JP5575731B2 - Power supply device and control method of power supply device - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源の電力を負荷などに供給する電源装置および電源装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus that supplies power of a DC power supply to a load and the like, and a control method for the power supply apparatus.
近年、地球環境の保全への意識が高まるにつれ、また、電力の需要の逼迫により、蓄電池、太陽電池、燃料電池などの直流電源を備えたシステムの重要性が高まっている。これらのシステムでは、直流電源から負荷に対して電力を供給する電源装置を備えていることがあり、この負荷として蓄電池を接続し、この蓄電池を充電するように構成していることもある。 In recent years, as awareness of conservation of the global environment has increased, and due to tight demand for electric power, the importance of systems equipped with DC power sources such as storage batteries, solar cells, and fuel cells has increased. These systems may include a power supply device that supplies power from a DC power source to a load, and may be configured to connect a storage battery as the load and charge the storage battery.
非特許文献１には、電流形フルブリッジインバータ回路と電圧形フルブリッジインバータ回路とをトランスで接続することにより、双方向に電力を供給できる電源装置が記載されている。
Non-Patent
一般的にフルブリッジインバータ回路では、上アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作するために、電源装置の制御手段から絶縁された駆動パルスを生成して上アームスイッチング素子に供給する必要がある。非特許文献１に記載されている従来の電源装置では、電流形インバータに接続された直流電源から電圧形インバータに接続された直流負荷に電力供給する場合、電流形インバータのブリッジを構成する一方のレッグの上アームスイッチング素子のオンオフ状態と、他方のレッグの下アームスイッチング素子のオンオフ状態とが同様になるようにしている。このため、電流形インバータのブリッジを構成する２つの上アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作するために、制御手段は、それぞれ絶縁された駆動パルスを生成する必要があった。これにより、スイッチング素子と同数のフォトカプラやパルストランスが必要となり、電源装置の小型化や低コスト化を妨げる要因となっていた。
そこで、本発明は、低コストかつ小型化が可能なフルブリッジインバータを備えた電源装置を提供することを課題とする。
In general, in a full bridge inverter circuit, in order to manipulate the on / off state of the upper arm switching element, it is necessary to generate an insulated drive pulse from the control means of the power supply device and supply it to the upper arm switching element. In the conventional power supply apparatus described in Non-Patent
Accordingly, an object of the present invention is to provide a power supply device including a full bridge inverter that can be reduced in cost and size.
前記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。 In order to solve the above problems and achieve the object of the present invention, the present invention is configured as follows.
すなわち、本発明の請求項１に記載の発明では、平滑インダクタと第１の平滑コンデンサとが第１の直流端子間に直列接続された第１のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路が備えているスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段と、を備えた電源装置に於いて、前記第１のスイッチング回路の前記第１の直流端子間には更に、第１の上アームスイッチング素子と第１の下アームスイッチング素子とを直列接続した第１のスイッチングレッグと、第２の上アームスイッチング素子と第２の下アームスイッチング素子とを直列接続した第２のスイッチングレッグと、が並列接続され、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第１の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子の直列接続点とを第１の交流端子間とし、前記第１の交流端子間には、交流負荷が接続され、前記制御手段は、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第２の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子をターンオフする第１の切り替え処理と、前記第１の切り替え処理を実行したのち、継続して前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子と前記第２の上アームスイッチング素子とをターンオンし、かつ、前記第１の上アームスイッチング素子をターンオフする第２の切り替え処理とを実行する、ことを特徴とする電源装置とした。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
That is, according to the first aspect of the present invention, the first switching circuit in which the smoothing inductor and the first smoothing capacitor are connected in series between the first DC terminals, and the first switching circuit are provided. And a control means for controlling an on / off state of the switching element, wherein the first upper arm switching element and the first switching element are further connected between the first DC terminals of the first switching circuit. A first switching leg in which one lower arm switching element is connected in series, and a second switching leg in which a second upper arm switching element and a second lower arm switching element are connected in series; A series connection point of the first upper arm switching element and the first lower arm switching element; and the second upper arm switching element; The series connection point of the second lower arm switching element is between the first AC terminals, an AC load is connected between the first AC terminals, and the control means is configured to switch the first upper arm switching element. A first switching process for turning off the first lower arm switching element while maintaining an ON state of the element and the second lower arm switching element and an OFF state of the second upper arm switching element ; After executing the first switching process, the first lower arm switching element and the second upper arm switching element are turned on while the second lower arm switching element is continuously turned on. And a second switching process for turning off the first upper arm switching element is performed.
Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
本発明によれば、フルブリッジインバータを備えた電源装置を低コスト化し、小型化することができる。 According to the present invention, it is possible to reduce the cost and size of a power supply device including a full bridge inverter.
以降、本発明を実施するための形態を、図を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
（第１の実施形態の構成）
図１は、第１の実施形態に於ける電源装置を示す概略の構成図である。
電源装置１０は、直流負荷１４が接続された直流電源Ｖ１と、直流負荷１６が接続された直流電源Ｖ２との間に接続され、直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２との間で電力を授受する。
第１の実施形態に於ける電源装置１０は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２および直流負荷１６に電力を供給する処理と、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１および直流負荷１４に電力を供給する処理とを切り替えて実行可能である。
例えば、直流電源Ｖ２が蓄電池（１２Ｖ）であり、直流負荷１６は、蓄電池の１２Ｖ直流によって直接に駆動される携帯端末である。直流負荷１４は、コンピュータであり、直流電源Ｖ１は、商用電源に接続されたＡＣアダプタである。
第１の実施形態に於ける電源装置１０は、商用電源に接続されたＡＣアダプタ（直流電源Ｖ１）から蓄電池（直流電源Ｖ２）および携帯端末（直流負荷１６）に電力を供給する動作と、蓄電池（直流電源Ｖ２）からコンピュータ（直流負荷１４）に電力を供給する動作とを切り替えて実行可能である。
(Configuration of the first embodiment)
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a power supply device according to the first embodiment.
The
The
For example, the DC power source V2 is a storage battery (12V), and the
The
電源装置１０は、スイッチング回路１１，１５と、電圧クランプ回路１２と、これらの回路が備えているスイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のオンオフ状態を制御する制御手段２０と、パルストランスＰＴ１（第１のパルストランス）と、パルストランスＰＴ２（第２のパルストランス）と、パルストランスＰＴ３（第３のパルストランス）と、フォトカプラ１３とを備えている。
The
（スイッチング回路１１の構成）
スイッチング回路１１の直流端子間であるノードＮｄ５とノードＮｄ６との間（第１の直流端子間）には、平滑インダクタＬ１と平滑コンデンサＣ１（第１の平滑コンデンサ）とが直列接続されている。平滑コンデンサＣ１には、直流電源Ｖ１（第１の直流電源）と直流負荷１４とが並列接続されている。
(Configuration of switching circuit 11)
A smoothing inductor L1 and a smoothing capacitor C1 (first smoothing capacitor) are connected in series between the node Nd5 and the node Nd6 (between the first DC terminals) that are between the DC terminals of the
スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、フルブリッジで接続されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４が逆並列接続されている。
The
スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｓ１（第１の上アームスイッチング素子）とスイッチング素子Ｓ２（第１の下アームスイッチング素子）をノードＮｄ１で直列接続した第１のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｓ３（第２の上アームスイッチング素子）とスイッチング素子Ｓ４（第２の下アームスイッチング素子）をノードＮｄ２で直列接続した第２のスイッチングレッグとを有している。スイッチング回路１１の直流端子間であるノードＮｄ５とノードＮｄ６との間には、第１のスイッチングレッグと、第２のスイッチングレッグとが並列接続されている。
The
スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２の直列接続点であるノードＮｄ１と、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４の直列接続点であるノードＮｄ２とを、スイッチング回路１１の交流端子間（第１の交流端子間）としている。
The
スイッチング回路１１（第１のスイッチング回路）の交流端子間であるノードＮｄ１とノードＮｄ２との間（第１の交流端子間）には、巻線Ｎ１が接続されている。
スイッチング回路１１は、平滑コンデンサＣ１に並列接続されている直流電源Ｖ１から、ノードＮｄ１とノードＮｄ２との間（第１の交流端子間）に接続されている巻線Ｎ１（交流負荷かつ１次巻線）に電力を供給する。
A winding N1 is connected between the node Nd1 and the node Nd2 (between the first AC terminals) between the AC terminals of the switching circuit 11 (first switching circuit).
The
（電圧クランプ回路１２の構成）
電圧クランプ回路１２は、クランプスイッチング素子Ｓ０とクランプコンデンサＣｃを直列接続している。スイッチング素子Ｓ０は、ダイオードＤＳ０が逆並列接続されている。この電圧クランプ回路１２は、スイッチング回路１１の直流端子間に接続され、この直流端子間のサージ電圧を抑制する。
(Configuration of voltage clamp circuit 12)
The
（スイッチング回路１５の構成）
スイッチング回路１５の直流端子間であるノードＮｄ７とノードＮｄ８との間（第２の直流端子間）には、平滑コンデンサＣ２（第２の平滑コンデンサ）が接続されている。平滑コンデンサＣ２には、直流電源Ｖ２（第２の直流電源）と直流負荷１６とが並列接続されている。
(Configuration of switching circuit 15)
A smoothing capacitor C2 (second smoothing capacitor) is connected between the node Nd7 and the node Nd8 (between the second DC terminals), which is between the DC terminals of the
スイッチング回路１５は、上述したとおり、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４と、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４とを備えている。スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４は、フルブリッジで接続されている。スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４は、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４が逆並列接続されている。
As described above, the
スイッチング回路１５は、スイッチング素子Ｈ１（第３の上アームスイッチング素子）とスイッチング素子Ｈ２（第３の下アームスイッチング素子）とを直列接続した第３のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｈ３（第４の上アームスイッチング素子）とスイッチング素子Ｈ４（第４の下アームスイッチング素子）を直列接続した第４のスイッチングレッグとを有している。スイッチング回路１５のノードＮｄ７とノードＮｄ８との間（第２の直流端子間）には、この第３のスイッチングレッグと、第４のスイッチングレッグとが並列接続されている。
The switching
スイッチング回路１５は、スイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ２の直列接続点であるノードＮｄ３と、スイッチング素子Ｈ３とスイッチング素子Ｈ４の直列接続点であるノードＮｄ４とを、スイッチング回路１５の交流端子間（第２の交流端子間）としている。
The switching
スイッチング回路１５のノードＮｄ３とノードＮｄ４との間（第２の交流端子間）には、共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒと巻線Ｎ２が直列接続されている。トランスＴ１（メイントランス）は、巻線Ｎ１（交流負荷かつ１次巻線）と巻線Ｎ２（２次巻線）とを磁気結合している。 A resonance capacitor Cr, a resonance inductor Lr, and a winding N2 are connected in series between the node Nd3 and the node Nd4 of the switching circuit 15 (between the second AC terminals). The transformer T1 (main transformer) magnetically couples the winding N1 (AC load and primary winding) and the winding N2 (secondary winding).
スイッチング回路１５（第２のスイッチング回路）は、スイッチング回路１５のノードＮｄ３とノードＮｄ４との間（第２の交流端子間）に接続されている巻線Ｎ２から入力した電力を、スイッチング回路１５のノードＮｄ７とノードＮｄ８との間（第２の直流端子間）に接続されている直流負荷１６に供給する。
The switching circuit 15 (second switching circuit) receives power input from the winding N2 connected between the node Nd3 and the node Nd4 of the switching circuit 15 (between the second AC terminals). This is supplied to the
このように第１の実施形態の電源装置１０は、電圧クランプ回路１２が接続された電流形フルブリッジインバータであるスイッチング回路１１および平滑インダクタＬ１と、電圧形フルブリッジインバータであるスイッチング回路１５および平滑コンデンサＣ２とが、トランスＴ１で接続されている構成である。
スイッチング回路１１は、スイッチング素子Ｓ０とクランプコンデンサＣｃとで構成された電圧クランプ回路１２と、平滑インダクタＬ１とが接続され、かつスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４で構成されている。
スイッチング回路１５は、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４で構成されている。
As described above, the
The switching
The switching
制御手段２０は、フォトカプラ１３やパルストランスＰＴ１〜ＰＴ３などの絶縁手段を介して、スイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４とスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のオンオフ状態を制御する。制御手段２０は、フォトカプラ１３を介して、電圧クランプ回路１２のクランプスイッチング素子Ｓ０に接続されている。また、制御手段２０は、パルストランスＰＴ１を介して、スイッチング回路１１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３に接続されている。また、制御手段２０は、図示しないフォトカプラなどの絶縁手段を介して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４に接続されている。
更に、制御手段２０は、パルストランスＰＴ２を介して、スイッチング回路１５の第３のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２に接続されている。制御手段２０は、パルストランスＰＴ３を介して、第４のスイッチングレッグのスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４に接続されている。すなわち、本実施形態に於いて、制御手段２０と、スイッチング回路１１およびスイッチング回路１５とは、電気的に絶縁されている。しかし、これに限られず、制御手段２０とスイッチング回路１１およびスイッチング回路１５とは、電気的に絶縁されていなくてもよい。
The control means 20 controls the on / off states of the switching elements S0 to S4 and the switching elements H1 to H4 through insulating means such as the
Furthermore, the control means 20 is connected to the switching elements H1 and H2 of the third switching leg of the switching
図２（ａ）〜（ｃ）は、第１の実施形態に於けるパルストランスを示す概略の構成図である。
図２（ａ）は、パルストランスＰＴ１の概略の構成を示す図である。
パルストランスＰＴ１は、１次駆動巻線３０と、２次駆動巻線３１，３２と、磁性体コア３３を有している。１次駆動巻線３０と、２次駆動巻線３１，３２とは、磁性体コア３３によって磁気結合している。１次駆動巻線３０は、制御手段２０に接続され、この両端間に出力信号の電圧が印加される。２次駆動巻線３１，３２は、それぞれスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の制御端子に接続されている。
2A to 2C are schematic configuration diagrams showing the pulse transformer in the first embodiment.
FIG. 2A is a diagram showing a schematic configuration of the pulse transformer PT1.
The pulse transformer PT1 includes a primary drive winding 30,
図２（ｂ）は、パルストランスＰＴ１の２次駆動巻線３１の出力信号の例を示した図である。２次駆動巻線３１の出力信号は、スイッチング素子Ｓ１の制御端子に出力される。
図２（ｃ）は、パルストランスＰＴ１の２次駆動巻線３２の出力信号の例を示した図である。２次駆動巻線３２の出力信号は、スイッチング素子Ｓ３の制御端子に出力される。図２（ｂ），（ｃ）共に、横軸は時間ｔを示し、縦軸が出力信号を示している。なお、出力信号は、例えばＨレベルのときは＋５Ｖ、Ｌレベルのときは−５Ｖとなる信号である。
図２（ｂ）に示す２次駆動巻線３１の出力信号がＨレベルを出力しているとき、図２（ｃ）に示す２次駆動巻線３２の出力信号は、Ｌレベルを出力している。２次駆動巻線３１の出力信号がＬレベルを出力しているとき、２次駆動巻線３２の出力信号は、Ｈレベルを出力している。すなわち、２次駆動巻線３１の出力信号と２次駆動巻線３２の出力信号とは相補的にＨレベルとＬレベルとを繰り返す。すなわち、２次駆動巻線３１（第１の２次駆動巻線）の出力信号と、２次駆動巻線３２（第２の２次駆動巻線）の出力信号とは、相補的な駆動パルスである。
これにより、パルストランスＰＴ１は、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３に対して、相補的にオンオフする信号を出力する。
FIG. 2B is a diagram illustrating an example of an output signal of the secondary drive winding 31 of the pulse transformer PT1. The output signal of the secondary drive winding 31 is output to the control terminal of the switching element S1.
FIG. 2C shows an example of an output signal of the secondary drive winding 32 of the pulse transformer PT1. The output signal of the secondary drive winding 32 is output to the control terminal of the switching element S3. 2B and 2C, the horizontal axis indicates time t, and the vertical axis indicates the output signal. The output signal is, for example, a signal that is + 5V when it is at H level and −5V when it is at L level.
When the output signal of the secondary drive winding 31 shown in FIG. 2 (b) outputs an H level, the output signal of the secondary drive winding 32 shown in FIG. 2 (c) outputs an L level. Yes. When the output signal of the secondary drive winding 31 outputs L level, the output signal of the secondary drive winding 32 outputs H level. That is, the output signal of the secondary drive winding 31 and the output signal of the secondary drive winding 32 repeat H level and L level complementarily. That is, the output signal of the secondary drive winding 31 (first secondary drive winding) and the output signal of the secondary drive winding 32 (second secondary drive winding) are complementary drive pulses. It is.
As a result, the pulse transformer PT1 outputs a signal that complementarily turns on and off to the switching element S1 and the switching element S3.
制御手段２０は、１次駆動巻線３０に電圧を印加して、２次駆動巻線３１，３２に電圧を発生させ、２次駆動巻線３１，３２に接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３に、相補的な駆動パルスを供給し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３を相補的にオンオフする。
The control means 20 applies a voltage to the primary drive winding 30 to generate a voltage in the
パルストランスＰＴ２は同様に、１本の１次駆動巻線と、第３の２次駆動巻線と、第４の２次駆動巻線とを磁気結合している。第３の２次駆動巻線の出力信号は、スイッチング素子Ｈ１（第３の上アームスイッチング素子）のオンオフ状態を操作する。第４の２次駆動巻線の出力信号は、スイッチング素子Ｈ２（第３の下アームスイッチング素子）のオンオフ状態を操作する。このとき、第３の２次駆動巻線の出力信号と、第４の２次駆動巻線の出力信号とは、相補的な駆動パルスであり、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を相補的にオンオフする。 Similarly, the pulse transformer PT2 magnetically couples one primary drive winding, a third secondary drive winding, and a fourth secondary drive winding. The output signal of the third secondary drive winding manipulates the on / off state of the switching element H1 (third upper arm switching element). The output signal of the fourth secondary drive winding manipulates the on / off state of the switching element H2 (third lower arm switching element). At this time, the output signal of the third secondary drive winding and the output signal of the fourth secondary drive winding are complementary drive pulses, and the switching elements H1 and H2 are turned on and off in a complementary manner.
パルストランスＰＴ３は同様に、１本の１次駆動巻線と、第５の２次駆動巻線と、第６の２次駆動巻線とを磁気結合している。第５の２次駆動巻線の出力信号は、スイッチング素子Ｈ３（第４の上アームスイッチング素子）のオンオフ状態を操作する。第６の２次駆動巻線の出力信号は、スイッチング素子Ｈ４（第４の下アームスイッチング素子）のオンオフ状態を操作する。このとき、第５の２次駆動巻線の出力信号と、第６の２次駆動巻線の出力信号とは、相補的な駆動パルスであり、スイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を相補的にオンオフする。 Similarly, the pulse transformer PT3 magnetically couples one primary drive winding, a fifth secondary drive winding, and a sixth secondary drive winding. The output signal of the fifth secondary drive winding manipulates the on / off state of the switching element H3 (fourth upper arm switching element). The output signal of the sixth secondary drive winding manipulates the on / off state of the switching element H4 (fourth lower arm switching element). At this time, the output signal of the fifth secondary drive winding and the output signal of the sixth secondary drive winding are complementary drive pulses, and the switching elements H3 and H4 are complementarily turned on and off.
（直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作）
以下、図３〜図８を用いて、スイッチング回路１１とスイッチング回路１５が直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２および／または直流負荷１６（図１）へ電力供給する動作を説明する。以下の説明では、直流電源Ｖ２および／または直流負荷１６（図１）を省略して、直流電源Ｖ２と記載している場合がある。この電力供給動作は、もっとも理想的な場合を示している。第１の実施形態の電源装置１０による制限事項は後記する。
なお、オン状態のスイッチング素子の両端の電圧や、ダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧を、以下「ゼロ電圧」と記載している場合がある。また、スイッチング素子の両端の電圧がゼロ電圧のときに、このスイッチング素子をターンオンすることを、以下、「ゼロ電圧スイッチング」と記載している場合がある。このゼロ電圧スイッチングには、スイッチング損失（電力損失）を抑える効果がある。
(Power supply operation from DC power supply V1 to DC power supply V2)
Hereinafter, an operation in which the
Note that the voltage at both ends of the switching element in the ON state or a voltage equivalent to or lower than the forward voltage drop of the diode may be referred to as “zero voltage” hereinafter. Further, turning on the switching element when the voltage across the switching element is zero may be referred to as “zero voltage switching” hereinafter. This zero voltage switching has an effect of suppressing switching loss (power loss).
図３（ａ），（ｂ）は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作（その１）を示す図である。
図３（ａ）は、電力供給動作のモードａを示す図である。
モードａでは、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ３がオン状態であり、共振インダクタＬｒに流れる電流が、共振コンデンサＣｒ、ダイオードＤＨ１、スイッチング素子Ｈ３、巻線Ｎ２に流れている。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４がオン状態であり、平滑インダクタＬ１には直流電源Ｖ１の電圧が印加されている。平滑インダクタＬ１に流れる電流は徐々に増加していく。巻線Ｎ１には、電流が流れている。平滑インダクタＬ１に流れる電流は、スイッチング素子Ｓ１を流れた後、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４に分流する。
FIGS. 3A and 3B are diagrams showing a power supply operation (part 1) from the DC power source V1 to the DC power source V2.
FIG. 3A is a diagram showing a mode a of power supply operation.
In mode a, the switching elements H1 and H3 are in the on state, and the current flowing through the resonance inductor Lr flows through the resonance capacitor Cr, the diode DH1, the switching element H3, and the winding N2. Further, the switching elements S1, S2, S4 are in the on state, and the voltage of the DC power source V1 is applied to the smoothing inductor L1. The current flowing through the smoothing inductor L1 gradually increases. A current flows through the winding N1. The current flowing through the smoothing inductor L1 flows through the switching element S1, and then is divided into the switching element S2 and the switching element S4.
図３（ｂ）は、電力供給動作のモードｂ（第１の切り替え処理）を示す図である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｓ２をターンオフすると、平滑インダクタＬ１に蓄えられたエネルギに基いて、ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧は上昇する。ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧の上昇により、スイッチング素子Ｓ２を流れていた電流は、ダイオードＤＳ０に転流してクランプコンデンサＣｃを充電する。このとき、スイッチング素子Ｓ０の両端がゼロ電圧になるので、制御手段２０は、スイッチング素子Ｓ０をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。巻線Ｎ１には、クランプコンデンサＣｃの電圧が印加され、この巻線Ｎ１と磁気結合している巻線Ｎ２に電圧が生じる。この巻線Ｎ２に生じた電圧は、共振インダクタＬｒに印加される。よって、共振インダクタＬｒに流れる電流は増加していく。一方、平滑インダクタＬ１に流れる電流は徐々に減少していく。
制御手段２０が、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４のオン状態と、スイッチング素子Ｓ３のオフ状態とを保ったまま、スイッチング素子Ｓ２をターンオフする処理は、第１の切り替え処理である。
FIG. 3B is a diagram showing a mode b (first switching process) of the power supply operation.
When the control means 20 turns off the switching element S2, the voltage between the nodes Nd5 and Nd6 rises based on the energy stored in the smoothing inductor L1. As the voltage between the nodes Nd5 and Nd6 rises, the current flowing through the switching element S2 is commutated to the diode DS0 to charge the clamp capacitor Cc. At this time, since both ends of the switching element S0 become zero voltage, the
The process in which the
図４（ｃ），（ｄ）は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作（その２）を示す図である。
図４（ｃ）は、電力供給動作のモードｃを示す図である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｈ３をターンオフすると、スイッチング素子Ｈ３を流れていた電流は、ダイオードＤＨ４、巻線Ｎ２、共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒ、ダイオードＤＨ１を通って直流電源Ｖ２に流れる。この直流電源Ｖ２に流れる電流により、直流電源Ｖ２にエネルギが供給される。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ４をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。共振インダクタＬｒに流れる電流の増加に伴い、クランプコンデンサＣｃの充電電流は減少してゆき、やがて放電に転じる。
FIGS. 4C and 4D are diagrams showing a power supply operation (part 2) from the DC power source V1 to the DC power source V2.
FIG. 4C is a diagram showing a mode c of the power supply operation.
When the control means 20 turns off the switching element H3, the current flowing through the switching element H3 flows to the DC power source V2 through the diode DH4, the winding N2, the resonance inductor Lr, the resonance capacitor Cr, and the diode DH1. Energy is supplied to the DC power supply V2 by the current flowing through the DC power supply V2. At this time, the control means 20 turns on the switching element H4 (zero voltage switching). As the current flowing through the resonant inductor Lr increases, the charging current of the clamp capacitor Cc decreases and eventually begins to discharge.
図４（ｄ）は、電力供給動作のモードｄを示す図である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｓ０をターンオフすると、クランプコンデンサＣｃからノードＮｄ５に電流が供給されなくなるので、ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧は下降する。スイッチング素子Ｓ０を流れていた電流は、ダイオードＤＳ２，ＤＳ３に転流する。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。巻線Ｎ１には、クランプコンデンサＣｃの電圧が印加されなくなるため、この巻線Ｎ１と磁気結合している巻線Ｎ２に電圧が生じなくなる。これにより、共振インダクタＬｒには、ノードＮｄ７，Ｎｄ８間の電圧が印加される。よって、共振インダクタＬｒに流れる電流は減少していく。また、モードａと同様に、直流電源Ｖ１のエネルギは、平滑インダクタＬ１に蓄積される。更に制御手段２０は、このモードｄに於いて、スイッチング素子Ｈ１をターンオフしておく。
FIG. 4D is a diagram illustrating a mode d of the power supply operation.
When the
図５（ｅ），（ｆ）は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作（その３）を示す図である。
図５（ｅ）は、電力供給動作のモードｅ（第２の切り替え処理）を示す図である。
共振インダクタＬｒに流れる電流がさらに減少し、ゼロに達すると、ダイオードＤＨ１に逆回復電流が流れ、共振インダクタＬｒには、モードｄで流れていた電流とは逆向きの電流が流れる。これに伴い、巻線Ｎ２に流れる電流の向きは反転し、この巻線Ｎ２と磁気結合している巻線Ｎ１に流れる電流の向きも反転する。制御手段２０がスイッチング素子Ｓ１をターンオフすると、平滑インダクタＬ１に流れる電流は、スイッチング素子Ｓ３に流れたのち、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４とに分流する。
制御手段２０がスイッチング素子Ｓ４のオン状態を保ったまま、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオンし、かつ、スイッチング素子Ｓ１をターンオフする処理は、第２の切り替え処理である。
FIGS. 5E and 5F are diagrams showing a power supply operation (part 3) from the DC power source V1 to the DC power source V2.
FIG. 5E is a diagram illustrating a power supply operation mode e (second switching process).
When the current flowing through the resonant inductor Lr further decreases and reaches zero, a reverse recovery current flows through the diode DH1, and a current opposite to the current flowing in the mode d flows through the resonant inductor Lr. Along with this, the direction of the current flowing through the winding N2 is reversed, and the direction of the current flowing through the winding N1 magnetically coupled to the winding N2 is also reversed. When the control means 20 turns off the switching element S1, the current flowing through the smoothing inductor L1 flows to the switching element S3 and then to the switching element S2 and the switching element S4.
The process in which the
図５（ｆ）は、電力供給動作のモードｆを示す図である。このモードｆは、モードａの対称動作である。
ダイオードＤＨ１が逆回復すると、このダイオードＤＨ１の逆回復電流により蓄積された共振インダクタＬｒに流れる電流は、巻線Ｎ２、スイッチング素子Ｈ４、ダイオードＤＨ２、共振コンデンサＣｒを流れる。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ２をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。モードｆに於いて、共振コンデンサＣｒには電荷が蓄積され、共振インダクタＬｒに流れる電流を増加させる向きに電圧を生じている。これにより、共振インダクタＬｒに流れる電流は、徐々に増加していく。
FIG. 5F shows a mode f of the power supply operation. This mode f is a symmetrical operation of mode a.
When the diode DH1 reversely recovers, the current flowing through the resonance inductor Lr accumulated by the reverse recovery current of the diode DH1 flows through the winding N2, the switching element H4, the diode DH2, and the resonance capacitor Cr. At this time, the control means 20 turns on the switching element H2 (zero voltage switching). In mode f, charges are accumulated in the resonant capacitor Cr, and a voltage is generated in a direction that increases the current flowing through the resonant inductor Lr. As a result, the current flowing through the resonant inductor Lr gradually increases.
図６（ｇ），（ｈ）は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作（その４）を示す図である。
図６（ｇ）は、電力供給動作のモードｇを示す図である。このモードｇは、モードｂの対称動作である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｓ４をターンオフすると、平滑インダクタＬ１に蓄えられたエネルギに基いて、ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧は上昇する。ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧の上昇により、スイッチング素子Ｓ４を流れていた電流は、ダイオードＤＳ０に転流してクランプコンデンサＣｃを充電する。このとき、スイッチング素子Ｓ０の両端がゼロ電圧になるので、制御手段２０は、スイッチング素子Ｓ０をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。巻線Ｎ１にはクランプコンデンサＣｃの電圧が印加され、この巻線Ｎ１と磁気結合している巻線Ｎ２に電圧が生じる。この巻線Ｎ２に発生した電圧は、共振インダクタＬｒに印加される。よって、共振インダクタＬｒに流れる電流は増加していく。一方、平滑インダクタＬ１に流れる電流は徐々に減少していく。
FIGS. 6G and 6H are diagrams showing a power supply operation (part 4) from the DC power source V1 to the DC power source V2.
FIG. 6G is a diagram showing a mode g of the power supply operation. This mode g is a symmetrical operation of mode b.
When the control means 20 turns off the switching element S4, the voltage between the nodes Nd5 and Nd6 rises based on the energy stored in the smoothing inductor L1. As the voltage between the nodes Nd5 and Nd6 rises, the current flowing through the switching element S4 is commutated to the diode DS0 to charge the clamp capacitor Cc. At this time, since both ends of the switching element S0 become zero voltage, the
図６（ｈ）は、電力供給動作のモードｈを示す図である。このモードｈは、モードｃの対称動作である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｈ４をターンオフすると、スイッチング素子Ｈ４を流れていた電流は、ダイオードＤＨ２、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ２、ダイオードＤＨ３を通り、直流電源Ｖ２に流れる。この直流電源Ｖ２に流れる電流により、直流電源Ｖ２にエネルギが供給される。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ３をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。共振インダクタＬｒに流れる電流の増加に伴い、クランプコンデンサＣｃを充電する電流は減少してゆき、やがて放電に転じる。
FIG. 6H is a diagram showing a mode h of power supply operation. This mode h is a symmetrical operation of mode c.
When the control means 20 turns off the switching element H4, the current flowing through the switching element H4 flows through the diode DH2, the resonance capacitor Cr, the resonance inductor Lr, the winding N2, and the diode DH3 to the DC power source V2. Energy is supplied to the DC power supply V2 by the current flowing through the DC power supply V2. At this time, the control means 20 turns on the switching element H3 (zero voltage switching). As the current flowing through the resonant inductor Lr increases, the current charging the clamp capacitor Cc decreases and eventually begins to discharge.
図７（ｉ），（ｊ）は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作（その５）を示す図である。
図７（ｉ）は、電力供給動作のモードｉを示す図である。このモードｉは、モードｄの対称動作である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｓ０をターンオフすると、クランプコンデンサＣｃからノードＮｄ５に電流が供給されなくなるので、ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧は下降する。スイッチング素子Ｓ０を流れていた電流は、ダイオードＤＳ４，ＤＳ１に転流する。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。巻線Ｎ１には、クランプコンデンサＣｃの電圧が印加されなくなるため、この巻線Ｎ１と磁気結合している巻線Ｎ２に電圧が生じなくなる。これにより、共振インダクタＬｒには、ノードＮｄ７，Ｎｄ８間の電圧が印加される。よって、共振インダクタＬｒに流れる電流は減少していく。また、モードｆと同様に、直流電源Ｖ１のエネルギは平滑インダクタＬ１に蓄積される。更に制御手段２０は、このモードｉに於いて、スイッチング素子Ｈ２をターンオフしておく。
FIGS. 7 (i) and 7 (j) are diagrams showing a power supply operation (part 5) from the DC power source V1 to the DC power source V2.
FIG. 7I is a diagram showing a mode i of the power supply operation. This mode i is a symmetrical operation of mode d.
When the
図７（ｊ）は、電力供給動作のモードｊを示す図である。このモードｊは、モードｅの対称動作である。
共振インダクタＬｒに流れる電流がさらに減少し、ゼロに達すると、ダイオードＤＨ２に逆回復電流が流れ、共振インダクタＬｒには、モードｉに流れていた電流とは逆向きの電流が流れる。これに伴い、巻線Ｎ２に流れる電流の向きが反転し、この巻線Ｎ２と磁気結合している巻線Ｎ１に流れる電流の向きも反転する。制御手段２０がスイッチング素子Ｓ３をターンオフすると、平滑インダクタＬ１に流れる電流は、スイッチング素子Ｓ１に流れたのち、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４とに分流する。
このモードｊの次の動作は、図３（ａ）に示すモードａの動作となり、以下、モードａ〜ｊの動作を繰り返す。
FIG. 7 (j) is a diagram showing a mode j of the power supply operation. This mode j is a symmetrical operation of mode e.
When the current flowing through the resonant inductor Lr further decreases and reaches zero, a reverse recovery current flows through the diode DH2, and a current in the direction opposite to the current flowing through the mode i flows through the resonant inductor Lr. As a result, the direction of the current flowing through the winding N2 is reversed, and the direction of the current flowing through the winding N1 magnetically coupled to the winding N2 is also reversed. When the
The next operation after mode j is the operation of mode a shown in FIG. 3A, and the operations of modes a to j are repeated thereafter.
図８（ａ）〜（ｉ）は、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作を示す図である。縦軸はオンオフ状態を示している。このオンオフ状態は、オン状態のときは原点を通る横軸上の所定位置で示されており、オフ状態のときは原点を通る横軸上で示されている。横軸は全てモードａ〜ｊを示している。
図８（ａ）は、スイッチング素子Ｈ１のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ１は、モードｃからモードｄへの切り替わりでターンオフされ、モードｊからモードａへの切り替わりでターンオンされる。
図８（ｂ）は、スイッチング素子Ｈ２のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ２は、モードｅからモードｆの切り替わりでターンオンされ、モードｈからモードｉの切り替わりでターンオフされる。
図８（ｃ）は、スイッチング素子Ｈ３のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ３は、モードｂからモードｃへの切り替わりでターンオフされ、モードｇからモードｈの切り替わりでターンオンされる。
図８（ｄ）は、スイッチング素子Ｈ４のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ４は、モードｂからモードｃへの切り替わりでターンオンされ、モードｇからモードｈへの切り替わりでターンオフされる。
FIGS. 8A to 8I are diagrams showing the power supply operation from the DC power supply V1 to the DC power supply V2. The vertical axis represents the on / off state. This on / off state is indicated at a predetermined position on the horizontal axis passing through the origin in the on state, and is indicated on the horizontal axis passing through the origin in the off state. The horizontal axis shows all modes a to j.
FIG. 8A shows the on / off state of the switching element H1. The switching element H1 is turned off by switching from mode c to mode d, and is turned on by switching from mode j to mode a.
FIG. 8B shows the on / off state of the switching element H2. The switching element H2 is turned on by switching from mode e to mode f, and is turned off by switching from mode h to mode i.
FIG. 8C shows the on / off state of the switching element H3. The switching element H3 is turned off by switching from mode b to mode c, and is turned on by switching from mode g to mode h.
FIG. 8D shows the on / off state of the switching element H4. The switching element H4 is turned on by switching from mode b to mode c, and is turned off by switching from mode g to mode h.
図８（ｅ）は、スイッチング素子Ｓ１のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ１は、モードｄからモードｅへの切り替わりでターンオフされ、モードｈからモードｉへの切り替わりでターンオンされる。
図８（ｆ）は、スイッチング素子Ｓ２のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ２は、モードａからモードｂへの切り替わりでターンオフされ、モードｃからモードｄへの切り替わりでターンオンされる。
図８（ｇ）は、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ３は、モードｃからモードｄへの切り替わりでターンオンされ、モードｉからモードｊへの切り替わりでターンオフされる。
図８（ｈ）は、スイッチング素子Ｓ４のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ４は、モードｆからモードｇへの切り替わりでターンオフされ、モードｈからモードｉへの切り替わりでターンオンされる。
図８（ｉ）は、スイッチング素子Ｓ０のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ０は、モードａからモードｂへの切り替わりでターンオンされ、モードｃからモードｄへの切り替わりでターンオフされる。更に、スイッチング素子Ｓ０は、モードｆからモードｇへの切り替わりでターンオンされ、モードｈからモードｉへの切り替わりでターンオフされる。
制御手段２０は、上記に示すパターンでスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４、スイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４を制御することにより、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作を行わせることができる。
FIG. 8E shows the on / off state of the switching element S1. The switching element S1 is turned off by switching from mode d to mode e, and turned on by switching from mode h to mode i.
FIG. 8F shows the on / off state of the switching element S2. The switching element S2 is turned off by switching from mode a to mode b, and is turned on by switching from mode c to mode d.
FIG. 8G shows the on / off state of the switching element S3. The switching element S3 is turned on by switching from mode c to mode d, and is turned off by switching from mode i to mode j.
FIG. 8H shows the on / off state of the switching element S4. The switching element S4 is turned off by switching from the mode f to the mode g, and is turned on by switching from the mode h to the mode i.
FIG. 8I shows the on / off state of the switching element S0. The switching element S0 is turned on by switching from mode a to mode b, and is turned off by switching from mode c to mode d. Further, the switching element S0 is turned on when the mode f is switched to the mode g, and is turned off when the mode h is switched to the mode i.
The control means 20 can perform the power supply operation from the DC power supply V1 to the DC power supply V2 by controlling the switching elements H1 to H4 and the switching elements S0 to S4 with the pattern shown above.
（直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作）
以下の図９〜図１４を用いて、スイッチング回路１１とスイッチング回路１５が直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１および／または直流負荷１４（図１）へ電力供給する動作を説明する。以下の説明では、直流電源Ｖ１および／または直流負荷１４（図１）を省略して、直流電源Ｖ１と記載している場合がある。この電力供給動作は、もっとも理想的な制御方法を示している。第１の実施形態の電源装置１０による制限事項は後記する。
図９（Ａ），（Ｂ）は、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作（その１）を示す図である。
図９（Ａ）は、電力供給動作のモードＡを示す図である。
モードＡでは、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオン状態であり、直流電源Ｖ２の電圧が、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒを介して巻線Ｎ２に印加されている。この巻線Ｎ２と磁気結合している巻線Ｎ１に生じた電圧は、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４、平滑インダクタＬ１を介して直流電源Ｖ１に印加され、直流電源Ｖ１にエネルギが供給される。更に、巻線Ｎ１に生じた電圧は、ダイオードＤＳ０を介してクランプコンデンサＣｃに印加される。よって、クランプコンデンサＣｃは充電される。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｓ０をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
(Power supply operation from DC power supply V2 to DC power supply V1)
The operation in which the
FIGS. 9A and 9B are diagrams showing a power supply operation (part 1) from the DC power source V2 to the DC power source V1.
FIG. 9A is a diagram illustrating a mode A of power supply operation.
In mode A, the switching elements H1 and H4 are in the on state, and the voltage of the DC power supply V2 is applied to the winding N2 via the switching elements H1 and H4, the resonance capacitor Cr, and the resonance inductor Lr. The voltage generated in the winding N1 magnetically coupled to the winding N2 is applied to the DC power source V1 via the diodes DS1 and DS4 and the smoothing inductor L1, and energy is supplied to the DC power source V1. Further, the voltage generated in the winding N1 is applied to the clamp capacitor Cc via the diode DS0. Therefore, the clamp capacitor Cc is charged. At this time, the control means 20 turns on the switching element S0 (zero voltage switching).
第１の実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いている。これにより、電源装置１０は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン状態にすると、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４の順方向に流れる電流をスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に分流することができる。電源装置１０は、この分流により、第１のスイッチングレッグ、または、第２のスイッチングレッグの抵抗値が減少し、電源装置１０の電力損失（導通損失）を低減することができる。以後、当該動作を「同期整流」と記載している場合がある。
In the first embodiment, MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistors) are used as the switching elements S1 to S4. Thereby, the
図９（Ｂ）は、電力供給動作のモードＢを示す図である。
クランプコンデンサＣｃの充電電流は減少してゆき、やがて放電に変化する。クランプコンデンサＣｃの放電電流は、平滑インダクタＬ１を介して直流電源Ｖ１に供給される。
FIG. 9B is a diagram illustrating a mode B of the power supply operation.
The charging current of the clamp capacitor Cc decreases and eventually changes to discharge. The discharge current of the clamp capacitor Cc is supplied to the DC power source V1 through the smoothing inductor L1.
図１０（Ｃ），（Ｄ）は、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作（その２）を示す図である。
図１０（Ｃ）は、電力供給動作のモードＣ（第３の切り替え処理）を示す図である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｈ４をターンオフすると、スイッチング素子Ｈ４を流れていた電流は、ダイオードＤＨ３、スイッチング素子Ｈ１、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ２へ流れる。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ３をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。また、制御手段２０がスイッチング素子Ｓ０をターンオフすると、クランプコンデンサＣｃの放電は終了する。よって、ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧は下降する。スイッチング素子Ｓ０を流れていた電流は、ダイオードＤＳ２，ＤＳ３へ転流する。このとき、制御手段２０はスイッチング素子Ｓ２をターンオンして同期整流を行う。平滑インダクタＬ１に蓄積されているエネルギは、直流電源Ｖ１に供給される。
制御手段２０が、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４のオン状態と、スイッチング素子Ｓ３のオフ状態とを保ったまま、スイッチング素子Ｓ２をターンオンする処理は、第３の切り替え処理である。
FIGS. 10C and 10D are diagrams showing a power supply operation (part 2) from the DC power supply V2 to the DC power supply V1.
FIG. 10C is a diagram showing a power supply operation mode C (third switching process).
When the control means 20 turns off the switching element H4, the current flowing through the switching element H4 flows to the diode DH3, the switching element H1, the resonance capacitor Cr, the resonance inductor Lr, and the winding N2. At this time, the control means 20 turns on the switching element H3 (zero voltage switching). Further, when the control means 20 turns off the switching element S0, the discharge of the clamp capacitor Cc ends. Therefore, the voltage between the nodes Nd5 and Nd6 falls. The current flowing through the switching element S0 is commutated to the diodes DS2 and DS3. At this time, the control means 20 turns on the switching element S2 to perform synchronous rectification. The energy stored in the smoothing inductor L1 is supplied to the DC power source V1.
The process in which the
図１０（Ｄ）は、電力供給動作のモードＤ（第４の切り替え処理）を示す図である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｈ１をターンオフすると、スイッチング素子Ｈ１を流れていた電流は、直流電源Ｖ２、ダイオードＤＨ２、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ２、ダイオードＤＨ３を流れる。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ２をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。共振インダクタＬｒには、直流電源Ｖ２の電圧が印加される。よって、共振インダクタＬｒに流れる電流は減少していく。本実施形態に於いて、制御手段２０は更に、スイッチング素子Ｓ３をターンオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフする。制御手段２０は、次のモードＥが終了する前に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をターンオフしておくことが必要である。
制御手段２０が、第３の切り替え処理によりターンオンしたスイッチング素子Ｓ２のオン状態を保ったまま、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４をターンオフしつつ、スイッチング素子Ｓ３をターンオンする処理は、第４の切り替え処理である。
FIG. 10D is a diagram showing a power supply operation mode D (fourth switching process).
When the control means 20 turns off the switching element H1, the current flowing through the switching element H1 flows through the DC power supply V2, the diode DH2, the resonance capacitor Cr, the resonance inductor Lr, the winding N2, and the diode DH3. At this time, the control means 20 turns on the switching element H2 (zero voltage switching). The voltage of the DC power supply V2 is applied to the resonant inductor Lr. Therefore, the current flowing through the resonant inductor Lr decreases. In the present embodiment, the control means 20 further turns on the switching element S3 and turns off the switching elements S1 and S4. The control means 20 needs to turn off the switching elements S1 and S4 before the next mode E ends.
The process in which the
図１１（Ｅ），（Ｆ）は、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作（その３）を示す図である。
図１１（Ｅ）は、電力供給動作のモードＥを示す図である。
共振インダクタＬｒに流れる電流がゼロに達した後は、それまでに流れていた電流とは逆向きに流れる電流が増加していく。これに伴い、巻線Ｎ２に流れる電流の向きは反転し、この巻線Ｎ２と磁気結合している巻線Ｎ１に流れる電流の向きは反転する。ダイオードＤＳ１，ＤＳ４に流れる電流は減少していく。
FIGS. 11E and 11F are diagrams showing a power supply operation (part 3) from the DC power supply V2 to the DC power supply V1.
FIG. 11E is a diagram showing a mode E of the power supply operation.
After the current flowing through the resonant inductor Lr reaches zero, the current flowing in the opposite direction to the current that has flowed until then increases. Along with this, the direction of the current flowing through the winding N2 is reversed, and the direction of the current flowing through the winding N1 magnetically coupled to the winding N2 is reversed. The current flowing through the diodes DS1 and DS4 decreases.
図１１（Ｆ）は、電力供給動作のモードＦを示す図である。このモードＦは、モードＡの対称動作である。
ダイオードＤＳ１，ＤＳ４に流れる電流がゼロに達した後、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４には逆回復電流が流れる。この逆回復電流は、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４が逆回復すると、ダイオードＤＳ０に転流する。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｓ０をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。また、直流電源Ｖ２の電圧は巻線Ｎ２に印加される。巻線Ｎ２に電圧が印加されると、この巻線Ｎ２と磁気結合している巻線Ｎ１には電圧が生じる。巻線Ｎ１に生じた電圧は、ダイオードＤＳ２，ＤＳ３、平滑インダクタＬ１を介して直流電源Ｖ１に印加され、直流電源Ｖ１にエネルギが供給される。更に、巻線Ｎ１に生じた電圧は、スイッチング素子Ｓ０とダイオードＤＳ０とを介してクランプコンデンサＣｃに印加され、クランプコンデンサＣｃが充電される。
FIG. 11F is a diagram illustrating a mode F of power supply operation. This mode F is a symmetrical operation of mode A.
After the current flowing through the diodes DS1 and DS4 reaches zero, the reverse recovery current flows through the diodes DS1 and DS4. This reverse recovery current is commutated to the diode DS0 when the diodes DS1 and DS4 are reversely recovered. At this time, the control means 20 turns on the switching element S0 (zero voltage switching). Further, the voltage of the DC power supply V2 is applied to the winding N2. When a voltage is applied to the winding N2, a voltage is generated in the winding N1 that is magnetically coupled to the winding N2. The voltage generated in the winding N1 is applied to the DC power supply V1 via the diodes DS2 and DS3 and the smoothing inductor L1, and energy is supplied to the DC power supply V1. Further, the voltage generated in the winding N1 is applied to the clamp capacitor Cc via the switching element S0 and the diode DS0, and the clamp capacitor Cc is charged.
図１２（Ｇ），（Ｈ）は、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作（その４）を示す図である。
図１２（Ｇ）は、電力供給動作のモードＧを示す図である。このモードＧは、モードＢの対称動作である。
クランプコンデンサＣｃの充電電流は減少してゆき、やがて放電に変化する。クランプコンデンサＣｃの放電電流は、平滑インダクタＬ１を介して直流電源Ｖ１に供給される。
FIGS. 12G and 12H are diagrams showing a power supply operation (part 4) from the DC power supply V2 to the DC power supply V1.
FIG. 12G is a diagram illustrating a mode G of power supply operation. This mode G is a symmetric operation of mode B.
The charging current of the clamp capacitor Cc decreases and eventually changes to discharge. The discharge current of the clamp capacitor Cc is supplied to the DC power source V1 through the smoothing inductor L1.
図１２（Ｈ）は、電力供給動作のモードＨを示す図である。このモードＨは、モードＣの対称動作である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｈ３をターンオフすると、スイッチング素子Ｈ３を流れていた電流は、巻線Ｎ２、共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒ、スイッチング素子Ｈ２、ダイオードＤＨ４へ流れる。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ４をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。また、制御手段２０がスイッチング素子Ｓ０をターンオフすると、クランプコンデンサＣｃの放電は終了する。よって、ノードＮｄ５，Ｎｄ６間の電圧は下降する。スイッチング素子Ｓ０を流れていた電流は、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４へ転流する。このとき、制御手段２０はスイッチング素子Ｓ４をターンオンして同期整流を行う。平滑インダクタＬ１に蓄積されているエネルギは、直流電源Ｖ１に供給される。
FIG. 12H is a diagram illustrating a mode H of power supply operation. This mode H is a symmetrical operation of mode C.
When the control means 20 turns off the switching element H3, the current flowing through the switching element H3 flows to the winding N2, the resonant inductor Lr, the resonant capacitor Cr, the switching element H2, and the diode DH4. At this time, the control means 20 turns on the switching element H4 (zero voltage switching). Further, when the control means 20 turns off the switching element S0, the discharge of the clamp capacitor Cc ends. Therefore, the voltage between the nodes Nd5 and Nd6 falls. The current flowing through the switching element S0 is commutated to the diodes DS1 and DS4. At this time, the control means 20 turns on the switching element S4 to perform synchronous rectification. The energy stored in the smoothing inductor L1 is supplied to the DC power source V1.
図１３（Ｉ），（Ｊ）は、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作（その５）を示す図である。
図１３（Ｉ）は、電力供給動作のモードＩを示す図である。このモードＩは、モードＤの対称動作である。
制御手段２０がスイッチング素子Ｈ２をターンオフすると、スイッチング素子Ｈ２を流れていた電流は、直流電源Ｖ２、ダイオードＤＨ１、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ、巻線Ｎ２、ダイオードＤＨ４を流れる。このとき、制御手段２０は、スイッチング素子Ｈ１をターンオンする（ゼロ電圧スイッチング）。共振インダクタＬｒには、直流電源Ｖ２の電圧が印加される。よって、共振インダクタＬｒに流れる電流は減少していく。本実施形態に於いて、制御手段２０は更に、スイッチング素子Ｓ１をターンオンし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフする。制御手段２０は、次のモードＪが終了する前に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をターンオフしておくことが必要である。
FIGS. 13I and 13J are diagrams showing a power supply operation (part 5) from the DC power supply V2 to the DC power supply V1.
FIG. 13 (I) is a diagram showing a mode I of power supply operation. This mode I is a symmetric operation of mode D.
When the control means 20 turns off the switching element H2, the current flowing through the switching element H2 flows through the DC power supply V2, the diode DH1, the resonance capacitor Cr, the resonance inductor Lr, the winding N2, and the diode DH4. At this time, the control means 20 turns on the switching element H1 (zero voltage switching). The voltage of the DC power supply V2 is applied to the resonant inductor Lr. Therefore, the current flowing through the resonant inductor Lr decreases. In the present embodiment, the control means 20 further turns on the switching element S1 and turns off the switching elements S2 and S3. The control means 20 needs to turn off the switching elements S2 and S3 before the next mode J ends.
図１３（Ｊ）は、電力供給動作のモードＪを示す図である。このモードＪは、モードＥの対称動作である。
共振インダクタＬｒに流れる電流がゼロに達した後は、それまでに流れていた電流とは逆向きに流れる電流が増加していく。これに伴い、巻線Ｎ２に流れる電流の向きは反転し、この巻線Ｎ２と磁気結合している巻線Ｎ１に流れる電流の向きも反転する。ダイオードＤＳ２，ＤＳ３に流れる電流は減少していく。
FIG. 13J is a diagram showing a mode J of power supply operation. This mode J is a symmetrical operation of mode E.
After the current flowing through the resonant inductor Lr reaches zero, the current flowing in the opposite direction to the current that has flowed until then increases. Along with this, the direction of the current flowing through the winding N2 is reversed, and the direction of the current flowing through the winding N1 magnetically coupled to the winding N2 is also reversed. The current flowing through the diodes DS2 and DS3 decreases.
図１４（ａ）〜（ｉ）は、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作を示す図である。縦軸はオンオフ状態を示している。横軸は全てモードＡ〜Ｊを示している。
図１４（ａ）は、スイッチング素子Ｈ１のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ１は、モードＣからモードＤへの切り替わりでターンオフされ、モードＨからモードＩへの切り替わりでターンオンされる。
図１４（ｂ）は、スイッチング素子Ｈ２のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ２は、モードＣからモードＤへの切り替わりでターンオンされ、モードＨからモードＩへの切り替わりでターンオフされる。
図１４（ｃ）は、スイッチング素子Ｈ３のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ３は、モードＢからモードＣへの切り替わりでターンオンされ、モードＧからモードＨへの切り替わりでターンオフされる。なお、スイッチング素子Ｈ３は、モードＣからモードＤへの切り替わりでターンオンされてもよい。
図１４（ｄ）は、スイッチング素子Ｈ４のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｈ４は、モードＢからモードＣへの切り替わりでターンオフされ、モードＧからモードＨへの切り替わりでターンオンされる。なお、スイッチング素子Ｈ４は、モードＨからモードＩへの切り替わりでターンオンされてもよい。
FIGS. 14A to 14I are diagrams showing the power supply operation from the DC power supply V2 to the DC power supply V1. The vertical axis represents the on / off state. The horizontal axis indicates all modes A to J.
FIG. 14A shows the on / off state of the switching element H1. The switching element H1 is turned off when the mode C is switched to the mode D, and is turned on when the mode H is switched to the mode I.
FIG. 14B shows the on / off state of the switching element H2. The switching element H2 is turned on by switching from mode C to mode D, and is turned off by switching from mode H to mode I.
FIG. 14C shows the on / off state of the switching element H3. The switching element H3 is turned on when the mode B is switched to the mode C, and is turned off when the mode G is switched to the mode H. The switching element H3 may be turned on by switching from mode C to mode D.
FIG. 14D shows the on / off state of the switching element H4. The switching element H4 is turned off when the mode B is switched to the mode C, and is turned on when the mode G is switched to the mode H. The switching element H4 may be turned on by switching from mode H to mode I.
図１４（ｅ）は、スイッチング素子Ｓ１のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ１は、モードＣからモードＤへの切り替わりでターンオフされ、モードＨからモードＩへの切り替わりでターンオンされる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、モードＤからモードＥへの切り替わり、または、モードＥからモードＦへの切り替わりでターンオフされてもよく、モードＧからモードＨへの切り替わりでターンオンされてもよい。 FIG. 14E shows the on / off state of the switching element S1. The switching element S1 is turned off by switching from mode C to mode D, and turned on by switching from mode H to mode I. Switching element S1 may be turned off by switching from mode D to mode E, switching from mode E to mode F, or may be turned on by switching from mode G to mode H.
図１４（ｆ）は、スイッチング素子Ｓ２のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ２は、モードＢからモードＣへの切り替わりでターンオンされ、モードＨからモードＩへの切り替わりでターンオフされる。なお、スイッチング素子Ｓ２は、モードＩからモードＪへの切り替わり、または、モードＪからモードＡへの切り替わりでターンオフされてもよい。
図１４（ｇ）は、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ３は、モードＣからモードＤへの切り替わりでターンオンされ、モードＨからモードＩへの切り替わりでターンオフされる。なお、スイッチング素子Ｓ３は、モードＢからモードＣへの切り替わりでターンオンされてもよく、モードＩからモードＪへの切り替わり、または、モードＪからモードＡへの切り替わりでターンオフされてもよい。
FIG. 14F shows the on / off state of the switching element S2. The switching element S2 is turned on when the mode B is switched to the mode C, and is turned off when the mode H is switched to the mode I. The switching element S2 may be turned off by switching from mode I to mode J or switching from mode J to mode A.
FIG. 14G shows the on / off state of the switching element S3. The switching element S3 is turned on by switching from mode C to mode D, and is turned off by switching from mode H to mode I. The switching element S3 may be turned on by switching from mode B to mode C, or may be turned off by switching from mode I to mode J, or from mode J to mode A.
図１４（ｈ）は、スイッチング素子Ｓ４のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ４は、モードＣからモードＤへの切り替わりでターンオフされ、モードＧからモードＨへの切り替わりでターンオンされる。なお、スイッチング素子Ｓ４は、モードＤからモードＥへの切り替わり、または、モードＥからモードＦへの切り替わりでターンオフされてもよい。
図１４（ｉ）は、スイッチング素子Ｓ０のオンオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ０は、モードＢからモードＣへの切り替わりでターンオフされ、モードＥからモードＦへの切り替わりでターンオンされる。更にスイッチング素子Ｓ０は、モードＧからモードＨへの切り替わりでターンオフされ、モードＪからモードＡへの切り替わりでターンオンされる。
制御手段２０は、上記に示すパターンでスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４、スイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４を制御することにより、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作を行わせることができる。
FIG. 14H shows the on / off state of the switching element S4. The switching element S4 is turned off when the mode C is switched to the mode D, and is turned on when the mode G is switched to the mode H. Switching element S4 may be turned off by switching from mode D to mode E, or switching from mode E to mode F.
FIG. 14 (i) shows the on / off state of the switching element S0. The switching element S0 is turned off by switching from mode B to mode C, and turned on by switching from mode E to mode F. Further, the switching element S0 is turned off by switching from mode G to mode H, and turned on by switching from mode J to mode A.
The control means 20 can perform the power supply operation from the DC power supply V2 to the DC power supply V1 by controlling the switching elements H1 to H4 and the switching elements S0 to S4 with the pattern shown above.
（第１の実施形態の動作）
直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作では、スイッチング素子Ｓ０をターンオフしてからスイッチング素子Ｓ４をターンオフするまで、すなわちモードｄ〜ｆの期間の長さを変化させることにより、出力電力の大きさを調整する。スイッチング素子Ｓ１は、このモードｄの開始からモードｆの終了までにターンオフしておけばよい。このターンオフタイミングが出力電力の大きさに与える影響は少ない。したがって、スイッチング素子Ｓ１は、モードｄに於けるスイッチング素子Ｓ３のターンオンと同時にターンオフするか、または、ある時間後にターンオフするようにしてもよい。
同様に、スイッチング素子Ｓ３は、モードｄの対称期間であるモードｉに於けるスイッチング素子Ｓ１のターンオンと同時にターンオフするか、または、ある時間後にターンオフするようにしてもよい。
すなわちスイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３は、同時にオン状態になる期間を確保しつつ、相補的にオンオフするよう制御することができ、１つのパルストランスＰＴ１で、両方のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３を操作可能である。
(Operation of the first embodiment)
In the power supply operation from the DC power supply V1 to the DC power supply V2, the output power is increased by changing the length of the mode d to f from when the switching element S0 is turned off until the switching element S4 is turned off. Adjust the height. The switching element S1 may be turned off from the start of the mode d to the end of the mode f. The turn-off timing has little effect on the output power. Therefore, the switching element S1 may be turned off simultaneously with the turning on of the switching element S3 in the mode d, or may be turned off after a certain time.
Similarly, the switching element S3 may be turned off simultaneously with the turning-on of the switching element S1 in the mode i which is the symmetrical period of the mode d, or may be turned off after a certain time.
That is, the switching element S1 and the switching element S3 can be controlled so as to be complementarily turned on and off while ensuring a period in which they are simultaneously turned on, and both switching elements S1 and S3 can be operated with one pulse transformer PT1. It is.
（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ）〜（Ｄ）のような効果がある。
(Effects of the first embodiment)
The first embodiment described above has the following effects (A) to (D).
（Ａ） 電源装置１０は、スイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４のオンオフ状態、および、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４のオンオフ状態を所定のパターンで制御することにより、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２への電力供給動作と、直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作とを切り替えることができる。
(A) The
（Ｂ） 電源装置１０は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のオンオフ状態を１つのパルストランスＰＴ１で操作可能として駆動回路を簡素化し、小型化と低コスト化を実現している。
(B) The
（Ｃ） 電源装置１０は、２つのスイッチング素子Ｈ１，Ｈ２のオンオフ状態を１つのパルストランスＰＴ２で操作可能として駆動回路を簡素化し、小型化と低コスト化を実現している。
(C) The
（Ｄ） 電源装置１０は、２つのスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４のオンオフ状態を１つのパルストランスＰＴ３で操作可能として駆動回路を簡素化し、小型化と低コスト化を実現している。
(D) The
（第２の実施形態の構成）
第２の実施形態の電源装置１０の特徴は、図１に示す第１の実施形態の電源装置１０と比べて直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作に於いて、電力損失を抑制したことである。
第２の実施形態の電源装置１０の構成は、第１の実施形態の電源装置１０（図１）とは異なり、パルストランスＰＴ１（図１）と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３（図１）との間に、それぞれターンオフ遅延回路４０，４１（図１５）が接続されていることである。それ以外の構成は、第１の実施形態の電源装置１０（図１）と同様である。
図１５は、第２の実施形態に於けるスイッチング素子制御回路を示す概略の構成図である。
第２の実施形態に於けるスイッチング素子制御回路は、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３が同時にオン状態になる期間を確保しつつ相補的にオンオフするようにするための回路の例である。
第２の実施形態に於けるスイッチング素子制御回路は、パルストランスＰＴ１と、ターンオフ遅延回路４０と、ターンオフ遅延回路４１とを備えている。
パルストランスＰＴ１の一方の出力側は、ターンオフ遅延回路４０を介して、スイッチング素子Ｓ１の制御端子に接続されている。更に、パルストランスＰＴ１の他方の出力側は、ターンオフ遅延回路４１を介して、スイッチング素子Ｓ３の制御端子に接続されている。
このターンオフ遅延回路４０，４１は、入力された信号がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をターンオンするパターンのときには、遅延無しに、この入力された信号パターンを出力する。入力された信号がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３をターンオフするパターンのときには、所定の遅延時間の後に、この入力された信号パターンを出力する。
(Configuration of Second Embodiment)
The
The configuration of the
FIG. 15 is a schematic configuration diagram showing a switching element control circuit according to the second embodiment.
The switching element control circuit in the second embodiment is an example of a circuit for complementarily turning on and off while ensuring a period in which the switching element S1 and the switching element S3 are simultaneously turned on.
The switching element control circuit according to the second embodiment includes a pulse transformer PT1, a turn-
One output side of the pulse transformer PT1 is connected to the control terminal of the switching element S1 via the turn-
The turn-
（第２の実施形態の動作）
直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作では、モードＣの期間を変化させることにより、出力電力の大きさを調整する。出力電力を最大にする場合にはモードＣが省略される。
(Operation of Second Embodiment)
In the power supply operation from the DC power supply V2 to the DC power supply V1, the magnitude of the output power is adjusted by changing the mode C period. Mode C is omitted when the output power is maximized.
直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１への電力供給動作に於けるモードＤ，Ｅでは、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３が同時にオン状態になっても、同期整流になり問題が発生しない。 In modes D and E in the power supply operation from the DC power supply V2 to the DC power supply V1, even if the switching element S1 and the switching element S3 are simultaneously turned on, synchronous rectification occurs and no problem occurs.
第２の実施形態に於いて、パルストランスＰＴ１が、スイッチング素子Ｓ３のターンオンとスイッチング素子Ｓ１のターンオフを同時に実施するような信号を出力すると、ターンオフ遅延回路４０によりスイッチング素子Ｓ１のターンオフタイミングが遅くなるので、スイッチング素子Ｓ３がターンオンしてからスイッチング素子Ｓ１がターンオフするようになる。スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３が同時にオン状態になる期間の長さは、モードＣの開始からモードＥの終了までの期間の長さよりも短くしておけばよい。
同様にパルストランスＰＴ１が、スイッチング素子Ｓ１のターンオンとスイッチング素子Ｓ３のターンオフを同時に実施するような信号を出力すると、ターンオフ遅延回路４１によりスイッチング素子Ｓ３のターンオフタイミングが遅くなるので、スイッチング素子Ｓ１がターンオンしてからスイッチング素子Ｓ２がターンオフするようになる。スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３が同時にオン状態になる期間の長さは、モードＧの開始からモードＪの終了までの期間の長さよりも短くしておけばよい。
In the second embodiment, when the pulse transformer PT1 outputs a signal for simultaneously turning on the switching element S3 and turning off the switching element S1, the turn-
Similarly, when the pulse transformer PT1 outputs a signal for simultaneously turning on the switching element S1 and turning off the switching element S3, the turn-
このように構成することで、第２の実施形態の制御手段２０は、電力損失（導通損失）を増加させずに、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３の両方を制御することが可能である。
With this configuration, the
更に、第２の実施形態の電源装置１０の共振コンデンサＣｒには、巻線Ｎ２に流れる電流の直流成分を除去してトランスＴ１の偏磁を軽減する効果を有している。
Furthermore, the resonance capacitor Cr of the
（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｅ）〜（Ｇ）のような効果がある。
(Effect of 2nd Embodiment)
The second embodiment described above has the following effects (E) to (G).
（Ｅ） 電源装置１０は、２つの上アームスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のオンオフ状態を１つのパルストランスＰＴ１と、ターンオフ遅延回路４０，４１とで操作している。これにより、電源装置１０は、上アームスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の駆動回路を簡素化し、小型化と低コスト化を実現することができる。
(E) The
（Ｆ） スイッチング回路１５には共振コンデンサＣｒを設けている。これにより、電源装置１０は、巻線Ｎ２に流れる電流の直流成分を除去してトランスＴ１の偏磁を軽減することができる。
(F) The
（Ｇ）電源装置１０は、モードＡ，Ｃ，ＨなどでダイオードＤＳ１，ＤＳ４に流れる電流をスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に分流して同期整流を行っている。これにより、電源装置１０は、電力損失（導通損失）を低減することができる。
(G) The
（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。
(Modification)
The present invention is not limited to the above embodiment, and can be modified without departing from the spirit of the present invention. For example, the following forms (a) to (e) are available as usage forms and modifications.
（ａ） 第１の実施形態、および、第２の実施形態のスイッチング回路１５はフルブリッジ回路として説明した。しかし、これに限られず、スイッチング回路１５は、巻線Ｎ２に生じた電圧を整流することができる他の回路方式を適用してもよい。
(A) The
（ｂ） スイッチング回路１１の交流端子間に接続している巻線Ｎ１は、任意の交流負荷に変更し、直流電源Ｖ１から当該交流負荷に電力を供給する場合に適用してもよい。
(B) The winding N1 connected between the AC terminals of the switching
（ｃ） スイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。よって、スイッチング素子Ｓ０〜Ｓ４は、ダイオードＤＳ０〜ＤＳ４の接続を省略してもよい。 (C) When a MOSFET is used as the switching elements S0 to S4, a parasitic diode of the MOSFET can be used. Therefore, the switching elements S0 to S4 may omit the connection of the diodes DS0 to DS4.
（ｄ） スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。よって、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４は、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４の接続を省略してもよい。 (D) When a MOSFET is used as the switching elements H1 to H4, a parasitic diode of the MOSFET can be used. Therefore, the switching elements H1 to H4 may omit the connection of the diodes DH1 to DH4.
（ｅ） 第１の実施形態の電源装置１０は、直流電源が供給する電力を変換する装置であればよく、例えば、無停電電源装置、住宅用非常電源などに用いてもよい。更に、電源装置１０は、電源異常時のバックアップ電源の目的に止まらず、使用電力を平準化するシステム、または、夜間電力を蓄電して昼間に活用するシステムに用いてもよい。
(E) The
１０ 電源装置
１１ スイッチング回路（第１のスイッチング回路）
１２ 電圧クランプ回路
１３ フォトカプラ（絶縁手段）
１４ 直流負荷
１５ スイッチング回路（第２のスイッチング回路）
１６ 直流負荷
２０ 制御手段
３０ １次駆動巻線
３１，３２ ２次駆動巻線
３３ 磁性体コア
４０ ターンオフ遅延回路（第１のターンオフ遅延回路）
４１ ターンオフ遅延回路（第２のターンオフ遅延回路）
Ｃ１ 平滑コンデンサ（第１の平滑コンデンサ）
Ｓ１ スイッチング素子（第１の上アームスイッチング素子）
Ｓ２ スイッチング素子（第１の下アームスイッチング素子）
Ｓ３ スイッチング素子（第２の上アームスイッチング素子）
Ｓ４ スイッチング素子（第２の下アームスイッチング素子）
Ｎ１ 巻線（１次巻線）
Ｎ２ 巻線（２次巻線）
Ｈ１ スイッチング素子（第３の上アームスイッチング素子）
Ｈ２ スイッチング素子（第３の下アームスイッチング素子）
Ｈ３ スイッチング素子（第４の上アームスイッチング素子）
Ｈ４ スイッチング素子（第４の下アームスイッチング素子）
Ｃ２ 平滑コンデンサ（第２の平滑コンデンサ）
Ｖ１ 直流電源（第１の直流電源）
Ｖ２ 直流電源（第２の直流電源）
Ｎｄ１，Ｎｄ２ ノード（第１の交流端子間）
Ｎｄ５，Ｎｄ６ ノード（第１の直流端子間）
Ｎｄ７，Ｎｄ８ ノード（第２の交流端子間）
Ｎｄ３，Ｎｄ４ ノード（第２の直流端子間）
ＰＴ１ パルストランス（第１のパルストランス）
ＰＴ２ パルストランス（第２のパルストランス）
ＰＴ３ パルストランス（第３のパルストランス）
Ｌ１ 平滑インタクタ
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｌｒ 共振インダクタ
Ｔ１ トランス（メイントランス）
10
12
14
16
41 Turn-off delay circuit (second turn-off delay circuit)
C1 smoothing capacitor (first smoothing capacitor)
S1 switching element (first upper arm switching element)
S2 switching element (first lower arm switching element)
S3 switching element (second upper arm switching element)
S4 switching element (second lower arm switching element)
N1 winding (primary winding)
N2 winding (secondary winding)
H1 switching element (third upper arm switching element)
H2 switching element (third lower arm switching element)
H3 switching element (fourth upper arm switching element)
H4 switching element (fourth lower arm switching element)
C2 smoothing capacitor (second smoothing capacitor)
V1 DC power supply (first DC power supply)
V2 DC power supply (second DC power supply)
Nd1, Nd2 node (between first AC terminals)
Nd5, Nd6 node (between the first DC terminals)
Nd7, Nd8 node (between second AC terminals)
Nd3, Nd4 node (between second DC terminals)
PT1 pulse transformer (first pulse transformer)
PT2 pulse transformer (second pulse transformer)
PT3 pulse transformer (third pulse transformer)
L1 smoothing inductor Cr resonant capacitor Lr resonant inductor T1 transformer (main transformer)
Claims (15)
前記第１のスイッチング回路が備えているスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段と、
を備えた電源装置に於いて、
前記第１のスイッチング回路の前記第１の直流端子間には更に、第１の上アームスイッチング素子と第１の下アームスイッチング素子とを直列接続した第１のスイッチングレッグと、第２の上アームスイッチング素子と第２の下アームスイッチング素子とを直列接続した第２のスイッチングレッグと、が並列接続され、
前記第１の上アームスイッチング素子と前記第１の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子の直列接続点とを第１の交流端子間とし、
前記第１の交流端子間には、交流負荷が接続され、
前記制御手段は、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第２の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子をターンオフする第１の切り替え処理と、
前記第１の切り替え処理を実行したのち、継続して前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子と前記第２の上アームスイッチング素子とをターンオンし、かつ、前記第１の上アームスイッチング素子をターンオフする第２の切り替え処理と、を実行する、
ことを特徴とする電源装置。 A first switching circuit in which a smoothing inductor and a first smoothing capacitor are connected in series between first DC terminals;
Control means for controlling an on / off state of a switching element provided in the first switching circuit;
In the power supply device with
A first switching leg in which a first upper arm switching element and a first lower arm switching element are connected in series between the first DC terminals of the first switching circuit, and a second upper arm A second switching leg in which the switching element and the second lower arm switching element are connected in series, are connected in parallel;
A first AC connection is established between a series connection point of the first upper arm switching element and the first lower arm switching element, and a series connection point of the second upper arm switching element and the second lower arm switching element. Between terminals,
An AC load is connected between the first AC terminals,
The control means maintains the on state of the first upper arm switching element and the second lower arm switching element and the off state of the second upper arm switching element while maintaining the first lower arm switching element. A first switching process for turning off the switching element ;
After executing the first switching process, the first lower arm switching element and the second upper arm switching element are turned on while the second lower arm switching element is continuously turned on. And a second switching process for turning off the first upper arm switching element ,
A power supply device characterized by that.
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 In the second switching process, the first upper arm switching element is turned off after the second upper arm switching element is turned on.
The power supply device according to claim 1 .
前記制御手段に接続されて、両端間に電圧が印加される第１の１次駆動巻線と、第１の２次駆動巻線および第２の２次駆動巻線を磁気結合する第１のパルストランスを備え、
前記第１のパルストランスは、前記第１の２次駆動巻線の出力信号によって前記第１の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を制御し、前記第２の２次駆動巻線の出力信号によって前記第２の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を制御し、
前記第１の２次駆動巻線の出力信号と、前記第２の２次駆動巻線の出力信号とは相補的である、
ことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2 , further comprises:
A first primary drive winding connected to the control means and applied with a voltage between both ends, and a first secondary drive winding and a second secondary drive winding are magnetically coupled to each other. Equipped with a pulse transformer,
The first pulse transformer controls an on / off state of the first upper arm switching element according to an output signal of the first secondary drive winding, and the first pulse transformer according to an output signal of the second secondary drive winding. Controlling the on / off state of the second upper arm switching element;
The output signal of the first secondary drive winding and the output signal of the second secondary drive winding are complementary.
A power supply device characterized by that.
前記第２の２次駆動巻線には更に、第２のターンオフ遅延回路が接続され、前記第２のターンオフ遅延回路は、前記第２の２次駆動巻線の出力信号のターンオフを遅延させる、
ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。 A first turn-off delay circuit is further connected to the first secondary drive winding of the first pulse transformer, and the first turn-off delay circuit outputs an output of the first secondary drive winding. Delay signal turn-off,
A second turn-off delay circuit is further connected to the second secondary drive winding, and the second turn-off delay circuit delays the turn-off of the output signal of the second secondary drive winding.
The power supply device according to claim 3 .
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。 The first upper arm switching element, the first lower arm switching element, the second upper arm switching element, and the second lower arm switching element each include a diode connected in antiparallel.
The power supply device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the power supply device is provided.
を特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。 The first switching circuit includes a voltage clamp circuit connected between the first DC terminals;
The power supply device according to any one of claims 1 to 5 , wherein:
ことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。 The voltage clamp circuit includes at least a switching element and a capacitor connected in series.
The power supply device according to claim 6 .
１次巻線である前記交流負荷と２次巻線とを磁気結合するメイントランスと、
第２の直流端子間に直流負荷と第２の平滑コンデンサとが並列接続されている第２のスイッチング回路と、
を備え、
前記第２のスイッチング回路の前記第２の直流端子間には、第３の上アームスイッチング素子と第３の下アームスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第４の上アームスイッチング素子と第４の下アームスイッチング素子を直列接続した第４のスイッチングレッグと、が並列接続され、
前記第３の上アームスイッチング素子と前記第３の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第４の上アームスイッチング素子と前記第４の下アームスイッチング素子の直列接続点との間である第２の交流端子間には、前記２次巻線が接続され、
前記制御手段は更に、前記第２のスイッチング回路が備える前記第３の上アームスイッチング素子、前記第３の下アームスイッチング素子、前記第４の上アームスイッチング素子、および、前記第４の下アームスイッチング素子のオンオフ状態を制御する、
ことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 7 , further comprising:
A main transformer that magnetically couples the AC load, which is a primary winding, and a secondary winding;
A second switching circuit in which a DC load and a second smoothing capacitor are connected in parallel between the second DC terminals;
With
Between the second DC terminals of the second switching circuit, a third switching leg in which a third upper arm switching element and a third lower arm switching element are connected in series, and a fourth upper arm switching element And a fourth switching leg in which the fourth lower arm switching elements are connected in series,
A third connection point between the third upper arm switching element and the third lower arm switching element and a fourth connection point between the fourth upper arm switching element and the fourth lower arm switching element. The secondary winding is connected between two AC terminals,
The control means further includes the third upper arm switching element, the third lower arm switching element, the fourth upper arm switching element, and the fourth lower arm switching included in the second switching circuit. Control the on / off state of the element,
A power supply device characterized by that.
前記第３の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第３の２次駆動巻線と、
前記第３の下アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第４の２次駆動巻線と、
を磁気結合する第２のパルストランスを備え、
前記第３の２次駆動巻線の出力信号と、前記第４の２次駆動巻線の出力信号とは相補的である、
ことを特徴とする請求項８に記載の電源装置。 A second primary drive winding connected to the control means and applied with a voltage across it;
A third secondary drive winding for operating an on / off state of the third upper arm switching element;
A fourth secondary drive winding for operating an on / off state of the third lower arm switching element;
A second pulse transformer that magnetically couples
The output signal of the third secondary drive winding and the output signal of the fourth secondary drive winding are complementary.
The power supply device according to claim 8 .
前記第４の上アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第５の２次駆動巻線と、
前記第４の下アームスイッチング素子のオンオフ状態を操作する第６の２次駆動巻線と、
を磁気結合する第３のパルストランスを備え、
前記第５の２次駆動巻線の出力信号と、前記第６の２次駆動巻線の出力信号とは相補的である、
ことを特徴とする請求項８に記載の電源装置。 A third primary drive winding connected to the control means and applied with a voltage across it;
A fifth secondary drive winding for operating an on / off state of the fourth upper arm switching element;
A sixth secondary drive winding for operating an on / off state of the fourth lower arm switching element;
A third pulse transformer that magnetically couples
The output signal of the fifth secondary drive winding and the output signal of the sixth secondary drive winding are complementary.
The power supply device according to claim 8 .
ことを特徴とする請求項８ないし請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置。 The third upper arm switching element, the third lower arm switching element, the fourth upper arm switching element, and the fourth lower arm switching element each include a diode connected in antiparallel.
The power supply device according to any one of claims 8 to 1 0, characterized in that.
前記第１の直流端子間に接続された電源から、前記第２の直流端子間に接続された負荷に電力を供給する処理とを切り替えて実行可能である、
ことを特徴とする請求項８ないし請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置。 A process of supplying power from a power source connected between the second DC terminals to a load connected between the first DC terminals;
The power supply connected between the first DC terminals can be switched and executed to supply power to a load connected between the second DC terminals.
The power supply device according to any one of claims 8 to 1 0, characterized in that.
ことを特徴とする請求項８ないし請求項１２のいずれか１項に記載の電源装置。 A resonant capacitor and / or a resonant inductor connected in series with the primary winding and / or the secondary winding;
The power supply device according to any one of claims 8 to 1 2, characterized in that.
前記第１のスイッチング回路は、第１の上アームスイッチング素子と第１の下アームスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第２の上アームスイッチング素子と第２の下アームスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続した第２のスイッチングレッグと、を備え、前記第１のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第１の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間とし、
前記制御手段は、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第２の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子をターンオンする第３の切り替え処理と、
前記第３の切り替え処理によりターンオンした前記第１の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子をターンオフしつつ前記第２の上アームスイッチング素子をターンオンする第４の切り替え処理と、
を実行することを特徴とする電源装置。 A first switching circuit in which a primary winding is connected between AC terminals, and a smoothing inductor and a smoothing capacitor are connected in series between DC terminals, and the voltage of the DC power source is converted to AC and applied to the secondary winding. A second switching circuit, a transformer for magnetically coupling the primary winding and the secondary winding, and a control means for controlling an on / off state of a switching element provided in the first and second switching circuits; In the power supply apparatus that supplies power from the DC power source to a DC load connected in parallel to the smoothing capacitor ,
The first switching circuit includes a first switching leg in which a first upper arm switching element and a first lower arm switching element are connected in series, a second upper arm switching element, and a second lower arm switching element. A second switching leg connected in series and connected in parallel to the first switching leg, wherein both ends of the first switching leg are between DC terminals, and the first upper arm switching element and the Between the series connection point of the first lower arm switching element and the series connection point of the second upper arm switching element and the second lower arm switching element between the AC terminals,
The control means maintains the on state of the first upper arm switching element and the second lower arm switching element and the off state of the second upper arm switching element while maintaining the first lower arm switching element. A third switching process for turning on the switching element ;
The second upper arm switching element and the second lower arm switching element are turned off while the first lower arm switching element turned on by the third switching process is kept on. A fourth switching process for turning on the upper arm switching element;
The power supply device characterized by performing.
前記第１のスイッチング回路が備えているスイッチング素子のオンオフ状態を制御する制御手段と、
を備え、
前記第１のスイッチング回路の前記第１の直流端子間には更に、第１の上アームスイッチング素子と第１の下アームスイッチング素子とを直列接続した第１のスイッチングレッグと、第２の上アームスイッチング素子と第２の下アームスイッチング素子とを直列接続した第２のスイッチングレッグと、が並列接続され、
前記第１の上アームスイッチング素子と前記第１の下アームスイッチング素子の直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子の直列接続点とを第１の交流端子間とし、
前記第１の交流端子間には、交流負荷が接続された、電源装置の制御方法であって、
前記制御手段は、前記第１の上アームスイッチング素子と前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態と、前記第２の上アームスイッチング素子のオフ状態とを保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子をターンオフする第１の切り替え処理と、
前記第１の切り替え処理を実行したのち、継続して前記第２の下アームスイッチング素子のオン状態を保ったまま、前記第１の下アームスイッチング素子と前記第２の上アームスイッチング素子とをターンオンし、かつ、前記第１の上アームスイッチング素子をターンオフする第２の切り替え処理と、を実行する、
ことを特徴とする電源装置の制御方法。 A first switching circuit in which a smoothing inductor and a first smoothing capacitor are connected in series between first DC terminals;
Control means for controlling an on / off state of a switching element provided in the first switching circuit;
With
A first switching leg in which a first upper arm switching element and a first lower arm switching element are connected in series between the first DC terminals of the first switching circuit, and a second upper arm A second switching leg in which the switching element and the second lower arm switching element are connected in series, are connected in parallel;
A first AC connection is established between a series connection point of the first upper arm switching element and the first lower arm switching element, and a series connection point of the second upper arm switching element and the second lower arm switching element. Between terminals,
A method for controlling a power supply apparatus in which an AC load is connected between the first AC terminals,
The control means maintains the on state of the first upper arm switching element and the second lower arm switching element and the off state of the second upper arm switching element while maintaining the first lower arm switching element. A first switching process for turning off the switching element ;
After executing the first switching process, the first lower arm switching element and the second upper arm switching element are turned on while the second lower arm switching element is continuously turned on. And a second switching process for turning off the first upper arm switching element ,
A control method for a power supply device.
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