JP5490903B2 - 閾値発生回路を有する集積回路および電子機器と閾値発生方法 - Google Patents

Description

本発明は、閾値発生回路を有する集積回路および電子機器と、閾値発生方法に関する。本発明は、特に、アナログ-デジタル変換回路の内部で使用される閾値発生回路に適用できる。しかしながら、その用途に限定されることは無い。

フラッシュ型アナログ-デジタル変換回路（ＡＤＣ）は、直接変換型ＡＤＣとしても知られており、それぞれのはしご「段」に比較器を持ったリニア型電圧はしご（voltage ladder）を使用している。入力電圧を、電圧はしごの連続する段により与えられる連続したリファレンス電圧と比較するためである。典型的には電圧はしごは、直列に接続された複数の抵抗により構成されるが、容量電圧分割をすることもできることが示されている。

フラッシュ型ＡＤＣの利点は、「正しい」デジタル値になるように微調整するために典型的にマルチステージ型アプローチを使用する多くの他の種類のＡＤＣに比べて、非常に速度が速いことである。更に、フラッシュ型ＡＤＣは比較的簡単に実施することができる傾向にある。ＡＤＣ内で使用されているアナログ型比較器とは違って、フラッシュ型ＡＤＣはデジタル信号をバイナリー値に最終的に変換するロジックを必要とするだけで済む。

図１は、従来の２ビットフラッシュ型ＡＤＣ回路１００の例を示している。変換回路１００は、閾値電圧を提供するための電圧はしご１１０を有している。特に、図示した例においては、電圧はしご１１０は、リファレンス電圧１１６とグラウンド１１８の間に直列に接続された２つの抵抗１１２、１１４から成る抵抗列の形態を成し、リファレンス電圧１１６を抵抗１１２，１１４に沿って分割し、３つの閾値電圧１２０，１３０，１４０を与える。

図１の変換回路１００は、更に３つの比較器１２２，１３２，１４２を有している。比較器１２２，１３２，１４２の正の入力には入力電圧１５０が接続され、一方、比較器の負の入力には閾値電圧１２０，１３０，１４０がそれぞれ接続される。このようにして、第一の比較器１２２は、入力電圧１５０を第一の閾値電圧１２０について比較を行い、入力電圧１５０が第一の閾値電圧１２０より高いか低いかの指標を出力する。第二の比較器１３２は、入力電圧１５０を第二の閾値電圧１３０について比較を行い、入力電圧１５０が第二の閾値電圧１３０より高いか低いかの指標を出力する。そして、第三の比較器１４２は、入力電圧１５０を第三の閾値電圧１４０について比較を行い、入力電圧１５０が第三の閾値電圧１４０より高いか低いかの指標を出力する。比較器１２２，１３２，１４２の出力は、実行可能なようにバイナリー変換ロジック１６０に接続される。バイナリー変換ロジックは、比較器１２２，１３２，１４２から受け取った指標に基づいて２ビットの値を出力する。

例えば、フラッシュ型ＡＤＣが集積回路装置の一部を構成するような結合システムにおいては、電圧供給ラインとグラウンドラインは一般的に非常に大きなノイズを受ける。ノイズは回路の精度性能に多大な影響を与える。このようなノイズの影響を小さくするためには、電圧供給ラインとグラウンドラインのノイズに対して、より許容性のあるディファレンシャル信号を使用することが望ましい。

図２は、ディファレンシャル信号に適合した既知の２ビットフラッシュ型ＡＤＣ回路２００の例を示している。図１の変換回路１００と同様に、図２の変換回路２００は閾値電圧を与える電圧はしご２１０を有している。特に、図示した例においては、電圧はしご２１０はリファレンス電圧２１６とグラウンド２１８の間に直列に接続された２つの抵抗２１２、２１４を含む抵抗列の形態を成し、リファレンス電圧１１６を抵抗１１２，１１４に沿って分割し、３つの閾値電圧１２０，１３０，１４０を与える。

図２の変換回路２００は、更に、ディファレンシャル信号入力ポートを有する３つの比較器２２２，２３２，２４２を有している。比較器１２２，１３２，１４２の第一のディファレンシャル信号入力にはディファレンシャル入力信号２５０が接続され、一方、比較器の第二のディファレンシャル信号入力には、後述のように閾値電圧２２０，２３０，２４０のうちの２つが接続され、ディファレンシャル閾値信号を与える。第一の比較器２２２の第二のディファレンシャル信号入力には第一の閾値電圧２２０（正のディファレンシャル入力信号として）と、第三の閾値電圧２４０（負のディファレンシャル入力信号として）が接続される。このようにして、第一の比較器２２２は、ディファレンシャル入力信号２５０を第一と第三の閾値電圧２２０，２４０により与えられたディファレンシャル閾値信号について比較を行い、ディファレンシャル入力信号２５０が第一と第三の閾値電圧２２０，２４０により与えられたディファレンシャル閾値信号より高いか低いかの指標を出力する。第二の閾値電圧２３０は第二の比較器２３２の第二のディファレンシャル信号入力として正と負の両方のディファレンシャル入力信号を与える。このようにして、第二の比較器２３２は、ディファレンシャル入力信号２５０を第二の閾値電圧２３０により与えられたディファレンシャル閾値信号（この場合においては共通の電圧信号となる）について比較を行い、ディファレンシャル入力信号２５０が第二の閾値電圧により与えられたディファレンシャル閾値信号より高いか低いかの指標を出力する（例えば、この場合はディファレンシャル入力信号２５０が正か負かを効果的に示している）。第三の比較器２４２の第二のディファレンシャル信号入力には第三の閾値電圧２４０（正のディファレンシャル入力信号として）と、第一の閾値電圧２２０（負のディファレンシャル入力信号として）が接続される。このようにして、第三の比較器２４２は、ディファレンシャル入力信号２５０を第三と第一の閾値電圧２４０，２２０により与えられたディファレンシャル閾値信号について比較を行い、ディファレンシャル入力信号２５０が第三と第一の閾値電圧２４０，２２０により与えられたディファレンシャル閾値信号より高いか低いかの指標を出力する。比較器２２２，２３２，２４２の出力は、実行可能なようにバイナリー変換ロジック２６０に接続される。バイナリー変換ロジックは、比較器２２２，２３２，２４２から受け取った指標に基づいて２ビットの値を出力する。

この既知のディファレンシャル信号による解決策の問題点は、少なくとも２つのディファレンシャルなペア信号を使用するために、最適な比較器設計ができないことである。それぞれのディファレンシャルなペア信号は比較器のオフセットに寄与し、それによりオフセット電圧の正味の増加を招いてしまう。加えて、このような設計では、制限された線形性能しか発揮できず、後にデジェネレーション（degeneration）の使用を要求することになり、次にはオフセット電圧の増加を招く。また、入力信号とリファレンス信号のコモンモード電圧の相違について敏感になってしまう。

図３は、２００４年７月に半導体回路に関するＩＥＥＥジャーナルに掲載されたＰａｔｏｎらによる論文「Ａ ７０−ｍＷ ３００ＭＨｚ ＣＭＯＳ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−ｔｉｍｅ ｓｉｇｍａ−ｄｅｌｔａ ＡＤＣ ｗｉｔｈ １５−ＭＨｚ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ａｎｄ １１ ｂｉｔｓ ｏｆ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ」にて提案されたＡＤＣ回路３００の簡略化された例を示している。ここでは、入力信号は最初に電流に変換される。図示した例では、入力信号はアナログディファレンシャル入力電圧信号３０５を含み、トランスコンダクタ３１０によりディファレンシャル電流信号に変換される。トランスコンダクタ３１０によるディファレンシャル電流信号出力は、ディファレンシャル電圧はしご３２０に供給される。ディファレンシャル電圧はしごは、受け取った電流信号を比較器３６２，３６４，３６６に入力として供給される電圧信号３４２，３４４，３４６，３５２，３５４，３５６に変換するための一対の抵抗列３４０、３５０を有する。入力信号３０５から生じるディファレンシャル電流に加えて、トランスコンダクタ３１０は、抵抗間に流れるコモンモード電流も発生する。付加的にコモンモード電流成分が、トランジスタ３３０、３３５により抵抗列３４０，３５０のそれぞれに供給されることになる。これらのコモンモード電流が結合されると電圧はしご３２０のそれぞれの抵抗に沿ってＤＣ電圧降下が発生する。これらのＤＣ電圧降下は、比較器３６２，３６４，３６６の入力として与えられる電圧信号３４２，３４４，３４６，３５２，３５４，３５６に表れ、比較器の必要な閾値を表す。重ね合せの原理（ｓｕｐｅｒｐｏｓｉｔｉｏｎ ｐｒｉｎｃｉｐａｌ）を使用することにより、比較器３６２，３６４，３６６の入力により受け取られた信号は、ディファレンシャル入力信号と閾値電圧の結合を含むことになる。

図３に示した構成の有利な点は、入力信号と閾値が比較器に供給される前に両者を結合することにより、ゼロ閾値比較器が使用できるであろうことである。ゼロ閾値比較器は、図１及び図２に示した構成において使用されるような、入力信号と閾値を別々に処理する比較器と比較して、より強固で電力効率が高い。

しかしながら、図３に示した構成の問題点は、入力信号が結合された閾値電圧が、供給電圧の変化、バイアス電流の変化、温度変化、製造工程の変更、トランスコンダクタンス（または、デジタル入力のためのＤＡ変換器）におけるデバイスの不適当な組み合わせなど、の影響を受けやすいことである。結果として、閾値電圧は、例えば入力と出力の関係といった、フラッシュ型転送特性に変化を生じる変更に影響を受けやすい。このようなフラッシュ型転送特性の変化は、事実上のゲイン変動を生じてしまう。例えば、シグマデルタ変換器の内部において、フラッシュ型変換器がフィードバックループの一部として使用される適用例においては、この変化がループゲインを変動させ、それにより性能の劣化を引きおこし、または不安定状態さえ導きかねない。このようなゲイン変動は、また、例えばパイプライン型またはサイクリック型変換器において、歪みを引きおこしかねない。これは、閾値が、もはやそれが理想的にあるべきものではないという事実によるものであり、低ゲイン状態またはレジデュー増幅器（residue amplifier）の飽和状態をも生じかねない。

このように、閾値発生回路と、アナログ-デジタル変換回路と、既知の閾値回路又はＡＤＣ回路の前述したような問題を軽減するための方法、を有する集積回路の必要性が存在している。

米国特許第６２５５９７９号明細書 米国特許第５８７７７１８号明細書 米国特許第５９９０８１４号明細書 米国特許第５２３１３９９号明細書 米国特許第７７６０１２６号明細書 米国特許第７３９４４２０号明細書 米国特許第６８３３８００号明細書 米国特許第６４３７７２４号明細書 米国特許第５５８９８３１号明細書 米国特許第５０５５８４７号明細書 米国特許出願公開第２００５／００９３７３２号明細書 米国特許出願公開第２００８／０２３８７４６号明細書 米国特許出願公開第２００９／００５８５２７号明細書 米国特許出願公開第２００７／０１８２６１５号明細書

Ｓｕｓａｎａ Ｐａｔｏｎ、"Ａ ７０−ｍＷ ３００−ＭＨｚ ＣＭＯＳ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ＡＤＣ Ｗｉｔｈ １５−ＭＨｚ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ａｎｄ １１Ｂｉｔｓ ｏｆ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ"、（米国）、ＩＥＥＥ、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ、２００４年７月号、ｐ．１０５６−１０６３、

従って、本発明は上述された一つ又はそれ以上の問題を、一つでも又はいずれかの組み合わせにおいて、軽減し、緩和し、又は、除去するように努める。本発明の特徴は、添付の特許請求の範囲に記載されたように、閾値発生回路と、アナログ-デジタル変換器と、そのための方法、を有する集積回路を提供することにある。

本発明の第一の特徴に従えば、比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する閾値発生回路を有する集積回路が提供される。閾値発生回路は、コモンモード構成成分を含む少なくとも一つのコモンモード電流信号を発生するための少なくとも一つのコモンモード電流発生回路を有する。コモンモード構成成分により、少なくとも一つのコモンモード電流信号は、コモンモード構成成分の結合信号とディファレンシャル構成成分の結合信号とから成る結合電流信号を生成するためのディファレンシャル入力構成成分を含む少なくとも一つの入力電流信号と結合される。閾値発生回路は、更に、結合された電流信号を受け取り、その結合された電流信号を比較器回路内において使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するように構成された変換回路を有する。閾値発生回路は、更に、フィードバック回路を有する。フィードバック回路は、結合信号のコモンモード構成成分の指標を受け取り、受け取った結合信号コモンモード構成成分に係る指標をリファレンス値と比較し、少なくとも部分的には、受け取った結合信号コモンモード構成成分に係る指標とリファレンス値との比較に基づいて、少なくとも一つのコモンモード電流発生回路により生成された、少なくとも一つのコモンモード電流信号を調整する。

このように、一つの例として、結合電流信号のコモンモード構成成分は、そこから比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号が引き出されるのであるが、例えば、供給電圧の変化、バイアス電流の変化、温度変化、製造工程の変更、トランスコンダクタンスにおけるデバイスの不適当な組み合わせ（または、デジタル入力のためのＤＡコンバータ）など、を考慮に入れるように調整され得る。従って、望ましいコモンモード構成成分は、結合電流信号の中で、上記に概説されたような有害な影響に関係なく、実質的に保証されたものとなり得る。結果として、比較器回路の内部で使用されるディファレンシャル電圧信号において、信頼のおける閾値電圧が生成され得る。そして、例えば、閾値発生回路が組み込まれたフラッシュ型ＡＤＣのために、堅実で信頼のおけるフラッシュ転送特性を実現させる。例えば、それにより一貫したゲインを維持するようなフラッシュ型ＡＤＣの入力と出力の関係など、である。更には、例えば、シグマ-デルタ型コンバータの内部のように、フィードバックループの一部としてフラッシュ型コンバータが使用される適用例においては、従来技術の解決策ではループゲインの変動から引き起こされてしまう性能の劣化、不安定、歪み、など、を実質的に回避することができる

任意の一例に従えば、結合電流信号は、ディファレンシャル構成成分とコモンモード構成成分をそれぞれ含むディファレンシャル信号のペアを有し得る。そして、結合信号のコモンモード構成成分に係る指標はディファレンシャル信号を一つのコモンモード信号に結合することにより生成され得る。更には、その一つのコモンモード結合電流信号は、結合信号コモンモード構成成分を生成する電圧信号を創出するためにコモン抵抗を通じて流れるように構成され得る。例えば、フィードバック回路は、アンプを有し得る。そして、コモン抵抗を通じて流れるコモンモード結合電流信号により創出された電圧信号は、結合電流信号のコモンモード構成成分に係る指標としてアンプに供給され得る。アンプは、更に、リファレンス電圧を受け取り、コモン抵抗を通じて流れる一つのコモンモード結合電流信号により創出された電圧信号をリファレンス電圧と比較し、比較の結果をコモンモード電流調整信号という形式で出力する。

任意の一例に従えば、コモン抵抗は、抵抗値がRのn個の抵抗を有し得る。変換回路は、比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を提供するために、受け取った結合電流信号を電圧信号に変換するように構成された抵抗列のペアを有するディファレンシャル電圧はしご構造を有し得る。それぞれの抵抗列は、抵抗値がR/xのｘ個の抵抗を有し、閾値発生回路は、比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号の中での閾値ステップを提供するように構成され得る。閾値ステップの値は、以下の式で表される。

任意の一例に従えば、フィードバック回路は、結合信号コモンモード構成成分に係る指標を電圧信号の形式で受け取り、受け取った電圧信号をリファレンス電圧と比較するように構成されたアンプを有し得る。例えば、コモンモード構成成分の結合電流信号に係る指標は、実行可能なように変換回路の入力ノードに接続されたアンプへの入力として提供された電圧信号の形式で受け取られ得る。結合電流は、抵抗を介して変換回路に提供される。

任意の一例に従えば、コモンモード電流発生回路は、ドレイン端子からコモンモード電流信号を提供するように構成された抵抗列のペアを有し得る。更には、ゲート端子は、実行可能なように互いに接続され、コモンゲート端子ノードを生成する。コモンゲート端子ノードを介して、トランジスタにより生成されたコモンモード電流信号が調整され得る。

任意の一例に従えば、閾値発生回路は、更に、入力としてディファレンシャル入力電圧を受け取り、そのディファレンシャル入力電圧を少なくとも一つの入力電流信号に変換するように構成された少なくとも一つのトランスコンダクタンス回路を有し得る。

任意の一例に従えば、閾値発生回路は、更に、入力としてデジタル入力信号を受け取り、そのデジタル入力信号を少なくとも一つの入力電流信号に変換するように構成された少なくとも一つのデジタル-アナログ変換回路を有し得る。

任意の一例に従えば、変換回路は、比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成するために、受け取った結合電流信号を電圧信号に変換するように構成された抵抗列のペアを含むディファレンシャル電圧はしごを有し得る。例えば、第一の抵抗列により生成された電圧信号は、第二の抵抗列により生成された反転した同等の電圧信号とペアにされ、比較器回路の内部で使用されるディファレンシャル電圧信号を生成する。

任意の一例に従えば、閾値発生回路は、フラッシュ型アナログ-デジタル変換器の比較器回路の内部で使用される、少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成するように構成され得る。

任意の一例に従えば、集積回路は、アナログ-デジタル変換集積回路の形式であり得る。

任意の一例に従えば、アナログ-デジタル変換器は、フラッシュ型アナログ-デジタル変換器を含み得る。

本発明の第二の特徴に従えば、比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する閾値発生回路を有する電子機器が提供される。その回路は、コモンモード電流発生回路と変換回路を有し得る。コモンモード電流発生回路は、コモンモード構成成分の結合信号を含む結合電流を生成するために、少なくとも一つの入力電流信号と結合されるコモンモード電流信号を生成するように構成されている。変換回路は、結合電流信号を受け取り、その結合電流信号を比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するように構成されている。閾値発生回路は、更に、結合信号コモンモード構成成分に係る指標を受け取り、その受け取った結合信号コモンモード構成成分に係る指標をリファレンス値と比較し、少なくとも部分的には、受け取った結合信号コモンモード構成成分に係る指標とリファレンス値との比較に基づいて、少なくとも一つのコモンモード電流信号を調整するように構成されたフィードバック回路を有する。

本発明の第三の特徴に従えば、比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する方法が提供される。本方法は、結合電流信号を生成するために、少なくとも一つのコモンモード電流信号と少なくとも一つの入力電流信号を結合することを含む。結合電流信号は、このように、コモンモード構成成分の結合信号と結合信号構成成分とを含む。本方法は、更に、結合電流信号を比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換することを含む。本方法は、更に、コモンモード構成成分の結合信号に係る指標をリファレンス値と比較し、少なくとも部分的には、結合信号コモンモード構成成分に係る指標とリファレンス値との比較に基づいて、少なくとも一つのコモンモード電流信号を調整することを含む。

本発明のこれらの及び他の特徴は、以下に記載される実施例から明らかであり、それらを参照して説明される。

本発明のさらなる詳細事項、観点、及び、実施例は、例示することのみにより、図面に関して記述される。図面中の要素は、簡略化および明確化されて図示されており、必ずしも縮尺通りには描かれていない。理解を容易にするために、各図面には参照番号が付されている。
従来のアナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）回路の例を示す図である。 既知のＡＤＣの別の例を示す図である。 既知のＡＤＣの更に別の例を示す図である。 閾値発生回路の例を示す図である。 閾値発生回路の別の例を示す図である。 閾値発生回路の更に別の例を示す図である。 閾値発生回路の例を実現する電子機器の例についてのブロック図である。 少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を発生する方法の例についての簡略化されたフローチャートである。

本発明の例は、フラッシュ型アナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）について、直接変換型ＡＤＣとしても知られているが、記載される。しかしながら、ここに記載された本発明のコンセプトは、比較器回路の内部で使用するため、ディファレンシャル信号構成成分と閾値信号構成成分を含むディファレンシャル電圧信号を生成することが要求されるような、あらゆるタイプの回路において実施され得ることが、当業者により正しく理解されるであろう。多くの適用例において、本発明の例に従って比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する閾値発生回路を適用することは、コモンモード構成成分の結合信号とディファレンシャル構成成分の結合信号を含む結合電流信号を生成するために、第一のコモンモード電流構成成分を含む少なくとも一つのコモンモード電流信号を、ディファレンシャル入力構成成分を含む少なくとも一つの入力電流信号と結合すること、そして、結合電流信号を比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換すること、を効果的に行う。閾値発生回路は、更に、コモンモード構成成分の結合信号に係る指標を受け取ること、その受け取ったコモンモード構成成分の結合信号に係る指標をリファレンス値と比較すること、そして、少なくとも部分的には、コモンモード構成成分の結合信号に係る指標とリファレンス値との比較に基づいて、少なくとも一つのコモンモード電流信号を調整すること、を効果的に行うことになる。

このように、結合電流信号のコモンモード構成成分は、そこから比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号の閾値信号構成成分が得られるのであるが、例えば、供給電圧の変化、バイアス電流の変化、温度変化、製造工程の変更、トランスコンダクタンス（または、デジタル入力のためのＤＡコンバータ）におけるデバイスの不適当な組み合わせなど、を考慮するように調整され得る。従って、望ましいコモンモード構成成分は、結合電流信号の中で、上記に概説されたような有害な影響に関係なく、実質的に確実なものとなる。結果として、比較器回路の内部で使用される信頼のおける閾値電圧が、ディファレンシャル電圧信号の中に生成され得る。そして、閾値生成回路が組み込まれたフラッシュ型ＡＤＣのために、堅実で信頼のおけるフラッシュ転送特性を実現させる。例えば、堅実なゲインを維持するようなフラッシュ型ＡＤＣの入力と出力の関係など、である。

更には、例えば、シグマ-デルタ型コンバータの内部のように、フィードバックループの一部としてフラッシュ型コンバータが使用される適用例においては、従来技術の解決策ではループゲインの変動から引き起こされてしまう性能の劣化、不安定、歪み、など、を実質的に回避することができる。

図４を参照すると、閾値発生回路４００の一例が示されている。図示された例については、閾値発生回路４００は、アナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）４０１、より詳細には図示されたフラッシュ型ＡＤＣ、の一部を構成している。フラッシュ型変換器の利点は、典型的にマルチステージ型アプローチを使用して連続的に「正しい」デジタル値に到達する、多くの他のＡＤＣのタイプに比べて、非常に速いことである。更には、フラッシュ型変換器は、比較的簡単に実装できる傾向にある。アナログ型比較器と違って、バイナリーへの最終的な変換を行うロジックを必要とするだけで済む。閾値発生回路４００は、集積回路４０２の内部に備えつけられ得るものと考えられている。

閾値発生回路４００は、コモンモード構成成分を含むコモンモード電流を発生させるために構成されたコモンモード電流発生回路４１０を含んでいる。例えば、フラッシュ型ＡＤＣ４０１が集積回路４０２の一部を成すような結合システムにおいては、電圧供給ラインとグラウンドラインは一般的に非常に大きなノイズを受ける。ノイズは回路の精度性能に多大な影響を与える。このようなノイズの影響を小さくするためには、電圧供給ラインとグラウンドラインのノイズに対して、より許容性のあるディファレンシャル信号を使用することが望ましい。従って、図示された例について、コモンモード電流発生回路４１０は、ドレイン端子からコモンモード電流信号４１５を供給するために構成されたペアのトランジスタ４１２，４１４を含む。トランジスタ４１２，４１４から供給されたコモンモード電流信号４１５はゲート端子を経由して調整され得る。図示された例においては、ゲート端子は、コモンモード端子ノード４１８を提供すべく実行可能なように共に連結される。

コモンモード電流信号４１５は、結合電流信号４３０を発生すべく入力電流信号４２５と結合される。従って、入力信号とコモンモード信号は、電流ドメインにおいて結合される（足し算される）。図示された例について入力電流信号４２５はトランスコンダクタ回路４２０により与えられる。トランスコンダクタ回路は、その入力としてディファレンシャル入力電圧信号４０５を受け取り、そのディファレンシャル入力電圧信号４０５をディファレンシャル入力構成成分を含む入力電流信号４２５に変換するように構成されている。ディファレンシャル入力構成成分に加えて、入力電流信号４２５は、更にトランスコンダクタ回路４２０により生成されたコモンモード構成成分を含み得る。従って、結合電流信号４３０は、入力電流信号４２５からのディファレンシャル構成成分と、コモンモード電流信号４１５からの第一のコモン構成成分と入力電流信号４２５からの更なるコモンモード構成成分から成る結合されたコモンモード構成成分を含み得る。

閾値発生回路４００は、更に、結合電流信号４３０を受け取り、その結合電流信号を比較器回路内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するために構成された変換回路４３５を有する。図示した例においては、変換回路４３５は、受け取った結合電流信号４３０を電圧信号４４２，４４４，４４６，４５２，４５４，４５６に変換するために構成された抵抗列のペア４４０，４５０から成るディファレンシャル電圧はしごを含む。電圧信号は、比較器回路４６０のような、比較器回路内部で使用される一つまたはそれ以上のディファレンシャル電圧信号を生成するために使用され得るものである。

図示された例について、比較器回路４６０は、それぞれが変換回路４３５により生成されたディファレンシャル電圧信号を受け取るように構成された比較器４６２，４６４，４６６を有する。すなわち、第一の比較器４６２は、第一の抵抗列４４０からの「上限最大の」電圧信号４４２を、正のディファレンシャル構成成分として、受け取り、そして、第二の抵抗列４５０からの「下限最小の」電圧信号４５２を、負のディファレンシャル構成成分として、受け取るように構成されている。第二の比較器４６４は、第一の抵抗列４４０からの二番目に上限最大の電圧信号４４４を、正のディファレンシャル構成成分として、受け取り、そして、第二の抵抗列４５０からの二番目に上限最大の電圧信号４５４を、負のディファレンシャル構成成分として、受け取るように構成されている。最後の比較器４６６は、第一の抵抗列４４０からの下限最小の電圧信号４４６を、正のディファレンシャル構成成分として、受け取り、そして、第二の抵抗列４５０からの上限最大の電圧信号４５６を、負のディファレンシャル構成成分として、受け取るように構成されている。

このようにして、第一の抵抗列４４０により生成された、それぞれの電圧信号は、比較器４６２，４６４，４６６による比較のためのディファレンシャル電圧信号を生成するために、第二の抵抗例４５０により生成された、符号が逆の同等な電圧信号とペアにされる（例えば、対角線的に相反するよう図形的に表され得るように）。正しく理解されるであろうように、比較器回路４６０は３つの比較器を含み、抵抗列４４０，４５０のそれぞれが３つの電圧信号を生成するように構成されている場合において、負のディファレンシャル構成成分として第二の比較器４６４により受け取られた第二の抵抗列４５０からの二番目に上限最大の電圧信号４５４は、第二の抵抗列４５０からの二番目に上限最大の電圧信号４５４と同一の信号となるであろう。

この例は、３つの比較器と２つの抵抗列を図示しているが、他の例では、適用事例に基づいて、どんな数の比較器と、又は、抵抗列でも使用し得ることが予想される。

それぞれの比較器４６２，４６４，４６６は、技術的に知られているように、それらが受け取ったディファレンシャル電圧信号の比較を行い、そして、比較結果の指標を出力するように構成されている。比較器４６２，４６４，４６６の出力は、バイナリー変換ロジック４７０に提供される。バイナリー変換ロジックは、受け取った指標に基づいてバイナリー値を出力する比較器４６２，４６４，４６６から出力された指標を受け取る。

前述したように、結合電流信号４３０は、入力電流信号４２５からのディファレンシャル構成成分と、コモンモード電流信号４１５からの第一のコモン構成成分を含むコモンモード構成成分と、可能性として入力電流信号４２５からの更なるコモンモード構成成分、を含む。結合電流信号４３０の中のコモンモード構成成分は、電圧はしご４３５のそれぞれの抵抗に沿ってＤＣ電圧降下を発生させる。これらのＤＣ電圧降下は、比較器４６２，４６４，４６６に供給される電圧信号４４２，４４４，４４６，４５２，４５４，４５６において表れ、比較器に対する閾値に相当する。重ね合せの原理（superposition principal）を使用することにより、比較器４６２，４６４，４６６により受け取られた信号はディファレンシャル入力信号と閾値電圧の結合を構成する。このように、入力信号と閾値が比較器に供給される前に両者を結合することにより、ゼロ閾値比較器が使用され得る。ゼロ閾値比較器は、図１及び図２の先行技術としての構成において使用されるような、入力信号と閾値を別々に処理する比較器と比較して、より強固で電力効率が高い。

いくつかの例に従って、閾値発生回路４００は、更にフィードバック回路４８０を有する。フィードバック回路は、接合電流信号４３０のコモンモード構成成分に係る指標を受け取り、受け取った指標をリファレンス値と比較し、そして、少なくとも部分的には、受け取った接合信号コモンモード構成成分とリファレンス値の比較に基づいて、コモン電流発生回路４１０により生成されたコモンモード電流信号４１５を調整するように構成されている。他の要因（例えば、最大・最小電流値、より複雑な「ランプ」適用など）がコモンモード電流の調整に影響し得るが、このような要因は、更にひどい結果を生み出しかねないことが予想される。この例においては、結合電流信号４３０の中のＤＣ成分はモニターされ、リファレンス値（ＤＣ値である）と比較される。そして、簡単に比較を行うことができる。

例えば、結合電流信号４３０は、単独のコモンモード信号へ合流される。結合電流信号は、前述のようにディファレンシャル構成成分とコモンモード構成成分を有するディファレンシャル信号を含んでいる。このように、コモンモード信号を生成するように結合電流信号を合流させることにより、ディファレンシャル結合電流信号の中のディファレンシャル構成成分が実質的に総和してゼロとなり、単独のコモンモード信号の中に残っているコモンモード構成成分のみを残すだけとなる。結果として生じた単独のコモンモード結合電流信号は、次に、結合電流信号４３０のコモンモード構成成分の指標を生成するために電圧信号に変換され得る。

図示された例について、より詳細には、抵抗列４４０、４５０は、コモン抵抗４８２を介してグラウンドに動作的に結合されており、結合電流信号４３０は、抵抗列４４０、４５０を流れ、その後で結合コモンモード電流信号４３７へ合流される。結果として生じた結合コモンモード電流信号４３７は、次に、コモン抵抗４８２を通じてグラウンドに流れ、それにより、結合電流信号４３０のコモンモード構成成分に実質的に比例する電位差がコモン抵抗４８２に沿って生成される。このコモン抵抗４８２に沿った電位差は、結合電流信号４３０のコモンモード構成成分の指標としてアンプ４８６に提供される電圧信号４８４を生成する。リファレンス電圧４８８もアンプ４８６に提供され、アンプは、その電圧信号４８４をリファレンス電圧４８８と比較して、比較の結果をコモンモード電流調整信号４９０という形で出力する。このコモンモード電流調整信号４９０は、次に、コモンモード電流発生回路４１０のコモンゲート端子ノード４１８に提供される。

このように、フィードバック回路４８０は、受け取った結合信号コモンモード構成成分に係る指標とリファレンス値との比較に基づいて、コモンモード電流発生回路４１０により生成されたコモンモード電流信号４１５を調整することができる。それにより、結合電流信号４３０のコモンモード構成成分を調整することができ、結合電流信号からは、比較器回路４６０の内部で使用されるディファレンシャル電圧信号の閾値信号構成成分が得られる。こうして、例えば、供給電圧の変化、バイアス電流の変化、温度変化、製造工程の変更、トランスコンダクタンスにおけるデバイスの不適当な組み合わせ（または、デジタル入力のためのＤＡコンバータ）など、が考慮され調整され得る。従って、望ましいコモンモード構成成分は、結合電流信号の中で、上記に概説されたような有害な影響に関係なく、実質的に確実なものとなる。結果として、比較器回路の内部で使用される信頼のおける閾値電圧が、ディファレンシャル電圧信号の中に生成され得る。そして、閾値生成回路が組み込まれたフラッシュ型ＡＤＣ４０１のために、堅実で信頼のおけるフラッシュ転送特性を実現させる。例えば、堅実なゲインを維持するようなフラッシュ型ＡＤＣの入力と出力の関係など、である。

図５には、別の例として閾値発生回路５００が図示されている。図４に示された例と同様の方法で、閾値発生回路５００は図５はＡＤＣ５０１の一部を構成している。明確化のために、参照番号は図４と図５で共通の要素については再使用されている。

閾値発生回路５００は、コモンモード電流を含むコモンモード電流信号４１５を生成するために構成されたコモンモード電流発生回路４１０を有する。コモンモード電流信号４１５は、入力信号４２５と結合され結合電流信号４３０を生成する。図示された例について、入力電流信号４２５がトランスコンダクタンス回路４２０により提供される。トランスコンダクタンス回路は、入力として、ディファレンシャル入力電圧信号４０５を受け取り、ディファレンシャル入力電圧信号４０５を入力電流信号４２５に変換するように構成されている。

閾値発生回路５００は、更に、結合電流信号４３０を受け取り、その結合電流信号を比較器回路内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するために構成された変換回路４３５を有する。図示した例においては、変換回路４３５は、受け取った結合電流信号４３０を電圧信号４４２，４４４，４４６，４５２，４５４，４５６に変換するために構成された抵抗列のペア４４０，４５０から成るディファレンシャル電圧はしごを有する。電圧信号は、比較器回路４６０のような、比較器回路内部で使用される一つまたはそれ以上のディファレンシャル電圧信号を生成するために使用され得るものである。

図示された例について、比較器回路４６０は、それぞれが変換回路４３５により生成されたディファレンシャル電圧信号を受け取るように構成された比較器４６２，４６４，４６６を有する。図示された例について、より詳細には、第一の抵抗列４４０により生成された、それぞれの電圧信号は、比較器４６２，４６４，４６６による比較のためのディファレンシャル電圧信号を生成するために、第二の抵抗例４５０により生成された、符号が逆の同等な電圧信号とペアにされる（例えば、対角線的に相反するよう図形的に表され得るように）。比較器４６２，４６４，４６６のそれぞれは、従来技術として知られているように、比較器が受け取ったディファレンシャル電圧信号の比較を行い、比較の結果として指標を出力するように構成されている。比較器４６２，４６４，４６６の出力はバイナリー変換ロジック４７０に供給され、バイナリー変換ロジックは、比較器４６２，４６４，４６６により出力された指標を受け取り、次に、受け取った指標に基づいてバイナリー値を出力する。

閾値発生回路５００は、更にフィードバック回路５８０を有する。フィードバック回路は、接合電流信号４３０のコモンモード構成成分に係る指標を受け取り、受け取った指標をリファレンス値と比較し、そして、少なくとも部分的には、受け取った接合信号コモンモード構成成分とリファレンス値の比較に基づいて、コモン電流発生回路４１０により生成されたコモンモード電流信号４１５を調整するように構成されている。フィードバック回路５８０は、アンプ４８６を有する。アンプは、電圧信号４８４の形式で、結合電流信号４３０のコモンモード構成成分に係る指標を受け取り、受け取った電圧信号４８４をリファレンス電圧４８８と比較し、比較の結果をコモンモード電流調整信号４９０の形式で出力するように構成されている。このコモンモード電流調整信号４９０は、次に、コモンモード電流発生回路４１０のコモンゲート端子ノード４１８に供給され得る。

図５に図示された例について、結合電流信号４３０のコモンモード構成成分に係る指標としてフィードバック回路５８０の比較器４８６に供給される電圧信号４８４は、アンプ４８６の入力５８６として提供される。アンプ４８６は、実行可能なように変換回路４３５の入力ノード５３５に接続され、結合電流信号４３０は抵抗５８２を介して変換回路４３５に供給される。このように、変換回路４３５に沿った電圧の指標がアンプ４８６に供給され、回路内を流れる電流の代表値となる。図４に図示された例と同様に、ディファレンシャル結合電流信号４３０の中のディファレンシャル構成成分により生じた変換回路４３５に沿ったディファレンシャル構成成分のあらゆる電圧は、アンプ４８６の入力５８６において、実質的に総和してゼロとなる。このように、比較器４８６の入力５８６において、変換回路４３５に沿った電圧のコモンモード構成成分のみが存在することになる。

図６には、更なる別の例として閾値発生回路６００が図示されている。今一度、明確化のために、参照番号は図４と図６で共通の要素については再使用されている。

閾値発生回路６００は、コモンモード構成成分を含むコモンモード電流信号４１５を生成するために構成されたコモンモード電流発生回路４１０を有する。コモンモード電流信号４１５は、トランスコンダクタンス回路４２０により生成された第一の入力電流信号４２５に結合される。トランスコンダクタ回路は、その入力としてディファレンシャル入力電圧信号４０５を受け取り、そのディファレンシャル入力電圧信号４０５を入力電流信号４２５に変換するように構成されている。図６に図示された例においては、コモンモード電流信号４１５と第一の入力電流信号４２５は、更に、トランスコンダクタンス回路６２０により供給される第二の入力電流信号６２５と結合される。トランスコンダクタンス回路は、その入力として、入力電圧信号６０５を受け取り、ディファレンシャル入力電圧信号６０５を第二の入力電流信号６２５に変換するように構成されている。更に、図示された例においては、コモンモード電流信号４１５と入力電流信号４２５，６２５もまた、デジタル-アナログ変換回路（DＡＣ）６１０により提供される第三の入力電流信号６１５と結合される。デジタル-アナログ変換回路は、その入力として、デジタル入力信号６１２を受け取り、デジタル入力信号６１２を第三の入力電流信号６１５に変換するように構成されている。例として、デジタル入力信号６１２は、例えば、アナログ-デジタル変換器のデジタル出力からのフィードバックパス（図示せず）の一部を含み得る。閾値発生回路６００は、アナログ領域に戻って、デジタル-アナログ変換回路の一部を構成している。このようにして、デジタルフィードバックは、デジタル量子化ノイズの選択的なスペクトル圧縮を許容し得る。このような量子化ノイズの圧縮に必要なのは、オーバーサンプリングである。このように、図６に図示された例においては、結合電流信号６３０は、コモンモード電流信号４１５と入力電流信号４２５，６２５，６１５の結合により生成される。

結合電流信号６３０を生成するためには、あらゆる数の入力電流信号がコモンモード電流信号４１５と結合され得ることが考えられる。更には、閾値発生回路６００は、一つ以上のコモンモード電流信号を発生し、結合電流信号６３０を生成すべく一つ以上の電流信号と結合され得るように、一つ以上のコモンモード電流発生回路を有し得ることが考えられる。

閾値発生回路６００は、更に、結合電流信号６３０を受け取り、結合電流信号６３０を比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するように構成された変換回路４３５を有する。図示した例においては、変換回路４３５は、受け取った結合電流信号６３０を電圧信号４４２，４４４，４４６，４５２，４５４，４５６に変換するために構成された抵抗列のペア４４０，４５０から成るディファレンシャル電圧はしご構造を有する。電圧信号は、図４における比較器回路４６０のように、比較器回路内部で使用される一つまたはそれ以上のディファレンシャル電圧信号を生成するために使用され得るものである。

閾値発生回路６００は、更にフィードバック回路６８０を有する。フィードバック回路は、接合電流信号６３０のコモンモード構成成分に係る指標を受け取り、受け取った指標をリファレンス値と比較し、そして、少なくとも部分的には、受け取った接合信号コモンモード構成成分とリファレンス値の比較に基づいて、コモン電流発生回路４１０により生成されたコモンモード電流信号４１５を調整するように構成されている。図示された例について、より詳細には、抵抗列４４０、４５０は実行可能なようにコモン抵抗４８２を介して抵抗列６８２の形式でグラウンドに接続されており、結合電流信号６３０は、結合コモンモード電流信号６３７に結合される前に抵抗列４４０、４５０を流れることができる。結果として生じた結合コモンモード電流信号６３７は、次に、コモン抵抗列６８２を通じてグラウンドに流れ、それにより、結合電流信号６３０のコモンモード構成成分に実質的に比例する電位差がコモン抵抗列６８２に沿って生成される。このコモン抵抗列６８２に沿った電位差は、結合電流信号６３０のコモンモード構成成分の指標としてアンプ４８６に供給される電圧信号６８４を生成する。リファレンス電圧４８８もアンプ４８６に供給され、アンプは、その電圧信号６８４をリファレンス電圧４８８と比較して、比較の結果をコモンモード電流調整信号４９０という形式で出力する。このコモンモード電流調整信号４９０は、次に、コモンモード電流発生回路４１０のコモンゲート端子ノード４１８に供給される。

図６に図示された例において、フィードバック回路６８０の中の抵抗列６８２は、
抵抗値がRのn個の抵抗と、それぞれが抵抗値がR/xのｘ個の抵抗から成る抵抗列４４０，４５０を有している。このように、閾値発生回路は、例えば、比較器回路４６０（図４）における比較器４６２，４６４，４６６に供給されるディファレンシャル電圧信号の中に、次式に相当する値の閾値ステップを提供する。

ここで、REFはリファレンス電圧値である。このようにして、抵抗列６８２が抵抗値Rの４個の抵抗と、それぞれの抵抗値がR/７の７個の抵抗から成る抵抗列４４０，４５０を有する場合には、その閾値ステップは次式に相当する。

見てわかるように、この例においては、閾値電圧は、抵抗の比率のみに関係するものであり、それ故に、工程や温度の変動によって、たとえ抵抗値が変化したとしても、閾値電圧は正確であり得る。

図７は、いずれかの閾値発生回路の例での使用に適した電子機器の例についてブロック図を表している。図示された例について、電子機器はワイヤレス通信装置７００（時おり、携帯通信の面においてはモバイルサブスクライバー装置（ＭＳ）として、もしくは、第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）通信システムの点においてはユーザー装置（ＵＥ）として言及されている）を有している。ワイヤレス通信装置７００は、好ましくはＭＳ７００の内部で受信回路と送信回路間を隔離する二重フィルタまたはアンテナスイッチ７０４に接続されるアンテナ７０２を有する。

受信回路は、技術的に知られているように、受信フロントエンド回路７０６（効果的に受信能力を発揮し、フィルタリングを行い、中間またはベース帯域での周波数変換を行う）を含んでいる。フロントエンド回路７０６は、信号演算モジュール７０８に直列的に接続されている。信号演算モジュール７０８からの出力は、スクリーンまたは平面パネルディスプレイといった、好適な出力機器に提供される。コントロ−ラー７１４は、サブスクライバー装置コントロール全般を管理しており、受信フロントエンド回路７０６と信号処理モジュール７０８（一般的にはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）により実現される）に接続される。コントローラーは、デコード/エンコード機能、同期パターン等といった、オペレーティングレジーム（operating regimes）を選択的に保持する記憶機器７１６にも接続される。

送信回路に関しては、これは、キーパッドといった、入力機器７２０を本質的に有し、トランスミッター/モジュレーション回路７２２とパワーアンプ７２４を介して直列的にアンテナ７０２に接続される。送信回路における信号演算モジュール７０８は、受信回路における演算器とは別個のものとして実施され得る。その代わりに、信号演算モジュール７０８は、図７に示すように、送信と受信の両方の処理を実施するように使用され得る。明らかに、ＭＳ７００の内部の様々な構成要素は、別個の又は統合されたコンポーネントの形態として実現され得るものであり、それ故に、最終的な構造によれば、単にアプリケーション特有の又は設計上の選択にすぎない。

本発明の例に従えば、ＭＳ７００は、図４から図６のいずれかに図示された、また、これ以前に記述された閾値発生回路を有する、一つまたはそれ以上の閾値発生回路を有し得る。例えば、ＭＳ７００の受信フロントエンド回路７０６は、典型的には、ラジオ周波数アンプ、フィルタリング、及び、ＲＦ信号をアナログのベース帯域信号に変換するベース帯域変換回路、を有し得る。これ以降、信号演算モジュール７０８といったベース帯域演算回路は、受け取ったアナログ信号を（ベース帯域の）デジタル信号に変換する等のために、このような閾値発生回路を有する一つ又はそれ以上のアナログ-デジタル回路を有している。

当業者であれば、ワイヤレス通信装置の形式で電子機器が記載されている一方で、他の適用例や電子機器の形式が、本発明に従って閾値発生回路が実装され得るアナログ-デジタル変換器などを同様に有し得ること、を正しく理解するであろう。

図８は、比較器回路の内部で使用される、少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する方法の例について簡略化したフローチャートを示している。その少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号は、ディファレンシャル信号構成成分と閾値信号構成成分を含んでいる。

本方法は、少なくとも一つの入力信号を受け取るステップ８１０から始まる。例えば、そのような入力信号はディファレンシャル入力電圧信号といったアナログ信号を含み得る。代替的には、そのような入力信号はデジタル入力信号を含み得る。次に、ステップ８２０において、その少なくとも一つの受け取られた入力信号は、ディファレンシャル入力構成成分を含む入力電流信号に変換される。例えば、ディファレンシャル入力電圧信号といったアナログ信号の場合には、その入力信号はトランスコンダクター回路により入力電流信号に変換され得る。代替的には、デジタル入力信号の場合には、その入力信号はデジタル-アナログ変換機により入力電流信号に変換され得る。次に、ステップ８３０において、コモンモード電流構成成分を含む少なくとも一つのコモンモード電流信号が生成される。そして次に、ステップ８４０において、少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換される結合電流信号を生成するために、その少なくとも一つの入力電流信号と結合される。例えば、抵抗列のペアを有する電圧はしご構造として、である。次にステップ８５０において結合電流信号のコモンモード構成成分に係る指標が受け取られ、ステップ８６０でリファレンス値と比較される。次に、ステップ８７０において、その少なくとも一つのコモンモード電流信号は、少なくとも部分的に受け取った指標とリファレンス値との比較に基づいて調整される。そして、ステップ８８０では、結合電流信号は、少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換される。

都合よく、少なくともいくつかの本発明の例は、供給電圧やバイアス電流および温度の変動に対して安定な比較器の閾値を提供する。その閾値は、また、回路部品に影響を与えるあらゆるプロセス変動が存在していても、安定している。その閾値は、また、入力信号を電流信号に変換するために使用されるトランスコンダクタンス回路またはデジタル-アナログ変換回路における工程の不整合に対しても安定している。これらの回路では、コモンモード出力電流を生成することになる。

前述した発明のコンセプトは、半導体製造メーカーによって、閾値発生回路を有する、あらゆる集積回路に適用可能であることが予想される。更には、例えば、半導体製造メーカーが、フラッシュ型アナログ-デジタル変換器といったスタンドアロン機器、又は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、そして/又は、他のいかなるサブシステム要素の設計において、本発明のコンセプトを適用し得ることが予想される。ここで記述された本発明のコンセプトは、特定的に、しかしながら排他的にではなく、アナログ-デジタル変換器に適用できること、より特定的には、スタンドアロンフラッシュ型変換器に、又は、単なる例として、シグマデルタ型やパイプライン型そしてサイクリック型アナログ-デジタル変換器のような、より大きな適用例に組み込まれるフラッシュ型変換器に適用し得ることが予想される。

上記の記載は、明りょうさのために、異なった機能的装置と回路について本発明の実施例を記載してきていることが、正しく理解されるであろう。しかしながら、例えば、フィードバック回路またはコモンモード電流発生回路に関して、異なった機能的装置又は回路におけるいかなる好適な類型も、本発明の価値を減じることなく使用できることは明らかである。例えば、分離された機能的装置又は回路により実施されるように図示された機能は、同じ機能的装置又は回路によっても実施され得る。従って、特定の機能的装置への言及は、狭義の論理的又は物理的な構成又は体系を示すわけではなく、単に、記載される機能を提供する好適な手段への言及であると理解されるべきである。

本発明の側面は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらのいずれかの組み合わせを含むあらゆる好適な形式で実施され得る。本発明は、少なくとも部分的に、一つ又はそれ以上のデータ演算処理装置、そして/又は、デジタル信号演算処理装置、又は、ＦＰＧＡ機器といった構成可能なモジュール要素、において実行されるコンピューターソフトウェアとして、任意的に実施され得る。このように、本発明の例に係る要素及び部品は、あらゆる好適な方法において物理的、機能的及び論理的に実施され得る。確かに、本機能は、単一の装置において、複数の装置において、又は他の機能的装置の一部として、実施され得る。

本発明は幾つかの例に関連して記載されてきたが、ここで挙げられている具体的な形式に限定されるように意図されたものではない。むしろ、本発明の適用範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ制限される。更に、本発明の特徴は特定の例に関連して記載されているように思われるが、当業者には、記載された例の様々な特徴は、本発明に従って組み合わされ得ることが理解されよう。特許請求の範囲において、語「有する（comprising）」は、他の要素又はステップの存在を排除するものではない。

更に、たとえ個別に挙げられているとしても、複数の手段、要素又は方法ステップは、例えば、単一の装置又は回路によって、実施され得る。加えて、個々の特徴が異なる請求項に含まれていたとしても、それらは、おそらく有利なように組み合わされ得る。異なる請求項に包含されるものは、特徴の組み合わせが実現可能でなく、及び／又は、有利なものでないことを意味するものではない。また、請求項の一つのカテゴリにおける特徴に包含されるものは、このカテゴリに制限されることを意味するものではなく、むしろ、その特徴が、必要に応じて、他の請求項のカテゴリに同様に適用可能であることを示唆している。

更に、特許請求の範囲における特徴の順序は、その特徴が実行されるべき特定の順序を意味するものではない。そして、方法に係る特許請求の範囲における個々のステップの順序は、各ステップがその順序において実行されなくてはならないということを意味するものではない。むしろ、ステップは、いかなる好適な順序でも実行され得る。加えて、単数の言及は複数個を排除するものではない。従って、「１つの（a又はan）」、「第１」及び「第２」等への言及は複数個を排除するものではない。

このように、閾値発生回路を有する改善された集積回路、閾値発生回路を有する電子機器およびそれらの方法が記載されており、先行技術の構成に伴う前述した欠点は、実質的に解決されている。

Claims (15)

1. 比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する閾値発生回路を有する集積回路であって、
   前記閾値発生回路は、
   コモンモード構成成分を含む少なくとも一つのコモンモード電流信号を生成するように構成された少なくとも一つのコモンモード電流発生回路であり、前記少なくとも一つのコモンモード電流信号が、ディファレンシャル入力構成成分を含む少なくとも一つの入力電流信号に結合され、結合信号コモンモード構成成分と結合信号ディファレンシャル構成成分とを含む結合電流信号を生成するコモンモード電流発生回路と、
   前記結合電流信号を受け取り、前記結合電流信号を比較器の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するように構成された変換器と、
   更に、フィードバック回路と、
   を有し、
   前記フィードバック回路は、
   前記結合信号コモンモード構成成分に係る指標を受け取り、
   前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記の受け取った指標をリファレンス値と比較し、
   少なくとも部分的に、前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記の受け取った指標と前記リファレンス値との前記比較に基づいて、前記少なくとも一つのコモンモード電流発生回路により生成される前記少なくとも一つのコモンモード電流信号を調整する、
   ことを特徴とする集積回路。
2. 前記結合電流信号は、それぞれの信号が、少なくとも一つの入力電流信号のディファレンシャル入力構成成分に対応したディファレンシャル構成成分と、少なくとも一つのコモンモード電流信号のコモンモード構成成分に対応したコモンモード構成成分と、を含む、一対のディファレンシャル信号を有し、
   前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標が、前記ディファレンシャル信号を単独のコモンモード結合電流信号へ合流させることにより提供される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
3. 前記単独のコモンモード結合電流信号は、前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標を提供するための電圧信号を生成するために、コモン抵抗を通じて流れるように構成されている、
   ことを特徴とする請求項２に記載の集積回路。
4. 前記フィードバック回路は、アンプを有し、
   前記コモン抵抗を通じて流れる前記単独のコモンモード結合電流により生成される前記電圧信号が、結合電流信号のコモンモード構成成分に係る前記指標として、前記アンプに提供される、
   ことを特徴とする請求項３に記載の集積回路。
5. 前記アンプは、更に、
   前記リファレンス値に対応するリファレンス電圧を受け取り、
   前記コモン抵抗を通じて流れる前記単独のコモンモード結合電流信号により生成される前記電圧信号と、前記リファレンス値を比較し、
   前記比較の結果を、コモンモード電流調整信号の形式で出力する、
   ように構成された、
   ことを特徴とする請求項４に記載の集積回路。
6. 前記コモン抵抗は、抵抗値Rのｎ個の抵抗から成る抵抗列を有し、
   前記変換回路は、一対の抵抗列から成るディファレンシャル電圧はしご構造を有し、比較器回路の内部で使用される前記少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成するために、前記受け取った結合電流信号を電圧信号に変換し、
   前記はしご構造に係るそれぞれの抵抗列は、抵抗値R/ｘのｘ個の抵抗を有し、
   前記閾値発生回路は、比較器の内部で使用される前記少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号の内に閾値ステップを生成するように構成され、
   前記閾値ステップは、次式に等しい、
   
   

   

   ことを特徴とする請求項４に記載の集積回路。
7. 前記フィードバック回路は、アンプを有し、
   前記アンプは、前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標を、電圧信号の形式で受け取り、前記の受け取った電圧信号を前記リファレンス値に対応するリファレンス電圧と比較するように構成された、
   ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
8. 前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標が、電圧信号の形式として受け取られ、
   前記電圧信号は、前記変換回路の少なくとも一つの入力ノードに動作的に結合されているアンプの入力として生成される、
   ことを特徴とする請求項７に記載の集積回路。
9. 前記コモンモード電流発生回路は、ドレイン端子から前記コモンモード電流信号を提供するように構成された一対のトランジスタを有し、
   前記コモンモード電流発生回路のトランジスタの少なくとも二つのゲート端子は、コモンゲート端子ノードを提供するべく動作的に共に結合され、
   前記コモンゲート端子ノードを介して、前記トランジスタにより生成される前記コモンモード電流信号が調整される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
10. 前記閾値発生回路は、更に、少なくとも一つのトランスコンダクタ回路を有し、
    前記トランスコンダクタ回路は、入力としてディファレンシャル入力電圧信号を受け取り、前記ディファレンシャル入力電圧信号を少なくとも一つの入力電流信号に変換するように構成された、
    ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
11. 前記閾値発生回路は、更に、少なくとも一つのデジタル-アナログ変換器を有し、
    前記デジタル-アナログ変換器は、入力としてデジタル入力信号を受け取り、前記デジタル入力信号を少なくとも一つの入力電流信号に変換するように構成された、
    ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
12. 前記閾値発生回路は、フラッシュ型アナログ-デジタル変換器の比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧を生成するように構成されている、
    ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
13. 前記閾値発生回路が、アナログ-デジタル変換器の一部分を構成する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
14. 比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する閾値発生回路を有する電子機器であって、
    前記閾値発生回路は、
    コモンモード電流信号を生成するように構成されたコモンモード電流発生回路であり、前記コモンモード電流信号が、少なくとも一つの入力電流信号に結合され、結合信号コモンモード構成成分を含む結合電流信号を生成するコモンモード電流発生回路と、
    前記結合電流信号を受け取り、前記結合電流信号を比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換するように構成された変換回路と、
    更に、フィードバック回路と、
    を有し、
    前記フィードバック回路は、
    前記結合信号コモンモード構成成分に係る指標を受け取り、
    受け取った前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標をリファレンス値と比較し、
    少なくとも部分的に、受け取った前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標と前記リファレンス値との前記比較に基づいて、前記コモンモード電流発生回路により生成される前記コモンモード電流信号を調整する、
    ことを特徴とする電子機器。
15. 比較器回路の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号を生成する方法であって、
    前記方法は、
    少なくとも一つのコモンモード電流信号を、少なくとも一つの入力電流信号と結合して、結合信号コモンモード構成成分を含む結合電流信号を生成し、
    前記結合電流信号を比較器の内部で使用される少なくとも一つのディファレンシャル電圧信号に変換し、
    前記結合信号コモンモード構成成分に係る指標をリファレンス値と比較し、
    少なくとも部分的に、前記結合信号コモンモード構成成分に係る前記指標と前記リファレンス値との前記比較に基づいて、少なくとも一つのコモンモード電流信号を調整する、
    ことを特徴とする方法。
    

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