JP5585589B2

JP5585589B2 - 光変調装置及び光変調方法

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Publication number: JP5585589B2
Application number: JP2011541791A
Authority: JP
Inventors: 健二佐藤; 信也須藤
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2009-11-19
Filing date: 2010-09-28
Publication date: 2014-09-10
Anticipated expiration: 2030-09-28
Also published as: JPWO2011061886A1; US20120224856A1; WO2011061886A1; US8705980B2

Description

本発明は、光変調装置及び光変調方法に関し、特に光ＯＦＤＭ変調に用いられる光変調装置及び光変調方法に関する。

中・長距離系における光通信システムにおいては、ますます高速化や波長多重による大容量化が進んでいる。現在の幹線系光通信システムでは、波長多重光通信が用いられ、波長チャネル間隔が定められており、光ファイバアンプの帯域内において５０ギガヘルツ間隔であれば、約１００チャネルを利用することができる。

波長多重光通信においては、光の一つの波長（＝チャネル）がキャリアとなる。一つのチャネルにおいては、５０ギガヘルツの帯域を利用して、隣接するチャネルとのクロストークが発生しないように適度な帯域を利用するのが一般的である。例えば、毎秒１０ギガビットの伝送速度で、ノン・リターン・トゥ・ゼロ（ＮＲＺ）の信号は、約１０ギガヘルツの帯域を利用するため、隣接チャネルと干渉することなく、全てのチャネルを利用することが可能である。

ここで、チャネル間隔をΔｆ［Ｈｚ］、伝送速度をＢ［ｂｉｔ／ｓ］とすると、Ｂ／Δｆ［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］を、周波数利用効率という。ＮＲＺにおいては、周波数利用効率の理論限界は１［ｂｉｔ／ｓ／ｓＨｚ］であることが知られている（特許文献１）。毎秒１０ギガビットの伝送速度で、チャネル間隔が５０ギガヘルツの場合には、周波数利用効率は、０．２［ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ］となる。光ファイバアンプの帯域は限られているため、光のスペクトル領域での利用効率の観点から、周波数利用効率を高くできる高密度通信が望ましい。ところが、周波数利用効率を高くするために単純に信号の伝送速度を高くすると、チャネル間のクロストークが問題となる。そこで、直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）という方法を、光通信に適用する技術が特許文献１に開示されている。

また、ＯＦＤＭ技術を利用して、高ビットレートのデータを、電気信号によって低ビットレートの信号に逆フーリエ級数により分解して、直交する複数のサブキャリアにのせて光伝送する方法が提案されている（非特許文献１）。これにより、クロストーク問題を解決し、周波数利用効率を高めることができるとしている。

このような、光通信でＯＦＤＭを利用する光ＯＦＤＭとしては、ＯＦＤＭ信号を主に電気信号処理によって生成する方法（非特許文献１）や、周波数間隔の一定な多波長光源を用い、それぞれにデータ信号をのせて多重化することにより光ＯＦＤＭ信号を生成する方法（非特許文献２）、光ＯＦＤＭにおいて、データ通信に利用できないポート数を減少させる方法（特許文献２）などが開示されている。

特許第３７８９７８４号公報特開２００９−１８８５０９号公報

A.Lowery、"Optical OFDM"、２００８年、CLEO2008、CWN1 小林孝行、外３名、「大容量ネットワークのための１００Ｇｂ／ｓ級の光ＯＦＤＭ伝送方式の検討」、信学技報、社団法人電子情報通信学会、２００８年、ＯＣＳ２００８−２７ Y.Ma、外４名、"1-Tb/s per Channel Coherent Optical OFDM Transmission with Subwavelength Bandwidth Access"、２００９年、OFC2009、PDP C-1 S.Shimotsu、外４名、"Wideband frequency conversion with LiNbO3 optical single-sideband modulator"、２００１年、OFC2001、WK3-1

しかしながら、非特許文献１に開示されているような電気信号処理を主とした光ＯＦＤＭ伝送では、電気信号処理の速度が制限されるという課題がある。これまでの報告例では、各サブキャリアのビットレートがＧｂ／ｓ未満にとどまっており、光通信で一般的な毎秒ギガビットを超える通信速度に対してはサブキャリア数が多くなりすぎてしまい、電気回路処理の負荷や回路消費電力が増大するなど、実用化の面で難点がある。

また、非特許文献２に開示されているような、光ＯＦＤＭ信号を生成するためには、いわゆるスーパーコンティニウム（以下ＳＣ：Supercontinuum）光源といわれる、周波数間隔の一定な多波長光源を用いる必要がある。ところが、ＳＣ光源による光ＯＦＤＭ変調器には、以下の課題がある。ＳＣ光源は、モード同期ファイバレーザなどで構成されており、波長・周波数安定化のために大規模な構成を必要とする。そのため、レーザ効率（消費電力）、動作安定性、雑音に問題がある。また、周波数間隔を規定するＳＣ光源（モード同期レーザ）の変調回路の周波数と、信号のビットレートと、は別々に設定されているため、正確なフーリエ変換を行うことができない。

さらに、特許文献１に開示されている方法では、サンプリング周波数Δｆが信号のビットレートＢよりも高いことが前提である。このような構成では、アナログ的に１ビットをフーリエ変換することになる。従って、デジタル的な光ＯＦＤＭとしては動作させることができない。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、簡易・小型な構成かつ低消費電力で、優れた周波数利用効率を実現する光変調装置及び光変調方法を提供することにある。

本発明の一態様である光変調装置は、ビットレートがＢ［Ｇｂ／ｓ］のデータ信号が入力され、前記データ信号をビットレートがＢ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）［Ｇｂ／ｓ］のＮ個のデータ列に分割するとともに、前記データ信号から少なくとも１つのクロック信号を抽出する変換器と、前記Ｎ個のデータ列を同期させる同期手段と、連続波無変調光を出射する光源と、前記連続波無変調光をＮ分割する分波器と、同期された前記Ｎ個のデータ列のそれぞれに応じて、前記Ｎ分割された連続波無変調光をそれぞれ変調することにより、Ｎ個の光信号を生成する変調手段と、前記クロック信号に応じて、前記Ｎ個の光信号の中心周波数をそれぞれΔｆ＝Ｂ／（２Ｎ）［ＧＨｚ］ずつ離隔させる光周波数シフト手段と、を備えるものである。

本発明の一態様である光変調方法は、ビットレートがＢ［Ｇｂ／ｓ］のデータ信号を、ビットレートがＢ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）［Ｇｂ／ｓ］のＮ個のデータ列に分割するとともに、前記データ信号から少なくとも１つのクロック信号を抽出し、前記Ｎ個のデータ列を同期させ、光源から出射された連続波無変調光をＮ分割し、Ｎ個の光信号を、同期されたＮ個のデータ列に応じて前記Ｎ分割された連続波無変調光をそれぞれ変調することにより生成し、前記クロック信号に応じて、前記Ｎ個の光信号の中心周波数をそれぞれΔｆ＝Ｂ／（２Ｎ）［ＧＨｚ］ずつ離隔させるものである。

本発明によれば、簡易・小型な構成かつ低消費電力で、優れた周波数利用効率を実現する光変調装置及び光変調方法を提供することができる。

実施の形態１にかかる光ＯＦＤＭ変調器のブロック図である。実施の形態１にかかる光ＯＦＤＭ変調器によって生成される光周波数分割多重のスペクトル図である。実施の形態２にかかる光ＯＦＤＭ変調器のブロック図である。実施の形態２にかかる光ＯＦＤＭ変調器によって生成される光周波数分割多重のスペクトル図である。実施の形態３にかかる光ＯＦＤＭ変調器のブロック図である。実施の形態３にかかる光ＯＦＤＭ変調器によって生成される光周波数分割多重のスペクトルの図である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。実施の形態１にかかる光ＯＦＤＭ変調器は、ＳＣ光源を用いることなく、ビット遅延回路（データ列の同期手段）と光周波数シフタを用いたものである。図１は、本実施の形態にかかる光ＯＦＤＭ変調器１００の構成を示すブロック図である。光信号の分割数をＮとして、図１はＮ＝２の場合の構成について示している。光ＯＦＤＭ変調器１００は、図１に示すように、変調器部１及び電気回路部４により構成される。

変調器部１は、一定強度のレーザ光源である連続無変調（以下ＣＷ：Continuous Wave）光源１１が、１×２の光分波器であるカプラ１２を介して、第１の光線路１３ａ及び第２の光線路１３ｂと光結合されている。第１の光線路１３ａには、第１の光変調器１４ａが設けられている。第２の光線路１３ｂには、第２の光変調器１４ｂ及び光周波数シフタ１５ｂが設けられている。そして、第１の光線路１３ａ及び第２の光線路１３ｂは、２×１の光合波器であるカプラ１６によって、第３の光線路１７に光結合されている。第３の光線路１７は光アンプ１８に光結合され、光アンプ１８は出力ＯＵＴＰＵＴに接続されている。

電気回路部４は、例えばビットレートＢ＝１０［Ｇｂｉｔ／ｓ］のデータ信号ＤＡＴＡが、シリアルパラレル変換器２１によって２つのデータ列に分割される。具体的には、例えば２ビットおきにパラレルに振り分けられることにより、それぞれ５［Ｇｂｉｔ／ｓ］のデータ列が生成される。生成されたデータ列はそれぞれ第１のデータ線２２ａ及び第２のデータ線２２ｂに振り分けられる。第１のデータ線２２ａ及び第２のデータ線２２ｂを通るデータ列の帯域を制限するため、第１のデータ線２２ａ及び第２のデータ線２２ｂには、それぞれカットオフ周波数５ＧＨｚの第１のローパスフィルタ２３ａ及び第２のローパスフィルタ２３ｂが設けられている。また、第１のデータ線２２ａには、第１のデータ線２２ａを通るデータ列をΔｔ［ｓ］（Δｔ＝１００ピコ秒）だけ遅延させる遅延回路２４ａが設けられている。第１のデータ線２２ａ及び第２のデータ線２２ｂを通ったデータ列は、それぞれ第１の光変調器１４ａ及び第２の光変調器１４ｂに入力される。

また、シリアルパラレル変換器２１は、パラレル変換後の５［Ｇｂｉｔ／ｓ］データ列を生成する過程において、周波数２．５ギガヘルツのクロック信号ＣＬＫを抽出する。このクロック信号ＣＬＫは、サイン波の波形をしており、クロック信号線２５ｂを通って光周波数シフタ１５ｂに入力される。これにより、第２の光線路１３ｂを通過する光信号には、２．５ギガヘルツ分の周波数シフトが与えられる。よって、第１の光線路１３ａを通過した光信号と、第２の光線路１３ｂを通過した光信号と、は周波数が２．５ギガヘルツ離れており、それらがカプラ１６によって足し合わされて出力される。

本構成によれば、ＳＣ光源を用いず、ビット遅延回路と光周波数シフタを用いて、離散フーリエ変換を実現でき、光ＯＦＤＭ信号を生成することができる。以下にその詳細について説明する。本構成では、通信速度（ビットレート）Ｂ［ｂｉｔ／ｓ］のデータ列をシリアルからパラレルに変換する。この時の１ビットのデータあたりの時間をΔｔ［ｓ］とすると、Δｔ＝１／Ｂが成り立つ。ここで、整数Ｎ（Ｎは２以上）で展開された離散フーリエ級数を想定して、データ信号はパラレルにＮ分割される。すなわち、データ信号は１ビットずつパラレルに変換されるので、Ｎ個のデータ列が生成される。それぞれのデータ列は、１ビット分のデータが来た後から次のデータまでは、Δｔ×（Ｎ−１）だけの時間が空いている。これは、各データ列のビットレートがＢ／Ｎ［ｂｉｔ／ｓ］に低下したことに相当する。

次に、前記Ｎ分割されたデータ列に仮に番号を付与し、それをＫとする。Ｋは、０からＮ−１までの整数とする。データ列Ｋ（Ｋ＝０〜Ｎ−１）のそれぞれにローパスフィルタ（以下ＬＰＦ：Low Pass Filter）をかけることにより、信号帯域を圧縮する。通常、分割前のシリアル信号の周波数帯域はビットレートＢよりも広がっており、その帯域をＢ_ｏｒｉｇ［Ｈｚ］とする。つまり、Ｎ分割された各データ列の帯域はＢ_ｏｒｉｇ／Ｎ［Ｈｚ］であるが、ＬＰＦを用いることにより、Ｂ／Ｎ［ｂｉｔ／ｓ］より大きな帯域はカットされる。そのため、各データ列のビットレートはＢ／Ｎ［ｂｉｔ／ｓ］、帯域はＢ／Ｎ［Ｈｚ］となる。

次に、データ列Ｋ（＝０からＮ−１）に、Δｔ×Ｋの遅延を与えることにより、それぞれのデータ列のデータを時間的に同期させる。すなわち、遅延回路２４ａは、データ列の同期させる同期手段として機能する。一方、変調器部側でも、１つのＣＷ光源から出射された光がＮ分割されている。Ｎ分割された光は、それぞれ光変調器Ｋ（＝０からＮ−１）により変調される。前記光変調器Ｋ（＝０からＮ−１）には、それぞれの光変調器とデータ列とが一対一で対応するように、データ列Ｋが入力される。Ｎ分割された光が変調されて生成された光信号は、それぞれ光周波数シフタにより、Δｆ×Ｋの大きさで光周波数がシフトする。ここで、周波数シフトΔf［Ｈｚ］は、Δｆ＝１／（２Δｔ×Ｎ）である。これにより、フーリエ変換によって直交条件が満たされる。また、Ｂ＝２ＮΔｆ［Ｈｚ］が成り立つ。

なお、本構成における離散フーリエ変換の誤差をほぼ無視できるレベルにするためには、シリアル＝パラレル変換器において、データ信号からクロック信号を抽出して、Δｆ×Ｋの周波数のサイン波を生成し、光周波数シフトに用いるとよい。

最後に、Ｎ×１分岐の光結合器で光信号を合成することにより、合成された信号Ｓ（ｔ）は、離散フーリエ変換を示す以下の式（１）を満たすこととなる。

以上より、分割数Ｎの分だけ光を分割して、定義通りに離散フーリエ変換を実現したことになり、デジタル信号処理により、光ＯＦＤＭ信号を生成することができる。

光ＯＦＤＭ変調器１００では、具体的には、それぞれ５ギガヘルツほどの帯域がある光信号が、２．５ギガヘルツ離れて重なって伝送されることになる。従って、全体の周波数帯域は、５ギガヘルツ（各帯域）×２−２．５ギガヘルツ（重なり）＝７．５ギガヘルツとなり、重なりが無い場合である１０ギガヘルツよりも圧縮され、周波数利用効率を高める効果がある。図２は、光ＯＦＤＭ変調器１００によって生成される光周波数分割多重のスペクトル図である。図２で、ｆｃはチャネルの中心波長である。また、ここでは、Ｂ＝１０ギガヘルツ、Ｎ＝２、Δｆ＝２．５ギガヘルツであるので、Ｂ＝２ＮΔｆが成り立つことがわかる。これが、デジタル信号処理における離散フーリエ変換の条件であり、各サブキャリアは直交する。また、データレートから直接、遅延時間Δｔと、クロック周波数Δｆを抽出しているため、フーリエ変換時における誤差が原理的に発生しない。

実施の形態２
次に、実施の形態２にかかる光ＯＦＤＭ変調器について説明する。本実施の形態にかかる光ＯＦＤＭ変調器は、図１の光ＯＦＤＭ変調器において、第１の光線路１３ａにも光周波数シフタが配置されたものである。図３は、本実施の形態にかかる光ＯＦＤＭ変調器２００の構成を示すブロック図である。図３に示すように、光ＯＦＤＭ変調器２００は、変調器部２及び電気回路部５により構成される。

変調器部２では、第１の光線路１３ａには光周波数シフタ１５ａが、第２の光線路１３ｂには光周波数シフタ１５ｂがそれぞれ配置されている。その他の構成は、図１に示す光ＯＦＤＭ変調器１００の変調器部１と同様であるので、説明を省略する。

電気回路部５では、シリアルパラレル変換器２１で抽出されたクロック信号ＣＬＫが、クロック信号線２５ａを介して光周波数シフタ１５ａに、クロック信号線２５ｂを介して光周波数シフタ１５ｂに入力される。その他の構成は、図１に示す光ＯＦＤＭ変調器１００の電気回路部４と同様であるので、説明を省略する。

光ＯＦＤＭ変調器２００では、第１の光周波数シフタ１５ａへはΔｆ＝＋１．２５ギガヘルツを、第２の光周波数シフタ１５ｂへは、Δｆ＝−１．２５ギガヘルツをかけることができる。図４は、光ＯＦＤＭ変調器２００によって生成される光周波数分割多重のスペクトル図である。図４で、ｆｃはチャネルの中心波長である。図４に示すように、出力される光信号が占めている中心周波数を、光源の搬送波、すなわちチャネルの中心波長に合せることができる。本構成のように、Ｎ本の光線路全てに光周波数シフタを配置すれば、光線路間の周波数間隔Δｆを維持するとともに、任意の周波数分だけシフトさせることができる。

実施の形態３
次に、実施の形態３にかかる光ＯＦＤＭ変調器について説明する。本実施の形態は、Ｎ＝４の場合の光ＯＦＤＭ変調器にかかるものである。図５は、本実施の形態にかかる光ＯＦＤＭ変調器３００の構成を示すブロック図である。光ＯＦＤＭ変調器３００は、変調器部３及び電気回路部６により構成される。光ＯＦＤＭ変調器３００の基本構成は図１に示す光ＯＦＤＭ変調器１００と同様であるが、Ｎ＝４であることにより、以下の点で相違する。

変調器部３では、第１〜４の光線路１３ａ〜ｄが設けられ、それぞれの光線路には第１〜４の光変調器１４ａ〜ｄが配置されている、また、第２〜４の光線路１３ｂ〜ｄには、光周波数シフタ１５ｂ〜ｄが配置されている。その他の構成は、図１に示す光ＯＦＤＭ変調器１００の変調器部１と同様である。

電気回路部６では、Ｂ＝１０［Ｇｂｉｔ／ｓ］の信号をＮ＝４分割するため、第１〜４のデータ線２２ａ〜２２ｄには、それぞれ２．５［Ｇｂｉｔ／ｓ］の信号が分配される。また、ローパスフィルタ２３ａ〜ｄのカットオフ周波数は２．５ギガヘルツに設定される。さらに、遅延回路２４ａは、第１のデータ線２２ａを通過するデータ列に、３×Δｔ（Δｔは、１ビットの時間、ここでは１００ピコ秒）の遅延を与える。遅延回路２４ｂは、第２のデータ線２２ｂを通過するデータ列に、２×Δｔの遅延を与える。遅延回路２４ｃは、第３のデータ線２２ｃを通過するデータ列に、１×Δｔの遅延を与える。また、データのパラレル変換後の２．５［Ｇｂｉｔ／ｓ］データ列を生成する過程において、周波数１．２５ギガヘルツのクロック信号を抽出している。これは同様に、Δｆ＝１／２ＮΔｔ＝１．２５ギガヘルツと算出されるからである。式（１）を満たすためには、光周波数シフタ１５ｂ〜ｄで、それぞれΔｆ、２×Δｆ、３×Δｆの周波数シフトをさせることが必要となる。これらのクロック信号は、クロック信号線２５ｂ〜２５ｄを通って、光周波数シフタ１５ｂ〜ｄに供給される。クロック信号線その他の構成は、図１に示す光ＯＦＤＭ変調器１００の電気回路部４と同様である。

図６は、光ＯＦＤＭ変調器３００によって生成される光周波数分割多重のスペクトル図である。図６に示すように。それぞれ２．５ギガヘルツほどの帯域がある光信号が、１．２５ギガヘルツ離れて重なって伝送されることになる。従って、全体の周波数帯域は、２．５ギガヘルツ（各帯域）×４−１．２５ギガヘルツ×３（重なり）＝６．２５ギガヘルツとなり、重なりが無い場合である１０ギガヘルツよりも圧縮され、周波数利用効率をさらに高めることができる。なお、４本の光線路の全てに光周波数シフタを配置することも可能である。

その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上述の実施の形態ではＮ＝２及びＮ＝４だけの構成例を示したが、分割数Ｎは２以上の任意の整数Ｎをとることができる。Ｎが大きいほど、全体の周波数帯域が狭くなり、周波数利用効率を高くすることができる。特に、２≦Ｎ≦４の場合は、その構成は簡単であるため、通常の光ＯＦＤＭ変調器と比べて装置を小型化及び低消費電力化を実現できる。また、いずれの場合も、ＳＣ光源のような大規模な光源を必要としない。

本発明で用いる光変調器としては、公知のマッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器、電界吸収（ＥＡ）型変調器や、ＱＰＳＫ変調器などの多値変調器を利用することができる。また、光変調信号の帯域が狭くなるように、シングルサイドバンド（ＳＳＢ）変調がかけられるものが望ましいが、変調方法はこれに限定されることはない。

ＣＷ光源は、単一波長で発振する分布帰還型（ＤＦＢ）レーザや、多チャネルの波長を設定できる波長可変光源を利用することができる。

光分波器と光合波器との間の光線路は、光ファイバを用いてもよいし、半導体又は誘電体上に光導波路をモノリシック又はハイブリッドで構成してもよい。

さらに、光周波数シフタには公知のものを用いることができる。例えば、公知の光位相変調器を用いて、光ＳＳＢ変調をかけ、残留する搬送波を除去するためにＳＳＢだけを抽出する光バンドパスフィルタとの組み合わせの構成である（例えば、非特許文献３）。搬送波を抑圧した光ＳＳＢ変調器による光周波数シフタ（例えば、非特許文献４）を適用してもよい。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２００９年１１月１９日に出願された日本出願特願２００９−２６４０７８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本発明は、光通信システムや光インターコネクションなどに適用することが可能である。

１〜３変調器部
４〜６電気回路部
１１光源
１２カプラ
１３ａ〜ｄ光線路
１４ａ〜ｄ光変調器
１５ａ〜ｂ光周波数シフタ
１６カプラ
１７光線路
１８光アンプ
２１シリアルパラレル変換器
２２ａ〜２２ｄデータ線
２３ａ〜ｄローパスフィルタ
２４ａ〜ｄ遅延回路
２５ａ〜ｂクロック信号線
１００、２００、３００変調器
ＣＬＫクロック信号
ＤＡＴＡデータ信号

Claims

ビットレートがＢ［Ｇｂ／ｓ］のデータ信号が入力され、前記データ信号をビットレートがＢ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）［Ｇｂ／ｓ］のＮ個のデータ列に分割するとともに、前記データ信号から少なくとも１つのクロック信号を抽出する変換器と、
前記Ｎ個のデータ列を同期させる同期手段と、
連続波無変調光を出射する光源と、
前記連続波無変調光をＮ分割する光分波器と、
同期された前記Ｎ個のデータ列のそれぞれに応じて、前記Ｎ分割された連続波無変調光をそれぞれ変調することにより、Ｎ個の光信号を生成する変調手段と、
前記クロック信号に応じて、前記Ｎ個の光信号の中心周波数をそれぞれΔｆ＝Ｂ／（２Ｎ）［ＧＨｚ］ずつ離隔させる光周波数シフト手段と、を備える、
光変調装置。
前記変換器は、
前記データ信号をＮビットごとにシリアル＝パラレル変換することにより、前記データ信号を１番目からＮ番目までの前記Ｎ個のデータ列に分割し、
ｉ（ｉは整数、２≦ｉ≦Ｎ）番目の前記データ列は、（ｉ−１）番目の前記データ列に対して１／Ｂ［ｓ］遅延している、
請求項１に記載の光変調装置。
前記同期手段は、通過する電気信号を遅延させる、１番目から（Ｎ−１）番目までの（Ｎ−１）個の遅延回路を備え、
ｊ（ｊは整数、１≦ｊ≦Ｎ−１）番目の前記遅延回路は、ｊ番目の前記データ列をΔｆ（Ｎ−ｊ）［ｓ］遅延させる、
請求項２に記載の光変調装置。
前記変調手段は、前記同期されたＮ個のデータ列の一つが重複することなく入力されるＮ個の光変調器を備える、
請求項１乃至３のいずれか一項に記載の光変調装置。
前記Ｎ個の光変調器のそれぞれは多値の光変調器である、
請求項４に記載の光変調装置。
前記Ｎ個の光変調器のそれぞれはマッハツェンダー型の光変調器である、
請求項４又は５に記載の光変調装置。
前記Ｎ個の光変調器のそれぞれは電界吸収型の光変調器である、
請求項４又は５に記載の光変調装置。
前記光周波数シフト手段は、前記Ｎ個の光信号のそれぞれの光周波数をシフトさせるＮ個の光周波数シフタを備える、
請求項１乃至７のいずれか一項に記載の光変調装置。
前記変換器は、
それぞれの周波数がＢ／（２Ｎ）［ＧＨｚ］ずつ異なり、前記Ｎ個の光周波数シフタのそれぞれに重複することなく入力されるＮ個のクロック信号を生成する、
請求項８に記載の光変調装置。
ビットレートがＢ［Ｇｂ／ｓ］のデータ信号を、ビットレートがＢ／Ｎ（Ｎは２以上の整数）［Ｇｂ／ｓ］のＮ個のデータ列に分割するとともに、前記データ信号から少なくとも１つのクロック信号を抽出し、
前記Ｎ個のデータ列を同期させ、
光源から出射された連続波無変調光をＮ分割し、
Ｎ個の光信号を、同期されたＮ個のデータ列に応じて前記Ｎ分割された連続波無変調光をそれぞれ変調することにより生成し、
前記クロック信号に応じて、前記Ｎ個の光信号の中心周波数をそれぞれΔｆ＝Ｂ／（２Ｎ）［ＧＨｚ］ずつ離隔させる、
光変調方法。