JP5569204B2 - Resonant inverter device - Google Patents

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Description

本発明は、直流を交流に変換するソフトスイッチング制御の共振型インバータ装置に関する。   The present invention relates to a resonant inverter device of soft switching control that converts direct current to alternating current.

共振型インバータ装置の一例として、Ｖ結線インバータ回路を有する電力変換装置が知られている（特許文献１）。この電力変換装置は、第１及び第２補助スイッチと共振リアクトルと共振コンデンサとを設けて、第１及び第２補助スイッチをオンオフさせることにより共振リアクトルと共振コンデンサとで共振を発生させて主スイッチのターンオンをゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）させ、主スイッチのスイッチング損失を低減したものである。   As an example of a resonant inverter device, a power conversion device having a V-connected inverter circuit is known (Patent Document 1). The power converter includes first and second auxiliary switches, a resonant reactor, and a resonant capacitor, and turns on and off the first and second auxiliary switches to generate resonance between the resonant reactor and the resonant capacitor, thereby generating a main switch. Is turned on by zero voltage switching (soft switching) to reduce the switching loss of the main switch.

この電力変換装置には、第１及び第２補助スイッチにスナバ回路が設けられていないが、実用的には、第１及び第２補助スイッチのコレクタ−エミッタ間にスナバ回路を付加して、過電圧保護及び高周波振動抑制を図ることが望ましい。   In this power converter, the first and second auxiliary switches are not provided with a snubber circuit. However, practically, a snubber circuit is added between the collector and the emitter of the first and second auxiliary switches, and an overvoltage is generated. It is desirable to protect and suppress high-frequency vibration.

図４は従来のスナバ回路を含んだ共振型インバータ装置を示す回路図である。図４において、直流電源Ｅの両端には、昇圧回路１が接続されている。この昇圧回路１は、直流電源Ｅの両端に接続された昇圧リアクトルＬ１と絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなるスイッチＱｏとの直列回路と、昇圧リアクトルＬ１とスイッチＱｏとの接続点にアノードが接続されたダイオードＤｃとから構成され、直流電源Ｅの電圧を昇圧する。スイッチＱｏのコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤｏとコンデンサＣｏとが並列に接続される。   FIG. 4 is a circuit diagram showing a resonance type inverter device including a conventional snubber circuit. In FIG. 4, a booster circuit 1 is connected to both ends of the DC power source E. This booster circuit 1 has a series circuit of a boost reactor L1 connected to both ends of a DC power source E and a switch Qo composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT), and an anode at a connection point between the boost reactor L1 and the switch Qo. It is composed of a connected diode Dc and boosts the voltage of the DC power supply E. A diode Do and a capacitor Co are connected in parallel between the collector and emitter of the switch Qo.

昇圧回路１の出力両端には、正側入力ラインＰ及び負側入力ラインＮを介して補助回路２ａが接続されている。補助回路２ａは、次のように構成される。正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間には、ＩＧＢＴからなる補助スイッチＱ１と補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとの直列回路が接続されている。補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとの接続点と正側入力ラインＰとの間には、共振リアクトルＬｒとＩＧＢＴからなる補助スイッチＱ２との直列回路が接続されている。   An auxiliary circuit 2a is connected to both ends of the output of the booster circuit 1 via a positive input line P and a negative input line N. The auxiliary circuit 2a is configured as follows. Between the positive side input line P and the negative side input line N, a series circuit of an auxiliary switch Q1, which is an IGBT, an auxiliary capacitor Ca, and an auxiliary capacitor Cb is connected. Between the connection point of the auxiliary capacitor Ca and the auxiliary capacitor Cb and the positive input line P, a series circuit of a resonance reactor Lr and an auxiliary switch Q2 made of IGBT is connected.

補助スイッチＱ１のコレクタ−エミッタ間には並列にダイオードＤａが接続されるとともに、スナバダイオードＤ５とスナバコンデンサＣ５とスナバコンデンサＣ６との直列回路が接続されている。スナバダイオードＤ５とスナバコンデンサＣ５との接続点と補助コンデンサＣｂの一端とには抵抗Ｒ１が接続されている。スナバコンデンサＣ５とスナバコンデンサＣ６との接続点と補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとの接続点とには抵抗Ｒ２が接続されている。スナバダイオードＤ５，スナバコンデンサＣ５，Ｃ６，抵抗Ｒ１，Ｒ２は補助スイッチＱ１のスナバ回路を構成する。   A diode Da is connected in parallel between the collector and emitter of the auxiliary switch Q1, and a series circuit of a snubber diode D5, a snubber capacitor C5, and a snubber capacitor C6 is connected. A resistor R1 is connected to a connection point between the snubber diode D5 and the snubber capacitor C5 and one end of the auxiliary capacitor Cb. A resistor R2 is connected to a connection point between the snubber capacitor C5 and the snubber capacitor C6 and a connection point between the auxiliary capacitor Ca and the auxiliary capacitor Cb. Snubber diode D5, snubber capacitors C5 and C6, and resistors R1 and R2 constitute a snubber circuit of auxiliary switch Q1.

補助スイッチＱ２のコレクタ−エミッタ間には並列にダイオードＤｂが接続されるとともに、スナバコンデンサＣ７とスナバコンデンサＣ８との直列回路が接続されている。スナバコンデンサＣ７には並列にスナバダイオードＤ６が接続されている。スナバコンデンサＣ７とスナバコンデンサＣ８との接続点と補助スイッチＱ１のコレクタとには抵抗Ｒ３が接続されている。スナバダイオードＤ６，スナバコンデンサＣ７，Ｃ８，抵抗Ｒ３は補助スイッチＱ２のスナバ回路を構成する。   A diode Db is connected in parallel between the collector and the emitter of the auxiliary switch Q2, and a series circuit of a snubber capacitor C7 and a snubber capacitor C8 is connected. A snubber diode D6 is connected in parallel to the snubber capacitor C7. A resistor R3 is connected to the connection point between the snubber capacitor C7 and the snubber capacitor C8 and the collector of the auxiliary switch Q1. Snubber diode D6, snubber capacitors C7, C8, and resistor R3 constitute a snubber circuit of auxiliary switch Q2.

正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間には、インバータ回路３が接続されている。インバータ回路３において、正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間には、主スイッチＳ１と主スイッチＳ２との直列回路（ハーフブリッジ回路）が接続されるとともに、主スイッチＳ３と主スイッチＳ４との直列回路（ハーフブリッジ回路）が接続されている。ＩＧＢＴからなる主スイッチＳ１〜Ｓ４のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ１〜Ｄ４、及び共振コンデンサＣ１〜Ｃ４が接続されている。   An inverter circuit 3 is connected between the positive input line P and the negative input line N. In the inverter circuit 3, a series circuit (half-bridge circuit) of the main switch S1 and the main switch S2 is connected between the positive input line P and the negative input line N, and the main switch S3 and the main switch A series circuit (half-bridge circuit) with S4 is connected. Diodes D1 to D4 and resonant capacitors C1 to C4 are connected between collectors and emitters of main switches S1 to S4 made of IGBT.

主スイッチＳ１と主スイッチＳ２との接続点はリアクトルＬｗを介して交流出力端子Ｗ１に接続され、主スイッチＳ３と主スイッチＳ４との接続点はリアクトルＬｕを介して交流出力端子Ｕ１に接続され、補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとの接続点は、交流出力端子Ｖ１に接続されている。ここで、フィルタ回路４は、リアクトルＬｕ，Ｌｗ及びコンデンサＣ１１，Ｃ１２から構成され、高周波成分を除去して正弦波成分を出力するフィルタである。制御回路１００は、スイッチＱｏと補助スイッチＱ１，Ｑ２と主スイッチＳ１〜Ｓ４のそれぞれをオンオフ制御して、主スイッチＳ１〜Ｓ４をゼロ電圧スイッチングさせるとともに、交流出力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に正弦波状の３相交流電圧を出力する。   The connection point between the main switch S1 and the main switch S2 is connected to the AC output terminal W1 via the reactor Lw, and the connection point between the main switch S3 and the main switch S4 is connected to the AC output terminal U1 via the reactor Lu. A connection point between the auxiliary capacitor Ca and the auxiliary capacitor Cb is connected to the AC output terminal V1. Here, the filter circuit 4 is composed of reactors Lu and Lw and capacitors C11 and C12, and is a filter that removes high frequency components and outputs a sine wave component. The control circuit 100 performs on / off control of the switches Qo, auxiliary switches Q1 and Q2, and main switches S1 to S4 to switch the main switches S1 to S4 to zero voltage, and the AC output terminals U1, V1, and W1 are sinusoidal. The three-phase AC voltage is output.

次に、動作を説明する。まず、図４に示す構成に対してスナバ回路がない場合の動作を図５に示す波形図を参照しながら説明する。   Next, the operation will be described. First, the operation when no snubber circuit is provided in the configuration shown in FIG. 4 will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.

図５において、Ｇ（Ｑ１）は補助スイッチＱ１のゲート信号、Ｇ（Ｑ２）は補助スイッチＱ２のゲート信号、Ｇ（Ｓ３）は主スイッチＳ３のゲート信号、Ｇ（Ｓ４）は主スイッチＳ４のゲート信号、Ｉ（Ｌｒ）は共振リアクトルＬｒに流れる電流、Ｖ（Ｓ３）は主スイッチＳ３のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｉ（Ｓ３）は主スイッチＳ３に流れるコレクタ電流、Ｖ（Ｓ４）は主スイッチＳ４のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｖ（Ｑ２）は補助スイッチＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧である。   In FIG. 5, G (Q1) is the gate signal of the auxiliary switch Q1, G (Q2) is the gate signal of the auxiliary switch Q2, G (S3) is the gate signal of the main switch S3, and G (S4) is the gate of the main switch S4. The signal, I (Lr) is the current flowing through the resonant reactor Lr, V (S3) is the collector-emitter voltage of the main switch S3, I (S3) is the collector current flowing through the main switch S3, and V (S4) is the main switch S4. The collector-emitter voltage V (Q2) is the collector-emitter voltage of the auxiliary switch Q2.

期間ｔ２において、補助スイッチＱ１がオフ状態で、補助スイッチＱ２がオンすると、共振コンデンサＣ３の電荷が放電し、Ｃ３→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｂ→Ｄ４→Ｃ３の経路で共振リアクトルＬｒに電流Ｉ（Ｌｒ）が流れる。このとき、電流Ｉ（Ｌｒ）は、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣ３との共振により正弦波状の電流となる。   In the period t2, when the auxiliary switch Q1 is turned off and the auxiliary switch Q2 is turned on, the charge of the resonant capacitor C3 is discharged, and the current I (Lr) is supplied to the resonant reactor Lr through the path C3 → Lr → Q2 → Cb → D4 → C3. ) Flows. At this time, the current I (Lr) becomes a sinusoidal current due to resonance between the resonance reactor Lr and the resonance capacitor C3.

期間ｔ３において、共振コンデンサＣ３の電荷の放電が完了し、共振コンデンサＣ３の電圧Ｖ（Ｓ３）がゼロ電圧となり、電流Ｉ（Ｌｒ）がゼロとなったときに、主スイッチＳ３をオンさせる。これにより、主スイッチＳ３のゼロ電圧スイッチングを実現できる。   In the period t3, when the discharge of the charge of the resonance capacitor C3 is completed, the voltage V (S3) of the resonance capacitor C3 becomes zero voltage, and the current I (Lr) becomes zero, the main switch S3 is turned on. Thereby, the zero voltage switching of the main switch S3 can be realized.

また、Ｃｂ→Ｄｂ→Ｌｒ→Ｓ３→Ｃ４→Ｃｂの経路で負の電流Ｉ（Ｌｒ）が流れ始める。電流Ｉ（Ｌｒ）と電流Ｉ（Ｓ３）とは、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣ４との共振により正弦波状の電流となる。   Further, a negative current I (Lr) starts to flow through a path of Cb → Db → Lr → S3 → C4 → Cb. The current I (Lr) and the current I (S3) become sinusoidal currents due to resonance between the resonance reactor Lr and the resonance capacitor C4.

期間ｔ４において、共振電流により共振コンデンサＣ４が充電されて、Ｖ（Ｓ４）の電圧が上昇していく。期間ｔ４において、補助スイッチＱ２をオフするが、ダイオードＤｂを介して共振電流は流れる。   In the period t4, the resonance capacitor C4 is charged by the resonance current, and the voltage of V (S4) increases. In the period t4, the auxiliary switch Q2 is turned off, but a resonance current flows through the diode Db.

そして、共振が終了した後、期間ｔ５において、共振リアクトルＬｒの電流Ｉ（Ｌｒ）が上昇してゼロになると、期間ｔ６の開始時に補助スイッチＱ２のダイオードＤｂが逆回復する。この逆回復のエネルギーが共振リアクトルＬｒに蓄積されるが、エネルギー放出経路がないため、補助スイッチＱ２にサージ電圧が発生する。その後、補助スイッチＱ２の寄生容量と共振リアクトルＬｒとの共振により、共振リアクトルＬｒの電流Ｉ（Ｌｒ）及び補助スイッチＱ２の電圧Ｖ（Ｑ２）に高周波振動が発生する。補助スイッチＱ２のオフへの切り替えが期間ｔ６以降にずれる場合、共振リアクトルＬｒにエネルギーが蓄積されるため、上述の現象と同様な現象が発生する。   Then, after the resonance is finished, when the current I (Lr) of the resonance reactor Lr rises to zero in the period t5, the diode Db of the auxiliary switch Q2 is reversely recovered at the start of the period t6. This reverse recovery energy is stored in the resonant reactor Lr. However, since there is no energy discharge path, a surge voltage is generated in the auxiliary switch Q2. Thereafter, resonance between the parasitic capacitance of the auxiliary switch Q2 and the resonant reactor Lr causes high-frequency vibrations in the current I (Lr) of the resonant reactor Lr and the voltage V (Q2) of the auxiliary switch Q2. When the auxiliary switch Q2 is switched off after the period t6, energy is accumulated in the resonance reactor Lr, and thus a phenomenon similar to the above phenomenon occurs.

次に、図６に示す補助回路及び図７に示す動作波形図を参照しながら、スナバ回路を設けた図４に示す従来の共振型インバータ装置の動作を説明する。   Next, the operation of the conventional resonant inverter device shown in FIG. 4 provided with the snubber circuit will be described with reference to the auxiliary circuit shown in FIG. 6 and the operation waveform diagram shown in FIG.

スナバ回路がある場合には、共振リアクトルＬｒに蓄積されたエネルギーは、スナバダイオードＤ５，Ｄ６、スナバコンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８を介して流れる。スナバコンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ７，Ｃ８の電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介して補助コンデンサＣａ，Ｃｂにクランプされる。このため、図７の期間ｔ６において、共振リアクトルＬｒの電流Ｉ（Ｌｒ）及び補助スイッチＱ２の電圧Ｖ（Ｑ２）に高周波振動が発生することを抑制することができる。   When there is a snubber circuit, the energy stored in the resonant reactor Lr flows through the snubber diodes D5 and D6 and the snubber capacitors C5, C6, C7, and C8. The voltages of the snubber capacitors C5, C6, C7, and C8 are clamped to the auxiliary capacitors Ca and Cb via the resistors R1, R2, and R3. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of high-frequency vibration in the current I (Lr) of the resonance reactor Lr and the voltage V (Q2) of the auxiliary switch Q2 in the period t6 in FIG.

特開２００４−２６０８８２号公報JP 2004260882 A

しかしながら、図４に示す共振型インバータ装置は、スナバ回路を設けているため、ダイオード、コンデンサ、抵抗から構成される部品が増加している。このため、コストが増加するとともに装置が大型化し、さらにはスナバ回路で損失を生じる問題があった。   However, since the resonant inverter device shown in FIG. 4 is provided with a snubber circuit, the number of components including diodes, capacitors, and resistors is increasing. For this reason, there is a problem that the cost is increased and the apparatus is increased in size, and further, a loss occurs in the snubber circuit.

本発明は、損失とコストとを低減し且つ小型化できる共振型インバータ装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide a resonant inverter device that can reduce loss and cost and can be miniaturized.

上記課題を解決するために、本発明は、正側入力ラインと負側入力ラインとの間から供給される直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して出力する共振型インバータ装置であって、前記正側入力ラインと前記負側入力ラインとの間に接続され、第１補助スイッチと第１補助コンデンサと第２補助コンデンサとからなる第１直列回路と、前記正側入力ラインと前記負側入力ラインとの間に接続され、第２補助スイッチと第１ダイオードとからなる第２直列回路と、前記第１補助コンデンサと前記第２補助コンデンサとの接続点と前記第２補助スイッチと前記第１ダイオードとの接続点との間に接続された共振リアクトルと、前記正側入力ラインと前記負側入力ラインとの間に接続され、共振コンデンサが並列接続された主スイッチを２個直列接続してなるハーフブリッジ回路を複数個並列接続してなるインバータ回路とを備えることを特徴とする。   In order to solve the above problems, the present invention is a resonant inverter device that converts a DC voltage of a DC power source supplied from between a positive input line and a negative input line into an AC voltage and outputs the AC voltage, A first series circuit including a first auxiliary switch, a first auxiliary capacitor, and a second auxiliary capacitor, connected between the positive input line and the negative input line, and the positive input line and the negative side. A second series circuit including a second auxiliary switch and a first diode; a connection point between the first auxiliary capacitor and the second auxiliary capacitor; the second auxiliary switch; Two main switches connected in series with a resonance reactor connected between a connection point with one diode and a resonance capacitor connected in parallel, connected between the positive input line and the negative input line. Characterized in that it comprises an inverter circuit formed by a plurality connected in parallel half-bridge circuit and comprising.

本発明によれば、第１補助スイッチがターンオンした後の第２補助スイッチの電圧は、第１ダイオードに順方向電流が流れることにより、第１補助コンデンサと第２補助コンデンサとの電圧にクランプされる。これにより、第２補助スイッチのターンオフ後の高周波振動を抑制できる。従って、従来のスナバ回路が削減でき、損失及びコストを削減でき且つ小型化できる共振型インバータ装置を提供することができる。   According to the present invention, the voltage of the second auxiliary switch after the first auxiliary switch is turned on is clamped to the voltage of the first auxiliary capacitor and the second auxiliary capacitor by the forward current flowing through the first diode. The Thereby, the high frequency vibration after the second auxiliary switch is turned off can be suppressed. Therefore, the conventional snubber circuit can be reduced, a loss and cost can be reduced, and a resonant inverter device that can be miniaturized can be provided.

本発明の実施例１の共振型インバータ装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the resonance type inverter apparatus of Example 1 of this invention. 実施例１の共振型インバータ装置に設けられた補助回路を示す図である。It is a figure which shows the auxiliary circuit provided in the resonance type inverter apparatus of Example 1. FIG. 実施例１の共振型インバータ装置の各部の動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of each part of the resonance type inverter apparatus of Example 1. FIG. 従来のスナバ回路を含んだ共振型インバータ装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the resonance type inverter apparatus containing the conventional snubber circuit. 従来のスナバ回路を含まない共振型インバータ装置の動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the resonance type inverter apparatus which does not contain the conventional snubber circuit. 図４に示す従来の共振型インバータ装置に設けられた補助回路を示す図である。It is a figure which shows the auxiliary circuit provided in the conventional resonance type inverter apparatus shown in FIG. 図４に示す従来の共振型インバータ装置の各部の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of each part of the conventional resonant inverter device shown in FIG. 4.

以下、本発明の共振型インバータ装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。   DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of a resonant inverter device of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は本発明の実施例１の共振型インバータ装置を示す回路図である。図１に示す共振型インバータ装置は、図４に示す共振型インバータ装置に対して補助回路２のみが異なり、その他の構成は、図４に示す構成と同一であるので、ここでは、補助回路２の構成を主に説明する。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a resonant inverter device according to a first embodiment of the present invention. The resonance type inverter device shown in FIG. 1 differs from the resonance type inverter device shown in FIG. 4 only in the auxiliary circuit 2, and the other configuration is the same as the configuration shown in FIG. The configuration will be mainly described.

昇圧回路１とインバータ回路３（インバータ回路）とを接続する正側入力ラインＰ及び負側入力ラインＮ間に補助回路２が接続されている。補助回路２は、補助スイッチＱ１（第１補助スイッチ）、補助スイッチＱ２（第２補助スイッチ）、共振リアクトルＬｒ、補助コンデンサＣａ（第１補助コンデンサ）、補助コンデンサＣｂ（第２補助コンデンサ）、ダイオードＤｓ（第１ダイオード）から構成されている。   An auxiliary circuit 2 is connected between a positive input line P and a negative input line N that connect the booster circuit 1 and the inverter circuit 3 (inverter circuit). The auxiliary circuit 2 includes an auxiliary switch Q1 (first auxiliary switch), an auxiliary switch Q2 (second auxiliary switch), a resonant reactor Lr, an auxiliary capacitor Ca (first auxiliary capacitor), an auxiliary capacitor Cb (second auxiliary capacitor), and a diode. It is composed of Ds (first diode).

正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間には、ＩＧＢＴからなる補助スイッチＱ１と補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとからなる第１直列回路が接続されている。補助スイッチＱ１は正側入力ラインＰと補助コンデンサＣａとを切り離すためのスイッチである。補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとは、電解コンデンサからなり、大容量である。   Connected between the positive side input line P and the negative side input line N is a first series circuit comprising an auxiliary switch Q1 made of IGBT, an auxiliary capacitor Ca, and an auxiliary capacitor Cb. The auxiliary switch Q1 is a switch for disconnecting the positive input line P and the auxiliary capacitor Ca. The auxiliary capacitor Ca and the auxiliary capacitor Cb are made of electrolytic capacitors and have a large capacity.

また、正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間には、ＩＧＢＴからなり且つ共振用スイッチとしての補助スイッチＱ２とダイオードＤｓとからなる第２直列回路が接続されている。補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとの接続点と補助スイッチＱ２とダイオードＤｓとの接続点との間には共振リアクトルＬｒが接続されている。補助スイッチＱ１のコレクタ−エミッタ間には並列にダイオードＤａが接続され、補助スイッチＱ２のコレクタ−エミッタ間には並列にダイオードＤｂが接続されている。   Further, between the positive input line P and the negative input line N, a second series circuit composed of an IGBT and composed of an auxiliary switch Q2 as a resonance switch and a diode Ds is connected. A resonant reactor Lr is connected between a connection point between the auxiliary capacitor Ca and the auxiliary capacitor Cb and a connection point between the auxiliary switch Q2 and the diode Ds. A diode Da is connected in parallel between the collector and emitter of the auxiliary switch Q1, and a diode Db is connected in parallel between the collector and emitter of the auxiliary switch Q2.

インバータ回路３は、正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間から供給される昇圧回路１により昇圧された直流電圧を交流電圧に変換してフィルタ回路４に出力する。正側入力ラインＰと負側入力ラインＮとの間には、主スイッチＳ１（第１主スイッチ）と主スイッチＳ２（第２主スイッチ）とからなる第３直列回路と、主スイッチＳ３（第３主スイッチ）と主スイッチＳ４（第４主スイッチ）とからなる第４直列回路とが接続されている。   The inverter circuit 3 converts the DC voltage boosted by the booster circuit 1 supplied from between the positive input line P and the negative input line N into an AC voltage and outputs the AC voltage to the filter circuit 4. Between the positive side input line P and the negative side input line N, a third series circuit composed of a main switch S1 (first main switch) and a main switch S2 (second main switch), and a main switch S3 (first switch). 3 main switches) and a fourth series circuit comprising a main switch S4 (fourth main switch) are connected.

主スイッチＳ１〜Ｓ４のコレクタ−エミッタ間にはそれぞれ並列に共振コンデンサＣ１〜Ｃ４及びダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。共振コンデンサＣ１〜Ｃ４は、主スイッチＳ１〜Ｓ４の寄生容量でも良く、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、主スイッチＳ１〜Ｓ４の寄生ダイオードでも良い。   Resonant capacitors C1 to C4 and diodes D1 to D4 are connected in parallel between the collectors and emitters of the main switches S1 to S4, respectively. The resonant capacitors C1 to C4 may be parasitic capacitances of the main switches S1 to S4, and the diodes D1 to D4 may be parasitic diodes of the main switches S1 to S4.

制御回路１０は、共振コンデンサＣ１〜Ｃ４の電圧を、主スイッチＳ１〜Ｓ４のターンオン時にゼロ電圧になるように補助スイッチＱ１，Ｑ２をオンオフ制御して、主スイッチＳ１〜Ｓ４をゼロ電圧スイッチングさせる。   The control circuit 10 performs on / off control of the auxiliary switches Q1 and Q2 so that the voltage of the resonance capacitors C1 to C4 becomes zero voltage when the main switches S1 to S4 are turned on, thereby switching the main switches S1 to S4 to zero voltage.

次にこのように構成された実施例１の共振型インバータ装置の動作を図２に示す補助回路、及び図３に示す動作波形図を参照しながら説明する。なお、図２に示すインバータ回路は、１アーム（主スイッチＳ３，Ｓ４の直列接続）のハーフブリッジ回路であり、各出力電流を電流源Ｉｏで示している。また、図３における動作波形の各部の名称は、図５に示す動作波形の各部の名称と同一であるので、ここでは、それらの説明は省略する。   Next, the operation of the resonance type inverter device of the first embodiment configured as described above will be described with reference to the auxiliary circuit shown in FIG. 2 and the operation waveform diagram shown in FIG. The inverter circuit shown in FIG. 2 is a half-bridge circuit with one arm (series connection of main switches S3 and S4), and each output current is indicated by a current source Io. Also, the names of the respective parts of the operation waveform in FIG. 3 are the same as the names of the respective parts of the operation waveform shown in FIG.

まず、期間ｔ２において、補助スイッチＱ１がオフ状態で、補助スイッチＱ２がオンすると、共振コンデンサＣ３の電荷が放電し、Ｃ３→Ｑ２→Ｌｒ→Ｃｂ→Ｄ４→Ｃ３の経路で共振リアクトルＬｒに電流Ｉ（Ｌｒ）が流れる。このとき、電流Ｉ（Ｌｒ）は、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣ３との共振により正弦波状の電流となる。   First, in the period t2, when the auxiliary switch Q1 is turned off and the auxiliary switch Q2 is turned on, the charge of the resonant capacitor C3 is discharged, and the current I is supplied to the resonant reactor Lr through the path C3 → Q2 → Lr → Cb → D4 → C3. (Lr) flows. At this time, the current I (Lr) becomes a sinusoidal current due to resonance between the resonance reactor Lr and the resonance capacitor C3.

期間ｔ３において、共振コンデンサＣ３の電荷の放電が完了し、共振コンデンサＣ３の電圧Ｖ（Ｓ３）がゼロ電圧となり、電流Ｉ（Ｌｒ）がゼロとなったときに、主スイッチＳ３をオンさせる。これにより、主スイッチＳ３のゼロ電圧スイッチングを実現できる。   In the period t3, when the discharge of the charge of the resonance capacitor C3 is completed, the voltage V (S3) of the resonance capacitor C3 becomes zero voltage, and the current I (Lr) becomes zero, the main switch S3 is turned on. Thereby, the zero voltage switching of the main switch S3 can be realized.

また、Ｃｂ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｓ３→Ｃ４→Ｃｂの経路で負の電流Ｉ（Ｌｒ）が流れ始める。電流Ｉ（Ｌｒ）と電流Ｉ（Ｓ３）とは、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣ４との共振により正弦波状の電流となる。   Further, the negative current I (Lr) starts to flow through the path of Cb → Lr → Q2 → S3 → C4 → Cb. The current I (Lr) and the current I (S3) become sinusoidal currents due to resonance between the resonance reactor Lr and the resonance capacitor C4.

期間ｔ４において、共振電流により共振コンデンサＣ４が充電されて、Ｖ（Ｓ４）の電圧が上昇していく。期間ｔ４において、補助スイッチＱ２をオフするが、ダイオードＤｂを介して共振電流は流れる。   In the period t4, the resonance capacitor C4 is charged by the resonance current, and the voltage of V (S4) increases. In the period t4, the auxiliary switch Q2 is turned off, but a resonance current flows through the diode Db.

そして、期間ｔ４の最後で共振が終了した時、即ち、期間ｔ５の開始時に補助スイッチＱ１がターンオンされる。共振リアクトルＬｒの電流Ｉ（Ｌｒ）が上昇してゼロになると、期間ｔ６の開始時に補助スイッチＱ２のダイオードＤｂが逆回復する。逆回復により共振リアクトルＬｒに蓄積されたエネルギーは、Ｌｒ→Ｃｂ→Ｄｓ→Ｌｒの経路で、補助コンデンサＣｂに回生される。この期間、補助スイッチＱ２の電圧Ｖ（Ｑ２）は、補助コンデンサＣａ，Ｃｂの合成された電圧にクランプされる。即ち、昇圧回路１の出力電圧にクランプされる。   When the resonance ends at the end of the period t4, that is, at the start of the period t5, the auxiliary switch Q1 is turned on. When the current I (Lr) of the resonant reactor Lr increases to zero, the diode Db of the auxiliary switch Q2 reversely recovers at the start of the period t6. The energy accumulated in the resonant reactor Lr by reverse recovery is regenerated to the auxiliary capacitor Cb through a path of Lr → Cb → Ds → Lr. During this period, the voltage V (Q2) of the auxiliary switch Q2 is clamped to the combined voltage of the auxiliary capacitors Ca and Cb. That is, the output voltage of the booster circuit 1 is clamped.

共振リアクトルＬｒに蓄積されたエネルギーが補助コンデンサＣｂに回生されることにより、期間ｔ６において、共振リアクトルＬｒの電流Ｉ（Ｌｒ）と補助スイッチＱ２の電圧Ｖ（Ｑ２）との高周波振動を抑制することができる。補助スイッチＱ２のターンオフへの切り替えが期間ｔ６以降にずれ、共振リアクトルＬｒにエネルギーが蓄積される場合でも、上述した動作と同様な動作となる。   The energy accumulated in the resonant reactor Lr is regenerated in the auxiliary capacitor Cb, thereby suppressing high-frequency vibration between the current I (Lr) of the resonant reactor Lr and the voltage V (Q2) of the auxiliary switch Q2 in the period t6. Can do. Even when the switching of the auxiliary switch Q2 to the turn-off shifts after the period t6 and energy is accumulated in the resonance reactor Lr, the operation is the same as that described above.

このように実施例１の共振型インバータ装置によれば、補助スイッチＱ１がターンオンした後の補助スイッチＱ２の電圧は、ダイオードＤｓに順方向電流が共振リアクトルＬｒ→補助コンデンサＣｂ→ダイオードＤｓ→共振リアクトルＬｒの経路で流れることにより、補助コンデンサＣａと補助コンデンサＣｂとの電圧にクランプされる。これにより、補助スイッチＱ２のターンオフ後の高周波振動を抑制できる。従って、従来のスナバ回路が削減できる。   As described above, according to the resonance type inverter device of the first embodiment, the voltage of the auxiliary switch Q2 after the auxiliary switch Q1 is turned on is the forward current flowing through the diode Ds from the resonance reactor Lr → auxiliary capacitor Cb → diode Ds → resonance reactor. By flowing along the path Lr, the voltage is clamped to the voltage of the auxiliary capacitor Ca and the auxiliary capacitor Cb. Thereby, the high frequency vibration after the auxiliary switch Q2 is turned off can be suppressed. Therefore, the conventional snubber circuit can be reduced.

また、従来のスナバ回路では、補助スイッチＱ１，Ｑ２のそれぞれについて、ダイオード、コンデンサ、抵抗を設けなければならなかったが、実施例１では、ダイオードＤｓのみを追加するのみであるので、損失及びコストを大幅に低減でき、しかも装置を小型化することができる。   In the conventional snubber circuit, diodes, capacitors, and resistors have to be provided for each of the auxiliary switches Q1 and Q2. However, since only the diode Ds is added in the first embodiment, loss and cost are reduced. Can be greatly reduced, and the apparatus can be downsized.

なお、本発明は、実施例１の共振型インバータ装置に限定されるものではない。実施例１の共振型インバータ装置では、インバータ回路をＶ結線構成として説明したが、単相ブリッジ構成や３相ブリッジ構成としても同様に適用することができる。   The present invention is not limited to the resonance type inverter device of the first embodiment. In the resonance type inverter device of the first embodiment, the inverter circuit has been described as a V-connection configuration, but it can be similarly applied to a single-phase bridge configuration or a three-phase bridge configuration.

本発明は、直流−交流電力変換装置や系統連系インバータ装置に適用可能である。   The present invention is applicable to a DC-AC power converter and a grid interconnection inverter.

Ｅ 直流電源
Ｌ１ 昇圧リアクトル
Ｑｏ スイッチ
Ｑ１，Ｑ２ 補助スイッチ
Ｓ１〜Ｓ４ 主スイッチ
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｓ，Ｄｏ〜Ｄ４ ダイオード
Ｃａ，Ｃｂ 補助コンデンサ
Ｃｏ〜Ｃ４ 共振コンデンサ
Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ
Ｌｕ，Ｌｗ リアクトル
１ 昇圧回路
２，２ａ 補助回路
３ インバータ回路
４ フィルタ回路
１０，１００ 制御回路 E DC power supply L1 Boost reactor Qo Switch Q1, Q2 Auxiliary switches S1-S4 Main switch
Lr Resonant reactors Da, Db, Dc, Ds, Do to D4 Diode Ca, Cb Auxiliary capacitor Co to C4 Resonant capacitor C11, C12 Capacitor Lu, Lw Reactor 1 Booster circuit 2, 2a Auxiliary circuit 3 Inverter circuit 4 Filter circuit 10, 100 Control circuit

Claims (3)

正側入力ラインと負側入力ラインとの間から供給される直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して出力する共振型インバータ装置であって、
前記正側入力ラインと前記負側入力ラインとの間に接続され、第１補助スイッチと第１補助コンデンサと第２補助コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記正側入力ラインと前記負側入力ラインとの間に接続され、第２補助スイッチと第１ダイオードとからなる第２直列回路と、
前記第１補助コンデンサと前記第２補助コンデンサとの接続点と前記第２補助スイッチと前記第１ダイオードとの接続点との間に接続された共振リアクトルと、
前記正側入力ラインと前記負側入力ラインとの間に接続され、共振コンデンサが並列接続された主スイッチを２個直列接続してなるハーフブリッジ回路を複数個並列接続してなるインバータ回路と、
を備えることを特徴とする共振型インバータ装置。 A resonance type inverter device that converts a DC voltage of a DC power source supplied from between a positive side input line and a negative side input line into an AC voltage and outputs the AC voltage,
A first series circuit connected between the positive input line and the negative input line and comprising a first auxiliary switch, a first auxiliary capacitor, and a second auxiliary capacitor;
A second series circuit connected between the positive side input line and the negative side input line and comprising a second auxiliary switch and a first diode;
A resonant reactor connected between a connection point between the first auxiliary capacitor and the second auxiliary capacitor and a connection point between the second auxiliary switch and the first diode;
An inverter circuit formed by connecting in parallel a plurality of half bridge circuits connected in series between two main switches connected between the positive input line and the negative input line and connected in parallel with a resonant capacitor;
A resonance type inverter device comprising: 前記第１補助スイッチがターンオンした後の前記第２補助スイッチの電圧は、前記第１ダイオードに順方向電流が流れることにより、前記第１補助コンデンサと前記第２補助コンデンサとの電圧にクランプされることを特徴とする請求項１記載の共振型インバータ装置。   The voltage of the second auxiliary switch after the first auxiliary switch is turned on is clamped to the voltage of the first auxiliary capacitor and the second auxiliary capacitor when a forward current flows through the first diode. The resonance type inverter device according to claim 1. 前記ハーフブリッジ回路を２個並列接続してなる前記インバータ回路は、３相交流のＵ相とＷ相とを出力し、前記第１補助コンデンサと前記第２補助コンデンサとの接続点は、３相交流のＶ相を出力することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の共振型インバータ装置。   The inverter circuit formed by connecting two half-bridge circuits in parallel outputs a U-phase and a W-phase of a three-phase alternating current, and a connection point between the first auxiliary capacitor and the second auxiliary capacitor is a three-phase. 3. The resonant inverter device according to claim 1, wherein an alternating V phase is output.
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