JP5530494B2 - Single phase motor drive - Google Patents
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Description
本発明は、駆動装置に関し、特に、単相モータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a drive device, and more particularly to a single-phase motor drive device.
モータ(Electric motor)は電動機或いは電動モータとも呼ばれ、幅広く各種電気器具に応用され、その他の装置を駆動するために用いられる電気機器である。モータは、電気エネルギーを機械エネルギーに変換して機械を駆動して回転運動、振動或いは直線運動を行わせることができる。直線運動を行うモータはリニアモータ(LINEAR MOTOR)と呼ばれ、半導体産業、自動化産業、工作機械、産業機器及び計器工業等に適用される。
回転運動を行うモータの応用は各業種、オフィス、家庭等に普及している。モータの種類は非常に多く、交流モータ及び直流モータに大まか区分され、それぞれ異なる場面で使用されている。直流モータは直流電源を電源とし、コイルに電流を流すことでコイル脇にある永久磁石が電磁誘導でトルクを発生して回転させる。交流モータの回転数は周波数に比例するため、周波数が高いほど回転数は高くなる。交流モータと直流モータもモータ制御技術において不可欠な役割であり、且つ将来も各工業の発展を牽引していく。
A motor (electric motor) is also called an electric motor or an electric motor, and is an electric device that is widely applied to various electric appliances and used to drive other devices. The motor can convert electrical energy into mechanical energy and drive the machine to perform rotational motion, vibration, or linear motion. A motor that performs linear motion is called a linear motor (LINEAR MOTOR), and is applied to the semiconductor industry, automation industry, machine tool, industrial equipment, instrument industry, and the like.
Applications of motors that perform rotational movement are widespread in various industries, offices, homes, and the like. There are many types of motors, roughly divided into AC motors and DC motors, which are used in different situations. A direct current motor uses a direct current power supply as a power source, and a permanent magnet beside the coil generates a torque by electromagnetic induction and rotates by passing a current through the coil. Since the rotational speed of the AC motor is proportional to the frequency, the higher the frequency, the higher the rotational speed. AC motors and DC motors are also indispensable roles in motor control technology, and will continue to drive the development of each industry in the future.
単相交流モータに用いられる一般的な単相モータ駆動回路について、図1A乃至図1Dを参照しながら説明する。図1Aにおいて第1のスイッチング回路10と第2のスイッチング回路12と第3のスイッチング回路14と第4のスイッチング回路16と単相モータ100とが単相モータ駆動回路を構成する。
次に、図1Bを参照しながら説明する。ATピンは高電位、BTが低電位になった時、図1Cに示すように電流の流れる方向mp1が電源からQt3、単相モータ100を経由してQt6まで流れ、この際、単相モータ100が180度回転できる。ATピンは低電位、BTが高電位になった時、図1Dに示すように電流の流れる方向mp2は電源からQt4、単相モータを経由してQt5まで流れ、この際、単相モータ100は180度〜360度回転できる。よって単相モータ100は第1のスイッチング回路10、第2のスイッチング回路12、第3のスイッチング回路14、第4のスイッチング回路16を通じて回転する。
A general single-phase motor drive circuit used for a single-phase AC motor will be described with reference to FIGS. 1A to 1D. In FIG. 1A, the
Next, a description will be given with reference to FIG. 1B. When the AT pin is at a high potential and BT is at a low potential, the current flow direction mp1 flows from the power source to Qt3 through the single-
従来の技術にはいくつかの問題点がある。
1.制御スイッチがバイポーラジャンクショントランジスタ(Bipolar Junction Transistor、BJT)で制御されるため、バイポーラジャンクショントランジスタ(BJT)に電圧降下が発生し、全ての総電圧からバイポーラジャンクショントランジスタ(BJT)の電圧降下を差し引くと、単相モータの電圧となる。如何にして電力スイッチのトランジスタの電圧降下を減らし、モータ駆動トルクを向上させるかが、主な課題となる。
2.H−Bridge 駆動回路の上下アームMOS Gateの駆動は、駆動回路のRC効果を考慮しなければならないため、第1のスイッチング回路10、第2のスイッチング回路12或いは第3のスイッチング回路14、第4のスイッチング回路16が同時に導通されて短絡電流を発生して複数のスイッチング回路を焼損する可能性がある。
3.従来の単相モータ駆動回路は、トランジスタ6個又はトランジスタ8個必要となるため、如何にしてコストを削減するかは、現在の主な課題となっている。
There are several problems with the prior art.
1. Since the control switch is controlled by a bipolar junction transistor (BJT), a voltage drop occurs in the bipolar junction transistor (BJT), and when the voltage drop of the bipolar junction transistor (BJT) is subtracted from the total voltage, It becomes the voltage of the single phase motor. The main issue is how to reduce the voltage drop of the transistor of the power switch and improve the motor driving torque.
2. Since the driving of the upper and lower arm MOS gates of the H-Bridge drive circuit must take into account the RC effect of the drive circuit, the
3. Since the conventional single-phase motor driving circuit requires six transistors or eight transistors, how to reduce the cost is a main problem at present.
そこで、上記のような単相モータ駆動回路の問題点に鑑みて、これらの問題点を解決する事が単相モータ駆動回路の研究目的である。 Therefore, in view of the problems of the single-phase motor driving circuit as described above, it is a research object of the single-phase motor driving circuit to solve these problems.
本発明は、単相モータ駆動装置を提供し、第1の電源と単相モータの第1側に接続する第1の駆動回路と、第2の駆動信号を受信し、また第1の駆動回路と大地に接続する第2の駆動回路と、第2の電源と第1の駆動回路と単相モータの第1側に接続し、第1の駆動信号が高電位になった時、第1のバイアスを第1の駆動回路に提供して第1の駆動回路を導通する第1のブートストラップ回路と、第1の電源と単相モータの第2側に接続する第3の駆動回路と、第1の駆動信号を受信し、また第3の駆動回路と大地に接続する第4の駆動回路と、第2の電源と第3の駆動回路と単相モータの第2側に接続し、第2の駆動信号が高電位になった時、第2のバイアスを第3の駆動回路に提供して第3の駆動回路を導通する第2のブートストラップ回路とを含む。
第1の駆動信号が高電位になり、且つ第2の駆動信号が第1のパルス幅変調信号の時、第2の駆動回路が第1のパルス幅変調信号に基づいて第1の駆動回路の遮断或いは導通を制御する。第1の駆動回路が導通された時、第1の電源が供給する電流は第1の駆動回路、単相モータ、第2のブートストラップ回路、第4の駆動回路を経由して大地に流れて単相モータを回転させる。
第2の駆動信号が高電位になり、且つ第1の駆動信号が第2のパルス幅変調信号の時、第4の駆動回路が第2のパルス幅変調信号に基づいて第3の駆動回路の遮断或いは導通を制御する。第3の駆動回路が導通された時、第1の電源が供給する電流は第3の駆動回路、単相モータ、第1のブートストラップ回路、第2の駆動回路を経由して大地に流れて単相モータを回転させる。
The present invention provides a single-phase motor driving apparatus, receives a first driving circuit connected to a first power source and a first side of a single-phase motor, a second driving signal, and the first driving circuit. And the second drive circuit connected to the ground, the second power source, the first drive circuit, and the first side of the single-phase motor, and when the first drive signal becomes high potential, A first bootstrap circuit for providing a bias to the first drive circuit to conduct the first drive circuit; a third drive circuit connected to the first power supply and the second side of the single-phase motor; A first driving signal, a fourth driving circuit connected to the third driving circuit and the ground, a second power source, a third driving circuit, and a second side of the single-phase motor; A second bootstrap that provides a second bias to the third drive circuit and causes the third drive circuit to conduct when the drive signal of the first drive signal becomes a high potential. And a road.
When the first drive signal is at a high potential and the second drive signal is the first pulse width modulation signal, the second drive circuit is connected to the first drive circuit based on the first pulse width modulation signal. Controls blocking or conduction. When the first drive circuit is turned on, the current supplied by the first power supply flows to the ground via the first drive circuit, the single-phase motor, the second bootstrap circuit, and the fourth drive circuit. Rotate single phase motor.
When the second drive signal is at a high potential and the first drive signal is the second pulse width modulation signal, the fourth drive circuit is connected to the third drive circuit based on the second pulse width modulation signal. Controls blocking or conduction. When the third drive circuit is turned on, the current supplied by the first power supply flows to the ground via the third drive circuit, the single-phase motor, the first bootstrap circuit, and the second drive circuit. Rotate single phase motor.
よって、本発明の主な効果には1.モータトルクを向上することと、2.ハードウェア回路設計でH−Bridge上下アームのスイッチが同時に導通するリスクがないことを保証し、短絡効果による回路の焼損を避けることと、3.駆動回路プランのコスト等を削減することがある。 Therefore, the main effects of the present invention are as follows. 1. improving motor torque; 2. Ensure that there is no risk of H-Bridge upper and lower arm switches conducting simultaneously in the hardware circuit design, avoiding circuit burnout due to short circuit effects; The cost of the drive circuit plan may be reduced.
以下、本発明の目的、特徴及び長所を更に明確に分かりやすくするため、複数の好ましい実施例を添付図面に基づいて説明する。 Hereinafter, in order to make the objects, features, and advantages of the present invention clearer and easier to understand, a plurality of preferred embodiments will be described with reference to the accompanying drawings.
次に、本発明に係る単相モータ駆動回路の第1の実施例を示すブロック図を図2Aを参照しながら説明する。本発明の単相モータ駆動装置には、第1の電源Vcc1と単相モータ100の第1側に接続する第1の駆動回路20と、第2の駆動信号を受信し、また第1の駆動回路20と大地に接続する第2の駆動回路30と、第2の電源Vcc2と第1の駆動回路20と単相モータ100の第1側に接続し、第1の駆動信号が高電位になった時、第1のバイアスを第1の駆動回路20に提供して第1の駆動回路20を導通する第1のブートストラップ回路40と、第1の電源Vcc1と単相モータの第2側に接続する第3の駆動回路60と、第1の駆動信号を受信し、また第3の駆動回路60と大地に接続する第4の駆動回路70と、第2の電源Vcc2と第3の駆動回路60と単相モータ100の第2側に接続し、第2の駆動信号が高電位になった時、第2のバイアスを第3の駆動回路60に提供して第3の駆動回路60を導通する第2のブートストラップ回路80とを含む。
Next, a block diagram showing a first embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. 2A. The single-phase motor drive apparatus of the present invention receives the
第1の駆動信号が高電位になり、且つ第2の駆動信号が第1のパルス幅変調信号の時、第2の駆動回路30が第1のパルス幅変調信号に基づいて第1の駆動回路20の遮断或いは導通を制御する。第1の駆動回路20が導通された時、第1の電源Vcc1が供給する電流は第1の駆動回路20、単相モータ100、第2のブートストラップ回路80、第4の駆動回路70を経由して大地に流れて単相モータ100の回転を駆動する。
第2の駆動信号が高電位になり、且つ第1の駆動信号が第2のパルス幅変調信号の時、第4の駆動回路70が第2のパルス幅変調信号に基づいて第3の駆動回路60の遮断或いは導通を制御する。第3の駆動回路60が導通された時、第1の電源Vcc1が供給する電流は第3の駆動回路60、単相モータ100、第1のブートストラップ回路40、第2の駆動回路30を経由して大地に流れ、また第2の駆動回路30を通じて単相モータ100の回転を駆動する。
When the first drive signal is at a high potential and the second drive signal is the first pulse width modulation signal, the
When the second drive signal is at a high potential and the first drive signal is the second pulse width modulation signal, the
(第1の実施例)
次に、本発明に係る単相モータ100駆動回路の第1の実施例の回路図を図2Bを参照しながら説明する。本実施例において第1の電源Vcc1と第2の電源Vcc2は同じ電源Vccを採用している。第1の駆動回路20はNチャネル第1の電界効果トランジスタQ1で、第1の電界効果トランジスタQ1の第1端がドレーン電極で、第1の電界効果トランジスタQ1の第2端がゲート電極で、第1の電界効果トランジスタQ1の第3端がソース電極である。
(First embodiment)
Next, a circuit diagram of a first embodiment of the single-
第2の駆動回路30には、その第1端が第1の駆動回路20に接続され、その第3端が大地に接続される第2の電界効果トランジスタQ2と、その第1端は第2の駆動信号PWM2を受信し、その第2端が第2の電界効果トランジスタQ2の第2端に接続される第7の抵抗R7と、その第1端は第2の電界効果トランジスタQ2の第2端に接続され、その第2端が大地に接続される第6の抵抗R6とを含む。
第2の電界効果トランジスタQ2はNチャネルの電界効果トランジスタで、且つ第2の電界効果トランジスタQ2の第1端がドレーン電極で、第2の電界効果トランジスタQ2の第2端がゲート電極で、第2の電界効果トランジスタQ2の第3端がソース電極である。第2の駆動信号PWM2は、第7の抵抗R7と第6の抵抗R6で分圧したゲート電極電圧を第2の電界効果トランジスタQ2の第2端(ゲート電極)に接続して第2の電界効果トランジスタQ2を導通する。
The
The second field effect transistor Q2 is an N-channel field effect transistor, the first end of the second field effect transistor Q2 is a drain electrode, the second end of the second field effect transistor Q2 is a gate electrode, The third end of the second field effect transistor Q2 is a source electrode. The second drive signal PWM2 connects the gate electrode voltage divided by the seventh resistor R7 and the sixth resistor R6 to the second end (gate electrode) of the second field effect transistor Q2 to generate a second electric field. The effect transistor Q2 is turned on.
第1のブートストラップ回路40には、その第1端が電源Vccに接続される第1のダイオードD1と、その第1端は第1のダイオードD1の第2端に接続され、その第2端が第1の駆動回路20の第2端に接続される第1の抵抗R1と、その第1端はN型で、その第2端がP型で、且つその第1端が第1の駆動回路20の第2端に接続され、その第2端が単相モータ100の第1側に接続される第1のツェナーダイオードZD1と、その第1端は第1の抵抗R1の第1端と第1のダイオードD1の第2端に接続され、その第2端が単相モータ100の第1側に接続される第1のコンデンサC1とを含む。
The
第3の駆動回路60は、Nチャネルの第3の電界効果トランジスタQ3である。第3の電界効果トランジスタQ3の第1端は、ドレーン電極で、第3の電界効果トランジスタQ3の第2端がゲート電極で、第3の電界効果トランジスタQ3の第3端がソース電極である。
The
第4の駆動回路70には、その第1端が第3の駆動回路60に接続され、その第3端が大地に接続される第4の電界効果トランジスタQ4と、その第1端は第1の駆動信号PWM1を受信し、その第2端が第4の電界効果トランジスタQ4の第2端に接続される第8の抵抗R8と、その第1端は第4の電界効果トランジスタQ4の第2端に接続され、その第2端が大地に接続される第9の抵抗R9とを含む。第4の電界効果トランジスタQ4は、Nチャネルの電界効果トランジスタで、第4の電界効果トランジスタQ4の第1端がドレーン電極で、第4の電界効果トランジスタQ4の第2端がゲート電極で、第4の電界効果トランジスタQ4の第3端がソース電極である。第1の駆動信号PWM1は、第8の抵抗R8と第9の抵抗R9で分圧したゲート電極電圧を第2の電界効果トランジスタQ4の第2端(ゲート電極)に接続して第4の電界効果トランジスタQ4を導通する。
The
第2のブートストラップ回路80には、その第1端が電源Vccに接続される第2のダイオードD2と、その第1端は第2のダイオードD2の第2端に接続され、その第2端が第3の駆動回路60の第2端に接続される第2の抵抗R2と、その第1端はN型で、その第2端がP型で、且つその第1端が第3の駆動回路60の第2端に接続され、その第2端が単相モータ100の第2側に接続される第2のツェナーダイオードZD2と、その第1端は第2の抵抗の第1端と第2のダイオードD2の第2端に接続され、その第2端が単相モータ100の第2側に接続される第2のコンデンサC2とを含む。
The
次に、本発明に係る単相モータ100駆動回路の第1の実施例の第1の経路図を図2Cを参照しながら説明する。モータの制御にはパルス幅変調(Pulse Width Modulation、PWMと略称)制御信号を必要とするため、PWM信号波形の測定は、図2Dの本発明に係る単相モータ駆動回路の第1の実施例のパルス幅変調を示す図を参照する。
パルス幅変調PWMとは、パルス幅を調整できる一連の信号で、ここでパルス幅変調PWMについては当業者においては熟知されているので詳細な説明を省略する。第1の駆動信号PWM1は高電位になり、且つ第2の駆動信号PWM2が第1のパルス幅変調信号である時、第2の電界効果トランジスタQ2は第1のパルス幅変調信号に基づいて第1の電界効果トランジスタQ1をオフ或いはオンになるよう制御し、この場合第2の駆動信号PWM2と第1の電界効果トランジスタQ1のゲート電極の測量点TQ1の関係図は、図2Dと図2Cを参照にする。
Next, a first path diagram of the first embodiment of the single-
The pulse width modulation PWM is a series of signals whose pulse width can be adjusted. Here, the pulse width modulation PWM is well known to those skilled in the art, and a detailed description thereof will be omitted. When the first drive signal PWM1 is at a high potential and the second drive signal PWM2 is the first pulse width modulation signal, the second field effect transistor Q2 has a second potential based on the first pulse width modulation signal. The field effect transistor Q1 is controlled to be turned off or on. In this case, the relationship between the second drive signal PWM2 and the survey point TQ1 of the gate electrode of the first field effect transistor Q1 is shown in FIGS. 2D and 2C. Refer to it.
第1の駆動信号PWM1が高電位になった時、第2の駆動信号PWM2が第1のパルス幅変調信号で、且つ第1のパルス幅変調信号が低電位になった時、第2の電界効果トランジスタQ2が導通できない。第1の駆動信号PWM1が高電位になった時、第8の抵抗R8と第9の抵抗R9で分圧してゲート電極電圧を生成し、第4の電界効果トランジスタQ4のVgs>Vtになる。第4の電界効果トランジスタQ4が導通された後、第3の電界効果トランジスタQ3のゲート電極が低電位側に接続され、この場合第3の電界効果トランジスタQ3が導通できず、つまり任意の電流が第3の電界効果トランジスタQ3に流れない。
第1のブートストラップ回路40は、第1のダイオードD1と第1の抵抗R1と第1のコンデンサC1と第1のツェナーダイオードZD1からなり、電流が第1のダイオードD1に流して第1のコンデンサC1に充電し、且つ電流がまた第1の抵抗R1と第1のツェナーダイオードZD1に流れ、またモータの第1側へ流れる。この場合、第1のツェナーダイオードZD1はバイアスを生成して第1の電界効果トランジスタQ1に与え、第1の電界効果トランジスタQ1のVgs>Vtとなると、第1の電界効果トランジスタQ1が導通される。よって電流の流れる経路path1はVccの電源から第1の電界効果トランジスタQ1、単相モータ100、第2のツェナーダイオードZD2、第4の電界効果トランジスタQ4を経由して大地までに流れ、path1が電流を生成して単相モータ100に流れることができる。
When the first drive signal PWM1 becomes a high potential, the second drive signal PWM2 is a first pulse width modulation signal, and when the first pulse width modulation signal becomes a low potential, the second electric field The effect transistor Q2 cannot conduct. When the first driving signal PWM1 becomes a high potential, the gate electrode voltage is generated by dividing the voltage by the eighth resistor R8 and the ninth resistor R9, and Vgs> Vt of the fourth field effect transistor Q4. After the fourth field effect transistor Q4 is turned on, the gate electrode of the third field effect transistor Q3 is connected to the low potential side. In this case, the third field effect transistor Q3 cannot be turned on. It does not flow to the third field effect transistor Q3.
The
第1の駆動信号PWM1が高電位になった時、第2の駆動信号PWM2が第1のパルス幅変調信号で、且つ第1のパルス幅変調信号が高電位になった時、第7の抵抗R7と第6の抵抗R6で分圧してゲート電極電圧を生成し、第2の電界効果トランジスタQ2のVgs>Vtになる。第2の電界効果トランジスタQ2が導通された後、第1の電界効果トランジスタQ1のゲート電極が低電位に接続されるため、第1の電界効果トランジスタQ1が遮断される。この場合Vccの電源が第1の電界効果トランジスタQ1に流れないため、path1が電流を生成して単相モータ100に流れない。
When the first drive signal PWM1 becomes a high potential, the second drive signal PWM2 becomes the first pulse width modulation signal, and when the first pulse width modulation signal becomes the high potential, the seventh resistor The gate electrode voltage is generated by dividing by R7 and the sixth resistor R6, and Vgs> Vt of the second field effect transistor Q2. After the second field effect transistor Q2 is turned on, the gate electrode of the first field effect transistor Q1 is connected to a low potential, so that the first field effect transistor Q1 is cut off. In this case, since the power source of Vcc does not flow to the first field effect transistor Q1, the
電界効果トランジスタをスイッチとして採用し、電界効果トランジスタの電圧降下が小さいため、単相モータ100の運転電圧が高くなり、電流が高くなる。単相モータ100のトルクと電圧、電流が比例関係になり、電圧と電流が高すぎると、単相モータ100のトルクをアップさせる。例えばpath1を例とすると、電流の通過する経路は、第1の電界効果トランジスタQ1と単相モータ100と第2のツェナーダイオードZD2と第4の電界効果トランジスタQ4とを有する。現在電源Vccを24Vと仮定する場合、第1の電界効果トランジスタQ1の電圧降下が0.1V、第2のツェナーダイオードZD2の電圧降下が0.7V、第4の電界効果トランジスタQ4の電圧降下が0.1V、単相モータ100両側の電圧降下が24ボルトとなり、0.9V(0.7V+0.1V+0.1V)を差し引いた後、得られた電圧は23.1Vとなる。
図1を参照しながら説明する。従来の技術において24ボルトからランジスタ2個の経路の計1.6Vを差し引くため、得られた単相モータ100の電圧が24ボルトから1.6Vを差し引いて22.4ボルトを得た。本発明を運用して得られた単相モータ100の電圧は従来の技術より0.7V高いため、本発明を運用すると単相モータ100のトルクを増加できる。
Since the field effect transistor is employed as a switch and the voltage drop of the field effect transistor is small, the operating voltage of the single-
This will be described with reference to FIG. In order to subtract a total of 1.6V of two transistor paths from 24 volts in the prior art, the voltage of the obtained single-
次に、第2E図係為本発明に係る単相モータ駆動回路の第1の実施例の第2の経路図を図2Eを参照しながら説明する。モータの制御にはパルス幅変調(Pulse Width Modulation、PWMと略称)制御信号を必要とするため、PWM信号波形の測定は、図2Dの本発明に係る単相モータ駆動回路の第1の実施例のパルス幅変調を示す図を参照にする。
第2の駆動信号PWM2は高電位になり、且つ第1の駆動信号PWM1が第2のパルス幅変調信号である時、第4の電界効果トランジスタQ4は第2のパルス幅変調信号に基づいて第3の電界効果トランジスタQ3をオフ或いはオンになるよう制御し、この場合第1の駆動信号PWM1と第3の電界効果トランジスタQ3のゲート電極の測量点TQ3の関係図は、図2Dと図2Eを参照にする。
Next, a second path diagram of the first embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. 2E. Since the control of the motor requires a pulse width modulation (abbreviated as PWM) control signal, the PWM signal waveform is measured in the first embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention shown in FIG. 2D. Reference is made to the figure showing the pulse width modulation.
When the second drive signal PWM2 is at a high potential and the first drive signal PWM1 is the second pulse width modulation signal, the fourth field effect transistor Q4 has a second potential based on the second pulse width modulation signal. 3 is controlled so as to be turned off or on. In this case, the relationship between the first drive signal PWM1 and the survey point TQ3 of the gate electrode of the third field effect transistor Q3 is shown in FIGS. 2D and 2E. Refer to it.
第2の駆動信号PWM2が高電位になった時、第1の駆動信号PWM1が第2のパルス幅変調信号で、且つ第2のパルス幅変調信号が低電位になった時、第4の電界効果トランジスタQ4が導通できない。第2の駆動信号PWM2は高電位になった時、第6の抵抗R6と第7の抵抗R7で分圧してゲート電極電圧を生成し、第2の電界効果トランジスタQ2のVgs>Vtになる。第2の電界効果トランジスタQ2が導通された後、第1の電界効果トランジスタQ1のゲート電極が低電位側に接続され、この場合第1の電界効果トランジスタQ1が導通できず、つまり任意の電流が第1の電界効果トランジスタQ1に流れない。
第2のブートストラップ回路80は、第2のダイオードD2と第2の抵抗R2と第2のコンデンサC2と第2のツェナーダイオードZD2からなり、電流が第2のダイオードD2に流して第2のコンデンサC2に充電し、且つ電流がまた第2の抵抗R2と第2のツェナーダイオードZD2に流れ、またモータの第2側へ流れる。この場合、第2のツェナーダイオードZD2はバイアスを生成して第3の電界効果トランジスタQ3に与え、第3の電界効果トランジスタQ3のVgs>Vtとなると、第3の電界効果トランジスタQ3が導通される。よって電流の流れる経路path2はVccから第3の電界効果トランジスタQ3、単相モータ100、第1のツェナーダイオードZD1、第2の電界効果トランジスタQ2を経由して大地までに流れ、path2が電流を生成して単相モータ100に流れることができる。
When the second drive signal PWM2 is at a high potential, the first drive signal PWM1 is the second pulse width modulation signal, and when the second pulse width modulation signal is at a low potential, the fourth electric field The effect transistor Q4 cannot conduct. When the second drive signal PWM2 becomes a high potential, the voltage is divided by the sixth resistor R6 and the seventh resistor R7 to generate a gate electrode voltage, and Vgs> Vt of the second field effect transistor Q2. After the second field effect transistor Q2 is turned on, the gate electrode of the first field effect transistor Q1 is connected to the low potential side. In this case, the first field effect transistor Q1 cannot be turned on, that is, an arbitrary current is generated. It does not flow to the first field effect transistor Q1.
The
第2の駆動信号PWM2が高電位になった時、第1の駆動信号PWM1が第2のパルス幅変調信号で、且つ第2のパルス幅変調信号が高電位になった時、第8の抵抗R8と第9の抵抗R9で分圧してゲート電極電圧を生成し、第4の電界効果トランジスタQ4のVgs>Vtになる。第4の電界効果トランジスタQ4が導通された後、第3の電界効果トランジスタQ3のゲート電極が低電位に接続されるため、第3の電界効果トランジスタQ3が遮断される。この場合Vccの電源が第3の電界効果トランジスタQ3に流れないため、path2が電流を生成して単相モータ100に流れない。
When the second drive signal PWM2 becomes a high potential, the first drive signal PWM1 is a second pulse width modulation signal, and when the second pulse width modulation signal becomes a high potential, an eighth resistor The gate electrode voltage is generated by dividing by R8 and the ninth resistor R9, and Vgs> Vt of the fourth field effect transistor Q4. After the fourth field effect transistor Q4 is turned on, the third field effect transistor Q3 is cut off because the gate electrode of the third field effect transistor Q3 is connected to a low potential. In this case, since the power source of Vcc does not flow to the third field effect transistor Q3, the path 2 generates a current and does not flow to the single-
本発明を交流単相モータ100に運用し、第1の駆動信号PWM1が高電位になり、第2の駆動信号PWM2が第1のパルス幅変調信号である時、単相モータ100は順方向バイアス電流を受けるため、180度回転できる。第1の駆動信号PWM1が第2のパルス幅変調信号であり、第2の駆動信号PWM2が高電位になった時、単相モータ100が逆方向バイアス電流を受けるため、180度から360度回転できる。第1の駆動信号PWM1と第2の駆動信号PWM2の信号制御を繰り返すと、単相モータ100は順方向に回転できる。本発明は、交流単相モータに運用できるだけではなく、直流単相モータの正転と逆転の制御にも運用できる。
When the present invention is applied to an AC single-
(第2の実施例)
次に、本発明に係る単相モータ駆動回路の第2の実施例を示すブロック図を図3Aを参照しながら説明する。単相モータ100駆動回路はモータの方向変換時、若干の順方向電流を大地に導入しなければならないため、第1の整流回路50と第2の整流回路90の配置を追加できる。図2Aの回路に第1の整流回路50と第2の整流回路90を追加すると、図3Aとなる。第1の整流回路50の第1端が単相モータ100の第1側に接続され、第1の整流回路50の第2端が大地に接続される。第2の整流回路90の第1端は単相モータ100の第2側に接続され、第2の整流回路90の第2端が大地に接続される。
(Second embodiment)
Next, a block diagram showing a second embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. 3A. Since the single-
図3Bは本発明に係る単相モータ駆動回路の第2の実施例の第1の経路を示す図である。第1の整流回路50は、第3のダイオードD3で、第3のダイオードD3の第1端がN型で、その第2端がP型である。ここで電流が第1の電界効果トランジスタQ1と単相モータ100と第2のツェナーダイオードZD2と第4の電界効果トランジスタQ4とを経由して大地までに流れると仮定する場合、単相モータ100が方向を変換しようとする時、第1の電界効果トランジスタQ1を遮断する必要がある。
この際、単相モータ100は誘導性負荷により、レンツの法則から分かる通り単相モータの電源を切った時、順方向電流がまだ存在し、この時第3のダイオードD3を順方向電流の流れる方向とすることでループを形成して電流を大地に導入して単相モータに不安定な状況が発生することを避ける。図3Bのtpath1経路に示すように順方向電流の流れる方向は第3のダイオードD3、単相モータ100、第2のツェナーダイオードZD2と第4の電界効果トランジスタQ4を経由して大地に流れ、この時、順方向電流が流れてから正式に方向を変換できる。
FIG. 3B is a diagram showing a first path of the second embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention. The
At this time, the forward current is still present when the single-
図3Cは本発明に係る単相モータ駆動回路の第2の実施例の第2の経路を示す図である。第2の整流回路90は、第4のダイオードD4で、第4のダイオードD4の第1端がN型で、その第2端がP型である。ここで電流が第2の電界効果トランジスタQ2と単相モータ100と第1のツェナーダイオードZD1と第2の電界効果トランジスタQ2とを経由して大地に流れると仮定し、単相モータ100が方向を再度変換しようとする時、第3の電界効果トランジスタQ3をオフする場合、単相モータ100に順方向電流がまだ存在し、この時第4のダイオードD4を順方向電流の流れる方向とする。
図3Cのtpath2経路に示すように順方向電流の流れる方向は第4のダイオードD4、単相モータ100、第1のツェナーダイオードZD1と第2の電界効果トランジスタQ2を経由して大地に流れ、この時、順方向電流が流れてから正式に方向を変換できる。
FIG. 3C is a diagram showing a second path of the second embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention. The
As shown in the tpath2 path in FIG. 3C, the forward current flows in the direction of the ground via the fourth diode D4, the single-
(第3の実施例)
次に、図4は本発明に係る単相モータ駆動回路の第3の実施例を示す回路図で、且つ本発明のデュアル電源メカニズムを運用した実施例である。図4を参照しながら説明する。第1の駆動回路20と第3の駆動回路60のVcc1は24Vの時、第1のブートストラップ回路40と第2のブートストラップ回路80のVcc2を12Vとすることができる。デュアル電源メカニズムを採用すると、単相モータが高電圧の状態において運転させることができる。
(Third embodiment)
Next, FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the single-phase motor driving circuit according to the present invention, and is an embodiment in which the dual power supply mechanism of the present invention is operated. This will be described with reference to FIG. When Vcc1 of the
本発明は新しいH−Bridge回路を提供し、且つH−Bridge回路の新しい上アーム回路が第1の駆動回路20と第3の駆動回路60からなり、下アーム回路が第2の駆動回路30と第4の駆動回路70からなる。
本発明は上アーム回路と下アーム回路の、例えば第1の駆動回路20と第2の駆動回路30が同時に導通する問題点を解決し、第2の駆動回路30が導通された時、第1の駆動回路20が必ず遮断になり、第2の駆動回路30がオフになる時、第1の駆動回路20が必ずオンの状態になる。よって、第1の駆動回路20と第2の駆動回路30は主従関係になり、第1の駆動回路20の導通或いは遮断は第2の駆動回路30によって決定する。
同様に本発明は第3の駆動回路60と第4の駆動回路70が同時に導通する問題点も解決し、第4の駆動回路70が導通された時、第3の駆動回路60が必ず遮断され、第4の駆動回路70がオフになった時、第3の駆動回路60が必ずオンの状態になる。よって、第3の駆動回路60と第4の駆動回路70は主従関係になり、第3の駆動回路60の導通或いは遮断は第4の駆動回路70によって決定する。
このため、本発明の回路は第1の駆動回路20と第2の駆動回路30又は第3の駆動回路60と第4の駆動回路70が同時に導通し、短絡電流が現れて駆動回路内のトランジスタを焼損することがない。
The present invention provides a new H-Bridge circuit, and a new upper arm circuit of the H-Bridge circuit is composed of a
The present invention solves the problem that the
Similarly, the present invention also solves the problem that the
For this reason, in the circuit of the present invention, the
本発明によって、低コスト、トルク向上を得られ、且つ駆動回路を保護できるという長所もある。実際上の運用において、本発明は2つの制御信号を運用するだけでよく、従来の単相モータ100の制御回路は4つの制御信号を使用し、且つ単相モータ100駆動回路の焼損をさけるため、制御のシーケンスが極めて正確でなければならない。本発明は、駆動回路の制御を通じて正確にシーケンスを制御し、単純に2つの信号を制御するだけで、単相モータ100を運転させることができる。
According to the present invention, there are advantages in that a low cost, a torque improvement can be obtained, and a drive circuit can be protected. In actual operation, the present invention only needs to use two control signals, and the control circuit of the conventional single-
本発明のさまざまな修正及び変更を、本発明の範囲と精神とから外れることなく実施できることは、当業者には明白であろう。また、本発明は、ここに明らかにされた好ましい実施例に限定されるものではないと理解されるべきである。よって本発明の特許保護範囲は、本明細書に添付する特許請求の範囲で定義しているものを基準とする。 It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations can be made in the present invention without departing from the scope or spirit of the invention. It should also be understood that the invention is not limited to the preferred embodiments disclosed herein. Therefore, the patent protection scope of the present invention is based on what is defined in the claims attached to this specification.
10 第1のスイッチング回路
12 第2のスイッチング回路
14 第3のスイッチング回路
16 第4のスイッチング回路
20 第1の駆動回路
30 第2の駆動回路
40 第1のブートストラップ回路
50 第1の整流回路
60 第3の駆動回路
70 第4の駆動回路
80 第2のブートストラップ回路
90 第2の整流回路
100 単相モータ
C1 第1のコンデンサ
C2 第2のコンデンサ
D1 第1のダイオード
D2 第2のダイオード
Dt1 第1の駆動ダイオード
Dt2 第2の駆動ダイオード
Q1 第1の電界効果トランジスタ
Q2 第2の電界効果トランジスタ
Q3 第3の電界効果トランジスタ
Q4 第4の電界効果トランジスタ
Qt1 第1の駆動トランジスタ
Qt2 第2の駆動トランジスタ
Qt3 第3の駆動トランジスタ
Qt4 第4の駆動トランジスタ
Qt5 第5の駆動トランジスタ
Qt6 第6の駆動トランジスタ
R1 第1の抵抗
R2 第2の抵抗
R6 第6の抵抗
R7 第7の抵抗
R8 第8の抵抗
R9 第9の抵抗
Rt2 第2の駆動抵抗
Rt3 第3の駆動抵抗
Rt4 第4の駆動抵抗
Rt5 第5の駆動抵抗
Rt6 第6の駆動抵抗
Rt7 第7の駆動抵抗
Rt8 第8の駆動抵抗
Rt9 第9の駆動抵抗
ZD1 第1のツェナーダイオード
ZD2 第2のツェナーダイオード
DESCRIPTION OF
Claims (11)
第2の駆動信号を受信し、また、前記第1の駆動回路と大地に接続する第2の駆動回路と、
第2の電源と前記第1の駆動回路と前記単相モータの前記第1側に接続し、前記第1の駆動信号が高電位になった時、第1のバイアスを前記第1の駆動回路に提供して前記第1の駆動回路を導通する第1のブートストラップ回路と、
前記第1の電源と前記単相モータの第2側に接続する第3の駆動回路と、
第1の駆動信号を受信し、また、前記第3の駆動回路と大地に接続する第4の駆動回路と、
前記第2の電源と前記第3の駆動回路と前記単相モータの前記第2側に接続し、前記第2の駆動信号が高電位になった時、第2のバイアスを前記第3の駆動回路に提供して前記第3の駆動回路を導通する第2のブートストラップ回路と、を含む単相モータ駆動装置であって、
前記第1の駆動信号が高電位になり、且つ、前記第2の駆動信号が第1のパルス幅変調信号の時、前記第2の駆動回路が前記第1のパルス幅変調信号に基づいて前記第1の駆動回路の遮断、或いは、導通を制御し、前記第1の駆動回路が導通された時、前記第1の電源が供給する電流は前記第1の駆動回路、前記単相モータ、前記第2のブートストラップ回路、前記第4の駆動回路を経由して大地に流れて前記単相モータを回転させ、
前記第2の駆動信号が高電位になり、且つ、前記第1の駆動信号が第2のパルス幅変調信号の時、前記第4の駆動回路が前記第2のパルス幅変調信号に基づいて前記第3の駆動回路の遮断、或いは、導通を制御し、前記第3の駆動回路が導通された時、前記第1の電源が供給する電流は前記第3の駆動回路、前記単相モータ、前記第1のブートストラップ回路、前記第2の駆動回路を経由して大地に流れて前記単相モータを回転させることを特徴とする単相モータ駆動装置。 A first drive circuit connected to the first power source and the first side of the single-phase motor;
A second drive circuit receiving a second drive signal and connected to the first drive circuit and ground;
A second power source, the first drive circuit, and the first side of the single-phase motor are connected to the first side, and when the first drive signal becomes a high potential, a first bias is applied to the first drive circuit. A first bootstrap circuit provided to conduct the first drive circuit;
A third drive circuit connected to the first power source and the second side of the single-phase motor;
A fourth drive circuit receiving the first drive signal and connected to the third drive circuit and ground;
The second power source, the third drive circuit, and the second phase of the single-phase motor are connected to the second side. When the second drive signal becomes a high potential, a second bias is applied to the third drive. A single-phase motor drive device comprising: a second bootstrap circuit provided to a circuit and conducting the third drive circuit;
When the first drive signal is at a high potential and the second drive signal is a first pulse width modulation signal, the second drive circuit is configured based on the first pulse width modulation signal. When the first drive circuit is turned on, the current supplied by the first power source is controlled by the first drive circuit, the single-phase motor, A second bootstrap circuit, flows to ground via the fourth drive circuit and rotates the single-phase motor;
When the second drive signal is at a high potential and the first drive signal is a second pulse width modulation signal, the fourth drive circuit is based on the second pulse width modulation signal. When the third drive circuit is turned on by controlling the interruption or conduction of the third drive circuit, the current supplied by the first power source is the third drive circuit, the single-phase motor, A single-phase motor driving device, wherein the single-phase motor is rotated by flowing to the ground via the first bootstrap circuit and the second driving circuit.
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