KR101230164B1

KR101230164B1 - Motor control device and washing machine

Info

Publication number: KR101230164B1
Application number: KR1020100082983A
Authority: KR
Inventors: 츠요시 호소이토
Original assignee: 가부시끼가이샤 도시바; 도시바 홈 어플라이언스 가부시키가이샤; 도시바 콘슈머 일렉트로닉스·홀딩스 가부시키가이샤
Priority date: 2009-09-10
Filing date: 2010-08-26
Publication date: 2013-02-05
Also published as: KR20110027569A; CN102025314A; CN102025314B

Abstract

본 발명은 모터 제어 장치와 세탁기에 관한 것으로서, 모터 제어 장치는 로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터의 권선에 통전을 실시하는 인버터 회로와, 상기 인버터 회로를 통해 상기 권선에 통전을 실시하여 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 착자량 제어 수단과, 상기 영구자석 모터의 권선에 흐르는 전류에 따르는 전압 신호를 발생하는 전류 검출 소자와, 상기 전압 신호를 증폭하는 증폭 회로와, 상기 증폭 회로의 증폭률을 제어하는 증폭률 제어 수단과, 상기 증폭 회로를 통해 증폭된 신호에 기초하여 상기 인버터 회로를 통해 영구자석 모터의 회전 제어를 실시하는 회전 제어 수단을 구비하고, 상기 증폭률 제어 수단은 상기 착자량 제어 수단이 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 경우의 증폭률을 상기 회전 제어 수단이 상기 영구자석 모터의 회전 제어를 실시하는 기간에 설정되는 증폭률 보다도 낮아지도록 전환하는 것을 특징으로 한다.The present invention relates to a motor control device and a washing machine, the motor control device is an inverter circuit for energizing the winding of the permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level that can easily change the magnetizing amount on the rotor side Magnetizing amount control means for energizing the windings through the inverter circuit to change the magnetization amount of the permanent magnets, a current detecting element for generating a voltage signal in accordance with the current flowing in the windings of the permanent magnet motor; An amplification circuit for amplifying the voltage signal, an amplification rate control means for controlling an amplification rate of the amplification circuit, and a rotation control for performing rotation control of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified by the amplification circuit. Means, wherein said amplification factor control means comprises: said magnetization amount control means magnetizing said permanent magnet The amplification factor of the rotation control means in the case of changing the characterized in that the conversion to be lower than the amplification factor to be set in the period for performing the rotation control of the permanent magnet motor.

Description

MOTOR CONTROL DEVICE AND WASHING MACHINE

본 발명은 로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터를 제어 대상으로 하는 모터 제어 장치와 그 모터 제어 장치를 구비하여 이루어진 세탁기에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor control device for controlling a permanent magnet motor configured to have a permanent magnet having a coercive force of a level at which the magnetizing amount can be easily changed on the rotor side, and a washing machine comprising the motor control device.

일본 공개특허공보 제2009-118663호에는 이하와 같은 구성을 구비한 드럼식 세탁기가 개시되어 있다. 드럼을 회전시키는 브러시리스 DC 모터의 로터에는 네오듐 자석과 아르니코 자석으로 이루어진 로터 마그네트를 구비하고 있다. 모터 제어 장치의 제어 회로는 아르니코 자석의 착자량을 변화시키도록 벡터 제어로 얻어지는 d축 전류(여자 전류)를 발생시키고, 탈수 운전은 로터 마그네트의 자속을 감소시킨 상태로 운전을 실시하여 세탁·헹굼 운전은 로터 마그네트의 자속을 증가시킨 상태로 운전을 실시한다.Japanese Laid-Open Patent Publication No. 2009-118663 discloses a drum type washing machine having the following configuration. The rotor of the brushless DC motor for rotating the drum is provided with a rotor magnet made of neodium magnet and arnico magnet. The control circuit of the motor control device generates the d-axis current (excitation current) obtained by vector control to change the magnetization amount of the Arnico magnet, and the dehydration operation is performed by washing with the magnetic flux of the rotor magnet reduced. The rinsing operation is performed with the magnetic flux of the rotor magnet increased.

즉, 로터 마그네트를 증자한 상태로 하면 모터의 특성은 저속·고토크 출력이 요구되는 세탁·헹굼 운전에 적합한 특성이 되고, 로터 마그네트를 감자한 상태로 하면 모터의 특성은 고속·저토크 출력이 요구되는 탈수 운전에 적합한 특성이 된다. 이에 의해 모터의 구동 효율을 향상시켜 세탁기의 저소비 전력화를 도모하고 있다.In other words, when the rotor magnet is increased, the motor characteristic is suitable for washing and rinsing operation requiring low speed and high torque output. When the rotor magnet is demagnetized, the motor characteristic is high speed and low torque output. It is suitable for the required dehydration operation. As a result, the driving efficiency of the motor is improved to reduce the power consumption of the washing machine.

그러나 상기 공보에 개시되어 있는 구성에는 이하와 같은 문제가 있었다. 세탁·헹굼 운전 등에 대응하여 모터의 구동 제어를 실시하는 경우에 모터의 권선에 흐르는 최대 전류에 대해 로터 마그네트의 착자량(자력)을 변화시키기 위해 흐르는 전류는 그 2배 정도의 값이 된다. 벡터 제어를 실시하는 데에는 모터 전류를 검출할 필요가 있고, 인버터 회로의 하측 아암과 그라운드 사이에 접속되어 있는 션트 저항에 흐르는 전류를 증폭 회로에 의해 증폭한 후, A/D 변환하여 제어 회로(마이크로 컴퓨터)가 데이터로서 판독하도록 되어 있다.However, the configuration disclosed in the above publication has the following problems. In the case where drive control of the motor is performed in response to washing and rinsing operation or the like, the current flowing to change the magnetization amount (magnetic force) of the rotor magnet with respect to the maximum current flowing in the winding of the motor becomes about twice that value. To perform the vector control, it is necessary to detect the motor current, amplify the current flowing through the shunt resistor connected between the lower arm of the inverter circuit and the ground by an amplifying circuit, and then perform A / D conversion to control the circuit (micro Computer) to read as data.

따라서 증폭 회로의 증폭률은 출력 신호가 포화하지 않도록 전류 검출 범위의 최대 레벨에 맞춰 설정할 필요가 있다. 그러나, 세탁기가 동작하고 있는 환경하에서는 노이즈가 빈번하게 발생하므로 모터의 회전 제어를 실시하고 있는 기간에 검출되는 전류의 증폭 출력에 노이즈의 영향이 나타나기 쉬워지고, 회전 제어에 지장을 초래할 우려가 있었다. 즉, 증폭률이 작으면 회전 제어 시에 검출되는 전류의 신호 레벨이 저하하는 것에 대해 노이즈 레벨은 변화하지 않으므로 노이즈의 영향이 상대적으로 커져 S/N 비가 저하한다.Therefore, it is necessary to set the amplification factor of the amplifying circuit to the maximum level of the current detection range so that the output signal does not saturate. However, since the noise is frequently generated under the environment in which the washing machine is operating, the influence of the noise is likely to appear on the amplified output of the current detected in the period during which the rotation control of the motor is performed, and there is a concern that the rotation control may be disturbed. In other words, when the amplification factor is small, the noise level does not change while the signal level of the current detected at the time of rotation control decreases, so the influence of noise is relatively large and the S / N ratio decreases.

본 발명은 상기 사정을 감안하여 이루어진 것으로서, 그 목적은 로터의 자력을 변화시키는 가변 자속 모터를 제어 대상으로 하는 경우에 모터의 회전 제어를 안정적으로 실시할 수 있는 모터 제어 장치 및 그 모터 제어 장치를 구비하여 이루어진 세탁기를 제공하는 데에 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a motor control device and a motor control device capable of stably controlling the rotation of the motor when the variable magnetic flux motor that changes the magnetic force of the rotor is controlled. It is to provide a washing machine provided.

청구범위 제 1 항에 기재된 모터 제어 장치는 로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터의 권선에 통전을 실시하는 인버터 회로와,The motor control device according to claim 1 includes: an inverter circuit for energizing windings of a permanent magnet motor configured to have a permanent magnet having a coercive force of a level at which the magnetizing amount can be easily changed on the rotor side;

상기 인버터 회로를 통해 상기 권선에 통전을 실시하여 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 착자량 제어 수단과,Magnetizing amount control means for energizing the windings through the inverter circuit to change the magnetizing amount of the permanent magnets;

상기 영구자석 모터의 권선에 흐르는 전류에 따르는 전압 신호를 발생하는 전류 검출 소자와,A current detection element for generating a voltage signal in accordance with the current flowing in the winding of the permanent magnet motor;

상기 전압 신호를 증폭하는 증폭 회로와,An amplifier circuit for amplifying the voltage signal;

상기 증폭 회로의 증폭률을 제어하는 증폭률 제어 수단과,An amplification rate control means for controlling an amplification rate of the amplification circuit;

상기 증폭 회로를 통해 증폭된 신호에 기초하여 상기 인버터 회로를 통해 영구자석 모터의 회전 제어를 실시하는 회전 제어 수단을 구비하고,And rotation control means for controlling the rotation of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified by the amplification circuit.

상기 증폭률 제어 수단은 상기 착자량 제어 수단이 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 경우의 증폭률을 상기 회전 제어 수단이 상기 영구자석 모터의 회전 제어를 실시하는 기간으로 설정되는 증폭률 보다도 낮아지도록 전환하는 것을 특징으로 한다.The amplification rate control means changes the amplification rate when the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet so as to be lower than the amplification rate set by the rotation control means for the period during which the permanent magnet motor rotates. It features.

청구범위 제 9 항에 기재된 모터 제어 장치는 로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터의 권선에 통전을 실시하는 인버터 회로와,The motor control device according to claim 9 includes: an inverter circuit for energizing a winding of a permanent magnet motor configured to have a permanent magnet having a coercive force of a level at which the magnetizing amount can be easily changed on the rotor side;

상기 회전수 제어 수단은 상기 착자량 제어 수단이 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 기간은 상기 증폭 회로를 통해 증폭된 신호를 무효로 하여 상기 회전 제어를 실시하는 것을 특징으로 한다.The rotation speed control means is characterized in that the period during which the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet invalidates the signal amplified by the amplification circuit to perform the rotation control.

청구범위 제 10 항에 기재된 세탁기는 로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터와,The washing machine according to claim 10 includes a permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level at which the magnetizing amount can be easily changed on the rotor side;

상기 영구자석 모터의 권선에 통전을 실시하는 인버터 회로와,An inverter circuit for energizing windings of the permanent magnet motor;

상기 전기 신호를 증폭하는 증폭 회로와,An amplifier circuit for amplifying the electrical signal;

상기 증폭률 제어 수단은 상기 착자량 제어 수단이 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 경우의 증폭률을 상기 회전 제어 수단이 상기 영구자석 모터의 회전 제어를 실시하는 기간에 설정되는 증폭률 보다도 낮아지도록 전환하고,The amplification rate control means switches the amplification rate when the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet so as to be lower than the amplification rate set in the period during which the rotation control means performs rotation control of the permanent magnet motor,

상기 영구자석 모터가 발생시키는 회전 구동력에 의해 세탁 운전을 실시하는 것을 특징으로 한다.Washing operation is performed by the rotational driving force generated by the permanent magnet motor.

청구범위 제 11 항에 기재된 세탁기는 로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터와,The washing machine according to claim 11 includes a permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level at which the magnetizing amount can be easily changed on the rotor side;

로터측에 착자량을 용이하게 변경 가능한 레벨의 보자력을 가진 영구자석을 구비하여 구성되는 영구자석 모터의 권선에 통전을 실시하는 인버터 회로와,An inverter circuit for energizing the windings of the permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level at which the magnetizing amount can be easily changed on the rotor side;

상기 회전수 제어 수단은 상기 착자량 제어 수단이 상기 영구자석의 착자량을 변화시키는 기간은 상기 증폭 회로를 통해 증폭된 신호를 무효로 하여 상기 회전 제어를 실시하고,The rotation speed control means performs the rotation control by invalidating the signal amplified by the amplification circuit in the period during which the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet,

특허청구범위의 제 1 항 또는 제 9 항에 기재된 모터 제어 장치에 의하면 착자량 제어 수단이 영구자석의 착자량을 변화시키는 경우에도 노이즈의 영향을 받지 않고 모터 전류를 검출하여 회전 제어를 안정적인 상태로 실시할 수 있다. 그리고 영구자석 모터의 특성을 운전 상태에 따라서 요구되는 특성으로 변화시킬 수 있으므로 구동 효율을 향상시켜 저소비전력화를 도모할 수 있다.According to the motor control device according to claim 1 or 9 of the claims, even when the magnetizing amount control means changes the magnetizing amount of the permanent magnet, the motor current is detected without being influenced by noise and the rotation control is made stable. It can be carried out. In addition, since the characteristics of the permanent magnet motor can be changed to the required characteristics according to the driving state, the driving efficiency can be improved to lower the power consumption.

특허청구범위의 제 10 항 또는 제 11 항에 기재된 세탁기에 의하면 영구자석 모터의 특성을 세탁 운전이나 탈수 운전에 따라서 요구되는 특성으로 변화시킬 수 있고, 구동 효율을 향상시켜 저소비 전력화를 도모할 수 있다.According to the washing machine according to claim 10 or 11 of the claims, the characteristic of the permanent magnet motor can be changed to the characteristic required according to the washing operation or the dehydration operation, and the driving efficiency can be improved to lower the power consumption. .

도 1은 제 1 실시예이며, 세탁기가 세탁 운전을 개시할 때, 로터 마그네트의 착자량을 변화시키는 처리를 나타내는 플로우차트,
도 2는 전류의 A/D 변환 처리를 나타내는 플로우차트,
도 3은 PWM 제어의 반송파와, A/D 변환의 타이밍을 도시한 도면,
도 4는 2회로 나눠 착자를 실시하는 처리의 구체적인 이미지를 도시한 도면,
도 5는 착자 전류 펄스가 출력되는 것에 따라서 증폭률을 변환시키는 전환 신호의 출력 상태를 도시한 도면,
도 6은 증폭 회로부의 상세 구성을 도시한 도면,
도 7은 드럼 모터의 구동계를 개략적으로 도시한 도면,
도 8은 드럼 모터의 전체 구성을 개략적으로 도시한 (a)는 평면도, (b)는 일부를 확대하여 도시한 사시도,
도 9는 세탁건조기의 종단 측면도,
도 10은 제 2 실시예이며, 드럼 모터의 회전이 정지하고 있는 상태에서의 처리를 나타내는 플로우차트,
도 11은 증폭률을 전환한 경우의 전류 파형의 변화를 도시한 도면,
도 12는 제 3 실시예를 도시한 도 6 상당 도면
도 13은 도 1 상당 도면,
도 14는 제 4 실시예를 나타내는 도 7 상당 도면,
도 15는 도 6 상당 도면,
도 16은 도 2 상당 도면, 및
도 17은 증폭률의 전환에 따르는 분압비의 전환을 설명하는 도면이다.1 is a first embodiment, a flowchart showing a process of changing the magnetizing amount of a rotor magnet when the washing machine starts washing operation;
2 is a flowchart showing an A / D conversion process of current;
3 is a diagram showing a carrier of PWM control and timing of A / D conversion;
4 is a view showing a specific image of a process of performing magnetization divided into two times;
5 is a diagram showing an output state of a switching signal for converting an amplification factor as a magnetizing current pulse is output;
6 is a diagram showing a detailed configuration of an amplifier circuit section;
7 is a view schematically showing a drive system of a drum motor;
8 is a plan view schematically illustrating the overall configuration of a drum motor, (b) is a perspective view showing an enlarged portion thereof,
9 is a longitudinal side view of the laundry dryer,
10 is a flowchart showing the processing in a state where the rotation of the drum motor is stopped, according to the second embodiment;
11 is a diagram showing a change in current waveform when the amplification factor is switched;
12 is a view corresponding to FIG. 6 showing a third embodiment;
13 is a view corresponding to FIG. 1,
14 is a view corresponding to FIG. 7 showing a fourth embodiment;
15 is a view equivalent to FIG. 6,
16 is a view corresponding to FIG. 2, and
It is a figure explaining the switching of partial pressure ratio according to switching of an amplification factor.

(발명을 실시하기 위한 가장 좋은 형태)(Best Mode for Carrying Out the Invention)

(제 1 실시예)(Embodiment 1)

이하, 히트펌프식 세탁건조기(런드리 기기)를 적용한 제 1 실시예에 대해 도 1 내지 도 9를 참조하여 설명한다. 세탁건조기의 종단측면을 도시한 도 9에서 외부상자(1)의 내부에는 수조(2)가 복수의 지지 장치(3)에 의해 탄성적으로 지지되어 수평 상태로 배치되어 있다. 이 수조(2)의 내부에는 이것과 동축이 되는 상태로 회전 드럼(4)이 회전 가능하게 설치되어 있다. 이 회전 드럼(4)은 둘레측벽 및 후벽에 통풍 구멍을 겸한 탈수 구멍(4a)(일부만 도시)을 다수 구비하고, 세탁조, 탈수조 및 건조실로서도 기능한다. 또한, 회전 드럼(4)의 내주면에는 복수의 배플(4b)(1개만 도시)이 설치되어 있다.Hereinafter, a first embodiment to which a heat pump type laundry dryer (Landry device) is applied will be described with reference to FIGS. 1 to 9. In FIG. 9 showing the longitudinal side surface of the laundry dryer, the water tank 2 is elastically supported by the plurality of support devices 3 and arranged in a horizontal state inside the outer box 1. In the inside of this water tank 2, the rotating drum 4 is rotatably provided in the state coaxial with this. The rotary drum 4 is provided with a plurality of dewatering holes 4a (some shown only) serving as ventilation holes in the circumferential side wall and the rear wall, and also functions as a washing tank, a dehydrating tank, and a drying chamber. Further, a plurality of baffles 4b (only one is shown) is provided on the inner circumferential surface of the rotating drum 4.

상기 외부 상자(1), 수조(2) 및 회전 드럼(4)에 있어서, 모두 전면부(도면중, 우측부)에는 세탁물을 출입하기 위한 개구부(5, 6, 7)를 각각 구비하고, 개구부(5)와 개구부(6)는 탄성 변형이 가능한 벨로우(8)에 의해 수밀성을 유지하여 접속되어 있다. 또한, 외부 상자(1)의 개구부(5)에는 이를 개폐하는 문(9)이 설치되어 있다. 또한, 회전 드럼(4)은 배면부에 회전축(10)을 구비하고, 이 회전축(10)은 베어링(도시하지 않음)에 지지되어 수조(2)의 배면부의 외측에 장착된 아우터 로터형 3상 브러시리스 DC 모터로 이루어진 드럼 모터(영구자석 모터)(11)에 의해 회전 구동된다. 또한, 회전축(10)은 모터(11)의 회전축과 일체이고, 회전 드럼(4)은 직접구동 방식에 의해 구동된다.In the outer box (1), the water tank (2) and the rotating drum (4), all of the front portions (right side in the drawing) are provided with openings (5, 6, 7) for entering and leaving the laundry, respectively. 5 and the opening 6 are connected by maintaining the watertightness by the bellows 8 which can be elastically deformed. In addition, the opening 9 of the outer box 1 is provided with a door 9 for opening and closing it. In addition, the rotary drum 4 includes a rotary shaft 10 at the rear portion, and the rotary shaft 10 is supported by a bearing (not shown) and is an outer rotor type three-phase brush mounted on the outer side of the rear portion of the water tank 2. It is rotationally driven by a drum motor (permanent magnet motor) 11 made of a lease DC motor. In addition, the rotary shaft 10 is integral with the rotary shaft of the motor 11, the rotary drum 4 is driven by a direct drive system.

외부 상자(1)의 저판(1a)에는 복수의 지지 부재(12)를 통해 케이싱(13)이 지지되어 있고, 상기 케이싱(13)의 우측 단부 상부 및 좌측 단부 상부에는 토출구(13a) 및 흡입구(13b)가 각각 형성되어 있다. 또한, 저판(1a)에는 히트펌프(냉동 사이클)(14)의 압축기(15)가 설치되어 있다. 또한, 케이싱(13) 내에는 히트펌프(14)의 응축기(16) 및 증발기(17)가 우측으로부터 좌측을 향해 차례로 설치되어 있고, 우측 단부에 위치하여 송풍 팬(18)이 설치되어 있다. 케이싱(13)에서의 증발기(17)의 아래쪽에 위치하는 부위에는 접시 형상의 물받이부(13c)가 형성되어 있다.The casing 13 is supported on the bottom plate 1a of the outer box 1 through a plurality of support members 12, and the discharge port 13a and the suction port (upper side) are provided on the upper right and left ends of the casing 13. 13b) are formed, respectively. Moreover, the compressor 15 of the heat pump (freezing cycle) 14 is provided in the bottom plate 1a. Moreover, in the casing 13, the condenser 16 and the evaporator 17 of the heat pump 14 are provided in order from the right side to the left side, and the blower fan 18 is provided in the right end part. A dish-shaped drip tray 13c is formed at a portion located below the evaporator 17 in the casing 13.

수조(2)에 있어서, 전면부의 상부에는 흡기구(19)가 형성되고, 배면부 하부에는 배기구(20)가 형성되어 있다. 흡기구(19)는 직선형 덕트(21) 및 신축 자유로운 연결 덕트(22)를 통해 케이싱(13)의 토출구(13a)에 접속되어 있다. 또한, 배기구(20)는 환형 덕트(23) 및 신축 자유로운 연결 덕트(24)를 통해 케이싱(13)의 흡입구(13b)에 접속되어 있다. 환형 덕트(23)는 수조(2)의 배면부의 외측에 장착되어 있고, 드럼 모터(11)와 동심원상을 이루도록 형성되어 있다. 즉, 환형 덕트(23)의 입구측이 배기구(20)에 접속되고, 출구측이 연결 덕트(24)를 통해 흡입구(13b)에 접속되어 있다. 그리고, 상기 케이싱(13), 연결 덕트(22), 직선형 덕트(21), 흡기구(19), 배기구(20), 환형 덕트(23) 및 연결 덕트(14)는 공기 순환 경로(25)를 구성한다.In the water tank 2, the inlet port 19 is formed in the upper part of the front part, and the exhaust port 20 is formed in the lower part of the back part. The inlet port 19 is connected to the discharge port 13a of the casing 13 via the straight duct 21 and the flexible connecting duct 22. In addition, the exhaust port 20 is connected to the inlet port 13b of the casing 13 via the annular duct 23 and the flexible connecting duct 24. The annular duct 23 is attached to the outer side of the back part of the water tank 2, and is formed so that it may become concentric with the drum motor 11. As shown in FIG. That is, the inlet side of the annular duct 23 is connected to the exhaust port 20, and the outlet side is connected to the inlet port 13b via the connecting duct 24. The casing 13, the connecting duct 22, the straight duct 21, the inlet port 19, the exhaust port 20, the annular duct 23, and the connecting duct 14 constitute an air circulation path 25. do.

수조(1) 내에서 그 후방 상부에는 삼방향 밸브로 이루어진 급수 밸브(26)가 설치되고, 또한 전방 상부에는 세제 투입기(26a)가 설치되어 있다. 급수 밸브(26)는 그 입수구가 급수 호스를 통해 수도꼭지에 접속되고, 제 1 출수구가 세탁용 급수 호스(26b)를 통해 세제 투입기(26a)의 상단의 입수구에 접속되어 있다. 또한, 제 2 출수구는 헹굼용 급수 호스(26c)를 통해 세제 투입구(26a)의 하단의 입수구에 접속되어 있다. 그리고, 세제 투입기(26a)의 출수구는 수조(2)의 상부에 형성된 급수구(2a)에 급수 호스(26d)를 통해 접속되어 있다.In the water tank 1, the water supply valve 26 which consists of a three-way valve is provided in the upper part of the rear part, and the detergent injector 26a is provided in the front upper part. The water inlet valve 26 is connected to the faucet through a water supply hose, and the first water outlet is connected to an inlet on the upper end of the detergent injector 26a through a water supply hose 26b for washing. Moreover, the 2nd water outlet is connected to the water inlet of the lower end of the detergent inlet 26a through the rinse water supply hose 26c. And the water outlet of the detergent injector 26a is connected to the water supply port 2a formed in the upper part of the water tank 2 through the water supply hose 26d.

수조(2)의 저부의 후방 부위에는 배수구(2b)가 형성되어 있고, 이 배수구(2b)는 배수 밸브(27a)를 통해 배수 호스(27)에 접속되어 있다. 또한, 배수 호스(27)의 일부는 신축 자유롭게 되어 있다. 그리고, 케이싱(13)의 물받이부(13c)는 배수 호스(28) 및 역지 밸브(28a)를 통해 배수 호스(27)의 도중의 부위에 접속되어 있다.The drain port 2b is formed in the rear part of the bottom part of the water tank 2, and this drain port 2b is connected to the drain hose 27 via the drain valve 27a. In addition, part of the drain hose 27 is free to stretch. And the water receiving part 13c of the casing 13 is connected to the site | part of the middle of the drain hose 27 via the drain hose 28 and the check valve 28a.

외부 상자(1)의 전면 상부에는 조작 패널부(29)가 설치되어 있고, 이 조작 패널부(29)에는 도시하지 않지만, 표시기 및 각종 조작 스위치가 설치되어 있다. 또한, 조작 패널부(29)의 내면에는 표시·조작용 기판(48)이 설치되어 있고, 기판 케이스(110)에 내장되는 제어 회로(착자량 제어 수단, 증폭률 제어 수단, 회전 제어 수단)(30)과 통신을 실시하여 조작 패널부(29)가 제어된다. 제어 회로(30)는 마이크로컴퓨터로 구성되어 있고, 조작 패널부(29)의 조작 스위치의 조작에 따라서 급수 밸브(26), 드럼 모터(11) 및 배수 밸브(27a)를 제어하고, 세탁, 헹굼 및 탈수의 세탁 운전이나 드럼 모터(11) 및 압축기(15)를 구동하는 3상 브러시리스 DC 모터로 이루어진 압축기 모터(컴프레서 모터, 도시하지 않음)를 제어하여 건조 운전을 실행한다.The operation panel part 29 is provided in the upper part of the front side of the outer box 1, The display panel 29 is provided with the indicator and various operation switches, although not shown in figure. In addition, a display / operating substrate 48 is provided on an inner surface of the operation panel unit 29, and a control circuit (magnet weight control means, amplification rate control means, rotation control means) 30 incorporated in the substrate case 110 is provided. ), The operation panel portion 29 is controlled. The control circuit 30 is comprised of a microcomputer, controls the water supply valve 26, the drum motor 11, and the drain valve 27a according to the operation of the operation switch of the operation panel unit 29, and washes and rinses. And a compressor motor (compressor motor, not shown) consisting of a three-phase brushless DC motor for driving the washing operation of the dehydration or the drum motor 11 and the compressor 15 to perform a drying operation.

도 7은 드럼 모터(11)의 구동예를 개략적으로 도시한 것이다. 인버터 회로(PWM 제어 방식 인버터)(31)는 6개의 IGBT(반도체 스위칭 소자)(32a~32f)를 3상 브릿지 접속하여 구성되어 있고, 각 IGBT(32a~32f)의 컬렉터-에미터 사이에는 플라이휠 다이오드(33a~33f)가 접속되어 있다.7 schematically shows a driving example of the drum motor 11. The inverter circuit (PWM control type inverter) 31 is comprised by connecting three IGBTs (semiconductor switching elements) 32a-32f to three-phase bridges, and a flywheel between the collector-emitter of each IGBT 32a-32f. Diodes 33a to 33f are connected.

하부 아암측의 IGBT(32d, 32e, 32f)의 에미터는 션트 저항(전류 검출 소자)(34u, 34v, 34w)을 통해 그라운드에 접속되어 있다. 또한, IGBT(32d, 32e, 32f)의 에미터와 션트 저항(34u, 34v, 34w)의 공통 접속점은 분압 저항 소자(R1, R2)(분압비 1:1)로 이루어진 레벨 시프트 회로(35)를 통해 증폭 회로부(36)의 각 입력 단자에 접속되어 있다. 또한, 드럼 모터(11)의 권선(11u~11w)에는 전류가 최대 15A 정도 흐르므로 션트 저항(34u~34w)의 저항값은 예를 들면 0.033Ω로 설정되어 있다. 또한, 레벨 시프트 회로(35)를 구성하는 분압 저항의 저항값은 예를 들면 각각 1kΩ으로 설정되어 있다.The emitters of the IGBTs 32d, 32e, and 32f on the lower arm side are connected to ground via shunt resistors (current detection elements) 34u, 34v, 34w. In addition, the common connection point of the emitters of the IGBTs 32d, 32e, and 32f and the shunt resistors 34u, 34v, and 34w is a level shift circuit 35 made up of the voltage divider resistors R1 and R2 (voltage division ratio 1: 1). It is connected to each input terminal of the amplification circuit part 36 through the. In addition, since a maximum of 15A flows through the windings 11u to 11w of the drum motor 11, the resistance value of the shunt resistors 34u to 34w is set to, for example, 0.033?. The resistance values of the voltage divider resistors constituting the level shift circuit 35 are set to 1 k ?, respectively.

인버터 회로(31)의 입력측에는 구동용 전원 회로(37)가 접속되어 있다. 구동용 전원 회로(37)는 100V의 상용 교류 전원(38)을 다이오드 브릿지로 구성되는 전파 정류 회로(39) 및 직렬 접속된 2개의 컨덴서(40a, 40b)에 의해 배전압 전파 정류하고, 약 280V의 직류 전압을 인버터 회로(31)에 공급한다. 인버터 회로(31)의 각 상 출력 단자는 드럼 모터(11)의 각 상 권선(11u, 11v, 11w)에 접속되어 있다.The driving power supply circuit 37 is connected to the input side of the inverter circuit 31. The driving power supply circuit 37 performs a double voltage full wave rectification by a full-wave rectifier circuit 39 composed of a diode bridge and two capacitors 40a and 40b connected in series with a commercial AC power supply 38 having a voltage of about 280 V. DC voltage is supplied to the inverter circuit 31. Each phase output terminal of the inverter circuit 31 is connected to each phase winding 11u, 11v, 11w of the drum motor 11.

제어 회로(30)는 증폭회로부(36)를 통해 얻어지는 모터(11)의 권선(11u~11w)에 흐르는 각 상의 전류를 A/D 변환회로(ADC)(30a)에 의해 A/D 변환하여 판독하고, 그 전류값과 인버터의 출력 전압과 모터 정수(권선의 저항값 및 인덕턴스)에 기초하여 2차측 회전 자계의 위상(θ) 및 회전 각속도(ω)를 추정하고, 또한 3상 전류를 직교좌표 변환 및 d-p(direct-quadrature) 좌표 변환하여 여자 전류 성분(Id), 토크 전류 성분(Iq)을 얻는다.The control circuit 30 A / D converts and reads the current of each phase flowing through the windings 11u to 11w of the motor 11 obtained through the amplifying circuit unit 36 by the A / D conversion circuit (ADC) 30a. Based on the current value, the output voltage of the inverter, and the motor constant (resistance value and inductance of the winding), the phase (θ) and rotational angular velocity (ω) of the secondary side rotating magnetic field are estimated, and the three-phase current is calculated by the rectangular coordinates. The excitation current component Id and the torque current component Iq are obtained by transformation and direct-quadrature coordinate transformation.

그리고, 제어 회로(30)는 외부로부터 속도 지령이 주어지면, 추정한 위상(θ) 및 회전 각속도(ω) 및 전류 성분(Id, Iq)에 기초하여 전류 지령(Idref, Iqref)를 생성하고, 이들을 전압 지령(Vd, Vq)으로 변환하면 직교 좌표 변환 및 3상 좌표 변환을 실시한다. 최종적으로는 구동 신호가 PWM 신호로서 생성되고, 인버터 회로(31)를 통해 모터(11)의 권선(11u~11w)에 출력된다. 또한, 벡터 제어의 제어계에 대해서는 특허문헌 1에 개시되어 있는 구성과 동일하다.When the speed command is given from the outside, the control circuit 30 generates the current commands Idref and Iqref based on the estimated phase θ, the rotational angular velocity ω and the current components Id and Iq. When these are converted into voltage commands Vd and Vq, rectangular coordinate transformation and three-phase coordinate transformation are performed. Finally, the drive signal is generated as a PWM signal and output to the windings 11u to 11w of the motor 11 through the inverter circuit 31. In addition, about the control system of vector control, it is the same as the structure disclosed by patent document 1.

제 1 전원 회로(41)는 인버터 회로(31)에 공급되는 약 280V의 구동용 전원을 강압하여 15V의 제어용 전원을 생성하여 제어 회로(30), 구동 회로(42) 및 고압 드라이브 회로(43)에 공급한다. 또한, 제 2 전원 회로(44)는 상기 구동용 전원에서 3.3V 전원을 생성하여, 제어 회로(30) 및 증폭 회로부(36)에 공급하는 3단자 레귤레이터이다. 고압 드라이브 회로(43)는 인버터 회로(31)의 상부 아암측의 IGBT(32a~32c)를 구동하기 위해 배치되어 있다.The first power supply circuit 41 lowers the driving power of about 280V supplied to the inverter circuit 31 to generate a 15V control power, thereby controlling the control circuit 30, the driving circuit 42, and the high voltage drive circuit 43. To feed. The second power supply circuit 44 is a three-terminal regulator which generates a 3.3V power supply from the driving power supply and supplies it to the control circuit 30 and the amplifying circuit section 36. The high voltage drive circuit 43 is arranged to drive the IGBTs 32a to 32c on the upper arm side of the inverter circuit 31.

또한, 모터(11)의 로터에는 기동 시에 사용하기 위한 예를 들면 홀IC로 구성되는 회전 위치 센서(45(u, v, w))가 배치되어 있고, 회전 위치 센서(45)(위치 검출 수단)가 출력하는 로터의 위치 신호는 제어 회로(30)에 부여되어 있다. 즉, 모터(11)의 기동 시에 있어서, 로터 위치의 추정이 가능해지는 회전 속도(예를 들면, 약 30rpm)까지는 회전 위치 센서(45)를 사용하여 벡터 제어를 실시하고, 상기 회전 속도에 도달한 이후는 회전 위치 센서(45)를 사용하지 않은 센서리스 벡터 제어로 전환한다.In addition, the rotor 11 of the motor 11 is provided with a rotation position sensor 45 (u, v, w) composed of, for example, a hall IC for use at startup, and the rotation position sensor 45 (position detection). The position signal of the rotor outputted by the means is provided to the control circuit 30. That is, at the start of the motor 11, up to the rotational speed at which the rotor position can be estimated (for example, about 30 rpm), vector control is performed using the rotational position sensor 45 to reach the rotational speed. After that, the sensor switches to sensorless vector control without using the rotational position sensor 45.

그리고, 압축기 모터에 대해서는 구체적으로는 도시하지 않지만, 드럼 모터(11)의 구동계와 거의 대칭인 구성이 배치되어 있다.The compressor motor is not specifically illustrated, but a configuration substantially symmetrical with the drive system of the drum motor 11 is disposed.

또한, 전원 회로(37)의 출력 단자와 그라운드의 사이에는 저항 소자(46a, 46b)의 직렬 회로가 접속되어 있고, 이들의 공통 접속점은 제어 회로(30)의 입력 단자에 접속되어 있다. 제어 회로(30)는 저항 소자(46a, 46b)에 의해 분압된 인버터 회로(31)의 입력 전압을 판독하고, PWM 신호 듀티를 결정하기 위한 기준으로 한다. 그 외 제어 회로(30)는 예를 들면 도어록 제어 회로나 건조용 팬모터 등의 각종 전장품(47)을 제어하거나 전술한 표시·조작용 기판(48) 사이에서 조작 신호나 제어 신호 등의 입출력을 실시하도록 되어 있다. 또한, 제어 회로(30)는 후술하는 바와 같이 증폭 회로부(36)의 증폭률을 전환하여 제어한다. 또한, 증폭 회로(36)에 내장되어 있는 과전류 판별 기능이 과전류 검출 신호를 출력한 경우에는 그에 따르는 보호 동작을 실시한다.In addition, a series circuit of the resistance elements 46a and 46b is connected between the output terminal of the power supply circuit 37 and the ground, and these common connection points are connected to the input terminal of the control circuit 30. The control circuit 30 reads the input voltage of the inverter circuit 31 divided by the resistor elements 46a and 46b and serves as a reference for determining the PWM signal duty. The other control circuit 30 controls various electrical components 47, such as a door lock control circuit and a drying fan motor, or inputs / outputs, such as an operation signal or a control signal, between the display-operation board 48 mentioned above. It is supposed to be done. In addition, the control circuit 30 switches and controls the amplification factor of the amplifying circuit section 36 as described later. When the overcurrent discriminating function built in the amplifying circuit 36 outputs the overcurrent detection signal, the protection operation according thereto is performed.

도 8은 드럼 모터(11)의 전체 구성을 개략적으로 도시한 (a)는 평면도, (b)는 일부를 확대하여 도시한 사시도이다. 드럼 모터(11)는 스테이터(51)와, 이것의 외부 둘레에 설치된 로터(52)로 구성되고, 스테이터(51)는 스테이터 코어(53)와 스테이터 권선(11u, 11v, 11w)으로 구성되어 있다. 스테이터 코어(53)는 환형 요크부(53a)와, 상기 요크부(53a)의 외주부로부터 방사형상으로 돌출되는 다수의 티스부(53b)를 구비하고, 스테이터 권선(11u, 11v, 11w)은 각 티스부(53b)에 감겨 있다.FIG. 8 is a plan view schematically illustrating the overall configuration of the drum motor 11, and (b) is a perspective view showing an enlarged portion thereof. The drum motor 11 is comprised of the stator 51 and the rotor 52 provided in the outer periphery of this, and the stator 51 is comprised from the stator core 53 and the stator windings 11u, 11v, 11w. . The stator core 53 has an annular yoke portion 53a and a plurality of teeth portions 53b protruding radially from the outer circumference of the yoke portion 53a, and the stator windings 11u, 11v, 11w are each It is wound around the tooth part 53b.

로터(52)는 프레임(54), 로터 코어(55), 복수의 영구자석(56, 57)을 도시하지 않은 몰드 수지에 의해 일체화된 구성으로 되어 있다. 프레임(54)은 자성체인 예를 들면 철판을 프레스 가공하여 편평한 바닥이 막힌 원통 형상으로 형성되어 있다. 그리고 영구자석(56, 57)은 로터 마그네트(58)를 구성하고 있다.The rotor 52 has a structure in which the frame 54, the rotor core 55, and the plurality of permanent magnets 56 and 57 are integrated with a mold resin (not shown). The frame 54 is formed in a cylindrical shape in which a flat bottom is blocked by, for example, pressing a steel plate, which is a magnetic material. The permanent magnets 56 and 57 constitute the rotor magnet 58.

로터 코어(55)는 프레임(54)의 둘레측벽의 내주부에 배치되어 있고, 그 내주면은 안쪽을 향해 원호 형상으로 돌출된 복수의 볼록부(55a)를 구비한 요철 형상으로 형성되어 있다. 이들 복수의 볼록부(55a)의 내부에는 축방향으로 관통하고, 단변의 길이가 다른 직사각형 형상 삽입 구멍(55b, 55c)이 형성되어 있으며, 이들이 1개씩 번갈아 환형으로 배치되어 있다. 각 삽입 구멍(55b, 55c)에는 네오듐 자석(56)(제 1 영구자석)과, 사마륨·코발트 자석(57)(제 2 영구자석)이 삽입되어 있다. 이 경우, 네오듐 자석(56)의 보자력은 약 900kA/m, 사마륨·코발트 자석(57)의 보자력은 약 100kA/m이고, 보자력이 9배 정도 다르다.The rotor core 55 is arranged in the inner circumferential portion of the circumferential side wall of the frame 54, and the inner circumferential surface thereof is formed in an uneven shape having a plurality of convex portions 55a protruding in an arc toward the inside. The rectangular insertion holes 55b and 55c which penetrate in the axial direction and differ in the length of a short side are formed in the inside of these some convex part 55a, and these are arrange | positioned one by one alternately. A neodium magnet 56 (first permanent magnet) and a samarium cobalt magnet 57 (second permanent magnet) are inserted into each of the insertion holes 55b and 55c. In this case, the coercive force of the neodium magnet 56 is about 900 kA / m, and the coercive force of the samarium cobalt magnet 57 is about 100 kA / m, and the coercive force is about 9 times different.

또한, 이들 2 종류의 영구자석(56, 57)은 각각 1종류로 1자극을 형성하고, 그 자화 방향이 영구자석 모터(1)의 직경 방향을 따르도록, 예를 들면 각 24개씩 합계 48개 배치되어 있다. 이와 같이 2종류의 영구자석(56, 57)을 번갈아 또 그 자화 방향이 직경 방향을 따르도록 배치하여 옆에 배치된 영구자석(56, 57)이 서로 반대 방향으로 자극을 가진 상태(한쪽의 N극은 내측, 다른쪽 N극은 외측이 되는 상태)가 되고, 이들 네오듐 자석(56)과 사마륨·코발트 자석(57) 사이에 예를 들면 화살표(B)로 나타내는 방향으로 자기 경로(자속)가 생긴다. 즉, 보자력이 큰 네오듐 자석(56)과 보자력이 작은 사마륨·코발트 자석(57)의 양쪽을 통과하는 자기 경로가 형성된다.In addition, these two types of permanent magnets 56 and 57 each form one magnetic pole, and each of the 24 permanent magnets 56 is a total of 48, for example, so that the magnetization direction is along the radial direction of the permanent magnet motor 1. It is arranged. In this way, the two types of permanent magnets 56 and 57 are alternately arranged so that their magnetization directions are along the radial direction, and the permanent magnets 56 and 57 arranged next to each other have magnetic poles in opposite directions (one N side). The pole is inward and the other N pole is outward), and a magnetic path (magnetic flux) is formed between these neodium magnets 56 and the samarium cobalt magnets 57 in the direction indicated by the arrow B, for example. Occurs. That is, the magnetic path which passes through both the neodymium magnet 56 with large coercive force and the samarium cobalt magnet 57 with small coercive force is formed.

도 6은 증폭 회로부(36)의 상세 구성을 도시한 것이다. 증폭 회로부(36)는 U, V, W 각 상의 전류를 각각 비반전 증폭 회로(60)에 의해 증폭하도록 되어 있고, 각 상 전류의 입력 신호(IN)는 비반전 증폭 회로(60)를 구성하는 오피앰프(61u, 61v, 61w)의 비반전 입력 단자에 부여되어 있다. 오피앰프(61)의 반전 입력 단자에는 기준 전압 발생 회로(62)가 생성한 3.3V 전원(VCC)의 1/2인 1.65V의 기준 전압이 스위치(SW1)(예를 들면, 트랜지스터로 구성됨) 및 저항 소자(Rs1)의 직렬 회로와, 이것에 병렬 접속되는 스위치(SW2) 및 저항 소자(Rs2)의 직렬 회로를 통해 부여되어 있다.6 shows a detailed configuration of the amplifying circuit section 36. The amplifying circuit section 36 is configured to amplify the current of each of the U, V, and W phases by the non-inverting amplifier circuit 60, and the input signal IN of each phase current constitutes the non-inverting amplifier circuit 60. The non-inverting input terminals of the op amps 61u, 61v, 61w are provided. At the inverting input terminal of the operational amplifier 61, a reference voltage of 1.65 V, which is 1/2 of the 3.3 V power supply VCC generated by the reference voltage generation circuit 62, is a switch SW1 (for example, configured as a transistor). And a series circuit of the resistance element Rs1, and a series circuit of the switch SW2 and the resistance element Rs2 connected in parallel thereto.

저항 소자(Rs1, Rs2)의 저항값은 각각 5kΩ, 2kΩ이며, 오피앰프(61)의 반전 입력 단자와 출력 단자의 사이에는 저항값 10kΩ의 저항 소자(Rf)와 발진 방지용 컨덴서(Cf)의 병렬 회로가 접속되어 있다. 스위치(SW1, SW2)의 전환 제어는 제어 회로(30)로부터의 전환 신호에 의해 실시된다. 전환 신호 단자는 40kΩ의 저항 소자(63)를 통해 전원(VCC)에 풀업되어 있고, 또한 스위치(SW1)의 제어 단자에 직접 접속되어 있다. 또한, 전환 신호 단자는 NOT 게이트(64)를 통해 스위치(SW2)의 제어 단자에 접속되어 있다.The resistance values of the resistors Rs1 and Rs2 are 5 kΩ and 2 kΩ, respectively, and a parallel between the resistance element Rf having a resistance value of 10 kΩ and the oscillation preventing capacitor Cf between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 61. The circuit is connected. The switching control of the switches SW1 and SW2 is performed by the switching signal from the control circuit 30. The switching signal terminal is pulled up to the power supply VCC via a 40 kΩ resistor element 63, and is directly connected to the control terminal of the switch SW1. The switching signal terminal is also connected to the control terminal of the switch SW2 via the NOT gate 64.

예를 들면 제어 회로(30)가 전환 신호 단자를 드라이브하지 않고 하이 임피던스(Hi-Z) 상태로 하면, 전환 신호 단자는 하이 레벨이 되어 스위치(SW1)만이 폐쇄되고, 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률은 3배가 된다. 한편, 제어 회로(30)가 전환 신호 단자를 로우 레벨로 구동하면, 스위치(SW2)만이 폐쇄되어 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률은 6배가 된다. 그리고, 기준 전압 발생 회로(62)에 의해 기준 전압 VCC/2를 부여하여 그 차분을 증폭하여 증폭률을 변화시켜도 외부의 분압 저항비를 바꿀 필요는 없고, 전류의 양측, 음측(션트 저항(34)에 흐르는 전류의 방향이 다른 경우에 대응)을 동일한 범위로 A/D 변환할 수 있다.For example, when the control circuit 30 is in the high impedance (Hi-Z) state without driving the switching signal terminal, the switching signal terminal is at a high level, and only the switch SW1 is closed, and the non-inverting amplifier circuit 60 The amplification rate of is tripled. On the other hand, when the control circuit 30 drives the switching signal terminal at a low level, only the switch SW2 is closed, and the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 is six times higher. Then, even if the reference voltage generator 62 gives the reference voltage VCC / 2 to amplify the difference to change the amplification rate, it is not necessary to change the external voltage-dividing resistance ratio, but the positive and negative sides of the current (shunt resistor 34). A / D conversion can be performed in the same range.

오피앰프(61)의 출력 단자는 제어 회로(30)의 각 상에 대응하는 입력 단자에 각각 접속되어 있고, 또한 20kΩ의 저항 소자 및 5pF의 컨덴서로 이루어진 노이즈 제거용 필터 회로(65) 및 3kΩ의 저항 소자(66)를 통해 과전류 검출 회로부(과전류 검출 수단)(67)에 부여되어 있다.The output terminal of the operational amplifier 61 is connected to the input terminal corresponding to each phase of the control circuit 30, and further includes a noise removing filter circuit 65 and a 3kΩ of 20 kΩ resistor elements and 5 pF capacitors. The overcurrent detection circuit portion (overcurrent detection means) 67 is provided through the resistance element 66.

과전류 검출 회로부(67)는 각 상에 대응한 3개의 컴퍼레이터(68u, 68v, 68w)를 구비하고, 이들의 반전 입력 단자에는 저항 소자(66u, 66v, 66w)가 접속되어 있다. 또한, 컴퍼레이터(68u, 68v, 68w)의 비반전 입력 단자에는 기준 전압 발생 회로(69)에서 전원 전압(VCC)을 25kΩ의 저항 소자(R1)와, 서로 병렬 접속된 5kΩ, 12kΩ의 저항 소자(R2, R3)의 직렬 회로에 의해 분압하여 생성되는 약 2.89V의 기준 전압이 부여되어 있다. 이에 의해 증폭률이 6배인 경우의 과전류 판별 임계값은 12.5A, 증폭률이 3배인 경우의 과전류 판별 임계값은 25A가 된다.The overcurrent detection circuit section 67 includes three comparators 68u, 68v, and 68w corresponding to each phase, and resistor elements 66u, 66v, and 66w are connected to these inverting input terminals. The non-inverting input terminals of the comparators 68u, 68v, and 68w have a 25 kΩ resistor R1 of 25 kΩ and a 5 kΩ and 12 kΩ resistor connected in parallel with the power supply voltage VCC in the reference voltage generating circuit 69. A reference voltage of about 2.89 V generated by dividing by the series circuit of (R2, R3) is given. As a result, the overcurrent discrimination threshold when the amplification factor is 6 times is 12.5A, and the overcurrent discrimination threshold when the amplification rate is 3 times is 25A.

컴퍼레이터(68)는 오픈 컬렉터 타입이며, 각 상의 출력 단자는 공통으로 접속되고, 도 7에 도시한 바와 같이 3.3V 전원에 풀업되어 (와이어드 OR 접속), 제어 회로(30)의 입력 단자에 접속되어 있다. 컴퍼레이터(68)는 비반전 증폭 회로(60)의 후단에 배치되어 있으므로 증폭률이 전환된 상태에 따라서 과전류를 적절한 레벨로 검출할 수 있다. 그리고, 과전류 검출 회로부(67)에 의해 과전류를 검출하여 제어 회로(30)는 오동작 등이 발생한 경우에 드럼 모터(11)의 로터 마그네트(58)가 부주의하게 감자되는 것을 방지하거나 회로의 파손을 방지할 수 있다.The comparator 68 is of an open collector type, and output terminals of each phase are commonly connected, and pulled up to a 3.3V power supply (wired OR connection) as shown in FIG. 7, and connected to an input terminal of the control circuit 30. It is. Since the comparator 68 is arranged at the rear end of the non-inverting amplifier circuit 60, the overcurrent can be detected at an appropriate level depending on the state in which the amplification factor is switched. Then, the overcurrent detection circuit section 67 detects the overcurrent so that the control circuit 30 prevents the rotor magnet 58 of the drum motor 11 from being inadvertently demagnetized or breakage of the circuit when a malfunction or the like occurs. can do.

또한, 증폭 회로부(36)의 회로 그라운드는 제어 회로(30)에 내장되어 있는 A/D 변환 회로(30a)의 그라운드와 공통으로 되어 있다. 그리고, 인버터 회로(31)의 그라운드는 제어 회로(30)의 CPU용(디지털계)의 그라운드와 공통이고, A/D 변환 회로(30a)용 그라운드와 CPU용 그라운드는 물리적으로 인버터 회로(31)의 그라운드에서 공통으로 접속되어 있다.In addition, the circuit ground of the amplifier circuit part 36 is common with the ground of the A / D conversion circuit 30a incorporated in the control circuit 30. The ground of the inverter circuit 31 is common to the ground of the CPU (digital system) of the control circuit 30, and the ground for the A / D conversion circuit 30a and the ground for the CPU are physically the inverter circuit 31. Commonly connected at ground.

계속해서 본 실시예의 작용에 대해 도 1 내지 도 6을 참조하여 설명한다. 도 1은 세탁기가 세탁 운전을 개시할 때, 드럼 모터(11)의 로터 마그네트(58)의 착자량을 변화시키는(증자) 처리를 나타내는 플로우차트이다. 세탁 운전에서는 드럼 모터(11)를 최고 회전수 45rpm으로 정역전 시킨다. 드럼 모터(11)를 강제 전류에 의해 기동하면(단계(S1)), 전술한 바와 같이 로터의 위치 추정이 가능해지는 30rpm까지는 회전 위치 센서(45)를 사용하여 벡터 제어를 실시하고, 그 이후는 센서리스 벡터 제어로 전환한다. 그리고 나서 드럼 모터(11)를 45rpm까지 가속시킨다(단계(S2)).Subsequently, the operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 6. 1 is a flowchart showing a process of changing (magnetizing) the magnetizing amount of the rotor magnet 58 of the drum motor 11 when the washing machine starts the washing operation. In the washing operation, the drum motor 11 is reversed at the maximum rotation speed of 45 rpm. When the drum motor 11 is started by the forced current (step S1), as described above, vector control is performed using the rotation position sensor 45 up to 30 rpm at which the position estimation of the rotor becomes possible, and thereafter. Switch to sensorless vector control. Then, the drum motor 11 is accelerated to 45 rpm (step S2).

드럼 모터(11)의 기동으로부터 4초가 경과하면, 이후의 증자 처리를 개시한다(단계(S3)). 또한, 그동안은 최고 회전수 45rpm을 유지한다. 우선 제어 회로(30)는 증폭 회로부(36)에 부여하는 전환 신호를 로우 레벨에서 하이 레벨로 하여 증폭률을 저배율(3배)로 전환하면(단계(S4)), 1회째의 착자 펄스를 고듀티의 PWM 신호에 의해(출력시간 약 12m초) 출력하여 약 15A의 d축 전류를 통전한다(단계(S5)).After 4 seconds have elapsed from the start of the drum motor 11, the subsequent increase in capitalization process is started (step S3). In the meantime, the maximum rotational speed is maintained at 45 rpm. First, when the control circuit 30 switches the amplification factor from the low level to the high level and switches the amplification factor to a low magnification (3 times) (step S4), the first magnetizing pulse is subjected to high duty. Is outputted by the PWM signal (output time of about 12 m seconds) and energizes the d-axis current of about 15 A (step S5).

여기서 도 8의 (a)에 도시한 바와 같이 사마륨·코발트 자석(57)은 시계 방향으로 U, V, W, ¨의 순으로 나열되어 있고, 예를 들면 최상부의 U상을 기준으로 로터(52)를 위치 결정하면 스테이터(51)의 티스부(53b)가 상대하는 사마륨·코발트 자석(57)은 U, W, V, U, W, V, ¨의 1개 거른 순서가 된다. 따라서 단계(S5)에서는 상기와 같이 사마륨·코발트 자석(57)은 1개 걸러 증자되고, 이들 사이에 위치하는 자석(57)은 착자가 불완전한 상태가 된다. 따라서 후술하는 단계(S8)에서는 로터(92)를 1 전기각도분(1/24 기계각분) 이동시키고, 나머지 반수의 사마륨·코발트 자석(57)을 증자시킨다.Here, as shown in FIG. 8A, the samarium cobalt magnets 57 are arranged in the order of U, V, W, and ¨ in the clockwise direction. For example, the rotor 52 is based on the uppermost U phase. ), The samarium cobalt magnet 57 which the tooth part 53b of the stator 51 opposes becomes in order of one of U, W, V, U, W, V, and?. Therefore, in step S5, as mentioned above, every other samarium cobalt magnet 57 is increased, and the magnet 57 located between them becomes incomplete magnetization state. Therefore, in step S8 described later, the rotor 92 is moved by one electric angle (1/24 mechanical angle), and the remaining half of the samarium cobalt magnet 57 is increased.

도 4의 (a), (b)에는 2회로 나누어 착자를 실시하는 처리의 구체적인 이미지를 도시하고 있다. A측(전체 수의 1/2)의 자석(57)이 1회째에 착자되고, B측(나머지의 1/2)의 자석(57)이 2회째에 착자된다. 도면 중에 도시한 자속의 화살표 방향은 증자를 실시하는 경우이며, 감자를 실시하는 경우는 그 역방향이 된다.4A and 4B show specific images of a process of performing magnetization by dividing into two. The magnet 57 on the A side (1/2 of the total number) is magnetized at the first time, and the magnet 57 on the B side (1/2 of the remaining) is magnetized at the second time. The direction of the arrow of the magnetic flux shown in the figure is a case where the capital increase is performed, and when the potato is applied, the reverse direction is obtained.

단계(S5)에서 1회째의 착자 펄스를 출력하면, 예를 들면 5m초의 지연 시간을 거친 후에 전환 신호 단자를 로우 레벨로 하여 증폭 회로(36)의 증폭률을 일단 고배율(6배)로 되돌린다(단계(S6)). 여기서 전환 신호의 제어는 제어 회로(30)가 예를 들면 타이머를 이용하여 관리하고, 전환 요구의 설정에서 5m초의 경과 후에 증폭률은 자동적으로 고배율로 되돌리도록 되어 있다. 또한 여기서 설정하고 있는 「5m초의 지연 시간」은 인버터 회로(31)로부터의 전압 출력을 종료해도 전류 출력이 잠시 유지되므로 그 동안은 상태를 유지하기 위한 대기 시간이다.When the first magnetizing pulse is output in step S5, after the delay time of, for example, 5 msec, the switching signal terminal is set at low level, and the amplification factor of the amplifier circuit 36 is once returned to high magnification (6 times). Step S6). Here, the control of the switching signal is controlled by the control circuit 30 using, for example, a timer, and the amplification factor is automatically returned to a high magnification after 5 m seconds has elapsed in the setting of the switching request. In addition, the "5 m-second delay time" set here is a waiting time for maintaining a state, since current output is hold | maintained for a while even when the voltage output from the inverter circuit 31 is complete | finished.

계속해서 2회째 착자를 실시하기 위해 단계(S4)와 마찬가지로 전환 신호를 하이 레벨로 하여 증폭률을 저배율(3배)로 전환하고(단계(S7)), 0.5초의 경과 후(즉, 회전수 45rpm에 있어서 로터(52)가 9 전기 각도분 만큼 회전하는 시간)에 2회째 착자 펄스를 출력한다(단계(S8)). 그리고, 단계(S6)와 마찬가지로 5m초 후에 전환 신호 단자를 로우 레벨로 한다(단계(S9)).Subsequently, in order to perform the second magnetization, as in step S4, the switching signal is set to high level, and the amplification factor is switched to low magnification (3 times) (step S7), and after 0.5 second has elapsed (that is, at 45 rpm). The second magnetizing pulse is output at the time when the rotor 52 rotates by 9 electric angles) (step S8). Then, similarly to step S6, the switching signal terminal is set low after 5 m seconds (step S9).

이후는 회전 드럼(4)을 반전시키기 위해 드럼 모터(11)를 반전시키고, 그 후 정전, 반전을 번갈아 반복하지만, 세탁 운전은 저속·고토크 출력이 요구되므로 로터 마그네트(58)를 증자한 채 운전을 계속하고, 계속해서 탈수 운전을 개시하는 단계가 되면 로터 마그네트(58)를 감자시킨다.Thereafter, the drum motor 11 is inverted in order to invert the rotating drum 4, and then the power failure and inversion are repeated alternately. However, since the washing operation requires a low speed and high torque output, the rotor magnet 58 is increased. The rotor magnet 58 is demagnetized when the operation is continued and the stage at which the dehydration operation is started continues.

이상의 처리에서 로터 마그네트(58)를 착자할 때, 증폭률을 저배율로 설정하는 시간을 12m초 정도의 단시간으로 하여 귀에 거슬리는 소리가 발생하는 것을 방지하고 있다. 또한, 1회째 착자와 2회째 착자 사이에 0.5초의 간격을 두고 IGBT(32)의 온도가 상승하는 피크를 저하시키는 효과가 있다. 또한, 착자를 위해 큰 전류를 순간적으로 흐르게 하면 이음이 발생하는 경우가 있으므로 상기 간격을 두어 사용자가 이음을 귀에 거슬린다고 느끼는 인상을 완화할 수 있다.In the above process, when the rotor magnet 58 is magnetized, an unpleasant sound is prevented by setting the amplification factor to a low magnification time of about 12 m seconds. In addition, there is an effect of reducing the peak at which the temperature of the IGBT 32 rises at an interval of 0.5 seconds between the first magnetization and the second magnetization. In addition, if a large current flows momentarily for magnetization, a noise may occur, so that the user may feel annoying to the noise at such intervals.

도 2는 도 1의 처리에 병행하여 실시되는 전류의 A/D 변환 처리를 나타내는 플로우차트이다. A/D 변환 처리는 PWM 제어에 사용되는 반송파(3각파)에 동기하여 실시한다. 도 3에 도시한 바와 같이 PWM 제어의 반송파 주기는 64μs이고, 그 주기를 1회 걸러서 128μ초 주기로 A/D 변환을 실시한다. 즉, 도 2의 처리는 128μ초마다 발생하는 인터럽트에 따라서 실행된다.FIG. 2 is a flowchart showing an A / D conversion process of current performed in parallel with the process of FIG. 1. A / D conversion processing is performed in synchronization with a carrier wave (triangular wave) used for PWM control. As shown in FIG. 3, the carrier period of PWM control is 64 microseconds, and A / D conversion is performed every 128 microseconds every other period. In other words, the processing in Fig. 2 is executed in accordance with an interrupt that occurs every 128 mu second.

도 2에 도시한 단계(S11)에서 제어 회로(30)가 A/D 변환을 실시하는 경우는 도 3의 (a)에 도시한 삼각파의 진폭이 최대가 되는 타이밍에 실시한다. 이 경우, 증폭 회로부(36)의 증폭률 설정이 저배율(3배)이면, 제어 회로(30)는 판독한 전류값 데이터를 2배하고, 고배율(6배)이면 판독한 전류값 데이터를 그대로 취급한다. 그리고, 증폭률의 전환을 실시하는 타이밍이면 전류값 데이터를 판독한 후에 전환 신호를 출력한다(단계(S12)).When the control circuit 30 performs A / D conversion in step S11 shown in FIG. 2, the control circuit 30 performs the timing when the amplitude of the triangular wave shown in FIG. In this case, if the amplification factor setting of the amplifying circuit section 36 is low magnification (3 times), the control circuit 30 doubles the read current value data, and if it is high magnification (6 times), the read current value data is treated as it is. . When the timing for switching the amplification factor is reached, the switching signal is output after the current value data is read (step S12).

도 3은 PWM 제어의 반송파와 A/D 변환 타이밍과의 관계를 도시한 것이다. (a)에 도시한 횡축의 파선은 PWM 제어 지령이고, 그 제어 지령이 반송파의 진폭을 상회하는 기간에, (b) 인버터 회로(31)의 상부 아암측 IGBT(32)를 온하기 위한 하이 레벨 신호가 출력되고, (c) 그 반전이 하부 아암측 IGBT(32)를 온하기 위한 하이 레벨 신호가 된다. 단, 상하 아암 사이에서 온오프가 전환될 때는 0.7μ초의 데드타임이 삽입된다.3 shows the relationship between the carrier of the PWM control and the A / D conversion timing. The broken line along the horizontal axis shown in (a) is a PWM control command, and in a period in which the control command exceeds the amplitude of the carrier wave, (b) a high level for turning on the upper arm side IGBT 32 of the inverter circuit 31. The signal is output, and (c) the inversion becomes a high level signal for turning on the lower arm side IGBT 32. However, when ON / OFF is switched between the upper and lower arms, a dead time of 0.7 mu sec is inserted.

그리고, 하부 아암측 IGBT(32)가 온되어 있는 기간은 션트 저항(34)에 전류가 흐르므로 상기 기간의 중간 위상이 되는 반송파 진폭의 피크에서 A/D 변환을 실시한다. 이에 의해 상하 아암 사이에서 온오프가 전환될 때 발생하는 노이즈의 영향을 받지 않도록 A/D 변환할 수 있다. 단계(S12)에서의 증폭률의 전환은 반송파 진폭의 피크가 경과하여 A/D 변환이 실시된 후에 실시한다(d). 이와 같이 하여 증폭률이 전환되고 나서 다음회에 A/D 변환이 실시되기까지의 시간을 길게 할 수 있고, 다음 회의 A/D 변환을 안정된 상태로 실시할 수 있다. 또한, (d)에 도시한 증폭률의 전환은 고에서 저, 저에서 고 중 어느 경우에도 대응한다.In the period during which the lower arm side IGBT 32 is turned on, current flows through the shunt resistor 34 so that A / D conversion is performed at the peak of the carrier amplitude which becomes the intermediate phase of the period. Thereby, A / D conversion can be performed so as not to be influenced by noise generated when the on / off is switched between the upper and lower arms. Switching of the amplification factor in step S12 is carried out after the peak of the carrier amplitude has elapsed and A / D conversion is performed (d). In this way, the time from the amplification factor switching to the next time A / D conversion is performed can be lengthened, and the next time A / D conversion can be performed in a stable state. In addition, the switching of the amplification factor shown in (d) corresponds to any of high to low and low to high.

도 5는 착자 전류 펄스가 2회 출력되는 경우에 따라서 증폭률을 변화시키는 경우의 전환 신호의 출력 상태를 도시한다. 결과로서 증폭률을 저배율로 전환하는 것은 (a)에 도시한 착자 전류 펄스가 출력되어 있는 기간에 맞춘 매우 짧은 기간 만큼 되어 있고, 1회째의 펄스 출력으로부터 2회째 펄스가 출력되기까지의 동안은 증폭률은 높은 값으로 유지된다((b) 참조).Fig. 5 shows the output state of the switching signal when the amplification factor is changed in accordance with the case where the magnetizing current pulse is output twice. As a result, the switching of the amplification factor to the low magnification is made for a very short period of time corresponding to the period in which the magnetizing current pulse shown in (a) is output. It remains high (see (b)).

이상과 같이 본 실시예에 의하면 로터(52)측에 사마륨·코발트 자석(57)을 구비한 드럼 모터(11)를 구동 제어하는 경우에 제어 회로(30)는 사마륨·코발트 자석(57)의 착자량을 변화시키는 경우, 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률을 드럼 모터(11)의 회전 제어를 실시하는 기간에 설정되는 증폭률 보다도 낮아지도록 전환한다. 즉, 드럼 모터(11)의 회전 제어를 실시하는 기간의 증폭률을 상대적으로 높게 설정할 수 있으므로 그때 검출되는 모터 전류의 데이터가 노이즈의 영향을 받는 것을 해소하여 S/N비를 향상시킬 수 있다. 따라서 드럼 모터(11)의 특성을 운전상태에 따라서 요구되는 특성으로 변화시킬 수 있다.As described above, according to the present embodiment, in the case of controlling the drive of the drum motor 11 having the samarium cobalt magnet 57 on the rotor 52 side, the control circuit 30 is attached to the samarium cobalt magnet 57. When the magnetic weight is changed, the amplification ratio of the non-inverting amplification circuit 60 is switched to be lower than the amplification ratio set in the period during which the rotation control of the drum motor 11 is performed. That is, since the amplification factor of the period during which the rotation control of the drum motor 11 is performed can be set relatively high, the S / N ratio can be improved by eliminating the influence of noise of the data of the motor current detected at that time. Therefore, the characteristic of the drum motor 11 can be changed to the characteristic required according to the operating state.

그리고, 모터 제어 장치를 세탁기에 적용하고, 드럼 모터(11)가 발생시키는 회전 구동력에 의해 회전 드럼(4)을 회전시켜 세탁 운전을 실시하므로 드럼 모터(11)의 특성을 세탁 운전이나 헹굼 운전과 같이 고토크·저속 회전이 요구되는 경우와, 탈수 운전과 같이 저토크·고속 회전이 요구되는 경우에 따라서 변화시킬 수 있고, 구동 효율을 향상시켜 저소비전력화를 도모할 수 있다.Then, the motor control device is applied to the washing machine, and the washing operation is performed by rotating the rotary drum 4 by the rotation driving force generated by the drum motor 11, so that the characteristics of the drum motor 11 are changed to the washing operation and the rinsing operation. Similarly, it can be changed in the case where high torque and low speed rotation are required, and in the case where low torque and high speed rotation are required, such as in dewatering operation, and the driving efficiency can be improved to lower the power consumption.

또한, 제어 회로(30)는 복수회로 나눠 로터(53)측에 배치되어 있는 사마륨·코발트 자석(57)의 착자량을 변화시키는 경우에 인버터 회로(31)를 통해 드럼 모터(11)의 권선(11u~11w)에 통전을 실시하는 기간만큼 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률을 낮게 설정하므로 회전 제어에 사용되는 전류 데이터에 노이즈의 영향이 미치는 기회가 최대한 적어지고, 또한 착자량을 변화시키는 경우의 소음의 발생도 억제할 수 있다.In addition, the control circuit 30 divides the winding of the drum motor 11 through the inverter circuit 31 when the magnetizing amount of the samarium cobalt magnet 57 arranged on the rotor 53 side in multiple circuits is changed. When the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 is set low as long as the period of energization of 11u to 11w), the chance of noise influence on the current data used for rotation control is minimized, and the magnetization amount is changed. The generation of noise can also be suppressed.

또한, 비반전 증폭 회로(60)는 전원 전압 VCC의 중간 위치를 기준 전압으로 하여 모터 전류의 검지 결과인 전압 신호와 상기 기준 전압의 차분을 증폭하므로 증폭률이 전환되는 경우에도 제어 회로(30)는 전류의 극성을 문제로 하지 않고 A/D 변환할 수 있다.In addition, the non-inverting amplifier circuit 60 amplifies the difference between the voltage signal resulting from the detection of the motor current and the reference voltage using the intermediate position of the power supply voltage VCC as the reference voltage, so that the control circuit 30 may change even if the amplification factor is switched. A / D conversion can be performed without causing the polarity of the current to be a problem.

또한, 제어 회로(30)는 A/D 변환 처리가 실시된 후에 증폭률의 전환을 실시한다. 보다 구체적으로는 제어 회로(30)는 인버터 회로(31)를 구성하는 하부 아암측의 IGBT(32)가 온하는 기간의 중간이 되는 타이밍 보다도 후에 증폭률의 전환을 실시하므로 션트 저항(34)에 전류가 흐르는 기간에 있어서, 상부 아암측, 하부 아암측의 IGBT(32)의 온 오프가 전환될 때 발생하는 스위칭 노이즈의 영향을 최대한 받지 않도록 하여 A/D 변환을 실시할 수 있다.In addition, the control circuit 30 switches the amplification factor after the A / D conversion process is performed. More specifically, since the control circuit 30 switches the amplification factor after the timing at which the IGBT 32 on the lower arm side constituting the inverter circuit 31 is in the middle of the on period, the current is supplied to the shunt resistor 34. In the period of passing through, the A / D conversion can be performed so as not to be affected by the switching noise generated when the IGBT 32 on the upper arm side and the lower arm side is switched on and off.

또한, 과전류 보호 회로부(67)는 비반전 증폭 회로(60)를 통해 증폭된 신호에 기초하여 과전류 상태의 검출을 실시하므로 증폭률이 전환된 경우에도 각각의 증폭률에 따르는 적절한 레벨에 따라서 과전류 검출을 실시할 수 있다.In addition, the overcurrent protection circuit unit 67 detects the overcurrent state based on the signal amplified by the non-inverting amplifier circuit 60, so that even when the amplification ratio is switched, the overcurrent detection is performed according to an appropriate level corresponding to each amplification ratio. can do.

(제 2 실시예)(Second Embodiment)

도 10 및 도 11은 제 2 실시예를 도시한 것이며, 제 1 실시예와 동일 부분에는 동일 부호를 붙여 설명을 생략하고, 이하 다른 부분에 대해 설명한다. 제 2 실시예는 세탁기에 전원이 투입된 직후에 운전이 개시되기 전에 드럼 모터(11)의 회전이 정지하고 있는 상태에서의 처리를 도시한다. 우선, 증폭 회로부(36)의 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률을 3배로 설정하면(단계(S21)), 3초간 대기하고 나서(단계(S22):예) A/D 변환된 데이터를 판독한다(단계(S23)). 그리고, A/D 변환부의 입력 오프셋값을 구하면, 그 오프셋 값을 제어 회로(30)에 내장되어 있는 RAM의 변수 저장 영역에 저장하고 나서 증폭률을 6배로 전환한다(단계(S24)). 또한, 상기 3초간은 전원을 투입하고 나서 회로의 동작이 안정까지 대기하기 위한 시간이다.10 and 11 show a second embodiment, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and explanations thereof will be omitted. The second embodiment shows processing in a state in which the rotation of the drum motor 11 is stopped just before the operation is started immediately after the power is supplied to the washing machine. First, when the amplification ratio of the non-inverting amplifier circuit 60 of the amplifier circuit unit 36 is set to three times (step S21), the A / D converted data is read after waiting for 3 seconds (step S22: YES). (Step S23). When the input offset value of the A / D converter is obtained, the offset value is stored in the variable storage area of the RAM built in the control circuit 30, and then the amplification factor is switched to six times (step S24). In addition, the said 3 second is time to wait for the operation | movement of a circuit to stabilize after turning on power.

즉, 기준 전압 발생 회로(62)가 생성 출력하는 기준 전압이 정확히 1.65V이고, 비반전 증폭 회로(60)를 구성하는 각 회로의 여러 정수가 설계값대로이면, 이 시점에서의 A/D 변환 데이터는 1.65V에 대응한 값이 된다. 그러나, 이들에 오차가 발생하면 상기 A/D 변환 데이터는 이상값에서 벗어난 것이 되므로 이상값과의 차분은 오프셋값으로서 기억한다.That is, if the reference voltage generated and output by the reference voltage generator circuit 62 is exactly 1.65 V, and various constants of each circuit constituting the non-inverting amplifier circuit 60 are as designed, the A / D conversion at this point in time. The data becomes a value corresponding to 1.65V. However, if an error occurs in these, the A / D conversion data is out of the ideal value, and the difference from the ideal value is stored as an offset value.

계속해서 증폭률을 6배로 전환한 경우에 대해서도 마찬가지로 3초간 대기하고 나서(단계(S25)), A/D 변환된 데이터를 판독하여 입력 오프셋값을 구하고(단계(S26)), 그 오프셋 값을 RAM의 변수 저장 영역에 저장한다(단계(S27)). 이후에 세탁기의 운전이 개시되고, 벡터 제어를 실시하기 위해 모터 전류를 A/D 변환하는 경우에는 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률의 설정에 따라서 RAM에 기억시킨 오프셋값을 이용하여 A/D 변환 데이터를 수정한다.In the case where the amplification factor is then switched to six times as well, after waiting for three seconds (step S25), the A / D converted data is read to obtain an input offset value (step S26), and the offset value is stored in RAM. The data is stored in the variable storage area of (step S27). Subsequently, the washing machine starts to operate, and in the case of performing A / D conversion of the motor current to perform vector control, the A / D is stored using the offset value stored in the RAM in accordance with the setting of the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60. Correct the conversion data.

또한, 도 11은 상기와 같이 오프셋 보정을 실시하지 않은 상태로 비반전 증폭 회로(60)의 증폭률을 전환한 경우의 전류 파형의 변화를 도시한 것이다. (b)는 모터의 실전류 파형이고, (a)는 제어 회로(30)가 A/D 변환하여 판독한 전류 데이터를 D/A 변환기를 통해 출력하여 재생한 전류파형이다. 증폭률이 고배율로 되어 있는 기간은 노이즈 성분이 적고, 모터 전류의 오프셋도 거의 없으므로 (a)의 재생 파형은 정현파 형상으로 되어 있다. 증폭률이 고배율에서 저배율로 전환되는 과정에서 「0점 오차」가 발생하고, 그 영향을 받아 (a)의 재생된 파형 데이터가 변형되고 있다. 이는 증폭 회로부(36)를 구성하고 있는 회로 부품의 편차 등에 의해 A/D 변환의 중점 기준이 반드시 1.65V에 일치하지 않아 발생한다.11 shows a change in the current waveform when the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 60 is switched without performing offset correction as described above. (b) is a real current waveform of the motor, and (a) is a current waveform which the control circuit 30 outputs and reproduces the current data read out by A / D conversion through the D / A converter. In the period in which the amplification factor is a high magnification, there are few noise components and almost no offset of the motor current. Therefore, the reproduction waveform of (a) has a sine wave shape. In the process of switching the amplification ratio from the high magnification to the low magnification, "zero point error" occurs, and the reproduced waveform data of (a) is deformed under the influence. This occurs because a midpoint criterion for A / D conversion does not necessarily match 1.65 V due to variations in circuit components constituting the amplifying circuit section 36.

또한, (b)에 도시한 실전류 파형은 (a)에는 발생한 데이터의 변형이 영향을 주고, 역시 고주파가 중첩되어 변형된 파형으로 되어 있다. 제 2 실시예와 같이 오프셋 보정을 실시하여 이와 같은 「0점 오차」의 영향이 변환 결과에 미치는 것을 해소할 수 있다. 또한, 상기 도면으로부터 증폭률을 저배율로 전환하면 (a)의 재생 파형에 노이즈 성분이 다르게 나타나는 것을 알 수 있다.In addition, in the real current waveform shown in (b), the deformation of the generated data is influenced in (a), and the waveform is a waveform in which the high frequency is superimposed. Offset correction can be performed as in the second embodiment to eliminate the influence of the "zero point error" on the conversion result. In addition, it can be seen from the figure that when the amplification ratio is switched to a low magnification, noise components appear differently in the reproduction waveform of (a).

이상과 같이 구성되는 제 2 실시예에 의하면 제어 회로(30)는 드럼 모터(11)의 회전이 정지하고 있는 기간에 증폭률의 전환을 실시하고, 또한 비반전 증폭 회로(60)의 오프셋 보정을 실시하므로 A/D 변환한 데이터를 보다 정확한 값으로 수정하여 제어 정밀도를 향상시킬 수 있다.According to the second embodiment configured as described above, the control circuit 30 switches the amplification factor while the rotation of the drum motor 11 is stopped, and also performs offset correction of the non-inverting amplifying circuit 60. Therefore, control accuracy can be improved by correcting A / D converted data to more accurate value.

(제 3 실시예)(Third Embodiment)

도 12 및 도 13은 제 3 실시예를 도시한 것이며, 제 1 실시예와 다른 부분에 대해 설명한다. 도 12는 제 1 실시예의 도 6 상당 도면이다. 제 3 실시예에서는 컴퍼레이터(68)의 비반전 입력 단자는 필터 회로(70)를 구성하는 1kΩ의 저항 소자를 통해 각 상 전류의 입력 신호(IN)에 접속되어 있고, 또한 마찬가지로 필터 회로(70)를 구성하는 1000pF의 세라믹 컨덴서를 통해 그라운드에 접속되어 있다. 또한, 제 1 실시예의 비반전 증폭 회로(60)에서 스위치(SW1) 및 저항 소자(RsI)를 삭제하고, 저항 소자(Rs2)만을 남겨 스위치(SW2)를 통하지 않고 직결하여 비반전 증폭 회로(71)가 구성되어 있다. 따라서 증폭률은 항상 6배로 설정되어 있다.12 and 13 show a third embodiment, and different parts from the first embodiment will be described. 12 is a view corresponding to FIG. 6 in the first embodiment. In the third embodiment, the non-inverting input terminal of the comparator 68 is connected to the input signal IN of each phase current through a 1 kΩ resistor constituting the filter circuit 70, and similarly the filter circuit 70. Is connected to ground via a 1000pF ceramic capacitor. In addition, in the non-inverting amplifier circuit 60 of the first embodiment, the switch SW1 and the resistor RsI are deleted, and the non-inverting amplifier circuit 71 is connected directly without passing through the switch SW2, leaving only the resistor Rs2. ) Is configured. Therefore, the amplification factor is always set to 6 times.

그리고, 과전류 보호 회로부(69)의 컴퍼레이터(68)에 임계값 전압을 부여하는 기준 전압 발생 회로(72)는 저항 소자(R2)를 남기고, 그 저항 소자(R2)와 그라운드 사이에 스위치(SW3)와 저항 소자(R3)의 직렬 회로 및 스위치(SW4)와 저항 소자(R4)의 직렬 회로가 접속되어 구성되어 있다. 저항 소자(R3, R4)의 저항값은 각각 6.2kΩ, 8.3kΩ로 되어 있다.Then, the reference voltage generator circuit 72 which applies the threshold voltage to the comparator 68 of the overcurrent protection circuit section 69 leaves the resistor element R2, and the switch SW3 between the resistor element R2 and the ground. ) And the series circuit of the resistor R3 and the series circuit of the switch SW4 and the resistor R4 are connected. The resistance values of the resistors R3 and R4 are 6.2 k? And 8.3 k?, Respectively.

또한, 제 1 실시예에서 스위치(SW1, SW2)에 대해 전환 신호를 부여한 전환 신호 단자 및 NOT 게이트(64)는 이것들로 바꿔 스위치(SW3, SW4)로 전환 신호를 부여하도록 되어 있다. 이상이 증폭 회로부(73)를 구성하고 있다. 즉, 제 3 실시예에서는 증폭률의 전환을 실시하는 것으로 바꿔 과전류 보호 회로부(69)의 컴퍼레이터(68)에 부여하는 임계값 전압을 전환하는 구성으로 되어 있다.In addition, in the first embodiment, the switching signal terminal and NOT gate 64 which have given the switching signals to the switches SW1 and SW2 are switched to these to give the switching signals to the switches SW3 and SW4. The amplification circuit unit 73 has been described above. In other words, in the third embodiment, the amplification factor is switched to switch the threshold voltage applied to the comparator 68 of the overcurrent protection circuit 69.

계속해서 제 3 실시예의 작용에 대해 도 13도 참조하여 설명한다. 도 13은 제 1 실시예의 도 1 상당 도면이다. 또한, 초기 상태에서는 제어 회로(30)는 전환 신호 단자를 로우 레벨로 드라이브하여 스위치(SW3)를 온시켜 컴퍼레이터(68)에 부여하는 임계값 전압을 과전류 검지 임계값 11.1A에 상당하는 레벨로 설정하고 있다. 단계(S1~S3)를 제 1 실시예와 동일하게 실행하면, 단계(S5)에서 1회째의 착자 펄스를 출력하기 전에 전류 제어를 정지한다(단계(S31)). 즉, 벡터 제어를 실시하기 위해 128μ초마다 모터 전류를 A/D 변환하여 판독하는 처리를 실시하지 않도록 한다. 또한, 단계(S31)에서는 전환 신호 단자를 하이 임피던스 상태로 하여 스위치(SW4)를 온시켜 컴퍼레이터(68)에 부여하는 임계값 전압을 과전류 판별 임계값(25A)에 상당하는 레벨로 전환한다.Subsequently, the operation of the third embodiment will be described with reference to FIG. 13. 13 is a view corresponding to FIG. 1 in the first embodiment. In the initial state, the control circuit 30 drives the switching signal terminal to a low level, turns on the switch SW3 to give the comparator 68 a level corresponding to the overcurrent detection threshold 11.1A. Setting. If steps S1 to S3 are carried out in the same manner as in the first embodiment, the current control is stopped before outputting the first magnetizing pulse in step S5 (step S31). In other words, in order to perform vector control, the processing of A / D conversion and reading of the motor current every 128 mu sec is not performed. In step S31, the switch signal terminal is set to the high impedance state, and the switch SW4 is turned on to switch the threshold voltage applied to the comparator 68 to a level corresponding to the overcurrent discrimination threshold 25A.

제 3 실시예의 구성에서는 비반전 증폭 회로(71)의 증폭률이 항상 6배이므로 로터 마그네트(58)의 착자량을 변화시키기 위한 d축 전류를 흐르게 하면, 드럼 모터(11)의 회전 제어를 실시하고 있는 경우에 비교하면 돌출된 레벨의 과대한 전류가 되므로 그 전류값을 전류 제어에 이용하지 않도록 무효화한다. 또한 과전류 판별 임계값이 11.1A에 상당하는 기준 전압 상태에서는 과전류 보호 회로부(67)에 의해 과전류로서 검출되므로 임계값 25A에 상당하는 레벨로 일시적으로 상승시켜 과전류 검출을 해소한다.In the configuration of the third embodiment, since the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 71 is always six times, when the d-axis current for changing the magnetization amount of the rotor magnet 58 flows, the rotation control of the drum motor 11 is performed. Compared to the case where there is, excessive current of the protruding level becomes invalid, and the current value is invalidated so as not to be used for current control. In the reference voltage state where the overcurrent discrimination threshold value corresponds to 11.1A, the overcurrent protection circuit 67 detects the overcurrent as an overcurrent, thereby temporarily increasing the level to the level corresponding to the threshold value 25A, thereby eliminating the overcurrent detection.

단계(S5)의 실행 후는 단계(S6)와 마찬가지로 5m초의 지연 시간이 경과한 후에 전류 제어를 재개하고, 또한 과전류 판별 임계값을 11.1A 상당의 기준 전압으로되돌린다(단계(S32)). 그리고 나서 단계(S8)에서 2회째의 착자 펄스를 출력하기 직전에 단계(S31)와 동일한 처리를 실시하고(단계(S33)), 단계(S8)의 실행 후는 단계(S32)와 동일한 처리를 실시한다.After the execution of step S5, similarly to step S6, after the 5 m second delay time has elapsed, current control is resumed, and the overcurrent discrimination threshold is returned to a reference voltage equivalent to 11.1 A (step S32). Then, just before outputting the second magnetizing pulse in step S8, the same processing as in step S31 is performed (step S33), and after the execution of step S8, the same processing as step S32 is performed. Conduct.

이상과 같이 제 3 실시예에 의하면 제어 회로(30)는 로터 마그네트(58)의 착자량을 변화시키는 기간은 비반전 증폭 회로(71)를 통해 증폭된 신호를 무효로 하여 드럼 모터(11)의 회전 제어를 실시한다. 따라서 제 1 실시예와 같이 증폭 회로(60)의 증폭률을 전환하지 않고 일정하게 하여 양호한 S/N비를 실현하는 데 충분한 값으로 한 경우에도 로터 마그네트(58)의 착자량을 변화시키는 기간에 흐르는 큰 레벨의 전류를 무효화하여 회전 제어를 지장없이 계속할 수 있다.As described above, according to the third embodiment, the period in which the control circuit 30 changes the magnetization amount of the rotor magnet 58 invalidates the signal amplified by the non-inverting amplifier circuit 71, thereby Perform rotation control. Therefore, as in the first embodiment, even if the amplification factor of the amplifying circuit 60 is constant without changing, the value is sufficient to realize a good S / N ratio, and flows in the period of changing the magnetization amount of the rotor magnet 58. Rotation control can be continued without disabling a large level of current.

(제 4 실시예)(Example 4)

도 14 내지 도 17은 제 4 실시예를 도시한 것이며, 제 1 실시예와 다른 부분에 대해 설명한다. 제 4 실시예는 증폭 회로의 증폭률을 변화시키기 위한 구성이 제 1 실시예와는 다르다. 제 1 실시예에서는 도 7에 도시한 바와 같이 전원 회로(44)의 3.3V 전압을 분압하는 레벨 시프트 회로(35)의 분압 저항값은 1kΩ/1kΩ, 즉 분압비가 1/2로 고정되어 있었지만, 제 4 실시예에서는 도 7 상당 도면인 도 14에 도시한 바와 같이 트랜지스터를 스위치로서 이용하고, 저항 소자의 접속 전환을 실시하여 전원 회로(80)의 5V 전압을 분압하는 레벨 시프트 회로(분압 저항 회로)(81)의 분압 비가 변경 가능하게 구성되어 있다.14 to 17 show a fourth embodiment, and different parts from the first embodiment will be described. The fourth embodiment differs from the first embodiment in a configuration for changing the amplification factor of the amplifier circuit. In the first embodiment, as shown in Fig. 7, the voltage dividing resistance value of the level shift circuit 35 for dividing the 3.3V voltage of the power supply circuit 44 is fixed at 1 k? / 1 k? In the fourth embodiment, as shown in FIG. 14 corresponding to FIG. 7, a level shift circuit (a voltage divider circuit) that uses a transistor as a switch and switches the resistance elements to switch to divide the 5V voltage of the power supply circuit 80. The partial pressure ratio of (81) is configured to be changeable.

즉, IGBT(32d, 32e, 32f)의 에미터측에 접속되어 있는 저항 소자(R1)의 저항값은 1.13kΩ로 설정되어 있고, 5V 전원측에 접속되어 있는 저항 소자(R2a)의 저항값은 10.2kΩ로 설정되어 있다. 또한 10.2kΩ의 저항 소자와 병렬로 PNP 트랜지스터(Tr1)와 저항값 9.31kΩ의 저항 소자(R2b)의 직렬 회로가 접속되어 있다. 각 PNP 트랜지스터(Tr1)의 베이스는 베이스 저항을 통해 제어 회로(30)로 바꾸는 5V 전원에 접속되어 있다. 따라서 제어 회로(82)가 PNP 트랜지스터(Tr1)를 오프시키면 분압비는 1/10이 되고, PNP 트랜지스터(Tr1)를 온시키면 저항 소자(R2b)가 병렬로 접속되어 분압 비는 113/600(≒1.88/10)이 된다.That is, the resistance value of the resistance element R1 connected to the emitter side of the IGBTs 32d, 32e, and 32f is set to 1.13 kΩ, and the resistance value of the resistance element R2a connected to the 5V power supply side is 10.2 kΩ. Is set to. A series circuit of a PNP transistor Tr1 and a resistance element R2b having a resistance value of 9.31 kΩ is connected in parallel with a resistance element of 10.2 kΩ. The base of each PNP transistor Tr1 is connected to a 5V power supply which is switched to the control circuit 30 through the base resistor. Therefore, when the control circuit 82 turns off the PNP transistor Tr1, the divided voltage ratio is 1/10. When the PNP transistor Tr1 is turned on, the resistance elements R2b are connected in parallel, and the divided voltage ratio is 113/600 (≒). 1.88 / 10).

또한, 제 1 실시예에서는 증폭 회로부(36)가 제어 회로(30)의 외부에 존재했지만, 제 4 실시예에서는 증폭 회로부(36)에 상당하는 증폭 회로부(83)가 제어 회로(82)에 내장되어 있다. 도 15는 증폭 회로부(83)의 구성을 도시한 것이다. 증폭 회로부(83)는 오피앰프(84)(U, V, W)로 구성되는 비반전 증폭 회로(85)(U, V, W)를 구비하고 있다. 오피앰프(84)의 반전 입력 단자는 저항값 2.4kΩ의 저항 소자(Rs1)를 통해, 또 저항값 1.72kΩ의 저항 소자(Rs2) 및 NPN 트랜지스터(Tr2)를통해 그라운드에 접속되어 있다. 또한, 상기 반전 입력 단자는 저항값 4kΩ의 저항 소자(Rf)를 통해 오피앰프(84)의 출력 단자에 접속되어 있다. 그리고, 상기 출력 단자는 제어 회로(82)에 내장되어 있는 A/D 변환 회로(82a)의 입력 단자에 접속되어 있다.In addition, in the first embodiment, the amplifying circuit section 36 was outside the control circuit 30. In the fourth embodiment, the amplifying circuit section 83 corresponding to the amplifying circuit section 36 is incorporated in the control circuit 82. It is. 15 shows the configuration of the amplifying circuit section 83. As shown in FIG. The amplifying circuit section 83 is provided with a non-inverting amplifying circuit 85 (U, V, W) composed of op amps 84 (U, V, W). The inverting input terminal of the operational amplifier 84 is connected to ground through a resistor element Rs1 having a resistance value of 2.4 kΩ and through a resistor element Rs2 having a resistance value of 1.72 kΩ and an NPN transistor Tr2. In addition, the inverting input terminal is connected to the output terminal of the operational amplifier 84 through the resistance element Rf having a resistance value of 4 k ?. The output terminal is connected to an input terminal of the A / D conversion circuit 82a built in the control circuit 82.

NPN 트랜지스터(Tr2)의 베이스에는 제어 회로(82)의 내부 회로에 의해 제어 신호가 부여되고, NPN 트랜지스터(Tr2)의 온 오프가 제어된다. NPN 트랜지스터(Tr2)가 온되면 저항 소자(Rs1, Rs2)가 병렬로 접속되고, 이들의 합성 저항값은 1kΩ가 되므로 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률은 「5」가 된다. 한편, NPN 트랜지스터(Tr2)가 오프되면 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률은 약 「2.67」이 된다.The control signal is applied to the base of the NPN transistor Tr2 by an internal circuit of the control circuit 82, and the on / off of the NPN transistor Tr2 is controlled. When the NPN transistor Tr2 is turned on, the resistance elements Rs1 and Rs2 are connected in parallel, and their combined resistance value is 1 kΩ, so that the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85 becomes "5". On the other hand, when the NPN transistor Tr2 is turned off, the amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85 is about "2.67".

또한, 오피앰프(84)의 출력 단자는 과전류 검출 회로(86)를 구성하는 컴퍼레이터(87)(U, V, W)의 비반전 입력 단자에 접속되어 있고, 컴퍼레이터(87)의 반전 입력 단자에는 검출용 기준 전압이 부여되어 있다. 그리고, 컴퍼레이터(87)의 출력 단자는 제 1 실시예와 마찬가지로 공통으로 접속되고, 인버터 회로(31)에 의한 드럼 모터(11)의 구동을 정지시키는 출력 OFF 회로(88)의 입력 단자에 접속되어 있다.In addition, the output terminal of the operational amplifier 84 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 87 (U, V, W) constituting the overcurrent detecting circuit 86, and the inverting input of the comparator 87 The detection reference voltage is applied to the terminal. And the output terminal of the comparator 87 is connected in common like 1st Embodiment, and is connected to the input terminal of the output OFF circuit 88 which stops the drive of the drum motor 11 by the inverter circuit 31. It is.

또한, 제 4 실시예의 과전류 검출 회로(86)에서는 제 1, 제 2 실시예 등과는 달리 컴퍼레이터(87)의 입력측에 필터 회로가 구성되어 있지 않지만, 출력 OFF 회로(88)가 컴퍼레이터(87)의 출력 신호를 2값 레벨로 샘플링(예를 들면 0.5μ초 주기)한 결과에 의해 과전류 검출을 실시하도록 되어 있고, 노이즈 필터로서의 기능을 하고 있다. 예를 들면, 상기 출력 신호의 각 샘플링 레벨은,In addition, in the overcurrent detection circuit 86 of the fourth embodiment, unlike the first and second embodiments, the filter circuit is not configured on the input side of the comparator 87, but the output OFF circuit 88 is the comparator 87. The over-current detection is performed based on the result of sampling (for example, 0.5 microsecond cycle) the output signal of the?) Signal at a 2-value level, and functions as a noise filter. For example, each sampling level of the output signal is

H→H→H→L→H→H→H→…H → H → H → L → H → H → H →…

이 되도록 1회만 로우 레벨이 된 경우는 과전류를 검출하지 않고,If the low level is set only once so that no overcurrent is detected,

H→H→H→L→L→L→…H → H → H → L → L → L →

이 되도록 복수회 연속하여 로우 레벨이 된 경우에 과전류를 검출하도록 되어 있다. 또한, 도 14에 도시한 바와 같이 증폭 회로부(83)의 입력 단자에는 컨덴서가 접속되어 있으므로 그 용량 성분도 노이즈적인 레벨 변화를 억제하도록 작용하고 있다.In this case, the overcurrent is detected when the low level is continuously obtained a plurality of times. As shown in Fig. 14, a capacitor is connected to the input terminal of the amplifying circuit section 83, and its capacitance component also acts to suppress the noise level change.

계속해서 제 4 실시예의 작용에 대해 도 16 및 도 17도 참조하여 설명한다. 도 16(도 2 상당 도면)에 도시한 단계(S41)에서 제어 회로(82)가 A/D 변환을 실시하는 경우는 제 1 실시예와 마찬가지로 도 3의 (a)에 도시한 삼각파의 진폭이 최대가 되는 타이밍(128μ초 주기)에 실시한다. 이 경우, 증폭 회로부(83)의 증폭률 설정이 저배율(2.67배)이면 제어 회로(82)는 판독한 전류값 데이터를 2배하고, 고 배율(5배)이면 판독한 전류값 데이터를 그대로 취급한다. 그리고, 증폭률의 전환을 실시하는 타이밍이면 전류값 데이터를 판독한 후에 전환 신호를 출력한다(단계(S42)). 즉, 사마륨·코발트 자석(57)을 착자하기 위해 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률 「저」가 요구되고 있는 경우는 NPN 트랜지스터(Tr2)를 온하여 증폭률을 약 「2.67」로 설정하고, 또한 PNP 트랜지스터(Tr1)를 오프하여 분압비를 약 「0.19」로 설정한다. 한편, 통상의 모터 제어로 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률 「고」가 요구되는 경우는 NPN 트랜지스터(Tr2)를 오프하여 증폭률을 「5」로 설정하고, 또한 PNP 트랜지스터(Tr1)를 온하여 분압비를 약 「0.1」로 설정한다.Subsequently, the operation of the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 16 and 17. When the control circuit 82 performs A / D conversion in step S41 shown in FIG. 16 (corresponding to FIG. 2), the amplitude of the triangular wave shown in FIG. 3A is the same as in the first embodiment. The timing is performed at the maximum timing (cycles of 128 µ seconds). In this case, if the amplification factor setting of the amplifying circuit section 83 is low magnification (2.67 times), the control circuit 82 doubles the read current value data, and if it is high magnification (5 times), the read current value data is treated as it is. . When the timing for switching the amplification factor is reached, the switching signal is output after reading the current value data (step S42). That is, when the amplification factor "low" of the non-inverting amplifier circuit 85 is required to magnetize the samarium cobalt magnet 57, the NPN transistor Tr2 is turned on to set the amplification factor to about "2.67". The PNP transistor Tr1 is turned off and the partial pressure ratio is set to about "0.19". On the other hand, when the amplification factor "high" of the non-inverting amplifier circuit 85 is required by normal motor control, the NPN transistor Tr2 is turned off, the amplification factor is set to "5", and the PNP transistor Tr1 is turned on. The partial pressure ratio is set to about 0.1.

여기서 증폭률의 전환과 분압비의 전환의 관계에 대해 도 17를 참조하여 설명한다. 도 17에 도시한 바와 같이 레벨 시프트 회로(81), 비반전 증폭 회로(85)를 모델화하여 션트 저항(34):Rsen에 흐르는 전류(I)와, 비반전 증폭 회로(85)의 출력 전압(Vout)의 관계를 나타내면, 하기 수학식 1이 된다.Here, the relationship between the switching of the amplification factor and the switching of the partial pressure ratio will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 17, the level shift circuit 81 and the non-inverting amplifier circuit 85 are modeled to form a current I flowing through the shunt resistor 34: Rsen and the output voltage of the non-inverting amplifier circuit 85 ( The relationship of Vout) is expressed by the following equation.

단, G는 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률이다.However, G is an amplification factor of the non-inverting amplifier circuit 85.

그리고, 도 17의 (a)에 도시한 바와 같이 증폭률(G)이 5배인 경우에 각 저항값에 기초하여 정해지는 전류값은 출력 전압(Vout)=0V일 때, I=-16.79A, 출력 전압(Vout)=5V일 때, I=16.87A가 된다. 또한, 도 17의 (b)에 도시한 바와 같이 증폭률(G)이 2.67배인 경우에 각 저항값에 기초하여 정해지는 전류값은 출력 전압(Vout)=0V일 때, I=-35.43A, 출력 전압(Vout)=5V일 때, I=35.08A가 된다. 이와 같이 전류(I)와 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률이 다른 경우에 출력 전압(Vout)이 거의 동일한 렌지에 들어가도록 조정할 필요가 있다.As shown in Fig. 17A, when the amplification factor G is 5 times, the current value determined based on each resistance value is I = -16.79A when the output voltage Vout = 0V, and the output value. When voltage Vout = 5V, I = 16.87A. In addition, as shown in Fig. 17B, when the amplification factor G is 2.67 times, the current value determined based on each resistance value is I = -35.43A when the output voltage Vout = 0V, and the output. When voltage Vout = 5V, I = 35.08A. In this way, when the amplification ratios of the current I and the non-inverting amplifier circuit 85 are different, it is necessary to adjust the output voltage Vout to enter a nearly identical range.

상기 수학식 1에 도 17의 (a)인 경우의 증폭률(G) 및 R1, R2(=R2a)의 저항값을 대입하면, 대략 이하와 같이 된다.Substituting the amplification factor G and the resistance values of R1 and R2 (= R2a) in the case of Fig. 17A into Equation 1 above, it becomes as follows.

또한, 도 17의 (b)인 경우의 증폭률(G) 및 R1, R2(=R2a//R2b)의 저항값을 대입하면 대략 이하와 같이 된다. 이 경우의 R2의 병렬 합성 저항값은 4.87kΩ가 된다(단, PNP 트랜지스터(Tr1)의 VCE는 무시하고 있다).In addition, when the amplification factor G and the resistance values of R1 and R2 (= R2a // R2b) in Fig. 17B are substituted, the result is as follows. In this case, the parallel synthesized resistance value of R2 is 4.87 k? (VCE of PNP transistor Tr1 is ignored.)

즉, 수학식 3의 우변 제 1 항의 전압 5V에 대한 배율은 약 5.34이며, 상기 우변 제 2 항의 저항값(Rsen)에 대한 배율은 약 2.13이다. 또한, 이 경우의 전류값(I)의 배율은 약 2.08로 되어 있으므로 수학식 2의 전류(I)를 기준으로 하는 배율은 약 4.43이 된다. 그리고, 수학식 2의 제 2 항은 「4.5·Rsen·I」이다. 따라서 전류(I)의 1차 함수인 수학식 2, 수학식 3은 대략 동일한 직선이 된다.That is, the magnification with respect to the voltage 5V of the right side claim 1 of Equation 3 is about 5.34, and the magnification with respect to the resistance value Rsen of the right side claim 2 is about 2.13. In addition, since the magnification of the current value I in this case is about 2.08, the magnification based on the current I in the expression (2) is about 4.43. And the 2nd term of Formula (2) is "4.5 * Rsen * I". Therefore, Equations 2 and 3, which are linear functions of the current I, become approximately the same straight line.

이상과 같이 제 4 실시예에 의하면 비반전 증폭 회로(85)의 증폭률(G)을 낮아지도록 전환하는 것에 따라서 레벨 시프트 회로(81)의 분압비를 높아지도록 전환할 수 있고, 제어 회로(82)가 취급하는 출력 전압(Vout)(전압 신호)의 범위를 증폭률(G)를 높게 설정한 경우와 거의 동일하게 할 수 있다. 그리고, 예를 들면 제 1, 제 2 실시예와 같이 오피앰프를 2개 사용하지 않고, 증폭 회로부(83)를 1개의 오피앰프(84)만으로 구성할 수 있다. 따라서 증폭 회로부(83)의 출력 전압의 오프셋이 저감되므로 제 2 실시예와 같이 오프셋 보정을 실시하는 경우의 조정 정밀도가 향상된다.As described above, according to the fourth embodiment, as the amplification factor G of the non-inverting amplifier circuit 85 is switched to be lowered, the partial pressure ratio of the level shift circuit 81 can be increased to increase the control circuit 82. The range of the output voltage Vout (voltage signal) to be handled can be made substantially the same as when the amplification factor G is set high. For example, instead of using two op amps as in the first and second embodiments, the amplifying circuit section 83 can be constituted by only one op amp 84. Therefore, since the offset of the output voltage of the amplifier circuit part 83 is reduced, the adjustment precision in the case of performing offset correction like the 2nd Embodiment is improved.

본 발명은 상기 또는 도면에 기재한 실시예에만 한정되지 않고, 이하와 같은 변형 또는 확장이 가능하다.The present invention is not limited to the embodiment described above or in the drawings, and the following modifications or extensions are possible.

각 저항값의 설정이나 증폭률, 과전류 판별 임계값 등에 대해서는 개별 설계에 따라서 적절히 변경하여 설정하면 된다. 또한, 과전류를 검출하는 기능은 필요에 따라서 설치하면 좋다.What is necessary is just to change suitably the setting of each resistance value, amplification rate, an overcurrent discrimination threshold value, etc. according to individual design. Moreover, what is necessary is just to provide the function which detects an overcurrent as needed.

극수와 슬롯수의 비에 의해 1회에 모든 사마륨·코발트 자석의 착자량을 변화시킬 수 있는 모터에 적용해도 좋다.You may apply to the motor which can change the magnetization quantity of all the samarium cobalt magnets at once by the ratio of a pole number and a slot number.

저보자력의 영구자석은 사마륨·코발트 자석에 한정되지 않고, 아르니코 자석이나 그 외의 재료로 이루어진 자석이라도 좋다.The permanent magnet of low coercive force is not limited to samarium cobalt magnet, but may be a magnet made of arnico magnet or other materials.

로터 마그네트를 저보자력의 영구자석만으로 구성해도 좋다.The rotor magnet may be composed of only low-magnetism permanent magnets.

전류 검출 소자는 저항 소자에 한정되지 않고, 커렌트·트랜스 등을 이용해도 좋다.The current detection element is not limited to the resistance element, and a current transformer or the like may be used.

벡터 제어를 실시하는 것에 한정되지 않고, 모터 전류를 검출하여 저보자력의 영구자석을 구비한 모터를 제어하는 것이면 적용할 수 있다.The present invention is not limited to performing vector control, and can be applied as long as it detects a motor current and controls a motor having a low magnetic force permanent magnet.

회전 드럼(4)의 회전축은 수평에 대해 앙각 방향으로 10도~15도 정도의 기울기를 갖도록 해도 좋다.The rotary shaft of the rotary drum 4 may have an inclination of about 10 degrees to 15 degrees in the elevation angle with respect to the horizontal.

세탁기에 적용한 것에 한정되지 않고, 모터의 특성을 변화시키는 것이 구동 효율을 향상시키기 위해 유효한 애플리케이션이면 적용할 수 있다.It is not limited to what was applied to the washing machine, and if changing the characteristic of a motor is applicable to an application which improves driving efficiency, it can apply.

1: 외부 상자 2: 수조 10: 회전축 11: 모터 13: 케이싱 14: 히트 펌프
16: 응축기 17 : 증발기1: Outer Box 2: Water Tank 10: Rotating Shaft 11: Motor 13: Casing 14: Heat Pump
16: condenser 17: evaporator

Claims

An inverter circuit for energizing the windings of a permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level that can easily change the magnetizing amount on the rotor side,
Magnetizing amount control means for energizing the windings through the inverter circuit to change the magnetizing amount of the permanent magnet;
A current detection element for generating a voltage signal in accordance with the current flowing in the winding of the permanent magnet motor,
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal,
Amplification rate control means for controlling an amplification rate of the amplification circuit, and
And rotation control means for controlling the rotation of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified by the amplification circuit.
The amplification rate control means changes the amplification rate when the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet so as to be lower than the amplification rate set by the rotation control means for the period during which the permanent magnet motor rotates. Motor control device characterized in that.

The method of claim 1,
When the magnetizing amount control means changes the magnetizing amount of the permanent magnets arranged on the rotor side in plural times,
And the amplification rate control means sets the amplification rate as low as the period during which the magnetizing amount control means energizes the winding.

3. The method according to claim 1 or 2,
A voltage divider resistor circuit configured to divide the voltage signal and input the amplification circuit so that the voltage divider ratio can be changed;
The amplification rate control means, when switching to increase the amplification ratio of the amplification circuit to switch to lower the voltage division ratio of the voltage divider resistance circuit, when switching to lower the amplification ratio is characterized in that switching to increase the partial pressure ratio. Motor control device.

3. The method according to claim 1 or 2,
And the amplifying circuit is configured to amplify the difference between the voltage signal and the reference voltage using an intermediate potential of a power supply voltage as a reference voltage.

The method of claim 1,
In the case of A / D conversion of the signal amplified by the amplification circuit,
And the magnetizing amount control means performs the switching of the amplification factor after the A / D conversion process is performed.

The method of claim 5, wherein
When the current detection element is composed of a shunt resistor connected between the lower arm side switching element constituting the inverter circuit and ground,
And the magnetizing amount control means switches the amplification factor after a timing at which the lower arm side switching element is turned on.

The method of claim 1,
And the magnetizing weight control means switches the amplification factor in a period in which the rotation of the permanent magnet motor is stopped, and performs offset correction of the amplification circuit.

The method of claim 1,
And overcurrent detecting means for detecting that a current flowing in the winding has become an overcurrent state,
And the overcurrent detecting means detects the overcurrent state based on the signal amplified by the amplifying circuit.

An inverter circuit for energizing the windings of a permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level that can easily change the magnetizing amount on the rotor side,
Magnetizing amount control means for energizing the windings through the inverter circuit to change the magnetizing amount of the permanent magnet;
A current detection element for generating a voltage signal in accordance with the current flowing in the winding of the permanent magnet motor,
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal, and
And rotation control means for controlling the rotation of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified by the amplification circuit.
And the rotation control means performs the rotation control by invalidating the signal amplified by the amplification circuit in the period during which the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet.

Permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level that can easily change the magnetizing amount on the rotor side,
An inverter circuit for energizing the windings of the permanent magnet motor,
Magnetizing amount control means for energizing the windings through the inverter circuit to change the magnetizing amount of the permanent magnet;
A current detection element for generating a voltage signal in accordance with the current flowing in the winding of the permanent magnet motor,
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal,
Amplification rate control means for controlling an amplification rate of the amplification circuit, and
And rotation control means for controlling the rotation of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified by the amplification circuit.
The amplification rate control means switches the amplification rate when the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet so as to be lower than the amplification rate set by the rotation control means for the rotation control of the permanent magnet motor,
Washing operation is performed by the rotational driving force generated by the permanent magnet motor.

Permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level that can easily change the magnetizing amount on the rotor side,
An inverter circuit for energizing the windings of a permanent magnet motor comprising a permanent magnet having a coercive force of a level that can easily change the magnetizing amount on the rotor side,
Magnetizing amount control means for energizing the winding through the inverter circuit to change the magnetizing amount of the permanent magnet,
A current detection element for generating a voltage signal in accordance with the current flowing in the winding of the permanent magnet motor,
An amplifier circuit for amplifying the voltage signal, and
And rotation control means for controlling the rotation of the permanent magnet motor through the inverter circuit based on the signal amplified by the amplification circuit.
The rotation control means performs the rotation control by invalidating the signal amplified by the amplification circuit in the period during which the magnetization amount control means changes the magnetization amount of the permanent magnet,
Washing operation is performed by the rotational driving force generated by the permanent magnet motor.