JP5583206B2 - 多重アンテナシステムにおける参照信号送信方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に関し、より詳しくは、多重アンテナシステムにおける参照信号送信方法及び装置に関する。

広帯域無線通信システムの場合、限定された無線リソースの効率性を極大化するために効果的な送受信技法及び活用方案が提案されてきた。次世代無線通信システムで考慮されているシステムのうち一つが低い複雑度でシンボル間干渉（ＩＳＩ；Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）効果を減殺させることができる直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムである。ＯＦＤＭは、直列に入力されるデータシンボルをＮ個の並列データシンボルに変換して各々分離されたＮ個の副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）に載せて送信する。副搬送波は、周波数次元で直交性を維持するようにする。各々の直交チャネルは、相互独立的な周波数選択的フェーディング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ）を経験するようになり、これによって、受信端での複雑度が減少し、送信されるシンボルの間隔が長くなってシンボル間干渉が最小化されることができる。

直交周波数分割多重接続（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；以下、ＯＦＤＭＡという）は、ＯＦＤＭを変調方式として使用するシステムにおいて、利用可能な副搬送波の一部を各ユーザに独立的に提供して多重接続を実現する多重接続方法をいう。ＯＦＤＭＡは、副搬送波という周波数リソースを各ユーザに提供し、各々の周波数リソースは、多数のユーザに独立的に提供されて互いに重ならないのが一般的である。結局、周波数リソースはユーザ毎に相互排他的に割り当てられる。ＯＦＤＭＡシステムで周波数選択的スケジューリング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ）を介してて多重ユーザに対する周波数ダイバーシティ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を得ることができ、副搬送波に対する順列（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）方式によって副搬送波を多様な形態に割り当てることができる。また、多重アンテナ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）を用いた空間多重化技法により空間領域の効率性を高めることができる。

一方、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡシステムでＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）及びＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）が増加することができる。ＰＡＰＲは、最大送信電力と平均送信電力との比を意味し、ＰＡＰＲが大きいほど電力増幅器の容量が大きくならなければならない。これはＯＦＤＭシンボルが互いに異なる副搬送波上でＮ個の正弦波信号（ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ｓｉｇｎａｌ）の重複という事実に起因する。端末でバッテリの容量をできるだけ減らす必要があるため、ＰＡＰＲを低めるのは端末で重要な問題として作用する。

ＰＡＰＲを低めるために、単一搬送波周波数分割多重接続（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式が提案されることができる。ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＳＣ−ＦＤＥ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）方式にＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を適用した形態である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ；Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いてデータを時間領域及び周波数領域で変調及び復調するという点でＯＦＤＭＡと類似の特性を有するが、送信信号のＰＡＰＲが低くて送信電力の節減に有利である。特に、バッテリ使用と関連して送信電力に敏感な端末から基地局へ通信するアップリンクに適するということができる。また、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、信号の変化量が小さくなるようにし、同じ電力増幅器（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を使用した時、他のシステムより広いカバレッジを有する。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔ）技術は、多重送信アンテナと多重受信アンテナを使用してデータの送受信効率を向上させる。ＭＩＭＯシステムでダイバーシティを具現するための技法には、ＳＦＢＣ（Ｓｐａｃｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ）、ＳＴＢＣ（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ）、ＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＦＳＴＤ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＴＳＴＤ（ｔｉｍｅ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＰＶＳ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｖｅｃｔｏｒ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）、空間多重化（ＳＭ；Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などがある。受信アンテナ数と送信アンテナ数によるＭＩＭＯチャネル行列は、複数の独立チャネルに分解されることができる。各々の独立チャネルはレイヤ（ｌａｙｅｒ）またはストリーム（ｓｔｒｅａｍ）という。レイヤの個数はランク（ｒａｎｋ）という。

無線通信システムでは、データの送／受信、システム同期獲得、チャネル情報フィードバックなどのためにアップリンクチャネルまたはダウンリンクチャネルを推定する必要がある。無線通信システム環境では、多重経路時間遅延によってフェーディングが発生するようになる。フェーディングによる急激な環境変化によって発生する信号の歪曲を補償して送信信号を復元する過程をチャネル推定という。また、端末が属するセルあるいは他のセルに対するチャネル状態（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ）を測定する必要がある。チャネル推定またはチャネル状態測定のために、一般的に送受信機が相互間に知っている参照信号（ＲＳ；Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を用いてチャネル推定を実行するようになる。

参照信号送信に使われる副搬送波を参照信号副搬送波といい、データ送信に使われるリソース要素をデータ副搬送波という。ＯＦＤＭシステムで、参照信号は、全ての副搬送波に割り当てる方式とデータ副搬送波間に割り当てる方式がある。参照信号を全ての副搬送波に割り当てる方式は、チャネル推定性能の利得を得るためにプリアンブル信号と共に参照信号のみからなる信号を用いる。これを使用する場合、一般的に参照信号の密度が高いため、データ副搬送波間に参照信号を割り当てる方式に比べてチャネル推定性能が改善されることができる。然しながら、データの送信量が減少されるため、データの送信量を増大させるためにはデータ副搬送波間に参照信号を割り当てる方式を使用するようになる。このような方法を使用する場合、参照信号の密度が減少するため、チャネル推定性能の劣化が発生するようになり、これを最小化することができる適切な配置が要求される。

受信機は、参照信号の情報を知っているため、受信された信号でこれを分けてチャネルを推定することができ、推定されたチャネル値を補償して送信端で送ったデータを正確に推定することができる。送信機で送る参照信号をｐ、参照信号が送信中に経験するようになるチャネル情報をｈ、受信機で発生する熱雑音をｎ、受信機で受信された信号をｙとすると、ｙ＝ｈ・ｐ＋ｎのように示すことができる。この時、参照信号ｐは、受信機が既に知っているため、ＬＳ（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）方式を用いる場合、数式１のようにチャネル情報

を推定することができる。

この時、参照信号ｐを用いて推定したチャネル推定値

は

値に応じてその正確度が決定されるようになる。従って、正確なｈ値の推定のためには

が０に収束しなければならず、このためには多くの個数の参照信号を用いてチャネルを推定することによって

の影響を最小化しなければならない。優れたチャネル推定性能のための多様なアルゴリズムが存在することができる。

一方、現在ＬＴＥシステムでは、アップリンク送信で複数のアンテナを使用するＭＩＭＯシステムをサポートする参照信号送信方法及びそれによる参照信号シーケンスの循環シフト値の割当方法に対して提案されたことがない。従って、ＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定の性能を保障する参照信号送信方法が要求される。

本発明の技術的課題は、無線通信システムにおける参照信号送信方法及び装置を提供することである。

一態様において、多重アンテナシステムにおける参照信号送信方法が提供される。前記方法は、各々異なる循環シフト値が割り当てられた複数の参照信号シーケンスを生成し、前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを生成し、前記ＯＦＤＭシンボルを複数のアンテナを介して基地局に送信することを含み、前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）で送信される循環シフトフィールド（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｆｉｅｌｄ）により指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｎに基づいて決定される。前記各参照信号シーケンスは、各々異なるレイヤ（ｌａｙｅｒ）に対する参照信号シーケンスである。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ランクインジケータ（ＲＩ；ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）により指示される値に基づいて決定される。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、前記パラメータｎに基づいて最大間隔になるように決定される。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、所定の数式により決定される。前記レイヤの個数は２個、３個または４個のうちいずれか一つである。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、前記パラメータｎに基づいて一定に固定されたオフセットを間隔にして決定される。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、前記パラメータｎに基づいて上位階層で送信され、前記パラメータｎと１対１対応される循環シフトインデックス（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｉｎｄｅｘ）のオフセットにより決定される。前記複数のアンテナの個数は２個、３個または４個のうちいずれか一つである。前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭシンボルは、７個のＯＦＤＭを含むスロット（ｓｌｏｔ）のうち４番目のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス３）である。前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭシンボルは、６個のＯＦＤＭを含むスロットのうち３番目のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス２）である。

他の態様において、多重アンテナシステムにおける参照信号送信装置が提供される。前記装置は、各々異なる循環シフト値が割り当てられた複数の参照信号シーケンスを生成する参照信号生成部；前記参照信号生成部と連結されて複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを生成するＯＦＤＭシンボル生成部；及び、前記ＯＦＤＭシンボル生成部と連結されてＯＦＤＭシンボルを複数のアンテナを介して基地局に送信するＲＦ部；を含み、前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）で送信される循環シフトフィールド（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｆｉｅｌｄ）により指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｎに基づいて決定される。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ランクインジケータ（ＲＩ；ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）により指示される値に基づいて決定される。

多重アンテナシステムにおける参照信号の多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を可能にし、強力な（ｒｏｂｕｓｔ）周波数選択的チャネル推定を可能にしてシステム性能を改善させることができる。

無線通信システムである。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおける無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）の構造を示す。 一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）の一例を示す。 ダウンリンクサブフレームの構造を示す。 アップリンクサブフレームの構造を示す。 ＳＣ−ＦＤＭＡシステムにおける送信機構造の一例を示す。 副搬送波マッパが複素数シンボルを周波数領域の各副搬送波にマッピングする方式の一例を示す。 復調のための参照信号送信機の構造の一例を示す。 参照信号が送信されるサブフレームの構造の一例である。 クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式を適用した送信機の一例である。 クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式を適用した送信機の他の例である。 クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式を適用した送信機の他の例である。 提案された参照信号送信方法の一実施例を示す。 本発明の実施例が具現される端末のブロック図である。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などのような多様な無線通信システムに使われることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）で具現されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（登録商標）（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ（登録商標） Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術で具現されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術で具現されることができる。ＩＥＥＥ８０２．１６ｍは、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅの進化であり、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅに基づいたシステムとの後方互換性（ｂａｃｋｗａｒｄ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を提供する。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ−ＵＭＴＳ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）を使用するＥ−ＵＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクでＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）は３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

説明を明確にするために、ＬＴＥ−Ａを中心に記述するが、本発明の技術的思想がこれに制限されるものではない。

図１は、無線通信システムである。

無線通信システム１０は、少なくとも一つの基地局（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ；ＢＳ）１１を含む。各基地局１１は、特定の地理的領域（一般的にセルという）１５ａ、１５ｂ、１５ｃに対して通信サービスを提供する。また、セルは複数の領域（セクターという）に分けられる。端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）１２は、固定されたり移動性を有することができ、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＭＴ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＵＴ（Ｕｓｅｒ Ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、無線機器（ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、無線モデム（ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｏｄｅｍ）、携帯機器（ｈａｎｄｈｅｌｄ ｄｅｖｉｃｅ）等、他の用語で呼ばれることができる。基地局１１は、一般的に端末１２と通信する固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）を意味し、ｅＮＢ（ｅｖｏｌｖｅｄ−ＮｏｄｅＢ）、ＢＴＳ（Ｂａｓｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ）、アクセスポイント（Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）等、他の用語で呼ばれることができる。

端末は、通常的に一つのセルに属し、端末が属するセルをサービングセル（ｓｅｒｖｉｎｇ ｃｅｌｌ）という。サービングセルに対して通信サービスを提供する基地局をサービング基地局（ｓｅｒｖｉｎｇ ＢＳ）という。無線通信システムは、セルラーシステム（ｃｅｌｌｕｌａｒ ｓｙｓｔｅｍ）であるため、サービングセルに隣接する他のセルが存在する。サービングセルに隣接する他のセルを隣接セル（ｎｅｉｇｈｂｏｒ ｃｅｌｌ）という。隣接セルに対して通信サービスを提供する基地局を隣接基地局（ｎｅｉｇｈｂｏｒ ＢＳ）という。サービングセル及び隣接セルは端末を基準に相対的に決定される。

この技術は、ダウンリンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）またはアップリンク（ｕｐｌｉｎｋ）に使われることができる。一般的に、ダウンリンクは基地局１１から端末１２への通信を意味し、アップリンクは端末１２から基地局１１への通信を意味する。ダウンリンクで、送信機は基地局１１の一部分であり、受信機は端末１２の一部分である。アップリンクで、送信機は端末１２の一部分であり、受信機は基地局１１の一部分である。

無線通信システムは、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔ）システム、ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システム、ＳＩＳＯ（ｓｉｎｇｌｅ ｉｎｐｕｔ ｓｉｎｇｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）システム、及びＳＩＭＯ（ｓｉｎｇｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）システムのうちいずれか一つである。ＭＩＭＯシステムは、複数の送信アンテナ（ｔｒａｎｓｍｉｔ ａｎｔｅｎｎａ）と複数の受信アンテナ（ｒｅｃｅｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ）を使用する。ＭＩＳＯシステムは、複数の送信アンテナと一つの受信アンテナを使用する。ＳＩＳＯシステムは、一つの送信アンテナと一つの受信アンテナを使用する。ＳＩＭＯシステムは、一つの送信アンテナと複数の受信アンテナを使用する。

以下、送信アンテナは、一つの信号またはストリームの送信に使われる物理的または論理的アンテナを意味し、受信アンテナは、一つの信号またはストリームの受信に使われる物理的または論理的アンテナを意味する。

図２は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおける無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）の構造を示す。これは３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＴＳ ３６．２１１ Ｖ８．２．０（２００８−０３）“Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ；Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（Ｒｅｌｅａｓｅ ８）”の５節を参照することができる。

図２を参照すると、無線フレームは１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成され、一つのサブフレームは２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成される。無線フレーム内のスロットは＃０から＃１９までのスロット番号が付けられる。一つのサブフレームの送信にかかる時間をＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。ＴＴＩは、データ送信のためのスケジューリング単位を意味する。例えば、一つの無線フレームの長さは１０ｍｓであり、一つのサブフレームの長さは１ｍｓであり、一つのスロットの長さは０．５ｍｓである。

一つのスロットは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で複数のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含み、周波数領域で複数の副搬送波を含む。ＯＦＤＭシンボルは、３ＧＰＰ ＬＴＥがダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するため、一つのシンボル区間（ｓｙｍｂｏｌ ｐｅｒｉｏｄ）を表現するためのものであり、多重接続方式によって他の名称で呼ばれることができる。例えば、アップリンク多重接続方式としてＳＣ−ＦＤＭＡが使われる場合、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルということができる。リソースブロック（ＲＢ；Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）は、リソース割当単位に一つのスロットで複数の連続する副搬送波を含む。前記無線フレームの構造は一例に過ぎない。従って、無線フレームに含まれるサブフレームの個数やサブフレームに含まれるスロットの個数、またはスロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの個数は多様に変更されることができる。

３ＧＰＰ ＬＴＥは、ノーマル（ｎｏｒｍａｌ）サイクリックプレフィックス（ＣＰ；Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）で一つのスロットが７個のＯＦＤＭシンボルを含み、拡張（ｅｘｔｅｎｄｅｄ）ＣＰで一つのスロットが６個のＯＦＤＭシンボルを含むと定義している。

図３は、一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）の一例を示す。

ダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域でＮ_ＲＢ個のリソースブロックを含む。ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ_ＲＢは、セルで設定されるダウンリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に従属する。例えば、ＬＴＥシステムにおけるＮ_ＲＢは６０ないし１１０のうちいずれか一つである。一つのリソースブロックは周波数領域で複数の副搬送波を含む。アップリンクスロットの構造も前記ダウンリンクスロットの構造と同一である。

リソースグリッド上の各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）という。リソースグリッド上のリソース要素は、スロット内のインデックス対（ｐａｉｒ）（ｋ，ｌ）により識別されることができる。ここで、ｋ（ｋ＝０，．．．，Ｎ_ＲＢ×１２−１）は周波数領域内の副搬送波インデックスであり、ｌ（ｌ＝０，．．．，６）は時間領域内のＯＦＤＭシンボルインデックスである。

ここで、一つのリソースブロックは、時間領域で７ＯＦＤＭシンボル、周波数領域で１２副搬送波で構成される７×１２リソース要素を含むことを例示的に記述するが、リソースブロック内のＯＦＤＭシンボルの数と副搬送波の数はこれに制限されるものではない。ＯＦＤＭシンボルの数と副搬送波の数は、ＣＰの長さ、周波数間隔（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｐａｃｉｎｇ）などによって多様に変更されることができる。例えば、ノーマルＣＰの場合、ＯＦＤＭシンボルの数は７であり、拡張されたＣＰの場合、ＯＦＤＭシンボルの数は６である。一つのＯＦＤＭシンボルで副搬送波の数は、１２８、２５６、５１２、１０２４、１５３６、及び２０４８のうち一つを選択して使用することができる。

図４は、ダウンリンクサブフレームの構造を示す。

ダウンリンクサブフレームは時間領域で２個のスロットを含み、各スロットはノーマルＣＰで７個のＯＦＤＭシンボルを含む。サブフレーム内の第１のスロットの前方部の最大３ＯＦＤＭシンボル（１．４Ｍｈｚ帯域幅に対しては最大４ＯＦＤＭシンボル）は制御チャネルが割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌ ｒｅｇｉｏｎ）であり、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられるデータ領域である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使われるダウンリンク制御チャネルには、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで送信されるＰＣＦＩＣＨは、サブフレーム内で制御チャネルの送信に使われるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域の大きさ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｔ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。即ち、端末が送信したアップリンクデータに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号はＰＨＩＣＨ上に送信される。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ；Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。ＤＣＩは、アップリンクまたはダウンリンクスケジューリング情報及び任意のＵＥグループに対するアップリンク送信パワー制御命令などを示す。特に、ＤＣＩのうちＤＣＩフォーマット０は、ＰＵＳＣＨのスケジューリングのために使われることができる。

図５は、アップリンクサブフレームの構造を示す。

アップリンクサブフレームは周波数領域で制御領域とデータ領域に分けられる。前記制御領域は、アップリンク制御情報が送信されるためのＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。前記データ領域は、データが送信されるためのＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。単一搬送波（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ）の特性を維持するために、端末はＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

一つの端末に対するＰＵＣＣＨは、サブフレームでリソースブロック対（ＲＢ ｐａｉｒ）で割り当てられる。リソースブロック対に属するリソースブロックは、第１のスロットと第２のスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。ＰＵＣＣＨに割り当てられるリソースブロック対に属するリソースブロックが占める周波数は、スロット境界（ｓｌｏｔ ｂｏｕｎｄａｒｙ）を基準に変更される。これをＰＵＣＣＨに割り当てられるＲＢ対がスロット境界で周波数がホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｅｄ）されたという。端末がアップリンク制御情報を時間によって互いに異なる副搬送波を介して送信することによって、周波数ダイバーシティ利得を得ることができる。ｍは、サブフレーム内でＰＵＣＣＨに割り当てられたリソースブロック対の論理的な周波数領域位置を示す位置インデックスである。

ＰＵＣＣＨ上に送信されるアップリンク制御情報には、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ ｒｅＱｕｅｓｔ）ＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｎ−ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）、ダウンリンクチャネル状態を示すＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、アップリンク無線リソース割当要求であるＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）などがある。

ＰＵＳＣＨは、伝送チャネル（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｃｈａｎｎｅｌ）であるＵＬ−ＳＣＨ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）にマッピングされる。ＰＵＳＣＨ上に送信されるアップリンクデータは、ＴＴＩ中に送信されるＵＬ−ＳＣＨのためのデータブロックである伝送ブロック（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ）である。前記伝送ブロックはユーザ情報である。アップリンクデータは多重化された（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ）データである。多重化されたデータは、ＵＬ−ＳＣＨのための伝送ブロックと制御情報が多重化されたものである。例えば、データに多重化される制御情報には、ＣＱＩ、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＨＡＲＱ、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などがある。アップリンクデータは制御情報のみで構成されることもできる。

ＬＴＥ−Ａシステムにおけるアップリンクは、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信方式を適用する。ＤＦＴ拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）後にＩＦＦＴが実行される送信方式をＳＣ−ＦＤＭＡという。ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭ）ということもできる。ＳＣ−ＦＤＭＡでは、ＰＡＰＲ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）またはＣＭ（ｃｕｂｉｃ ｍｅｔｒｉｃ）が低くなることができる。ＳＣ−ＦＤＭＡ送信方式を用いる場合、電力増幅器（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）の非線型（ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ）歪曲区間を避けることができるため、電力消耗が制限された端末で送信電力効率が高まることができる。これによって、ユーザスループット（ｕｓｅｒ ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）が高まることができる。

図６は、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムにおける送信機構造の一例を示す。

図６を参照すると、送信機５０は、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部５１、副搬送波マッパ５２、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部５３、及びＣＰ挿入部５４を含む。送信機５０は、スクランブルユニット（図示せず；ｓｃｒａｍｂｌｅ ｕｎｉｔ）、モジュレーションマッパ（図示せず；ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｅｒ）、レイヤマッパ（図示せず；ｌａｙｅｒ ｍａｐｐｅｒ）、及びレイヤパーミュテータ（図示せず；ｌａｙｅｒ ｐｅｒｍｕｔａｔｏｒ）を含むことができ、これはＤＦＴ部５１の前に配置されることができる。

ＤＦＴ部５１は、入力されるシンボルにＤＦＴを実行して複素数シンボル（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ ｓｙｍｂｏｌ）を出力する。例えば、Ｎ_ｔｘシンボルが入力さると（ただ、Ｎ_ｔｘは自然数）、ＤＦＴ大きさ（ｓｉｚｅ）はＮ_ｔｘである。ＤＦＴ部５１は、変換プリコーダ（ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）と呼ばれることができる。副搬送波マッパ５２は、前記複素数シンボルを周波数領域の各副搬送波にマッピングさせる。前記複素数シンボルは、データ送信のために割り当てられたリソースブロックに対応するリソース要素にマッピングされることができる。副搬送波マッパ５２は、リソースマッパ（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ ｍａｐｐｅｒ）と呼ばれることができる。ＩＦＦＴ部５３は、入力されるシンボルに対してＩＦＦＴを実行して時間領域信号であるデータのための基本帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）信号を出力する。ＣＰ挿入部５４は、データのための基本帯域信号の後方部の一部分を複写してデータのための基本帯域信号の前方部に挿入する。ＣＰ挿入を介してＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が防止され、多重経路チャネルでも直交性が維持されることができる。

図７は、副搬送波マッパが複素数シンボルを周波数領域の各副搬送波にマッピングする方式の一例を示す。図７−（ａ）を参照すると、副搬送波マッパは、ＤＦＴ部から出力された複素数シンボルを周波数領域で連続される副搬送波にマッピングする。複素数シンボルがマッピングされない副搬送波には‘０’が挿入される。これを集中されたマッピング（ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）という。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、集中されたマッピング方式が使われる。図７−（ｂ）を参照すると、副搬送波マッパは、ＤＦＴ部から出力された連続される２個の複素数シンボル間にＬ−１個の‘０’を挿入する（Ｌは自然数）。即ち、ＤＦＴ部から出力された複素数シンボルは、周波数領域から等間隔に分散された副搬送波にマッピングされる。これを分散されたマッピング（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）という。副搬送波マッパが図７−（ａ）のように集中されたマッピング方式または図７−（ｂ）のように分散されたマッピング方式を使用する場合、単一搬送波特性が維持される。

図８は、復調のための参照信号送信機の構造の一例を示す。

図８を参照すると、参照信号送信機６０は、副搬送波マッパ６１、ＩＦＦＴ部６２、及びＣＰ挿入部６３を含む。参照信号送信機６０は、図６の送信機５０と違って、ＤＦＴ部５１を経ずに周波数領域で生成されて副搬送波マッパ６１を介して副搬送波にマッピングされる。この時、副搬送波マッパは、図７−（ａ）の集中されたマッピング方式を用いて参照信号を副搬送波にマッピングすることができる。

図９は、参照信号が送信されるサブフレームの構造の一例である。図９−（ａ）のサブフレームの構造はノーマルＣＰの場合を示す。サブフレームは第１のスロットと第２のスロットを含む。第１のスロットと第２のスロットの各々は７ＯＦＤＭシンボルを含む。サブフレーム内の１４ＯＦＤＭシンボルは０から１３までのシンボルインデックスが付けられる。シンボルインデックスが３及び１０であるＯＦＤＭシンボルを介して参照信号が送信されることができる。参照信号が送信されるＯＦＤＭシンボルを除いた残りのＯＦＤＭシンボルを介してデータが送信されることができる。図９−（ｂ）のサブフレームの構造は拡張ＣＰの場合を示す。サブフレームは第１のスロットと第２のスロットを含む。第１のスロットと第２のスロットの各々は６ＯＦＤＭシンボルを含む。サブフレーム内の１２ＯＦＤＭシンボルは０から１１までのシンボルインデックスが付けられる。シンボルインデックスが２及び８であるＯＦＤＭシンボルを介して参照信号が送信される。参照信号が送信されるＯＦＤＭシンボルを除いた残りのＯＦＤＭシンボルを介してデータが送信される。

図９に示していないが、サブフレーム内のＯＦＤＭシンボルを介してサウンディング参照信号（ＳＲＳ；Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）が送信されることもできる。サウンディング参照信号は、アップリンクスケジューリングのために端末が基地局に送信する参照信号である。基地局は、受信されたサウンディング参照信号を介してアップリンクチャネルを推定し、推定されたアップリンクチャネルをアップリンクスケジューリングに用いる。

クラスタされた（ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ）ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式は、既存のＳＣ−ＦＤＭＡ送信方式の変形であり、プリコーダを経たデータシンボルを複数のサブブロックに分け、これを周波数領域で互いに分離させてマッピングする方法である。

図１０は、クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式を適用した送信機の一例である。図１０を参照すると、送信機７０は、ＤＦＴ部７１、副搬送波マッパ７２、ＩＦＦＴ部７３、及びＣＰ挿入部７４を含む。送信機７０は、スクランブルユニット（図示せず）、モジュレーションマッパ（図示せず）、レイヤマッパ（図示せず）、及びレイヤパーミュテータ（図示せず）をさらに含むことができ、これはＤＦＴ部７１の前に配置されることができる。

ＤＦＴ部７１から出力される複素数シンボルはＮ個のサブブロックに分けられる（Ｎは自然数）。Ｎ個のサブブロックは、サブブロック＃１、サブブロック＃２、．．．、サブブロック＃Ｎで表すことができる。副搬送波マッパ７２は、Ｎ個のサブブロックを周波数領域で分散させて副搬送波にマッピングする。連続される２個のサブブロック間にＮＵＬＬが挿入されることができる。一つのサブブロック内の複素数シンボルは周波数領域で連続される副搬送波にマッピングされることができる。即ち、一つのサブブロック内では集中されたマッピング方式が使われることができる。

図１０の送信機７０は、単一搬送波（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ）送信機または多重搬送波（ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ）送信機の両方ともに使われることができる。単一搬送波送信機に使われる場合、Ｎ個のサブブロックの全部が一つの搬送波に対応される。多重搬送波送信機に使われる場合、Ｎ個のサブブロックのうち各々のサブブロック毎に一つの搬送波に対応されることができる。または、多重搬送波送信機に使われる場合にも、Ｎ個のサブブロックうち複数のサブブロックは一つの搬送波に対応されることもできる。一方、図１０の送信機７０で一つのＩＦＦＴ部７３を介して時間領域信号が生成される。従って、図１０の送信機７０が多重搬送波送信機に使われるためには、連続される搬送波割当（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ｃａｒｒｉｅｒ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）状況で隣接した搬送波間副搬送波間隔が整列（ａｌｉｇｎｍｅｎｔ）されなければならない。

図１１は、クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式を適用した送信機の他の例である。図１１を参照すると、送信機８０は、ＤＦＴ部８１、副搬送波マッパ８２、複数のＩＦＦＴ部８３−１、８３−２，．．．，８３−Ｎ（Ｎは自然数）、及びＣＰ挿入部８４を含む。送信機８０は、スクランブルユニット（図示せず）、モジュレーションマッパ（図示せず）、レイヤマッパ（図示せず）、及びレイヤパーミュテータ（図示せず）をさらに含むことができ、これはＤＦＴ部８１の前に配置されることができる。

Ｎ個のサブブロックのうち各々のサブブロックに対して個別的にＩＦＦＴが実行される。第ｎのＩＦＦＴ部８３−ｎは、サブブロック＃ｎにＩＦＦＴを実行して第ｎの基本帯域信号を出力する（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）。第ｎの基本帯域信号に第ｎの搬送波信号をかけて第ｎの無線信号が生成される。Ｎ個のサブブロックから生成されたＮ個の無線信号は集められた後、ＣＰ挿入部８４によりＣＰが挿入される。図１１の送信機８０は、送信機が割当を受けた搬送波が隣接しない不連続される搬送波割当（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ｃａｒｒｉｅｒ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）状況で使われることができる。

図１２は、クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ送信方式を適用した送信機の他の例である。図１２は、チャンク（ｃｈｕｎｋ）単位にＤＦＴプリコーディングを実行するチャンク特定ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭシステムである。これはＮｘＳＣ−ＦＤＭＡと呼ばれることができる。図１２を参照すると、送信機９０は、コードブロック分割部９１、チャンク（ｃｈｕｎｋ）分割部９２、複数のチャネルコーディング部９３−１，．．．，９３−Ｎ、複数の変調器９４−１，．．．，９４−Ｎ、複数のＤＦＴ部９５−１，．．．，９５−Ｎ、複数の副搬送波マッパ９６−１，．．．，９６−Ｎ、複数のＩＦＦＴ部９７−１，．．．，９７−Ｎ、及びＣＰ挿入部９８を含む。ここで、Ｎは多重搬送波送信機が使用する多重搬送波の個数である。チャネルコーディング部９３−１，．．．，９３−Ｎの各々はスクランブルユニット（図示せず）を含むことができる。変調器９４−１，．．．，９４−Ｎはモジュレーションマッパと呼ばこともできる。送信機９０は、レイヤマッパ（図示せず）及びレイヤパーミュテータ（図示せず）をさらに含むことができ、これはＤＦＴ部９５−１，．．．，９５−Ｎの前に配置されることができる。

コードブロック分割部９１は伝送ブロックを複数のコードブロックに分割する。チャンク分割部９２はコードブロックを複数のチャンクに分割する。ここで、コードブロックは多重搬送波送信機から送信されるデータを意味し、チャンクは多重搬送波のうち一つの搬送波を介して送信されるデータの断片を意味する。送信機９０はチャンク単位にＤＦＴを実行する。送信機９０は不連続される搬送波割当状況または連続される搬送波割当状況の両方ともで使われることができる。

以下、アップリンク参照信号に対して説明する。

参照信号は一般的にシーケンスで送信される。参照信号シーケンスは特別な制限無しに任意のシーケンスが使われることができる。参照信号シーケンスは、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）基盤のコンピュータを介して生成されたシーケンス（ＰＳＫ−ｂａｓｅｄ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を使用することができる。ＰＳＫの例には、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などがある。または、参照信号シーケンスはＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）シーケンスを使用することができる。ＣＡＺＡＣシーケンスの例には、ＺＣ（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ）基盤シーケンス（ＺＣ−ｂａｓｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）、循環拡張（ｃｙｃｌｉｃ ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）されたＺＣシーケンス（ＺＣ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｗｉｔｈ ｃｙｃｌｉｃ ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）、切断（ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ）ＺＣシーケンス（ＺＣ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｗｉｔｈ ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ）などがある。または、参照信号シーケンスはＰＮ（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）シーケンスを使用することができる。ＰＮシーケンスの例には、ｍ−シーケンス、コンピュータにより生成されたシーケンス、ゴールド（Ｇｏｌｄ）シーケンス、カサミ（Ｋａｓａｍｉ）シーケンスなどがある。また、参照信号シーケンスは、循環シフトされたシーケンス（ｃｙｃｌｉｃａｌｌｙ ｓｈｉｆｔｅｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を用いることができる。

アップリンク参照信号は、復調参照信号（ＤＭＲＳ；Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）とサウンディング参照信号（ＳＲＳ；Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）に区分されることができる。ＤＭＲＳは受信された信号の復調のためのチャネル推定に使われる参照信号である。ＤＭＲＳはＰＵＳＣＨまたはＰＵＣＣＨの送信と結合されることができる。ＳＲＳはアップリンクスケジューリングのために端末が基地局に送信する参照信号である。基地局は受信されたサウンディング参照信号を介してアップリンクチャネルを推定し、推定されたアップリンクチャネルをアップリンクスケジューリングに用いる。ＳＲＳはＰＵＳＣＨまたはＰＵＣＣＨの送信と結合されない。ＤＭＲＳとＳＲＳのために同じ種類の基本シーケンスが使われることができる。一方、アップリンク多重アンテナ送信でＤＭＲＳに適用されたプリコーディングはＰＵＳＣＨに適用されたプリコーディングと同じである。循環シフト分離（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）はＤＭＲＳを多重化する基本技法（ｐｒｉｍａｒｙ ｓｃｈｅｍｅ）である。ＬＴＥ−ＡシステムにおけるＳＲＳはプリコーディングされず、また、アンテナ特定された参照信号である。

参照信号シーケンスｒ_ｕ，ｖ ^（α）（ｎ）は、数式２により基本シーケンスｂ_ｕ，ｖ（ｎ）と循環シフトαに基づいて定義されることができる。

数式２で、Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ（１≦ｍ≦Ｎ_ＲＢ ^{ｍａｘ，ＵＬ}）は参照信号シーケンスの長さであり、Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ＝ｍ＊Ｎ_ｓｃ ^ＲＢである。 Ｎ_ｓｃ ^ＲＢ は、周波数領域で副搬送波の個数で表すリソースブロックの大きさを示し、Ｎ_ＲＢ ^{ｍａｘ，ＵＬ}はＮ_ｓｃ ^ＲＢの倍数で表すアップリンク帯域幅の最大値を示す。複数の参照信号シーケンスは、一つの基本シーケンスから循環シフト値であるαを異に適用して定義されることができる。

基本シーケンスｂ_ｕ，ｖ（ｎ）は複数のグループに分けられ、この時、ｕ∈｛０，１，．．．，２９｝はグループインデックスを示し、ｖはグループ内で基本シーケンスインデックスを示す。基本シーケンスは基本シーケンスの長さ（Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ）に依存する。各グループは、１≦ｍ≦５であるｍに対して長さがＭ_ｓｃ ^ＲＳである一つの基本シーケンス（ｖ＝０）を含み、６≦ｍ≦ｎ_ＲＢ ^{ｍａｘ，ＵＬ}であるｍに対しては長さがＭ_ｓｃ ^ＲＳである２個の基本シーケンス（ｖ＝０，１）を含む。シーケンスグループインデックスｕとグループ内の基本シーケンスインデックスｖは、後述するグループホッピング（ｇｒｏｕｐ ｈｏｐｐｉｎｇ）またはシーケンスホッピング（ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｈｏｐｐｉｎｇ）のように時間によって変わることができる。

また、参照信号シーケンスの長さが３Ｎ_ｓｃ ^ＲＢまたはその以上の場合、基本シーケンスは数式３により定義されることができる。

数式３で、ｑはＺＣ（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ）シーケンスのルートインデックス（ｒｏｏｔ ｉｎｄｅｘ）を示す。Ｎ_ＺＣ ^ＲＳはＺＣシーケンスの長さであり、Ｍ_ｓｃ ^ＲＳより小さい最大素数（ｐｒｉｍｅ ｎｕｍｂｅｒ）で与えられることができる。ルートインデックスｑであるＺＣシーケンスは数式４により定義されることができる。

ｑは数式５により与えられることができる。

参照信号シーケンスの長さが３Ｎ_ｓｃ ^ＲＢ以下の場合、基本シーケンスは数式６により定義されることができる。

表１は、Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ＝Ｎ_ｓｃ ^ＲＢの時、φ（ｎ）を定義した例示である。

表２は、Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ＝２＊Ｎ_ｓｃ ^ＲＢの時、φ（ｎ）を定義した例示である。

参照信号のホッピングは、次のように適用されることができる。

スロットインデックスｎ_ｓのシーケンスグループインデックスｕは、数式７によりグループホッピングパターンｆ_ｇｈ（ｎ_ｓ）とシーケンスシフトパターンｆ_ｓｓに基づいて定義されることができる。

１７個の互いに異なるグループホッピングパターンと３０個の互いに異なるシーケンスシフトパターンが存在することができる。グループホッピングの適用可否は上位階層により指示されることができる。

ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨは同じグループホッピングパターンを有することができる。グループホッピングパターンｆ_ｇｈ（ｎ_ｓ）は数式８により定義されることができる。

数式８で、ｃ（ｉ）はＰＮシーケンスである疑似任意シーケンス（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）であり、長さ−３１のゴールド（Ｇｏｌｄ）シーケンスにより定義されることができる。数式９はゴールドシーケンスｃ（ｎ）の一例を示す。

ここで、Ｎｃ＝１６００であり、ｘ_１（ｉ）は第１のｍ−シーケンスであり、ｘ_２（ｉ）は第２のｍ−シーケンスである。例えば、第１のｍ−シーケンスまたは第２のｍ−シーケンスはＯＦＤＭシンボル毎にセルＩＤ、一つの無線フレーム内のスロット番号、スロット内のＯＦＤＭシンボルインデックス、ＣＰの種類などによって初期化（ｉｎｉｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ）されることができる。疑似任意シーケンス生成器は各無線フレームの初めで

で初期化されることができる。

ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨは同じシーケンスシフトパターンを有することができる。ＰＵＣＣＨのシーケンスシフトパターンｆ_ｓｓ ^{ＰＵＣＣＨ}＝Ｎ_ＩＤ ^ｃｅｌｌｍｏｄ３０で与えられることができる。ＰＵＳＣＨのシーケンスシフトパターンｆ_ｓｓ ^{ＰＵＳＣＨ}＝（ｆ_ｓｓ ^{ＰＵＣＣＨ}＋Δ_ｓｓ）ｍｏｄ３０で与えられることができ、Δ_ｓｓ∈｛０，１，．．．，２９｝は上位階層により構成されることができる。

シーケンスホッピングは、長さが６Ｎ_ｓｃ ^ＲＢより長い参照信号シーケンスにのみ適用されることができる。この時、スロットインデックスｎ_ｓの基本シーケンスグループ内の基本シーケンスインデックスｖは、数式１０により定義されることができる。

ｃ（ｉ）は数式９の例示により表現されることができ、シーケンスホッピングの適用可否は上位階層により指示されることができる。疑似任意シーケンス生成器は各無線フレームの初めで

で初期化されることができる。

ＰＵＳＣＨのためのＤＭＲＳシーケンスは数式１１により定義されることができる。

数式１１で、ｍ＝０，１，…であり、ｎ＝０，．．．，Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ−１である。Ｍ_ｓｃ ^ＲＳ＝Ｍ_ｓｃ ^{ＰＵＳＣＨ}である。

スロット内で循環シフト値であるα＝２πｎ_ｃｓ／１２で与えられ、ｎ_ｃｓは数式１２により定義されることができる。

数式１２におけるｎ_ＤＭＲＳ ^（１）は上位階層で送信されるパラメータにより指示され、表３は、前記パラメータとｎ_ＤＭＲＳ ^（１）の対応関係の例示を示す。

また、数式１２におけるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）は、ＰＵＳＣＨ送信に対応される伝送ブロックのためのＤＣＩフォーマット０内の循環シフトフィールド（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｆｉｅｌｄ）により定義されることができる。ＤＣＩフォーマットはＰＤＣＣＨで送信される。前記循環シフトフィールドは３ビットの長さを有することができる。

表４は、前記循環シフトフィールドとｎ_ＤＭＲＳ ^（２）の対応関係の一例である。

表５は、前記循環シフトフィールドとｎ_ＤＭＲＳ ^（２）の対応関係の他の例である。

同じ伝送ブロックでＤＣＩフォーマット０を含むＰＤＣＣＨが送信されない場合、同じ伝送ブロックで最初のＰＵＳＣＨが半永続的（ｓｅｍｉ−ｐｅｒｓｉｓｔｅｎｔｌｙ）にスケジューリングされた場合、または、同じ伝送ブロックで最初のＰＵＳＣＨが任意接続応答グラント（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｇｒａｎｔ）によりスケジューリングされた場合にｎ_ＤＭＲＳ ^（２）は０である。

ｎ_ＰＲＳ（ｎ_ｓ）は数式１３により定義されることができる。

ｃ（ｉ）は数式９の例示により表現されることができ、ｃ（ｉ）のセル別に（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｆｉｃ）適用されることができる。疑似任意シーケンス生成器は各無線フレームの初めで

で初期化されることができる。

ＤＭＲＳシーケンスｒ^{ＰＵＳＣＨ}は、振幅スケーリング因子（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｓｃａｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）β_{ＰＵＳＣＨ}とかけられ、該当するＰＵＳＣＨ送信に使われる物理伝送ブロックにｒ^{ＰＵＳＣＨ}（０）から始めてシーケンスでマッピングされる。前記ＤＭＲＳシーケンスは、一つのスロット内でノーマルＣＰの場合、４番目のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス３）にマッピングされ、拡張ＣＰの場合、３番目のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス２）にマッピングされる。

ＳＲＳシーケンスｒ_ＳＲＳ（ｎ）＝ｒ_ｕ，ｖ ^（α）（ｎ）で定義される。ｕはＰＵＣＣＨシーケンスグループインデックス、ｖは基本シーケンスインデックスを示す。循環シフト値αは数式１４により定義される。

ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓは各端末に対して上位階層により構成される値であり、０から７までの整数のうちいずれか一つである。

以下、提案された参照信号送信方法を説明する。

現在ＬＴＥシステムではアップリンク送信で複数のアンテナを使用するＭＩＭＯシステムをサポートする参照信号送信方法及びそれによる参照信号シーケンスの循環シフト値の割当方法に対して提案されたことがない。従って、本発明は、ＭＩＭＯシステムでチャネル推定の性能を保障する参照信号送信方法及び循環シフト値の割当方法を提案する。本発明は、前述したＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡ、クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭシステムなどに適用されることができ、その他の種類のシステムにも適用されることができる。また、提案された参照信号送信方法は、アップリンク参照信号に適用されることを例示しているが、これに制限されるものではなく、ダウンリンク参照信号にも適用されることができる。また、プリコーディング可否に制限されない。

図１３は、提案された参照信号送信方法の一実施例を示す。

段階Ｓ１００で、端末は各々異なる循環シフト値が割り当てられた複数の参照信号シーケンスを生成する。段階Ｓ１１０で、端末は前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭシンボルを生成する。段階Ｓ１２０で、端末は前記ＯＦＤＭシンボルを複数のアンテナを介して基地局に送信する。

前記複数の参照信号シーケンスに各々異なる循環シフト値を割り当てるにあたって多様な方法が適用されることができる。以下の参照信号はＤＭＲＳであると仮定する。

まず、ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）と固定されたオフセットに基づいて各ランクの該当レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値を連続的に割り当てる方法が適用されることができる。

例えば、第１のレイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値（以下、第１のレイヤ循環シフトという）をｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とすると、第２のレイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値（以下、第２のレイヤ循環シフトという）は（ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}に決定されることができる。また、第３のレイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値（以下、第３のレイヤ循環シフトという）と第４のレイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値（以下、第４のレイヤ循環シフトという）は、各々、（ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}と（ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＋３＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}に決定されることができる。即ち、第１のレイヤないし第４のレイヤ循環シフトはオフセットを一定の間隔をおいて連続的に割り当てられる。ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）は、前述したように、ＰＤＣＣＨで送信されるＤＣＩフォーマット０内の循環シフトフィールドにより決定されることができる。ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}は、循環シフトが可能な全体個数であり、６、８または１２のうちいずれか一つである。また、オフセットは、１、２または３のうちいずれか一つである。

表６ないし表１１は、レイヤの個数が４の場合、ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の例示である。例えば、表６で、ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＝９、オフセットが１、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝１２の場合、第１のレイヤ循環シフトはｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＝９、第２のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝（９＋１）ｍｏｄ１２＝１０である。同様に、第３のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝（９＋２）ｍｏｄ１２＝１１、第４のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝（９＋３）ｍｏｄ１２＝０である。

表６は、オフセットが１の場合である。

表７は、オフセットが１の場合である。

表８は、オフセットが２の場合である。

表９は、オフセットが２の場合である。

表１０は、オフセットが３の場合である。

表１１は、オフセットが３の場合である。

または、ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）と固定されたオフセットに基づいて各ランクの該当レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値を連続的に割り当て、前記固定されたオフセットは、ＤＣＩフォーマット０内の循環シフトフィールドでのオフセットである方法が適用されることができる。上位階層から送信される循環シフトインデックス（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｉｎｄｅｘ）が前記循環シフトフィールドと１対１対応されることができる。各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値は、前記循環シフトフィールドインデックスと対応されるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）に決定されることができ、各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフトインデックスは、一定の間隔のオフセットを有する。

例えば、第１のレイヤ循環シフトをｉｎｄｅｘ（ｉ）とすると、第２のレイヤ循環シフトはｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝に決定されることができる。また、第３のレイヤ循環シフトと第４のレイヤ循環シフトは、各々、ｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝とｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋３＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝に決定されることができる。即ち、第１のレイヤないし第４のレイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値は、一定の間隔にオフセットが与えられた循環シフトインデックスに対応されるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）に決定されることができる。ｎ_ＤＭＲＳ ^（２）は、前述したように、ＰＤＣＣＨで送信されるＤＣＩフォーマット０内の循環シフトフィールドにより決定されることができる。オフセットは、１、２または３のうちいずれか一つである。

表１２ないし表１７は、レイヤの個数が４個である場合、循環シフトインデックスとレイヤインデックスによる循環シフト値の例示である。例えば、表１２で。循環シフトインデックスが６、オフセットが１の場合、第１のレイヤ循環シフトはｉｎｄｅｘ（６）＝９、第２のレイヤ循環シフトはｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝＝ｉｎｄｅｘ（６＋１）ｍｏｄ８｝＝ｉｎｄｅｘ（７）＝１０である。同様に、第３のレイヤ循環シフトは、ｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝＝ｉｎｄｅｘ（６＋２）ｍｏｄ８｝＝ｉｎｄｅｘ（０）＝０、第４のレイヤ循環シフトは、ｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋３＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝＝ｉｎｄｅｘ（６＋３）ｍｏｄ８｝＝ｉｎｄｅｘ（１）＝２である。

表１２は、オフセットが１の場合である。

表１３は、オフセットが１の場合である。

表１４は、オフセットが２の場合である。

表１５は、オフセットが２の場合である。

表１６は、オフセットが３の場合である。

表１７は、オフセットが３の場合である。

または、複数のレイヤの送信において各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値の間隔が最大になるように循環シフト値を割り当てる方法が適用されることができる。この時、各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値は、レイヤの個数及び循環シフトが可能な全体個数であるＣＳ_{ｔｏｔａｌ}により決定されることができる。前記ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}は、６、８または１２のうちいずれか一つである。

例えば、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝１２であり、レイヤの個数が２個である場合を仮定すると、第１のレイヤ循環シフトと第２のレイヤ循環シフトが６ほど間隔をおいて割り当てられる時、循環シフト値の間隔が最大となる。即ち、第１のレイヤ循環シフトと第２のレイヤ循環シフトは、｛０，６｝、｛１，７｝、｛２，８｝、｛３，９｝、｛４，１０｝、｛５，１１｝、｛６，０｝、｛７，１｝、｛８，２｝、｛９，３｝、｛１０，４｝、｛１１，５｝のうちいずれか一つである。同様に、レイヤの個数が３個の場合、各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフトの間隔が４であり、レイヤの個数が４個の場合、各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフトの間隔が３である。これは数式１５により表現されることができる。

ｋはレイヤインデックスであり、ｎ_ＤＭＲＳ ＿ｋ（２）はインデックスｋであるレイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値である。

数式１５で、レイヤの個数が２、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝１２の場合、数式１６を得ることができる。

表１８は、数式１６によるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の一例である。

表１９は、数式１６によるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の他の例である。

数式１５で、レイヤの個数が３、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝１２の場合、数式１７を得ることができる。

表２０は、数式１７によるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の一例である。

表２１は、数式１７によるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の他の例である。

数式１５で、レイヤの個数が４、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝１２の場合、数式１８を得ることができる。

表２２は、数式１８によるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の一例である。

表２３は、数式１８によるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）とレイヤインデックスによる循環シフト値の他の例である。

以上の実施例でレイヤの個数が複数である場合、各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値の割当方法を説明したが、ランクが１個である場合にも提案された方法が適用されることができる。即ち、ランクが１個であるが、送信ダイバーシティ技法（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｓｃｈｅｍｅ）によって複数のレイヤが送信される場合である。これによって、各レイヤに対するＤＭＲＳシーケンスの循環シフト値に提案された参照信号送信方法が適用されることができる。表２４は、必要な循環シフト値の個数とそれに該当する送信ダイバーシティ技法の種類を示す。

表２４の送信ダイバーシティ技法によって前述した参照信号送信方法が適用されることができる。

また、前述した実施例ではＤＭＲＳに対して提案された参照信号送信方法が適用されることを説明したが、提案された方法はＳＲＳに対しても適用されることができる。多重アンテナシステムでＳＲＳを送信する場合、前述した参照信号送信方法が適用されることができる。ただし、ＤＭＲＳの場合、ＤＣＩフォーマット０の循環シフトフィールドにより指示されるｎ_ＤＭＲＳ ^（２）に基づくが、ＳＲＳの場合、上位階層により各端末に送信されるｎ_ＳＲＳ ^ｃｓに基づくことができる。

まず、ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓと固定されたオフセットに基づいて各ランクの該当レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値を連続的に割り当てる方法が適用されることができる。

例えば、第１のレイヤ循環シフトをｎ_ＳＲＳ ^ｃｓとすると、第２のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}に決定されることができる。また、第３のレイヤ循環シフトと第４のレイヤ循環シフトは、各々、（ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}と（ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}に決定されることができる。即ち、第１のレイヤないし第４のレイヤ循環シフトは、オフセットを一定の間隔をおいて連続的に割り当てられる。ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}は、循環シフトが可能な全体個数であり、６、８または１２のうちいずれか一つである。また、オフセットは、１、２または３のうちいずれか一つである。

表２５ないし表２７は、レイヤの個数が４の場合、ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓとレイヤインデックスによる循環シフト値の例示である。例えば、表２５で、ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＝６、オフセットが１、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝８の場合、第１のレイヤ循環シフトはｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＝６、第２のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝（６＋１）ｍｏｄ８＝７である。同様に、第３のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝（６＋２）ｍｏｄ８＝０、第４のレイヤ循環シフトは（ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓ＋３＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝（６＋３）ｍｏｄ８＝１である。

表２５は、オフセットが１の場合である。

表２６は、オフセットが２の場合である。

表２７は、オフセットが３の場合である。

または、ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓと固定されたオフセットに基づいて各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値を連続的に割り当て、前記固定されたオフセットは、前記ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓと１対１対応されるインデックスのオフセットである方法が適用されることができる。上位階層から送信される循環シフトインデックス（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｉｎｄｅｘ）が前記ｎ_ＳＲＳ ^ｃｓと１対１対応されることができる。各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値は、前記循環シフトフィールドインデックスと対応されるｎ_ＳＲＳ ^ｃｓに決定されることができ、各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフトインデックスは、一定の間隔のオフセットを有する。表２８は、前記循環シフトインデックスとｎ_ＳＲＳ ^ｃｓの対応関係の一例である。

例えば、第１のレイヤ循環シフトをｉｎｄｅｘ（ｉ）とすると、第２のレイヤ循環シフトはｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝に決定されることができる。また、第３のレイヤ循環シフトと第４のレイヤ循環シフトは、各々、ｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋２＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝とｉｎｄｅｘ｛（ｉ＋３＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄ８｝に決定されることができる。即ち、第１のレイヤないし第４のレイヤ循環シフトは、一定の間隔にオフセットが与えられた循環シフトインデックスに対応されるｎ_ＳＲＳ ^ｃｓに決定されることができる。オフセットは、１、２または３のうちいずれか一つである。

また、各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値の間隔が最大になるように循環シフト値を割り当てる方法が適用されることができる。この時、各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値は、レイヤの個数及び循環シフトが可能な全体個数であるＣＳ_{ｔｏｔａｌ}により決定されることができる。前記ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}は、６、８または１２のうちいずれか一つである。

例えば、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝８であり、レイヤの個数が２個である場合を仮定すると、第１のレイヤ循環シフトと第２のレイヤ循環シフトが４ほど間隔をおいて割り当てられる時、循環シフト値の間隔が最大となる。即ち、第１のレイヤ循環シフトと第２のレイヤ循環シフトは、｛０，４｝、｛１，５｝、｛２，６｝、｛３，７｝、｛４，０｝、｛５，１｝、｛６，２｝、｛７，３｝のうちいずれか一つである。同様に、レイヤの個数が４の場合、各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフトの間隔が２である。これは数式１９により表現されることができる。

ここで、ｋはレイヤインデックスであり、ｎ_{ＳＲＳ＿ｋ} ^ｃｓはレイヤインデックスｋに対するＳＲＳシーケンスの循環シフト値である。

数式１９で、レイヤの個数が２、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝８の場合、数式２０を得ることができる。

表２９は、数式２０によるｎ_ＳＲＳ ^ｃｓとレイヤインデックスによる循環シフト値の例示である。

数式１９で、レイヤの個数が４、ＣＳ_{ｔｏｔａｌ}＝８の場合、数式２１を得ることができる。

表３０は、数式２１によるｎ_ＳＲＳ ^ｃｓとレイヤインデックスによる循環シフト値の例示である。

図１４は、本発明の実施例が具現される端末のブロック図である。

端末９００は、参照信号生成部９１０、ＯＦＤＭシンボル生成部９２０、及びＲＦ部９３０を含む。参照信号生成部９１０は、各々異なる循環シフト値が割り当てられた複数の参照信号シーケンスを生成する。ＯＦＤＭシンボル生成部９２０は、前記参照信号生成部と連結されて複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭシンボルを生成する。ＲＦ部９３０は、前記ＯＦＤＭシンボル生成部と連結されてＯＦＤＭシンボルを複数のアンテナ９９０−１，．．．，９９０−Ｎを介して基地局に送信する。前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ＰＤＣＣＨで送信される循環シフトフィールドにより指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｎに基づいて決定されることができる。図１４の端末により表６ないし表２３、表２５ないし表２７、または表２９ないし表３０の各レイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値が決定されることができる。

本発明は、ハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの組合せで具現されることができる。ハードウェア具現において、前述した機能を遂行するためにデザインされたＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）、ＰＬＤ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）、プロセッサ、制御器、マイクロプロセッサ、他の電子ユニットまたはこれらの組合せで具現されることができる。ソフトウェア具現において、前述した機能を遂行するモジュールで具現されることができる。ソフトウェアは、メモリユニットに格納されることができ、プロセッサにより実行される。メモリユニットやプロセッサは、当業者によく知られた多様な手段を採用することができる。

前述した例示的なシステムで、方法は一連の段階またはブロックで順序図に基づいて説明されているが、本発明は、段階の順序に限定されるものではなく、ある段階は前述と異なる段階と異なる順序にまたは同時に発生することができる。また、当業者であれば、順序図に示す段階が排他的でなく、他の段階が含まれたり、或いは、順序図の一つまたはその以上の段階が本発明の範囲に影響を及ぼさないで削除可能であることを理解することができる。

前述した実施例は多様な態様の例示を含む。多様な態様を示すための全ての可能な組合せを記述することはできないが、該当技術分野の通常の知識を有する者は他の組合せが可能であることを認識することができる。従って、本発明は、特許請求の範囲に属する全ての交替、修正及び変更を含む。
例えば、本明細書は、以下の項目も提供する。
（項目１）
多重アンテナシステムにおける参照信号送信方法において、
各々異なる循環シフト値が割り当てられた複数の参照信号シーケンスを生成し、
前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを生成し、前記ＯＦＤＭシンボルを複数のアンテナを介して基地局に送信することを含み、
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）で送信される循環シフトフィールド（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｆｉｅｌｄ）により指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｎに基づいて決定されることを特徴とする方法。
（項目２）
前記各参照信号シーケンスは、各々異なるレイヤ（ｌａｙｅｒ）に対する参照信号シーケンスであることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目３）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ランクインジケータ（ＲＩ；ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）により指示される値に基づいて決定されることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目４）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、前記パラメータｎに基づいて最大間隔になるように決定されることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目５）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、以下の数式により決定されることを特徴とする項目４に記載の方法。
ｎ _ｋ はレイヤインデックス（ｌａｙｅｒ ｉｎｄｅｘ）ｋであるレイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値、ｎは前記ＰＤＣＣＨで送信される循環シフトフィールドにより指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）、ＣＳ _{ｔｏｔａｌ} は循環シフトが可能な全体個数である。
（項目６）
前記レイヤの個数は、２個、３個または４個のうちいずれか一つであることを特徴とする項目５に記載の方法。
（項目７）
前記ＣＳ _{ｔｏｔａｌ} は、６、８及び１２のうちいずれか一つであることを特徴とする項目５に記載の方法。
（項目８）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、前記パラメータｎに基づいて一定に固定されたオフセットを間隔にして決定されることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目９）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、以下の数式により決定されることを特徴とする項目８に記載の方法。
ｎ _ｋ ＝（ｎ＋（ｋ−１）＊ｏｆｆｓｅｔ）ｍｏｄＣＳ _{ｔｏｔａｌ}
ｎ _ｋ はレイヤインデックス（ｌａｙｅｒ ｉｎｄｅｘ）ｋであるレイヤに対する参照信号シーケンスの循環シフト値、ｎは前記ＰＤＣＣＨで送信される循環シフトフィールドにより指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）、ＣＳ _{ｔｏｔａｌ} は循環シフトが可能な全体個数である。
（項目１０）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、前記パラメータｎに基づいて上位階層で送信され、前記パラメータｎと１対１対応される循環シフトインデックス（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｉｎｄｅｘ）のオフセットにより決定されることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目１１）
前記複数のアンテナの個数は、２個、３個または４個のうちいずれか一つであることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目１２）
前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭシンボルは、７個のＯＦＤＭを含むスロット（ｓｌｏｔ）のうち４番目のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス３）であることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目１３）
前記複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭシンボルは、６個のＯＦＤＭを含むスロットのうち３番目のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス２）であることを特徴とする項目１に記載の方法。
（項目１４）
多重アンテナシステムにおける参照信号送信装置において、
各々異なる循環シフト値が割り当てられた複数の参照信号シーケンスを生成する参照信号生成部；
前記参照信号生成部と連結されて複数の参照信号シーケンスがマッピングされるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを生成するＯＦＤＭシンボル生成部；及び、
前記ＯＦＤＭシンボル生成部と連結されてＯＦＤＭシンボルを複数のアンテナを介して基地局に送信するＲＦ部；を含み、
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）で送信される循環シフトフィールド（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｆｉｅｌｄ）により指示されるパラメータ（ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｎに基づいて決定されることを特徴とする装置。
（項目１５）
前記各参照信号シーケンスに割り当てられた各循環シフト値は、ランクインジケータ（ＲＩ；ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）により指示される値に基づいて決定されることを特徴とする項目１４に記載の装置。

Claims (10)

1. 無線通信システムにおいてＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）に対するＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）をユーザ機器により送信する方法であって、
   前記方法は、
   第１および第２のＤＭＲＳシーケンスを生成することであって、前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスは、それぞれ、２つのレイヤからなる複数のレイヤのうちの第１および第２のレイヤに関連し、前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスにそれぞれ第１および第２の循環シフトが割り当てられる、ことと、
   それぞれ、前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスを、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シンボルおよび副搬送波の一セットのリソース要素（ＲＥ）にマッピングすることにより第１および第２のＤＭＲＳを形成することと、
   前記第１および第２のＤＭＲＳを基地局に送信することと
   を含み、
   前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスに割り当てられる前記第１および第２の循環シフトは、それぞれ、第１のパラメータｎおよび第２のパラメータｎに基づいて決定され、前記第１および第２のパラメータｎは、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して受信される共通循環シフトフィールドにより指示され、
   前記第１および第２のパラメータｎは、可能な循環シフトの総数に対応する最大値だけ分離されており、
   前記第１および第２のパラメータｎは、以下の表に提供され、
   Ｚは、前記ＰＤＣＣＨを介して受信される前記共通循環シフトフィールドであり、
   前記表中の
   は、λ＝０のときに、前記第１のパラメータｎに等しく、
   前記表中の
   は、λ＝１のときに、前記第２のパラメータｎに等しい、方法。
2. 可能な第１の循環シフトの総数は、１２であり、可能な第２の循環シフトの総数は、１２である、請求項１に記載の方法。
3. 前記可能な循環シフトの総数に対応する最大値は、６である、請求項１に記載の方法。
4. 前記循環シフトフィールドは、３ビットの長さを有する、請求項１に記載の方法。
5. 前記第１のパラメータｎおよび前記第２のパラメータｎの各々は、ＤＣＩ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）フォーマットに対応する、請求項１に記載の方法。
6. 無線通信システムにおいてＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）に対するＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を送信する装置であって、
   前記装置は、
   第１および第２のＤＭＲＳシーケンスを生成するように構成された参照信号生成部であって、前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスは、それぞれ、２つのレイヤからなる複数のレイヤのうちの第１および第２のレイヤに関連し、前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスにそれぞれ第１および第２の循環シフトが割り当てられる、参照信号生成部と、
   前記参照信号生成部と連結されたＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボル生成部であって、前記ＯＦＤＭシンボル生成部は、それぞれ、前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスを、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シンボルおよび副搬送波の一セットのリソース要素（ＲＥ）にマッピングすることにより第１および第２のＤＭＲＳを形成するように構成される、ＯＦＤＭシンボル生成部と、
   前記ＯＦＤＭシンボル生成部と連結されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部であって、前記ＲＦ部は、前記第１および第２のＤＭＲＳを基地局に送信するように構成される、ＲＦ部と
   を含み、
   前記第１および第２のＤＭＲＳシーケンスに割り当てられる前記第１および第２の循環シフトは、それぞれ、第１のパラメータｎおよび第２のパラメータｎに基づいて決定され、前記第１および第２のパラメータｎは、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して受信される共通循環シフトフィールドにより指示され、
   前記第１および第２のパラメータｎは、可能な循環シフトの総数に対応する最大値だけ分離されており、
   前記第１および第２のパラメータｎは、以下の表に提供され、
   Ｚは、前記ＰＤＣＣＨを介して受信される前記共通循環シフトフィールドであり、
   前記表中の
   は、λ＝０のときに、前記第１のパラメータｎに等しく、
   前記表中の
   は、λ＝１のときに、前記第２のパラメータｎに等しい、装置。
7. 可能な第１の循環シフトの総数は、１２であり、可能な第２の循環シフトの総数は、１２である、請求項６に記載の装置。
8. 前記可能な循環シフトの総数に対応する最大値は、６である、請求項６に記載の装置。
9. 前記循環シフトフィールドは、３ビットの長さを有する、請求項６に記載の装置。
10. 前記第１のパラメータｎおよび前記第２のパラメータｎの各々は、ＤＣＩ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）フォーマットに対応する、請求項６に記載の装置。