JP5405384B2 - Motor control device and washing machine - Google Patents

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Description

本発明は、ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータを制御対象とするモータ制御装置、及びそのモータ制御装置を備えてなる洗濯機に関する。   The present invention includes a motor control device for controlling a permanent magnet motor configured to include a permanent magnet having a coercive force at a level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side, and the motor control device. Relates to a washing machine.

特許文献１には、以下のような構成を備えたドラム式洗濯機が開示されている。ドラムを回転させるブラシレスＤＣモータのロータには、ネオジウム磁石とアルニコ磁石とからなるロータマグネットを備えている。モータ制御装置の制御回路は、アルニコ磁石の着磁量を変化させるようにベクトル制御で得られるｄ軸電流（励磁電流）を発生させて、脱水運転はロータマグネットの磁束を減少させた状態で運転を行い、洗い・すすぎ運転は、ロータマグネットの磁束を増加させた状態で運転を行う。   Patent Document 1 discloses a drum-type washing machine having the following configuration. The rotor of the brushless DC motor that rotates the drum is provided with a rotor magnet composed of a neodymium magnet and an alnico magnet. The control circuit of the motor control device generates a d-axis current (excitation current) obtained by vector control so as to change the amount of magnetization of the alnico magnet, and the dehydration operation is performed with the magnetic flux of the rotor magnet reduced. Washing and rinsing operations are performed with the magnetic flux of the rotor magnet increased.

すなわち、ロータマグネットを増磁した状態にすれば、モータの特性は低速・高トルク出力が要求される洗い・すすぎ運転に適した特性となり、ロータマグネットを減磁した状態にすれば、モータの特性は高速・低トルク出力が要求される脱水運転に適した特性となる。これにより、モータの駆動効率を向上させて洗濯機の低消費電力化を図っている。   In other words, if the rotor magnet is magnetized, the motor characteristics are suitable for washing and rinsing operations that require low speed and high torque output, and if the rotor magnet is demagnetized, the motor characteristics are suitable. Is suitable for dehydration operation requiring high speed and low torque output. As a result, the driving efficiency of the motor is improved to reduce the power consumption of the washing machine.

特開２００９−１１８６６３号公報JP 2009-118663 A

しかしながら、特許文献１に開示されている構成には、以下のような問題があった。洗い・すすぎ運転等に対応してモータの駆動制御を行う場合に、モータの巻線に流れる最大電流に対して、ロータマグネットの着磁量（磁力）を変化させるために流す電流はその２倍程度の値となる。ベクトル制御を行うにはモータ電流を検出する必要があり、インバータ回路の下側アームとグランドとの間に接続されているシャント抵抗に流れる電流を増幅回路により増幅した後、Ａ／Ｄ変換して制御回路（マイクロコンピュータ）がデータとして読み込むようになっている。   However, the configuration disclosed in Patent Document 1 has the following problems. When performing motor drive control in response to washing / rinsing operations, etc., the current that flows to change the magnetizing amount (magnetic force) of the rotor magnet is twice that of the maximum current that flows through the motor windings. It becomes a value of about. In order to perform vector control, it is necessary to detect the motor current. The current flowing in the shunt resistor connected between the lower arm of the inverter circuit and the ground is amplified by an amplifier circuit, and then A / D converted. A control circuit (microcomputer) reads the data.

したがって、増幅回路における増幅率は、出力信号が飽和しないように電流検出範囲の最大レベルに合わせて設定する必要がある。ところが、洗濯機が動作している環境下ではノイズが頻繁に発生しているため、モータの回転制御を行っている期間に検出される電流の増幅出力にノイズの影響が現われ易くなり、回転制御に支障を来すおそれがあった。すなわち、増幅率が小さいと回転制御時に検出される電流の信号レベルが低下するのに対してノイズレベルは変化しないので、ノイズの影響が相対的に大きくなりＳ／Ｎ比が低下する。   Therefore, the amplification factor in the amplifier circuit needs to be set according to the maximum level of the current detection range so that the output signal is not saturated. However, since the noise is frequently generated in the environment where the washing machine is operating, the influence of the noise is likely to appear on the amplified output of the current detected during the period during which the rotation control of the motor is performed. There was a risk of causing trouble. That is, if the amplification factor is small, the signal level of the current detected at the time of rotation control decreases, but the noise level does not change. Therefore, the influence of noise becomes relatively large and the S / N ratio decreases.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ロータの磁力を変化させる可変磁束モータを制御対象とする場合に、モータの回転制御を安定して行うことができるモータ制御装置，及びそのモータ制御装置を備えてなる洗濯機を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a motor control device capable of stably performing rotation control of a motor when a variable magnetic flux motor that changes the magnetic force of the rotor is a control target. And a washing machine including the motor control device.

上記目的を達成するため、請求項１記載のモータ制御装置は、ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータの巻線に通電を行うインバータ回路と、
このインバータ回路を介して前記巻線に通電を行うことで、前記永久磁石の着磁量を変化させる着磁量制御手段と、
前記永久磁石モータの巻線に流れる電流に応じた電圧信号を発生する電流検出素子と、
前記電圧信号を増幅する増幅回路と、
この増幅回路の増幅率を制御する増幅率制御手段と、
前記増幅回路を介して増幅された信号に基づき、前記インバータ回路を介して永久磁石モータの回転制御を行う回転制御手段とを備え、
前記増幅率制御手段は、前記着磁量制御手段が前記永久磁石の着磁量を変化させる場合の増幅率を、前記回転制御手段が前記永久磁石モータの回転制御を行う期間に設定される増幅率よりも低くするように切替えることを特徴とする。
斯様に構成すれば、永久磁石モータの回転制御を行う期間の増幅率を相対的に高く設定できるので、その際に検出されるモータ電流のデータがノイズの影響を受けることを回避してＳ／Ｎ比を向上させることができる。 In order to achieve the above object, a motor control device according to claim 1 is provided on a winding of a permanent magnet motor including a permanent magnet having a coercive force at a level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side. An inverter circuit for energization;
Energizing the winding through the inverter circuit, thereby changing the magnetization amount control means for changing the magnetization amount of the permanent magnet;
A current detection element that generates a voltage signal corresponding to the current flowing through the winding of the permanent magnet motor;
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal;
An amplification factor control means for controlling the amplification factor of the amplifier circuit;
A rotation control means for controlling rotation of a permanent magnet motor via the inverter circuit based on the signal amplified via the amplification circuit;
The amplification factor control means is an amplification factor that is set when the magnetization control unit changes the magnetization amount of the permanent magnet during a period in which the rotation control unit performs rotation control of the permanent magnet motor. It is characterized by switching so as to be lower than the rate.
With this configuration, the amplification factor during the period for performing the rotation control of the permanent magnet motor can be set relatively high, so that the motor current data detected at that time can be avoided from being affected by noise. / N ratio can be improved.

請求項９記載のモータ制御装置は、ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータの巻線に通電を行うインバータ回路と、
このインバータ回路を介して前記巻線に通電を行うことで、前記永久磁石の着磁量を変化させる着磁量制御手段と、
前記永久磁石モータの巻線に流れる電流に応じた電圧信号を発生する電流検出素子と、
前記電圧信号を増幅する増幅回路と、
この増幅回路を介して増幅された信号に基づき、前記インバータ回路を介して永久磁石モータの回転制御を行う回転制御手段とを備え、
前記回転数制御手段は、前記着磁量制御手段が前記永久磁石の着磁量を変化させる期間は、前記増幅回路を介して増幅された信号を無効として前記回転制御を行うことを特徴とする。
斯様に構成すれば、例えば請求項１のように増幅回路の増幅率を切替えることなく一定として、良好なＳ／Ｎ比を実現するのに十分な値にした場合でも、着磁量制御手段が永久磁石の着磁量を変化させる期間に流れる大きなレベルの電流を無効化すれば、回転制御を支障なく継続することができる。 The motor control device according to claim 9 is an inverter circuit for energizing a winding of a permanent magnet motor configured to include a permanent magnet having a coercive force at a level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side,
Energizing the winding through the inverter circuit, thereby changing the magnetization amount control means for changing the magnetization amount of the permanent magnet;
A current detection element that generates a voltage signal corresponding to the current flowing through the winding of the permanent magnet motor;
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal;
Rotation control means for performing rotation control of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified through the amplification circuit,
The rotation speed control unit performs the rotation control while invalidating a signal amplified through the amplifier circuit during a period in which the magnetization amount control unit changes the magnetization amount of the permanent magnet. .
With such a configuration, even when the amplification factor of the amplifier circuit is kept constant without being switched as in claim 1, for example, even when the value is sufficient to realize a good S / N ratio, the magnetization amount control means If the large level of current flowing during the period of changing the amount of magnetization of the permanent magnet is invalidated, the rotation control can be continued without any trouble.

請求項１０記載の洗濯機は、ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータと、
請求項１ないし９の何れかに記載のモータ制御装置とを備え、
前記永久磁石モータが発生させる回転駆動力によって洗濯運転を行うことを特徴とする。斯様に構成すれば、着磁量制御手段が永久磁石の着磁量を変化させることで、永久磁石モータの特性を、洗い運転やすすぎ運転のように、高トルク・低速回転が要求される場合と、脱水運転のように低トルク・高速回転が要求される場合とに応じて、変化させることができる。 The washing machine according to claim 10, comprising a permanent magnet motor having a permanent magnet having a coercive force at a level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side,
A motor control device according to any one of claims 1 to 9,
The washing operation is performed by a rotational driving force generated by the permanent magnet motor. With such a configuration, the magnetizing amount control means changes the magnetizing amount of the permanent magnet, so that the characteristics of the permanent magnet motor are required to be high torque and low speed rotation as in the washing operation and the excessive operation. It can be changed depending on the case and the case where low torque and high speed rotation are required as in the dehydrating operation.

請求項１又は９記載のモータ制御装置によれば、着磁量制御手段が永久磁石の着磁量を変化させる場合でも、ノイズの影響を受けることなくモータ電流を検出して回転制御を安定した状態で行うことができる。そして、永久磁石モータの特性を、運転状態に応じて要求される特性に変化させることができるので、駆動効率を向上させて低消費電力化を図ることができる。   According to the motor control device of claim 1 or 9, even when the magnetizing amount control means changes the magnetizing amount of the permanent magnet, the motor current is detected without being affected by noise and the rotation control is stabilized. Can be done in the state. And since the characteristic of a permanent magnet motor can be changed into the characteristic requested | required according to a driving | running state, drive efficiency can be improved and low power consumption can be achieved.

請求項１０記載の洗濯機によれば、永久磁石モータの特性を、洗い運転や脱水運転に応じて要求される特性に変化させることができ、駆動効率を向上させて低消費電力化を図ることができる。   According to the washing machine of claim 10, the characteristics of the permanent magnet motor can be changed to the characteristics required according to the washing operation and the dehydration operation, and the driving efficiency is improved and the power consumption is reduced. Can do.

第１実施例であり、洗濯機が洗い運転を開始する際に、ロータマグネットの着磁量を変化させる処理を示すフローチャートThe flowchart which is 1st Example and shows the process which changes the magnetization amount of a rotor magnet, when a washing machine starts washing operation. 電流のＡ／Ｄ変換処理を示すフローチャートFlowchart showing current A / D conversion processing ＰＷＭ制御の搬送波と、Ａ／Ｄ変換のタイミングとを示す図The figure which shows the carrier wave of PWM control, and the timing of A / D conversion ２回に分けて着磁を行う処理の具体的なイメージを示す図The figure which shows the concrete image of the processing which magnetizes in 2 times 着磁電流パルスが出力されるのに伴って増幅率を変化させる切替え信号の出力状態を示す図The figure which shows the output state of the switching signal which changes an amplification factor as a magnetizing current pulse is output 増幅回路部の詳細構成を示す図The figure which shows the detailed constitution of the amplification circuit section ドラムモータの駆動系を概略的に示す図Diagram showing drum motor drive system ドラムモータの全体構成を概略的に示す（ａ）平面図、（ｂ）は一部を拡大して示す斜視図FIG. 1A is a plan view schematically showing an overall configuration of a drum motor, and FIG. 洗濯乾燥機の縦断側面図Longitudinal side view of washer / dryer 第２実施例であり、ドラムモータの回転が停止している状態での処理を示すフローチャートThe flowchart which is 2nd Example and shows the process in the state which rotation of a drum motor has stopped. 増幅率を切替えた場合の電流波形の変化を示す図The figure which shows the change of the current waveform when the amplification factor is switched 第３実施例を示す図６相当図FIG. 6 equivalent diagram showing the third embodiment. 図１相当図1 equivalent diagram 第４実施例を示す図７相当図FIG. 7 equivalent diagram showing the fourth embodiment. 図６相当図6 equivalent diagram 図２相当図2 equivalent diagram 増幅率の切替えに応じた分圧比の切替えを説明する図The figure explaining the change of the voltage division ratio according to the change of the amplification factor

（第１実施例）
以下、ヒートポンプ式洗濯乾燥機（ランドリー機器）に適用した第１実施例について、図１乃至図９を参照して説明する。洗濯乾燥機の縦断側面を示す図９において、外箱１の内部には、水槽２が複数の支持装置３により弾性支持されて水平状態に配設されている。この水槽２の内部には、これと同軸状態で回転ドラム４が回転可能に配設されている。この回転ドラム４は、周側壁及び後壁に通風孔を兼ねる脱水孔４ａ（一部のみ図示）を多数有していて、洗濯槽、脱水槽及び乾燥室としても機能する。なお、回転ドラム４の内周面には、複数のバッフル４ｂ（１個のみ図示）が設けられている。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment applied to a heat pump type washing / drying machine (laundry machine) will be described with reference to FIGS. In FIG. 9 which shows the longitudinal side of the washing / drying machine, a water tank 2 is elastically supported by a plurality of support devices 3 in a horizontal state inside the outer box 1. A rotating drum 4 is rotatably disposed in the water tank 2 in the same state as that of the water tank 2. The rotating drum 4 has a large number of dewatering holes 4a (only part of which are shown) serving as ventilation holes on the peripheral side wall and the rear wall, and also functions as a washing tub, a dewatering tub, and a drying chamber. A plurality of baffles 4 b (only one is shown) are provided on the inner peripheral surface of the rotating drum 4.

上記外箱１、水槽２及び回転ドラム４において、いずれも前面部（図中、右側部）には、洗濯物出し入れ用の開口部５、６及び７をそれぞれ有しており、開口部５と開口部６とは、弾性変形可能なベロー８により水密に連通接続されている。また、外箱１の開口部５には、これを開閉する扉９が設けられている。また、回転ドラム４は、背面部に回転軸１０を有しており、この回転軸１０は、軸受（図示せず）に支持されて、水槽２の背面部の外側に取付けられたアウタロータ型の三相ブラシレスＤＣモータからなるドラムモータ（永久磁石モータ）１１により回転駆動される。尚、回転軸１０はモータ１１の回転軸と一体であり、回転ドラム４は、ダイレクトドライブ方式により駆動される。   Each of the outer box 1, the water tank 2 and the rotating drum 4 has openings 5, 6 and 7 for putting in and out the laundry on the front surface (right side in the figure). The opening 6 is connected in a watertight manner by an elastically deformable bellows 8. The opening 5 of the outer box 1 is provided with a door 9 for opening and closing the opening. The rotating drum 4 has a rotating shaft 10 on the back surface, and the rotating shaft 10 is supported by a bearing (not shown) and is an outer rotor type attached to the outside of the back surface of the water tank 2. It is rotationally driven by a drum motor (permanent magnet motor) 11 composed of a three-phase brushless DC motor. The rotating shaft 10 is integral with the rotating shaft of the motor 11, and the rotating drum 4 is driven by a direct drive system.

外箱１の底板１ａには、複数の支持部材１２を介してケーシング１３が支持されており、そのケーシング１３の右端部上部及び左端部上部には、吐出口１３ａ及び吸入口１３ｂがそれぞれ形成されている。また、底板１ａには、ヒートポンプ（冷凍サイクル）１４の圧縮機１５が設置されている。更に、ケーシング１３内には、ヒートポンプ１４の凝縮器１６及び蒸発器１７が右側から左側に向け順に設置されているとともに、右端部に位置して送風ファン１８が配設されている。ケーシング１３における蒸発器１７の下方に位置する部位には、皿状の水受け部１３ｃが形成されている。   A casing 13 is supported on the bottom plate 1a of the outer box 1 via a plurality of support members 12, and a discharge port 13a and a suction port 13b are formed at the upper right end portion and the upper left end portion of the casing 13, respectively. ing. Moreover, the compressor 15 of the heat pump (refrigeration cycle) 14 is installed in the bottom plate 1a. Further, in the casing 13, a condenser 16 and an evaporator 17 of the heat pump 14 are installed in order from the right side to the left side, and a blower fan 18 is disposed at the right end portion. A dish-shaped water receiving portion 13 c is formed at a portion of the casing 13 located below the evaporator 17.

水槽２において、前面部の上部には吸気口１９が形成され、背面部下部には排気口２０が形成されている。吸気口１９は、直線状ダクト２１及び伸縮自在な連結ダクト２２を介してケーシング１３の吐出口１３ａに接続されている。また、排気口２０は、環状ダクト２３及び伸縮自在の連結ダクト２４を介してケーシング１３の吸入口１３ｂに接続されている。環状ダクト２３は、水槽２の背面部の外側に取付けられており、ドラムモータ１１と同心円状をなすように形成されている。すなわち、環状ダクト２３の入口側が排気口２０に接続され、出口側が連結ダクト２４を介して吸入口１３ｂに接続されている。そして、上記ケーシング１３、連結ダクト２２、直線状ダクト２１、吸気口１９、排気口２０、環状ダクト２３及び連結ダクト１４は、空気循環経路２５を構成する。   In the water tank 2, an intake port 19 is formed in the upper part of the front surface part, and an exhaust port 20 is formed in the lower part of the back surface part. The intake port 19 is connected to the discharge port 13 a of the casing 13 through a linear duct 21 and an extendable connecting duct 22. Further, the exhaust port 20 is connected to the suction port 13 b of the casing 13 via an annular duct 23 and an extendable connecting duct 24. The annular duct 23 is attached to the outside of the back surface of the water tank 2 and is formed concentrically with the drum motor 11. That is, the inlet side of the annular duct 23 is connected to the exhaust port 20, and the outlet side is connected to the suction port 13 b via the connecting duct 24. The casing 13, the connecting duct 22, the linear duct 21, the intake port 19, the exhaust port 20, the annular duct 23, and the connecting duct 14 constitute an air circulation path 25.

外箱１内において、その後方上部には、三方弁からなる給水弁２６が配設され、また、前方上部には、洗剤投入器２６ａが配設されている。給水弁２６は、その入水口が給水ホースを介して水道の蛇口に接続され、第１の出水口が洗い用給水ホース２６ｂを介して洗剤投入器２６ａの上段の入水口に接続され、第２の出水口がすすぎ用給水ホース２６ｃを介して洗剤投入器２６ａの下段の入水口に接続されている。そして、洗剤投入器２６ａの出水口は、水槽２の上部に形成された給水口２ａに給水ホース２６ｄを介して接続されている。
水槽２の底部の後方部位には、排水口２ｂが形成されており、この排水口２ｂは、排水弁２７ａを介して排水ホース２７に接続されている。なお、排水ホース２７の一部は伸縮自在になっている。そして、ケーシング１３の水受け部１３ｃは、排水ホース２８及び逆止弁２８ａを介して排水ホース２７の途中部位に接続されている。 In the outer box 1, a water supply valve 26 composed of a three-way valve is disposed at the upper rear portion thereof, and a detergent feeder 26a is disposed at the upper upper portion thereof. The water supply valve 26 has a water inlet connected to a water faucet via a water supply hose, a first water outlet connected to an upper water inlet of the detergent feeder 26a via a water supply hose 26b for washing, The water outlet is connected to the lower water inlet of the detergent dispenser 26a through the rinsing water supply hose 26c. And the water outlet of the detergent feeder 26a is connected to the water inlet 2a formed in the upper part of the water tank 2 via the water supply hose 26d.
A drain port 2b is formed at a rear portion of the bottom of the water tank 2, and the drain port 2b is connected to the drain hose 27 via a drain valve 27a. A part of the drain hose 27 is telescopic. And the water receiving part 13c of the casing 13 is connected to the middle part of the drainage hose 27 via the drainage hose 28 and the check valve 28a.

外箱１の前面上部には操作パネル部２９が設けられており、この操作パネル部２９には、図示はしないが、表示器及び各種の操作スイッチが設けられている。また、操作パネル部２９の裏面には、表示・操作用基板４８が設けられており、基板ケース１１０に内蔵される制御回路（着磁量制御手段，増幅率制御手段，回転制御手段）３０と通信を行うことで操作パネル部２９が制御される。制御回路３０は、マイクロコンピュータで構成されており、操作パネル部２９の操作スイッチの操作に応じて給水弁２６、ドラムモータ１１及び排水弁２７ａを制御し、洗い、すすぎ及び脱水の洗濯運転や、ドラムモータ１１及び圧縮機１５を駆動する三相ブラシレスＤＣモータからなる圧縮機モータ（コンプレッサモータ，図示せず）を制御して乾燥運転を実行する。   An operation panel unit 29 is provided on the front upper portion of the outer box 1, and the operation panel unit 29 is provided with a display and various operation switches (not shown). Further, a display / operation board 48 is provided on the back surface of the operation panel 29, and a control circuit (magnetization amount control means, gain control means, rotation control means) 30 built in the board case 110 and The operation panel unit 29 is controlled by performing communication. The control circuit 30 is constituted by a microcomputer, and controls the water supply valve 26, the drum motor 11 and the drain valve 27a according to the operation of the operation switch of the operation panel unit 29, and washing, rinsing and dewatering washing operations, A drying motor is executed by controlling a compressor motor (compressor motor, not shown) composed of a three-phase brushless DC motor for driving the drum motor 11 and the compressor 15.

図７は、ドラムモータ１１の駆動系を概略的に示すものである。インバータ回路（ＰＷＭ制御方式インバータ）３１は、６個のＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）３２ａ〜３２ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ３２ａ〜３２ｆのコレクタ−エミッタ間には、フライホイールダイオード３３ａ〜３３ｆが接続されている。
下アーム側のＩＧＢＴ３２ｄ、３２ｅ、３２ｆのエミッタは、シャント抵抗（電流検出素子）３４ｕ、３４ｖ、３４ｗを介してグランドに接続されている。また、ＩＧＢＴ３２ｄ、３２ｅ、３２ｆのエミッタとシャント抵抗３４ｕ、３４ｖ、３４ｗとの共通接続点は、分圧抵抗素子Ｒ１，Ｒ２（分圧比１：１）からなるレベルシフト回路３５を介して増幅回路部３６の各入力端子に接続されている。尚、ドラムモータ１１の巻線１１ｕ〜１１ｗには最大で１５Ａ程度流れるので、シャント抵抗３４ｕ〜３４ｗの抵抗値は、例えば０．０３３Ωに設定されている。また、レベルシフト回路３５を構成する分圧抵抗の抵抗値は、例えばそれぞれ１ｋΩに設定されている。 FIG. 7 schematically shows a drive system of the drum motor 11. The inverter circuit (PWM control system inverter) 31 is configured by connecting six IGBTs (semiconductor switching elements) 32a to 32f in a three-phase bridge, and a flywheel diode is provided between the collector and emitter of each of the IGBTs 32a to 32f. 33a to 33f are connected.
The emitters of the lower arm side IGBTs 32d, 32e, and 32f are connected to the ground via shunt resistors (current detection elements) 34u, 34v, and 34w. The common connection point between the emitters of the IGBTs 32d, 32e, and 32f and the shunt resistors 34u, 34v, and 34w is connected to the amplifier circuit section via the level shift circuit 35 including the voltage dividing resistor elements R1 and R2 (voltage dividing ratio 1: 1). It is connected to 36 input terminals. Incidentally, since a maximum of about 15 A flows through the windings 11u to 11w of the drum motor 11, the resistance values of the shunt resistors 34u to 34w are set to 0.033Ω, for example. Further, the resistance value of the voltage dividing resistor constituting the level shift circuit 35 is set to 1 kΩ, for example.

インバータ回路３１の入力側には駆動用電源回路３７が接続されている。駆動用電源回路３７は、１００Ｖの商用交流電源３８を、ダイオードブリッジで構成される全波整流回路３９及び直列接続された２個のコンデンサ４０ａ、４０ｂにより倍電圧全波整流し、約２８０Ｖの直流電圧をインバータ回路３１に供給する。インバータ回路３１の各相出力端子は、ドラムモータ１１の各相巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに接続されている。   A driving power supply circuit 37 is connected to the input side of the inverter circuit 31. The drive power supply circuit 37 rectifies a 100-V commercial AC power supply 38 by a full-wave rectifier circuit 39 composed of a diode bridge and a double-voltage full-wave rectifier by two capacitors 40a and 40b connected in series, and a direct current of about 280V. A voltage is supplied to the inverter circuit 31. Each phase output terminal of the inverter circuit 31 is connected to each phase winding 11 u, 11 v, 11 w of the drum motor 11.

制御回路３０は、増幅回路部３６を介して得られるモータ１１の巻線１１ｕ〜１１ｗに流れる各相の電流を、Ａ／Ｄ変換回路（ＡＤＣ）３０ａによりＡ／Ｄ変換して読み込むと、その電流値と、インバータの出力電圧と、モータ定数（巻線の抵抗値及びインダクタンス）とに基づいて２次側の回転磁界の位相θ及び回転角速度ωを推定すると共に、三相電流を直交座標変換及びｄ−ｑ(direct−quadrature) 座標変換して励磁電流成分Ｉｄ、トルク電流成分Ｉｑを得る。
そして、制御回路３０は外部より速度指令が与えられると、推定した位相θ及び回転角速度ω並びに電流成分Ｉｄ、Ｉｑに基づいて電流指令Ｉｄref 、Ｉｑref を生成し、それを電圧指令Ｖｄ、Ｖｑに変換すると直交座標変換及び三相座標変換を行なう。最終的には、駆動信号がＰＷＭ信号として生成され、インバータ回路３１を介してモータ１１の巻線１１ｕ〜１１ｗに出力される。尚、ベクトル制御の制御系については、特許文献１に開示されている構成と同様である。 When the control circuit 30 reads the current of each phase flowing through the windings 11u to 11w of the motor 11 obtained through the amplifier circuit section 36 by A / D conversion by an A / D conversion circuit (ADC) 30a, the control circuit 30 reads Estimate the phase θ and rotational angular velocity ω of the secondary rotating magnetic field based on the current value, inverter output voltage, and motor constants (winding resistance and inductance), and convert the three-phase current to Cartesian coordinates. And d-q (direct-quadrature) coordinates are obtained to obtain an excitation current component Id and a torque current component Iq.
When a speed command is given from the outside, the control circuit 30 generates current commands Idref and Iqref based on the estimated phase θ, rotational angular velocity ω, and current components Id and Iq, and converts them into voltage commands Vd and Vq. Then, rectangular coordinate transformation and three-phase coordinate transformation are performed. Finally, a drive signal is generated as a PWM signal, and is output to the windings 11 u to 11 w of the motor 11 via the inverter circuit 31. The control system for vector control is the same as the configuration disclosed in Patent Document 1.

第１電源回路４１は、インバータ回路３１に供給される約２８０Ｖの駆動用電源を降圧して１５Ｖの制御用電源を生成して制御回路３０，駆動回路４２及び高圧ドライブ回路４３に供給する。また、第２電源回路４４は、上記駆動用電源より３．３Ｖ電源を生成し、制御回路３０及び増幅回路部３６に供給する三端子レギュレータである。高圧ドライバ回路４３は、インバータ回路３１における上アーム側のＩＧＢＴ３２ａ〜３２ｃを駆動するために配置されている。   The first power supply circuit 41 steps down the drive power supply of about 280V supplied to the inverter circuit 31 to generate a control power supply of 15V and supplies it to the control circuit 30, the drive circuit 42 and the high voltage drive circuit 43. The second power supply circuit 44 is a three-terminal regulator that generates a 3.3V power supply from the driving power supply and supplies the 3.3V power supply to the control circuit 30 and the amplifier circuit unit 36. The high voltage driver circuit 43 is arranged to drive the IGBTs 32 a to 32 c on the upper arm side in the inverter circuit 31.

また、モータ１１のロータには、起動時に使用するための例えばホールＩＣで構成される回転位置センサ４５（ｕ，ｖ，ｗ）が配置されており、回転位置センサ４５（位置検出手段）が出力するロータの位置信号は、制御回路３０に与えられている。すなわち、モータ１１の起動時において、ロータ位置の推定が可能となる回転速度（例えば、約３０ｒｐｍ）までは、回転位置センサ４５を使用してベクトル制御を行い、上記回転速度に達した以降は、回転位置センサ４５を使用しないセンサレスベクトル制御に切替える。
そして、圧縮機モータについては、具体的には図示しないが、ドラムモータ１１の駆動系とほぼ対称な構成が配置されている。 Further, the rotor of the motor 11 is provided with a rotational position sensor 45 (u, v, w) composed of, for example, a Hall IC for use at startup, and the rotational position sensor 45 (position detection means) outputs The rotor position signal is supplied to the control circuit 30. That is, when the motor 11 is started, vector control is performed using the rotational position sensor 45 up to a rotational speed at which the rotor position can be estimated (for example, about 30 rpm), and after reaching the rotational speed, Switching to sensorless vector control not using the rotational position sensor 45 is performed.
The compressor motor is not shown in detail, but has a configuration that is substantially symmetrical with the drive system of the drum motor 11.

また、電源回路３７の出力端子とグランドとの間には、抵抗素子４６ａ，４６ｂの直列回路が接続されており、それらの共通接続点は、制御回路３０の入力端子に接続されている。制御回路３０は、抵抗素子４６ａ，４６ｂにより分圧されたインバータ回路３１の入力電圧を読み込み、ＰＷＭ信号デューティを決定するための基準とする。その他、制御回路３０は、例えばドアロック制御回路や乾燥用ファンモータ等の各種電装品４７を制御したり、前述した表示・操作用基板４８との間で操作信号や制御信号等の入出力を行うようになっている。更に、制御回路３０は、後述するように増幅回路部３６の増幅率を切替え制御する。また、増幅回路部３６に内蔵されている過電流判別機能が過電流検出信号を出力した場合には、それに応じた保護動作を行う。   Further, a series circuit of resistance elements 46 a and 46 b is connected between the output terminal of the power supply circuit 37 and the ground, and a common connection point thereof is connected to an input terminal of the control circuit 30. The control circuit 30 reads the input voltage of the inverter circuit 31 divided by the resistance elements 46a and 46b and uses it as a reference for determining the PWM signal duty. In addition, the control circuit 30 controls various electrical components 47 such as a door lock control circuit and a drying fan motor, and inputs / outputs operation signals, control signals, and the like with the display / operation board 48 described above. To do. Further, the control circuit 30 switches and controls the amplification factor of the amplifier circuit section 36 as will be described later. Further, when the overcurrent determination function built in the amplifier circuit section 36 outputs an overcurrent detection signal, a protection operation is performed accordingly.

図８は、ドラムモータ１１の全体構成を概略的に示す（ａ）平面図、（ｂ）は一部を拡大して示す斜視図である。ドラムモータ１１は、ステータ５１と、これの外周に設けたロータ５２とから構成され、ステータ５１は、ステータコア５３とステータ巻線１１ｕ，１１ｖ，１１とから構成されている。ステータコア５３は、環状のヨーク部５３ａと、当該ヨーク部５３ａの外周部から放射状に突出する多数のティース部５３ｂとを有しており、ステータ巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗは、各ティース部５３ｂに巻装されている。
ロータ５２は、フレーム５４とロータコア５５と複数の永久磁石５６，５７とを図示しないモールド樹脂により一体化した構成となっている。フレーム５４は、磁性体である例えば鉄板をプレス加工することで扁平な有底円筒状に形成されている。そして、永久磁石５６，５７は、ロータマグネット５８を構成している。 FIG. 8A is a plan view schematically showing the overall configuration of the drum motor 11, and FIG. 8B is a perspective view showing an enlarged part. The drum motor 11 includes a stator 51 and a rotor 52 provided on the outer periphery of the stator 51. The stator 51 includes a stator core 53 and stator windings 11u, 11v, and 11. The stator core 53 has an annular yoke portion 53a and a large number of tooth portions 53b projecting radially from the outer peripheral portion of the yoke portion 53a. The stator windings 11u, 11v, and 11w are connected to each tooth portion 53b. It is wound.
The rotor 52 has a configuration in which a frame 54, a rotor core 55, and a plurality of permanent magnets 56 and 57 are integrated with a mold resin (not shown). The frame 54 is formed in a flat bottomed cylindrical shape by pressing, for example, an iron plate that is a magnetic body. The permanent magnets 56 and 57 constitute a rotor magnet 58.

ロータコア５５は、フレーム５４の周側壁の内周部に配置されており、その内周面は、内方に向けて円弧状に突出する複数の凸部５５ａを有した凹凸状に形成されている。これら複数の凸部５５ａの内部には、軸方向に貫通し、短辺の長さが異なる矩形状挿入穴５５ｂ，５５ｃが形成されており、それらが１つずつ交互に、環状に配置されている。各挿入穴５５ｂ，５５ｃには、ネオジウム磁石５６（第１永久磁石）と、サマリウム・コバルト磁石５７（第２永久磁石）とが挿入されている。この場合、ネオジウム磁石５６の保磁力は約９００ｋＡ／ｍ、サマリウム・コバルト磁石５７の保磁力は約１００ｋＡ／ｍであり、保磁力が９倍程度異なっている。   The rotor core 55 is disposed on the inner peripheral portion of the peripheral side wall of the frame 54, and the inner peripheral surface thereof is formed in a concavo-convex shape having a plurality of convex portions 55a protruding in an arc shape toward the inner side. . The plurality of convex portions 55a are formed with rectangular insertion holes 55b and 55c that penetrate in the axial direction and have different short sides, and are alternately arranged in an annular shape one by one. Yes. A neodymium magnet 56 (first permanent magnet) and a samarium / cobalt magnet 57 (second permanent magnet) are inserted into the insertion holes 55b and 55c. In this case, the coercive force of the neodymium magnet 56 is about 900 kA / m, the coercive force of the samarium-cobalt magnet 57 is about 100 kA / m, and the coercive force differs by about 9 times.

また、これら２種類の永久磁石５６，５７は、それぞれ１種類で１磁極を形成しており、その磁化方向が永久磁石モータ１の径方向に沿うように、例えば各２４個ずつ、合計で４８個配置されている。このように２種類の永久磁石５６，５７を交互に且つその磁化方向が径方向に沿うように配置することで、隣同士に配置された永久磁石５６，５７が互いに反対方向に磁極を有する状態（一方のＮ極が内側、他方のＮ極が外側となる状態）となり、これらネオジウム磁石５６とサマリウム・コバルト磁石５７との間に例えば矢印Ｂで示す方向に磁気経路（磁束）が生ずる。すなわち、保磁力が大きいネオジウム磁石５６と保磁力が小さいサマリウム・コバルト磁石５７の双方を通過する磁気経路が形成される。   Further, each of these two types of permanent magnets 56 and 57 forms one magnetic pole, and each of the two types of permanent magnets 56 and 57 has a total of 48, for example, 24 each so that the magnetization direction is along the radial direction of the permanent magnet motor 1. Are arranged. In this way, by arranging the two types of permanent magnets 56 and 57 alternately so that their magnetization directions are along the radial direction, the adjacent permanent magnets 56 and 57 have magnetic poles in opposite directions. (A state in which one N pole is on the inside and the other N pole is on the outside), and a magnetic path (magnetic flux) is generated between the neodymium magnet 56 and the samarium / cobalt magnet 57 in the direction indicated by the arrow B, for example. That is, a magnetic path passing through both the neodymium magnet 56 having a large coercive force and the samarium / cobalt magnet 57 having a small coercive force is formed.

図６は、増幅回路部３６の詳細構成を示すものである。増幅回路部３６は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電流を、それぞれ非反転増幅回路６０によって増幅するようになっており、各相電流の入力信号ＩＮは、非反転増幅回路６０を構成するオペアンプ６１ｕ，６１ｖ，６１ｗの非反転入力端子に与えられている。オペアンプ６１の反転入力端子には、基準電圧発生回路６２が生成した、３．３Ｖ電源（ＶＣＣ）の１／２である１．６５Ｖの基準電圧が、スイッチＳＷ１（例えば、トランジスタで構成される）及び抵抗素子Ｒｓ１の直列回路と、これに並列されるスイッチＳＷ２及び抵抗素子Ｒｓ２の直列回路を介して与えられている。   FIG. 6 shows a detailed configuration of the amplifier circuit section 36. The amplifier circuit unit 36 amplifies the currents of the U, V, and W phases by the non-inverting amplifier circuit 60, and the input signal IN of each phase current is an operational amplifier constituting the non-inverting amplifier circuit 60. 61u, 61v, 61w are applied to the non-inverting input terminals. At the inverting input terminal of the operational amplifier 61, a reference voltage of 1.65V generated by the reference voltage generation circuit 62, which is ½ of the 3.3V power supply (VCC), is a switch SW1 (for example, configured by a transistor). And a series circuit of a resistance element Rs1 and a series circuit of a switch SW2 and a resistance element Rs2 in parallel therewith.

抵抗素子Ｒｓ１,Ｒｓ２の抵抗値は、それぞれ５ｋΩ，２ｋΩであり、オペアンプ６１の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗値１０ｋΩの抵抗素子Ｒｆと発振防止用のコンデンサＣｆとの並列回路が接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替え制御は、制御回路３０からの切替え信号によって行われる。切替え信号端子は、４０ｋΩの抵抗素子６３を介して電源ＶＣＣにプルアップされていると共に、スイッチＳＷ１の制御端子に直接接続されている。また、切替え信号端子は、ＮＯＴゲート６４を介してスイッチＳＷ２の制御端子に接続されている。   The resistance values of the resistance elements Rs1 and Rs2 are 5 kΩ and 2 kΩ, respectively, and a parallel circuit of a resistance element Rf having a resistance value of 10 kΩ and a capacitor Cf for preventing oscillation is provided between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 61. Is connected. Switching control of the switches SW1 and SW2 is performed by a switching signal from the control circuit 30. The switching signal terminal is pulled up to the power supply VCC via a 40 kΩ resistive element 63 and is directly connected to the control terminal of the switch SW1. The switching signal terminal is connected to the control terminal of the switch SW2 via the NOT gate 64.

例えば制御回路３０が、切替え信号端子をドライブせずにハイインピーダンス（Ｈｉ−Ｚ）状態にすれば、切替え信号端子はハイレベルとなってスイッチＳＷ１のみが閉じられ、非反転増幅回路６０の増幅率は３倍となる。一方、制御回路３０が切替え信号端子をロウレベルにドライブすると、スイッチＳＷ２のみが閉じられて非反転増幅回路６０の増幅率は６倍となる。そして、基準電圧発生回路６２により基準電圧ＶＣＣ／２を与えてその差分を増幅することで、増幅率を変化させても外部の分圧抵抗比を変える必要はなく、電流の正側，負側（シャント抵抗３４に流れる電流の方向が異なる場合に対応）を同じレンジでＡ／Ｄ変換できる。   For example, if the control circuit 30 sets the high impedance (Hi-Z) state without driving the switching signal terminal, the switching signal terminal becomes high level and only the switch SW1 is closed, and the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 is increased. Is tripled. On the other hand, when the control circuit 30 drives the switching signal terminal to the low level, only the switch SW2 is closed, and the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 becomes six times. Then, by applying the reference voltage VCC / 2 by the reference voltage generation circuit 62 and amplifying the difference, there is no need to change the external voltage dividing resistance ratio even if the amplification factor is changed, the positive side and the negative side of the current (Corresponding to the case where the direction of the current flowing through the shunt resistor 34 is different) can be A / D converted in the same range.

オペアンプ６１の出力端子は、制御回路３０の各相に対応する入力端子にそれぞれ接続されていると共に、２０ｋΩの抵抗素子及び５ｐＦのコンデンサからなるノイズ除去用のフィルタ回路６５，及び３ｋΩの抵抗素子６６を介して過電流検出回路部（過電流検出手段）６７に与えられている。   An output terminal of the operational amplifier 61 is connected to an input terminal corresponding to each phase of the control circuit 30, a noise removing filter circuit 65 including a 20 kΩ resistor element and a 5 pF capacitor, and a 3 kΩ resistor element 66. To the overcurrent detection circuit section (overcurrent detection means) 67.

過電流検出回路部６７は、各相に対応した３つのコンパレータ６８ｕ,６８ｖ，６８ｗを有し、それらの反転入力端子には抵抗素子６６ｕ，６６ｖ，６６ｗが接続されており、非反転入力端子には、基準電圧発生回路６９において、電源電圧ＶＣＣを、２５ｋΩの抵抗素子Ｒ１と、互いに並列接続される５ｋΩ，１２ｋΩの抵抗素子Ｒ２，Ｒ３との直列回路により分圧して生成される約２．８９Ｖの基準電圧が与えられている。これにより、増幅率が６倍の場合における過電流判別閾値は１２．５Ａ，増幅率が３倍の場合における過電流判別閾値は２５Ａとなる。   The overcurrent detection circuit unit 67 has three comparators 68u, 68v, 68w corresponding to the respective phases, and resistance elements 66u, 66v, 66w are connected to the inverting input terminals thereof, and the non-inverting input terminals are connected to the non-inverting input terminals. Is generated by dividing the power supply voltage VCC by the series circuit of the 25 kΩ resistor element R1 and the 5 kΩ and 12 kΩ resistor elements R2 and R3 connected in parallel in the reference voltage generating circuit 69. The reference voltage is given. As a result, the overcurrent determination threshold when the amplification factor is 6 is 12.5 A, and the overcurrent determination threshold when the amplification factor is 3 is 25 A.

コンパレータ６８はオープンコレクタタイプであり、各相の出力端子は共通に接続され、図７に示すように３．３Ｖ電源にプルアップされて（ワイヤードＯＲ接続）、制御回路３０の入力端子に接続されている。コンパレータ６８は、非反転増幅回路６０の後段に配置されているので、増幅率が切替えられた状態に応じて過電流を適切なレベルで検出できる。そして、過電流検出回路部６７により過電流を検出することで、制御回路３０は、誤動作等が発生した場合にドラムモータ１１のロータマグネット５８が不用意に減磁されることを防止したり、回路の破損を防止できる。
尚、増幅回路部３６の回路グランドは、制御回路３０に内蔵されているＡ／Ｄ変換回路３０ａのグランドと共通になっている。そして、インバータ回路３１のグランドは、制御回路３０におけるＣＰＵ用（デジタル系）のグランドと共通であり、Ａ／Ｄ変換回路３０ａ用のグランドとＣＰＵ用のグランドとは、物理的にインバータ回路３１のグランドで共通に接続されている。 The comparator 68 is an open collector type, and the output terminals of the respective phases are connected in common, pulled up to a 3.3 V power source (wired OR connection) as shown in FIG. 7, and connected to the input terminal of the control circuit 30. ing. Since the comparator 68 is arranged at the subsequent stage of the non-inverting amplifier circuit 60, it is possible to detect an overcurrent at an appropriate level according to the state in which the amplification factor is switched. Then, by detecting the overcurrent by the overcurrent detection circuit unit 67, the control circuit 30 prevents the rotor magnet 58 of the drum motor 11 from being demagnetized inadvertently when a malfunction or the like occurs. Circuit damage can be prevented.
Note that the circuit ground of the amplifier circuit unit 36 is common to the ground of the A / D conversion circuit 30 a built in the control circuit 30. The ground of the inverter circuit 31 is the same as the ground for the CPU (digital system) in the control circuit 30, and the ground for the A / D conversion circuit 30 a and the ground for the CPU are physically in the inverter circuit 31. Commonly connected at ground.

次に、本実施例の作用について図１ないし図６を参照して説明する。図１は、洗濯機が洗い運転を開始する際に、ドラムモータ１１のロータマグネット５８の着磁量を変化させる（増磁）処理を示すフローチャートである。洗い運転では、ドラムモータ１１を最高回転数４５ｒｐｍで正逆転させる。ドラムモータ１１を強制転流によって起動すると（ステップＳ１）、前述のようにロータ位置推定が可能となる３０ｒｐｍまでは回転位置センサ４５を使用してベクトル制御を行い、それ以降はセンサレスベクトル制御に切替える。それから、ドラムモータ１１を４５ｒｐｍまで加速させる（ステップＳ２）。   Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a flowchart showing processing (magnetization) for changing the amount of magnetization of the rotor magnet 58 of the drum motor 11 when the washing machine starts a washing operation. In the washing operation, the drum motor 11 is rotated in the forward and reverse directions at a maximum rotation speed of 45 rpm. When the drum motor 11 is activated by forced commutation (step S1), vector control is performed using the rotational position sensor 45 up to 30 rpm at which the rotor position can be estimated as described above, and thereafter, sensorless vector control is switched. . Then, the drum motor 11 is accelerated to 45 rpm (step S2).

ドラムモータ１１の起動から４秒が経過すると、以降の増磁処理を開始する（ステップＳ３）。なお、その間は、最高回転数４５ｒｐｍを維持する。先ず、制御回路３０は、増幅回路部３６に与える切替え信号をロウレベルからハイレベルにして増幅率を低倍率（３倍）に切替えると（ステップＳ４）、１回目の着磁パルスを高デューティのＰＷＭ信号により（出力時間は約１２ｍ秒）出力することで、約１５Ａのｄ軸電流を通電する（ステップＳ５）。   When 4 seconds have elapsed since the activation of the drum motor 11, the subsequent magnetizing process is started (step S3). In the meantime, the maximum rotation speed of 45 rpm is maintained. First, the control circuit 30 changes the amplification signal from a low level to a high level and switches the amplification factor to a low magnification (three times) (step S4). By outputting in response to a signal (output time is about 12 milliseconds), a d-axis current of about 15 A is energized (step S5).

ここで、図８（ａ）に示すように、サマリウム・コバルト磁石５７は時計回りにＵ，Ｖ，Ｗ，…の順に並んでおり、例えば最上部のＵ相を基準にロータ５２を位置決めすると、ステータ５１のティース部５３ｂが相対するサマリウム・コバルト磁石５７は、Ｕ，Ｗ，Ｖ，Ｕ，Ｗ，Ｖ，…の１つ置き順となる。したがって、ステップＳ５では上記のようにサマリウム・コバルト磁石５７が１つ置きに増磁され、それらの間に位置する磁石５７は、着磁が不完全な状態となる。そこで、後述するステップＳ８では、ロータ９２を１電気角度分（１／２４機械角分）移動させて、残り半数のサマリウム・コバルト磁石５７を増磁させる。   Here, as shown in FIG. 8A, the samarium-cobalt magnets 57 are arranged in the order of U, V, W,... In the clockwise direction. For example, when the rotor 52 is positioned based on the uppermost U phase, The samarium / cobalt magnets 57 with which the teeth 53b of the stator 51 are opposed are arranged in the order of U, W, V, U, W, V,. Therefore, in step S5, every other samarium / cobalt magnet 57 is magnetized as described above, and the magnets 57 located between them are in an incompletely magnetized state. Therefore, in step S8 to be described later, the rotor 92 is moved by one electrical angle (1/24 mechanical angle), and the remaining half of the samarium / cobalt magnets 57 are magnetized.

図４（ａ），（ｂ）には、２回に分けて着磁を行う処理の具体的なイメージを示している。Ａ側（全数の１／２）の磁石５７が１回目に着磁され、Ｂ側（残りの１／２）の磁石５７が２回目に着磁される。図中に示す磁束の矢印方向は増磁を行う場合であり、減磁を行う場合はその逆方向になる。   FIGS. 4A and 4B show specific images of the process of performing magnetization in two steps. The A-side (1/2 of all) magnets 57 are magnetized for the first time, and the B-side (remaining 1/2) magnets 57 are magnetized for the second time. The arrow direction of the magnetic flux shown in the figure is the case where the magnetization is increased, and the opposite direction when the demagnetization is performed.

ステップＳ５で１回目の着磁パルスを出力すると、例えば５ｍ秒の遅延時間を経た後に切替え信号端子をロウレベルにして、増幅回路部３６の増幅率を一旦高倍率（６倍）に戻す（ステップＳ６）。ここでの切替え信号の制御は、制御回路３０が例えばタイマを用いて管理しており、切替え要求のセットから５ｍ秒の経過後に増幅率は自動的に高倍率に戻るようになっている。また、ここで設定している「５ｍ秒の遅延時間」は、インバータ回路３１からの電圧出力を終了しても電流出力が暫く維持されるので、その間は状態を維持するための待機時間である。   When the first magnetizing pulse is output in step S5, for example, after a delay time of 5 milliseconds, the switching signal terminal is set to the low level, and the amplification factor of the amplifier circuit unit 36 is once returned to the high magnification (6 times) (step S6). ). The control of the switching signal here is managed by the control circuit 30 using, for example, a timer, and the amplification factor is automatically returned to the high magnification after 5 msec from the setting of the switching request. Further, the “5 ms delay time” set here is a standby time for maintaining the state during this period since the current output is maintained for a while even after the voltage output from the inverter circuit 31 is terminated. .

次に、２回目の着磁を行うため、ステップＳ４と同様に切替え信号をハイレベルにして増幅率を低倍率（３倍）に切替え（ステップＳ７）、０．５秒の経過後（すなわち回転数４５ｒｐｍにおいてロータ５２が９電気角度分だけ回転する時間）に、２回目の着磁パルスを出力する（ステップＳ８）。そして、ステップＳ６と同様に、５ｍ秒後に切替え信号端子をロウレベルにする（ステップＳ９）。
以降は、回転ドラム４を反転させるためドラムモータ１１を反転させ、その後正転，反転を交互に繰り返すが、洗い運転は、低速・高トルク出力が要求されるので、ロータマグネット５８を増磁したまま運転を継続し、次に脱水運転を開始する段階になるとロータマグネット５８を減磁させる。 Next, in order to perform the second magnetization, as in step S4, the switching signal is set to the high level to switch the amplification factor to the low magnification (3 times) (step S7), and after 0.5 seconds (that is, the rotation) A second magnetization pulse is output at a time of several 45 rpm when the rotor 52 rotates by nine electrical angles (step S8). Then, similarly to step S6, the switching signal terminal is set to the low level after 5 milliseconds (step S9).
Thereafter, in order to reverse the rotating drum 4, the drum motor 11 is reversed, and then the forward rotation and the reverse rotation are alternately repeated. However, since the washing operation requires low speed and high torque output, the rotor magnet 58 is magnetized. The operation is continued, and the rotor magnet 58 is demagnetized when the dehydration operation is started next.

以上の処理において、ロータマグネット５８を着磁する際に、増幅率を低倍率に設定する時間を１２ｍ秒程度の短時間にすることで、耳障りな音が発生することを防止している。また、１回目の着磁と２回目の着磁との間に０．５秒の間隔を置くことで、ＩＧＢＴ３２の温度上昇ピークを低下させる効果がある。また、着磁のために大きな電流を瞬間的に流すと、異音が発生する場合があるので、上記の間隔を置くことで、ユーザが異音を耳障りと感じる印象を緩和することができる。   In the above processing, when magnetizing the rotor magnet 58, the time for setting the amplification factor to a low magnification is set to a short time of about 12 milliseconds, thereby preventing annoying sound from being generated. Further, by placing an interval of 0.5 seconds between the first magnetization and the second magnetization, there is an effect of reducing the temperature rise peak of the IGBT 32. In addition, when a large current is instantaneously applied for magnetization, abnormal noise may be generated. Therefore, the impression that the user feels irritating can be alleviated by setting the above interval.

図２は、図１の処理に並行して行われる電流のＡ／Ｄ変換処理を示すフローチャートである。Ａ／Ｄ変換処理は、ＰＷＭ制御に使用される搬送波（三角波）に同期して行う。図３に示すように、ＰＷＭ制御の搬送波周期は６４μｓであり、その周期を１回置きで間引きして１２８μ秒周期でＡ／Ｄ変換を行う。つまり、図２の処理は１２８μ秒毎に発生する割込みに応じて実行される。
図２に示すステップＳ１１において、制御回路３０がＡ／Ｄ変換を行う場合は、図３（ａ）に示す三角波の振幅が最大となるタイミングで行う。その場合、増幅回路部３６の増幅率設定が低倍率（３倍）であれば、制御回路３０は読み取った電流値データを２倍し、高倍率（６倍）であれば、読み取った電流値データをそのまま扱う。そして、増幅率の切替えを行うタイミングであれば、電流値データを読み取った後に切替え信号を出力する（ステップＳ１２）。 FIG. 2 is a flowchart showing A / D conversion processing of current performed in parallel with the processing of FIG. The A / D conversion process is performed in synchronization with a carrier wave (triangular wave) used for PWM control. As shown in FIG. 3, the PWM control carrier cycle is 64 μs, and the cycle is thinned out every other time, and A / D conversion is performed at a cycle of 128 μs. That is, the processing of FIG. 2 is executed in response to an interrupt that occurs every 128 μsec.
In step S11 shown in FIG. 2, when the control circuit 30 performs A / D conversion, it is performed at the timing when the amplitude of the triangular wave shown in FIG. In that case, if the amplification factor setting of the amplification circuit unit 36 is low magnification (3 times), the control circuit 30 doubles the read current value data, and if the amplification factor setting is high magnification (6 times), the read current value Handle the data as is. If it is the timing for switching the amplification factor, the switching signal is output after reading the current value data (step S12).

図３は、ＰＷＭ制御の搬送波と、Ａ／Ｄ変換タイミングとの関係を示すものである。（ａ）に示す横軸の波線はＰＷＭ制御指令であり、その制御指令が搬送波の振幅を上回っている期間に、（ｂ）インバータ回路３１の上アーム側ＩＧＢＴ３２をオンするためのハイレベル信号が出力され、（ｃ）その反転が、下アーム側ＩＧＢＴ３２をオンするためのハイレベル信号となる。ただし、上下アーム間でオンオフが切り替わる際には、０．７μ秒のデッドタイムが挿入される。   FIG. 3 shows the relationship between the carrier wave for PWM control and the A / D conversion timing. The wavy line on the horizontal axis shown in (a) is a PWM control command, and during the period when the control command exceeds the amplitude of the carrier wave, (b) a high level signal for turning on the upper arm side IGBT 32 of the inverter circuit 31 is generated. (C) The inverted signal becomes a high level signal for turning on the lower arm IGBT 32. However, when the on / off is switched between the upper and lower arms, a dead time of 0.7 μsec is inserted.

そして、下アーム側ＩＧＢＴ３２がオンしている期間は、シャント抵抗３４に電流が流れるので、前記期間の中間位相となる搬送波振幅のピークにおいてＡ／Ｄ変換を行う。これにより、上下アーム間でオンオフが切り替わる際に発生するノイズの影響を受けないようにできる。ステップＳ１２における増幅率の切替えは、搬送波振幅のピークが経過してＡ／Ｄ変換が行われた後に行う（ｄ）。このようにすることで、増幅率が切替えられてから、次回にＡ／Ｄ変換が行われるまでの時間を長くすることができ、次回のＡ／Ｄ変換を安定した状態で行うことができる。尚、（ｄ）に示す増幅率の切替えは、高から低，低から高の何れの場合にも対応する。   Since the current flows through the shunt resistor 34 during the period when the lower arm side IGBT 32 is on, A / D conversion is performed at the peak of the carrier wave amplitude that is an intermediate phase of the period. As a result, it is possible to avoid the influence of noise generated when the on / off is switched between the upper and lower arms. The switching of the amplification factor in step S12 is performed after the peak of the carrier wave amplitude has passed and A / D conversion has been performed (d). By doing so, it is possible to lengthen the time until the next A / D conversion is performed after the amplification factor is switched, and the next A / D conversion can be performed in a stable state. Note that the switching of the amplification factor shown in (d) corresponds to any of the cases from high to low and from low to high.

図５は、着磁電流パルスが２回出力される場合に伴って増幅率を変化させる場合の、切替え信号の出力状態を示す。結果として、増幅率を低倍率に切替えるのは、（ａ）に示す着磁電流パルスが出力されている期間に合わせた極短い期間だけとなっており、１回目のパルス出力から２回目のパルスが出力されるまでの間は、増幅率は高い値に維持される（（ｂ）参照）。   FIG. 5 shows an output state of the switching signal when the amplification factor is changed with the output of the magnetizing current pulse twice. As a result, the amplification factor is switched to a low magnification only during a very short period in accordance with the period during which the magnetizing current pulse shown in (a) is output, and the second pulse from the first pulse output. Until the signal is output, the amplification factor is maintained at a high value (see (b)).

以上のように本実施例によれば、ロータ５２側にサマリウム・コバルト磁石５７を備えるドラムモータ１１を駆動制御する場合に、制御回路３０は、サマリウム・コバルト磁石５７の着磁量を変化させる場合、非反転増幅回路６０の増幅率を、ドラムモータ１１の回転制御を行う期間に設定される増幅率よりも低くするように切替える。すなわち、ドラムモータ１１の回転制御を行う期間の増幅率を相対的に高く設定できるので、その際に検出されるモータ電流のデータがノイズの影響を受けることを回避してＳ／Ｎ比を向上させることができる。したがって、ドラムモータ１１の特性を、運転状態に応じて要求される特性に変化させることができる。   As described above, according to this embodiment, when the drive of the drum motor 11 including the samarium / cobalt magnet 57 on the rotor 52 side is controlled, the control circuit 30 changes the magnetization amount of the samarium / cobalt magnet 57. The gain of the non-inverting amplifier circuit 60 is switched to be lower than the gain set during the period during which the drum motor 11 is controlled to rotate. That is, since the amplification factor during the period during which the rotation control of the drum motor 11 is controlled can be set relatively high, the data of the motor current detected at that time is prevented from being affected by noise and the S / N ratio is improved. Can be made. Therefore, the characteristic of the drum motor 11 can be changed to a required characteristic according to the operating state.

そして、モータ制御装置を洗濯機に適用し、ドラムモータ１１が発生させる回転駆動力により回転ドラム４を回転させて洗濯運転を行うので、ドラムモータ１１の特性を、洗い運転やすすぎ運転のように、高トルク・低速回転が要求される場合と、脱水運転のように低トルク・高速回転が要求される場合とに応じて、変化させることができる。駆動効率を向上させて低消費電力化を図ることができる。
また、制御回路３０は、複数回に分けて、ロータ５３側に配置されているサマリウム・コバルト磁石５７の着磁量を変化させる場合に、インバータ回路３１を介してドラムモータ１１の巻線１１ｕ〜１１ｗに通電を行う期間だけ非反転増幅回路６０の増幅率を低く設定するので、回転制御に使用される電流データにノイズの影響が及ぶ機会を極力少なくできると共に、着磁量を変化させる場合の騒音の発生も抑制できる。 Then, the motor control device is applied to the washing machine, and the washing operation is performed by rotating the rotating drum 4 by the rotational driving force generated by the drum motor 11, so that the characteristics of the drum motor 11 are set like the washing operation and the rinsing operation. It can be changed according to the case where high torque / low speed rotation is required and the case where low torque / high speed rotation is required like dehydration operation. Driving efficiency can be improved and power consumption can be reduced.
Further, the control circuit 30 divides the windings 11 u to 11 d of the drum motor 11 via the inverter circuit 31 when changing the magnetization amount of the samarium-cobalt magnet 57 arranged on the rotor 53 side in a plurality of times. Since the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 is set to be low only during the period of energization at 11w, the chance of noise influence on current data used for rotation control can be reduced as much as possible, and the amount of magnetization can be changed. Noise generation can also be suppressed.

また、非反転増幅回路６０は、電源電圧ＶＣＣの中間電位を基準電圧として、モータ電流の検知結果である電圧信号と前記基準電圧との差分を増幅するので、増幅率が切替えられた場合でも、制御回路３０は電流の極性を問題にすることなくＡ／Ｄ変換することができる。
さらに、制御回路３０は、Ａ／Ｄ変換処理が行われた後に増幅率の切替えを行う。より具体的には、制御回路３０は、インバータ回路３１を構成する下アーム側のＩＧＢＴ３２がオンする期間の中間となるタイミングよりも後に増幅率の切替えを行うので、シャント抵抗３４に電流が流れる期間において、上アーム側，下アーム側のＩＧＢＴ３２のオンオフが切り替わる際に発生するスイッチングノイズの影響を極力受けないようにして、Ａ／Ｄ変換を行うことができる。 Further, since the non-inverting amplifier circuit 60 amplifies the difference between the voltage signal that is the detection result of the motor current and the reference voltage using the intermediate potential of the power supply voltage VCC as a reference voltage, even when the amplification factor is switched, The control circuit 30 can perform A / D conversion without considering the polarity of the current.
Further, the control circuit 30 switches the amplification factor after the A / D conversion process is performed. More specifically, since the control circuit 30 switches the amplification factor after the intermediate timing of the period when the lower arm IGBT 32 constituting the inverter circuit 31 is turned on, the period during which current flows through the shunt resistor 34 Thus, A / D conversion can be performed in such a manner that the switching noise generated when the on / off of the IGBT 32 on the upper arm side and the lower arm side is switched is not affected as much as possible.

加えて、過電流保護回路部６７は、非反転増幅回路６０を介して増幅された信号に基づいて過電流状態の検出を行うので、増幅率が切替えられた場合でも、それぞれの増幅率に応じた適切なレベルに応じて過電流検出を行うことができる。   In addition, since the overcurrent protection circuit unit 67 detects an overcurrent state based on the signal amplified through the non-inverting amplifier circuit 60, even when the amplification factor is switched, the overcurrent protection circuit unit 67 is in accordance with each amplification factor. Overcurrent detection can be performed according to the appropriate level.

（第２実施例）
図１０及び図１１は第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施例は、洗濯機に電源が投入された直後で運転が開始される前に、ドラムモータ１１の回転が停止している状態での処理を示す。先ず、増幅回路部３６における非反転増幅回路６０の増幅率を３倍に設定すると（ステップＳ２１）、３秒間待機してから（ステップＳ２２：ＹＥＳ）Ａ／Ｄ変換されたデータを読み込む（ステップＳ２３）。そして、Ａ／Ｄ変換部の入力オフセット値を求めると、そのオフセット値を制御回路３０に内蔵されているＲＡＭの変数格納領域に格納してから、増幅率を６倍に切替える（ステップＳ２４）。尚、上記の３秒間は、電源を投入してから回路の動作が安定まで待機するための時間である。 (Second embodiment)
10 and 11 show the second embodiment. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Hereinafter, different parts will be described. The second embodiment shows a process in a state where the rotation of the drum motor 11 is stopped immediately after the washing machine is turned on and before the operation is started. First, when the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 in the amplifier circuit section 36 is set to 3 times (step S21), after waiting for 3 seconds (step S22: YES), the A / D converted data is read (step S23). ). When the input offset value of the A / D conversion unit is obtained, the offset value is stored in the variable storage area of the RAM built in the control circuit 30, and then the amplification factor is switched to 6 times (step S24). Note that the above-mentioned 3 seconds is a time for waiting until the operation of the circuit becomes stable after the power is turned on.

すなわち、基準電圧発生回路６２が生成出力する基準電圧が正確に１．６５Ｖであり、非反転増幅回路６０を構成する各回路の諸定数が設計値通りであれば、この時点でのＡ／Ｄ変換データは１．６５Ｖに対応した値となるはずである。ところが、これらにずれが生じていると、上記Ａ／Ｄ変換データは理想値から外れたものとなるので、理想値との差分をオフセット値として記憶する。   That is, if the reference voltage generated and output by the reference voltage generation circuit 62 is exactly 1.65 V and the constants of each circuit constituting the non-inverting amplifier circuit 60 are as designed, the A / D at this time The conversion data should be a value corresponding to 1.65V. However, if there is a deviation between these, the A / D conversion data deviates from the ideal value, so the difference from the ideal value is stored as an offset value.

続いて、増幅率を６倍に切替えた場合についても、同様に３秒間待機してから（ステップＳ２５）Ａ／Ｄ変換されたデータを読み込んで入力オフセット値を求め（ステップＳ２６）、そのオフセット値をＲＡＭの変数格納領域に格納する（ステップＳ２７）。以降に洗濯機の運転が開始されてベクトル制御を行うため、モータ電流をＡ／Ｄ変換する場合には、非反転増幅回路６０の増幅率の設定に応じてＲＡＭに記憶させたオフセット値を用い、Ａ／Ｄ変換データを修正する。   Subsequently, even when the amplification factor is switched to 6 times, similarly, after waiting for 3 seconds (step S25), the A / D converted data is read to obtain the input offset value (step S26), and the offset value Is stored in the variable storage area of the RAM (step S27). Since the operation of the washing machine is subsequently started and vector control is performed, when the motor current is A / D converted, the offset value stored in the RAM is used in accordance with the setting of the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60. , A / D conversion data is corrected.

また、図１１は、上記のようにオフセット補正を行わない状態で非反転増幅回路６０の増幅率を切替えた場合の電流波形の変化を示すものである。（ｂ）はモータの実電流波形であり、（ａ）は制御回路３０が、Ａ／Ｄ変換して読み込んだ電流データを、Ｄ／Ａ変換器を介して出力し再生した電流波形である。増幅率が高倍率となっている期間はノイズ成分が少なく、モータ電流のオフセットも殆どないので、（ａ）の再生波形は正弦波状となっている。増幅率が高倍率から低倍率に切替わる過程で「０点ずれ」が発生し、その影響を受けて（ａ）の再生された波形データが歪んでいる。これは、増幅回路部３６を構成している各回路部品のばらつきなどにより、Ａ／Ｄ変換の中点基準が必ずしも１．６５Ｖに一致しなくなることで発生する。   FIG. 11 shows a change in the current waveform when the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 is switched in a state where the offset correction is not performed as described above. (B) is an actual current waveform of the motor, and (a) is a current waveform that the control circuit 30 outputs and reproduces the current data read by A / D conversion via the D / A converter. During the period when the amplification factor is high, there are few noise components and there is almost no offset of the motor current, so the reproduced waveform in (a) is a sine wave. In the process of switching the amplification factor from high magnification to low magnification, a “zero point shift” occurs, and the reproduced waveform data (a) is distorted due to the influence. This occurs when the midpoint reference of the A / D conversion does not always match 1.65 V due to variations in circuit components constituting the amplifier circuit unit 36.

また、（ｂ）に示す実電流波形は、（ａ）に発生したデータの歪みが影響して、やはり高調波が重畳されて歪んだ波形となっている。第２実施例のようにオフセット補正を行うことで、このような「０点ずれ」の影響が変換結果に及ぶことを回避できる。またこの図から、増幅率を低倍率に切替えると（ａ）の再生波形にノイズ成分が多く現れていることが判る。   Further, the actual current waveform shown in (b) is a waveform distorted by superimposing harmonics due to the influence of the distortion of the data generated in (a). By performing offset correction as in the second embodiment, it is possible to avoid such an influence of “zero point deviation” from affecting the conversion result. From this figure, it can be seen that when the amplification factor is switched to a low magnification, many noise components appear in the reproduced waveform of (a).

以上のように構成される第２実施例によれば、制御回路３０は、ドラムモータ１１の回転が停止している期間に増幅率の切替えを行うと共に、非反転増幅回路６０のオフセット補正を行うので、Ａ／Ｄ変換したデータをより正確な値に修正して制御精度を向上させることができる。   According to the second embodiment configured as described above, the control circuit 30 switches the amplification factor during the period in which the rotation of the drum motor 11 is stopped, and performs the offset correction of the non-inverting amplifier circuit 60. Therefore, it is possible to improve the control accuracy by correcting the A / D converted data to a more accurate value.

（第３実施例）
図１２及び図１３は第３実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。図１２は第１実施例の図６相当図である。第３実施例では、コンパレータ６８の非反転入力端子は、フィルタ回路７０を構成する１ｋΩの抵抗素子を介して各相電流の入力信号ＩＮに接続されていると共に、同じくフィルタ回路７０を構成する１０００ｐＦのセラミックコンデンサを介してグランドに接続されている。また、第１実施例の非反転増幅回路６０より、スイッチＳＷ１及び抵抗素子Ｒｓ１を削除し、抵抗素子Ｒｓ２だけを残してスイッチＳＷ２を介すことなく直結することで非反転増幅回路７１が構成されている。したがって、増幅率は常時６倍に設定されている。 (Third embodiment)
FIG. 12 and FIG. 13 show the third embodiment, and parts different from the first embodiment will be described. FIG. 12 is a view corresponding to FIG. 6 of the first embodiment. In the third embodiment, the non-inverting input terminal of the comparator 68 is connected to the input signal IN of each phase current through a 1 kΩ resistance element that constitutes the filter circuit 70 and 1000 pF that also constitutes the filter circuit 70. It is connected to the ground through a ceramic capacitor. Further, the non-inverting amplifier circuit 71 is configured by deleting the switch SW1 and the resistor element Rs1 from the non-inverting amplifier circuit 60 of the first embodiment and directly connecting the resistor element Rs2 without passing through the switch SW2. ing. Therefore, the amplification factor is always set to 6 times.

そして、過電流保護回路部６９のコンパレータ６８に閾値電圧を与える基準電圧発生回路７２は、抵抗素子Ｒ２を残し、その抵抗素子Ｒ２とグランドとの間にスイッチＳＷ３と抵抗素子Ｒ３との直列回路，並びにスイッチＳＷ４と抵抗素子Ｒ４との直列回路が接続されて構成されている。抵抗素子Ｒ３，Ｒ４の抵抗値は、それぞれ６．２ｋΩ，８．３ｋΩとなっている。   The reference voltage generation circuit 72 that gives a threshold voltage to the comparator 68 of the overcurrent protection circuit unit 69 leaves the resistance element R2, and a series circuit of the switch SW3 and the resistance element R3 between the resistance element R2 and the ground, In addition, a series circuit of the switch SW4 and the resistance element R4 is connected. Resistance values of the resistance elements R3 and R4 are 6.2 kΩ and 8.3 kΩ, respectively.

さらに、第１実施例において、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に対して切替え信号を与えていた切替え信号端子及びＮＯＴゲート６４は、それらに替えてスイッチＳＷ３，ＳＷ４に切替え信号を与えるようになっている。以上が、増幅回路部７３を構成している。すなわち、第３実施例では、増幅率の切替えを行うことに替えて、過電流保護回路部６９のコンパレータ６８に付与する閾値電圧を切替える構成となっている。   Further, in the first embodiment, the switching signal terminal and the NOT gate 64 which have given the switching signal to the switches SW1 and SW2 are adapted to give the switching signals to the switches SW3 and SW4 instead. The above constitutes the amplifier circuit unit 73. That is, in the third embodiment, the threshold voltage applied to the comparator 68 of the overcurrent protection circuit unit 69 is switched instead of switching the amplification factor.

次に、第３実施例の作用について図１３も参照して説明する。図１３は第１実施例の図１相当図である。尚、初期状態では、制御回路３０は切替え信号端子をロウレベルにドライブしてスイッチＳＷ３をオンさせることで、コンパレータ６８に付与する閾値電圧を過電流検知閾値１１．１Ａに相当するレベルに設定している。ステップＳ１〜Ｓ３を第１実施例と同様に実行すると、ステップＳ５において１回目の着磁パルスを出力する前に、電流制御を停止する（ステップＳ３１）。すなわち、ベクトル制御を行うために１２８μ秒毎にモータ電流をＡ／Ｄ変換して読み込む処理を行なわないようにする。また、ステップＳ３１では、切替え信号端子をハイインピーダンス状態にしてスイッチＳＷ４をオンさせることで、コンパレータ６８に付与する閾値電圧を、過電流判別閾値２５Ａに相当するレベルに切替える。   Next, the operation of the third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a view corresponding to FIG. 1 of the first embodiment. In the initial state, the control circuit 30 sets the threshold voltage applied to the comparator 68 to a level corresponding to the overcurrent detection threshold 11.1A by driving the switching signal terminal to a low level and turning on the switch SW3. Yes. When steps S1 to S3 are executed in the same manner as in the first embodiment, the current control is stopped before the first magnetization pulse is output in step S5 (step S31). That is, in order to perform vector control, the process of A / D converting and reading the motor current every 128 μsec is not performed. In step S31, the threshold voltage applied to the comparator 68 is switched to a level corresponding to the overcurrent determination threshold 25A by turning on the switch SW4 with the switching signal terminal in the high impedance state.

第３実施例の構成では、非反転増幅回路７１の増幅率が常に６倍であるため、ロータマグネット５８の着磁量を変化させるためのｄ軸電流を流すと、ドラムモータ１１の回転制御を行っている場合に比較すると突出したレベルの過大な電流となるため、その電流値を電流制御に用いないように無効化する。また、過電流判別閾値が１１．１Ａに相当する基準電圧のままでは、過電流保護回路部６７により過電流として検出されてしまうため、閾値２５Ａに相当するレベルに一時的に上昇させて、過電流検出を回避する。   In the configuration of the third embodiment, since the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 71 is always 6 times, the rotation control of the drum motor 11 is controlled when a d-axis current for changing the magnetization amount of the rotor magnet 58 is passed. Compared with the case where it is performed, an excessive current of a prominent level is obtained, so that the current value is invalidated so as not to be used for current control. Further, if the overcurrent determination threshold value remains at the reference voltage corresponding to 11.1A, the overcurrent protection circuit unit 67 will detect it as an overcurrent. Therefore, the overcurrent determination threshold value is temporarily raised to a level corresponding to the threshold value 25A. Avoid current detection.

ステップＳ５の実行後は、ステップＳ６と同様に５ｍ秒の遅延時間が経過した後に、電流制御を再開すると共に、過電流判別閾値を１１．１Ａ相当の基準電圧に戻す（ステップＳ３２）。それから、ステップＳ８において２回目の着磁パルスを出力する直前にステップＳ３１と同様の処理を行い（ステップＳ３３）、ステップＳ８の実行後はステップＳ３２と同様の処理を行う。   After the execution of step S5, the current control is restarted after the delay time of 5 ms has elapsed as in step S6, and the overcurrent determination threshold is returned to the reference voltage corresponding to 11.1 A (step S32). Then, immediately before outputting the second magnetizing pulse in step S8, the same processing as step S31 is performed (step S33), and after executing step S8, the same processing as step S32 is performed.

以上のように第３実施例によれば、制御回路３０は、ロータマグネット５８の着磁量を変化させる期間は、非反転増幅回路７１を介して増幅された信号を無効としてドラムモータ１１の回転制御を行う。したがって、第１実施例のように増幅回路６０の増幅率を切替えることなく一定として、良好なＳ／Ｎ比を実現するのに十分な値にした場合でもロータマグネット５８の着磁量を変化させる期間に流れる大きなレベルの電流を無効化して回転制御を支障なく継続することができる。   As described above, according to the third embodiment, the control circuit 30 rotates the drum motor 11 while invalidating the signal amplified through the non-inverting amplifier circuit 71 during the period when the magnetization amount of the rotor magnet 58 is changed. Take control. Therefore, the amount of magnetization of the rotor magnet 58 is changed even when the amplification factor of the amplifier circuit 60 is constant without switching as in the first embodiment, and even when the value is sufficient to realize a good S / N ratio. It is possible to invalidate a large level of current flowing during the period and continue the rotation control without any trouble.

（第４実施例）
図１４ないし図１７は第４実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。第４実施例は、増幅回路の増幅率を変化させるための構成が第１実施例とは異なっている。第１実施例では図７に示すように、電源回路４４の３．３Ｖ電圧を分圧するレベルシフト回路３５の分圧抵抗値は１ｋΩ／１ｋΩ，すなわち分圧比が１／２で固定されていたが、第４実施例では、図７相当図である図１４に示すようにトランジスタをスイッチとして用い、抵抗素子の接続切替えを行うことで、電源回路８０の５Ｖ電圧を分圧するレベルシフト回路（分圧抵抗回路）８１の分圧比が変更可能に構成されている。 (Fourth embodiment)
FIGS. 14 to 17 show the fourth embodiment, and the differences from the first embodiment will be described. The fourth embodiment is different from the first embodiment in the configuration for changing the amplification factor of the amplifier circuit. In the first embodiment, as shown in FIG. 7, the voltage dividing resistance value of the level shift circuit 35 that divides the 3.3V voltage of the power supply circuit 44 is 1 kΩ / 1 kΩ, that is, the voltage dividing ratio is fixed at ½. In the fourth embodiment, as shown in FIG. 14 corresponding to FIG. 7, a transistor is used as a switch and the connection of the resistance element is switched, whereby the level shift circuit (divided voltage) of the power supply circuit 80 is divided. The voltage dividing ratio of the resistor circuit 81 can be changed.

すなわち、ＩＧＢＴ３２ｄ，３２ｅ，３２ｆのエミッタ側に接続されている抵抗素子Ｒ１の抵抗値は１．１３ｋΩに設定されており、５Ｖ電源側に接続されている抵抗素子Ｒ２ａの抵抗値は１０．２ｋΩに設定されている。また、１０．２ｋΩの抵抗素子と並列に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１と抵抗値９．３１ｋΩの抵抗素子Ｒ２ｂとの直列回路が接続されている。各ＰＮＰトランジスタＴｒ１のベースは、ベース抵抗を介して制御回路３０に替わる制御回路（増幅率制御手段）８２の出力端子に接続されていると共に、抵抗素子を介して５Ｖ電源に接続されている。したがって、制御回路８２がＰＮＰトランジスタＴｒ１をオフさせれば分圧比は１／１０となり、ＰＮＰトランジスタＴｒ１をオンさせれば、抵抗素子Ｒ２ｂが並列に接続されることで分圧比は１１３／６００（≒１．８８／１０）となる。   That is, the resistance value of the resistance element R1 connected to the emitter side of the IGBTs 32d, 32e, and 32f is set to 1.13 kΩ, and the resistance value of the resistance element R2a connected to the 5V power supply side is set to 10.2 kΩ. Is set. A series circuit of a PNP transistor Tr1 and a resistance element R2b having a resistance value of 9.31 kΩ is connected in parallel with the 10.2 kΩ resistance element. The base of each PNP transistor Tr1 is connected to the output terminal of a control circuit (amplification factor control means) 82 that replaces the control circuit 30 via a base resistor, and is connected to a 5V power source via a resistance element. Therefore, if the control circuit 82 turns off the PNP transistor Tr1, the voltage dividing ratio becomes 1/10. If the PNP transistor Tr1 is turned on, the resistance element R2b is connected in parallel, so that the voltage dividing ratio is 113/600 (≈ 1.88 / 10).

また、第１実施例では、増幅回路部３６が制御回路３０の外部に存在したが、第４実施例では、増幅回路部３６に相当する増幅回路部８３が制御回路８２に内蔵されている。図１５は、増幅回路部８３の構成を示すものである。増幅回路部８３は、オペアンプ８４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）で構成される非反転増幅回路８５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を備えている。オペアンプ８４の反転入力端子は、抵抗値２．４ｋΩの抵抗素子Ｒｓ１を介して、また、抵抗値１．７２ｋΩの抵抗素子Ｒｓ２及びＮＰＮトランジスタＴｒ２を介してグランドに接続されている。更に、上記反転入力端子は、抵抗値４ｋΩの抵抗素子Ｒｆを介してオペアンプ８４の出力端子に接続されている。そして、前記出力端子は、制御回路８２に内蔵されているＡ／Ｄ変換回路８２ａの入力端子に接続されている。   In the first embodiment, the amplifier circuit section 36 exists outside the control circuit 30. However, in the fourth embodiment, an amplifier circuit section 83 corresponding to the amplifier circuit section 36 is built in the control circuit 82. FIG. 15 shows the configuration of the amplifier circuit unit 83. The amplifier circuit unit 83 includes a non-inverting amplifier circuit 85 (U, V, W) composed of operational amplifiers 84 (U, V, W). The inverting input terminal of the operational amplifier 84 is connected to the ground via a resistance element Rs1 having a resistance value of 2.4 kΩ, and via a resistance element Rs2 having a resistance value of 1.72 kΩ and an NPN transistor Tr2. Further, the inverting input terminal is connected to the output terminal of the operational amplifier 84 via a resistance element Rf having a resistance value of 4 kΩ. The output terminal is connected to an input terminal of an A / D conversion circuit 82a built in the control circuit 82.

ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベースには、制御回路８２の内部回路により制御信号が与えられ、ＮＰＮトランジスタＴｒ２のオンオフが制御される。ＮＰＮトランジスタＴｒ２オンがすると抵抗素子Ｒｓ１，Ｒｓ２が並列に接続され、それらの合成抵抗値は１ｋΩとなるので、非反転増幅回路８５の増幅率は「５」となる。一方、ＮＰＮトランジスタＴｒ２がオフすると、非反転増幅回路８５の増幅率は約「２．６７」となる。   A control signal is given to the base of the NPN transistor Tr2 by the internal circuit of the control circuit 82, and the ON / OFF of the NPN transistor Tr2 is controlled. When the NPN transistor Tr2 is turned on, the resistance elements Rs1 and Rs2 are connected in parallel and their combined resistance value is 1 kΩ, so that the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85 is “5”. On the other hand, when the NPN transistor Tr2 is turned off, the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85 is about “2.67”.

また、オペアンプ８４の出力端子は、過電流検出回路８６を構成するコンパレータ８７（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の非反転入力端子に接続されており、コンパレータ８７の反転入力端子には、検出用の基準電圧が与えられている。そして、コンパレータ８７の出力端子は、第１実施例と同様に共通に接続されて、インバータ回路３１によるドラムモータ１１の駆動を停止させる出力ＯＦＦ回路８８の入力端子に接続されている。   The output terminal of the operational amplifier 84 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 87 (U, V, W) that constitutes the overcurrent detection circuit 86. The inverting input terminal of the comparator 87 has a reference for detection. The voltage is given. The output terminal of the comparator 87 is connected in common as in the first embodiment, and is connected to the input terminal of the output OFF circuit 88 that stops the driving of the drum motor 11 by the inverter circuit 31.

尚、第４実施例の過電流検出回路８６では、第１，第２実施例等とは異なりコンパレータ８７の入力側にフィルタ回路が構成されていないが、出力ＯＦＦ回路８８がコンパレータ８７の出力信号を、二値レベルでサンプリング（例えば０．５μ秒周期）した結果により過電流検出を行うようになっており、ノイズフィルタとしての機能をなしている。例えば、上記出力信号の各サンプリングレベルが、
Ｈ→Ｈ→Ｈ→Ｌ→Ｈ→Ｈ→Ｈ→…
といったように一回だけロウレベルになった場合は過電流を検出せず、
Ｈ→Ｈ→Ｈ→Ｌ→Ｌ→Ｌ→…
といったように、複数回連続してロウレベルとなった場合に過電流を検出するようになっている。また、図１４に示すように、増幅回路部８３の入力端子にはコンデンサが接続されているので、その容量成分もノイズ的なレベル変化を抑制するように作用している。 In the overcurrent detection circuit 86 of the fourth embodiment, unlike the first and second embodiments, no filter circuit is formed on the input side of the comparator 87, but the output OFF circuit 88 is an output signal of the comparator 87. Is detected at a binary level (for example, a cycle of 0.5 μsec) to detect overcurrent, and functions as a noise filter. For example, each sampling level of the output signal is
H → H → H → L → H → H → H →…
If it becomes low level only once, overcurrent is not detected,
H → H → H → L → L → L →…
As described above, an overcurrent is detected when a low level is continuously obtained a plurality of times. Further, as shown in FIG. 14, since a capacitor is connected to the input terminal of the amplifier circuit unit 83, the capacitance component also acts to suppress a noise level change.

次に、第４実施例の作用について、図１６及び図１７も参照して説明する。図１６（図２相当図）に示すステップＳ４１において、制御回路８２がＡ／Ｄ変換を行う場合は、第１実施例と同様に図３（ａ）に示す三角波の振幅が最大となるタイミング（１２８μ秒周期）で行う。その場合、増幅回路部８３の増幅率設定が低倍率（２．６７倍）であれば、制御回路８２は読み取った電流値データを２倍し、高倍率（５倍）であれば、読み取った電流値データをそのまま扱う。そして、増幅率の切替えを行うタイミングであれば、電流値データを読み取った後に切替え信号を出力する（ステップＳ４２）。すなわち、サマコバ磁石５７を着磁するために非反転増幅回路８５の増幅率「低」が要求されている場合は、ＮＰＮトランジスタＴｒ２をオンして増幅率を約「２．６７」に設定すると共に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１をオフして分圧比を約「０．１９」に設定する。一方、通常のモータ制御で非反転増幅回路８５の増幅率「高」が要求されている場合は、ＮＰＮトランジスタＴｒ２をオフして増幅率を「５」に設定すると共に、ＰＮＰトランジスタＴｒ１をオンして分圧比を約「０．１」に設定する。   Next, the operation of the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. In step S41 shown in FIG. 16 (corresponding to FIG. 2), when the control circuit 82 performs A / D conversion, the timing at which the amplitude of the triangular wave shown in FIG. 128 microsecond period). In that case, if the amplification factor setting of the amplification circuit unit 83 is low magnification (2.67 times), the control circuit 82 doubles the read current value data, and if the amplification factor setting is high magnification (5 times), the read value is read. The current value data is handled as it is. If it is the timing for switching the amplification factor, a switching signal is output after reading the current value data (step S42). That is, when the amplification factor “low” of the non-inverting amplifier circuit 85 is required to magnetize the Samakoba magnet 57, the NPN transistor Tr2 is turned on and the amplification factor is set to about “2.67”. Then, the PNP transistor Tr1 is turned off to set the voltage dividing ratio to about “0.19”. On the other hand, when the amplification factor “high” of the non-inverting amplifier circuit 85 is required under normal motor control, the NPN transistor Tr2 is turned off to set the amplification factor to “5” and the PNP transistor Tr1 is turned on. The partial pressure ratio is set to about “0.1”.

ここで、増幅率の切替えと分圧比の切替えとの関係について図１７を参照して説明する。図１７に示すように、レベルシフト回路８１，非反転増幅回路８５をモデル化して、シャント抵抗３４：Ｒsenに流れる電流Ｉと、非反転増幅回路８５の出力電圧Ｖoutの関係を示すと、次式のようになる。
Ｖout＝Ｇ｛５・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｒsen・Ｉ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝
…（１）
但し、Ｇは非反転増幅回路８５の増幅率である。 Here, the relationship between the switching of the amplification factor and the switching of the voltage dividing ratio will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 17, the level shift circuit 81 and the non-inverting amplifier circuit 85 are modeled, and the relationship between the current I flowing through the shunt resistor 34: Rsen and the output voltage Vout of the non-inverting amplifier circuit 85 is expressed by the following equation. become that way.
Vout = G {5 · R1 / (R1 + R2) + Rsen · I · R2 / (R1 + R2)}
... (1)
However, G is the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85.

そして、図１７（ａ）に示すように、増幅率Ｇが５倍の場合に各抵抗値に基づいて決まる電流値は、出力電圧Ｖout＝０ＶのときＩ＝−１６．７９Ａ，出力電圧Ｖout＝５ＶのときにＩ＝１６．８７Ａとなる。また、図１７（ｂ）に示すように、増幅率Ｇが２．６７倍の場合に各抵抗値に基づいて決まる電流値は、出力電圧Ｖout＝０ＶのときＩ＝−３５．４３Ａ，出力電圧Ｖout＝５ＶのときにＩ＝３５．０８Ａとなる。このように、電流Ｉと非反転増幅回路８５の増幅率とが異なる場合に、出力電圧Ｖoutがほぼ同じレンジに収まるように調整する必要がある。   As shown in FIG. 17A, when the amplification factor G is 5 times, the current value determined based on each resistance value is I = −16.79 A when the output voltage Vout = 0 V, and the output voltage Vout = At 5V, I = 16.87A. As shown in FIG. 17B, when the amplification factor G is 2.67 times, the current value determined based on each resistance value is I = −35.43 A when the output voltage Vout = 0 V, and the output voltage. When Vout = 5V, I = 35.08A. Thus, when the current I and the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85 are different, it is necessary to adjust so that the output voltage Vout falls within the substantially same range.

（１）式に、図１７（ａ）の場合の増幅率Ｇ並びにＲ１，Ｒ２（＝Ｒ２ａ）の抵抗値を代入すると、およそ以下のようになる。
Ｖout＝５｛５・０．１＋Ｒsen・Ｉ・０．９｝ …（２）
また、図１７（ｂ）の場合の増幅率Ｇ並びにＲ１，Ｒ２（＝Ｒ２ａ//Ｒ２ｂ）の抵抗値を代入すると、およそ以下のようになる。この場合のＲ２の並列合成抵抗値は４．８７ｋΩとなる（但し、ＰＮＰトランジスタＴｒ１のＶCEは無視している）。
Ｖout＝２．６７｛５・０．２＋Ｒsen・Ｉ・０．８｝ …（３）
すなわち、（３）式右辺第１項の電圧５Ｖに対する倍率は約５．３４であり、同右辺第２項の抵抗値Ｒsenに対する倍率は約２．１３である。また、この場合の電流値Ｉの倍率は約２．０８となっているので、（２）式の電流Ｉを基準とする倍率は約４．４３となる。そして、（２）式の第２項は「４．５・Ｒsen・Ｉ」である。したがって、電流Ｉの一次関数である（２）式，（３）式は略同一の直線となる。 When the amplification factor G and the resistance values of R1 and R2 (= R2a) in the case of FIG. 17A are substituted into the equation (1), the following is obtained.
Vout = 5 {5 · 0.1 + Rsen · I · 0.9} (2)
Further, when the amplification factor G and the resistance values of R1 and R2 (= R2a // R2b) in the case of FIG. 17B are substituted, the following is obtained. In this case, the parallel combined resistance value of R2 is 4.87 kΩ (however, VCE of the PNP transistor Tr1 is ignored).
Vout = 2.67 {5 · 0.2 + Rsen · I · 0.8} (3)
In other words, the magnification of the first term on the right side of equation (3) with respect to the voltage of 5 V is about 5.34, and the magnification of the second term on the right side with respect to the resistance value Rsen is about 2.13. In this case, since the magnification of the current value I is about 2.08, the magnification based on the current I in the equation (2) is about 4.43. The second term of the formula (2) is “4.5 · Rsen · I”. Therefore, the equations (2) and (3), which are linear functions of the current I, are substantially the same straight line.

以上のように第４実施例によれば、非反転増幅回路８５の増幅率Ｇを低くするように切り替えるのに応じて、レベルシフト回路８１の分圧比を高くするように切り替えることで、制御回路８２が取り扱う出力電圧Ｖout（電圧信号）のレンジを増幅率Ｇを高く設定した場合とほぼ等しくすることができる。そして、例えば第１，第２実施例のようにオペアンプを２個使用することなく、増幅回路部８３を１個のオペアンプ８４のみで構成できる。したがって、増幅回路部８３の出力電圧のオフセットが低減されるので、第２実施例のようにオフセット補正を行う場合の調整精度が向上する。   As described above, according to the fourth embodiment, as the gain G of the non-inverting amplifier circuit 85 is switched to be lowered, switching is performed so that the voltage division ratio of the level shift circuit 81 is increased. The range of the output voltage Vout (voltage signal) handled by 82 can be made substantially equal to the case where the amplification factor G is set high. For example, the amplifier circuit unit 83 can be configured by only one operational amplifier 84 without using two operational amplifiers as in the first and second embodiments. Therefore, since the offset of the output voltage of the amplifier circuit unit 83 is reduced, the adjustment accuracy when performing offset correction as in the second embodiment is improved.

本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
各抵抗値の設定や増幅率，過電流判別閾値などについては、個別の設計に応じて適宜変更して設定すれば良い。また、過電流を検出する機能は必要に応じて設ければ良い。
極数とスロット数との比によって、１回で全てのサマリウム・コバルト磁石の着磁量を変化させることができるモータに適用しても良い。
低保磁力の永久磁石は、サマリウム・コバルト磁石に限らず、アルニコ磁石やその他の材料からなる磁石でも良い。 The present invention is not limited to the embodiments described above or shown in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
The setting of each resistance value, the amplification factor, the overcurrent determination threshold value, and the like may be appropriately changed and set according to the individual design. Moreover, what is necessary is just to provide the function to detect an overcurrent as needed.
You may apply to the motor which can change the magnetization amount of all the samarium cobalt magnets at once by the ratio of the number of poles and the number of slots.
The low coercive force permanent magnet is not limited to a samarium / cobalt magnet, but may be an alnico magnet or a magnet made of another material.

ロータマグネットを、低保磁力の永久磁石のみで構成しても良い。
電流検出素子は抵抗素子に限らず、カレント・トランスなどを用いても良い。
ベクトル制御を行うものに限らず、モータ電流を検出して、低保磁力の永久磁石を備えたモータを制御するものであれば適用できる。
回転ドラム４の回転軸は、水平に対して仰角方向に１０度〜１５度程度の傾きを持たせるようにしても良い。
洗濯機に適用するものに限らず、モータの特性を変化させることが駆動効率を向上させるために有効なアプリケーションであれば適用することができる。 The rotor magnet may be composed of only a low-coercivity permanent magnet.
The current detection element is not limited to a resistance element, and a current transformer or the like may be used.
The present invention is not limited to performing vector control, and can be applied to any apparatus that detects a motor current and controls a motor having a low-coercivity permanent magnet.
The rotating shaft of the rotating drum 4 may be inclined by about 10 to 15 degrees in the elevation direction with respect to the horizontal.
The application is not limited to that applied to a washing machine, and can be applied to any application in which changing the motor characteristics is effective for improving the driving efficiency.

図面中、４は回転ドラム、１１はドラムモータ（永久磁石モータ）、３０は制御回路（着磁量制御手段，増幅率制御手段，回転制御手段）、３１はインバータ回路、３４はシャント抵抗（電流検出素子）、３６は増幅回路部、５２はロータ、５６はネオジウム磁石、５７はサマリウム・コバルト磁石（永久磁石）、５８はロータマグネット、６０は非反転増幅回路、６２は基準電圧発生回路、６７は過電流検出回路部（過電流検出手段）、６９は基準電圧発生回路、７１は非反転増幅回路、７２は基準電圧発生回路、７３は増幅回路部、８１はレベルシフト回路（分圧抵抗回路）、８２は制御回路（増幅率制御手段）、８３は増幅回路部、８５は非反転増幅回路を示す。   In the drawings, 4 is a rotating drum, 11 is a drum motor (permanent magnet motor), 30 is a control circuit (magnetization amount control means, gain control means, rotation control means), 31 is an inverter circuit, and 34 is a shunt resistance (current). Detection element), 36 an amplifier circuit section, 52 a rotor, 56 a neodymium magnet, 57 a samarium cobalt magnet (permanent magnet), 58 a rotor magnet, 60 a non-inverting amplifier circuit, 62 a reference voltage generation circuit, 67 Is an overcurrent detection circuit section (overcurrent detection means), 69 is a reference voltage generation circuit, 71 is a non-inverting amplifier circuit, 72 is a reference voltage generation circuit, 73 is an amplification circuit section, and 81 is a level shift circuit (voltage dividing resistor circuit) , 82 is a control circuit (amplification factor control means), 83 is an amplifier circuit section, and 85 is a non-inverting amplifier circuit.

Claims (10)

ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータの巻線に通電を行うインバータ回路と、
このインバータ回路を介して前記巻線に通電を行うことで、前記永久磁石の着磁量を変化させる着磁量制御手段と、
前記永久磁石モータの巻線に流れる電流に応じた電圧信号を発生する電流検出素子と、
前記電圧信号を増幅する増幅回路と、
この増幅回路の増幅率を制御する増幅率制御手段と、
前記増幅回路を介して増幅された信号に基づき、前記インバータ回路を介して永久磁石モータの回転制御を行う回転制御手段とを備え、
前記増幅率制御手段は、前記着磁量制御手段が前記永久磁石の着磁量を変化させる場合の増幅率を、前記回転制御手段が前記永久磁石モータの回転制御を行う期間に設定される増幅率よりも低くするように切替えることを特徴とするモータ制御装置。 An inverter circuit for energizing a winding of a permanent magnet motor configured with a permanent magnet having a coercive force at a level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side;
Energizing the winding through the inverter circuit, thereby changing the magnetization amount control means for changing the magnetization amount of the permanent magnet;
A current detection element that generates a voltage signal corresponding to the current flowing through the winding of the permanent magnet motor;
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal;
An amplification factor control means for controlling the amplification factor of the amplifier circuit;
A rotation control means for controlling rotation of a permanent magnet motor via the inverter circuit based on the signal amplified via the amplification circuit;
The amplification factor control means is an amplification factor that is set when the magnetization control unit changes the magnetization amount of the permanent magnet during a period in which the rotation control unit performs rotation control of the permanent magnet motor. The motor control apparatus characterized by switching so that it may become lower than a rate. 前記着磁量制御手段が、複数回に分けて、前記ロータ側に配置されている前記永久磁石の着磁量を変化させる場合、
前記増幅率制御手段は、前記着磁量制御手段が前記巻線に通電を行う期間だけ、前記増幅率を低く設定することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。 When the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet arranged on the rotor side in a plurality of times,
2. The motor control device according to claim 1, wherein the gain control means sets the gain low for a period during which the magnetizing amount control means energizes the winding. 前記電圧信号を分圧して前記増幅回路に入力するため、分圧比を変更可能に構成される分圧抵抗回路を備え、
前記増幅率制御手段は、前記増幅回路の増幅率を高くするように切替える場合は、前記分圧抵抗回路の分圧比を低くするように切り替え、前記増幅率を低くするように切り替える場合は、前記分圧比を高くするように切り替えることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。 In order to divide the voltage signal and input the voltage signal to the amplifier circuit, a voltage dividing resistor circuit configured to change the voltage dividing ratio is provided.
The amplification factor control means, when switching to increase the amplification factor of the amplifier circuit, to switch to reduce the voltage dividing ratio of the voltage dividing resistor circuit, to switch to reduce the amplification factor, 3. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is switched so as to increase the voltage division ratio. 前記増幅回路は、電源電圧の中間電位を基準電圧として、前記電圧信号と前記基準電圧との差分を増幅するように構成されていることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。   The motor control device according to claim 1, wherein the amplifier circuit is configured to amplify a difference between the voltage signal and the reference voltage using an intermediate potential of a power supply voltage as a reference voltage. 前記増幅回路を介して増幅された信号をＡ／Ｄ変換する場合に、
前記着磁量制御手段は、前記Ａ／Ｄ変換処理が行われた後に前記増幅率の切替えを行うことを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のモータ制御装置。 When A / D converting the signal amplified through the amplifier circuit,
5. The motor control device according to claim 1, wherein the magnetization amount control unit performs switching of the amplification factor after the A / D conversion processing is performed. 6. 前記電流検出素子が、前記インバータ回路を構成する下アーム側スイッチング素子とグランドとの間に接続されるシャント抵抗で構成される場合、
前記着磁量制御手段は、前記下アーム側スイッチング素子がオンする期間の中間となるタイミングよりも後に、前記増幅率の切替えを行うことを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置。 When the current detection element is composed of a shunt resistor connected between the lower arm side switching element constituting the inverter circuit and the ground,
6. The motor control apparatus according to claim 5, wherein the magnetization amount control means performs switching of the amplification factor after a timing that is an intermediate period during which the lower arm side switching element is turned on. 前記着磁量制御手段は、前記永久磁石モータの回転が停止している期間に前記増幅率の切替えを行うと共に、前記増幅回路のオフセット補正を行うことを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のモータ制御装置。   7. The magnetizing amount control means switches the amplification factor and corrects the offset of the amplifier circuit while the rotation of the permanent magnet motor is stopped. A motor control device according to claim 1. 前記巻線に流れる電流が過電流状態となったことを検出する過電流検出手段を備え、
前記過電流検出手段は、前記増幅回路を介して増幅された信号に基づいて、前記過電流状態の検出を行うことを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載のモータ制御装置。 Comprising overcurrent detection means for detecting that the current flowing in the winding is in an overcurrent state;
8. The motor control device according to claim 1, wherein the overcurrent detection unit detects the overcurrent state based on a signal amplified through the amplifier circuit. ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータの巻線に通電を行うインバータ回路と、
このインバータ回路を介して前記巻線に通電を行うことで、前記永久磁石の着磁量を変化させる着磁量制御手段と、
前記永久磁石モータの巻線に流れる電流に応じた電圧信号を発生する電流検出素子と、
前記電圧信号を増幅する増幅回路と、
この増幅回路を介して増幅された信号に基づき、前記インバータ回路を介して永久磁石モータの回転制御を行う回転制御手段とを備え、
前記回転数制御手段は、前記着磁量制御手段が前記永久磁石の着磁量を変化させる期間は、前記増幅回路を介して増幅された信号を無効として前記回転制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。 An inverter circuit for energizing a winding of a permanent magnet motor configured with a permanent magnet having a coercive force at a level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side;
Energizing the winding through the inverter circuit, thereby changing the magnetization amount control means for changing the magnetization amount of the permanent magnet;
A current detection element that generates a voltage signal corresponding to the current flowing through the winding of the permanent magnet motor;
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal;
Rotation control means for performing rotation control of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified through the amplification circuit,
The rotation speed control unit performs the rotation control while invalidating a signal amplified through the amplifier circuit during a period in which the magnetization amount control unit changes the magnetization amount of the permanent magnet. Motor control device. ロータ側に着磁量を容易に変更可能なレベルの保磁力を有する永久磁石を備えて構成される永久磁石モータと、
請求項１ないし９の何れかに記載のモータ制御装置とを備え、
前記永久磁石モータが発生させる回転駆動力によって洗濯運転を行うことを特徴とする洗濯機。 A permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force level at which the amount of magnetization can be easily changed on the rotor side;
A motor control device according to any one of claims 1 to 9,
A washing machine that performs a washing operation by a rotational driving force generated by the permanent magnet motor.
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