JP5506730B2 - 車載用レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、電波ビーム（電波）を送受信して、自車両から所定範囲内の障害物（被検出物体）までの距離・速度・角度等を算出する車載用レーダ装置において、特に、その車載用レーダ装置に用いられ、車両から供給されるバッテリ電圧から内部回路用電圧に電圧変換を行うチョッパ型電源回路に係るものである。

車載用レーダ装置においては、装置容量あたりの消費電流が比較的大きいことと、防水のために密閉構造であることから自己発熱が問題となる場合がある。車両から供給される電源は一般的に１２Ｖ又は２４Ｖ系のバッテリ電圧であり、内部回路用電源電圧（内部回路用電圧）は一般的に５Ｖ以下であることから、トランジスタを使ったドロッパ型電源回路では電源回路の損失が大きくなりすぎるため、チョッパ型電源回路が用いられる例が多い。

電源回路の異常検出手段としては、チョッパ型電源回路又はドロッパ型電源回路によらず、出力電圧をマイコンに実装されるＡＤ変換器により監視する方法等があるが、電源回路は（２次側）負荷電流（内部回路消費電流）に対しマージンをもって設計されているはずであり、内部回路異常（部品の劣化，故障）による負荷電流の増加又は減少があったとしても、設計マージンの範囲内であれば、モニタ電圧に変化は表れず、その異常（変化）を検知することは難しい。加えてチョッパ型電源回路の部品劣化による電力変換効率低下から１次側電流（入力電流）増加があったとしても、チョッパ型電源回路の出力電圧の監視のみでは検知できない。

またチョッパ型電源回路において、負荷電流に比例して1次側コンデンサ（入力側コンデンサ）にかかるリップル電流が大きくなり、リップル電流増大がコンデンサ寿命に大きな影響を与えることが知られている。設計時には負荷電流，１次側電圧（入力電圧），２次側電圧（出力電圧），電力変換効率から算出した前記リップル電流に対し、マージンをもった入力側コンデンサを選択しているはずであるが、チョッパ型電源回路の電力変換効率低下等により前記リップル電流が増加した場合、設計当初に想定したコンデンサ寿命を縮めることにもなるので、内部回路消費電流の変化を検知することが重要となる。

従来技術としては、電源回路の出力電圧をモニタしたり、電源ラインに電流検出抵抗を実装し電位差（電流×抵抗）をモニタすることで、電源系異常を検出する方法が用いられている。類似の方法は例えば、特許文献１に示されている。

特開平１１−１０８９６９号公報

従来技術では、車両より供給される電源ラインに電流検出抵抗を実装することで、消費電流の検知は可能であるが、前記電流検出抵抗により電圧ドロップを生じることから、車載用レーダ動作要求電圧の下限値に対するマージンを削ることになり、加えて、無駄な消費電力（発熱）も発生してしまうという問題点があった。そこで、車載用レーダ装置の回路故障，劣化による内部回路消費電流増減異常検出、入力側コンデンサのリップル電流増加（インピーダンス増加）異常検出について、電流検出抵抗に代わる簡便な故障検出方式が望まれている。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、車載用レーダ装置におけるバッテリ電圧から内部回路用電圧に電圧変換を行うスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路において、内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常の故障・性能劣化を，望ましくはそれに加えてチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常の故障・性能劣化を、発熱，電圧低下を伴う電流検出抵抗によらず簡便な回路を用いて検出して、信頼性の高い車載用レーダ装置を提供することを目的とする。

この発明に係わる車載用レーダ装置は、電波を被検出物体に送信する送信アンテナ及び送信回路と、被検出物体で反射された電波を受信する受信アンテナ及び受信回路と、送信電波の周波数を決定する電圧制御発振器ＶＣＯと、前記電圧制御発振器ＶＣＯを制御するＤＡ変換器と、前記受信回路が受信した受信電波と前記電圧制御発振器ＶＣＯの出力との周波数差を量子化するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の出力を基に被検出物体までの距離・速度・角度を算出するレーダ信号処理を行う演算手段と、車両からの供給電圧を所定の内部回路用電圧に変換する電圧変換回路とを有し、前記電圧変換回路は入力側電源回路としてスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路にて構成される車載用レーダ装置において、前記チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する入力電圧取得回路と、前記
チョッパ型電源回路のデューティ比を電圧に変換するデューティ比電圧変換回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とデューティ比変換電圧との正常時の相関テーブルＡとを備え、前記デューティ比電圧変換回路で得られるデューティ比変換電圧を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルＡと比較して、前記チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常の電源系異常を検出するものであって、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を抽出するリップル電圧振幅抽出回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とリップル電圧振幅との正常時の相関テーブルＢとを備え、前記リップル電圧振幅抽出回路で得られるリップル電圧振幅を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルＢと比較して、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常の電源系異常を検出するようにしたものである。

この発明の車載用レーダ装置によれば、電流検出抵抗を用いることなく、チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常を検出できるので、熱上昇，最低動作保障電圧に影響を与えないで、電源系監視を可能とする信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。
また、この発明の車載用レーダ装置によれば、電流検出抵抗を用いることなく、前記に加えて、チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常を検出できるので、熱上昇，最低動作保障電圧に影響を与えないで電源系監視を可能とする信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。

この発明が適用される車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１における車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。 チョッパ型電源回路の負荷電流と、効率及びデューティ比の関係を示す図である。 実施の形態１におけるチョッパ型電源回路のデューティ比電圧変換回路を説明する図である。 実施の形態１におけるチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路を説明する図である。 実施の形態１におけるチョッパ型電源回路の異常の判定手順を説明する図である。 実施の形態３におけるチョッパ型電源回路の異常の判定手順を説明する図である。

実施の形態１．
図１はこの発明が適用される車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。図において、車載用レーダ装置１は、電波送受回路３，マイコン（演算手段）４，電源回路２と通信インタフェース５を備えている。電波送受回路３は、送信アンテナ３ａ，受信アンテナ３ｂ（アンテナと送受信回路の間にスイッチを設けることでアンテナ３ａとアンテナ３ｂは共用される場合もある），送信回路３ｄと受信回路３ｅを有し、送信アンテナ３ａと送信回路３ｄで電波（電波ビーム）を被検出物体に送信し、受信アンテナ３ｂと受信回路３ｅで被検出物体で反射された電波を受信する。

電波送受回路３は、さらに、送信電波の周波数を決定するＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）３ｆと、ＶＣＯ３ｆを制御するＤＡＣ（Digital to Analog Converter：ＤＡ変換器）３ｇを有する。ＤＡＣ３ｇは送信回路３ｄが送信する送信電波の周波数変調を制御する周波数変調制御信号を生成し、電圧制御発振器ＶＣＯ３ｆを制御する。電波送受回路３は、さらに、受信回路３ｅが受信した受信電波とＶＣＯ３ｆ出力の周波数差を量子化するＡＤＣ（Analog-to Digital Converter：ＡＤ変換器）３ｈを有する。

マイコン（演算手段）４（例としてマイコンを挙げているが、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の専用回路やＤＳＰ（Digital Signal Processor）を別に設ける場合もある）は、ＡＤＣ３ｈの出力（つまり、送信回路３ｄが送信する送信信号と受信回路３ｅが受信する受信信号）を基に被検出物体までの距離・速度・角度を算出するレーダ信号処理を行う。電源回路（電圧変換回路）２は、車両のバッテリ１５からの供給電圧（例えば１２Ｖ）を所定の内部回路用電圧（内部回路電源電圧）例えば５Ｖに変換する。

電源回路２は、コンデンサＣ１とインダクタＬ１でフィルタ回路を構成し、入力側コンデンサＣ２，トランジスタＱ１，ダイオードＤ１，インダクタＬ２，コンデンサＣ３，抵抗Ｒ１，Ｒ２と制御ＩＣ８でチョッパ型電源回路を構成している。制御ＩＣ８で、チョッパ型電源回路の内部回路用電圧が一定になるように制御する。チョッパ型電源回路の入力電圧（つまり入力側コンデンサＣ２の電圧）は、入力電圧取得回路１３によりマイコン４に入力されている。チョッパ型電源回路の出力電圧（つまり 内部回路用電圧）は、出力電圧取得回路１４によりマイコン４に入力されている。

一般的に、車載用レーダ装置１は容量が小さい割に内部回路の消費電流が大きいことと、防水のために密閉構造であることから自己発熱が問題となる場合がある。そこで、電源回路２の損失を抑える目的で入力側（１次側）電源回路をチョッパ型電源回路としている場合が多く、かつスイッチング制御周期が一定である安価なチョッパ型電源回路を用いている場合が多く、この発明においても、電源回路（電圧変換回路）２は入力側電源回路としてスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路を用いている。

この電源回路２の異常検出手段として、チョッパ型電源回路やドロッパ型電源回路によらず、出力電圧をマイコンに実装されるＡＤ変換器により監視する方法が一般的に用いられている。しかし、チョッパ型電源回路は負荷電流（内部回路消費電流）に対しマージンをもって設計されているはずであり、内部回路異常（構成部品の故障，性能劣化）による内部回路消費電流の増加もしくは減少があったとしても設計マージンの範囲内であればモニタ電圧に変化は表れず、その異常（変化）を検知することは難しい。

加えてチョッパ型電源回路の部品劣化による電力変換効率低下から入力側電流の増加があったとしても、チョッパ型電源回路の出力監視では検知できないという問題がある。負荷電流の異常（変化）に関しては電流検出抵抗の電圧降下を差分回路を介してマイコン４のＡＤ変換器でモニタすることで検知できるが、車載用レーダ装置１においては無駄な損失（発熱）が発生することと、求められる最低動作保障電圧に対するマージンを失うことになり好ましくない。

一般的なチョッパ型電源回路においては、入出力間電圧差を一定と考えた場合に、負荷電流Ｉｏ（Ａ）と電力変換効率α（％）の関係は、図３の実線のようになることが知られている。これは（ｏｎ／ｏｆｆ）デューティ比Ｄｕｔｙ（つまり、Ｄｕｔｙ＝Ｔｏｎ／Ｔ
但し：Ｔｏｎはオン期間、Ｔは周期）で考えた場合、効率が低いポイントではｏｎ比率が高く、効率が高いポイントではｏｎ比率が低く制御されることになり、この関係は図３の破線のように表すことができる。なおチョッパ型電源回路の出力電圧は例えば５Ｖに一定に保たれているので、入出力間電圧差はチョッパ型電源回路の入力電圧をパラメータとして考えれば良いことが分かる。チョッパ型電源回路の出力電圧Ｖｏは、マイコン４にて監視しているので、これが変動した場合は電源回路異常と判定すれば良い。

チョッパ型電源回路におけるスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号のデューティ比Ｄｕｔｙ（Ｄｕｔｙ＝Ｔｏｎ／Ｔ）は
Ｄｕｔｙ＝（Ｖｏ／Ｖｉ）／α＝（Ｉｉ／Ｉｏ）／α
∵ α＝１の時 Ｖｉ×Ｉｉ＝Ｖｏ×Ｉｏ
但し、Ｖｉ：チョッパ型電源回路の入力電圧＝Ｑ１入力電圧
Ｖｏ：チョッパ型電源回路の出力電圧＝内部回路用電圧
Ｉｉ：チョッパ型電源回路の入力電流＝Ｑ１入力電流
Ｉｏ：チョッパ型電源回路の出力電流＝内部回路消費電流（負荷電流）
α： チョッパ型電源回路での電力変換効率（１＞α＞０）
と表すことができる。

ここでＶｏは目標値として設定されており、入力電圧Ｖｉと内部回路消費電流Ｉｏの増減によらず出力電圧Ｖｏが安定するように制御ＩＣ８により制御される。一般的に、チョッパ型電源回路での電力変換効率α（％）は図３に示すような負荷電流Ｉｏ（Ａ）に依存した特性を持つので、Ｖｏ，Ｖｉを一定とすれば、負荷電流Ｉｏの増減によりデューティ比の変化を観測することができる。また、Ｖｏ，Ｖｉ，Ｉｏを一定と考えた場合、デューティ比の変化はチョッパ型電源回路の構成部品の劣化等による電力変換効率αの変化と考えられる。

図２で後述するデューティ比電圧変換回路９を具備し、これで得られたデューティ比変換電圧とチョッパ型電源回路の入出力電圧Ｖｉ，Ｖｏ（Ｖｏは通常一定）をマイコン４でモニタした電圧を、正常時のデューティ比変換電圧とＶｉ，Ｖｏ（Ｖｏは通常一定）の関係を記録したテーブルと比較することで、チョッパ型電源回路の電力変換効率αの低下異常（変化）又は内部回路消費電流Ｉｏの増減異常（変化）を検知することができる。

このように、図３の関係に着目すると、チョッパ型電源回路のデューティ比Ｄｕｔｙをマイコン４で監視できる値に変換してやれば、負荷電流の変化又はチョッパ型電源回路の部品劣化に伴う電力変換効率αの変化を検出できることになる。デューティ比Ｄｕｔｙをアナログ値に変換するにはローパスフィルタをかければよいが、チョッパ型電源回路のｏｎ／ｏｆｆデューティ制御信号はトランジスタＱ１を制御する関係上、その振幅はチョッパ型電源回路の入力電圧（図１の入力側コンデンサＣ２の電圧）に依存してしまう。前記入力電圧は、車両より供給されるバッテリ電圧であり変動するので、前記ｏｎ／ｏｆｆデューティ制御信号にローパスフィルタを通したアナログ値はバッテリ電圧の変動に依存した値をとることになり、ｏｎ／ｏｆｆデューティ比自体の変化と区別が付かなくなる。

図２はこの発明の実施の形態１における車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。図４は実施の形態１におけるチョッパ型電源回路のデューティ比電圧変換回路を説明する図である。図２及び図４のデューティ比電圧変換回路９に示すように、定電圧源を使ったトランジスタＱ９ａ，Ｑ９ｂによるプッシュプル回路によって、ｏｎ／ｏｆｆデューティ制御信号の振幅が一定になるように電圧変換をしてやれば、図４に示すローパスフィルタ（例では抵抗Ｒ９ａ，コンデンサＣ９ａを使ったＲＣ１次フィルタとしているがフィルタ構成はこの限りではなく、ｏｎ／ｏｆｆ周波数に対して十分なフィルタ効果を持っていれば良い）にて得られるアナログ値はｏｎ／ｏｆｆデューティ比を表す値、つまりデューティ比変換電圧となる。これをマイコン４で監視することで、負荷電流の変化又は部品劣化に伴う電力変換効率の変化を検出できるようになる。

デューティ比電圧変換回路９にて得られたｏｎ／ｏｆｆデューティ比に相当するアナログ値、つまり、デューティ比変換電圧が正常範囲にあるかの判定を行うためにはマスターとなる閾値が必要である。チョッパ型電源回路における負荷電流とデューティ比Ｄｕｔｙの関係は、出力電圧（内部回路用電圧）Ｖｏが一定に制御されていると、入力電圧Ｖｉによって変化するので、車載用レーダ装置１が正常状態にある時の負荷電流に相当するデューティ比Ｄｕｔｙを入力電圧をパラメータとした相関テーブルを予め用意し（マイコン４に記憶させておき）、マイコン４にてその都度観測される入力電圧とデューティ比変換電圧を前記相関テーブルを用いて比較することで、負荷電流の変化（異常状態）を検知することができる。また、前記相関テーブルとの比較における判定閾値は、前記相関テーブル中心値に対して、ある電圧幅を持たせることでノイズ（回路上のノイズ，構成部品の特性ばらつき等）による誤判定を防止することができる。つまり、前記相関テーブルには、チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするデューティ比変換電圧としてはノイズを許容する電圧幅をもたせる。判定閾値の前記電圧幅に関しては、車載用レーダ装置によるノイズ要因、マージンの考え方等により決定されれば良い。

加えて、チョッパ型電源回路の入力側コンデンサＣ２にかかるリップル電流Ｉrip（ｒ
ｍｓ：実効値）は、チョッパ型電源回路の負荷電流と入出力間電圧差により規定され、次式で表すことが出来る。

コンデンサＣ２のインピーダンスを一定として考えれば、コンデンサＣ２にかかるリップル電流ＩripはコンデンサＣ２上でのリップル電圧として観測される。逆に、コンデン
サＣ２にかかるリップル電流Ｉripを一定とした場合、リップル電圧増減はコンデンサＣ
２のインピーダンス増減と考えることができる。図５に後述するリップル電圧振幅抽出回路６，７を具備することにより、コンデンサＣ２にかかるリップル電圧振幅（電圧平均値）をマイコン４にて観測することで、コンデンサＣ２の劣化によるインピーダンス増加異常（変化）を検知することができる。

入力側コンデンサＣ２は構造上固有のインピーダンスを持っており、リップル電流振幅に比例したリップル電圧を観測することができる。入力側コンデンサＣ２の劣化により一般的にインピーダンスは高くなり、観測されるリップル電圧振幅も大きくなる。図２の正クランプ回路６，ピーク検出回路７を使用して、前記リップル電圧振幅を取り出すことができる。正クランプ回路６とピーク検出回路７で、チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路を構成する。

この詳細を図５にて説明する。図５は実施の形態１におけるチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路を説明する図である。入力側コンデンサ上で観測されるリップル電圧は１次側電圧（図５では１２Ｖとする）を中心として振動しており、この１２Ｖオフセットを取り除くために、図５のコンデンサＣ６ａにてＤＣカットを行い、ダイオードＤ６ａにてリップル電圧振幅下限値をＧＮＤ（ここでは代表的なクランプ回路を例としており、ダイオードＤ６ａの順方向電圧を０Ｖと仮定する）にクランプすることで、リップル電圧のみを抽出することができる。

次に図５に示す一般的なピーク検出回路７を用いてリップル電圧振幅を電圧に変換する。ここでのオペアンプＯＰ７ａは正クランプ回路６の出力のインピーダンス変換を目的とするもので、例えはオペアンプとしている。ダイオードＤ７ａの出力電圧よりオペアンプＯＰ７ａの入力電圧が高い場合、コンデンサＣ７ａが充電される。そしてオペアンプＯＰ７ａの入力電圧よりダイオードＤ７ａの出力電圧が高くなれば、オペアンプＯＰ７ａは電流を引きこもうとするが、ダイオードＤ７ａに電流を遮断さることによって、ピーク時の電圧がコンデンサＣ７ａにより保持される。抵抗Ｒ７ｃは局所的なピークノイズ等を保持しないようにフィルタ特性を持たせるためのコンデンサＣ７ａに対する放電抵抗である。

チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路にて得られるリップル電圧振幅が正常範囲にあるかの判定を行うためにはマスターとなる閾値が必要である。チョッパ型電源回路におけるリップル電圧振幅は入力電圧によって変化するので、車載用レーダ装置１が正常状態にある時のリップル電圧振幅を入力電圧をパラメータとした相関テーブルを予め用意し（マイコン４に記憶させておき）、マイコン４にてその都度観測される入力電圧とリップル電圧振幅を前記相関テーブルを用いて比較することで、入力側コンデンサのインピーダンス増加異常を検知することができる。また、前記相関テーブルとの比較における判定閾値は、前記相関テーブル中心値に対して、ある電圧振幅幅を持たせることでノイズ（回路上のノイズ，構成部品の特性ばらつき等）による誤判定を防止することができる。つまり、前記相関テーブルには、チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするリップル電圧振幅としてはノイズを許容する電圧振幅幅をもたせる。判定閾値の前記電圧振幅幅に関しては、車載用レーダ装置によるノイズ要因、マージンの考え方等により決定されれば良い。

以上説明した実施の形態１の図２に示す車載用レーダ装置に、図４，図５に示すデューティ比電圧変換回路，リップル電圧振幅抽出回路を用い、図６に示す手順にて電源系異常の判定を実施する。図６は実施の形態１におけるチョッパ型電源回路の異常状態の判定手順を説明する図である。先ずデューティ比変換電圧を監視し（ステップＳ１）、その時の入力電圧を基に、予め用意した相関テーブルと比較し、監視したデューティ比変換電圧が閾値範囲外にあった場合は、チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又はチョッパ型電源回路自体の劣化による電力変換効率低下異常と判断する（ステップＳ２）。これが正常閾値範囲内にある場合は、入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を監視し（ステップＳ３）、その時の入力電圧を基に、予め用意した相関テーブルと比較し、監視したリップル電圧振幅が閾値範囲外にある場合は、入力側コンデンサの劣化による入力側コンデンサのインピーダンス増加異常と判定する（ステップＳ４）。これが正常閾値範囲内にある場合は、正常と判断する（ステップ５）。このような構成と動作により、電源系異常を検出できるようになり、信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。

以上のデューティ比変換電圧，リップル電圧振幅が各々正常範囲にあるかを判定することで、チョッパ型電源回路の内部回路消費電流Ｉｏの増減異常（変化）もしくは電力変換効率αの低下異常（変化）又はチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス増加異常（変化）を判断し、異常が認められる場合は、図２の通信インタフェース５を介して車両システム側へ車載用レーダ装置の電源系異常として報告する。

実施の形態２．
実施の形態１で示したチョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅の監視においては、マイコン４に実装されるＡＤ変換器の有効レンジ幅に対して、必要十分な観測信号レンジ幅を確保する目的で、図５に示すゲインを持たせる場合のピーク検出回路７１で示すように、オペアンプＯＰ７ａにゲインを持たせることで、誤判定を抑制した信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。例では、オペアンプＯＰ７ａの帰還電圧を抵抗Ｒ７ｄ，Ｒ７ｅにより分圧することで、ゲインを持たせている。なお前記抵抗Ｒ７ｄ，Ｒ７ｅは、コンデンサＣ７ａの放電抵抗Ｒ７ｃの役割も果たしている。

実施の形態３．
車両から供給される電源電圧が大きく変動している場合、例えば、エンジンスタータ駆動やエアコンコンプレッサー駆動等の車両側電源負荷変動が大きい非定常状態では、実施の形態１，２で説明した電源系異常の検出手段で、この変動自体を検出してしまうことが考えられる。そのため、チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する入力電圧取得回路で得られ、マイコン４で取得している入力電圧（車両からの供給電圧相当）が、所定の閾値を超えていると判定した期間は、電源系異常の検出を実施しないようにする。図７は実施の形態３におけるチョッパ型電源回路の異常の判定手順を説明する図である。異常の判定に先だって、入力電圧が閾値内外か判定し（ステップＳ０）、許容閾値外であれば、異常の判定を実施しない。許容閾値内であれば、異常の判定を実施するように、実施の形態１と同様に、ステップＳ１以下に手順を進める。これにより、誤判定を防止することができ、信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。

１ 車載用レーダ装置 ２ 電源回路
３ 電波送受回路 ３ａ 送信アンテナ
３ｂ 受信アンテナ ３ｄ 送信回路
３ｅ 受信回路 ３ｆ ＶＣＯ（電圧制御発振器）
３ｇ ＤＡ変換器 ３ｈ ＡＤ変換器
４ マイコン（演算手段） ５ 通信インタフェース
６ 正クランプ回路 ７ ピーク検出回路
８ 制御ＩＣ ９ デューティ比電圧変換回路
１３ 入力電圧取得回路 １４ 出力電圧取得回路
１５ バッテリ

Claims (5)

1. 電波を被検出物体に送信する送信アンテナ及び送信回路と、
   被検出物体で反射された電波を受信する受信アンテナ及び受信回路と、
   送信電波の周波数を決定する電圧制御発振器ＶＣＯと、
   前記電圧制御発振器ＶＣＯを制御するＤＡ変換器と、
   前記受信回路が受信した受信電波と前記電圧制御発振器ＶＣＯの出力との周波数差を量子化するＡＤ変換器と、
   前記ＡＤ変換器の出力を基に被検出物体までの距離・速度・角度を算出するレーダ信号処理を行う演算手段と、
   車両からの供給電圧を所定の内部回路用電圧に変換する電圧変換回路とを有し、
   前記電圧変換回路は入力側電源回路としてスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路にて構成される車載用レーダ装置において、
   前記チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する入力電圧取得回路と、
   前記チョッパ型電源回路のデューティ比を電圧に変換するデューティ比電圧変換回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とデューティ比変換電圧との正常時の相関テーブルＡとを備え、
   前記デューティ比電圧変換回路で得られるデューティ比変換電圧を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルＡと比較して、前記チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常の電源系異常を検出するものであって、
   前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を抽出するリップル電圧振幅抽出回路と、
   前記チョッパ型電源回路の入力電圧とリップル電圧振幅との正常時の相関テーブルＢとを備え、
   前記リップル電圧振幅抽出回路で得られるリップル電圧振幅を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルＢと比較して、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常の電源系異常を検出するようにしたことを特徴とする車載用レーダ装置。
2. 前記相関テーブルＡには、前記チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするデューティ比変換電圧としてはノイズを許容する電圧幅があることを特徴とする請求項１記載の車載用レーダ装置。
3. 前記相関テーブルＢには、前記チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするリップル電圧振幅としてはノイズを許容する電圧振幅幅があることを特徴とする請求項１記載の車載用レーダ装置。
4. 前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を抽出する前記リップル電圧振幅抽出回路には、ピーク検出回路を有し、前記ピーク検出回路には、電圧ゲインを持たせたことを特徴とする請求項１又は請求項３記載の車載用レーダ装置。
5. 前記チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧が許容閾値を超えているときは、電源系異常を検出しないようにしたことを特徴とする請求項１記載の車載用レーダ装置。