JP5497945B2 - 単相電圧型交直変換装置及び単相電圧型交直変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力系統の電源となる系統連系装置や無停電電源装置に適用可能な単相電圧型交直変換装置及びその制御方法に関する。

電力系統に接続され、自動的に電圧、周波数及び位相を調整して直流を交流に変換した電力を電力系統に供給できる単相電圧型交直変換装置が知られている（例えば、特許文献１を参照。）。

特開２００９−２１９２６３号公報

電気学会産業応用部門論文誌 第１１８巻１２号 １９９８年１２月号「誤差追従式ＰＷＭと電気二重層コンデンサによる系統連系型逐電装置」

特許文献１の単相電圧型交直変換装置は、直流側から注入された電力を交流に変換し、有効電力として系統に出力し、交流側から注入された電力を直流に変換し、有効電力として直流側へ出力するように動作する。このとき、特許文献１の単相電圧型交直変換装置へは一定の直流電圧の入力が求められた。このため、近年普及してきた太陽光発電のように出力される直流電圧が変動する直流機器を特許文献１の単相電圧型交直変換装置に直接接続すると、所定以上に直流電圧が下がってしまった場合、交流出力（電圧、周波数及び位相）の制御が困難になる。

一方、変動する直流電圧を制御して直流を交流に変換ができるインバータが知られている（例えば、非特許文献１を参照。）。図１は非特許文献１に記載されるインバータを説明する図である。図２は図１の自動電圧調整器（ｄｃ−ＡＶＲ）の詳細を説明する図である。図１のインバータには直流端子電圧の目標値である直流電圧指令値Ｖ_Ｄ ^＊が設定されている。自動電圧調整器は、直流電圧指令値Ｖ_Ｄ ^＊と直流端子の直流電圧検出値Ｖ_Ｄとの差信号をローパス特性を持つ増幅器に入力する。自動電圧調整器は、増幅器の出力に直流端子における直流電流値を加算する（フィードフォワード）。そして、自動電圧調整器は、フィードフォワードで得られた信号に系統同期した基準正弦波信号（ＰＣＣ電圧）を乗算してＰＷＭ指令ｊ（ｔ）を得ている。自動電圧調整器は、ＰＷＭ指令ｊ（ｔ）に基づいてゲート信号を生成する。

しかし、非特許文献１のインバータは、検出した直流電圧と指定値との差分をＰＷＭ指令としてフィードフォワードしているため自律並行運転することができない。

このように、特許文献１の単相電圧型交直変換装置は変動する直流電圧の入力に課題があり、非特許文献１のインバータは自律並行運転ができないという課題があった。

そこで、前記課題を解決するために、本発明は、直流電圧の変動に対応できると共に、無効電力を自由に制御でき、且つ自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置、及び単相電圧型交直変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、測定した無効電力値と設定された無効電力指令値との差分から第１軸指令を生成し、検出した直流電圧と設定された直流電圧指令との差分から第２軸電圧指令を生成し、有効電力を増減させて直流電圧制御することとした。

具体的には、本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して前記直流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅についての第１軸電圧指令及び前記交流端子の単相交流周波数についての第２軸電圧指令が入力され、前記第１軸電圧指令、前記第２軸電圧指令、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記交流端子の単相交流周波数が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、前記交流端子の単相交流出力周波数の規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子の単相交流出力電圧の規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、前記直流端子の電圧を指定する直流電圧指令値が設定され、前記直流端子の電圧である直流電圧検出値を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令とする第２軸指令値演算回路と、
前記交流端子の単相交流電力の無効電力指令値が設定され、前記交流端子の単相出力電力の無効電力測定値を測定し、前記無効電力指令値と前記無効電力測定値との差分を演算して前記第１軸電圧指令とする第１軸指令値演算回路と、
を備える。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、直流端子の直流電圧検出値と直流電圧指令値との差分から第２軸電圧指令を生成し、この第２軸電圧指令で有効電力を増減して直流電圧を制御する。例えば、直流端子の直流電圧検出値が直流電圧指令より低い場合、有効電力を低下させることで直流端子の電圧を上昇させ、逆に直流端子の直流電圧検出値が直流電圧指令より高い場合、有効電力を増加させることで直流端子の直流電圧検出値を下降させる。

単相電圧型交直変換装置には、第１軸電圧指令Ｖ_１ ^＊と第２軸電圧指令Ｖ_２ ^＊の２つの指令値がある。特許文献１の有効電力無効電力制御（ＰＱ制御）の場合には、有効電力制御（Ｐ制御）の出力信号を第２軸電圧指令、無効電力制御（Ｑ制御）の出力信号を第１軸電圧指令としている。

本発明の単相電圧型交直変換装置は、図３のように直流電圧制御の出力信号を第２軸電圧指令Ｖ_２ ^＊、無効電力制御（Ｑ制御）の出力信号を第１軸電圧指令Ｖ_１ ^＊とし、直流電圧と無効電力とを同時制御する。

従って、本発明は、直流電圧の変動に対応できると共に、無効電力を自由に制御でき、且つ自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置を提供することができる。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置の前記指令値演算回路は、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分をローパス特性回路で演算することを特徴とする。

前記指令値演算回路の前記ローパス特性回路は、数１の特性を持つことを特徴とする。

ここで、Ｖ_２ ^＊は第２軸電圧指令、Ｖ_Ｄ ^＊は直流電圧指令値、Ｖ_Ｄは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｋｄｃは比例ゲイン、Ｔ_Ｋｄｃは一次遅れ時定数であり、＾はラプラス変換を示す。
本単相電圧型交直変換装置の指令値演算回路は、直流電圧検出値と直流電圧指令との差分の高周波成分をローパス特性回路でカットし、増幅して単相電圧型交直変換回路の第２軸電圧指令とする。なお、ローパス特性回路で一次遅れ時定数Ｔ_Ｋｄｃ＝０として高周波成分をカットしない場合でも、指令値演算回路は第２軸電圧指令を生成することができる。本指令値演算回路は、後述する積分回路を用いた指令値演算回路より過渡応答がよい。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置の前記指令値演算回路は、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を積分回路で演算することを特徴とする。

前記指令値演算回路の前記積分回路は、数２の特性を持つことを特徴とする。

ここで、Ｖ_２ ^＊は第２軸電圧指令、Ｖ_Ｄ ^＊は直流電圧指令値、Ｖ_Ｄは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｔ_ｄｃは積分時定数であり、＾はラプラス変換を示す。
本単相電圧型交直変換装置の指令値演算回路は、直流電圧検出値と直流電圧指令との差分を積分して単相電圧型交直変換回路の第２軸電圧指令とする。本指令値演算回路は、前述のローパス特性回路を用いた指令値演算回路より定常状態での直流電圧偏差が小さい。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置の前記指令値演算回路は、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分をローパス特性回路と積分回路とを並列させた並列回路で演算することを特徴とする。

前記指令値演算回路の前記並列回路は、数３の特性を持つことを特徴とする。

ここで、Ｖ_２ ^＊は第２軸電圧指令、Ｖ_Ｄ ^＊は直流電圧指令値、Ｖ_Ｄは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｋｄｃは比例ゲイン、Ｔ_Ｋｄｃは一次遅れ時定数、Ｔ_ｄｃは積分時定数であり、＾はラプラス変換を示す。
本指令値演算回路は、ローパス特性回路と積分回路を並列させたため、過渡応答と定常偏差との両立を図ることができる。

本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、前記直流端子の直流電流値を検出する直流電流検出回路をさらに備え、前記指令値演算回路は、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分の演算時に前記直流電流検出回路が検出した前記直流電流値を加算することを特徴とする。本発明に係る単相電圧型交直変換装置は、直流電流値をフィードフォワードすることで直流端子の電圧を直流電圧指令値へ迅速に収束させることができる。

また、関連する系統連系システムは、前記単相電圧型交直変換装置と、前記単相電圧型交直変換装置の前記直流端子とＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続し、前記直流端子との間で直流電力を授受するｎ台（ｎは任意の自然数）の直流機器と、を備える。

前記単相電圧型交直変換装置は、自律並行運転が可能であり、直流電圧を所望値に制御することができる。このため、本系統連系システムは、交流端子を電力系統に接続し、直流端子にＤＣ／ＤＣコンバータを介して出力電圧が変化する直流エネルギー源や負荷を接続することができる。

従って、本発明に係る単相電圧型交直変換装置を利用した系統連系システムを提供することができる。

本発明は、直流電圧の変動に対応できると共に、無効電力を自由に制御でき、且つ自律並行運転が可能な単相電圧型交直変換装置、及び単相電圧型交直変換装置の制御方法を提供することができる。

従来のインバータを説明する図である。 自動電圧調整器（ｄｃ−ＡＶＲ）の詳細を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置における直流電圧と無効電力との同時制御を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える交流電力測定器の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える交流電力測定器の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置における制御ブロックの接続関係を示した図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える位相差生成回路の概略構成図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置を利用する系統連系システムの構成を説明する図である。 本発明に係る単相電圧型交直変換装置でのシミュレーション結果である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

［単相電圧型交直変換装置］
図１１は、単相電圧型交直変換装置における制御ブロックの接続関係を例示した図である。上位指令ベクトルＢ１、最上位制御ブロックＢ２、ａｃ−ＡＶＲブロックＢ３、ＥＴＭ−ＰＷＭブロックＢ４及び主スイッチＢ５が含まれる。ａｃ−ＡＶＲブロックＢ３については、特許文献２に記載される内部等価インピーダンスをインダクタンス主体とする単相ａｃ−ＡＶＲを適用することで、インバータの出力回路に接続される変圧器に偏磁の恐れがなくなる。さらに、内部等価インピーダンスを抵抗成分とインダクタンス成分の並列回路とできるために設計上の自由度が増加する。

図４及び図５に、本実施形態に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図を示し、図１１で示した各ブロックについてより詳細に説明する。

図４に示す単相電圧型交直変換装置１１は、交流端子２２から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源（不図示）からの電力を直流端子２１で受けて単相交流電力に変換して交流端子２２から出力する単相電圧型交直変換回路４０と、交流端子２２の単相交流出力電圧に対して位相を遅延させた遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて交流端子２２の単相交流出力電圧と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路３０と、
直流端子２１の電圧を指定する直流電圧指令値及び交流端子２２の単相出力電力の無効電力値に対する無効電力指令値、並びに直流端子２１の電圧を検出した直流電圧検出値及び交流端子２２の単相出力電力の無効電力計測値に基づいて、直流端子２１の直流電圧が直流電圧指令値に近づくように、並びに交流端子２２の単相出力電力の無効電力値が無効電力指令値に近づくように、交流端子２２の単相出力電圧の振幅を制御する第１軸電圧指令値１２０−１及び交流端子２２の単相出力電圧の周波数を制御する第２軸電圧指令値１２０−２を出力する電力制御回路１５０と、
電力制御回路１５０からの第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２、位相差生成回路３０からの位相差電圧並びに交流端子２２の単相交流出力に基づいて、交流端子２２の単相交流出力電圧の振幅及び周波数が第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路７０と、
交流端子２２における単相交流出力周波数の規準周波数、上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路３０からの位相差電圧に基づいて生成電気角を生成し、生成電気角に単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角を同期させる周波数制御回路５０と、
交流端子２２の単相交流出力電圧、周波数制御回路５０からの生成値並びに上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号に基づいて、単相出力電圧の振幅、周波数及び位相が交流端子２２における単相交流出力電圧の規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成値の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路６０と、を備える。

第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２が図１１の上位指令ベクトルＢ１に相当する。上位電圧制御回路７０が図１１の最上位制御ブロックＢ２に相当する。下位電圧制御回路６０及び周波数制御回路５０が図１１のａｃ−ＡＶＲブロックＢ３に相当する。ゲート信号発生器４１が図１１のＥＴＭ−ＰＷＭブロックＢ４に相当する。単相電圧型交直変換回路４０に含まれる単相電圧型交直変換部が図１１の主スイッチＢ５に相当する。

単相電圧型交直変換回路４０は、ＰＷＭ指令に基づいてゲート信号発生器４１により発生させたゲート信号のパルス幅に応じて不図示の直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換する。直流電圧源は、バッテリ等の単独で直流電圧を出力する電圧源、風力発電等の発電方法で発電し整流して直流電圧を出力する電圧源、又は直流コンデンサの電圧を制御して直流電圧を出力する電圧源を例示することができる。この場合また、出力電圧検出回路３１の接続点と交流端子２２との間にさらにブロッキングインダクタを備え、単相交流出力電圧のそれぞれをブロッキングインダクタを介して交流端子２２から出力することとしてもよい。単相電圧型交直変換回路４０でのＰＷＭ成分の交流端子２２への流出を防止することができる。

図７及び図８に単相電圧型交直変換回路の概略構成図を示す。

図７に示す単相電圧型交直変換回路４０−１は、交流端子２２から見て内部等価インピーダンスを持ちゲート信号のパルス幅に応じて直流電圧源からの電力を直流端子２１で受けて単相交流電力に変換して出力する単相電圧型交直変換部４２と、単相電圧型交直変換部４２の単相交流出力電流を検出し単相交流出力電流の大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路４３と、ＰＷＭ指令と電流検出回路４３からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器４１と、単相電圧型交直変換部４２の単相交流出力電圧から単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去して出力する単相交流フィルタ回路４５と、を備える。

また、図８に示す単相電圧型交直変換回路４０−２は、図７の電流検出回路４３に代えて、単相電圧型交直変換部４２の単相交流出力電圧を検出し単相交流出力電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路４４を備える。この場合、ゲート信号発生器４１は、ＰＷＭ指令と電圧検出回路４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力する。

図７及び図８に示す単相電圧型交直変換部４２の持つ内部等価インピーダンスは、図４の単相電圧型交直変換装置１１内の制御変数により持たせることもできるし、図７及び図８の単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の出力に抵抗、リアクトル若しくは単相変圧器又はこれらの組み合わせを接続して持たせることもできる。例えば、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力にそれぞれ抵抗又はリアクトルを直列に接続してもよいし、さらに抵抗を接続した場合には抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力に単相変圧器を接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力にそれぞれリアクトルを接続した場合には、リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。さらに、単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２の単相出力にそれぞれ抵抗を接続し、抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続した場合には、当該リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。このように、単相電圧型交直変換回路４０が内部等価インピーダンスを持つことにより、図４の単相電圧型交直変換装置１１は、電圧源として電力系統に接続して運転することが可能となる。

図４の単相電圧型交直変換回路４０を図７又は図８に示す構成とすることにより、単相電圧型交直変換装置１１は、単相交流フィルタ回路４５（図７及び図８）を備えることから、単相電圧型交直変換部４２からの出力から単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去することができる。また、電流検出回路４３又は電圧検出回路４４において単相電圧型交直変換部４２からの電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路４３又は電圧検出回路４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。

図４の出力電圧検出回路３１は、交流端子２２の単相交流出力電圧を検出し、位相差生成回路３０、下位電圧制御回路６０及び上位電圧制御回路７０にそれぞれ出力する。また、出力電圧検出回路３１の前段にローパスフィルタを備え、出力電圧検出回路３１への単相交流出力電圧をローパスフィルタを介して検出することとしてもよい。単相交流出力電圧からＰＷＭ成分を除去して単相電圧型交直変換装置１１の制御を安定化させることができる。また、出力電圧検出回路３１の後段にローパスフィルタを備え、出力電圧検出回路３１からの出力電圧をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。出力電圧検出回路３１からの出力電圧からＰＷＭ成分を除去して単相電圧型交直変換装置１１の制御を安定化させることができる。

図４の出力電流検出回路３４は、変流器３８を介して交流端子２２の単相交流出力電流を検出し、交流電力測定器１４０に出力する。

図４の位相差生成回路３０は、交流端子２２の単相交流出力電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する。図１２は、位相差生成回路３０の概略構成図の一例である。位相差生成回路３０は、端子３３−１から入力される単相交流電圧から所定の位相を遅らせた遅延単相交流を生成する位相遅れ単相交流生成器３５と、端子３３−１から入力される単相交流電圧、位相遅れ単相交流生成器３５からの遅延単相交流の電圧及び端子３３−３から入力される値から位相差電圧を生成する位相差電圧生成器３６と、位相差電圧を出力する端子３３−２を有する。図１２では、位相遅れ単相交流生成器３５が遅延単相交流の位相をほぼ９０°遅らせているが、遅らせる位相は０°及び１８０°でなければ、何れの角度でもかまわない。

端子３３−１には出力電圧検出回路３１が検出した単相交流出力電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）が入力される。端子３３−３には、後述する周波数制御回路５０が生成する生成電気角５７が入力される。交流端子２２の単相交流出力電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）は、数５で表せる。

ここで、ω_ｓ：角周波数［ｒａｄ／ｓ］、θ_ｓ：位相角［ｒａｄ］、Ｅ_ｓ：実効値［Ｖ］である。なお、位相角の基準を内部起電圧におく。

交流端子２２の単相交流出力電圧の角周波数ω_ｓと単相電圧型交直変換回路４０の規準角周波数ω_ｃｏとが等しい場合は、単相交流出力電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）と位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）との位相差が９０°となり、位相遅れ単相交流生成器３５が生成する位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）は数６で表せる。

位相差電圧生成器３６は、単相交流出力電圧Ｖ_ＦＩＬ（ｔ）、位相遅れ単相交流電圧Ｖ”_ＦＩＬ（ｔ）及び周波数制御回路５０が生成する生成値から位相差電圧Ｖ_ｑ（ｔ）を出力する。位相差電圧Ｖ_ｑ（ｔ）は数７で表される。

θ_ｉの角速度がω_ｓに等しくなれば、数式３は定数となる。θ_ｓは内部等価インピーダンス両端電圧の位相差であるので一般的に小さい。そこで、Ｖ_ｑ（ｔ）は数８のように近似できる。

位相差生成回路３０は、生成した位相差電圧を周波数制御回路５０及び上位電圧制御回路７０にそれぞれ出力する。なお、ここではω_ｓがω_ｃｏと等しい場合のみを示したが、等しくない場合にも同様の近似解を得ることができ、実用上の問題はない。

周波数制御回路５０は、交流端子２２における単相交流出力周波数の規準周波数、上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路３０からの出力信号に基づいて単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角を決定する。具体的には、図５に示すように、第二加算器５６が上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号と位相差生成回路３０からの位相差電圧とを加算する。第二加算器５６が出力する信号の周波数成分にループフィルタ５３が単相交流出力電圧の周波数差に関わる成分である低域成分を濾過する。ループフィルタ５３において付加する低域濾過要素は、例えば、一次遅れ要素等の遅れ要素である。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。

また、第三加算器５８は、規準周波数設定器５１から出力される規準周波数とループフィルタ５３の出力値とを加算する。時間積分器５５は、第三加算器５８からの出力を時間積分する。時間積分器５５が第三加算器５８からの出力を時間積分することで固有角度θ_ｉとなる生成電気角５７が得られる。

生成電気角５７は、下位電圧制御回路６０の第二乗算器６５によって単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角になる。これにより、当該回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。

ここで、位相差生成回路３０では、前述したように交流端子２２の単相交流出力電圧と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を出力する。そのため、位相差生成回路３０での信号処理は、単相交流出力電圧と周波数制御回路５０からの生成電気角５７との位相を比較する位相比較処理に相当すると考えられる。また、規準周波数設定器５１からの規準周波数とループフィルタ５３からの出力値とを加算して積分する信号処理は、ループフィルタ５３からの出力電圧に応じて生成電気角５７の値を可変するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の信号処理に相当すると考えられる。そのため、位相差生成回路３０及び周波数制御回路５０は、全体として、生成電気角５７が交流端子２２の単相交流出力電圧の周波数に同期するＰＬＬとしての動作を行っていると考えられる。

図４の上位電圧制御回路７０には、後述する電力制御回路１５０からの第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２が入力され、周波数制御回路５０からの生成電気角５７、位相差生成回路３０からの位相差電圧並びに交流端子２２の単相交流出力電圧が入力される。上位電圧制御回路７０は、これらの入力に基づいて、交流端子２２の単相交流出力電圧の振幅及び周波数が第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する。上位電圧制御回路７０には、第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２を直接入力するのではなく、第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２の上限と下限を定めるリミッタ１２１を介して入力してもよい。具体的には、図５に示すように、第一乗算器７３が周波数制御回路５０からの生成電気角５７の正弦値に√２を乗算した値と第１軸電圧指令値１２０−１とを乗算する。第一減算器７１ａが第一乗算器７３からの信号から交流端子２２の交流出力電圧を減算する。第一上位制御増幅器７２ａが、交流端子２２の単相交流出力電圧が第１軸電圧指令値１２０−１に近づくように第一減算器７１ａからの信号を増幅して電圧指令信号として出力する。また、第二減算器７１ｂが第２軸電圧指令値１２０−２に√２を乗算した値から位相差生成回路３０からの位相差電圧を減算する。第二上位制御増幅器７２ｂが、交流端子２２の単相交流出力電圧の周波数が第２軸電圧指令値１２０−２に近づくように第二減算器７１ｂからの信号を増幅して周波数指令信号として出力する。

これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する単相電圧型交直変換装置１１の単相出力電力の振幅及び周波数のそれぞれの誤差分を検出できる。ここで、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂでは、第一減算器７１ａ及び第二減算器７１ｂからの出力に低域濾過要素を付加することとしてもよい。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。また、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂの後段にさらにリミッタを備え、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂからの出力をリミッタを介して出力することとしてもよい。過出力を防止して制御を安定化させることができる。

図４の下位電圧制御回路６０は、交流端子２２の単相交流出力電圧、周波数制御回路５０の生成電気角５７を含む電気角指令信号並びに上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が交流端子２２における単相交流出力電圧の規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の合成値に近づくように生成した信号をＰＷＭ指令として出力する。また、規準電圧は、規準電圧設定器６１により予め設定する。この規準電圧は交流端子２２の単相交流出力電圧の振幅の規準となる。

具体的には、図５に示すように、規準電圧設定器６１が規準電圧を設定して出力する。第二乗算器６５が、周波数制御回路５０からの生成電気角５７の正弦値に√２を乗算した値と規準電圧設定器６１からの規準電圧とを乗算する。第一加算器６２が、上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号と第二乗算器６５が出力する信号とを加算して出力する。第三減算器６３が、第一加算器６２が出力する信号から出力電圧検出回路３１からの信号を減算する。電圧制御器６４が、交流端子２２の単相交流出力電圧が前記規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の前記合成値に近づくように第三減算器６３が出力する信号を制御し、ＰＷＭ指令として出力する。

これにより、上位電圧制御回路７０で検出した誤差分を補償すると共に、単相電圧型交直変換装置１１の単相交流出力電圧の振幅及び位相を電力系統の振幅及び位相に一致させるように単相電圧型交直変換装置１１の振幅及び位相を制御することができる。電圧制御器６４は、例えば増幅器を適用することができる。ここで、第三減算器６３と電圧制御器６４との間にさらにローパスフィルタを備え、第三減算器６３からの出力をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。電圧制御器６４での制御を安定化させることができる。また、第三減算器６３と電圧制御器６４との間（この位置にローパスフィルタを備えた場合は、ローパスフィルタと電圧制御器６４との間）にさらに電圧リミッタを備え、第三減算器６３からの出力を電圧リミッタを介して出力することとしてもよい。単相電圧型交直変換装置１１の起動時の出力電圧の過渡変動を抑制することができる。

図４の交流電力測定器１４０は、出力電圧検出回路３１が検出した交流端子２２の単相交流出力電圧の値及び出力電流検出回路３４が検出した交流端子２２の単相交流出力電流の値が入力され、交流端子２２における単相出力電力の有効電力値と無効電力値を算出する。

具体的には、交流電力測定器１４０は、図９に示すように、電圧検出回路３１と電流検出回路３４とがそれぞれ測定した電力測定点の電圧と電流とを乗算器１４７−１で乗算した積をローパスフィルタ１４９−１に通して有効電力値測定回路１４５で有効電力値を測定する。また、電力測定点の電流位相を電流位相遅延回路１４３で９０度ずらした関数を生成し、この関数と電力測定点の電圧とを乗算器１４７−２で乗算した積をローパスフィルタ１４９−２に通して無効電力値測定回路１４６で無効電力値を測定する。

また、交流電力測定器１４０は、図１０に示すような構成であってもよい。交流電力測定器１４０は、規準周波数を生成する規準周波数回路１４１と、規準周波数回路１４１からの規準周波数に基づいて、電力測定点の交流電圧である測定交流電圧の位相を遅らせて遅延交流電圧を生成する電圧位相遅延回路１４２と、規準周波数回路１４１からの規準周波数に基づいて、電力測定点の交流電流である測定交流電流の位相を遅らせて遅延交流電流を生成する電流位相遅延回路１４３と、電力演算回路１４４と、を備える。電力演算回路１４４では、測定交流電圧と測定交流電流とを乗算器１４７−１で乗算した乗算値に電圧位相遅延回路１４２からの遅延交流電圧と電流位相遅延回路１４３からの遅延交流電流とを乗算器１４７−２で乗算した乗算値を加算器１４８−１で加算した加算値をローパスフィルタ１４９−１に通し、有効電力値として有効電力値測定回路１４５で測定する。また、測定交流電流と電圧位相遅延回路１４２からの遅延交流電圧とを乗算器１４７−４で乗算した乗算値から測定交流電圧と電流位相遅延回路１４３からの遅延交流電流とを乗算器１４７−３で乗算した乗算値を減算器１４８−２で減算した減算値をローパスフィルタ１４９−２に通し、無効電力値として無効電力値測定回路１４６で測定する。測定交流電圧と測定交流電流との乗算値に遅延交流電圧と遅延交流電流との乗算値を加算することで、有効電力値に含まれる２倍周波数成分を低減することができる。また、測定交流電流と遅延交流電圧との乗算値から測定交流電圧と遅延交流電流との乗算値を減算することで、無効電力値に含まれる２倍周波数成分を低減することができる。このため、有効電力値と無効電力値の測定精度を向上させ、有効電力値と無効電力値を精度よく制御することができる。

図４の電力制御回路１５０には、直流端子２１の直流電圧に対する直流電圧指令値及び交流端子２２の単相出力電力の無効電力値に対する無効電力指令値と、直流電圧検出回路１６１が検出した直流端子２２の直流電圧検出値と、交流電力測定器１４０が算出した交流端子２２の単相出力電力の無効電力値が入力される。電力制御回路１５０は、直流端子２１の直流電圧が直流電圧指令値に近づくように、且つ交流端子２２の単相出力電力の無効電力値が無効電力指令値に近づくように、交流端子２２の単相出力電圧の振幅に対する第１軸電圧指令値１２０−１及び周波数に対する第２軸電圧指令値１２０−２を生成して出力する。

図３は、電力制御回路１５０の制御内容を説明するブロック図である。電力制御回路１５０は、加算回路１５３で無効電力指令値と無効電力値との差分を計算し、指令値演算回路１５１で演算して第１軸電圧指令値を出力する。また、電力制御回路１５０は、加算回路１５４で直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分を計算し、指令値演算回路１５２で演算して第２軸電圧指令値を出力する。

図１３〜図１５は、指令値演算回路１５２の演算について説明する図である。図１３の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分をローパス特性回路１５２ａで演算する。ローパス特性回路１５２ａは、数１の特性を持つ。

ここで、Ｖ_２ ^＊は第２軸電圧指令、Ｖ_Ｄ ^＊は直流電圧指令値、Ｖ_Ｄは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｋｄｃは比例ゲイン、Ｔ_Ｋｄｃは一次遅れ時定数であり、＾はラプラス変換を示す。

図１４の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分を積分回路１５２ｂで演算する。積分回路１５２ｂは、数２の特性を持つ。

ここで、Ｖ_２ ^＊は第２軸電圧指令、Ｖ_Ｄ ^＊は直流電圧指令値、Ｖ_Ｄは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｔ_ｄｃは積分時定数であり、＾はラプラス変換を示す。

図１５の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分をローパス特性回路１５２ａと積分回路１５２ｂとを並列させた並列回路１５２ｃで演算する。並列回路１５２ｃは、数３の特性を持つ。

ここで、Ｖ_２ ^＊は第２軸電圧指令、Ｖ_Ｄ ^＊は直流電圧指令値、Ｖ_Ｄは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｋｄｃは比例ゲイン、Ｔ_Ｋｄｃは一次遅れ時定数、Ｔ_ｄｃは積分時定数であり、＾はラプラス変換を示す。

一方、図３の指令値演算回路１５１は、指令値演算回路１５２同様にローパスフィルタ特性回路及び積分回路を組み合わせた回路で無効電力指令値と無効電力値との差分を演算して第１軸電圧指令値を生成する。

例えば、指令値演算回路１５１と指令値演算回路１５２がローパスフィルタ特性回路及び積分回路を並列させた回路で構成していれば、第１軸電圧指令値及び第２軸電圧指令値は次式で計算できる。

ここで、Ｖ_１ ^＊：第１軸電圧指令［Ｖ］
Ｖ_２ ^＊：第２軸電圧指令［Ｖ］
Ｑ^＊：無効電力指令［ｖａｒ］
Ｑ：無効電力値［ｖａｒ］
Ｖ_D ^＊：直流電圧指令値［Ｖ］
Ｖ_D：直流電圧検出値［Ｖ］
Ｋ_Ｑ：Ｑ制御の一次遅れゲイン
Ｔ_ＫＱ：Ｑ制御の一次遅れ時定数［ｓ］
Ｔ_Ｑ：Ｑ制御の積分時定数［ｃ］
Ｋ_ｄｃ：直流電圧制御の一次遅れゲイン
Ｔ_Ｋｄｃ：直流電圧制御の一次遅れ時定数［ｓ］
Ｔ_ｄｃ：直流電圧制御の積分時定数［ｓ］
＾はラプラス変換を示す。

単相電圧型交直変換装置１１は次のように動作する。直流端子２１側から直流電力が入力されると、直流電圧検出値Ｖ_Ｄが上昇する。直流電圧検出値と直流電圧指令値Ｖ_Ｄ ^＊との誤差が負となるので、指令値演算回路１５２は第２軸電圧指令Ｖ_２ ^＊を増加させるように動作する。また、直流電圧指令値Ｖ_Ｄ ^＊を増加させると、直流電圧検出値との誤差が正となるので、指令値演算回路１５２は第２軸電圧指令Ｖ_２ ^＊を減少させるように動作する。第２軸電圧指令Ｖ_２ ^＊側の指令値演算回路１５２は、入力に対する出力の極性が反転となる。一方、第１軸電圧指令Ｖ_１ ^＊と無効電力値との関係はＰＱ制御の場合と同一であり、第１軸電圧指令Ｖ_１ ^＊側の指令値演算回路１５１は、入力と出力の極性の反転がない。

単相電圧型交直変換装置１１は直流端子２１の直流電流値を検出する直流電流検出回路１６２をさらに備える。電力制御回路１５０の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分をローパス特性回路１５２ａ、積分回路１５２ｂ又は並列回路１５２ｃで演算した後に直流電流検出回路１６２が検出した直流電流値を加算する。図１６〜図１８は、直流電流値を加算する場合の指令値演算回路１５２の演算について説明する図である。

図６に、他の形態に係る単相電圧型交直変換装置の概略構成図を示す。

図６の単相電圧型交直変換装置１１は、図５に示す単相電圧型交直変換装置１１の電圧制御器６４からの出力にさらにフィルタ電流補償器６６、ＰＷＭ電流偏差補償器６７及びフィードフォワード増幅器６８からの出力を第四加算器６９において加算した形態である。この場合、単相電圧型交直変換回路４０は、図７又は図８で説明したいずれかの単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２を適用することができる。そのため、図６では、図７又は図８のいずれかの単相電圧型交直変換回路４０−１，４０−２が適用されているものとする。

フィルタ電流補償器６６は、単相電圧型交直変換回路４０内の単相交流フィルタ回路４５（図７又は図８）における電流損失分を補償するように規定された電流補償値を出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置１１では、図７又は図８の単相交流フィルタ回路４５における電流損失分を予めフィルタ電流補償器６６において設定し、電圧制御器６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流損失分を補償することができる。また、ＰＷＭ電流偏差補償器６７は、単相電圧型交直変換回路４０からの単相交流出力電流の電流偏差分を補償するように規定された電流偏差補償値を出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置１１では、ＰＷＭ指令をゼロ指令としたときの単相電圧型交直変換回路４０における電流偏差分を予めＰＷＭ電流偏差補償器６７において設定し、電圧制御器６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流偏差分を補償することができる。また、フィードフォワード増幅器６８は、出力電流検出回路３４が検出した単相交流出力電流の値が入力され、交流端子２２の負荷に対する電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力する。これにより、単相電圧型交直変換装置１１では、出力電流検出回路３４において交流端子２２の単相交流出力電流を検出し、値をフィードフォワード増幅器６８をとおして、電圧制御器６４からの出力値に加算することで負荷電流が変化しても安定した出力電圧を発生することができる。

リミッタ１２１は、第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２の上限と下限を定め、過大な第１軸電圧指令値１２０−１及び第２軸電圧指令値１２０−２が上位電圧制御回路７０に入力されることを防止する。

以上説明したように、図４から図６の単相電圧型交直変換装置１１は、内部等価インピーダンスを持つことから、電圧源として電力系統に接続して運転することができると共に、周波数制御回路５０、上位電圧制御回路７０及び下位電圧制御回路６０を備えるため、電力系統に対する電力偏差を自律して補償する自律並行運転が可能である。そのため、装置の信頼性が高まると共に分散配置が可能となる。さらに、複数台並列運転させる場合には、台数制限がなく運転させることができる。

また、電力制御回路１５０が指令値演算回路１５２を持ち、直流電圧検出値に応じて第２軸電圧指令を生成するため、単相電圧型交直変換装置１１は直流端子２１の直流電圧を一定に保つことができる。このため、単相電圧型交直変換装置１１は出力又は要求する直流電力が変動する直流機器を直流端子２１に接続でき、且つ自律並行運転も可能な単相電圧型交直変換装置とすることができる。

［系統連系システム］
次に、図４から図６で説明した単相電圧型交直変換装置１１を備える系統連系システム３０１を説明する。図１９は、系統連系システム３０１の構成を説明する図である。系統連系システム３０１は、単相電圧型交直変換装置１１と、単相電圧型交直変換装置１１の直流端子２１とＤＣ／ＤＣコンバータ２０２を介して接続し、直流端子２１との間で直流電力を授受するｎ台（ｎは任意の自然数）の直流機器２０３と、を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２は、電流出力型の直流コンバータである。例えば、直流機器２０３が太陽電池である場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２は、太陽電池から最大電力を取り出せるように電圧及び電流を調整する。

直流機器２０３は、直流エネルギー源又は直流負荷である。直流エネルギー源とは、例えば、太陽電池、二次電池、燃料電池などである。また、直流負荷とは、例えば、充電器である。系統連系システム３０１は、単相電圧型交直変換装置１１が直流端子２１の直流電圧を一定に維持することができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２を介して直流機器２０３を直接直流端子２１に接続可能である。

なお、系統連系システム３０１は、直流機器２０３と電力系統との電力の授受だけでなく、直流エネルギー源である直流機器２０３から直流負荷である直流機器２０３へ直流電力を直接供給することも可能である。直流エネルギー源からの直流電圧が変動したとしても単相電圧型交直変換装置１１が直流端子２１の直流電圧を一定値に保つように動作するため、直流負荷は一定の電圧の電力を受けることができる。

（実施例）
図２０は、２００Ｖ、５０Ｈｚ、１ｋＶＡの単相電圧型交直変換装置でのシミュレーション結果を示す。この単相電圧型交直変換装置は、電力制御回路の中の指令値演算回路として図４の回路をもつ。そして、電力制御回路に入力する直流電圧指令値を３３０Ｖとしている。制御パラメータをＫ_ｄｃ＝０．６、Ｔ_ｄｃ＝２ｍｓ、Ｔ_Ｋｄｃ＝０．２５ｓｅｃに設定した。当初には直流側が無負荷の状態で連系運転を行っており、時刻１６０ｍｓで１ｋＷの直流負荷をステップ状に投入した。負荷投入後、直流端子２１の直流電圧は３０Ｖほど低下するが、すぐに交流端子２２側から単相電圧型交直変換回路４０を通して電力が流入し、時刻２００ｍｓにはほぼ直流電圧指令値に戻っている。また、電力系統からの受電電流波形は力率１の正弦波となっている。

本発明の単相電圧型交直変換装置は、太陽光発電用インバータ、燃料電池用インバータ、蓄電システム用インバータ、ＤＣリンク付風力発電用インバータ等の分散電源用インバータ、整流器、並びにＳＶＣ（無効電力補償装置）などに適用することができる。

１１：単相電圧型交直変換装置
２１：直流端子
２２：交流端子
３０：位相差生成回路
３１：出力電圧検出回路
３３−１〜３３−３：端子
３４：出力電流検出回路
３５：位相遅れ単相交流生成器
３６：位相差電圧生成器
３８：変流器
４０：単相電圧型交直変換回路
４０−１，４０−２：単相電圧型交直変換回路
４１：ゲート信号発生器
４２：単相電圧型交直変換部
４３：電流検出回路
４４：電圧検出回路
４５：単相交流フィルタ回路
５０：周波数制御回路
５１：規準周波数設定器
５３：ループフィルタ
５５：時間積分器
５６：第二加算器
５７：生成電気角
５８：第三加算器
６０：下位電圧制御回路
６１：規準電圧設定器
６２：第一加算器
６３：第三減算器
６４：電圧制御器
６５：第二乗算器
６６
：フィルタ電流補償器
６７：ＰＷＭ電流偏差補償器
６８：フィードフォワード増幅器
６９：第四加算器
７０：上位電圧制御回路
７１ａ：第一減算器
７１ｂ：第二減算器
７２ａ：第一上位制御増幅器
７２ｂ：第二上位制御増幅器
７３：第一乗算器
１２０−１：第１軸電圧指令値
１２０−２：第２軸電圧指令値
１２１：リミッタ
１４０：交流電力測定器
１４１：規準周波数回路
１４２：電圧位相遅延回路
１４３：電流位相遅延回路
１４４：電力演算回路
１４５：有効電力値測定回路
１４６：無効電力値測定回路
１４７−１、１４７−２、１４７−３、１４７−４：乗算器
１４８−１：加算器
１４８−２：減算器
１４９−１、１４９−２：ローパスフィルタ
１５０：電力制御回路
１６１：直流電圧検出回路
１６２：直流電流検出器
Ｂ１：上位指令ベクトル
Ｂ２：最上位制御ブロック
Ｂ３：ａｃ−ＡＶＲブロック
Ｂ４：ＥＴＭ−ＰＷＭブロック
Ｂ５：主スイッチ

Claims (2)

1. 交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して前記直流端子から出力する単相電圧型交直変換回路と、
   前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成回路と、
   前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅についての第１軸電圧指令及び前記交流端子の単相交流周波数についての第２軸電圧指令が入力され、前記第１軸電圧指令、前記第２軸電圧指令、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記交流端子の単相交流周波数が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
   前記交流端子における単相交流出力周波数の規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、
   前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子における単相交流出力電圧の規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
   前記直流端子の電圧を指定する直流電圧指令値が設定され、前記直流端子の電圧である直流電圧検出値を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令とする第２軸指令値演算回路と、
   前記交流端子の単相交流電力の無効電力指令値が設定され、前記交流端子の単相出力電力の無効電力測定値を測定し、前記無効電力指令値と前記無効電力測定値との差分を演算して前記第１軸電圧指令とする第１軸指令値演算回路と、
   を備える単相電圧型交直変換装置。
2. 交流端子から見て内部等価インピーダンスを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて直流端子に接続された直流電圧源からの電力を単相交流電力に変換して前記交流端子から出力し、あるいは前記交流端子に接続された単相交流源からの単相交流電力を直流電力に変換して前記直流端子から出力する単相電圧型交直変換工程と、
   前記交流端子の単相交流出力電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流出力電圧と前記単相電圧型交直変換回路の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する位相差生成工程と、
   前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅についての第１軸電圧指令及び前記交流端子の単相交流周波数についての第２軸電圧指令が入力され、前記第１軸電圧指令、前記第２軸電圧指令、前記位相差生成回路からの位相差電圧並びに前記交流端子の単相交流出力電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流出力電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記交流端子の単相交流周波数が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御工程と、
   前記交流端子における単相交流出力周波数の規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路からの出力信号に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御工程と、
   前記交流端子の単相交流出力電圧、前記周波数制御回路の生成電気角並びに前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流出力電圧の振幅、周波数及び位相が前記交流端子における単相交流出力電圧の規準電圧、前記電圧指令信号及び前記生成電気角の合成値に近づくように生成した信号を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御工程と、
   前記直流端子の電圧を指定する直流電圧指令値が設定され、前記直流端子の電圧である直流電圧検出値を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令とする第２軸指令値演算工程と、
   前記交流端子の単相交流電力の無効電力指令値が設定され、前記交流端子の単相出力電力の無効電力測定値を測定し、前記無効電力指令値と前記無効電力測定値との差分を演算して前記第１軸電圧指令とする第１軸指令値演算工程と、
   を備える単相電圧型交直変換装置の制御方法。

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