JP5619022B2 - 軸方向磁束モータおよびジェネレータアセンブリ - Google Patents

Description

本発明は、最近の電気路上走行車やハイブリッド路上走行車での使用に特に適した、軸方向磁束モータおよびジェネレータアセンブリに関する。

たいていの最新ハイブリッド自動車は、‘並列な’タイプのものである。それは、電気による動力と機械による動力の両方が、車輪に供給される。これは、過度な傾斜のない都市部のドライブでは、電気による動力に適切に働かせ、より厳しい坂や、加速の必要性に対処することが可能な機械による動力を用いる。

定義上、単なる電気自動車とシリーズハイブリッド自動車は、純粋に電気モータ駆動（electric motor drive）だけを用いてすべての傾斜に対処できる必要がある。機械的なトランスミッションの多くを可能な限り取り除くことによって、重量が抑えることができることも理解され、これは、各被駆動車輪（driven wheel）を駆動する個々のモータを備えることで有利に成し遂げることができる。既定の自動車は、既定の全モータの集まり（total motor mass）を備え、そして、もし全車輪が駆動するなら、これは均等に分配され、構造上の大きさ（structural mass）のさらなる縮小を可能にする。その上‘フリー’ハンドリングの利点は、例えば、ABSに追加するためのアンチヨーイング（anti-yaw）およびアンチスピン（anti-spin）制御や、既に有利な点が実証されている分散制動力システム（distributed braking force systems）などの高速電子制御により理解できる。もし車輪が駆動するなら、電気モータ駆動は、いかなる減速機（reduction gearing）もいらないという利点がある。減速機は、内燃エンジン騒音によって遮断されないなら、歯車騒音が突出し、そして、減速機におけるいかなる機械の故障でも事故に導くかもしれない。そこで、設計の目的は、１つの簡潔な直接ギアレス駆動（direct gear-less drive）を実現することである。

電気モータのたいていのタイプは、より速い速度でより大きな出力を生み出すことができる。それは、単に、与えられる大量の導電性材料および磁性体に対して、生み出され得るトルクに制限があり、そのため、当該出力が、回転速度に比例するという理由からです。この出力に対する上限は、回転速度による機械的応力（mechanical stress）が過度になる時か、回転速度にある程度比例する損失が許容できなくなる時のどちらか一方のときに起こる。

路面車輪（road wheel）の回転速度は、モータが動作できる速度と比べると低めである。要求されるトルクは、所望の加速性（acceleration）より高く定められ、全自動車道路で（牽引することを含み得る）、登坂性能（hill climbing specification）を要求される。加速性の要件は、設計される自動車の種類に依存する。例えば、スポーツカーでの加速性の要求は、登坂に対する要求を上回ることでしょう。しかし、高い加速性または制動負荷（braking loads）は、短時間に起こり得るだけで、一般に、登坂への要求は、より面倒な設計の検討を要するであろう。なぜなら、登坂は、重さに耐えられる必要があるからである。

電気トラクションモータ（electric traction motor）は、ちょうど、それらの定格速度範囲にわたって、ほぼ一定のトルクを供給する能力を備える一般的なタイプである。それゆえに、路面車輪の直接ギアレス駆動のためのモータは、最高速度までずっと最大トルクを供給する理論的な性能を備えているでしょう。しかし、理論的には、そのようなモータは、最高回転速度で非常に高出力を備えていることになり、それは、エネルギー蓄積の性能と制御システムの性能を引き伸ばすことになる。したがって、たいていの自動車は、図１に代表される、包絡線に制限されることになる。図１において、最大トルクは、設計最大出力曲線（design peak power curve）と交差する点まで有効である。そして、より高速な回転速度で、モータ制御装置は、単純な一定出力曲線（constant power curve）として図１に示すような、性能包絡線（performance envelope）に自動車を制限する。

ギアレス駆動モータは、この最大トルク要件（peak torque requirement）を満たすように設計され、それゆえに、ドライブのそのほかすべての局面に対応するために、普通以上に大きくなる。これは、特に、補正重量損失（compensating weight losses）の超過が、従来のトランスミッションがないことに起因する限りでは、他のすべての利益と対比すると許容できるコストである。もし固定減速機（fixed reduction gear）を用いるなら、より軽量なモータとより軽量な自動車を得ることができる。しかし、後で述べる目的ではあるが、質量比（mass ratio）に対して最高トルクを備えて、ギアレス駆動モータとして使用されるのに十分なモータであって、もしそれが自動車設計の目的なら、ギアの設計（geared design）に適用もできるモータを得ることが、望ましいことは理解すべきである。

直流（ＤＣ）、誘導、スイッチドリラクタンス（SR, Switched Reluctance）を含む、トラクション用途で使用される多くのモータがある。それらは、重要な動作原理において、互いに異なる。本発明は、基本的な動作原理によって区別する、モータの新しいカテゴリを導入する。先行技術と比べると、それは最良のものと理解される。

図２に示すような、最も簡単な二極永久磁石（ＰＭ）ＤＣモータにおいて、永久磁場Ｂは、固定子１と回転子２の間の隙間（ギャップ、gap）を横切って、磁極片３の間で放射状に適用され、回転子２に沿って、軸の方向に及ぶ導体４は、整流子（図示せず）を経て電流Ｉが流される。電流と磁場は、直角をなし、それで接線分力（tangential force）が生じる。磁石の磁気特性（magnetic property）と大気は、前記隙間を横切って回転子鉄（rotor iron）の飽和磁束に近い、磁束を得ることは比較的容易である。このように、実用的だが容易に得られる、磁束密度に対する上限が存在する。電流は、回転子の半径方向の深さ（radial depth）のごく一部のみを利用することができ、巻線における発熱は、実用的な制限である。そのため、電流と磁場との相互作用は、幾何学的考察と材料特性によって制限される。

ＰＭＤＣモータ（永久磁石直流モータ）は、磁場の強さはほぼ一定であるから、電気と機械の特性間に本質的に直線関係（linear relationships）を有する。モータの‘逆起電力（back e.m.f.）’は、回転速度にほぼ正比例し、トルクは、なんらかの限界に達するまで、電流に比例する。ＰＭモータは、重量比に対して高いトルクを有し、扱いやすいものである一方、これらの安定した特性は、電子制御装置に負担をかける。当該電子制御装置は、エンジン始動、加速および登坂に対して低電圧で非常に高い電流を生み出し、高速走行に対して低電流で高電圧を生み出さなければならない。

英国特許第２３３８１１７号明細書で開示されているような、さまざまな弱め界磁技法が知られている。それは、低速度で、最大磁束密度を生じるが、高速度になると、漸減する磁束密度を生じる。

この問題に対する他の確立した解決策は、界磁巻線モータ（field wound motor）を使うことである。ここで、PMモータに対して記載された方法と同様に、磁場は、電磁石によって生み出され、トルクは、この磁場と電機子導体電流（armature conductor current）との相互作用によって生み出される。ここで、界磁巻線電流（field winding current）は、低いトルクのみが要求されているときには、減少させることができ、これは、高回転速度でモータの逆起電力を減らす効果がある。これは、速度に関連する弱め界磁よりも、より多様な制御を提供する一方、界磁巻線で用いられるエネルギーは、あっさり失われるので、バッテリー駆動の自動車には好ましくない。

ここで、本発明の原理を、図３および図４に照らして先行技術と比較しながら説明する。図３Ａは、永久磁石によって生み出される磁場において、電流が流れる導体上の力を示し、図３Ｂは、電磁石によって生み出される磁場における導体上の力を示している。それらは、明らかに同じである。ちなみに、図４は、相対的透磁率μ_rの媒体における２つの平行な電線間の力を示す。以下の式は、単位長さ当たりの電流と力の間の関係を示す。図３Ａおよび図３Ｂに対する支配的な関係は、次のとおりである。磁束密度Ｂの磁場において電流Ｉが流れる長さｌの導体上の力（force）は、それらの積によって容易に与えられる。すなわち、

〔数１〕
Force = B.I.l
流される電流は、導体の導電率と、その断面積と、その熱伝導率と、熱を取り除くことのできる設計特性との関数である。最大磁束密度は、磁束を発生させるために、磁気回路を作るための任意の軟磁性体（soft magnetic material）の飽和磁束密度、磁束の空中経路（air path）の長さ、およいび、手段（永久磁石または界磁巻線）の強度によって決定される。

次式によって与えられる磁場の中を移動する導体によって生じる起電力を表す、密接に関連した式がある。

〔数２〕
e.m.f(Voltage) = 磁束の変化率（rate of change of flux） = B.l.v
ただし、Ｂとｌは、上記と同じ意味のものであり、Ｖは、磁束に垂直な平面における磁場Ｂを通過する導体の速度である。

定められた速度でモータを回転させるのに必要な電圧は、上記のモータの‘起電力’の他に、巻線抵抗に逆らって電流を維持するのに必要な電圧の合計である。それ故に、もし抵抗損失が無視されるなら、モータは、２組の量（すなわち、電流とトルク、電圧と回転速度）間の単純な比例関係によって制御されることが理解できる。それは、次式のようにも理解される。

〔数３〕
Power = 角速度.トルク（angular speed.torque） = 電圧.電流（Voltage.Current）
したがって、モータを比較するときに、それぞれは同じ上限の回転速度で動作させることに基づいて、総質量の関数として、単にトルクを比較することが必要であることが理解できる。その用途が路面車輪の直接駆動、ギアレス駆動のようなときに、これは、特に有用である。ただし、回転速度は低く、実際的な限界（practical limit）を越える可能性は低い。

それゆえに、簡単なＤＣモータ構造のトルクは、上記数１の数式の力（Force）によって直接的に与えられ、力が及ぶ有効半径によって増加させる。

図３のどちらのバージョンでも、単位長さ当たりの力は、磁場の強さに単純に比例するが、図４において、それぞれの電流は磁場を生み出し、力はもう一方の磁場における導体上の力を考慮することによって与えられる。もし各導体は同じ電流を伝導するなら、２つの導体間の力は電流の二乗に比例する。

SI単位系で、相対的透磁率μ_rの媒体における電流I₁,I₂を伝導する２つの導体間の単位長さ当たりの力Fは、次式のとおりである。

〔数４〕
F = μ₀.μ_r.I₁.I₂ / (2.π.r)
二つの電線間の力の説明は、空中の導体に関する教科書でよく知られているが、上記式は、力が高透磁率の磁気媒体（magnetic medium）において増加することを示す。注目すべきは、各導体は、もう一方の磁場における力の影響を受けるものの、この力は本質的に相反することである。すなわち、それは、電流として互いを考慮することで計算でき、同じ答えが得られるであろう。そして、上記数４の式は、全体の力（total force）を与える。

注目すべきさらなる要点は、もし図４における電線が、互いに近づくまたはさらに離れるといったように、互いに相対的に移動するなら、起電力（e.m.f）は、もう一方の磁束を切るように、それぞれにおいて生じる。

この原理は、実用的な機械を製造するために用いられる。ただし、電流はモータの逆起電力を制御し、トルクは２つの電流の積に比例するが、ただし、各電流は、もう一方の磁場における力の影響を受ける。そのため、界磁巻線にエネルギーを与えるときに、全くエネルギー損失は存在しない。既存の界磁巻線モータの利点は、そのような動力損失（power loss）なしに供給されることである。そのようなモータは、“相互結合（mutually-coupled）”と便宜上呼ぶことができる。

実用的なモータとジェネレータは、空隙（エアギャップ、air gap）で分けられた回転磁場と定常磁場の部品とともに、高透磁率の軟磁性体、モータ鋼材（すなわち‘鉄（irons）’）を用いて実現される。特定の磁路（magnetic pathway）における電流によって誘導される磁束は、電流に比例し、組み合わされた磁路（combined magnetic path）における磁気抵抗に反比例する。当該組み合わされた磁路は、典型的に、自由回転を許す空隙を含む。それゆえに、任意の経路に対する実効透磁率（effective permeability）は計算することができる。

磁束が半径方向または軸方向である、モータとジェネレータは知られているが、電流と磁場の相互作用は、それぞれ本質的に同等である。相互結合原理（mutual coupling principle）で、モータを実現するために、軸方向磁束マシン（axial flux machine）は、有利である。

先行技術の軸方向磁束モータアセンブリでは、基本的形状は、向かい合うように配置された２枚のディスクであり、一方のディスクは、導体の電流が図５における経路をたどるように、一定の角度で放射状に広がる導体を持っている。もう一方のディスクは、交代極性（alternate polarity）に面する永久磁石材料の領域、導体の放射状“スポーク（spokes）”と同数の領域と、ディスク平面に垂直な磁束とを備える。軟磁性体の環（ring）は、１つの軸方向経路（axial pathway）から正反対の極性を伴う２つの隣接経路（neighboring pathway）に出る磁束を返すために、一組のディスクの外側軸方向に置かれる。図６は、図５の電流が作用する磁束のパターンを示す。もし導体の放射状“スポーク”が、極から出る磁束において、初めに磁場領域の中央線と一直線に合わせられ、電流が当該導体を通過するなら、電流方向と磁場強度（field strength）の両方は、それぞれのセクタ（sector）を反対にするので、その効果は、導体と磁場との間でトルクが生み出されることであることが理解できる。その上、電流は反対方向に導体を通過するなら、当該トルクも逆になる。さらに、わずかな角ピッチ（angular pitch）による角度で一定間隔を置いた、１以上のそのような巻線により、効果的に連続するトルクを発生させることが可能である。すなわち、実用的なモータを製造することが可能であることも理解できる。

磁場が、図６のパターンの磁気領域（magnetic areas）を備えるディスクによって発生される、モータは周知である。当該ディスクは、米国特許出願公開第２００３／１８９３８８号明細書と米国特許第６８４４６５６号明細書に開示されるような、図５の形式の埋込型巻線（embedded windings）を有する磁性体の２つのプレート間に配置される。

英国特許第２３３８１１７号明細書 米国特許出願公開第２００３／１８９３８８号明細書 米国特許第６８４４６５６号明細書

改善された軸方向磁束モータアセンブリと改善された軸方向磁束ジェネレータアセンブリを提供することが望まれている。

本発明の第一の特徴による１つの実施形態によれば、提供される軸方向磁束モータアセンブリは、それぞれのディスク間の回転を可能にする隙間があるように、交互に配置された第一ディスクと第二ディスクのスタックであって、その中に、少なくとも１つの第一ディスクと少なくとも１つの第二ディスクを有するスタックと、
回転可能となるように取り付けられる前記第一ディスク、および、適切な位置に固定される前記第二ディスクであって、前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、ディスクの表面に配置される磁性体セクタを含み、当該セクタのそれぞれの間には、電流を伝えるための導電路（conductive path）の放射状に広がる部分（radically-extending section）があり、前記第一ディスク上の前記磁性体セクタは第一の一定ピッチで配置され、前記第二ディスク上の前記磁性体セクタは第二の一定ピッチで配置され、ただし、前記第一の一定ピッチと前記第二の一定ピッチは等しい、もしくは等しくない、前記第一ディスクおよび前記第二ディスクと、を含み、
電流が導電路の前記放射状に広がる部分に流れ込むとき、磁束は、軸方向に広がる磁路（flux path）において、ディスクの表面に垂直に流動することであって、第二ディスクとは独立した第一ディスクを考慮すると、１つの軸方向に広がる磁路における磁束は、該磁路の両側の直接隣接した磁路における磁束とは反対方向に流動し、前記アセンブリの各端に備えられた磁性体の磁束戻り部（flux return portions）によって戻され、全磁束（total flux）は、第一ディスクと第二ディスクの磁束の重ね合わせ（super-position）であり、
前記アセンブリは、さらに、前記第一ディスクの連続回転をもたらすために、第一ディスクまたは第二ディスクの他方を基準として、その回転に対応する、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクの１つにおける前記導電路を流れる電流の方向を逆にするスイッチング回路を含む。

従来の界磁巻線モータでは、電機子への電流と磁場の制御は独立しており、界磁巻線電流は、使用された軟磁性体の飽和状態まで、磁束密度を直接制御する。従来の界磁巻線モータの欠点は、界磁巻線における電流を維持するために用いられる電力は、容易に失われ、モータの電力効率を損ねることである。一方、そのような装置の利点は、幅広いモータ速度範囲に対する要求や、図１に示すような、電力包括線の制限もある場合に、モータが高速かつ低負荷で回転しているとき、磁場強度を減らすことが可能である。これは、モータの逆起電力を減らす効果を有し、制御装置がより限定されたダイナミックレンジを備えることを許す。

本発明を具体化する軸方向磁束モータアセンブリは、先行技術を越える、重要な利点を与える。なぜなら、界磁巻線モータの基本原則は、すべての電流が磁場と相互作用するという設計で供給され、そのため、磁場を発生させる際の単なる‘無駄な’電流はないからである。

本発明の利点は、トルクが２つの電流の積に比例し、もしそれら電流が同じ値なら、電流の二乗に比例するということである。逆起電力は、回転速度と電流の積に比例する。これは、路上自動車走行の応用に相性が良い。なぜなら、それは、低速度でトルクを最大にし、高トルクを生み出すことができる機械を構築することで、自然に結果として生じる走行速度において、任意の電力効率をやり取りすることなく、一部のトルクと高い速度で、より低い駆動電圧（drive voltage）を可能とするからである。

相互結合原理（mutually-coupled principle）を採用する、最も簡潔な機械は、２つのディスク、１つの回転ディスク（回転子）と１つの固定ディスク（固定子）からなる。それぞれは、磁性体セクタに巻きつけられた導体を有する。磁性セクタ（magnetic sectors）間の電流の半径方向要素は重要になるので、巻線における電流の方向は、隣接の半径方向の導体の間で、交互の方向となる。最も簡単な表現は、図５に示されるような、巻線が完全な巻（complete turns）を形成しない場合において、１つだけの曲がりくねった巻線である。

２つのディスクに加えて、磁束戻り環（flux return ring）のそれぞれの端がある。機械は、好ましくは回転子と固定子を追加するたびに、２つより多くのディスクを用いて有利に構築することができる。一連のディスクは、電圧および電流の規格に適合するように、直列または並列または組み合わせて接続することができる。

本発明の第二の特徴による１つの実施形態によれば、提供される、軸方向磁束ジェネレータアセンブリは、それぞれのディスク間で、回転を許す隙間があるように、交互に配置された第一ディスクと第二ディスクのスタックであって、その中に、少なくとも１つの第一ディスクと少なくとも１つの第二ディスクを有するスタックと、
回転可能となるように取り付けられる前記第一ディスク、および、適切な位置に固定される前記第二ディスクであって、第一ディスクと第二ディスクのそれぞれは、ディスクの表面に配置される磁性体セクタを含み、当該セクタのそれぞれの間には、電流を伝えるための導電路の放射状に広がる部分があり、前記第一ディスク上の前記磁性体セクタは第一の一定ピッチで配置され、前記第二ディスク上の前記磁性体セクタは第二の一定ピッチで配置され、ただし、前記第一の一定ピッチと前記第二の一定ピッチは等しい、もしくは等しくない、前記第一ディスクおよび前記第二ディスクと、を含み、
電流が導電路の前記放射状に広がる部分に流れ込むとき、磁束は、軸方向に広がる磁路において、ディスクの表面に垂直に流動することであって、第二ディスクとは独立した第一ディスクを考慮すると、１つの軸方向に広がる磁路における磁束は、該磁路の両側の直接隣接した磁路における磁束とは反対方向に流動し、前記アセンブリの各端に備えられた磁性体の磁束戻り部によって戻され、全磁束は、第一ディスクと第二ディスクの磁束の重ね合わせであり、
前記アセンブリは、さらに、前記第一ディスクの連続回転をもたらすための回転手段であって、それによって、電流は、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクにおける前記導電路を流れ、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクの他方を基準として、ディスクの回転に対応して方向を反対にする、回転手段を含む。

本発明の第一の特徴を具体化したアセンブリは、好ましくは、ジェネレータとしても機能することができる。

本発明の第一および／または第二の特徴を具体化したアセンブリでは、前記第一ピッチと前記第二ピッチが等しい場合、前記アセンブリが使用中のとき、前記導電路の隣接部分を流れる電流の極性は、すべての部分に対して互いに反対となる。前記第一ピッチと第二ピッチが等しくない場合、前記アセンブリが使用中のとき、前記導電路の隣接部分を流れる電流の極性は、電流給電接点（current feed point）の両側における、極性が同じとなる２つの部分を除いて、すべての部分に対して互いに反対になる。

本発明の第一および／または第二の特徴を具体化したアセンブリでは、前記第一ディスクの前記導電路における電流の大きさは、好ましくは、前記第二ディスクの前記導電路における電流のそれと同じである。

導電路は、導電性のある巻線（conductive path）で形成することができる。

また、前記第一ディスクと前記第二ディスクは、導電性のある材料で作ることができ、前記導電路は、前記磁性体セクタを取り囲むディスク材料（disc material）で形成することができる。前記導電性のある材料はアルミニウム合金であるかもしれない。溝（slot）は、前記導電路を定めるように、ディスクに備えられるかもしれない。

本発明の前記第一および／または前記第二の特徴を具体化するアセンブリにおいて、前記磁性体セクタは、高磁束密度の軟磁性体を詰め込むディスクの穴（holes）を含むことができる。もし溝が導電路を定めるように、ディスクに備えられるなら、前記溝は前記穴と相互に接続するように配置することができる。

前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、複数の互いに独立な導電路を備えることができる。

電流は、ディスクに供給され、かつ／または、誘導結合によって、ディスクから引き出される。

１つの構成では、２つのそのような第一ディスクと２つのそのような第二ディスクとがあり、前記第一ディスクとそれに隣接する前記第二ディスクをそれぞれ含む２組の集合を形成し、それぞれの集合は、それ自身の磁束戻り部を備え、前記第一ディスクと前記第二ディスクの一方の集合は、前記セクタの１つの幅の半分に等しい値によって、前記第一ディスクと前記第二ディスクの他方の集合から、永続的に相殺される。

他の構成では、２つのそのような第一ディスクと２つのそのような第二ディスクとがあり、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクのいずれかが、２つの分離した導電路を備えている。

別の構成では、前記第一ディスク上の前記磁性体セクタ数Rは、前記第二ディスク上の前記磁性体セクタ数Sとは異なり、前記第一ディスクの導電路における電流は、前記第一ディスクが７２０度（1/R-1/S）に等しい角度回転したときに、反対になる。例えば、Rは偶数とし、Sは４の倍数とすることができる。

（上述した）図１は、路面速度（road speed）に対する登坂性能のグラフである。 （上述した）図２は、先行技術である二極永久磁石直流モータの図である。 （上述した）図３Ａと図３Ｂは、磁場における導体上の力を示す図である。 （上述した）図４は、２つの導体間の力を示す図である。 （上述した）図５は、先行技術の軸方向磁束モータアセンブリにおける導電路を示す図である。 （上述した）図６は、図５の導電路における電流が相互作用する際の磁束パターンを示す図である。 図７は、本発明を具体化した軸方向磁束モータアセンブリの図である。 図８は、電気回路図である。 図９は、本発明を具体化した、別の軸方向磁束モータアセンブリの図である。 図１０は、図７または図９のアセンブリにおいて使用されるディスクを示す。 図１１は、図５の導電路を重ねた、図１０のディスクを示す。 図１２Ａは、図７または図９のアセンブリで用いられ得る別のディスクの平面図を示し、図１２Ｂは、図１２Ａの線Y-Yに沿った断面図を示す。 図１３Ａは、より詳細に図１０のディスクの一部分を示す。図１３Ｂは、さらに詳細に図１３Ａの一部分を示す。図１３Ｃは、図１３Ａの線Z-Zに沿った断面図を示す。図１３Ｄ，１３Ｅおよび１３Ｆは、ディスクの一部分がどのように作られるかを説明するのに用いられる、それぞれの図である。図１３Ｇは、図１３Ａの別の細部を図示する。図１３Ｈは、図１３Ｃに対応する図１２のディスクの断面図である。 図１４は、本発明を具体化したアセンブリの部分のまっすぐに伸ばした半径の図を示す。 図１５Ａ，図１５Ｂおよび図１５Ｃは、ディスク間の角度の関係を説明するのに用いられる図である。 図１６Ａから図１６Ｆは、それぞれ電流の図を示す。 図１７Ａから図１７Ｃは、図１６Ａから図１６Ｆまでの電流の図に対応するスイッチング回路を示す。 図１８Ａから図１８Ｄは、様々な巻線の可能性を図示する。 図１９は、本発明を具体化したアセンブリで用いる装置の図である。 図２０は、図１９の装置を動作させる回路を示す。 図２１は、図２０の回路のタイミング図である。 図２２は、本発明を具体化したモータアセンブリを構築する方法を説明するのに用いる図である。

本発明の第一の特徴を具体化した軸方向磁束モータアセンブリは、これから詳細に説明されるが、似たような設計の軸方向磁束ジェネレータアセンブリも製造できることは理解されるであろう。さらに、以下に述べる軸方向磁束モータアセンブリは、周囲の事情が、ジェネレータとしてその使用を要求する場合に、逆にできるように設計され得る。

図７に示すような、本発明を具体化した軸方向磁束モータアセンブリ１０は、それぞれのディスク２０ａと２０ｂの間で、回転を許容する隙間があるように交互に配置された、第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂのスタックを含む。示された実施形態では、簡単にするために、スタックにおいて２つだけの第一ディスク２０ａと２つだけの第二ディスク２０ｂがあるが、実用的なモータでは、３つ以上の第一ディスク２０ａの集合と、３つ以上の第二ディスク２０ｂの集合とがあるかもしれない。第一ディスク２０ａは、回転軸４０上に取り付けられ、一方、第二ディスク２０ｂは、適切な位置に固定される。第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂは、ディスク２０ａ，２０ｂの内部に配置された磁性体セクタ２００をそれぞれ含み、該セクタ２００のそれぞれの間には、電流を伝えるための導電路２０１の放射状に広がる部分２０２（以下、“導体（conductor）”または“スポーク（spoke）”とも呼ぶ）がある。アセンブリが使用中であるとき、隣接する導体を流れる電流の極性は、互いに正反対となる。第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂ上の磁性体セクタ２００は、一定角ピッチで配置されるが、第一ディスク上の磁性体セクタのピッチは、第二ディスクのそれと同じ、または、同じでないかもしれない。電流が導体２０２を流れるとき、磁束は、放射状に広がる磁路において、ディスク２０ａ，２０ｂの面に垂直に流動し、第二ディスクとは独立した第一ディスクを考慮すると、１つの軸方向に広がる磁路における磁束は、該磁路の両側の直接隣接した磁路における磁束とは反対方向に流動し、アセンブリ１０の両端に与えられた磁性体の磁束戻り部３０に戻される。全体の磁束は第一ディスクと第二ディスクの磁束の重ね合わせである。アセンブリ１０は、さらに、第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂ間の相対的な角度位置（angular position）を検出するための手段５６と、前記第一ディスクの連続回転をもたらすように、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクの他方を基準として、その回転に対応する、前記第一ディスク２０ａまたは前記第二ディスク２０ｂの１つにおける前記導電路２０１を流れる電流の方向を逆にするためのスイッチング回路５０とを含む。角度位置の検出は、従来の手段で成し遂げることができる。例えば、光学的感知（optical sensing）手段、または、ホール効果磁気検出（Hall Effect magnetic sensing）手段（図示せず）などである。手段５５は、第一ディスク２０ａに直流電流を供給するために備えられる。

例として、図８は、第二ディスク（“固定子巻線（stator windings）”）における電流の反転が、どのように成し得るのかを示す。スイッチング回路５０は、Ｓ１とＳ４を一緒に閉じるか、または、Ｓ２とＳ３を一緒に閉じるかのいずれかによって、どちらか一方の極性の電流で固定子巻線を駆動するために、動作可能な半導体スイッチＳ１からＳ４を包含する従来のブリッジ駆動回路（bridge drive circuit）を含む。従来の角度位置検出手段５６ａの出力は、制御および駆動電子回路５６ｂに供給される。当該電子回路は、停止−開始信号および方向信号に関する外部コマンドも受け取り、それに応じてＳ１からＳ４への駆動信号を生成する。

第一および第二ディスクの両方は、他方を横断する１つのセクタの動きにおいて、様々な磁束を捕捉するので、磁束戻り部３０（以下、磁束戻り環とも呼ぶ）は、（磁気循環（magnetic cycling）による加熱を生じさせないように）低損失鋼材（low loss steel）からなる必要がある。好ましくは、それらは、例えば、渦電流を抑えるために、積層形状（laminated form）で、従来のモータ鋼材を用いて構築され、仏国特許発明第２６３９４８６号明細書（FR2639486）に開示された、らせん状の配置（spiral arrangement）のようにも構築される。また、それらは、磁束を供給して渦電流の発生を抑えることができる合成鉄粉（composite iron powder）または鉄線（iron wire）の材料からなる。図示された実施形態において、磁束戻り環３０は第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂのそれぞれに取り付けられるが、もし磁束戻り環３０が、切り換えられていない磁場で、回転する（あるいは、じっとしている）なら、より低い損失となるかもしれない。図９において図示される他の実施形態では、１つのディスク２０ａが存在し、ディスク２０ｂの機能は、スタックのそれぞれの端に備えられる２つのディスク２０ｃに分けることができ、当該ディスク２０ｃは第一および第二ディスクのそれぞれの厚さの半分であり、第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂ上の磁性体セクタの厚さの半分の厚さの磁性体セクタ２０５を備える。さらに、この装置は、固定されたディスク２０ｂが、半分ではない完全な厚さからなり、回転軸に取り付けられた、２枚の半分の厚さのディスク２０ｄ間の中央に置かれるようにもできる。この装置は、複数枚のディスクを用いることができ、一般的な形状では、２０ａまたは２０ｂの一方の種類のＮ枚の半分ではない完全な厚さのディスクがあるなら、Ｎ−１枚の完全な厚さのディスクと、スタックの両端で、２０ｃまたは２０ｄの一方の種類の２枚の半分の厚さのディスクとが存在する。

最も簡単な実施形態では、第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂは、ほぼ同一である。ディスク２０ａ，２０ｂは、図１０の示されるディスクの形状を採用し、ディスク２５０の主要構造（main structure）は、アルミニウム合金である。アルミニウムのすべての合金は、よく電気を通し、かなりの力学的強度（mechanical strength）を備えることができる。アルミニウム部分のみを考慮すると、切り抜き（cut-outs）２６０と溝穴のあいた隙間（slotted gaps）２７０が、図５の形状となる、導電路２０１を形成する。図１１は、図５の導電路２０１を重ねた、図１０のアセンブリを示す。アルミニウム合金ディスクから導電性の形状を切り抜くことは、その力学的強度と剛性をかなり減らしてしまうが、これは、合成材料を追加することと、非導電性の高強度樹脂（non-conducting high strength resins）を用いることで回復させることができる。特に、ディスクの外周は、溝を加工することと、高強度のファイバをそれに巻きつけることで、かなり強化することができ、樹脂によって接着することができる。

そのようなディスクは、低速で高トルクのモータに、特に、適している。しかし、その他の応用に対して、図１２Ａおよび図１２Ｂのような、導電路２０１用の配線を備えるディスク２０ａ，２０ｂを提供することが、より適しているかもしれない。それらの図は、従来の巻線２３０を示し、該巻線は、電圧および電流要件に合うように、各セクタ２００の周りを囲んで、部分的に巻かれ、または、複数回巻かれ、例えば、エポキシ樹脂などのような、樹脂素材によって磁性セクタ２００に接着される。磁性セクタ２００は、例えば、積層モータ鋼材（laminated motor steel）、または、鉄のやすりくず（iron filings）を固めた樹脂など、高い磁束密度に耐えることができる軟磁性体から形成することができる。磁性セクタ２００と巻線２３０との間には、さらなる構造強度および保護のために備えられる、材料の層２３６がある。各ディスク表面上に、例えば、グラスファイバーまたはケブラーなどの材料からなる補強層２３５ａ，２３５ｂが備えられ、磁性セクタ２００以外のディスクのすべての部分を覆う。

本実施形態では、本発明の磁性セクタ２００は、アルミニウム合金２５０における切り抜き２６０をいっぱいにしてふさぐ磁性体２６５を含む。磁性体２６５は、例えば、積層モータ鋼材または鉄のやすりくずを固めた樹脂など、高い磁束密度に耐えることができる軟磁性体であり、積層加工（laminations）は、図１３Ａの細部に見られるように、使いやすい。図１３Ａには示されていないが、図１３Ｂの平面図、図１３Ｃにおける導体２０２周囲の部分に示されるように、電気絶縁隔壁（electrically-insulating barrier）２６６は、磁性体２６５の端部周囲に備えられる。これにより、電流は意図した経路に制限され、磁性体２６５の中で、あるいは、磁性体２６５を横断して短絡することはない。この隔壁２６６は、境界周辺にガラステープを用いた、固定手段でうまい具合に結合される。該ガラステープは、例えば、エポキシなどの樹脂が浸み込んでいる。

磁性体が、積層モータ鋼材で形作られる場合に、それは、図１３Ｄおよび図１３Ｅに示される方法で構築するのに都合が良い。導電体２０２は、便宜的に放射状の導電性スポーク（radial conducting spoke）とみなすことができ、２つの曲線状の端部とほぼ一直線の中間部を有する部分を備える。これは、積層加工において‘突き合わせ（butt）’接合面２６５ｃで、長短の層（segment）２６５ａ，２６５ｂに分けることを可能にする。該接合面は、導体２０２の平らな部分と曲線状の部分が接触する場所である。‘突き合わせ’接合面におけるどの隙間も、ディスク２０ａ，２０ｂ間の隙間と比べて小さいことが重要である。これにより、磁路の磁気抵抗は、ほとんど変化しない。それゆえに、積層加工の交互に積み重なる層（alternate layers）は、（れんが積みにおける接着にまさに類似する方法で）接合位置が交互に並ぶように、ディスクに配置され、当該構造が樹脂系接着剤（resin glue）で作られるなら、これは、積層を複合構造（composite structure）に作り上げることになる。当該構造は、“スポーク”の断面形状によって、ディスクに機械的に、はめ込まれる。

ディスクにおいて交互に繰り返される磁性部分は、図１３Ｆに示すように空間を完全に満たすように、鉄のやすりくずと樹脂との複合材料を用いて形成することができる。当該複合材料は導電性ではないので、図１３Ｂおよび図１３Ｃで示した電気絶縁隔壁を省略することができる。

図１３Ｇは、導体２０２の中央に位置する、２つの冷却チャネル（cooling channel）２０２ａを示す。該チャネルは、従来の手段で、導体の液体冷却のために使用される。

図１３Ｈは、図１２に相当する詳細な断面図を表すために、電線の束で形成される導体を示す。さらに、電線間の隙間は、この形状の構造において、液体冷却チャネルを備えるために都合よく用いることもできる。

この装置の機械的な動作を理解するためのいくつかの方法があるが、最も簡単な方法では、‘磁場（field）’を供給するような、ディスクの第一集合と、電流を供給するような、第二集合（交錯集合（interlaced set））とを考慮することである。それにより、力とトルクが、永久磁石モータにおけるそれと類似のやり方で生じることが明らかになる。力の正確な計算は、複雑であり、特定の設計による“有限要素（finite element）”手段によって最も良く行われる。電流の２つの集合によって生じた磁場の計算は、いくらかは簡単である。なぜなら、ぞれぞれの集合に対して、それは、以下に示すように、簡単な磁気抵抗計算に帰着するからである。線形磁場（linear fields）の重ね合わせ原理を行使することで（磁性体に磁場が満たされないことを条件とすれば、これは有効である）、全体の磁場（Ｂ）は、２つの別々に派生した磁場の合計である。図１４は、まっすぐにした半径の図を示す（すなわち、この原理に基づいて、線形のモータの事例するように、曲率の影響を取り除く）。

これは、高い透磁率の媒体において、集合の中を自由に移動する、等しい電流と等しくない電流との集合であることに注目することで、他の取り扱い方（alternative treatment）が得られる。当該媒体において、ディスク間の空隙は、狭さが維持され、それにより実効透磁率は高いままとなる。等しい電流は引きつけ、等しくない電流は排斥する。それゆえに、どの開始位置からでも、電流は、等しい電流が一緒に並ぶようにする。もし１つの集合の電流の向きは、いま逆向きであるなら（そして、多少の回転慣性、または、複数の巻線相（winding phase）を仮定すると）、当該装置は、別のセクタに向けて回転し続ける。

磁性媒体における狭い空隙が、実効透磁率を高いままにするということは、正しい記述（statement）である一方で、この隙間は軸方向に一定であり、設計変数（design parameter）であるという事実は注目に値する。当該変数は、所与の電流に対して生じる磁場の強度を制御するのに使用される（以下を参照）。そのように、当該隙間は、どの磁路においても、最も優勢な磁気抵抗に相当する。これは、（別々に、電流の各集合からの磁場について考慮された）当該隙間を横切って、平らに磁束を広げる効果を有する。この結果は、電流との相互作用によって発生した力が、磁性セクタの表面の大部分を横断して、直ちにほぼ直線状になり、２つの平行な電流間での相互作用に対して予想される１／ｒの依存関係（dependency）は、線形になる（ただし、ｒは図４のように離間距離である）。

２つのディスク集合からの磁場は、それら磁場が磁性体を飽和させないように、補強する必要であるので、各導電路２０１は、飽和状態の半分だけの磁束密度を発生することを許され得る。

電流は回転ディスクに供給されなければならないが、連続回転に必要な電流の逆転は、第一ディスク２０ａまたは第二ディスク２０ｂのうち両方ではない、いずれか一方でのみ、起こる必要があるので、この切り換えは、回転する第一ディスク２０ａのみに、直流電流を供給する必要がある場合に、固定の第二ディスク２０ｂで起こすことができる。

回転ディスク間の隙間は、要求される磁場が、導体中の電流によって、それら隙間を横切って生じるように設定する必要があり、そして、最大トルクを得るために、この磁場は、最大動作電流（maximum operating current）で、飽和状態の半分の磁束密度とすべきである。しかし、電気を通すための導電性“スポーク”の能力は（特に、液体冷却がなされているなら）、スポークの横断面に対応する。該横断面は、線寸法（linear dimensions）の二乗に等しい程度である。

終端効果（end effects）を無視し（一般的に場合において、磁性セクタ２００は、それらの幅に比べて、半径方向に長い）、ただ１つだけのディスク集合を考慮するために、磁性体の各セクタ２００周囲に生じる起磁力のアンペア回数（Amp Turns）は、臨界磁束の水準で、２つの空隙を横切る必要がある（なぜなら、第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂは、交互に配置されているからである）ということが分かる。磁性体の磁気抵抗は、無視することができる（なぜなら、磁性体の相対的な透磁率は非常に高いからである）。それにより、２つの支配的な関係が次のように表される。

〔数５〕
H . 2 . 隙間（gap） = アンペア回数（Amp Turns）

〔数６〕
B_s/2 = μ₀ . H
と、

〔数７〕
アンペア回数（Amp Turns） = 2 . 隙間（gap） . B_s/2 / μ₀
ただし、B_s/2は半飽和磁束（half saturation flux）、μ₀は自由空間（free space）の透磁率、Hは H 磁場（H field）である。

そして、必要なアンペア回数（Amp Turns）は、所与の磁束に対する隙間のミリメートル毎に簡潔に表すことができるという、非常に単純な関係が浮かび上がる。

〔数８〕
アンペア回数（Amp Turns） = 0.001/ μ₀
= 約 800 A/mm.Tesla
もしディスクの厚さはd、隙間はg、電流密度はJとし、導体の横断面が正方形である事例に単純化する場合、横断面の断面積はd²であり、電流はJ.d²である。例として、もし磁性体の飽和磁束密度が２テスラ（Tesla）なら、１つのディスク集合で発生される磁束は、１テスラを超えないはずである。それにより、

〔数９〕
g = J . d² / 800
ただし、半分の磁束密度のテスラにつき、ミリメートル単位で動作する。

この関係は、簡単に他の実用的な磁束密度に拡大縮小することができる。導体の横断面が正方形とする仮定は、隙間を線寸法の二乗として測れるという意味があることはすぐに分かる。幅が狭い隙間を切削する（machining）際の許容差（tolerance）は、装置の寸法に対して直線的に拡大縮小すると仮定することができるので、より大きな機械を構築するのが、比較的に簡単であることが分かる。また、所定の隙間は、導体２０２の所定の横断面を要求するので、より大きな機械において、扇形部分（segment）の角度幅（angular width）を小さくすることができるといえる。

次の表は、５アンペア／平方ミリメール（square mm）の電流密度、かつ、２テスラの磁性体飽和磁束密度に対する隙間の関係を示す。

ここで留意すべきは、全体の空間、すなわち、２つの隙間である。非常に小さい機械は不可能ではないものの、３ｍｍのディスクの厚さが、正確な切削のために、おおよその制限値であることが分かる。６ｍｍのディスクの厚さは、それぞれ０．１ｍｍの２つの隙間を与える。それは、比較的簡単な切削を要する。液体冷却の使用は、より高い磁束密度を可能にし、それゆえに、より小さい機械、または、より大きい隙間を可能にする。もし１つだけの巻線が、第一ディスク２０ａと第二ディスク２０ｂのそれぞれにおいて使用されるなら、すべての等しい電流がお互いに最も近づくまで、第一ディスク２０ａが移動するに至るまで、トルクは発生するであろう。この条件において、もし各電流が半飽和磁束を発生されるための値であるなら、電流の２つの集合の組合せ効果は、１つの軸方向磁束経路（axial flux path）の上向きに、および、次の経路の下向きに、飽和磁束密度を確立する。

もし電流の１つの集合が、反対方向を向くなら、すべての電流は、‘等しくない（unlike）’ことになるので反発力が生じる。そして、もしそれらが回転して完全に一列に整列したなら、これらの力はすべて正確に軸方向となり、回転成分は存在しないことになる。さらに、この位置において、電流の磁気効果は、互いを厳密に無効し、磁束密度は、それぞれの軸方向磁束経路においてゼロとなる。上述したように、管理された隙間の効果は、当該隙間を横切って、平らに磁束を広げることであった。それゆえに、１つの集合の逆転を受けて、等しい電流の配置位置から開始することで、その後、第一ディスク２０ａは第二ディスク２０ｂを横切っているとき、一般的な場合では、それぞれの軸方向磁束経路（第一および第二ディスクのインターリービング（interleaving）から生じる曲率を無視する）は、磁束がほぼゼロである、等しい電流間のゾーンと、磁束がほぼ飽和状態である（制限的な電流と仮定する）、等しくない電流間のゾーンとに、分けられることは分かる。これにより、高い磁束密度における力線（flux line）は、広く広がり、そして、ゼロ磁束のすべてのエリアに向けて広がり、エリアにおけるゼロ磁束を縮小するようなものであると、発生した力の意味を理解することが可能である。このモータの用途において、空隙の磁気抵抗と導電路における電流の作用は、磁束のあるエリアにおいて、新しい、ほぼ一定密度の磁束を生成することである。回転を伴う、一定の磁束密度の当該生成は、上述した力の線形化（linearization）に相当する。

この解釈は、導体に対する最適な横断面の形状を理解することに有用であり、および、連続的なトルクを供給できる実機の構築にも有用である。非鉄金属の導電性材料は、非常に低い透磁率を示し、これは、自由空間の材料として扱われ、または空隙の同等に扱われる。図１３Ｃから図１３Ｈは、導体２０２の横断面を示す。該横断面は、ディスクの端や空隙に達する位置において、限定された幅で、各ディスク表面の軸方向に曲がっている。そして、当該横断面は、モータ鋼材の薄板による構造を補助するために、ディスクの厚さの中間で、まっすぐな部分２０２ｂを備えることができる。図１５Ａは、第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂ間の角度関係が、一般的な場合、すなわち、特定の関係ではなく、図１３Ｃの横断面の導体２０２による場合として、考慮され得ることを示す。図１５Ｂは、ちょうど分かれ始める（すなわち、互いに近づいている）位置にある、一致する第一および第二ディスク集合を示す。

図１５Ａにおいてｅ（端部（edge））とｃ（中央部（centre））として示される範囲（dimension）についてまず検討する。それらはそれぞれ、磁性セクタ２００の横断面の長さであり、ｅは最も幅広い部分の長さであり、ｃは最も狭い部分の長さである。もし磁束密度は中央部において飽和状態なら、端部の磁束密度は、係数ｃ／ｅにより下がることは明らかである。

ここで、１つだけのディスク集合によって、例えば、第一ディスク２０ａのみによって、生成される磁束について検討する。もしこれが連続的な高い透磁率の材料であるなら、力線は、図１５Ｃに示した一般的な形状となり、そのパターンは、軸方向磁束経路を交互に上下に向かうが、それぞれの導体２０２に近いと、いくらかの磁束は導体を単に取り囲むことは明らかである。これは、各ディスクの中央線上の各導体２０２に近接する磁束は、軸方向磁束経路を上下に行き来せず、形態係数（geometric factor）ｃ／ｅを下回るまで、インターリービングディスク２０ｂを通って横切る磁束を、減らすという効果を有する。

しかし、このモータの設計では、各導体２０２における電流が、２つの空隙において、磁束を発生させる必要があることが指摘されている（これは、単に、軸方向経路の上に向かう磁束に対して、電流の数で割られた空隙の数である）。導体２０２の平坦部の幅がｗ、空隙がｇ、および、ｗ＞ｇとした場合、１つの導体２０２周囲の磁気抵抗は、もし当該経路が空隙を経ているなら、次式に比例する。

〔数１０〕
2 . w + 4 . ( A . g ) , ただし A < 1
そして、ｗ＞ｇであるので、磁束の大部分は、隣接層における磁性体を経由する経路を通り、磁気抵抗は、4 . g に比例する。それに比べ、軸方向磁束経路を上下に行き来する磁束に対する磁気抵抗は、単純に 2 . g に比例し、したがって、これは、最も低い磁気抵抗の経路である。

空隙の磁気抵抗は、磁性体を通るどの連続的な経路のそれよりも非常に高いことが上記に指摘されている。そして、よく知られているように、これは、空隙を横切って磁束密度を一様にするという効果を有し、磁束にほぼ直角にどの隙間も横切ることを要求する（縁を成す端部を除く）。このような状況において、これは、不思議な効果をもつが、それは、アンペールの法則（Ampere's theorem）によって、厳密に正当であることを証明することができる。

図１５Ｃにおける線１５１上の点について検討する。ただ１つの導体２０２’周囲の経路とる任意の磁束は、導体２０２’と２０２”の両方の電流によって、すぐに励起される。そして、各電流の周りのアンペア周回積分（Ampere integral）は、４つの空隙の磁気抵抗によって直ちに支配される（dominated）ので、磁性体における H 磁場は、小さく、かつ、ほぼ等しく、かつ、正反対である。空隙の優位性（dominance）の効果は、線１５１に沿う H 磁場の、導体２０２’と２０２”からの距離への依存性を減少させることである。それにより、横方向（lateral）の H 磁場は、与えられた条件ｗ＞ｇで、当該線に沿うところは、ほぼゼロであり、ディスクの中央線でちょうどゼロとなる。

形状的に、もしｗがｇと等しかったなら、厚みの真ん中（すなわち、最も狭い部分、範囲ｃ）を通る磁束密度は、ほぼ一定になるので、個々の導体２０２周囲の経路に進む‘損失磁束（lost flux）’は、中央線上で見ると、ディスクの厚さの半分未満の範囲となる。これは、導体２０２を取り囲む磁束に対する最大横方向経路幅（maximum lateral path width）である。前記係数は、半分未満となるであろう。なぜなら、完全な連続媒体においてでさえ、磁束密度は、そのような横方向の経路において、ディスクの厚みの中央に向かって低下するからである。ｗ＞ｇで、横方向の磁束は、係数ｇ／ｗとアンペールの法則によって説明される取り消し効果（cancelling effect）との両方によって、減少させられる。

磁束が軸方向磁束経路中を進むように、モータを構築するための一般的な条件は、ｗ＞ｇかつｅ＞ｄと与えられる。ただし、ｄはディスクの厚さである。

では次に、導体形状の他の特徴を見てみると、相対的角度位置が、第一および第二ディスク集合の導体が、一直線に合わせられるような位置であるとき、導電性材料は、空隙の透磁率に等しい、一般的に低い透磁率となることは、上で示された。そして、電流が、さらなる回転をもたらすために反対方向に流れるとき、新しい磁束は、トルクを発生させるための異なった電流間で、生じさせる必要がある。しかし、それらが、重なり合う位置にある場合、すべての磁路は高い磁気抵抗を有し、軸方向磁束経路における新しい磁束の発生は、ほとんど妨げられる。それゆえに、導体２０２を単純に取り囲む磁束を最小化するために、ｗがｇよりも大きいことが有利である一方、大きな値のｗは、一切トルクを生み出さない（それは、‘不感帯（dead-band）’とも呼ばれる）、導体の実効重複部分（effective overlap）の角度を大きくするという効果がある。これにより、各ディスク２０ａ，２０ｂの表面での導体２０２の幅ｗは、制限される。

したがって、導体２０２に対する最適な形状は、川にある橋脚にある程度相当するようなものを想像できる。それは、電気を流すために、最大の横断面を必要とするが、さらに、もしそれがディスク表面上の端部において比較的狭い（ｗ＞ｇの必要性とも適合する）なら、トルクは、隙間を横切る直接的な磁路が、導体の重なりによって遮断されるまで、ほぼ一定で、かつ、連続的であろう。

上記で示されたように、任意の位置から開始するので、すべての同じ電流は、一線上に整列しようとし、モータはそうなるまで回転することになる。また、電流の１つの集合がその後反転したなら、モータはもう一度電流が整列するまで、セクタ分の角度で再び回転することも示されている。さらに、ディスクが完全に一列に並んだ場合に、その配列（alignment）の周りは、トルクが無視できるほど小さい‘不感帯（dead-band）’であることは示されている（この‘不感帯’の幅は、ディスク表面で導体の幅ｗによって決定される）。

明らかに、上述の単純化された構造でモータを構築することは可能である。電流逆転接点（current reversal point）を通り越して、モータを動かすための弾み車の機械的慣性を用いてよいなら、回転は連続的になる。

しかしながら、モータの多くの応用、特に、路面牽引（road traction）において、連続的で、どんな角度からでも始動することを可能にするトルクをもつ必要がある。

これを成し遂げる３つの方法がある：
第一および第二ディスク２０ａ，２０ｂの２つの集合と磁束戻り環３０は、各集合間のセクタの相分離（phase separation）と同時に、１本の軸（shaft）に取り付けられる。一般的な場合、両方のディスクはトルクを供給することができ、一方が整列位置（alignment position）を通過するとき、他方が磁場の中央に電流をもたらし、最大トルクを生成することができ、それで始動が保証される。もし導体２０２が、トルクがないときにおいて、その配列の最小角度を得るために、‘橋脚（bridge pier）’の効果もたらすよう、形づくられるなら、高比率の時間に対して、両方の集合は十分なトルクを生成できる。この課題解決策の最悪の場合は、始動または回転が非常に遅いとき、巻線の１つの集合が配列を通り抜けているときである。上述のどのトルクでも、半分で、これを動かすことは不可能である。なぜなら、１つの集合に電流を二度流すことは、磁性体を飽和状態に追いやってしまうからである。このアプローチの第二の欠点は、２つの回転子／固定子集合が、磁気的に独立していなければならず、そのため、それぞれは、磁束戻り環の集合を必要とし、全体の質量にかなり追加されることである。

第二のアプローチは、２本の巻線を備えることであり、第一ディスクまたは第二ディスクのいずれかにおいて、それら巻線間の位置の違いがある半分のセクタ（a half sector）を含む。第一および第二ディスクの両方において、そのような２本の巻線の集合を備える利点はない。簡単にするために、第二ディスクがそのような２本の集合を備えることが望ましい。２本の巻線は、両方がトルクを生成できるときに、他方の巻線の配列に近接する、すべての電流を伝導する一方の巻線を用いて、電流を共有することが、便利である。したがって、トルクは連続的であり、飽和の問題は存在しない。ただ１本の巻線のみで、それ自体に基づいて動作するときに、倍の消費コストがかかる。この選択肢の別の利点は、磁束戻り環の１つの集合のみが必要とされ、これは質量を大幅に削減することができる。注目すべきは、いずれか一方のディスクまたは両方のディスクにおいて、この選択肢は、より多くの段階（phases）を備え、多くの変形が存在することである。しかし、ディスクにおいて変形段階の数が増すと、磁性体部分の制限および導体２０２の幅と、磁性セクタ２００の角ピッチとの間でトレードオフが生じる。

第三の選択肢は最も複雑であるだけでなく、最も有益であるかもしれない。そして、基本的には、測定のためのバーニア目盛り（Vernier scale）にたとえられるかもしれない。図１６Ａから図１６Ｆに示されるように、１８セクタの磁性体を備える回転子集合と、２０セクタの磁性体を備える固定子集合を検討する。このセクタ数は、実際の設計と比較すると少ないが、典型的例であり、選ばれたセクタ数は、簡単にある角度のピッチを作成する。すなわち、２０度（degrees）のピッチで１８セクタ、１８度のピッチで２０セクタである。

図１６Ａから図１６Ｆは、破線の第一ディスク（回転子）における放射状（半径方向）の電流と、点線の第二ディスク（固定子）における放射状（半径方向）の電流を示す。モータの他のすべてのバージョンについて言えば、すべての回転子は他の回転子にぴったりと合っており、すべての固定子は他の固定子にぴったりと合っていると仮定する。そのため、得られた各集合だけからの磁性部分における磁束が、軸のまわりの行き来する経路（alternate pathway）にあり、合成磁束（composite flux）は、２つの磁束の重ね合わせである。また、各半径方向の電流は、導体の中央を表すものと仮定する。当該導体は、橋脚のようなものとして説明された基本的な特性を備える。すなわち、ディスク表面の角度幅は、空隙と比べると大きく、セクタ幅と比べると比較的小さい。それゆえに、磁性体によって塞がれた多くのセクタ面を許容し、その面において、磁束を発生させることができる。新しい磁束を発生させるための低い磁気抵抗経路と、トルクを発生させない不感帯との必要性についての上述の解説は、ほぼ整列している導体の個々のペアにも当てはまるものとして考慮する。

図１６Ａでは、回転子導体は、中央から送電されるように示され、以下の任意の手段（集電環（slip rings）、誘導結合器（inductive coupler））を用いて送電される回転子の場合について示される。

固定子導体経路は、端子Ｔ０からＴ９とそれぞれ接続された外側の弧状経路（arc path）を有する、連続的な曲がりくねった導体経路として示される。ここでの説明を簡単にするために、巻線は１つだけの導体と仮定し、また、実施上の固定子の接触は、外側の部分だけ利用可能である。しかし、これは、制限的に考えるべきではない。図１６Ａでは、駆動電圧は、端子Ｔ０（正）とＴ５（負）との間で加えられるように示され、ここで留意すべきは、使用中の端点の両側の２つの導体における半径方向の電流は、同じ方向を向いていることである。それは、それら２つの導体からそのセクタにおける磁場はゼロとなることを意味している。

導体上の矢印は、この接続から結果として生じる電流の流れの向きを示し、従来の言い方をすると、すなわち、正から負への流れである。外縁周囲の矢印は、各導体の力を示す。

図１６Ａでは、図の上下（１２時と６時の位置）で、回転子と固定子電流とが完全に整列してそろった状態であること、これらは、トルクを生成しないことが分かる。そうでない場合は、矢印は、反対方向の固定子の反作用トルク（reaction torque）とともに、時計回りのトルクを回転子に適用する、すべての導体からの一定の貢献（contribution）を示す。好ましい分析方法は、重ね合わせ（superposition）である一方、各導体からのは貢献は、同じ流れの電流は引き寄せ合い、異なる流れの電流は反発し合うことに留意して、精査することで検証することができる。

さらに、整列してそろった状態のために、給電接点（feed points）Ｔ０とＴ５で、２つの同じ方向の固定子電流の間では、回転子電流がないことも留意できる。もし“橋脚”が、整列していない回転子電流と固定子電流の最小間隔（minimum separation）と比べて角度の意味において狭いなら、２つの回転子電流スポーク以外のすべての回転子電流スポークは、磁場を発生させる固定子のセクタ中にあり、これにより、１８の回転子電流のうち１６の回転子電流がトルクを提供する。

同様に、回転子巻線が曲がりくねっており、従来どおり供給されるので、すべての回転子の磁性部分は、それらの磁性体において磁場を発生することが分かる。また、スポークの角度幅に関する同様の考察を与えると、すべての固定子電流も、トルクを発生するでしょう。ただし、完全に整列してそろった状態にある２つは除く。

したがって、示された角度の配列（angular alignment）で、１８の回転子のうち１６の回転子が貢献し、２０の固定子のうち１８の固定子が貢献することと、それにより、（固定子電流と回転子電流とが等しいと仮定すると）トルクは、限界一杯のトルクを生成し得る配列で、その簡易版のモータにおける多くの導体が達成できるものの34/38^thである。

図１６Ｂは、トルクが発生する移動という意味で（すなわち、モータとして）、時計回りに、１度回転した回転子を備える、同様のシステムを示す。上述したように、セクタ幅は１８および２０度であるので、これは、セクタの相違角度半分の回転に、自然に相当する。さて、トルクの方向を示す矢印は、すべての電流が貢献することを示し、そして、これは、導体の角度幅が小さい場合であろう。固定子の給電接点における磁性セクタには、回転子電流が存在しないことが分かる。しかし、２つの固定子電流は、回転子の２箇所のうちの、ただ１つの磁性セクタ中にあることが分かる。それにより、一般的な条件は、トルクは、幅の狭い導体（narrow conductor）を用いて、38/38^th（すなわち、100%）である。しかし、もし導体が幅広いなら、トルクを生成しない箇所が４箇所あることになる。すなわち、トルクは30/38^thである。

図１６Ｃは、１度のさらなる回転を示す。これは、最大ピッチの差異であるので、給電接点から反時計回りの半ピッチで、２つの導体が整列してそろった配列にある。当該配列は、同じ向きの流れの電流の整列した状態であるが、それ以外では、トルク生成は、図１６Ａのようになる。

図１６Ｄは、さらに１度の回転を示す。この状況は少し異なる。もしスポークの角度幅が狭いと考えると、固定子給電接点の反時計回りで半ピッチのスポークによって生成されるトルクは、他のすべてのトルクに逆らう。ただし、これは、電流の解釈（interpretation of currents）を用いている。しかしながら、１つの回転子電流は、固定子電流が反対となるセクタにあることが分かる。一方、もし導体が幅広いなら、互いに近接する８つの電流からの貢献はなく、状況は、図１６Ｂのようになる。ここで留意すべきは、もし固定子巻線の内側円弧部分（inner arc section）に接続することが、可能であるなら、多くの切り換えを追加することが可能となり、その状態を回避することができる。それにより、これらの相反する力（反力（opposing force））の存在は、外側の接続接点（connection point）への接続制限によるものである。

図１６Ｅは、図１６Ｄと同じ角度の配列を示す（すなわち、何も回転していない）。しかし、接続接点は２セクタ分まで回転移動している（なぜなら外側の接続接点には、接続できるからである）。

接続接点の移動の効果は、従来のモータにおける整流と、明らかに、非常によく類似しているが、３６度の距離のある接続接点の整流は、物理的な回転子の４度の回転後に起こっていることに留意すべきである。ここで提案された整流は、物理的ではない一方で、切り換えの明白な回転は、多様な物理的回転速度で生じる。

また、試験は、新接続接点と旧接続接点の間で、図の４つの導体（上方の２つと下方の２つ）における電流の流れる方向は変化したことを示す。そしてそれゆえに、旧接続接点と新接続接点との間の導体電流の相互作用におけるトルクの方向も逆になるが、これらの導体からの最終的なトルク（net torque）は、なおも同じである。すなわち、２つの組は対向するトルクを生成する。また、導体が十分に幅広いとすると、トルクが、密接に整列した導体集合から発生しないが、この影響は問題にならない。

一方、別の重要な特徴がある。旧固定子電流給電接点と新固定子電流給電接点との間の、４つの固定子導体（上部の２つと、下部の２つ）を検討する。密接に整列した回転子電流は反対符号であり、（直列の）２つの固定子導体において発生するモータ逆起電力は、等しいか反対になることを示す。それゆえに、図１６Ｄの配列に達するので、Ｔ０とＴ９間、および、Ｔ５とＴ４間の‘モータ（motor）’電圧は、導体が幅広いか狭いかにかかわりなく、ゼロへと下がる。もし導体が幅広いなら、これは、旧端点と新端点との間の電圧が、（導体幅からの磁気遮蔽（magnetic masking）の効果のため）ゼロであることを保証するというさらなる効果がある。したがって、図１６Ｄの配列は、切り換えのために最適であり、‘メイク・ビフォー・ブレイク（make before break）’切り換えは、過渡電流（transients）を抑制するのに用いられる。

最後に、図１６Ｆは、新接続接点の状態で、回転子のさらなる１度の回転を示す。反対向きで、正確に整列してそろった状態の電流の２つの点があり、この状況は、まさに図１６Ａの状況である。

これを一般化するために、もし固定子においてＳセクタがあるなら、Ｓは、外側のみの端点が接続可能であるので、偶数である必要があり、回転子におけるセクタ数Ｒもまた偶数である。この場合では、前記分析方法は、Ｒ＜Ｓに対するものであるが、Ｒ＞Ｓでも作用するでしょう。

説明した状況は、Ｒ＝Ｓ−１に対してである。

そのような場合では、配列のうち２つの全く正反対の点が存在するでしょう。もしＲ＝Ｓ−４なら、配列において４つの点があることになり、それゆえに、４つの端点が必要となる。Ｒ＝Ｓ−６に対しては、６つであるなど。

すべての場合において、角度における角ピッチは、３６０／Ｒおよび３６０／Ｓである。

切り換えの間で、回転子の回転角度は、角ピッチの差の２倍である。すなわち、

〔数１１〕
720 * (1/R − 1/S)
トルクを発生させることへの導体電流の貢献は、非常に細いスピークに関して記述されている。しかし、もし開始の仮定（starting assumption）は、セクタ角度と比べて、導体が角度の点において狭いとするなら、導体の角度幅を倍にすることは、電流を倍にでき、トルクを倍にすることができると分かる。一般に、これは、多数の導体を帰線消去（blanking）する効果を備え得るが、さらに全トルクの増加につながる。

‘バーニア’の原理は、少量のトルクリップル（torque ripple）で連続的なトルクを生成することが分かる。そして、ピークトルクの高い割合は、非連続的なトルクを生み出す同じくらいの数のセクタを伴う相互結合モータ（mutually-coupled motor）から得られる。

２０セクタ固定子と１８セクタ回転子の上述の例を考えると、切り換えは４度ごとに起こる。すなわち、９０回の回転速度である。直接路面車輪駆動（direct road wheel drive）に対するモータは、約１２００ＲＰＭ、約２０ＲＰＳまでの回転速度を有する。それで、整流速度（commutation speed）は、約１．８ｋＨｚであろう。実用的なモータは、２倍多くのセクタを備え、それゆえに、整流切り換え速度は、数ｋＨｚであるとみなせる。それは、半導体スイッチングで、非常に簡単に成し遂げることができる。

もし図１６Ａから図１６Ｆに記載されたアセンブリが、モータとしてのみ用いられるなら、各スイッチは、極性はそのまま一定であるので、単純な半導体スイッチとすることができる。もしそれらが、モータジェネレータとして実装されるなら、双方向の半導体スイッチが必要とされる。反転は、回転子の接続の極性を変更するか、端点の接続順序を変更するか（すなわち、Ｔ０とＴ５、Ｔ９とＴ４などの間で、接続を入れ換えること）のいずれかを行うことができる。

図１７Ａは、図１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ，１６Ｄの装置のスイッチ位置を示す。図１７Ｂは、“メイク・ビフォー・ブレイク”スイッチングを示し、図１７Ｃは、図１６Ｅと図１６Ｆに対するスイッチ位置を示す。その中間的な位置は、図１６Ｄおよび図１６Ｅの角度位置の少し前か、少し後の位置に当てはまる。

複数巻きの巻線を用いることができ、給電接点端子（feed point terminals）（Ｔ０，Ｔ１など）の効果は、単巻きのもととは、わずかに異なる。実用上の事例では、導体は幅広く、給電接点の両側にある２つの導体は、それらの幅によって磁気的に‘遮蔽’される。

１，２，３および４巻きの巻線の例は、図１８Ａから図１８Ｄにそれぞれ示される。注目すべきは、１つだけの曲がりくねった巻線は、特別な場合であり、いずれの複数巻き巻線は、適用電圧の極性に関して、電流方向の逆転を生じることである。図１６の記述の互換性を保つために、給電接点の極性は、図１８Ｂ、図１８Ｃ、図１８Ｄでは、負極として示される。

明らかに、セクタの相対数で定まる多数の順列（permutations）がある。回転子セクタは、固定子セクタよりも大きいか小さいかどうかや、複数または単数巻きが用いられているかどうかなどである。

要約すれば、同じ軸上の２つの回転子および固定子集合の、第一の選択肢は、割増の１対の磁束制御環（flux control rings）による超過質量の難点があるということが分かる。第二の選択肢は、中程度の複雑さがあり、使用される材料と性能について効果的であるが、トルクの連続性と熱に関するトレードオフの難点がある。第三の選択肢は、最も複雑であるが、正確に連続的なトルクを供給するように設計することができ、第二の選択肢と同様の材料を利用する。

電流は、巻線の非切り換え集合（un-switched set）（以上のとおり、これは一般に回転子である）に流れるかどうかをここで検討することが必要である。ブラシにかけられる集電環（slip-rings）を用いることは、当業者に周知であるが、これらは、完全な電子的手段と比較すると、好ましくない。なぜなら、主として、ブラシが磨耗するから、および、サービス要件（service requirement）があるからである。しかし、これは、依然として、多数の機械において使用されることは、全く可能なことである。それは、電子機器回路が非常に高くつく、大きな固定プラントでは、おそらくより可能であり、ブラシ周囲のサービス問題（service issue）は、それほど問題がない。

おそらく、より最適な他の選択肢は、誘導結合器（inductive coupler）を用いることである。図１９は、２つの部分の円形フェライト‘ポットコア（pot core）’変圧器（transformer）Ｔ１からなる、そのような機器を示す。片側のＴ１ａは、回転子２０ａに取り付けられ、もう片方のＴ１ｂは、モータの端板（end plate）に取り付けられる。機械的な軸受部、軸、‘ポットコア’筐体（housing）および、取り付け台（mounting）は、十分に硬くなければならず、２等分のＴ１ａ、Ｔ１ｂが、一定の空隙で共通の中央線を維持するエンドフロート（end-float）に関して、十分に厳しい耐性でなければならない。

２等分の変圧器は、変圧器巻線（transformer windings）で巻かれ、それらは、図２０のそれと同様の回路に接続されるかもしれない。ここで、スイッチは半導体素子であり、モータおよびジェネレータとして両方の働きが必要とされる。酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）装置は、双方向のスイッチとして構成できるので、有利である。電力が、モータフレームから回転子に供給されるとき、スイッチＳ１からＳ４は、従来の非重複の矩形波ブリッジ駆動（non-overlapping square-wave bridge drive）で動作される（信号は重複することを許さない。すなわち、供給レール（supply rail）から接地（ground）に直接流れる電流を回避するために、垂直の組におけるスイッチを同時に閉じることを許さない）。電圧波形は図２１に示される。線１と線２は、図２０の接点Ａと接点Ｂの電圧を示し、それは、矩形波の原動力を主要な誘導素子（conductive element）Ｔ１の一次側（primary side）に注入する。

変圧器Ｔ１の動作は、全く従来のものと同じであり、それゆえに、矩形波電圧は、接点ＣおよびＤの出力端子に現れる。

Ｔ２は、誘導結合器の動作と同期するために用いられる非常に小さい変圧器である。フレームとＴ１の中央の穴を通る回転子との間で回転可能に接続されるために、それは、Ｔ１と同様の形で、取り付けられ、非導電性で、非磁性体（例えば、樹脂またはプラスチック）である。Ｔ２は、一定標準電圧（fixed standard voltage）、例えば、１２ボルト、からの矩形波信号によって駆動し、Ｄ１からＤ４は、接点Ｇと接点Ｈにおける内部の電力レールを生成するブリッジ整流器を形成する。Ｔ２の入力および出力両端の信号は、図２１の線３に示される。さらに、以下の検出器回路は、誘導結合器の動作を同期するために、切り換えクロック信号を取り戻す。

始動時に、接点Ｇと接点Ｈの両端の動作電圧の確立に先立って、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳ５からＳ８のボディダイオード（body diodes）は、ブリッジ整流器として機能し、電圧は図２０の接点Ｅと接点Ｆの両端で生じ、電流は回転子巻線に流れることになる。

接点Ｇと接点Ｈの両端で電圧が生じるとすぐに、回転子側の駆動回路は、Ｓ５からＳ８を切り換えるために始動できる。これにより、それらは、ダイオード導通（diode conduction）が始まった直後に電源を入れ、ダイオード導通が終わる直前にスイッチが切られる。回復回路から得られる、好適な論理信号は、図２１の線４および線５に示され、それぞれ、スイッチＳ６およびＳ７、または、Ｓ５およびＳ８を切り換える。これにより、Ｓ５からＳ８を、同期整流器および、高効率となる変圧器の両端の電力変換器（直流−直流（DC-DC））になるように変化させる。図２１の線６は、Ｃ２が存在しない場合で接点Ｅと接点Ｆの両端に生じた電圧を示す。電圧は、非重複駆動の結果として、ゼロに落ちるように見える。その上、短時間に低いレベルに達する。これは、Ｓ５からＳ８のボディーダイオードの両端の電圧降下を示す。その後、ＭＯＳＦＥＴは同期整流器を形成するために電源を入れられ、ＭＯＳＦＥＴチャネルはそれ自身のボディーダイオードを短絡させるので、電圧は高くなる。実際には、回路Ｃ２が含まれ、示された電圧の変化を滑らかに伸ばす働きをする。それにより、ほぼ一定の電流が接点Ｅと接点Ｆの両端で生じ、回転子に供給する。

そして、モータがジェネレータとして機能するときには、電源回路は反転する。電力は回転子で生じて、スイッチＳ５からＳ８は、駆動回路を形成し、スイッチＳ１からＳ４は同期整流器を形成する。スイッチＳ１からＳ４の駆動のタイミングは、このモードに適応させることができる。それにより、それらは、スイッチＳ５からＳ８の後にスイッチが入り、スイッチＳ５からＳ８より前にスイッチが切れる。

上記のように、モータはジェネレータとして用いることができる。自励磁発電機（self-exciting dynamos）は、長い間知られており、原理はほぼ同じであるが、もし外部電源が、電子制御に基づいて、励起（excitation）を与えることができるなら、それらを自励させる必要がない。

ジェネレータモード動作を理解する鍵は、回転方向が巻線の駆動段階によって設定されるという理解である。トルクがゼロを経るとき、磁場は崩壊し、その結果、電圧を生じる。しかしながら、いくらかの残留磁気がある。そして、巻線において電圧が発見され、駆動段階の切り換えが正確である限り、自励式モード（self-exciting mode）は、急速に発展することになる。

しかし、自動車の応用において、迅速な制動（braking）は望ましく、それゆえに、発電モード（generator mode）を起動する、より決定的な手段が望ましい。指摘されてきたように、もし任意の巻線における電流がゼロを通過するなら、磁場と誘導電圧も消滅する。それで、発電モードを始動するための最も簡単な方法は、電流を非切換回転子巻線（un-switched rotor winding ）に通すことである。該非切換回転子巻線は、発電モードの方向である。すべての巻線は、起電力のために、直列抵抗としてモデル化される。当該装置がモータとして動作するとき、巻線を通る電流によって生じる電圧の効果は、モータ起電力の効果に付加される。そして、それにより、駆動電圧は、モータ逆起電力よりも高くなり、抵抗は損失である。発電モードであるとき、巻線の抵抗は、ジェネレータ起電力から差し引かれる電圧を生じ、端子電圧はジェネレータ起電力よりも低い。また、同様に、抵抗は損失として表れるに違いない。それで、回転子巻線に適用される電圧は、モータから電流を‘抽出する（extracting）’ことを開始するために、負である必要があり、相互結合発電（mutual-coupling generation）を開始するのに十分である必要がある。回転子電流を起こすために、負電圧を導入する回路の複雑さはさらに増すので、１つの切り換え巻線（switched winding）における逆接続（reverse connection）を用いることで、システムを開始することは、実用上より簡単である。

もし、いったん開始すると、電流は回転子において連続的であるなら、固定子巻線は切り換えられるので、固定子回路における電圧上昇は、急速なものなるでしょう。しかし、もし電流が、セクタ切り換え（sector switchover）のために、どちらか一方の巻線においてゼロに降下するなら、励起は、再度開始するのに必要となるでしょう。したがって、回転子および固定子の両方において連続的に流れる電流を維持することは、一般に重要である。上記の第二の選択肢および第三の選択肢の事例において、それは、‘メイク・ビフォー・ブレイク’段階の切り換えで自然に生じる。第一の選択肢であれば、それは、直列で２つの集合の固定子（切り換え）回路を配線することで成し遂げられる。それにより、電流は、それらの少なくとも１つにおいて、絶えず、誘導されている。

導体からの熱損失のせいで、固定子および回転子の両方とも、冷やす必要がある。導電路は放射状の巻線によって形成される場合に、図１３Ｈで図示したように、冷却のために、個々の導体の間で、細隙（interstice）を用いることは便利である。この種類のモータは、ガス冷却（空冷）か、液体冷却のいずれかを備えることができる。しかし、液体の比熱は、ガスに対するものよりも高いので、液体冷却は、より高い出力のモータにおいて、自然な選択である。水は、高い比熱と低い粘着性を備える、ありふれた冷却流体であるが、それは、腐食性を有し、汚染されると導電性を帯び、使用時に、粒子状物質で汚染されるかもしれない。多数の高い安定性の非導電性液体、例えば、変圧器油などが存在し、それは、大抵の場合において好ましいであろう。以下に考慮すると、用語‘液体（liquid）’が用いられ、選択肢のうちどれを採用するかを検討すべきであるが、水冷は、例えば、腐食に対する十分な耐性を保証すること、導電性部品に対する絶縁など、その他の要件を備えることができる。もし液体冷却が用いられるなら、軸上に注入口および排出口が必要である。これは、オイルシールなどのような従来のロータリーシールの使用、および、ハブを介して接続する、網目状の冷却チャネルへの接続手段によって成し遂げることができる。モータを構築する好ましい方法は、図２２に示されるとおりである。これは、駆動軸４０を備えるモータを示す。トルクは高いので、出力軸４０は最小の直径を有する。示されているように、高トルク重量比（hight torque to weight）のモータは、（軸方向に）短くなり、（半径方向）に平らになる傾向がある。それゆえに、それは、例えば、完璧な位置を与えるように、二重の軸受を単一の“前面（front）”端板１５ａに置くのに使いやすい。軸４０の内端（inner end）は、ボス（boss）４５であって、その上に回転子２０ａを取りつけることができるボス４５を含むことができる。回転子２０ａと固定子２０ｂは、回転子２０ａの軸方向の間隔を決定する回転子内側軸方向長（rotor inner axial length）の寸法と、固定子２０ｂの軸方向の位置を決定する外側軸方向寸法で、順々にモータ上に置くことができる。それから、一組のハブ機械ねじ（hub machine screws）２１が、回転子２０ａをしっかりと固定するのに、しっかり締めることができる。そして、“背面（back）”端板１５ｂは、適切な位置におくことができ、モータの外板（outer skin）における棒すなわち間柱２２は、所定位置に固定子２０ｂをしっかりと固定するのに、しっかり締めることができる。モータは、その時点で機械的には完成である。軸端（shaft end）と“背面”端板１５ｂの内面は、誘導結合器５５を含むことができる。切り換え電子回路５０は、所定位置にしっかりと固定されて接続される。それは、“背面”端板１５ｂの上端に置かれた電子回路ケーシングカバー（housing cover）を用いて、“背面”端板１５ｂ上に固定するのが便利である。

上記説明では、第一ディスクは軸に結合され、第二ディスクは機械の枠に固定されるが、ここで留意すべきは、ハブモータ（hub motors）、扇風機（fans）、および、水中用スラスター（underwater thrusters）は、一般に‘裏返しに（inside out）’作ることができ、それは、シャフトが固定されており、回転部品（回転ファン（wheel fan）、プロペラ（propeller））を、回転枠の外部上に構築するか、回転枠の外側に結合されることである。

Claims (22)

1. 軸方向磁束モータアセンブリにおいて、
   それぞれのディスク間の回転を可能にする隙間があるように、交互に配置された第一ディスクと第二ディスクのスタックであって、その中に、少なくとも１つの第一ディスクと少なくとも１つの第二ディスクを有するスタックと、
   回転可能となるように取り付けられた前記第一ディスク、および、
   所定の位置に固定された前記第二ディスクであって、
   前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、ディスクの表面に配置される軟磁性体のセクタを含み、当該セクタのそれぞれの間には、電流を伝えるための導電路の放射状に広がる部分があり、前記第一ディスク上の前記軟磁性体のセクタは一定の第一ピッチで配置され、前記第二ディスク上の前記軟磁性体のセクタは一定の第二ピッチで配置され、ただし、一定の前記第一ピッチと一定の前記第二ピッチは等しい、もしくは等しくない、前記第一ディスクおよび前記第二ディスクと、を含み、
   電流が導電路の前記放射状に広がる部分に流れ込むとき、磁束は、軸方向に広がる磁路において、ディスクの表面に垂直に流動することであって、第二ディスクとは独立した第一ディスクを考慮すると、１つの軸方向に広がる磁路における磁束は、該磁路の両側の直接隣接した磁路における磁束とは反対方向に流動し、前記アセンブリの各端に備えられた磁性体の磁束戻り部によって戻され、全磁束は、第一ディスクの磁束と第二ディスクの磁束との重ね合わせであり、
   前記アセンブリは、さらに、前記第一ディスクの連続回転を生じさせるために、第一ディスクまたは第二ディスクの他方を基準として、その回転に対応する、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクのうちの１つにおける前記導電路を流れる電流の方向を反対方向に向けるスイッチング回路を含む、軸方向磁束モータアセンブリ。
2. 軸方向磁束ジェネレータアセンブリにおいて、
   それぞれのディスク間の回転を可能にする隙間があるように、交互に配置された第一ディスクと第二ディスクのスタックであって、その中に、少なくとも１つの第一ディスクと少なくとも１つの第二ディスクを有するスタックと、
   回転可能となるように取り付けられた前記第一ディスク、および、
   所定の位置に固定された前記第二ディスクであって、
   前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、ディスクの表面に配置される軟磁性体のセクタを含み、当該セクタのそれぞれの間には、電流を伝えるための導電路の放射状に広がる部分があり、前記アセンブリが使用中であるときに、前記導電路の隣接した部分を流れる電流の極性は相互に正反対となり、前記第一ディスク上の前記軟磁性体のセクタは一定の第一ピッチで配置され、前記第二ディスク上の前記軟磁性体のセクタは一定の第二ピッチで配置され、ただし、一定の前記第一ピッチと一定の前記第二ピッチは等しい、もしくは等しくない、前記第一ディスクおよび前記第二ディスクと、を含み、
   電流が導電路の前記放射状に広がる部分に流れ込むとき、磁束は、軸方向に広がる磁路において、ディスクの表面に垂直に流動することであって、第二ディスクとは独立した第一ディスクを考慮すると、１つの軸方向に広がる磁路における磁束は、該磁路の両側の直接隣接した磁路における磁束とは反対方向に流動し、前記アセンブリの各端に備えられた磁性体の磁束戻り部によって戻され、全磁束は、第一ディスクの磁束と第二ディスクの磁束との重ね合わせであり、
   前記アセンブリは、さらに、前記第一ディスクの連続回転を生じさせるための回転手段であって、それによって、電流は、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクにおける前記導電路を流れ、前記第一ディスクまたは前記第二ディスクの他方を基準として、ディスクの回転に対応して方向を反対にする、回転手段を含む、軸方向磁束ジェネレータアセンブリ。
3. ジェネレータとして機能するように動作可能な請求項１に記載のアセンブリ。
4. 前記第一ピッチと前記第二ピッチとが等しい場合、前記アセンブリが使用中のとき、前記導電路の隣接した部分を流れる電流の極性は、すべての部分に対して、相互に正反対となる、請求項１から３のいずれか１項に記載のアセンブリ。
5. 前記第一ピッチと前記第二ピッチとが等しくない場合、前記アセンブリが使用中のとき、前記導電路の隣接した部分を流れる電流の極性は、電流給電接点の両側の、極性が同じとなる２つの部分を除いて、すべての部分に対して、相互に正反対になる、請求項１から３のいずれか１項に記載のアセンブリ。
6. 前記第一ディスクの前記導電路における電流の大きさは、前記第二ディスクの前記導電路における電流の大きさと同じである、請求項１から５のいずれか１項に記載のアセンブリ。
7. 前記導電路は、導電性の巻線で形成される、請求項１から６のいずれか１項に記載のアセンブリ。
8. 前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、導電性の材料から作られ、前記導電路は、前記軟磁性体のセクタを取り囲むディスク材料により形成される、請求項１から６のいずれか１項に記載のアセンブリ。
9. 前記導電性の材料はアルミニウム合金である、請求項８に記載のアセンブリ。
10. 前記導電路を定めるように溝がディスクに備えられた、請求項８または９のいずれか１項に記載のアセンブリ。
11. 前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれに穴が備えられ、
    前記穴は高磁束密度の軟磁性体で満たされ、前記軟磁性体のセクタを形成する、請求項１から１０のいずれか１項に記載のアセンブリ。
12. 前記導電路を定めるように溝がディスクに備えられ、前記溝は前記穴と相互に接続する、請求項１１に記載のアセンブリ。
13. 前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、複数の互いに独立な導電路を備える、請求項１から１２のいずれか１項に記載のアセンブリ。
14. 電流は、誘導結合器によって前記ディスクに供給される、請求項１または３に記載のアセンブリ。
15. 電流は、誘導結合器によって前記ディスクから引き出される、請求項２または３に記載のアセンブリ。
16. ２つの前記第一ディスクと２つの前記第二ディスクとを含み、
    前記第一ディスクと、当該ディスクと隣接する第二ディスクとを、それぞれ含む２つのグループを形成し、
    各グループは磁束戻り部を備え、
    前記第一ディスクおよび前記第二ディスクの一方のグループは、１つの前記セクタの角度の幅の半分に等しい、前記第一ディスクおよび前記第二ディスクの他方のグループに対する角度オフセットを有する、請求項１から１５のいずれか１項に記載のアセンブリ。
17. ２つの前記第一ディスクと２つの前記第二ディスクとを含み、
    前記第一ディスクまたは前記第二ディスクのうちいずれか一方が、２つの独立した導電路を備える、請求項１から１５のいずれか１項に記載のアセンブリ。
18. 前記第一ディスク上の前記軟磁性体のセクタの数Ｒは、前記第二ディスク上の前記軟磁性体のセクタの数Ｓとは異なり、
    前記第一ディスクの前記導電路における電流は、前記第一ディスクが７２０度（１／Ｒ−１／Ｓ）に等しい角度回転したときに逆転する、請求項１から１５のいずれか１項に記載のアセンブリ。
19. ＲとＳは偶数である請求項１８に記載のアセンブリ。
20. 前記導電路の各放射状に広がる部分は、前記ディスクの表面に対して横方向に広がり、前記ディスク上のどの放射状の位置にも均等に配分され、
    それぞれのディスク面近傍の前記導電路の縁端部における、それぞれの前記導電路部分の幅は、縁端部間の中央部における前記導電路部分の幅よりも狭い、請求項１から１９のいずれか１項に記載のアセンブリ。
21. 前記ディスクの表面に対して横方向で、前記導電路部分の前記中央部は、ほぼ直線状の縁端を備え、前記導電路部分のそれぞれの縁端部は、ほぼ曲線状の縁端を備える、請求項２０に記載のアセンブリ。
22. 前記第一ディスクと前記第二ディスクのそれぞれは、積層モータ鋼材を含む材料から形成され、前記導電路は、前記軟磁性体のセクタを取り囲むディスク材料により形成され、
    積層の隣接層の間の接合面は、前記導電路部分の前記直線状の縁端が、前記曲線状の縁端に交わる箇所に形成され、
    積層の層は、それぞれ隣接した導電路部分における接合面が埋め合わせられるように配置される、請求項２１に記載のアセンブリ。

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