noise in the wiring of the switching control signal from the
本発明は、上記課題に鑑み、簡単な構成により、ノイズによる逆変換部内の異常発生時に逆変換部を含む電力供給装置を効果的に保護できるようにした電力供給装置を提供することを一目的とし、この電力供給装置の逆変換部の保護方法を提供することを他の目的としている。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a power supply device that can effectively protect a power supply device including an inverse conversion unit when an abnormality occurs in the inverse conversion unit due to noise with a simple configuration. Another object is to provide a method for protecting the reverse conversion unit of the power supply apparatus.
本発明者らは、２周波切り替え運転では上記ノイズが発生し易いことを確認し、切り替え制御信号にノイズが乗ると、逆変換部６２に供給される直流電流が低下することを見出した。このノイズが消えると、逆変換部６２に供給される直流電流が上昇する。従って、ノイズが断続的に発生すると、直流電流が波打つことになり、逆変換部６２内のスイッチング素子の故障を引き起こしてしまう現象を見出した。本発明者らは、逆変換部に供給される電力等の監視及びノイズによる異常発生を検出した場合に逆変換部のスイッチング素子を保護することによって電力供給装置を安定して動作させることができるとの知見を得て、本発明に至った。
The present inventors have confirmed that the noise is likely to be generated in the two-frequency switching operation, and found that the direct current supplied to the
上記一目的を達成するために、本発明は、第１周波数の交流電力と第２周波数の交流電力とを時分割で切り替えて誘導加熱コイルに供給する電力供給装置であって、交流電力を直流電力に変換する順変換部と、順変換部から供給される直流電力を第１周波数の交流電力と第２周波数の交流電力とからなる時分割信号として出力する逆変換部と、逆変換部の保護部と、を含み、保護部は、ノイズ発生の影響を受ける信号を所定時間毎に測定する信号測定回路と、信号測定回路で測定された測定値に基づいて、ノイズによる異常発生を判定する判定回路と、判定回路で異常発生を判定したとき、順変換部の動作を停止させる誤動作防止信号発生回路と、からなることを特徴とする。 In order to achieve the above object, the present invention provides a power supply device that switches between alternating-current power of a first frequency and alternating-current power of a second frequency in a time division manner and supplies the alternating-current power to the induction heating coil. A forward conversion unit that converts power, a reverse conversion unit that outputs DC power supplied from the forward conversion unit as a time-division signal composed of alternating-current power of the first frequency and alternating-current power of the second frequency, and an inverse conversion unit And a protection unit, wherein the protection unit determines a signal measurement circuit that measures a signal affected by noise generation every predetermined time, and an abnormality occurrence due to noise based on a measurement value measured by the signal measurement circuit. It is characterized by comprising a determination circuit and a malfunction prevention signal generation circuit that stops the operation of the forward conversion unit when occurrence of an abnormality is determined by the determination circuit.
上記構成において、信号測定回路は、好ましくは、順変換部から逆変換部へ供給される直流電流の時間変化率を測定する回路からなる。 In the above configuration, the signal measurement circuit preferably includes a circuit that measures a time change rate of the direct current supplied from the forward conversion unit to the reverse conversion unit.
上記他の目的を達成するため、本発明は、逆変換部により第１周波数の交流電力と第２周波数の交流電力とを時分割で切り替えて誘導加熱コイルに供給する電力供給装置の逆変換部の保護方法であって、ノイズ発生の影響を受ける信号を所定時間毎に測定する第１の段階と、第１の段階で測定された測定値に基づいて、ノイズによる異常発生を判定する第２の段階と、第２の段階で異常発生を判定したとき、電力供給装置の動作を停止させる第３の段階と、を含み、第２の段階で異常発生を判定したとき、逆変換部に供給される直流電力を停止することで逆変換部を保護することを特徴とする。 In order to achieve the above-mentioned other object, the present invention provides an inversion unit for a power supply device that switches an AC power of a first frequency and an AC power of a second frequency in a time division manner and supplies the induction heating coil with an inversion unit. A first step of measuring a signal affected by the occurrence of noise every predetermined time, and a second step of determining occurrence of abnormality due to noise based on the measured value measured in the first step And a third stage for stopping the operation of the power supply device when the occurrence of an abnormality is determined in the second stage, and when the occurrence of the abnormality is determined in the second stage, the supply to the inverse conversion unit The reverse conversion unit is protected by stopping the direct current power.
上記構成において、第１の段階で測定する信号を、逆変換部に供給される直流電流とし、第２の段階において、測定値を、演算条件が満たされて演算された直流電流変動許容値を基準に比較して、その比較結果から測定値の変化率を演算し、当該変化率が所定の範囲を超えたとき、異常発生と判定してもよい。 In the above configuration, the signal to be measured in the first stage is a direct current supplied to the inverse conversion unit, and in the second stage, the measured value is a direct current fluctuation allowable value calculated by satisfying the calculation condition. The change rate of the measured value may be calculated from the comparison result compared to the reference, and it may be determined that an abnormality has occurred when the change rate exceeds a predetermined range.
上記第２の段階において、監視開始条件が成立したか否かを判定するステップＳＴ１と、監視開始条件が成立したとき、記憶している直流電流変動許容値及び以前の測定値を消去するステップＳＴ２と、逆変換部が２周波モードで駆動されているか否かを判定するステップＳＴ３と、２周波モードが低周波出力中か高周波出力中の何れかを判定するステップＳＴ４と、２周波モードが低周波出力中の場合には、許容値演算条件が成立したか否かを判定するＳＴ５と、許容値演算条件が成立した場合には、第１の段階で測定された測定値に基づいて直流電流変動許容値を演算して記憶するステップＳＴ６と、直流電流変動許容値と直流電流現在値とを比較し、直流電流現在値が直流電流変動許容値を超えたか否かを判定するステップＳＴ７と、直流電流現在値が直流電流変動許容値の範囲を超えた場合には異常信号が発生したと判定して第３の段階へ進むステップＳＴ８と、から構成してもよい。 Step ST1 for determining whether or not the monitoring start condition is satisfied in the second stage, and step ST2 for erasing the stored DC current fluctuation allowable value and the previous measured value when the monitoring start condition is satisfied. Step ST3 for determining whether or not the inverse conversion unit is driven in the two-frequency mode, Step ST4 for determining whether the two-frequency mode is during low-frequency output or high-frequency output, and the two-frequency mode is low. When the frequency is being output, ST5 determines whether or not the allowable value calculation condition is satisfied. When the allowable value calculation condition is satisfied, the direct current is determined based on the measured value measured in the first stage. Step ST6 for calculating and storing the fluctuation allowable value, step ST7 for comparing the DC current fluctuation allowable value and the DC current current value, and determining whether or not the DC current current value exceeds the DC current fluctuation allowable value, A step ST8 to flow current current value goes to the DC current variation tolerance third if it exceeds the range is determined that the abnormality signal is generated in the stage may be composed.
本発明の電力供給装置によれば、逆変換部に供給される直流電流等を監視し、ノイズによる異常発生から逆変換部を保護する保護部を設けることによって、逆変換部内のスイッチング素子の故障が効果的に保護することができる。 According to the power supply device of the present invention, a failure of a switching element in the reverse conversion unit is provided by monitoring a direct current supplied to the reverse conversion unit and providing a protection unit that protects the reverse conversion unit from occurrence of abnormality due to noise. Can be effectively protected.
本発明の電力供給装置の逆変換部の保護方法によれば、２周数切り替え運転で生じ易いノイズや、単周波モードにおいてもノイズが発生した場合、このノイズ発生に基づく逆変換部のスイッチング素子等の誤動作を効果的に防止することができ、スイッチング素子の故障を回避することができる。 According to the protection method of the reverse conversion unit of the power supply device of the present invention, when noise that is likely to occur in the two-frequency switching operation or noise occurs in the single frequency mode, the switching element of the reverse conversion unit based on the noise generation Such malfunctions can be effectively prevented, and failure of the switching element can be avoided.
以下、図面に示した実施形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明の電力供給装置１の構成を示す図である。電力供給装置１は、順変換部２と、逆変換部３と、電源制御部４と、保護部５と、整合部６と、誘導加熱コイル７と、を備えている。
Hereinafter, the present invention will be described in detail based on the embodiments shown in the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a
順変換部２は、商用電源等の交流電源８に接続され、交流電力を直流電力に変換して逆変換部３に給電する。
The
逆変換部３は、順変換部２から供給される直流電力を交流電力に変換する所謂、インバータである。逆変換部３は、例えば電圧型インバータで構成される。逆変換部３には、順変換部２から直流出力電圧が一定となるような直流電力が供給される。
The
電源制御部４は、順変換部２と逆変換部３を制御する回路であって、順変換制御回路１１と、周波数切り替え制御回路１２と、電源操作回路１３と、電源側や焼入機側のシーケンサ１４と、から構成されている。
The power supply control unit 4 is a circuit that controls the
交流電源８を直流電力に変換する順変換部２は、電源制御部４の順変換制御回路１１により制御されることにより、逆変換部３に所定の直流電力を供給する。順変換部２に流れる直流電流をＩｄｃと呼ぶ。
The
逆変換部３は、電源制御部４の周波数切り替え制御回路１２により制御されることにより、この直流電流Ｉｄｃから、二つの周波数、例えば２００ｋＨｚの高周波と１０ｋＨｚの低周波の駆動信号を生成する。つまり、周波数切り替え制御回路１２は、逆変換部３のスイッチング素子を、高周波及び低周波で駆動するための信号を発生する。
The
順変換制御回路１１及び周波数切り替え制御回路１２は、電源側のシーケンサ１４からの制御信号により、電源操作回路１３を介して制御される。
The forward
ここで、シーケンサ１４から逆変換部３の周波数切り替え制御回路１２に第１〜第３の制御信号が出力される。
第１の制御信号（以下、ＤＴとも呼ぶ）は、所定の周期Ｔ（例えば１００ｍｓ）で高周波の期間及び低周波の期間をデューティ比として決定するロジック信号である。このロジック信号は、Ｌ（ロー）レベルで高周波を、Ｈ（ハイ）レベルで低周波を設定する。従って、第１の制御信号ＤＴは、ロジック信号のデューティ比１０〜９０％（例えばＨレベルの期間が１０〜９０ｍｓ）の間で、低周波及び高周波の切り替えを設定する（２周波モードと呼ぶ）。ロジック信号のデューティ比９１〜１００％（例えばＬレベルの期間が９１〜１００ｍｓ）では、実質的に低周波を設定（低周波モードと呼ぶ）すると共に、ロジック信号のデューティ比０〜９％（例えばＨレベルの期間が０〜９ｍｓ）では、実質的に高周波を設定（高周波モードと呼ぶ）する。
Here, the first to third control signals are output from the
The first control signal (hereinafter also referred to as DT) is a logic signal that determines a high frequency period and a low frequency period as a duty ratio at a predetermined period T (for example, 100 ms). This logic signal sets a high frequency at the L (low) level and a low frequency at the H (high) level. Accordingly, the first control signal DT sets the switching between the low frequency and the high frequency within a logic signal duty ratio of 10 to 90% (for example, an H level period is 10 to 90 ms) (referred to as a two-frequency mode). . When the duty ratio of the logic signal is 91 to 100% (for example, the period of the L level is 91 to 100 ms), the low frequency is substantially set (referred to as a low frequency mode) and the duty ratio of the logic signal is 0 to 9% (for example, When the H level period is 0 to 9 ms), a high frequency is substantially set (referred to as a high frequency mode).
これに対して、第２の制御信号（以下、Ｆ１Ｓとも呼ぶ）は、低周波出力の期間（低周波モード）を設定するロジック信号である。このロジック信号はＨレベルで低周波出力を設定する。従って、第２の制御信号（Ｆ１Ｓ）は、前述した第１の制御信号（ＤＴ）に対して、その低周波モード及び２周波モードの期間、Ｈレベルとなる。 On the other hand, the second control signal (hereinafter also referred to as F1S) is a logic signal for setting a low frequency output period (low frequency mode). This logic signal sets the low frequency output at the H level. Accordingly, the second control signal (F1S) is at the H level during the low frequency mode and the two frequency mode with respect to the first control signal (DT) described above.
第３の制御信号（以下、Ｆ２Ｓとも呼ぶ）は、高周波出力の期間（高周波モード）を設定するロジック信号である。このロジック信号はＨレベルで高周波出力を設定する。従って、第３の制御信号（Ｆ２Ｓ）は、前述した第１の制御信号（ＤＴ）に対して、その２周波モード及び高周波モードの期間、Ｈレベルとなる。 The third control signal (hereinafter also referred to as F2S) is a logic signal that sets a high-frequency output period (high-frequency mode). This logic signal sets the high frequency output at the H level. Accordingly, the third control signal (F2S) is at the H level during the two-frequency mode and the high-frequency mode with respect to the first control signal (DT) described above.
そして、周波数切り替え制御回路１２は、電源側シーケンサ１４からの第１〜第３の制御信号（ＤＴ，Ｆ１Ｓ，Ｆ２Ｓ）に基づいて、２周波動作状態信号、即ち低周波動作期間及び高周波動作期間を表す制御信号（Ｆ１，Ｆ２と呼ぶ）を生成し、これらの制御信号Ｆ１，Ｆ２に基づいて、逆変換部３のスイッチング素子を制御するゲート信号を生成して、逆変換部３に出力する。これにより、逆変換部３からは、時分割された第１周波数の高周波電力及び第２周波数の低周波電力が整合部６へ出力される。
なお、本発明においては、低周波電力及び高周波電力が出力される２周波モードを、この前後の時間領域で出力される低周波モード及び高周波モードから区別するために、２周波モードの低周波や高周波の出力状態を、それぞれ低周波出力中、高周波出力中と呼ぶことにする。
Then, the frequency switching
In the present invention, in order to distinguish the two-frequency mode in which low-frequency power and high-frequency power are output from the low-frequency mode and high-frequency mode output in the time domain before and after this, The high-frequency output state will be referred to as low-frequency output and high-frequency output, respectively.
整合部６は、逆変換部３と誘導加熱コイル７との間に接続されており、高周波用及び低周波用の二つの整合回路６ａ，６ｂを有している。高周波用及び低周波用の整合回路６ａ，６ｂは、図示しないが、整合トランス、整合コンデンサや電流変成器等から構成されている。整合コンデンサは、電流変成器に接続されることにより、共振回路を構成する。電流変成器は、一次コイルが整合コンデンサや整合トランスを介して逆変換部３に接続されていると共に、二次コイルが誘導加熱コイル７に接続されている。このようにして、整合部６は、誘導加熱コイル７を駆動するように構成されている。
ここで、整合部を構成する整合コンデンサや電流変成器は、それぞれ逆変換部３からの高周波及び低周波の駆動信号に対して最適のものが選択される。
The matching unit 6 is connected between the
Here, as the matching capacitors and current transformers constituting the matching unit, optimum ones for the high-frequency and low-frequency drive signals from the
以上の構成は、図６に示した電力供給装置１と同様の構成であり、本発明による電力供給装置１は、以下に説明する逆変換部３の保護部５を備えていることを特徴としている。
図１に示すように、保護部５は、電源側や焼入機側のシーケンサ１４内に設けられている。保護部５は、信号測定回路２１と、判定回路２２と、誤動作防止信号発生回路２３と、から構成されている。
The above configuration is the same configuration as the
As shown in FIG. 1, the
信号測定回路２１は、ノイズ発生の影響を受ける信号を所定時間毎に測定する回路である。ノイズ発生の影響を受ける信号は、例えば逆変換部に供給される直流電流である。信号測定回路２１は、所定時間毎に電力供給装置１の逆変換部３に供給される直流電流Ｉｄｃを検出して、測定値を判定部２２に出力する。直流電流Ｉｄｃの検出には直流電流用のセンサを使用することができる。
ここで、所定時間は、第１の制御信号（ＤＴ）の設定値によって出力される各周波数の最短時間である１０ｍｓ未満とすることができる。
The
Here, the predetermined time can be less than 10 ms, which is the shortest time of each frequency output according to the set value of the first control signal (DT).
判定回路２２は、信号測定回路２１からの直流電流Ｉｄｃの測定値に基づいて、ノイズによる異常発生を判定する。その際、判定回路２２は、先ず監視開始条件が成立したか否かを判定する。即ち、判定回路２２は、電源操作回路１３をモニタすることにより、例えば出力設定値が所定の出力未満、例えば出力設定の２０％未満の場合には、直流電流Ｉｄｃに異常が発生したとしても、逆変換部３内のスイッチング素子が故障するおそれがないので、直流電流Ｉｄｃの判定を実行する必要がない。ここで、出力設定の２０％とは、順変換部２が電圧制御電源の場合にはこの電源の定格電圧の２０％を、電流制御電源の場合には、この電源の定格電流の２０％を示している。
従って、監視開始条件が成立したとき、例えば出力設定値が２０％以上の場合に、判定回路２２は、ノイズによる異常発生の判定を実行する。
The
Therefore, when the monitoring start condition is satisfied, for example, when the output set value is 20% or more, the
さらに、判定回路２２は、前述した第１の制御信号ＤＴに基づいて、逆変換部３が低周波で動作しているときと、高周波で動作しているときで、互いに異なる方式で、ノイズによる異常発生の判定を実行する。即ち、判定回路２２は、逆変換部３の低周波動作時及び高周波動作時において、許容値演算条件が成立したか否かを判定する。
ここで、許容値演算条件とは、直流電流Ｉｄｃの低下を監視する場合には、出力設定値が変更なく且つ測定値（直流電流現在値）が直前の測定値より大きいか否かであり、直流電流Ｉｄｃの電流値の上昇を監視する場合には、出力設定値が変更なく且つ測定値（直流電流現在値）が直前の測定値より小さいか否かである。
Further, the
Here, the allowable value calculation condition is whether or not the output set value is unchanged and the measured value (current value of the direct current) is larger than the immediately preceding measured value when monitoring the decrease in the direct current Idc. When monitoring an increase in the current value of the direct current Idc, it is determined whether or not the output set value is unchanged and the measured value (current direct current value) is smaller than the immediately preceding measured value.
判定回路２２は、許容値演算条件が成立しているとき、直流電流現在値に基づいて直流電流変動許容値を演算する。直流電流変動許容値は、ある範囲内の値、つまり、直流電流変動許容範囲としてもよい。これにより、判定回路２２は、逆変換部３の低周波動作時及び高周波動作時において、それぞれ直流電流変動許容値を演算して演算レジスタに記憶する。
The
次に、判定回路２２は、測定値（直流電流現在値）と直流電流変動許容値とを比較することにより、測定値が直流電流変動許容値を超えているときに、異常信号が検出したと判定し、誤動作防止信号発生回路２３に異常信号の発生を出力する。誤動作防止信号発生回路２３は、異常信号の発生が入力されたときに、誤動作防止信号を電源操作回路１３に出力して、逆変換部３の動作を停止させる。
Next, the
なお、第１の制御信号（ＤＴ）は、Ｌレベルが高周波に対応しており、特にノイズの影響を受けやすいことから、逆変換部３が高周波で動作しているときのみ、判定回路２２にてノイズによる異常発生の判定を実行するようにしてもよい。
Since the first control signal (DT) corresponds to a high frequency at the L level and is particularly susceptible to noise, the determination signal is sent to the
また、判定回路２２は、電源操作回路１３をモニタすることにより、加熱動作終了または出力設定値の変更、あるいは第１の制御信号（ＤＴ）の切り替えの何れかが発生したとき、演算データリセット条件が成立したとして、直流電流変動許容値が記憶されている演算レジスタをリセットする。つまり、加熱動作終了、出力設定値の変更、あるいは第１の制御信号（ＤＴ）の切り替えの場合には、逆変換部３に供給される直流電流Ｉｄｃが変化するので、直流電流変動許容値を再計算する必要がある。このため、再計算の前に直流電流変動許容値が記憶されている演算レジスタをリセットする。
The
本発明実施形態による電力供給装置１は以上のように構成されており、順変換部２から直流電力が給電されて逆変換部３が動作する。逆変換部３は、周波数切り替え制御回路１２により制御されて、二つの周波数の駆動信号を時分割で切り替える。発生した高周波電力と低周波電力は、整合部６を介して誘導加熱コイル７に給電され、誘導加熱コイル７の内部等に配置された被加熱物９が加熱され、熱処理される。
The
図２は、保護部５の動作を示すフローチャートである。
最初に電力供給装置１が２周波数モードの場合、低周波電力に着目した逆変換部の保護方法について説明する。
図２において、ステップＳＴ１で、判定回路２２により監視開始条件が成立したか否かを判定する。ここで、例えば出力設定値が２０％以上の場合には、判定回路２２は、ステップＳＴ２において、演算レジスタをリセットして、記憶している直流電流変動許容値及び以前の測定値を消去する。
FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the
First, when the
In FIG. 2, in step ST <b> 1, the
続いて、ステップＳＴ３において、判定回路２２は、第１の制御信号（ＤＴ）のデューティ比から２周波モードか否かを判定し、２周波モードの場合には、さらにステップＳＴ４にて、低周波出力中か否かを判定する。
Subsequently, in step ST3, the
他方、ステップＳＴ３で２周波モードでない場合には、判定回路２２は、低周波モードであるか高周波モードであるかを判定するステップＳＴ１０以降に進む。
On the other hand, if it is not the two-frequency mode in step ST3, the
次に、ステップＳＴ４で低周波出力中の場合には、判定回路２２は、ステップＳＴ５にて、許容値演算条件が成立したか否かを判定する。ステップＳＴ４で低周波出力中でない場合には後述するステップＳＴ１１へ進む。
Next, when the low-frequency output is being performed in step ST4, the
次に、ステップＳＴ５で許容値演算条件が成立したとき、判定回路２２は、ステップＳＴ６にて、信号測定回路２１からの測定値に基づいて、直流電流変動許容値（許容範囲）を演算して、演算レジスタに記憶し、ステップＳＴ７に進む。
Next, when the allowable value calculation condition is satisfied in step ST5, the
ステップＳＴ５で許容値演算条件が成立しない場合には、判定回路２２は、ステップＳＴ６を実行しないで、ステップＳＴ７に進む。
When the allowable value calculation condition is not satisfied in step ST5, the
判定回路２２は、ステップＳＴ７にて、信号測定回路２１からの直流電流測定値を、直流電流変動許容値と比較し、測定値が直流電流変動許容値の範囲を超えた場合には、ステップＳＴ８にて、異常信号を誤動作防止信号発生回路２３に出力し、誤動作防止信号発生回路２３は、電源操作回路１３を介して、逆変換部３そして電力供給装置１の動作を停止させる、即ち電源、順変換部２をオフにして処理を終了する。
In step ST7, the
これに対して、ステップＳＴ７で測定値が直流電流変動許容値の範囲内である場合、ステップＳＴ９にて演算データリセット条件が成立するか否かを判定する。 On the other hand, if the measured value is within the allowable range of direct current fluctuation in step ST7, it is determined in step ST9 whether the calculation data reset condition is satisfied.
ステップＳＴ９で演算データリセット条件が成立した場合は、判定回路２２は、ステップＳＴ１に戻り処理を続行する。また、ステップＳＴ９で演算データリセット条件が成立しない場合には、判定回路２２は、ステップＳＴ３に戻り処理を続行する。
以上で、保護部５の動作が終了する。
If the calculation data reset condition is satisfied in step ST9, the
This completes the operation of the
つまり、保護部５において、ノイズによる異常発生を判定する第２の段階は、電力供給装置１が２周波モードの場合には、以下のステップで実行される。
先ず監視開始条件が成立したか否かを判定するステップＳＴ１と、
監視開始条件が成立したとき、記憶している直流電流変動許容値及び以前の測定値を消去するステップＳＴ２と、
逆変換部が２周波モードで駆動されているか否かを判定するステップＳＴ３と、
２周波モードが低周波出力中か高周波出力中の何れかを判定するステップＳＴ４と、
２周波モードが低周波出力中の場合には、許容値演算条件が成立したか否かを判定するＳＴ５と、
許容値演算条件が成立した場合には、第１の段階で測定された測定値に基づいて、直流電流変動許容値を演算して記憶するステップＳＴ６と、
直流電流変動許容値と直流電流現在値とを比較し、直流電流現在値が直流電流変動許容値を超えたか否かを判定するステップＳＴ７と、
直流電流現在値が直流電流変動許容値の範囲を超えた場合には、異常信号が発生したと判定し、第３の段階へ進むステップＳＴ８と、
から構成される。
That is, in the
First, step ST1 for determining whether or not the monitoring start condition is satisfied,
Step ST2 for erasing the stored DC current fluctuation allowable value and the previous measured value when the monitoring start condition is satisfied;
Step ST3 for determining whether or not the inverse conversion unit is driven in the two-frequency mode,
Step ST4 for determining whether the two-frequency mode is during low-frequency output or high-frequency output;
When the two-frequency mode is during low-frequency output, ST5 that determines whether or not an allowable value calculation condition is satisfied;
Step ST6 for calculating and storing a DC current fluctuation allowable value based on the measurement value measured in the first stage when the allowable value calculation condition is satisfied;
A step ST7 for comparing the direct current fluctuation allowable value with the direct current current value to determine whether the direct current current value exceeds the direct current fluctuation allowable value;
When the current value of the direct current exceeds the range of the allowable value of direct current fluctuation, it is determined that an abnormal signal has occurred, and step ST8 proceeds to the third stage;
Consists of
次に、ステップＳＴ１０以降の高周波電力に着目した逆変換部の保護方法について説明する。
ステップＳＴ３で２周波モードでない場合には、低周波モードか高周波モードとなっている。判定回路２２は、ステップＳＴ１０にて、第１の制御信号（ＤＴ）のデューティ比から低周波モードであるか高周波モードであるかを判定し、高周波モードである場合には、判定回路２２は、ステップＳＴ１１に進み、許容値演算条件が成立したか否かを判定する。つまり、低周波モードでない場合には、高周波モードであると判断して、高周波モードの判定を行う。他方、ステップＳＴ１０が低周波モードである場合には、ステップＳＴ５に進む。
Next, a method for protecting the inverse conversion unit focusing on the high-frequency power after step ST10 will be described.
In step ST3, when the mode is not the two-frequency mode, the mode is the low-frequency mode or the high-frequency mode. In step ST10, the
ステップＳＴ１１で許容値演算条件が成立したとき、判定回路２２は、ステップＳＴ１２にて、信号測定回路２１からの測定値に基づいて直流電流変動許容値（許容範囲）を演算して演算レジスタに記憶し、ステップＳＴ１３に進む。
When the allowable value calculation condition is satisfied in step ST11, the
ステップＳＴ１１で許容値演算条件が成立しない場合には、判定回路２２は、ステップＳＴ１２を実行しないでステップＳＴ１３に進む。
If the allowable value calculation condition is not satisfied in step ST11, the
次に、判定回路２２は、ステップＳＴ１３にて、信号測定回路２１からの直流電流測定値を直流電流変動許容値と比較し、測定値が直流電流変動許容値の範囲を超えた場合にはステップＳＴ８に進み、異常信号を誤動作防止信号発生回路２３に出力する。異常信号が入力された誤動作防止信号発生回路２３は、電源操作回路１３を介して逆変換部３そして電力供給装置１の動作を停止させる、即ち電源をオフにして処理を終了する。
Next, in step ST13, the
これに対して、ステップＳＴ１３で測定値が直流電流変動許容値の範囲内である場合、ステップＳＴ９にて演算データリセット条件が成立するか否かを判定する。 On the other hand, when the measured value is within the range of the DC current fluctuation allowable value in step ST13, it is determined in step ST9 whether the calculation data reset condition is satisfied.
ステップＳＴ９で演算データリセット条件が成立した場合は、判定回路２２はステップＳＴ１に戻り処理を続行する。また、ステップＳＴ９で演算データリセット条件が成立しない場合には、判定回路２２はステップＳＴ３に戻り処理を続行する。
以上で、保護部５の動作が終了する。
If the calculation data reset condition is satisfied in step ST9, the
This completes the operation of the
上述した保護部５の具体的な動作例を以下に説明する。
逆変換部３の低周波動作の周波数を１０ｋＨｚ，高周波動作の周波数を２００ｋＨｚとして、誘導加熱コイル７を２周波加熱する。低周波電力は６００ｋＷであり、高周波電力は６００ｋＷとした。また、保護部５の信号測定回路２１による直流電流Ｉｄｃの検出周期を１ｍｓとした。判定回路２２は、直流電流Ｉｄｃの低下のみを監視し、直流電流Ｉｄｃの−２０％を直流電流変動許容値（許容範囲）と設定した。
A specific operation example of the
The
図３は、電力供給装置１の各部の波形を示しており、それぞれ(Ａ)が直流電圧Ｖｄｃであり、（Ｂ）が直流電流Ｉｄｃであり、（Ｃ）が制御信号Ｆ１である。
符号Ｐで示すように、制御信号Ｆ１のＬレベル（高周波出力期間）において、ノイズが発生すると、制御信号Ｆ１にノイズが乗って、ノイズが乗った部分がＨレベルまで変動する。これにより、直流電流Ｉｄｃは、図３（Ｂ）に示すように、ノイズの影響を受けて大きく波打つことになり、電流低下を引き起こす。
FIG. 3 shows the waveforms of the respective parts of the
As indicated by reference symbol P, when noise occurs in the L level (high frequency output period) of the control signal F1, the noise rides on the control signal F1, and the portion on which the noise rides fluctuates to the H level. Accordingly, as shown in FIG. 3B, the direct current Idc is greatly waved under the influence of noise, causing a current drop.
従って、保護部５はこの直流電流Ｉｄｃの低下を検出して、逆変換部３そして電力供給装置１の動作を停止させる。これにより、逆変換部３のスイッチング素子の故障が回避されることになる。
なお、図３（Ａ）及び（Ｂ）によれば、直流電圧Ｖｄｃのノイズによる変動はわずかであり、ノイズによる異常発生を効果的に検出するには直流電流Ｉｄｃの変動を監視することが有効であることがわかる。
Therefore, the
According to FIGS. 3A and 3B, the fluctuation of the DC voltage Vdc due to noise is small, and monitoring the fluctuation of the DC current Idc is effective in effectively detecting the occurrence of abnormality due to noise. It can be seen that it is.
本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で種々の変形が可能であり、様々な形態で実施することができる。保護部５は、ノイズの影響を受ける信号として、逆変換部３の直流電流Ｉｄｃを信号測定回路２１により検出しているが、これに限らず、ノイズの影響を受ける信号として他の信号を検出するようにしてもよい。
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and can be implemented in various forms. The
さらに、保護部５は、図３の具体例では、高周波駆動時のみノイズによる異常検出を行うようになっているが、これに限らず、低周波駆動時にもノイズによる異常検出を行うようにしてもよい。
また、保護部５は、図３の具体例では、直流電流Ｉｄｃが低下するとき、即ち直前の測定値に対して−２０％を下回って低下するときに、ノイズによる異常検出を行うようになっているが、これに限らず、直前の測定値に対して＋２０％を上回って上昇するときにノイズによる異常検出を行うようにしてもよい。
Further, in the specific example of FIG. 3, the
In addition, in the specific example of FIG. 3, the
図３では測定値を１ｍｓ毎に収集しているので、直流電流Ｉｄｃの２０％低下は、最短１ｍｓで検出することができる。比較の基準となる直流電流変動許容値は、許容値演算条件が成立しなければ更新されない。しかしながら、第１の制御信号ＤＴが切り替われば許容値演算条件が更新されるので、許容値演算条件が成立しなくても、許容値が更新される最長時間は９０ｍｓ程度となる。例えば、最初の測定値０ｍｓから１ｍｓ毎に測定して、９ｍｓまでの１０回は直流電流変動許容値を更新したとする。次に、１０ｍｓ〜８８ｍｓまでは、許容値演算条件を満たさず直流電流変動許容値の更新をしなかったとする。そして８９ｍｓ目の測定値を比較して、直流電流変動許容値を超えて異常の判定をした場合、比較の基準となった直流電流変動許容値は、最後に直流電流変動許容値を演算した９ｍｓのときの測定値を元に演算した直流電流変動許容値となる。従って、このような場合には１ｍｓ毎の直流電流Ｉｄｃの変化率ではなく、８０ｍｓでの変化率が直流電流変動許容値を超えたことになる。つまり、第１の制御信号ＤＴが変化するまでの最長時間９０ｍｓの間で、直流電流Ｉｄｃの２０％低下を検出することができる。 In FIG. 3, since measured values are collected every 1 ms, a 20% decrease in DC current Idc can be detected in the shortest 1 ms. The DC current fluctuation allowable value serving as a reference for comparison is not updated unless the allowable value calculation condition is satisfied. However, since the allowable value calculation condition is updated when the first control signal DT is switched, the maximum time for which the allowable value is updated is about 90 ms even if the allowable value calculation condition is not satisfied. For example, it is assumed that the first measured value is measured every 1 ms from 0 ms, and the DC current fluctuation allowable value is updated 10 times up to 9 ms. Next, it is assumed that the allowable value calculation condition is not satisfied and the DC current fluctuation allowable value is not updated from 10 ms to 88 ms. When the measured value at 89 ms is compared and the abnormality is determined to exceed the DC current fluctuation allowable value, the DC current fluctuation allowable value used as the reference for comparison is 9 ms obtained by calculating the DC current fluctuation allowable value at the end. It becomes the direct current fluctuation allowable value calculated based on the measured value at the time. Therefore, in such a case, not the rate of change of the DC current Idc every 1 ms, but the rate of change in 80 ms exceeds the DC current fluctuation allowable value. That is, it is possible to detect a 20% decrease in the direct current Idc during the maximum time of 90 ms until the first control signal DT changes.
以上述べたように、本発明によれば、簡単な構成によりノイズによる逆変換部内の異常発生時に逆変換部を含む電力供給装置を効果的に保護することができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to effectively protect the power supply apparatus including the reverse conversion unit when an abnormality occurs in the reverse conversion unit due to noise with a simple configuration.
１ 電力供給装置
２ 順変換部
３ 逆変換部
４ 電源制御部
５ 保護部
６ 整合部
６ａ 高周波用整合回路
６ｂ 低周波用整合回路
７ 誘導加熱コイル
８ 交流電源
９ 被加熱物
１１ 順変換制御回路
１２ 周波数切り替え制御回路
１３ 電源操作回路
１４ シーケンサ
２１ 信号測定回路
２２ 判定回路
２３ 誤動作防止信号発生回路
DESCRIPTION OF
Claims (8)
交流電力を直流電力に変換する順変換部と、
上記順変換部から供給される上記直流電力を低周波の交流電力と高周波の交流電力とからなる時分割信号として出力するスイッチング素子を備えた逆変換部と、
上記逆変換部の保護部と、
上記順変換部と上記逆変換部とを制御する電源制御部と、を含み、
上記電源制御部は、順変換制御回路と周波数切り替え制御回路と電源操作回路と、を含み、
上記逆変換部のスイッチング素子は、上記周波数切り替え制御回路の制御により上記時分割信号を出力し、
上記保護部は、
上記順変換部から上記逆変換部へ供給される直流電流の時間変化率を所定時間毎に信号として測定する信号測定回路と、
上記信号測定回路で測定された測定値に基づいて、上記時分割信号により上記直流電流に生じるノイズによる異常発生を判定する判定回路と、
上記判定回路で異常発生を判定したとき、上記順変換部の動作を停止させる誤動作防止信号発生回路と、からなり、上記ノイズによる異常発生から上記逆変換部のスイッチング素子を保護する、電力供給装置。 A power supply device that switches low-frequency AC power and high-frequency AC power in a time-sharing manner to supply the induction heating coil,
A forward converter for converting AC power into DC power;
An inverse conversion unit including a switching element that outputs the DC power supplied from the forward conversion unit as a time-division signal composed of low-frequency AC power and high-frequency AC power;
A protection part of the reverse conversion part;
A power control unit that controls the forward conversion unit and the reverse conversion unit,
The power supply control unit includes a forward conversion control circuit, a frequency switching control circuit, and a power supply operation circuit,
The switching element of the inverse conversion unit outputs the time division signal under the control of the frequency switching control circuit,
The protective part is
A signal measurement circuit for measuring a time rate of change of the DC current from the top Symbol forward conversion unit is supplied to the inverse conversion unit as signal every predetermined time,
A determination circuit for determining occurrence of abnormality due to noise generated in the DC current by the time-division signal based on the measurement value measured by the signal measurement circuit;
When it is determined that an abnormality has occurred in the determination circuit, to protect the malfunction prevention signal generation circuit to stop the operation of the forward conversion unit, Tona is, the switching element of the inverse transform unit from the abnormality occurs due to the noise, power supply apparatus.
前記信号測定回路で測定された信号を所定時間毎に測定する第１の段階と、
上記第１の段階で測定された直流電流の現在値である測定値に基づいて、ノイズによる異常発生を判定する第２の段階と、
上記第２の段階で異常発生を判定したとき、前記電力供給装置の動作を停止させる第３の段階と、
を含み、上記第２の段階で異常発生を判定したとき、前記逆変換部に供給される直流電力を停止することで前記逆変換部を保護する、電力供給装置の逆変換部の保護方法。 It is the protection method of the reverse conversion part of the said electric power supply apparatus in any one of Claims 1-5,
A first step of measuring the signal measured by the signal measuring circuit at predetermined intervals;
A second stage for determining occurrence of abnormality due to noise based on a measured value which is a current value of the direct current measured in the first stage;
A third stage for stopping the operation of the power supply device when the occurrence of an abnormality is determined in the second stage;
And the reverse conversion unit of the power supply device is protected by stopping the direct-current power supplied to the reverse conversion unit when the occurrence of abnormality is determined in the second stage.
前記第２の段階において、前記測定値と直流電流変動許容値とを比較し、前記測定値が上記直流電流変動許容値を超えているときに、異常発生と判定する、請求項６に記載の電力供給装置の逆変換部の保護方法。 The signal measured in the first stage is a direct current supplied to the inverse converter,
The said measured value is compared with a direct current fluctuation allowable value in the said 2nd step, and when the said measured value exceeds the said direct current fluctuation allowable value, it determines with abnormality having occurred. A method for protecting an inverse converter of a power supply device.
上記監視開始条件が成立したとき、記憶している直流電流変動許容値及び以前の測定値を消去するステップ２と、
前記逆変換部が２周波モードで駆動されているか否かを判定するステップ３と、
上記２周波モードが低周波出力中か高周波出力中の何れかを判定するステップ４と、
上記２周波モードが上記低周波出力中の場合には、直流電流変動許容値の演算条件が成立したか否かを判定するステップ５と、
直流電流変動許容値演算の条件が成立した場合には、前記第１の段階で測定された測定値に基づいて、直流電流変動許容値を演算して記憶するステップ６と、
上記直流電流変動許容値と直流電流現在値とを比較し、該直流電流現在値が上記直流電流変動許容値を超えたか否かを判定するステップ７と、
該直流電流の現在値が上記直流電流変動許容値の範囲を超えた場合には、異常信号が発生したと判定し、前記第３の段階へ進むステップ８と、
からなる、請求項６又は７に記載の電力供給装置の逆変換部の保護方法。 Step 1 for determining whether or not a monitoring start condition is satisfied in the second stage;
When the monitoring start condition is satisfied, the stored DC current fluctuation allowable value and the previous measured value are deleted;
Step 3 for determining whether or not the inverse conversion unit is driven in a two-frequency mode;
Step 4 for determining whether the two-frequency mode is low-frequency output or high-frequency output;
When the two-frequency mode is during the low-frequency output, step 5 for determining whether or not the calculation condition for the DC current fluctuation allowable value is satisfied;
Step 6 for calculating and storing a DC current fluctuation allowable value based on the measurement value measured in the first stage when the condition for calculating the DC current fluctuation allowable value is satisfied;
Comparing the direct current fluctuation allowable value with the direct current current value and determining whether the direct current current value exceeds the direct current fluctuation allowable value;
If the current value of the direct current exceeds the range of the direct current fluctuation allowable value, it is determined that an abnormal signal has occurred, and step 8 proceeds to the third stage;
The protection method of the reverse conversion part of the electric power supply apparatus of Claim 6 or 7 consisting of these.
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