JP2000324852A - Current type inverter for photovoltaic power generation - Google Patents

Current type inverter for photovoltaic power generation

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JP2000324852A
JP2000324852A JP13342999A JP13342999A JP2000324852A JP 2000324852 A JP2000324852 A JP 2000324852A JP 13342999 A JP13342999 A JP 13342999A JP 13342999 A JP13342999 A JP 13342999A JP 2000324852 A JP2000324852 A JP 2000324852A
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JP13342999A
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Japanese (ja)
Inventor
Kimihiko Furukawa
公彦 古川
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
三洋電機株式会社
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    • Y02E10/563Power conversion electric or electronic aspects for grid-connected applications

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a current type inverter for photovoltaic power generation having low loss and high conversion efficiency in which the number of electronic parts passing a high frequency current is decreased while reducing noise. SOLUTION: The current type inverter 10 for photovoltaic power generation comprises a bridge type switching circuit 36 comprising four semiconductor switching elements 28-34 connected, respectively, in series with diodes 20-26 receiving DC power from a solar cell array section 12 through a reactor 18, and a current type inverter section 14 having a PWM control circuit 38 outputting a switching control signal to each semiconductor switching element 28-34 wherein DC power is converted into AC power through the current type inverter section 14 and linked with a commercial power system. The reactor 18 is divided uniformly into two and arranged symmetrically to the solar cell array section 12 and a high frequency semiconductor switching element 40 is connected to the input side of the switching circuit 36 in parallel therewith.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】この発明は太陽光発電用電流形インバータ装置に関し、特にたとえば太陽電池の直流電力を交流電力に変換して商用電力系統と連系する太陽光発電用電流形インバータ装置に関する。 FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a current source inverter system for solar power generation, and more particularly for example for photovoltaic current source inverter system of the commercial power system and the communication system converts the DC power into AC power of the solar cell .

【0002】 [0002]

【従来の技術】近年、地球環境保護意識の高まりによって、環境汚染のないクリーンエネルギー、中でも太陽電池を利用した太陽光発電が注目され実用化が進んでいる。 In recent years, by growing global environmental protection consciousness, with no clean energy and environmental pollution, among them solar power generation using solar cells have attracted attention put to practical use is progressing. この太陽光発電では発電電力が日射量に応じて大きく変動するので、電力の安定供給および余剰発電電力の有効利用を図るために、ビルや一般家庭に設置される太陽電池とインバータからなる太陽光発電システムは、商用電力系統との連系による使用が行われている。 Since electric power generated by this solar power generation varies greatly depending on the amount of solar radiation, in order to stabilize supply and effective use of the surplus generated power of the power, sunlight consisting of solar cells and the inverter installed in buildings and homes power generation system, have been made use by interconnection with the commercial power system. すなわち、通常は太陽光発電システムと商用電力系統との並列運転により負荷、例えばインバータエアコンに対する給電が行われる。 That is, normally loaded by parallel operation of the solar power generation system and the commercial power system, for example, power supply to the inverter air conditioner is performed. そして、自家に必要な電力の一部または全部が太陽光発電によって賄われるとともに、太陽電池の発電電力が余った場合には商用電力系統へ供給する逆潮流が行われる。 Then, together with part or all of the power required for autologous are covered by solar power, the backward flow supplied to the commercial power system if the surplus power generated by the solar cell is performed.

【0003】一般に、直流電力の単相交流電力への変換は、例えば図8に示すように、自己ターンオフ機能を有したスイッチング素子である4個の半導体デバイス、例えば高速の半導体スイッチング素子(IGBT)Q1〜 Generally, the conversion to single-phase AC power of DC power, for example, as shown in FIG. 8, a switching element having a self turn-off function four semiconductor devices, for example, high-speed semiconductor switching element (IGBT) Q1~
Q4と、これらの各スイッチング素子に対して逆並列接続された4個の帰還ダイオードD1〜D4とからなる単相ブリッジの電圧形インバータ主回路が用いられる。 And Q4, the voltage inverter main circuit of single-phase bridge composed of inverse parallel connected four feedback diodes D1~D4 Metropolitan for each of these switching elements are used.

【0004】このインバータ主回路において、半導体スイッチング素子Q1、Q4の組と半導体スイッチング素子Q2、Q3の組とに分け、各組を交互にスイッチング(開閉)することによって、半導体スイッチング素子Q [0004] In the inverter main circuit is divided into a set of semiconductor switching elements Q1, Q4 of the set and the semiconductor switching elements Q2, Q3, by switching (opening and closing) alternating each set, the semiconductor switching element Q
1、Q2の接続点と半導体スイッチング素子Q3、Q4 1, the connection point of Q2 and the semiconductor switching elements Q3, Q4
の接続点との間に階段波状の電圧が得られる。 Voltage staircase wave is obtained between the connection point. そして、 And,
スイッチング制御信号に適当なパルス幅変調(PWM) The switching control signal suitable pulse width modulation (PWM)
を施すことによって、出力電圧波形を正弦波形に近づけることができる。 By the applied, it is possible to make the output voltage waveform to the sinusoidal waveform. つまり、直流電力を変換して単相交流電力を出力するインバータ主回路は、スイッチング回路とこの回路の動作を制御するPWM制御回路から構成される。 That is, the inverter main circuit for outputting a single-phase AC power by converting DC power is composed of a PWM control circuit for controlling the operation of the circuit and the switching circuit.

【0005】なお、このインバータ主回路の入力直流電圧は、原理的には出力交流電圧の波高値(実効値の約1.4倍)であればよいが、実際には半導体スイッチング素子Q1〜Q4の電圧降下、フィルタ回路の電圧降下、および直流電源(太陽電池)の温度特性などを考慮して出力交流電圧(実効値)の2倍程度の値に設定される。 [0005] The input DC voltage of the inverter main circuit, may if in principle the peak value of the output AC voltage (approximately 1.4 times the effective value), actually the semiconductor switching element Q1~Q4 voltage drop, is set to a value of about 2 times the voltage drop of the filter circuit, and the DC power supply output AC voltage by taking into account the temperature characteristic of the (solar) (rms).

【0006】 [0006]

【発明が解決しようとする課題】ところで、直流を交流に変換するインバータでは、インバータの入出力間電圧の振れによりノイズが多く出るという問題がある。 Meanwhile [0008] In the inverter for converting direct current into alternating current, there is a problem that noise is more exits the deflection of the input and output voltage of the inverter.

【0007】すなわち、インバータ主回路においては、 [0007] That is, in the inverter main circuit,
電力線のアース間の高周波電圧の強度がノイズの放出量に大きな影響を及ぼしている。 Intensity of the high frequency voltage between the ground of the power line is a significant impact on release of noise. 通常ノイズは「アースに対する高周波電圧の大きさ」として観測される。 Normally noise is observed as "size of the high-frequency voltage to ground". すなわち、図9において、太陽電池アレイ部1と商用交流電源2の間に配置されたインバータ主回路3の入出力端子をP,N、UおよびVとすると、N端子とアース間およびV端子とアース間の各電圧VNE、VVEの高周波成分が「アースに対する高周波電圧の大きさ」に相当する。 That is, in FIG. 9, when the input and output terminals of the solar cell array 1 and the inverter main circuit 3 disposed between the commercial AC power source 2 P, N, and U and V, N terminal and the ground and between the V terminal each voltage VNE between earth, the high frequency components of the VVE correspond to the "magnitude of the high-frequency voltage to ground". また、P端子とアース間およびU端子とアース間の各電圧 Moreover, P terminal and the ground and between the U-terminal and the voltage between the ground
VPE、VUEも同様に定義される。 VPE, VUE is similarly defined.

【0008】そして、インバータが動作する場合、上述のように入出力間電圧の動きに注意する必要がある。 [0008] When the inverter is operated, it is necessary to pay attention to the movement of the input-output voltage as described above. 特に、内部でトランスを用いない方式では入出力端子がインバータ主回路3を構成するスイッチング素子を通じて接続されるため入出力間電圧が急激に変化して、VN In particular, the input-output voltage for internally input and output in a manner that does not use a transformer terminal is connected through the switching elements constituting the inverter main circuit 3 changes abruptly, VN
E、VVEを変化させようとするため、これによりノイズ放射量が格段に増加する場合がある。 E, in order to try to change the VVE, in some cases thereby the noise emission amount is significantly increased. また、アースに対する電圧変化は通常「コモンモード電圧」と呼ばれる。 In addition, the voltage change with respect to ground is commonly referred to as "common mode voltage".

【0009】このインバータ主回路3のDC側とAC側の各端子間(P−N、U−V)の電圧は各々直流電圧・ [0009] Each DC voltage of the voltage inverter main circuit 3 of the DC side and the AC side between the terminals (P-N, U-V) ·
交流電圧であり、決まった値となる。 An AC voltage, a fixed value. AC側は系統電圧であるので、瞬時値が交流であるが非常に低周波であるため、ノイズとしての影響は無視することができる。 Since AC side is the system voltage, since it instantaneous value of alternating current is very low frequency, it can be ignored the influence of the noise.

【0010】図10に示すような従来の電流形インバータでは、上述のようにノイズが非常に多く出るものであった。 [0010] In a conventional current source inverter shown in FIG. 10, the noise as described above were those leaving numerous. これは、スイッチング方式とインバータ主回路の動作に起因しているものである。 This is what is attributable to the operation of the switching system and the inverter main circuit.

【0011】すなわち、系統側は単相3線200Vの場合、中性線であるO相は柱上トランスで接地されている。 [0011] That is, the system side in case of single-phase three-wire 200V, O phase is neutral line is grounded pole transformer. したがって、これを基準に考察する。 Thus, we consider it as a reference. O相は常時U O phase is always U
−V間の電圧の中点となる。 The midpoint of the voltage between -V. 図11に一般的に用いられている波形発生パターンによるタイミング図を示す。 Shows a timing diagram according to the waveform generating patterns that are commonly used in Figure 11.

【0012】例えば、「U→V」の方向へ電流を流す場合、図10においてスイッチング素子Q1、Q4を常時ONとし、Q2を電流を大きく流すほどOFF時間が長くなるようにPWMを発生させる。 [0012] For example, if the current flows in the direction of "U → V", constantly and ON the switching element Q1, Q4 in FIG. 10, the higher the OFF time passing large currents through Q2 to generate a PWM to be longer. すると入力電流Ii Then, the input current Ii
nはそのPWMの比率に合わせて出力側へと流され、その結果Q2のOFF時間が長いほど出力電流が大きくなる。 n is flowed into the combined output side to the ratio of the PWM, as a result Q2 OFF time of the longer output current increases. 逆に、「V→U」の方向へと電流を流す場合は、Q On the other hand, when the current flows in the direction of the "V → U" is, Q
2、Q3を常時ONとし、Q4をPWMで制御することにより電流量を制御できる。 2, Q3 constantly and turned ON, it is possible to control the amount of current by controlling the Q4 in PWM.

【0013】スイッチング素子(Q1〜Q4)を見ると、各素子がON−OFFする際、OFF時は周辺回路により決定される電圧が印加される。 [0013] Looking at the switching element (Q1 to Q4), each element when ON-OFF, the OFF state, the voltage which is determined by the peripheral circuits is applied. 電流形インバータの場合これは通常取り扱う電圧程度となり、AC200 For current source inverter which usually becomes a voltage approximately handled, AC200
Vに対して連系運転する場合はAC200Vの最大値である282Vが最大である。 When driving interconnection is maximum 282V is the maximum value of AC200V against V. 逆に、ON時にスイッチング素子の両端はON電圧であり、OFF時と比較して非常に小さい値(1〜2V程度)となる。 Conversely, both ends of the ON at the switching element is ON voltage, a very small value as compared with the time of OFF (about 1 to 2 V). これによりスイッチングのON−OFFサイクル毎の状況が解析できる。 Accordingly situation for each ON-OFF cycle of the switching can be analyzed.

【0014】そこで、出力側の電圧が交流の瞬時値で2 [0014] Therefore, the voltage on the output side in the instantaneous value of the AC 2
00V(片側で100V)、入力側が50Vと仮定する。 00V (100 V on one side), the input side it is assumed that the 50 V.

【0015】図10において、スイッチング素子のQ [0015] In FIG. 10, Q switching element
1,Q2,Q4=ON,Q3=OFFの場合、入出力間電圧は図12のようになる。 1, Q2, Q4 = ON, Q3 = if OFF, the input-output voltage is as shown in Figure 12. 図中ではONとなっているスイッチング素子およびダイオードは両方とも省略している。 In the figure are omitted both switching devices and diodes is turned ON. この場合入力リアクトルはDC50Vが印加されて入力電流Iinは増加する。 In this case input reactor increases the input current Iin DC 50 V is applied. また、出力電流Iout In addition, the output current Iout
は出力側コンデンサCoutからの供給となり、減少する。 Becomes a supply from the output side capacitor Cout, it decreases. 交流側O相を基準とした場合、図から明らかなようにP相は150V、N相は100Vとなる。 When referenced to an AC side O phase, P-phase as is apparent from the figure 150 V, N phase becomes 100 V.

【0016】次に、図12からQ2=OFFとなった場合の回路図が図13に示されている。 [0016] Next, the circuit diagram in the case where consisted 12 and Q2 = OFF is shown in FIG. 13. Q2=OFFとなったために入力電流Iinにより出力側コンデンサCo Q2 = the output side capacitor by an input current Iin to become OFF Co
utは充電され、充電に不足分の電圧は入力リアクトルにより補われる。 ut is charged, the voltage of the shortfall in charge is compensated by the input reactor. ダイオードD4は図11では逆バイアスのためOFFであったが、スイッチング素子Q2がO Although diode D4 was OFF for reverse bias 11, the switching element Q2 is O
FFとなったためにQ2のOFF電圧が出力側の電圧を支え、入力電流Iinの戻りの電流を流すためにONとなる。 OFF voltage Q2 to become FF is supported voltage on the output side, the ON to flow the return current of the input current Iin. この場合も交流側O相を基準に考えた場合、N相は−100VでP相はN相から50V上昇した−50V When considering in this case based on the AC side O phase also, N phase P phase -100V was 50V increases from N phase -50V
となる。 To become.

【0017】次の半サイクルは交流電圧関係がV>Uとなる。 [0017] The next half-cycle alternating current voltage relationship becomes the V> U. Q1=OFF、Q2,Q3,Q4=ONの場合の回路図を図14に示す。 Q1 = OFF, a circuit diagram of the case of Q2, Q3, Q4 = ON in FIG. Q2=ONであるが、V>UであるためダイオードD2は逆バイアスされOFFである。 Q2 = but ON, the diode D2 for a V> U is OFF is reverse biased.
O相を基準に考察すると、P相は150V、N相は10 When O phase is discussed in the reference, P phase 150 V, N phase 10
0Vである。 Is 0V.

【0018】最後に、Q1,Q4=OFF、Q2,Q3= [0018] Finally, Q1, Q4 = OFF, Q2, Q3 =
ONの場合の回路図を図15に示す。 The circuit diagram in the case of ON shown in FIG. 15. この回路図では図13においてU,Vが入れ替わったものとみなして良いから、O相を基準にした場合P相は−50V、N相は− U 13 in this circuit diagram, since a good assumes that V is replaced, if based on the O phase P phase -50 V, N phase -
100Vとなる。 The 100V.

【0019】図11に示す波形発生パターンと図12〜 The waveform generating pattern 12 to shown in FIG. 11
図15で得られた結果をまとめると、次のようになる。 To summarize the results obtained in FIG. 15, as follows.

【0020】1)U>Vの場合、Q2のスイッチングO [0020] 1) U> In the case of V, Q2 of the switching O
N−OFFにおいてO相からみた電位は以下のようになる。 Potential viewed from the O phase in the N-OFF is as follows.

【0021】 P相 150V→―50V→150V→―50V→… ±100V N相 100V→―100V→100V→―100V→… ±100V 2)U<Vの場合、Q4のスイッチングON−OFFにおいてV相から見た電位は以下のようになる。 [0021] In the case of the P-phase 150V → -50V → 150V → -50V → ... ± 100V N-phase 100V → -100V → 100V → -100V → ... ± 100V 2) U <V, V-phase in the switching ON-OFF of Q4 potential as seen from is as follows.

【0022】 P相 150V→―50V→150V→―50V→… ±100V N相 100V→―100V→100V→―100V→… ±100V いずれのサイクルにおいても±100Vの振れが発生する。 [0022] The run-out of the P-phase 150V → -50V → 150V → -50V → ... ± 100V N-phase 100V → -100V → 100V → -100V → ... ± 100V also ± 100V in any of the cycle occurs. これはスイッチング毎により発生する電圧の変化である。 This is the change in voltage generated by each switching. スイッチング周波数は通常可聴周波数よりも高い値に設定されるため、15〜17kHz以上がよく使用される。 Since the switching frequency is normally set to a value higher than the audible frequency, or 15~17kHz is often used. したがって、P相、N相は上の電圧変化が15 Thus, P-phase, N-phase voltage changes above 15
〜17kHzの範囲で発生することとなる。 And thus generated in the range of ~17kHz.

【0023】一方、系統電圧はACのため、図12〜図15に示したU,Vが商用周波数(50、60Hz)で電圧変化が発生する。 On the other hand, the system voltage because the AC, U shown in FIGS. 12 to 15, V is the voltage change occurring at the commercial frequency (50,60Hz). 一般に系統電圧の中性相(0相) Neutral phase generally system voltage (0 phase)
は接地されているので、上述の検証で用いた1)および2)の電圧変化は接地に対して発生していることとなり、これの高周波成分(150kHz以上)の大きさがノイズとなって観測される。 Since is grounded, the voltage variation of 1) and 2) were used in the verification described above will be occurring relative to the ground, observation the magnitude of this high-frequency component (above 150 kHz) becomes a noise It is. VCCIによると150k 150k According to the VCCI
Hzでは79dBμV以下となっており、これは電圧レベルでは89mV以下に相当する。 Hz has become the 79dBμV less, which is the voltage level corresponds to the following 89 mV. 第10高調波(15 10 harmonics (15
0kHz)で89mV以下となることを考慮すると、1 Considering that a 89mV or less 0 kHz), 1
5kHzで±100Vの電圧変化は非常に大きなノイズレベルであることが理解される。 Voltage change ± 100 V at 5kHz It will be appreciated that a very large noise levels.

【0024】それゆえに、この発明の主たる目的は、簡単な構成によりノイズの発生を低減すると共に変換効率の良い、太陽光発電用電流形インバータ装置を提供することである。 [0024] It is another object of the present invention is good conversion efficiency while reducing the generation of noise by a simple configuration, to provide a current source inverter system for solar power generation.

【0025】 [0025]

【課題を解決するための手段】この発明は、太陽電池からの直流電力をリアクトルを介して受けるかつ4個の半導体スイッチング素子からなるブリッジ形のスイッチング回路、および各半導体スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路を有する電流形インバータ部を備え、この電流形インバータ部により太陽電池の直流電力を交流電力に変換して商用電力系統と連系する太陽光発電用電流形インバータ装置において、リアクトルの出力側でスイッチング回路と並列になるように高周波スイッチング部を設けたことを特徴とする、太陽光発電用電流形インバータ装置である。 Means for Solving the Problems] The present invention, the switching circuit of the bridge type consisting of and four semiconductor switching elements receive via the reactor the DC power from the solar cell, and a switching control signal to the semiconductor switching devices a current source inverter section having a pulse width modulation control circuit for outputting, in photovoltaic power generation current source inverter system for commercial power system and the communication system converts DC power of the solar cell into AC power by the current source inverter section , characterized in that a high frequency switching unit so as to be parallel with the switching circuit at the output side of the reactor, which is a current type inverter for solar power generation.

【0026】また、この発明は上述の太陽光発電用電流形インバータ装置において、リアクトルを均等2分割して太陽電池に対して対称的に配置接続すると共に、スイッチング回路の入力側にこのスイッチング回路と並列になるように高周波スイッチング部を設けたことを特徴とする、太陽光発電用電流形インバータ装置である。 Further, in the present invention the above photovoltaic power generation current source inverter system, a reactor with symmetrically arranged connecting the solar cell equally divided into two, and the switching circuit on the input side of the switching circuit characterized in that a high frequency switching unit so that the parallel, a current type inverter apparatus for solar power generation.

【0027】 [0027]

【作用】リアクトルの出力側でスイッチング回路と並列に高周波スイッチング部を設けたことにより、スイッチング回路の動作時に高周波部分は別ルートによりバイパスして流れ、電流が通過する電子部品を減らすことができる。 By providing the high frequency switching unit in parallel to the switching circuit at the output side of the action] reactor, the high frequency portion during operation of the switching circuit flows bypassed by another route, it is possible to reduce the electronic component current is passed through. また、リアクトルを均等2分割して入力側に対称的に配置しているのでスイッチングにおいて電位は変化せずノイズの発生も抑制される。 Further, generation of noise without the potential at the switching change since arranged reactor equally divided into two by symmetrically on the input side is suppressed.

【0028】 [0028]

【発明の効果】この発明によれば、変換効率が改善されるると共にノイズも低減されるので、小型で性能のよい太陽光発電用電流形インバータ装置を安価に提供することが可能となる。 Effects of the Invention According to the present invention, since the conversion efficiency noise is also reduced with Ruru improved, it is possible to provide low cost performance good photovoltaic current type inverter apparatus compact.

【0029】この発明の上述の目的,その他の目的,特徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明により一層明らかとなろう。 [0029] The above described objects and other objects, features and advantages will become more apparent from the following detailed description of embodiments with reference to the accompanying drawings.

【0030】 [0030]

【実施例】図1〜図4に示すこの発明による一実施例である太陽光発電用電流形インバータ装置10について説明する。 EXAMPLES 1 to 4 are shown for photovoltaic power generation current source inverter system 10 of one embodiment according to the present invention will be described.

【0031】図1において、太陽光発電用電流形インバータ装置10は、太陽電池アレイ部12からの直流電力を受ける電流形インバータ部14、および出力フイルタ回路16を含む。 [0031] In FIG. 1, for photovoltaic current source inverter device 10 includes a current source inverter unit 14 receives the DC power from the solar cell array 12, and an output filter circuit 16.

【0032】太陽電池アレイ部12は図示されない複数の太陽電池と同じく同数の逆電流阻止用ダイオードとよりなるもので、太陽電池と逆電流阻止用ダイオードは出力容量に応じて必要な数だけ直列あるいは並列に接続される。 The solar cell array 12 is made of a more a plurality of solar cells (not shown) as in the same number of reverse current blocking diode, a solar cell and a reverse current blocking diode in series necessary number depending on the output capacity or They are connected in parallel.

【0033】また、電流形インバータ部14は太陽電池アレイ部12で発電された直流電力を交流電力に変換するもので、高周波リプルを平滑化する電流平滑用リアクトル18とダイオード20,22,24、および26をそれぞれ直列接続した4個の半導体スイッチング素子2 Further, the current source inverter unit 14 converts the DC power generated by the solar cell array unit 12 into AC power, the current smoothing reactor 18 for smoothing the high frequency ripple and the diode 20, 22, and four series-connected 26 each semiconductor switching element 2
8,30,32、および34をブリッジ形に接続して構成するスイッチング回路36、およびこのスイッチング回路36の各半導体スイッチング素子28〜34にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路(P 8,30,32, and 34 a switching circuit 36 ​​is constructed by connecting the bridge type, and pulse width modulation control circuit for outputting a switching control signal to the semiconductor switching elements 28 to 34 of the switching circuit 36 ​​(P
WM制御回路)38を含む。 Including the WM control circuit) 38. このPWM制御回路38 The PWM control circuit 38
は、例えばスイッチング回路36の出力電流を図示されない電流検出器で検出してフィードバックするフィードバック制御系で、スイッチング回路36の出力状態が適正になるようにパルス幅を調整した複数組のPWMパルスをスイッチング回路36を構成する各半導体スイッチング素子28〜34に供給するものである。 , For example, detected by the current detector (not shown) the output current of the switching circuit 36 ​​in a feedback control system for feedback, switches the plurality of sets of PWM pulses to adjust the pulse width such that the output state of the switching circuit 36 ​​becomes the proper and supplies to each of the semiconductor switching elements 28 to 34 constituting the circuit 36.

【0034】さらに、電流平滑用リアクトル18の出力側でスイッチング回路36と並列に高周波用半導体スイッチング素子40を接続している。 Furthermore, connecting the high-frequency semiconductor switching element 40 in parallel to the switching circuit 36 ​​at the output side of the current smoothing reactor 18. その結果、例えば半導体スイッチング素子28、30が同時にONするような場合、高周波用半導体スイッチング素子40をONさせて高周波電流をこの素子40の方へ流れるようにする。 As a result, for example, when the semiconductor switching element 28, 30 so as to turn ON at the same time, is ON the high-frequency semiconductor switching element 40 to flow a high-frequency current towards the device 40. これにより従来は半導体スイッチング素子28と3 Thus conventionally a semiconductor switching element 28 3
0およびダイオード20と22の4個分の損失がこのスイッチング素子40のみとなる。 Loss of 4 pieces of the 0 and the diode 20 and 22 is only the switching element 40.

【0035】従って、スイッチング回路36より高周波スイッチング部分を分離することにより、高周波電流の流れ方が変わってこの電流が通過すべきデバイスを減らし、変換効率が0.5〜1%程度改善される。 [0035] Therefore, by separating the high-frequency switching section than the switching circuit 36, this current towards the flow of high frequency current changed reduce the device should pass, the conversion efficiency is improved by about 0.5% to 1%. すなわち、図10に示す従来例において、図11のようなスイッチングを行った場合、高周波スイッチングを行うのはスイッチング素子Q2、Q4であるが、スイッチングサイクルの途中にはスイッチング素子Q1、Q2もしくはQ3、Q4が同時にONとなる時間が存在する。 That is, in the conventional example shown in FIG. 10, in the case of performing the switching as shown in FIG. 11, but perform high-frequency switching is a switching element Q2, Q4, in the middle of the switching cycle the switching elements Q1, Q2 or Q3, Q4 is there is a time to be ON at the same time. この時電流(Iin)はスイッチング素子2個とダイオード2 In this case the current (Iin) is the switching element 2 and the diode 2
個を通過する。 Passing through the pieces. これにより発生する損失は無視できない値となる。 Loss thereby occurs becomes not negligible value. また、上述で説明したように、この電流形インバータ主回路方式では電流は必ずスイッチング素子2 Further, as described in the above, the current in the current source inverter main circuit scheme always switching element 2
個とダイオード2個を通過するので、定常的には素子4 Since passing through the two pieces and the diode, the constant element 4
個分の損失となる。 The loss of individual worth. このことを具体的に説明すると、例えば入力電流が30A、出力電流が15Aのインバータの場合、この回路を流れる電流は出力の15Aでなく入力の30Aである。 When specifically describing this, for example, the input current is 30A, when the output current is 15A inverter, current flowing through the circuit is the input 30A instead 15A output. したがって、スイッチング素子とダイオードのON電圧を合計で3Vとした場合、30A× Therefore, when a 3V the ON voltage of the switching devices and diodes in total, 30A ×
3V×電流通過時間分の損失が発生する。 3V × current passage time of the loss. この損失は、 This loss,
通常無視できない大きな値となる。 A large value that usually can not be ignored.

【0036】また、出力フイルタ回路16はスイッチング回路36の出力端に接続されるコンデンサ42、およびリアクトル44、44を含み、高周波成分の少ない出力を得るための逆L字形となっている。 Further, the output filter circuit 16 includes a condenser 42, and reactor 44, 44 connected to the output terminal of the switching circuit 36, are opposite L-shaped in order to obtain a small output of high-frequency components. この出力フイルタ回路16には図示されない負荷および商用電力系統が連系接続される。 The output filter circuit 16 not shown in the load and the commercial power system is connected in communication systems.

【0037】次に、上述の構成における太陽光発電用電流形インバータ装置10の動作概要について説明する。 Next, the operation outline of the photovoltaic power generation current source inverter device 10 in the configuration described above.

【0038】先ず、太陽光の照射により太陽電池アレイ部12で生じた起電力は、電流平滑用リアクトル18で高周波リプルを平滑化し高周波成分を高周波用半導体スイッチング素子40に流すと共に平滑な部分をスイッチング回路36に入力される。 [0038] First, the electromotive force generated by the solar cell array 12 by the irradiation of sunlight, switching a smooth portion with flowing high-frequency component by smoothing the high frequency ripple in the current smoothing reactor 18 to the high-frequency semiconductor switching element 40 is input to the circuit 36. このスイッチング回路36 The switching circuit 36
では出力状態が適正になるようにPWM制御回路38よりパルス幅を調整した複数組のPWMパルスをスイッチング信号としてスイッチング回路36を構成する各半導体スイッチング素子28〜34に供給する。 In supplied to the semiconductor switching elements 28 to 34 constituting the switching circuit 36 ​​a plurality of sets of PWM pulses to adjust the pulse width from the PWM control circuit 38 so that the output state is proper as a switching signal. その結果、 as a result,
スイッチング回路36からは歪の少ない交流電流が出力されて出力フイルタ回路16で更に高周波成分を除去されて、負荷若しくは商用電力系統に連系される。 From the switching circuit 36 ​​is output is small alternating current distortion further output filter circuit 16 is removing a high frequency component, are interconnection to the load or the commercial power system.

【0039】また、この実施例においては、高周波用半導体スイッチング素子40(Q5)のみを高周波スイッチング(15kHz)させることで、それ以外のスイッチング回路36を構成する4個の半導体スイッチング素子28〜34(Q1〜Q4)は出力電流の周波数で切りかえれば良い。 Further, in this embodiment, high frequency semiconductor switching element 40 only (Q5) be to high-frequency switching (15 kHz), 4 pieces of semiconductor switching elements constituting the switching circuit 36 ​​the other 28 to 34 ( Q1~Q4) may be switched at the frequency of the output current. その時のタイミングを示すスイッチングパターンが図7に示されている。 Switching pattern that indicates the timing at that time is shown in FIG. この図より明らかなように、PWM発生用三角波比較により高周波用半導体スイッチング素子40(Q5)のみ高周波スイッチングを行う。 As apparent from this figure, it performs high-frequency switching only the high-frequency semiconductor switching element 40 (Q5) by the PWM generating triangular wave comparison. この素子40(Q5)がONの時、出力側半導体スイッチング素子28〜34(Q1〜Q4)も同時にO When the element 40 (Q5) is turned ON, the output-side semiconductor switching elements 28 to 34 (Q1 to Q4) at the same time O
Nとなっているが、ダイオード20〜26が逆流を防止するので動作に何ら問題は無い。 But has become a N, any problem is not in operation because the diode 20 to 26 to prevent back flow. 出力側半導体スイッチング素子28〜34(Q1〜Q4)は上述のように商用周波数でスイッチングするので、高周波用スイッチング素子40(Q5)と比較してスイッチング速度が低速のものが利用可能となる。 The output-side semiconductor switching elements 28 to 34 (Q1 to Q4) are switched at a commercial frequency as described above, those switching speed is low compared to the high frequency switching element 40 (Q5) is available. 例えば、バイポーラトランジスタなどは低速であるがON時の電圧が低く低損失で、価格も安価である。 For example, a bipolar transistor with low loss low voltage during but slow ON, price is inexpensive.

【0040】次に、図2に示す他の実施例について説明するが、図1の実施例と同一の構成部分については、同一の符号を付してその説明を省略する。 [0040] Next, another embodiment shown in FIG. 2, the same components as the embodiment of FIG. 1, the description thereof is omitted are denoted by the same reference numerals.

【0041】この他の実施例においては、電流形インバータ主回路を構成するブリッジ形のスイッチング回路3 [0041] In this alternative embodiment, the switching circuit 3 of the bridge type constituting a current source inverter main circuit
6を構成する各半導体スイッチング素子28〜34に直列接続していた4個のダイオード20〜26(図1を参照)を1個の共通ダイオード46としてスイッチング回路36の前段に移動して接続している。 Connected to the semiconductor switching elements 28 to 34 constituting the 6 moves four diodes were connected in series 20-26 (see FIG. 1) as one common diode 46 in front of the switching circuit 36 there. したがって、高周波用半導体スイッチング素子40がONの時はこの共通ダイオード46により出力側と分離されるので、ダイオードは1個で良いことになる。 Therefore, since the high-frequency semiconductor switching element 40 is ON is separated from the output side by the common diode 46, the diode will be good one. その結果、図1に示す実施例の場合よりもさらに損失を低減することができる。 As a result, it is possible to reduce further losses than in the example shown in FIG.

【0042】また、図3に示す第3実施例は、図2の実施例をさらに改善したもので、同一の構成部分については、同じ符号を付してその説明を省略する。 [0042] The third embodiment shown in FIG. 3 is obtained by further improving the embodiment of FIG. 2, the same components, and description thereof is omitted denoted by the same reference numerals.

【0043】この第3実施例においては、電流形インバータ主回路を構成するスイッチング回路36の出力端側に接続している高周波成分を除去するコンデンサ42とリアクトル44で構成される出力フィルタ回路16(図2を参照)をスイッチング回路36の前段にフィルタ回路48として配置したものである。 [0043] In the third embodiment, the capacitor 42 and the output consists of the reactor 44 the filter circuit 16 for removing high-frequency components that are connected to the output end side of the switching circuit 36 ​​which constitutes a current source inverter main circuit ( see) 2 in which is arranged as a filter circuit 48 at the preceding stage of the switching circuit 36. すなわち、スイッチング回路36に対してフィルタ回路48を構成するコンデンサ42を並列に、リアクトル44を直列に接続している。 That is, the capacitor 42 constituting the filter circuit 48 in parallel to the switching circuit 36 ​​connects the reactor 44 in series. このフィルタ回路48により高周波成分が除去されるからスイッチング回路36を構成する各半導体スイッチング素子28〜34に高周波電流は流れない。 High frequency current does not flow in the semiconductor switching elements 28 to 34 constituting the switching circuit 36 ​​from the high-frequency components are removed by the filter circuit 48. そのために、図2に示す実施例のものに比較してさらに低損失となる。 Therefore, further comprising a low loss as compared to those of the embodiment shown in FIG.

【0044】更に、図4に示すこの発明による第4実施例は、電流形インバータ主回路の入出力間電圧の振れに起因するノイズの発生を低減したもので、図1に示す実施例において、電流平滑用リアクトル18を均等2分割してリアクトル18a、18bとし、このリアクトル1 [0044] Further, a fourth embodiment according to the present invention shown in FIG. 4 is obtained by reducing the generation of noise due to vibration of the output voltage of the current source inverter main circuit, in the embodiment shown in FIG. 1, a current smoothing reactor 18 and a reactor 18a, 18b evenly divided into two, the reactor 1
8aおよび18bを入力側に対になるように対称的に配置接続している。 They are symmetrically arranged connected so as to be paired with the input side 8a and 18b. なお、図1の実施例と同じ構成部分には同一の符号を付してその説明は省略する。 Incidentally, description thereof will be given the same reference numerals to the same components as the embodiment of FIG. 1 will be omitted. このように入力側の回路構成を工夫することで、対地電圧の高周波変動を抑制し、低ノイズ化を可能にしている。 By devising the circuit configuration of the input side in this way to suppress the high frequency fluctuation of the ground voltage, and enables noise reduction.

【0045】つぎに、この第4実施例の動作概要について考察する。 Next, consider the operation outline of the fourth embodiment. まず、図4において、高周波用半導体スイッチング素子40、および半導体スイッチング素子2 First, in FIG. 4, the high-frequency semiconductor switching element 40, and the semiconductor switching element 2
8、34が共にON、半導体スイッチング素子30および32が共にOFFの場合の回路構成が図5に示されている。 8,34 are both ON, the circuit configuration in the case both of OFF the semiconductor switching element 30 and 32 is shown in FIG. ここで出力側の電圧が交流の瞬時値で200V 200V instantaneous value of the voltage of the output-side AC here
(片側100V)、入力側が50Vであると仮定する。 (One 100 V), the input side is assumed to be 50 V.
この図より明らかなようにダイオード20と26がOF As apparent from FIG diode 20 and 26 OF
Fとなって、リアクトル18aと18bが見かけ上分離された形となる。 Becomes F, the shape of the reactor 18a and 18b are separated apparently. この時、ダイオード20と26が支える逆電圧は必ずしも均等になるとは限らないが、このことは逆に直前の値により左右されることを示している。 At this time, although the reverse voltage diode 20 and 26 is supported is not necessarily be equal, indicating that it is governed by the immediately preceding value reversed.

【0046】これより、P、N相はO相と対象の電位となる。 [0046] than this, P, N phase is O phase and the target of potential. すなわち、図5ではP相は+25V、N相は−2 That, P-phase in Fig. 5 + 25V, N phase -2
5Vとなっている。 It has become a 5V. 次のサイクルで高周波用半導体スイッチング素子40がOFFとなる。 High frequency semiconductor switching element 40 is turned OFF in the next cycle. この時の回路構成が図6に示されている。 The circuit configuration of the time is shown in Figure 6. リアクトル18a、18bが系統電圧との差を均等に負担するため、P、N端子の電位はO相に対して対称的な配置となり、P相はO相から+2 Since the reactor 18a, 18b are borne equally difference between the system voltage, P, the potential of the N terminal becomes symmetrical arrangement relative to O phase, P-phase from O phase +2
5V、N相はO相から−25Vの電位となる。 5V, N phase becomes the potential of -25V from O phase.

【0047】図5において、P、N端子の電位はダイオード20、26により発生する逆電圧によりO相とは直接関係ないたあめ、図5と図6のサイクルが交互に発生するので、図6は図5の状態を引き継いでいると考えることができる。 [0047] In FIG. 5, P, since rain was not directly related to the O phase by a reverse voltage potential of the N terminal generated by the diode 20 and 26, the cycle of FIG. 5 and FIG. 6 are alternately generated, FIG. 6 it can be considered are taken over the state of FIG.

【0048】また、同様に半導体スイッチング素子28 [0048] Similarly, the semiconductor switching element 28
と34がOFF、半導体スイッチング素子30と32がONの場合も考えられるが、これは図5および図6においてU、Vの関係が逆転するだけで、P、Nの電位は変わらないので説明は省略する。 When 34 OFF, but the semiconductor switching elements 30 and 32 can be considered also ON, the which only U 5 and 6, the relationship of V is reversed, P, described since the potential of the N unchanged omitted.

【0049】以上の説明により、図4に示す第4実施例で全てのスイッチングにおいて、P、Nの電位は変化せず、その結果ノイズの発生も抑制されることになる。 [0049] Through the above description, in all of the switching in the fourth embodiment shown in FIG. 4, P, the potential of the N does not change, is also restrained generation of resulting noise. すなわち、電流形インバータ主回路の入力側にこの発明による対策を実施した場合、130dBμVのノイズが9 That is, when carrying out the measures according to the invention to the input side of the current source inverter main circuit, noise 130dBμV 9
0dBμVに低減された。 It was reduced to 0dBμV. なお、図4の実施例において、太陽電池アレイ部12と並列に平滑用コンデンサを追加して接続すれば、ノイズの低減効果はさらに大きくなる。 Incidentally, in the embodiment of FIG. 4, if the connection by adding a smoothing capacitor in parallel with the solar cell array section 12, the noise reduction effect is further increased.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】この発明の一実施例である太陽光発電用電流形インバータ装置の概略構成を示す回路図である。 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a photovoltaic power generation current source inverter apparatus which is an embodiment of the present invention.

【図2】この発明による他の実施例の要部回路図である。 2 is a main part schematic diagram of another embodiment according to the present invention.

【図3】この発明による第3実施例の要部回路図である。 3 is a principal part circuit diagram of a third embodiment according to the present invention.

【図4】この発明による第4実施例の要部回路図である。 4 is a principal part circuit diagram of a fourth embodiment according to the invention.

【図5】図4において、ある動作時の回路図である。 In [5] FIG. 4 is a circuit diagram during a certain operation.

【図6】図4において、他の動作時の回路図である。 In [6] 4 is a circuit diagram during other operations.

【図7】図1に示す実施例におけるスイッチングパターンのタイミング図である。 7 is a timing diagram of the switching patterns in the embodiment shown in FIG.

【図8】従来の電圧形インバータ装置の回路図である。 8 is a circuit diagram of a conventional voltage source inverter device.

【図9】太陽電池アレイ部と商用交流電源の間にインバータ主回路を設けた場合のノイズ発生の概要を説明するためのブロック図である。 9 is a block diagram for explaining the outline of the noise obtained when a inverter main circuit between the solar array and the commercial AC power source.

【図10】従来の電流形インバータ装置の回路図である。 10 is a circuit diagram of a conventional current type inverter system.

【図11】一般的に用いられている波形発生パターンによるスイッチングのタイミング図である。 11 is a timing diagram of the switching by the waveform generation pattern that is generally used.

【図12】図10において、スイッチング素子Q1,Q In [12] 10, the switching elements Q1, Q
2,Q4がON,Q3がOFFの場合における回路図である。 2, Q4 is a circuit diagram when ON, Q3 is OFF.

【図13】図10において、スイッチング素子Q1,Q In [13] 10, the switching elements Q1, Q
4がON,Q2,Q3がOFFの場合における回路図である。 4 is a circuit diagram when ON, Q2, Q3 is OFF.

【図14】図10において、交流電圧関係がV>Uでスイッチング素子Q1がOFF、Q2,Q3,Q4がON [14] In FIG. 10, the switching element Q1 in the AC voltage relationship V> U is OFF, Q2, Q3, Q4 are ON
の場合における回路図である。 It is a circuit diagram in the case of.

【図15】図10において、スイッチング素子Q1,Q In [15] 10, the switching elements Q1, Q
4がOFF,Q2,Q3がONの場合における回路図である。 4 is a circuit diagram when OFF, Q2, Q3 is is ON.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

10 …太陽光発電用電流形インバータ装置 12 …太陽電池アレイ部 14 …電流形インバータ部 16 …出力フィルタ回路 18 …電流平滑用リアクトル(入力リアクトル) 20〜26 …ダイオード(D1〜D4) 28〜34 …半導体スイッチング素子(Q1〜Q4) 36 …スイッチング回路 38 …パルス幅変調制御回路(PWM制御回路) 40 …高周波用半導体スイッチング素子(Q5) 42 …コンデンサ 44 …リアクトル 46 …共通ダイオード 48 …フィルタ回路 10 ... solar photovoltaic current source inverter device 12 ... solar cell array portion 14 ... current source inverter section 16 ... output filter circuit 18 ... current smoothing reactor (input reactor) 20-26 ... diodes (D1 to D4) 28 to 34 ... semiconductor switching elements (Q1 to Q4) 36 ... switching circuit 38 ... pulse width modulation control circuit (PWM control circuit) 40 ... high frequency semiconductor switching element (Q5) 42 ... condenser 44 ... reactor 46 ... common diode 48 ... filter circuit

Claims (6)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】太陽電池からの直流電力をリアクトルを介して受けるかつ4個の半導体スイッチング素子からなるブリッジ形のスイッチング回路、および前記各半導体スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路を有する電流形インバータ部を備え、 1. A switching circuit of a bridge type consisting of and four semiconductor switching elements receive via the reactor the DC power from the solar cell, and the pulse width modulation control circuit for outputting a switching control signal to the each semiconductor switching elements a current source inverter section having,
    前記電流形インバータ部により前記直流電力を交流電力に変換して商用電力系統と連系する太陽光発電用電流形インバータ装置において、 前記リアクトルの出力側で前記スイッチング回路と並列になるように高周波スイッチングン部を設けたことを特徴とする、太陽光発電用電流形インバータ装置。 In photovoltaic power generation current source inverter system of the commercial power system and the communication system by converting the DC power into AC power by the current source inverter section, the high-frequency switching so in parallel with the switching circuit at the output side of the reactor characterized in that a down portion, a current type inverter apparatus for solar power generation.
  2. 【請求項2】前記高周波スイッチング部は高周波用半導体スイッチング素子を含む、請求項1記載の太陽光発電用電流形インバータ装置。 Wherein said high-frequency switching portion comprises a high frequency semiconductor switching element, for photovoltaic current inverters apparatus according to claim 1.
  3. 【請求項3】前記スイッチング回路の前段に、さらに共通ダイオードを直列接続してなる、請求項1または2記載の太陽光発電用電流形インバータ装置。 Wherein in front of said switching circuit further comprising a common diode connected in series, according to claim 1 or 2 for photovoltaic current inverters apparatus according.
  4. 【請求項4】前記スイッチング回路の出力端に、さらにコンデンサとリアクトルで形成される出力フイルタ回路を接続してなる、請求項1ないし3のいずれかに記載の太陽光発電用電流形インバータ装置。 4. A output terminal of the switching circuit, further comprising connecting the output filter circuit formed by a capacitor and a reactor, for photovoltaic current inverters device according to any one of claims 1 to 3.
  5. 【請求項5】前記共通ダイオードと前記スイッチング回路の間に、コンデンサとリアクトルで形成されるフイルタ回路を接続してなる、請求項3記載の太陽光発電用電流形インバータ装置。 5. A between the common diode and the switching circuit, formed by connecting filter circuit formed by a capacitor and a reactor, according to claim 3 for photovoltaic current inverters apparatus according.
  6. 【請求項6】前記リアクトルを均等2分割して前記太陽電池に対して対称的に配置接続したことを特徴とする、 6., wherein the reactor evenly divided into two and symmetrically arranged connected to said solar cell,
    請求項1ないし5のいずれかに記載の太陽光発電用電流形インバータ装置。 Photovoltaic current inverter apparatus according to any one of claims 1 to 5.
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