JP5387545B2

JP5387545B2 - Load drive device

Info

Publication number: JP5387545B2
Application number: JP2010260399A
Authority: JP
Inventors: 晋一郎中田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-11-22
Filing date: 2010-11-22
Publication date: 2014-01-15
Anticipated expiration: 2030-11-22
Also published as: JP2012114586A

Description

本発明は、負荷への電力供給を制御する半導体スイッチング素子からなるパワー素子を有すると共に、このパワー素子の駆動電圧を一定電圧にクランプするクランプ回路を有した負荷駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a load driving device having a power element composed of a semiconductor switching element that controls power supply to a load, and a clamp circuit that clamps a driving voltage of the power element to a constant voltage.

従来、負荷への電力供給を制御するためのパワー素子（半導体スイッチング素子）に過電流が流れることを防ぐために、パワー素子に流れる電流をセンスし、そのセンス結果に基づいてパワー素子への駆動電圧を一定電圧にクランプしている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, in order to prevent an overcurrent from flowing through a power element (semiconductor switching element) for controlling power supply to a load, a current flowing through the power element is sensed, and a drive voltage to the power element is determined based on the sense result. Is clamped at a constant voltage (see, for example, Patent Document 1).

図１１は、従来のクランプ回路を備えた負荷駆動装置の回路構成例を示した図である。この図に示されるように、スイッチング指令端子Ｊ１からバイアス回路Ｊ２に対して図示しないマイコンからオン指令信号が入力されると、電源端子Ｊ３を通じて駆動電圧がパワー素子制御端子Ｊ４に印加され、パワー素子Ｊ５がオンされる。これにより、パワー素子Ｊ５に接続された負荷Ｊ６への電力供給が行われる。 FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a load driving device including a conventional clamp circuit. As shown in this figure, when an ON command signal is input from a microcomputer (not shown) to the bias circuit J2 from the switching command terminal J1, a driving voltage is applied to the power element control terminal J4 through the power supply terminal J3. J5 is turned on. Thereby, electric power is supplied to the load J6 connected to the power element J5.

このパワー素子Ｊ５のドライブ時において、オン動作のときに電源とＧＮＤとが短絡した状態になると過電流状態になり、その過電流が素子耐量を超える安全動作領域外の大きさに達すると素子破壊に至る可能性がある。このため、パワー素子Ｊ５をハーフオン状態を作り出し、過電流が流れることによる素子破壊を防止している。なお、ハーフオン状態とは、ＩＧＢＴが能動領域の増幅動作を行っている状態のことであり、ハーフオン状態の際にはパワー素子Ｊ５のオン抵抗が上昇させられるが、パワー素子Ｊ５は順方向電圧Ｖｆを超える前の状態で、負荷に駆動電流が流れない状態となる。 When the power element J5 is driven, an overcurrent state occurs when the power supply and GND are short-circuited during the on-operation, and the element is destroyed when the overcurrent reaches a size outside the safe operation area exceeding the element withstand capability. May lead to For this reason, the power element J5 is created in a half-on state, and element destruction due to overcurrent flowing is prevented. The half-on state is a state where the IGBT is performing an amplification operation of the active region. In the half-on state, the on-resistance of the power element J5 is increased, but the power element J5 has a forward voltage Vf. In a state before exceeding, the drive current does not flow to the load.

ただし、パワー素子Ｊ５はオンオフの過渡状態においてミラー領域に入るため、その際の瞬間的な過渡電流を過電流と誤判定しない回路構成も必要とされる。このため、パワー素子Ｊ５のパワー素子制御端子Ｊ４とＧＮＤ接続される基準電圧端子Ｊ７との間にクランプ制御回路Ｊ８を接続し、このクランプ制御回路Ｊ８によってパワー素子Ｊ５のパワー素子制御端子Ｊ４の電圧を一定電圧にクランプしている。具体的には、クランプ制御回路Ｊ８は、パワー素子Ｊ５のパワー素子制御端子Ｊ４に対して電流供給端子Ｊ８ａが接続されると共に、ＧＮＤ接続される基準電圧端子Ｊ７に対して接地端子Ｊ８ｂが接続され、図示しないマイコンからのオン指令信号に基づいてクランプ動作制御部Ｊ９からの制御電圧が制御端子Ｊ８ｃに入力されることで駆動される。クランプ動作制御部Ｊ９は、例えばスイッチにて構成されており、マイコンからのオン指令信号などと連動するクランプ指令信号がクランプ指令端子Ｊ１０を通じて入力されることで、クランプ制御回路Ｊ８の制御端子Ｊ８ｃに制御電圧を印加している。 However, since the power element J5 enters the mirror region in an on / off transient state, a circuit configuration that does not erroneously determine the instantaneous transient current at that time as an overcurrent is also required. Therefore, the clamp control circuit J8 is connected between the power element control terminal J4 of the power element J5 and the reference voltage terminal J7 connected to GND, and the voltage of the power element control terminal J4 of the power element J5 is connected by the clamp control circuit J8. Is clamped to a constant voltage. Specifically, in the clamp control circuit J8, the current supply terminal J8a is connected to the power element control terminal J4 of the power element J5, and the ground terminal J8b is connected to the GND-connected reference voltage terminal J7. It is driven when a control voltage from the clamp operation control unit J9 is input to the control terminal J8c based on an ON command signal from a microcomputer (not shown). The clamp operation control unit J9 is configured by, for example, a switch, and a clamp command signal interlocked with an on command signal from a microcomputer is input through the clamp command terminal J10, so that the clamp control circuit J8 is connected to the control terminal J8c of the clamp control circuit J8. A control voltage is applied.

クランプ指令信号は、オン指令信号がパワー素子Ｊ５をオフさせることを示すオフ指令からオンさせることを示すオン指令に切り替わったときにクランプ動作制御部Ｊ９からクランプ制御回路Ｊ８に対して制御電圧を所定時間印加させることを指示する信号である。このクランプ指令信号は、パワー素子Ｊ５のセンス結果も反映されており、過電流が検出されなければオン指令が出されてから所定期間経過後にクランプ動作制御部Ｊ９からクランプ制御回路Ｊ８への制御電圧の印加を終了し、過電流が検出されるとクランプ動作制御部Ｊ９からクランプ制御回路Ｊ８への制御電圧の印加を実行する。制御電圧は、差動増幅回路Ｊ１１にて形成されている。パワー素子制御端子Ｊ４に印加される駆動電圧の変化に応じてクランプ電圧回路Ｊ１２から差動増幅回路Ｊ１１に供給される電流が変位することで差動増幅回路Ｊ１１が形成する制御電圧が変化し、クランプ制御回路Ｊ８にてパワー素子制御端子Ｊ４に印加される駆動電圧が一定値となるようにクランプしている。 The clamp command signal has a predetermined control voltage from the clamp operation control unit J9 to the clamp control circuit J8 when the on command signal is switched from an off command indicating that the power element J5 is turned off to an on command indicating that the power device J5 is turned off. It is a signal for instructing to apply for a time. This clamp command signal also reflects the sense result of the power element J5. If no overcurrent is detected, a control voltage from the clamp operation control unit J9 to the clamp control circuit J8 after the elapse of a predetermined period after the on command is issued. When an overcurrent is detected, application of a control voltage from the clamp operation control unit J9 to the clamp control circuit J8 is executed. The control voltage is formed by the differential amplifier circuit J11. The current supplied from the clamp voltage circuit J12 to the differential amplifier circuit J11 is changed according to the change of the drive voltage applied to the power element control terminal J4, so that the control voltage formed by the differential amplifier circuit J11 changes. The clamp control circuit J8 performs clamping so that the drive voltage applied to the power element control terminal J4 becomes a constant value.

したがって、過電流が所定時間検出されずクランプ指令信号が解除されてクランプ動作制御部Ｊ９によるクランプ制御回路Ｊ８への制御電圧の印加が解除されると、パワー素子Ｊ５を通常通りフルオン状態で動作させ、過電流が検出されてクランプ指令信号が解除されないと、クランプ動作制御部Ｊ９によるクランプ制御回路Ｊ８への制御電圧の印加が継続されて、パワー素子Ｊ５に過電流が流れることが防止される。 Therefore, when the overcurrent is not detected for a predetermined time and the clamp command signal is released and the application of the control voltage to the clamp control circuit J8 by the clamp operation control unit J9 is released, the power element J5 is operated in the full-on state as usual. When the overcurrent is detected and the clamp command signal is not released, the application of the control voltage to the clamp control circuit J8 by the clamp operation control unit J9 is continued, and the overcurrent is prevented from flowing to the power element J5.

さらに、クランプ制御回路Ｊ８を普段使用しないときに制御端子Ｊ８ｃにノイズが印加されると、クランプ制御回路Ｊ８が誤動作してしまう。このため、クランプ制御回路Ｊ８の制御端子Ｊ８ｃと接地端子Ｊ８ｂとの間にインピーダンス回路Ｊ１３が備えられている。したがって、クランプ制御回路Ｊ８の制御端子Ｊ８ｃと接地端子Ｊ８ｂとの間のインピーダンスがインピーダンス回路Ｊ１３によって高くなるようにできるため、ノイズによってクランプ制御回路Ｊ８が誤動作することを防止できる。 Furthermore, if noise is applied to the control terminal J8c when the clamp control circuit J8 is not normally used, the clamp control circuit J8 malfunctions. Therefore, an impedance circuit J13 is provided between the control terminal J8c and the ground terminal J8b of the clamp control circuit J8. Therefore, since the impedance between the control terminal J8c and the ground terminal J8b of the clamp control circuit J8 can be increased by the impedance circuit J13, it is possible to prevent the clamp control circuit J8 from malfunctioning due to noise.

特開平１０−０３２４７６号公報JP-A-10-032476

しかしながら、上記した図１１に示すような回路構成であっても、スイッチング時の基準電圧の変動などによって過渡的にノイズが発生し、パワー素子Ｊ５がオン動作を開始するときにクランプ制御回路Ｊ８が誤動作することがある。このような場合、クランプ制御回路Ｊ８がバイアス回路Ｊ２を通じて電源端子Ｊ３から供給される電流を吸い込み、オン時のパワー素子Ｊ５の動作波形の立ち上がりが遅くなり、負荷Ｊ６への電力供給の立ち上がりにバラツキが生じるという問題が発生する。 However, even with the circuit configuration as shown in FIG. 11 described above, the clamp control circuit J8 is activated when the noise is generated transiently due to fluctuations in the reference voltage at the time of switching and the power element J5 starts the on operation. It may malfunction. In such a case, the clamp control circuit J8 sucks in the current supplied from the power supply terminal J3 through the bias circuit J2, and the rising of the operation waveform of the power element J5 at the time of ON is delayed, and the rising of the power supply to the load J6 varies. The problem that occurs occurs.

本発明は上記点に鑑みて、オン時にパワー素子の立ち上がりが遅くなることを抑制し、負荷への電力供給のバラツキを抑制することができるクランプ回路を備えた負荷駆動装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and it is an object of the present invention to provide a load driving device including a clamp circuit that can suppress the rise of a power element from being delayed when it is turned on and can suppress variations in power supply to a load. And

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、パワー素子制御端子（４）への駆動電圧の印加に基づいて駆動される半導体スイッチング素子にて構成されたパワー素子（５）と、オン指令信号としてパワー素子（５）をオンすることを指示するオン指令が出されると、電源端子（３）を通じて印加される電源電圧に基づいて、パワー素子制御端子（４）に駆動電圧を印加するバイアス回路（２）とを有し、負荷（６）に対して電力供給を行う負荷駆動回路を備えていると共に、制御端子（８ｃ）に印加される制御電圧に基づいて、パワー素子制御端子（４）に印加される駆動電圧がクランプ基準電圧（ＲＥＦ１）に近づくようにクランプ動作を行うクランプ制御回路（８）と、駆動電圧に対応する制御電圧を形成し、該制御電圧をクランプ制御回路（８）の制御端子（８ｃ）に対して印加するクランプ電圧回路（１１）と、クランプ制御回路（８）の制御端子（８ｃ）と接地端子（８ｂ）との間の間のインピーダンスを設定するインピーダンス回路（１２）とを有するクランプ回路を備え、クランプ回路には、クランプ制御回路（８）の制御端子（８ｃ）と接地端子（８ｂ）との間の導通状態を制御するスイッチ部（１３）と、パワー素子制御端子（４）に印加される駆動電圧がクランプ基準電圧（ＲＥＦ１）よりも低いクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときに、スイッチ部（１３）にて制御端子（８ｃ）と接地端子（８ｂ）との間を導通させることで、これらの間のインピーダンスをインピーダンス回路（１２）が設定するインピーダンスよりも低くするインピーダンス制御回路（１４）とを有するクランプ動作オフ固定回路が備えられていることを特徴としている。 To achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a power element (5) constituted by a semiconductor switching element driven based on application of a driving voltage to the power element control terminal (4), When an ON command for instructing to turn on the power element (5) is issued as an ON command signal, a drive voltage is applied to the power element control terminal (4) based on the power supply voltage applied through the power supply terminal (3). And a bias circuit (2) for supplying power to the load (6), and a power element control terminal based on a control voltage applied to the control terminal (8c) A clamp control circuit (8) that performs a clamping operation so that the drive voltage applied to (4) approaches the clamp reference voltage (REF1) and a control voltage corresponding to the drive voltage are formed, and the control voltage is Impedance between the clamp voltage circuit (11) applied to the control terminal (8c) of the amplifier control circuit (8) and the control terminal (8c) and the ground terminal (8b) of the clamp control circuit (8) And a clamp circuit having an impedance circuit (12) for setting a switch circuit for controlling a conduction state between the control terminal (8c) and the ground terminal (8b) of the clamp control circuit (8). (13) and when the drive voltage applied to the power element control terminal (4) is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2) lower than the clamp reference voltage (REF1), the control terminal in the switch unit (13) (8c) and the ground terminal (8b) are made conductive so that the impedance between them is lower than the impedance set by the impedance circuit (12). It is characterized in that the clamping operation off the fixed circuit having a impedance control circuit (14) is provided.

このように、スイッチ部（１３）およびインピーダンス制御回路（１４）とにより構成されたクランプ動作オフ固定回路を備えるようにしている。このように構成される負荷駆動装置では、このクランプ動作オフ固定回路により、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときに、インピーダンス制御回路（１４）にてスイッチ部（１３）を導通させることで、請求項２に記載したようにクランプ制御回路（８）によるクランプ動作をオフさせることができる。 As described above, the clamp operation off fixing circuit including the switch unit (13) and the impedance control circuit (14) is provided. In the load driving device configured as described above, the clamp operation off fixing circuit causes the impedance control circuit (14) to conduct the switch unit (13) when the drive voltage is equal to or lower than the clamp off control reference voltage (REF2). By doing so, the clamp operation by the clamp control circuit (8) can be turned off as described in claim 2.

これにより、スイッチング時の基準電圧の変動などによって過渡的にノイズが発生しても、パワー素子（５）がオン動作を開始するときにクランプ制御回路（８）が誤動作することを防止することが可能となり、負荷（６）への電力供給のバラツキを抑制することができる。 This prevents the clamp control circuit (8) from malfunctioning when the power element (5) starts the on operation even if noise is transiently generated due to a change in the reference voltage at the time of switching. This makes it possible to suppress variations in power supply to the load (6).

例えば、請求項３に記載したように、スイッチ部（１３）としてＭＯＳＦＥＴを用い、インピーダンス制御回路（１４）として、パワー素子制御端子（４）に印加される駆動電圧とクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）とを比較し、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときにはＭＯＳＦＥＴをオンさせ、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えるとＭＯＳＦＥＴをオフするコンパレータを用いることができる。 For example, as described in claim 3, a MOSFET is used as the switch unit (13), and the drive voltage applied to the power element control terminal (4) and the clamp-off control reference voltage (REF2) are used as the impedance control circuit (14). ), The MOSFET is turned on when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), and a comparator that turns off the MOSFET when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2) can be used.

また、請求項４に記載したように、スイッチ部（１３）としてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴを用い、インピーダンス制御回路（１４）として、カレントミラー接続された２つのＭＯＳＦＥＴ（１４ａ、１４ｂ）と２つのＭＯＳＦＥＴ（１４ａ、１４ｂ）のうちの一方のＭＯＳＦＥＴ（１４ａ）に接続された定電流回路（１４ｃ）および他方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｂ）に接続された抵抗（１４ｄ）とを有した構成を用いることができる。この場合、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときには一方のＭＯＳＦＥＴ（１４ａ）側に電流が流れ、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えると他方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｂ）側に電流が流れるように構成され、他方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｂ）と抵抗（１４ｄ）との間の電位に基づいてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオンオフ制御され、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときにはＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオン、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えるとＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオフされるようにすることができる。 In addition, as described in claim 4, a Pch type MOSFET is used as the switch unit (13), and two MOSFETs (14a, 14b) and two MOSFETs (14a, 14b) connected in a current mirror are used as the impedance control circuit (14). A configuration having a constant current circuit (14c) connected to one MOSFET (14a) of 14a and 14b) and a resistor (14d) connected to the other MOSFET (14b) can be used. In this case, when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to one MOSFET (14a) side, and when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), the other MOSFET (14b) side. The Pch type MOSFET is on / off controlled based on the potential between the other MOSFET (14b) and the resistor (14d), and the drive voltage is less than or equal to the clamp-off control reference voltage (REF2). Sometimes, when the Pch-type MOSFET is turned on and the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), the Pch-type MOSFET can be turned off.

また、請求項５に記載したように、スイッチ部（１３）としてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴを用い、インピーダンス制御回路（１４）として、カレントミラー接続された２つのバイポーラトランジスタ（１４ｅ、１４ｆ）と２つのバイポーラトランジスタ（１４ｅ、１４ｆ）のうちの一方のバイポーラトランジスタ（１４ｅ）に接続された定電流回路（１４ｇ）および他方のバイポーラトランジスタ（１４ｆ）に接続された抵抗（１４ｈ）とを有した構成を用いることができる。この場合、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときには一方のバイポーラトランジスタ（１４ｅ）側に電流が流れ、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えると他方のバイポーラトランジスタ（１４ｆ）側に電流が流れるように構成され、他方のバイポーラトランジスタ（１４ｅ）と抵抗（１４ｈ）との間の電位に基づいてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオンオフ制御され、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときにはＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオン、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えるとＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオフされるようにすることができる。 Further, as described in claim 5, a Pch-type MOSFET is used as the switch section (13), and two bipolar transistors (14e, 14f) connected in a current mirror and two bipolar transistors are used as the impedance control circuit (14). Use a configuration having a constant current circuit (14g) connected to one bipolar transistor (14e) of the transistors (14e, 14f) and a resistor (14h) connected to the other bipolar transistor (14f). Can do. In this case, when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to one bipolar transistor (14e) side, and when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), the other bipolar transistor (14f ) Side, and the Pch type MOSFET is turned on / off based on the potential between the other bipolar transistor (14e) and the resistor (14h), and the drive voltage is clamp-off control reference voltage (REF2). In the following cases, the Pch-type MOSFET is turned on, and when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), the Pch-type MOSFET can be turned off.

また、請求項６に記載したように、スイッチ部（１３）としてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴを用い、インピーダンス制御回路（１４）として、定電流回路（１４ｉ）と、定電流回路（１４ｉ）に対して互いのドレイン同士が接続された２つのＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴ（１４ｊ、１４ｋ）と、２つのＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴ（１４ｊ、１４ｋ）のうちの一方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｋ）に接続された抵抗（１４ｍ）とを有してなるコンパレータ回路を用いることができる。この場合、一方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｋ）のゲートに対してパワー素子制御端子（４）に印加される駆動電圧が印加され、他方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｊ）のゲートに対してクランプオフ基準電圧（ＲＥＦ２）が印加されるようにしており、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときには他方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｊ）側に電流が流れ、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えると一方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｋ）側に電流が流れるように構成され、一方のＭＯＳＦＥＴ（１４ｋ）と抵抗（１４ｍ）との間の電位に基づいてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオンオフ制御され、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときにはＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオン、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えるとＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオフされるようにすることができる。 Further, as described in claim 6, a Pch type MOSFET is used as the switch section (13), and the constant current circuit (14i) and the constant current circuit (14i) are mutually connected as the impedance control circuit (14). Nch MOSFETs (14j, 14k) having their drains connected to each other, and a resistor (14m) connected to one of the two Nch MOSFETs (14j, 14k) (14k) An existing comparator circuit can be used. In this case, the drive voltage applied to the power element control terminal (4) is applied to the gate of one MOSFET (14k), and the clamp-off reference voltage (REF2) is applied to the gate of the other MOSFET (14j). When the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to the other MOSFET (14j) side, and when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2) A current flows to the side of the MOSFET (14k), the Pch-type MOSFET is on / off controlled based on the potential between the one MOSFET (14k) and the resistor (14m), and the drive voltage is the clamp-off control reference voltage. (REF2) In the following cases, the Pch-type MOSFET is on and the drive voltage is the clamp-off control reference voltage REF2) exceeds the Pch-type MOSFET can be made to be off.

さらに、請求項７に記載したように、スイッチ部（１３）としてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴを用い、インピーダンス制御回路（１４）として、定電流回路（１４ｎ）と、定電流回路（１４ｎ）に対して互いのコレクタ同士が接続された２つのＮＰＮトランジスタ（１４ｏ、１４ｐ）と、２つのＮＰＮトランジスタ（１４ｏ、１４ｐ）のうちの一方のＮＰＮトランジスタ（１４ｐ）に接続された抵抗（１４ｑ）とを有してなるコンパレータ回路を用いることもできる。この場合、一方のＮＰＮトランジスタ（１４ｐ）のベースに対してパワー素子制御端子（４）に印加される駆動電圧が印加され、他方のＮＰＮトランジスタ（１４ｏ）のベースに対してクランプオフ基準電圧（ＲＥＦ２）が印加されるようにしており、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときには他方のＮＰＮトランジスタ（１４ｏ）側に電流が流れ、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えると一方のＮＰＮトランジスタ（１４ｐ）側に電流が流れるように構成され、一方のＮＰＮトランジスタ（１４ｐ）と抵抗（１４ｑ）との間の電位に基づいてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオンオフ制御され、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）以下のときにはＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオン、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧（ＲＥＦ２）を超えるとＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴがオフされるようにすることができる。 Furthermore, as described in claim 7, a Pch type MOSFET is used as the switch section (13), and the impedance control circuit (14) is connected to the constant current circuit (14n) and the constant current circuit (14n). Two NPN transistors (14o, 14p) connected to each other, and a resistor (14q) connected to one of the two NPN transistors (14o, 14p) (14p). A comparator circuit can be used. In this case, the drive voltage applied to the power element control terminal (4) is applied to the base of one NPN transistor (14p), and the clamp-off reference voltage (REF2) is applied to the base of the other NPN transistor (14o). ) Is applied, and when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to the other NPN transistor (14o) side, and the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2). And a current flows to one NPN transistor (14p) side, and the Pch type MOSFET is on / off controlled based on the potential between the one NPN transistor (14p) and the resistor (14q). Pch-type MOSFET is on and driven when the voltage is below the clamp-off control reference voltage (REF2) Pressure can be made to Pch-type MOSFET is turned off exceeds a clamp off control reference voltage (REF2).

また、請求項８に記載したように、クランプ電圧回路（１１）については、パワー素子制御端子（４）とクランプ制御回路（８）の制御端子（８ｃ）との間に接続された抵抗（１１ｎ）によって構成することもできる。この場合、インピーダンス回路（１２）も抵抗によって構成されるようにすれば、クランプ制御回路（８）の制御端子（８ｃ）に、クランプ電圧回路（１１）を構成する抵抗（１１ｎ）とインピーダンス回路（１２）を構成する抵抗とにより駆動電圧が分圧された電圧が印加されるようにすることができる。 According to the eighth aspect of the present invention, the clamp voltage circuit (11) includes a resistor (11n) connected between the power element control terminal (4) and the control terminal (8c) of the clamp control circuit (8). ). In this case, if the impedance circuit (12) is also constituted by a resistor, the resistor (11n) and the impedance circuit (11) constituting the clamp voltage circuit (11) are connected to the control terminal (8c) of the clamp control circuit (8). A voltage obtained by dividing the drive voltage by the resistor constituting 12) can be applied.

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。It is the figure which showed the block structural example of the load drive device provided with the clamp circuit concerning 1st Embodiment of this invention. 図１に示すクランプ回路を備えた負荷駆動装置の具体的な回路構成例を示した図である。It is the figure which showed the specific circuit structural example of the load drive device provided with the clamp circuit shown in FIG. 負荷駆動装置の動作時のタイミングチャートである。It is a timing chart at the time of operation | movement of a load drive device. 本発明の第２実施形態にかかる負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。It is the circuit diagram which showed only the clamp circuit in the load drive device concerning 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態にかかる負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。It is the circuit diagram which showed only the clamp circuit in the load drive device concerning 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態にかかる負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。It is the circuit diagram which showed only the clamp circuit in the load drive device concerning 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態にかかる負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。It is the circuit diagram which showed only the clamp circuit in the load drive device concerning 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態にかかる負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。It is the circuit diagram which showed only the clamp circuit in the load drive device concerning 6th Embodiment of this invention. 本発明の第７実施形態にかかる負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。It is the circuit diagram which showed only the clamp circuit in the load drive device concerning 7th Embodiment of this invention. 他の実施形態で説明する負荷６をハイサイド駆動する場合のクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。It is the figure which showed the block structural example of the load drive device provided with the clamp circuit in the case of carrying out the high side drive of the load 6 demonstrated by other embodiment. 従来のクランプ回路を備えた負荷駆動装置の回路構成例を示した図である。It is the figure which showed the circuit structural example of the load drive device provided with the conventional clamp circuit.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について説明する。図１は、本実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。また、図２は、このクランプ回路を備えた負荷駆動装置の具体的な回路構成例を示した図である。これらの図を参照して、本実施形態のクランプ回路を備えた負荷駆動装置について説明する。 (First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a diagram illustrating a block configuration example of a load driving apparatus including a clamp circuit according to the present embodiment. FIG. 2 is a diagram illustrating a specific circuit configuration example of the load driving device including the clamp circuit. With reference to these drawings, a load driving device including the clamp circuit of the present embodiment will be described.

図１に示す負荷駆動装置は、負荷駆動回路とクランプ回路を備えた構成とされている。負荷駆動回路は、スイッチング指令端子１からのオン指令信号に基づいて駆動されるバイアス回路２と、電源端子３から印加される電源電圧に基づいてバイアス回路２からパワー素子制御端子４に駆動電圧が入力されるとオンされるパワー素子５とを有し、パワー素子５をオンさせることでパワー素子５に対して接続された負荷６への電力供給を行う。クランプ回路は、パワー素子制御端子４とパワー素子５のＧＮＤ端子となる基準電圧端子７との間に接続されたクランプ制御回路８と、クランプ制御回路８への制御電圧の印加を制御するクランプ動作制御部９とを備え、クランプ指令端子１０を介して入力されるクランプ指令信号に基づいて、クランプ制御回路８への制御電圧の印加を制御し、パワー素子Ｊ５に印加される駆動電圧をクランプする。また、クランプ回路には、クランプ電圧回路１１およびインピーダンス回路１２が備えられ、クランプ電圧回路１１にて駆動電圧の変位に応じた制御電圧を形成しつつ、インピーダンス回路１２にてインピーダンス調整を行い、ノイズによってクランプ制御回路８が誤動作することを防止できるようにしている。 The load driving device shown in FIG. 1 is configured to include a load driving circuit and a clamp circuit. The load driving circuit has a bias circuit 2 driven based on an ON command signal from the switching command terminal 1, and a drive voltage from the bias circuit 2 to the power element control terminal 4 based on a power supply voltage applied from the power supply terminal 3. The power element 5 is turned on when input, and power is supplied to the load 6 connected to the power element 5 by turning on the power element 5. The clamp circuit includes a clamp control circuit 8 connected between the power element control terminal 4 and a reference voltage terminal 7 serving as a GND terminal of the power element 5, and a clamp operation for controlling application of a control voltage to the clamp control circuit 8. And a control unit 9 for controlling application of a control voltage to the clamp control circuit 8 based on a clamp command signal input via a clamp command terminal 10 and clamping a drive voltage applied to the power element J5. . Further, the clamp circuit includes a clamp voltage circuit 11 and an impedance circuit 12, and the impedance voltage is adjusted by the impedance circuit 12 while the control voltage corresponding to the displacement of the drive voltage is formed by the clamp voltage circuit 11, and noise is generated. Therefore, it is possible to prevent the clamp control circuit 8 from malfunctioning.

具体的には、図１に示す負荷駆動装置における負荷駆動回路では、スイッチング指令端子１からバイアス回路２に対して図示しないマイコンからオン指令信号が入力されると、電源端子３を通じて駆動電圧がパワー素子制御端子４に印加され、パワー素子５がオンされる。これにより、パワー素子５をオンさせ、パワー素子５に接続された負荷６への電力供給が行われる。 Specifically, in the load driving circuit in the load driving device shown in FIG. 1, when an on command signal is input from the switching command terminal 1 to the bias circuit 2 from a microcomputer (not shown), the driving voltage is supplied through the power supply terminal 3. The power element 5 is turned on by being applied to the element control terminal 4. As a result, the power element 5 is turned on, and power is supplied to the load 6 connected to the power element 5.

図２に示すように、バイアス回路２は、例えばＭＯＳＦＥＴにて構成され、パワー素子制御端子４を介してパワー素子５をオンオフすることで負荷６へのエネルギー供給のオンオフを制御する。具体的には、オン指令信号がパワー素子５をオフさせることを示すオフ指令からオンさせることを示すオン指令に切り替わったときに電源電圧から順方向電圧Ｖｆだけ電圧降下した電圧を駆動電圧としてパワー素子制御端子４に入力する。オン指令信号は、負荷６の駆動を開始もしくは停止する際にオン指令とオフ指令とが切替わる信号で、外部から入力される。 As shown in FIG. 2, the bias circuit 2 is configured by, for example, a MOSFET, and controls on / off of energy supply to the load 6 by turning on / off the power element 5 via the power element control terminal 4. Specifically, when the ON command signal is switched from the OFF command indicating that the power element 5 is turned OFF to the ON command indicating that the power element 5 is turned ON, a voltage that is a voltage drop from the power supply voltage by the forward voltage Vf is used as the driving voltage. Input to the element control terminal 4. The on command signal is a signal for switching between an on command and an off command when driving of the load 6 is started or stopped, and is input from the outside.

パワー素子５は、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴという）で構成される。パワー素子５がＩＧＢＴで構成される場合には、例えば駆動電圧が１５Ｖ程度とされる。ただし、パワー素子５のドライブ時において、オン動作のときに電源とＧＮＤとが短絡した状態になると過電流状態になり、その過電流が素子耐量を超える安全動作領域外の大きさに達すると素子破壊に至る可能性がある。このため、パワー素子５をフルオン状態にする前にハーフオン状態を作り出し、過電流が流れることによる素子破壊を防止している。例えば、パワー素子５がＩＧＢＴで構成される場合、ハーフオン状態の際には駆動電圧が８Ｖ程度とされる。 The power element 5 is composed of, for example, an insulated gate bipolar transistor (hereinafter referred to as IGBT). When the power element 5 is composed of an IGBT, for example, the drive voltage is about 15V. However, when the power element 5 is driven, an overcurrent state occurs when the power supply and GND are short-circuited during the on operation, and when the overcurrent reaches a size outside the safe operation area exceeding the element withstand capability, There is a possibility of destruction. For this reason, a half-on state is created before the power element 5 is brought into a full-on state, and element destruction due to an overcurrent flowing is prevented. For example, when the power element 5 is composed of an IGBT, the drive voltage is set to about 8 V in the half-on state.

負荷６は、電力供給のオンオフによって駆動される装置であればどのようなものであっても構わないが、例えばパワー素子５を複数個備えることでインバータを構成すれば、三相モータなどとすることもできる。 The load 6 may be any device as long as it is driven by turning on / off the power supply. For example, if an inverter is configured by providing a plurality of power elements 5, a three-phase motor or the like is provided. You can also.

また、図１に示す負荷駆動装置に備えられたクランプ回路では、クランプ制御回路８やクランプ動作制御部９、クランプ電圧回路１１およびインピーダンス回路１２により、パワー素子５のパワー素子制御端子４の電圧を一定電圧にするクランプ動作を行う。 Further, in the clamp circuit provided in the load driving device shown in FIG. 1, the voltage of the power element control terminal 4 of the power element 5 is controlled by the clamp control circuit 8, the clamp operation control unit 9, the clamp voltage circuit 11, and the impedance circuit 12. Clamp operation to make a constant voltage.

クランプ制御回路８は、パワー素子５のパワー素子制御端子４に対して電流供給端子８ａが接続されると共に、ＧＮＤなどの基準電圧ラインに接続される基準電圧端子７に対して接地端子８ｂが接続され、図示しないマイコンからのオン指令信号に基づいてクランプ動作制御部９からの制御電圧が制御端子８ｃに入力されることで駆動される。例えば、図２に示すように、クランプ制御回路８は、ＭＯＳＦＥＴにて構成され、電流供給端子８ａがドレイン端子、接地端子８ｂがソース端子、制御端子８ｃがゲート端子とされる。このクランプ制御回路８により、パワー素子制御端子４側に供給されようとするエネルギーを吸い取り、ＧＮＤ側に流すことで、パワー素子制御端子４がクランプ電圧にクランプされるようにする。 In the clamp control circuit 8, a current supply terminal 8a is connected to the power element control terminal 4 of the power element 5, and a ground terminal 8b is connected to a reference voltage terminal 7 connected to a reference voltage line such as GND. Then, based on an ON command signal from a microcomputer (not shown), the control voltage from the clamp operation control unit 9 is input to the control terminal 8c to be driven. For example, as shown in FIG. 2, the clamp control circuit 8 is configured by a MOSFET, and the current supply terminal 8a is a drain terminal, the ground terminal 8b is a source terminal, and the control terminal 8c is a gate terminal. The clamp control circuit 8 absorbs energy to be supplied to the power element control terminal 4 side and flows it to the GND side, so that the power element control terminal 4 is clamped to the clamp voltage.

クランプ動作制御部９は、例えばスイッチにて構成されており、マイコンからのオン指令信号などと連動するクランプ指令信号がクランプ指令端子１０を通じて入力されることで、クランプ制御回路８の制御端子８ｃに制御電圧を印加している。 The clamp operation control unit 9 is configured by, for example, a switch, and a clamp command signal that is linked to an ON command signal from a microcomputer is input through the clamp command terminal 10 to the control terminal 8c of the clamp control circuit 8. A control voltage is applied.

クランプ指令信号は、オン指令信号がパワー素子５をオフさせることを示すオフ指令からオンさせることを示すオン指令に切り替わったときにクランプ動作制御部９からクランプ制御回路８に対して制御電圧を所定時間印加させることを指示する信号である。このクランプ指令信号は、パワー素子５に流れる電流が過電流になっているか否かのセンス結果も反映されており、過電流が検出されなければオン指令が出されてから所定期間経過後にクランプ動作制御部９からクランプ制御回路８への制御電圧の印加を終了し、過電流が検出されるとクランプ動作制御部９からクランプ制御回路８への制御電圧の印加を実行する。 When the on command signal is switched from an off command indicating that the power element 5 is turned off to an on command indicating that the power element 5 is turned on, the clamp command signal is supplied from the clamp operation control unit 9 to the clamp control circuit 8 with a predetermined control voltage. It is a signal for instructing to apply for a time. This clamp command signal also reflects the sense result of whether or not the current flowing through the power element 5 is an overcurrent. If no overcurrent is detected, the clamp operation is performed after a predetermined period has elapsed since the on command was issued. When the application of the control voltage from the control unit 9 to the clamp control circuit 8 is finished and an overcurrent is detected, the application of the control voltage from the clamp operation control unit 9 to the clamp control circuit 8 is executed.

なお、過電流の検出については、従来より公知となっている過電流検出回路などを用いることができる。この過電流検出回路については図示していないが、例えば、パワー素子５を構成するＩＧＢＴをメインＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴとに分け、メインＩＧＢＴに流れる電流を所定比で減少させたセンス電流をセンスＩＧＢＴに流させ、そのセンス電流をセンス抵抗の両端電圧として検出することができる。このセンス電流の検出結果に基づいて過電流の検出を行うことができる。 For overcurrent detection, a conventionally known overcurrent detection circuit or the like can be used. Although this overcurrent detection circuit is not shown, for example, the IGBT constituting the power element 5 is divided into a main IGBT and a sense IGBT, and a sense current obtained by reducing the current flowing through the main IGBT by a predetermined ratio is used as a sense IGBT. The sense current can be detected as a voltage across the sense resistor. The overcurrent can be detected based on the detection result of the sense current.

クランプ電圧回路１１は、クランプ制御回路８に印加する制御電圧を形成しており、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧の変化に応じた制御電圧を形成することでクランプ制御回路８を制御し、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧をクランプ電圧にクランプする。例えば、図２に示したように、クランプ電圧回路１１は、定電流回路１１ａと差動増幅回路１１ｂとを有した構成とされる。定電流回路１１ａは、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧に基づいて定電流を形成しており、駆動電圧の変化に応じて定電流の大きさを変化させる。差動増幅回路１１ｂは、駆動電圧がクランプ基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ１に近づくようにクランプ制御回路８に対して電流を供給する。具体的には、駆動電圧の変化に応じて定電流回路１１ａが形成する定電流の大きさが変化すると、それに対応して差動増幅回路１１ｂの出力する電流が変化し、クランプ制御回路８の電流供給端子８ａと接地端子８ｂとの間のインピーダンスが調整される。これにより、クランプ制御回路８がパワー素子制御端子４側に供給されようとするエネルギーを吸い取る量が制御され、パワー素子制御端子４がクランプ基準電圧にクランプされる。 The clamp voltage circuit 11 forms a control voltage to be applied to the clamp control circuit 8, and controls the clamp control circuit 8 by forming a control voltage according to a change in drive voltage applied to the power element control terminal 4. Then, the drive voltage applied to the power element control terminal 4 is clamped to the clamp voltage. For example, as shown in FIG. 2, the clamp voltage circuit 11 includes a constant current circuit 11a and a differential amplifier circuit 11b. The constant current circuit 11a forms a constant current based on the drive voltage applied to the power element control terminal 4, and changes the magnitude of the constant current according to the change of the drive voltage. The differential amplifier circuit 11b supplies a current to the clamp control circuit 8 so that the drive voltage approaches the reference voltage REF1 corresponding to the clamp reference voltage. Specifically, when the magnitude of the constant current formed by the constant current circuit 11a changes according to the change of the drive voltage, the current output from the differential amplifier circuit 11b changes accordingly, and the clamp control circuit 8 The impedance between the current supply terminal 8a and the ground terminal 8b is adjusted. As a result, the amount by which the clamp control circuit 8 absorbs energy to be supplied to the power element control terminal 4 side is controlled, and the power element control terminal 4 is clamped to the clamp reference voltage.

したがって、過電流が所定時間検出されずクランプ指令信号が解除されてクランプ動作制御部９によるクランプ制御回路８への制御電圧の印加が解除されると、パワー素子５を通常通りフルオン状態で動作させる。そして、過電流が検出されてクランプ指令信号が解除されないと、クランプ動作制御部９によるクランプ制御回路８への制御電圧の印加が継続されて、パワー素子５に過電流が流れることが防止される。 Therefore, when the overcurrent is not detected for a predetermined time and the clamp command signal is released and the application of the control voltage to the clamp control circuit 8 by the clamp operation control unit 9 is released, the power element 5 is operated in the full-on state as usual. . When the overcurrent is detected and the clamp command signal is not released, the application of the control voltage to the clamp control circuit 8 by the clamp operation control unit 9 is continued, and the overcurrent is prevented from flowing to the power element 5. .

このように、クランプ指令信号により所定時間中はパワー素子制御端子４に入力される駆動電圧をクランプできるため、パワー素子５がオンオフの過渡状態においてミラー領域に入っても、その際の瞬間的な過渡電流を過電流と誤判定しない回路構成とすることができる。 In this way, the drive voltage input to the power element control terminal 4 can be clamped for a predetermined time by the clamp command signal. Therefore, even if the power element 5 enters the mirror region in the ON / OFF transient state, the instantaneous moment at that time A circuit configuration in which a transient current is not erroneously determined as an overcurrent can be obtained.

インピーダンス回路１２は、クランプ制御回路８の制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間に備えられ、これらの間のインピーダンスを高くするために用いられる。このインピーダンス回路１２によってクランプ制御回路８の制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間のインピーダンスを高くすることで、クランプ制御回路８をオンするときの制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間の電位差を形成している。 The impedance circuit 12 is provided between the control terminal 8c and the ground terminal 8b of the clamp control circuit 8, and is used to increase the impedance between them. By increasing the impedance between the control terminal 8c of the clamp control circuit 8 and the ground terminal 8b by the impedance circuit 12, the potential difference between the control terminal 8c and the ground terminal 8b when the clamp control circuit 8 is turned on can be reduced. Forming.

さらに、図１に示す負荷駆動装置に備えられたクランプ回路には、スイッチ部１３およびインピーダンス制御回路１４とにより構成されたクランプ動作オフ固定回路が備えられている。 Further, the clamp circuit provided in the load driving device shown in FIG. 1 is provided with a clamp operation OFF fixing circuit constituted by the switch unit 13 and the impedance control circuit 14.

スイッチ部１３は、制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間の導通状態を制御し、これらの間をインピーダンス回路１２のみの場合よりも低インピーダンスとするためのものである。例えば、図２に示すように、スイッチ部１３をＭＯＳＦＥＴによって構成することができる。このスイッチ部１３は、必要時には制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間を導通させることで、これらの間を低インピーダンスとする。 The switch section 13 controls the conduction state between the control terminal 8c and the ground terminal 8b, and makes the impedance lower than that in the case of the impedance circuit 12 alone. For example, as shown in FIG. 2, the switch part 13 can be comprised by MOSFET. When necessary, the switch unit 13 conducts between the control terminal 8c and the ground terminal 8b to make the impedance between them low.

インピーダンス制御回路１４は、スイッチ部１３を制御するために用いられる。ここでは、インピーダンス制御回路１４をコンパレータによって構成しており、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧をクランプオフ制御基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ（図２では参照電圧ＲＥＦ２）と比較し、駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ（ＲＥＦ２）以下のときにはスイッチ部１３を導通させる信号を出力し、駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ（ＲＥＦ２）を超えるとスイッチ部１３を遮断させる信号を出力する。これにより、駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ（ＲＥＦ２）以下のときには、スイッチ部１３が導通状態となり、制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間が低インピーダンスとなる。このため、スイッチング時の基準電圧の変動などによって過渡的にノイズが発生しても、パワー素子５がオン動作を開始するときにクランプ制御回路８が誤動作することが防止される。 The impedance control circuit 14 is used to control the switch unit 13. Here, the impedance control circuit 14 is configured by a comparator, and the drive voltage applied to the power element control terminal 4 is compared with a reference voltage REF (reference voltage REF2 in FIG. 2) corresponding to the clamp-off control reference voltage. When the drive voltage is equal to or lower than the reference voltage REF (REF2), a signal for turning on the switch unit 13 is output. When the drive voltage exceeds the reference voltage REF (REF2), a signal for cutting off the switch unit 13 is output. As a result, when the drive voltage is equal to or lower than the reference voltage REF (REF2), the switch unit 13 becomes conductive, and the impedance between the control terminal 8c and the ground terminal 8b becomes low. For this reason, even if a noise occurs transiently due to a change in the reference voltage at the time of switching, the clamp control circuit 8 is prevented from malfunctioning when the power element 5 starts the on operation.

したがって、クランプ制御回路８の誤動作によってクランプ制御回路８がバイアス回路２を通じて電源端子３から供給される電流を吸い込み、オン時のパワー素子５の動作波形の立ち上がりが遅くなることを抑制できる。このため、負荷６への電力供給の立ち上がりにバラツキが生じることを抑制することが可能となる。 Therefore, it is possible to prevent the clamp control circuit 8 from sucking the current supplied from the power supply terminal 3 through the bias circuit 2 due to malfunction of the clamp control circuit 8 and delaying the rise of the operation waveform of the power element 5 at the time of ON. For this reason, it is possible to suppress the occurrence of variations in the rise of power supply to the load 6.

以上のようにして、本実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置が構成されている。このように構成された負荷駆動装置は、以下のように動作する。これについて、図３に負荷駆動装置の動作時のタイミングチャートを示して説明する。なお、図３は、図２に示す回路構成例が適用された場合のタイミングチャートを表している。 As described above, the load driving device including the clamp circuit according to the present embodiment is configured. The load driving device configured as described above operates as follows. This will be described with reference to a timing chart during operation of the load driving device in FIG. FIG. 3 shows a timing chart when the circuit configuration example shown in FIG. 2 is applied.

時点Ｔ１に示すように、図示しないマイコンからのオン指令信号がオフ指令からオン指令に切り替わると、同時にクランプ指令端子１０にクランプ指令信号が入力される。これにより、バイアス回路２を通じてパワー素子制御端子４に駆動電圧が印加され、その駆動電圧が徐々に増加していく。このとき、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ２以下の状態では、インピーダンス制御回路１４にてスイッチ部１３が導通するように制御される。 As shown at time T1, when an ON command signal from a microcomputer (not shown) is switched from an OFF command to an ON command, the clamp command signal is simultaneously input to the clamp command terminal 10. As a result, a drive voltage is applied to the power element control terminal 4 through the bias circuit 2, and the drive voltage gradually increases. At this time, in a state where the drive voltage is equal to or lower than the reference voltage REF2 corresponding to the clamp-off control reference voltage, the impedance control circuit 14 controls the switch unit 13 to be conductive.

このため、クランプ制御回路８の制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間のインピーダンスがインピーダンス回路１２よりも低くなる。したがって、クランプ制御回路８の制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間の電位差が小さくなり、制御端子８ｃに印加される制御電圧が小さくなるため、クランプ動作制御部９がクランプ制御回路８をオンしようとしていても、クランプ制御回路８がオンしないようにできる。これにより、クランプ動作がオフされ、スイッチング時の基準電圧の変動などによって過渡的にノイズが発生しても、パワー素子５がオン動作を開始するときにクランプ制御回路８が誤動作することが防止される。 For this reason, the impedance between the control terminal 8 c and the ground terminal 8 b of the clamp control circuit 8 is lower than that of the impedance circuit 12. Accordingly, the potential difference between the control terminal 8c and the ground terminal 8b of the clamp control circuit 8 is reduced, and the control voltage applied to the control terminal 8c is reduced. Therefore, the clamp operation control unit 9 tries to turn on the clamp control circuit 8. However, the clamp control circuit 8 can be prevented from being turned on. This prevents the clamp control circuit 8 from malfunctioning when the power element 5 starts the on operation even if the clamp operation is turned off and noise is transiently generated due to a change in the reference voltage at the time of switching. The

この後、時点Ｔ２に示すように、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ２を超えると、インピーダンス制御回路１４にてスイッチ部１３が遮断するように制御される。これにより、クランプ制御回路８の制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間がインピーダンス回路１２により設定されたインピーダンスになると共に、パワー素子５がオンする。 Thereafter, as shown at time T2, when the drive voltage exceeds the reference voltage REF2 corresponding to the clamp-off control reference voltage, the impedance control circuit 14 controls the switch unit 13 to be cut off. Thus, the impedance between the control terminal 8c and the ground terminal 8b of the clamp control circuit 8 becomes the impedance set by the impedance circuit 12, and the power element 5 is turned on.

そして、時点Ｔ３において、駆動電圧がクランプ基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ１に至ると、駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ１に近づくようにクランプ制御回路８が制御され、クランプ動作が行われる。これにより、ハーフオン状態となり、過電流が流れることによる素子破壊が防止される。 At time T3, when the drive voltage reaches the reference voltage REF1 corresponding to the clamp reference voltage, the clamp control circuit 8 is controlled so that the drive voltage approaches the reference voltage REF1, and the clamp operation is performed. Thereby, a half-on state is established, and element destruction due to overcurrent flowing is prevented.

この後、オン指令が出されてから所定時間が経過しても過電流が検出されないと、時点Ｔ４においてクランプ指令端子１０からのクランプ制御信号が解除され、クランプ動作制御部９がオフされる。これにより、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧がさらに上昇し、パワー素子５がハーフオン状態からフルオン状態に移行する。 Thereafter, if an overcurrent is not detected even after a predetermined time has elapsed since the ON command was issued, the clamp control signal from the clamp command terminal 10 is canceled at time T4, and the clamp operation control unit 9 is turned OFF. Thereby, the drive voltage applied to the power element control terminal 4 further increases, and the power element 5 shifts from the half-on state to the full-on state.

一方、時点Ｔ５において、図示しないマイコンからのオン指令信号がオン指令からオフ指令に切り替わると、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が低下し始める。そして、時点Ｔ６において、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ２以下の状態になると、インピーダンス制御回路１４にてスイッチ部１３が再び導通するように制御される。 On the other hand, when an ON command signal from a microcomputer (not shown) is switched from an ON command to an OFF command at time T5, the drive voltage applied to the power element control terminal 4 starts to decrease. At time T6, when the drive voltage becomes equal to or lower than the reference voltage REF2 corresponding to the clamp-off control reference voltage, the impedance control circuit 14 controls the switch unit 13 to be conductive again.

このため、クランプ制御回路８の制御端子８ｃと接地端子８ｂとの間のインピーダンスがインピーダンス回路１２よりも低くなり、再度オン指令が出された時にも、クランプ制御回路８がオンしないようにできる。 For this reason, the impedance between the control terminal 8c and the ground terminal 8b of the clamp control circuit 8 is lower than that of the impedance circuit 12, and the clamp control circuit 8 can be prevented from being turned on even when an ON command is issued again.

以上説明したように、本実施形態にかかるクランプ回路を備えた負荷駆動装置では、スイッチ部１３およびインピーダンス制御回路１４とにより構成されたクランプ動作オフ固定回路を備えるようにしている。そして、このクランプ動作オフ固定回路により、駆動電圧がクランプオフ制御基準電圧に相当する参照電圧ＲＥＦ２以下のときには、インピーダンス制御回路１４にてスイッチ部１３を導通させることで、クランプ制御回路８によるクランプ動作をオフさせるようにしている。 As described above, the load driving device including the clamp circuit according to the present embodiment includes the clamp operation OFF fixing circuit configured by the switch unit 13 and the impedance control circuit 14. When the drive voltage is equal to or lower than the reference voltage REF2 corresponding to the clamp-off control reference voltage, the clamp operation by the clamp control circuit 8 is performed by the impedance control circuit 14 by causing the switch unit 13 to conduct. To turn off.

これにより、スイッチング時の基準電圧の変動などによって過渡的にノイズが発生しても、パワー素子５がオン動作を開始するときにクランプ制御回路８が誤動作することを防止することが可能となり、負荷６への電力供給のバラツキを抑制することができる。 This makes it possible to prevent the clamp control circuit 8 from malfunctioning when the power element 5 starts the on-operation even if noise is transiently generated due to fluctuations in the reference voltage during switching, etc. 6 can suppress variations in power supply to the power source 6.

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対してインピーダンス制御回路１４等の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Second Embodiment)
A second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the configuration of the impedance control circuit 14 and the like is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only the parts different from the first embodiment will be described. .

図４は、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。この回路では、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示してあるが、負荷駆動回路については第１実施形態と同様である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing only a clamp circuit in the load driving device. In this circuit, only the clamp circuit in the load driving device is shown, but the load driving circuit is the same as in the first embodiment.

図４に示すように、本実施形態では、インピーダンス制御回路１４をカレントミラー回路によって構成している。 As shown in FIG. 4, in the present embodiment, the impedance control circuit 14 is configured by a current mirror circuit.

インピーダンス制御回路１４は、カレントミラー接続された２つのＭＯＳＦＥＴ１４ａ、１４ｂと、一方のＭＯＳＦＥＴ１４ａに接続された定電流回路１４ｃおよび他方のＭＯＳＦＥＴ１４ｂに接続された抵抗１４ｄを有した構成とされている。このような構成では、Ｐｃｈ型のＭＯＳＦＥＴにて構成されたスイッチ部１３が通常時にはオンさせられており、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より高くなると、ＭＯＳＦＥＴ１４ｂ側に電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ１４ｂと抵抗１４ｄとの間の電位が上昇してスイッチ部１３をオフさせる。このような構成により、インピーダンス制御回路１４を構成することもできる。 The impedance control circuit 14 includes two MOSFETs 14a and 14b that are current mirror connected, a constant current circuit 14c that is connected to one MOSFET 14a, and a resistor 14d that is connected to the other MOSFET 14b. In such a configuration, the switch unit 13 composed of a Pch-type MOSFET is normally turned on, and when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF2, a current is supplied to the MOSFET 14b side. Flows, and the potential between the MOSFET 14b and the resistor 14d rises to turn off the switch unit 13. With such a configuration, the impedance control circuit 14 can also be configured.

同様に、本実施形態では、クランプ電圧回路１１についても、カレントミラー回路によって構成している。 Similarly, in the present embodiment, the clamp voltage circuit 11 is also configured by a current mirror circuit.

クランプ電圧回路１１は、カレントミラー接続された２つのＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｂおよび定電流回路１１ｃを有した構成とされている。このような構成では、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ１より高くなると、ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ側に電流が流れ、クランプ制御回路８に対して電流が供給されるようにできる。このような構成により、クランプ電圧回路１１を構成することもできる。 The clamp voltage circuit 11 has two MOSFETs 11a and 11b and a constant current circuit 11c which are current mirror connected. In such a configuration, when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF1, a current flows to the MOSFET 11b side, and a current can be supplied to the clamp control circuit 8. With such a configuration, the clamp voltage circuit 11 can also be configured.

このように、カレントミラー回路によってインピーダンス制御回路１４を構成するようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。この場合、クランプ電圧回路１１についても、インピーダンス制御回路１４と同様にカレントミラー回路で構成しても良い。 As described above, even when the impedance control circuit 14 is configured by the current mirror circuit, the same effect as the first embodiment can be obtained. In this case, the clamp voltage circuit 11 may also be configured with a current mirror circuit as with the impedance control circuit 14.

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態も、第１実施形態に対してインピーダンス制御回路１４等の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Third embodiment)
A third embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, the configuration of the impedance control circuit 14 and the like is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only the parts different from the first embodiment will be described. .

図５は、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。この回路では、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示してあるが、負荷駆動回路については第１実施形態と同様である。 FIG. 5 is a circuit diagram showing only a clamp circuit in the load driving device. In this circuit, only the clamp circuit in the load driving device is shown, but the load driving circuit is the same as in the first embodiment.

図５に示すように、本実施形態では、インピーダンス制御回路１４をバイポーラトランジスタによるカレントミラー回路によって構成している。 As shown in FIG. 5, in this embodiment, the impedance control circuit 14 is configured by a current mirror circuit using bipolar transistors.

インピーダンス制御回路１４は、カレントミラー接続された２つのＰＮＰトランジスタ１４ｅ、１４ｆ、定電流回路１４ｇおよび抵抗１４ｈを有した構成とされている。このような構成でも、Ｐｃｈ型のＭＯＳＦＥＴにて構成されたスイッチ部１３が通常時にはオンさせられており、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より高くなると、ＰＮＰトランジスタ１４ｆ側に電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ１４ｆと抵抗１４ｈとの間の電位が上昇してスイッチ部１３をオフさせる。このような構成により、インピーダンス制御回路１４を構成することもできる。 The impedance control circuit 14 includes two PNP transistors 14e and 14f, a constant current circuit 14g, and a resistor 14h that are current mirror connected. Even in such a configuration, when the switch unit 13 composed of a Pch-type MOSFET is normally turned on and the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF2, the PNP transistor 14f side Current flows, and the potential between the PNP transistor 14f and the resistor 14h rises to turn off the switch unit 13. With such a configuration, the impedance control circuit 14 can also be configured.

同様に、本実施形態では、クランプ電圧回路１１についても、バイポーラトランジスタによるカレントミラー回路によって構成している。 Similarly, in the present embodiment, the clamp voltage circuit 11 is also configured by a current mirror circuit using bipolar transistors.

クランプ電圧回路１１は、カレントミラー接続された２つのＰＮＰトランジスタ１１ｄ、１１ｅおよび定電流回路１１ｆを有した構成とされている。このような構成では、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ１より高くなると、ＰＮＰトランジスタ１１ｅ側に電流が流れ、クランプ制御回路８に対して電流が供給されるようにできる。このような構成により、クランプ電圧回路１１を構成することもできる。 The clamp voltage circuit 11 has two PNP transistors 11d and 11e and a constant current circuit 11f that are current mirror connected. In such a configuration, when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF1, a current flows to the PNP transistor 11e side, and the current can be supplied to the clamp control circuit 8. With such a configuration, the clamp voltage circuit 11 can also be configured.

このように、バイポーラトランジスタによるカレントミラー回路によってインピーダンス制御回路１４を構成するようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。この場合、クランプ電圧回路１１についても、インピーダンス制御回路１４と同様にカレントミラー回路で構成しても良い。 Thus, even when the impedance control circuit 14 is configured by a current mirror circuit using bipolar transistors, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. In this case, the clamp voltage circuit 11 may also be configured with a current mirror circuit as with the impedance control circuit 14.

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態も、第１実施形態に対してインピーダンス制御回路１４等の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Fourth embodiment)
A fourth embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, the configuration of the impedance control circuit 14 and the like is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only the parts different from the first embodiment will be described. .

図６は、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。この回路では、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示してあるが、負荷駆動回路については第１実施形態と同様である。 FIG. 6 is a circuit diagram showing only a clamp circuit in the load driving device. In this circuit, only the clamp circuit in the load driving device is shown, but the load driving circuit is the same as in the first embodiment.

図６に示すように、本実施形態では、インピーダンス制御回路１４をコンパレータ回路によって構成している。 As shown in FIG. 6, in this embodiment, the impedance control circuit 14 is configured by a comparator circuit.

インピーダンス制御回路１４は、定電流回路１４ｉ、互いのドレイン同士が定電流回路１４ｉに接続された２つのＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴ１４ｊ、１４ｋおよび抵抗１４ｍを有した構成とされている。そして、一方のＭＯＳＦＥＴ１４ｊのゲートに参照電圧ＲＥＦ２が印加され、他方のＭＯＳＦＥＴ１４ｋのゲートにパワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が印加されるようにしている。このような構成では、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より低いときには定電流回路１４ｉからの電流がＭＯＳＦＥＴ１４ｊ側に流れるため、Ｐｃｈ型のＭＯＳＦＥＴにて構成されたスイッチ部１３がオンした状態となる。そして、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より高くなると、ＭＯＳＦＥＴ１４ｋ側に電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ１４ｋと抵抗１４ｍとの間の電位が上昇してスイッチ部１３をオフさせる。このような構成により、インピーダンス制御回路１４を構成することもできる。 The impedance control circuit 14 includes a constant current circuit 14i, two Nch MOSFETs 14j and 14k whose drains are connected to the constant current circuit 14i, and a resistor 14m. The reference voltage REF2 is applied to the gate of one MOSFET 14j, and the drive voltage applied to the power element control terminal 4 is applied to the gate of the other MOSFET 14k. In such a configuration, when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 is lower than the reference voltage REF2, the current from the constant current circuit 14i flows to the MOSFET 14j side. Therefore, the switch unit 13 composed of a Pch type MOSFET. Is turned on. When the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF2, a current flows to the MOSFET 14k side, and the potential between the MOSFET 14k and the resistor 14m rises to turn off the switch unit 13. With such a configuration, the impedance control circuit 14 can also be configured.

クランプ電圧回路１１は、定電流回路１１ｇ、互いのドレイン同士が定電流回路１１ｇに接続されたＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴ１１ｈ、１１ｉを有した構成とされている。このような構成では、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ１より高くなると、ＭＯＳＦＥＴ１１ｈ側に電流が流れ、クランプ制御回路８に対して電流が供給されるようにできる。このような構成により、クランプ電圧回路１１を構成することもできる。 The clamp voltage circuit 11 includes a constant current circuit 11g and Nch-type MOSFETs 11h and 11i in which drains are connected to the constant current circuit 11g. In such a configuration, when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF1, a current flows to the MOSFET 11h side, and a current can be supplied to the clamp control circuit 8. With such a configuration, the clamp voltage circuit 11 can also be configured.

このように、ＭＯＳＦＥＴ１４ｊ、１４ｋのゲート電圧同士を比較してスイッチ部１３のオンオフを制御するコンパレータ回路によってインピーダンス制御回路１４を構成するようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。この場合、クランプ電圧回路１１についても、インピーダンス制御回路１４と同様にコンパレータ回路で構成しても良い。 As described above, even when the impedance control circuit 14 is configured by the comparator circuit that controls the on / off of the switch unit 13 by comparing the gate voltages of the MOSFETs 14j and 14k, the same effect as the first embodiment can be obtained. it can. In this case, the clamp voltage circuit 11 may also be configured by a comparator circuit, similar to the impedance control circuit 14.

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態について説明する。本実施形態も、第１実施形態に対してインピーダンス制御回路１４等の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Fifth embodiment)
A fifth embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, the configuration of the impedance control circuit 14 and the like is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only the parts different from the first embodiment will be described. .

図７は、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。この回路では、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示してあるが、負荷駆動回路については第１実施形態と同様である。 FIG. 7 is a circuit diagram showing only a clamp circuit in the load driving device. In this circuit, only the clamp circuit in the load driving device is shown, but the load driving circuit is the same as in the first embodiment.

図７に示すように、本実施形態では、インピーダンス制御回路１４をバイポーラトランジスタによるコンパレータ回路によって構成している。 As shown in FIG. 7, in this embodiment, the impedance control circuit 14 is configured by a comparator circuit using bipolar transistors.

インピーダンス制御回路１４は、定電流回路１４ｎ、互いのコレクタ同士が定電流回路１４ｎに接続されたＮＰＮトランジスタ１４ｏ、１４ｐおよび抵抗１４ｑを有した構成とされている。そして、一方のＮＰＮトランジスタ１４ｏのベースに参照電圧ＲＥＦ２が印加され、他方のＮＰＮトランジスタ１４ｐのベースにパワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が印加されるようにしている。このような構成では、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より低いときには定電流回路１４ｎからの電流がトランジスタ１４ｏ側に流れるため、Ｐｃｈ型のＭＯＳＦＥＴにて構成されたスイッチ部１３がオンした状態となる。そして、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より高くなると、ＮＰＮトランジスタ１４ｐ側に電流が流れ、ＮＰＮトランジスタ１４ｐと抵抗１４ｑとの間の電位が上昇してスイッチ部１３をオフさせる。このような構成により、インピーダンス制御回路１４を構成することもできる。 The impedance control circuit 14 includes a constant current circuit 14n, NPN transistors 14o and 14p whose collectors are connected to the constant current circuit 14n, and a resistor 14q. The reference voltage REF2 is applied to the base of one NPN transistor 14o, and the drive voltage applied to the power element control terminal 4 is applied to the base of the other NPN transistor 14p. In such a configuration, when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 is lower than the reference voltage REF2, the current from the constant current circuit 14n flows to the transistor 14o side. Therefore, the switch unit configured by the Pch type MOSFET 13 is turned on. When the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF2, a current flows to the NPN transistor 14p side, the potential between the NPN transistor 14p and the resistor 14q rises, and the switch unit 13 is turned off. Let With such a configuration, the impedance control circuit 14 can also be configured.

同様に、本実施形態では、クランプ電圧回路１１についても、バイポーラトランジスタによるコンパレータ回路によって構成している。 Similarly, in the present embodiment, the clamp voltage circuit 11 is also configured by a comparator circuit using bipolar transistors.

クランプ電圧回路１１は、定電流回路１１ｊ、互いのドレイン同士が定電流回路１１ｊに接続されたＮＰＮトランジスタ１１ｋ、１１ｍを有した構成とされている。このような構成では、パワー素子制御端子４に印加される駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ１より高くなると、ＮＰＮトランジスタ１１ｍ側に電流が流れ、クランプ制御回路８に対して電流が供給されるようにできる。このような構成により、クランプ電圧回路１１を構成することもできる。 The clamp voltage circuit 11 includes a constant current circuit 11j and NPN transistors 11k and 11m whose drains are connected to the constant current circuit 11j. In such a configuration, when the drive voltage applied to the power element control terminal 4 becomes higher than the reference voltage REF1, a current flows to the NPN transistor 11m side, and a current can be supplied to the clamp control circuit 8. With such a configuration, the clamp voltage circuit 11 can also be configured.

このように、ＮＰＮトランジスタ１４ｏ、１４ｐのベース電圧同士を比較してスイッチ部１３のオンオフを制御するコンパレータ回路によってインピーダンス制御回路１４を構成するようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。この場合、クランプ電圧回路１１についても、インピーダンス制御回路１４と同様にコンパレータ回路で構成しても良い。 As described above, even when the impedance control circuit 14 is configured by the comparator circuit that controls the on / off of the switch unit 13 by comparing the base voltages of the NPN transistors 14o and 14p, the same effect as the first embodiment is obtained. be able to. In this case, the clamp voltage circuit 11 may also be configured by a comparator circuit, similar to the impedance control circuit 14.

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対してクランプ電圧回路１１等の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Sixth embodiment)
A sixth embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the configuration of the clamp voltage circuit 11 and the like is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only the parts different from the first embodiment will be described. .

図８は、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。この回路では、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示してあるが、負荷駆動回路については第１実施形態と同様である。 FIG. 8 is a circuit diagram showing only the clamp circuit in the load driving device. In this circuit, only the clamp circuit in the load driving device is shown, but the load driving circuit is the same as in the first embodiment.

図８に示すように、本実施形態では、クランプ電圧回路１１をクランプ制御回路８における電流供給端子８ａと制御端子８ｃの間に接続した抵抗１１ｎによって構成し、この抵抗１１ｎとインピーダンス回路１２を構成する抵抗とによって分圧抵抗を構成している。また、クランプ制御回路８をＮＰＮトランジスタによって構成している。このような構成では、抵抗１１ｎおよびインピーダンス回路１２を構成する抵抗とにより分圧された駆動電圧が参照電圧ＲＥＦ２より高くなると、ＮＰＮトランジスタで構成されたクランプ制御回路８がオンするようにできる。このように、クランプ電圧回路１１を抵抗により構成し、インピーダンス回路１２を構成する抵抗と共に分圧抵抗を構成するようにしても良い。 As shown in FIG. 8, in this embodiment, the clamp voltage circuit 11 is configured by a resistor 11n connected between the current supply terminal 8a and the control terminal 8c in the clamp control circuit 8, and the resistor 11n and the impedance circuit 12 are configured. A voltage dividing resistor is constituted by the resistor to be operated. The clamp control circuit 8 is composed of an NPN transistor. In such a configuration, when the drive voltage divided by the resistor 11n and the resistor constituting the impedance circuit 12 becomes higher than the reference voltage REF2, the clamp control circuit 8 constituted by an NPN transistor can be turned on. In this manner, the clamp voltage circuit 11 may be configured by a resistor, and a voltage dividing resistor may be configured together with the resistor that configures the impedance circuit 12.

なお、このような構成とする場合、図８に示したようにインピーダンス制御回路１４を構成するコンパレータの参照電圧ＲＥＦと比較される駆動電圧に対応する電圧を分圧抵抗１５ａ、１５ｂによる分圧部１５にて分圧する構造としても良い。 In the case of such a configuration, as shown in FIG. 8, a voltage corresponding to the drive voltage compared with the reference voltage REF of the comparator constituting the impedance control circuit 14 is divided by the voltage dividing resistors 15a and 15b. A structure in which the pressure is divided by 15 may be adopted.

（第７実施形態）
本発明の第７実施形態について説明する。本実施形態も、第１実施形態に対してクランプ電圧回路１１等の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Seventh embodiment)
A seventh embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, the configuration of the clamp voltage circuit 11 and the like is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only different portions from the first embodiment will be described. .

図９は、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示した回路図である。この回路では、負荷駆動装置におけるクランプ回路のみを示してあるが、負荷駆動回路については第１実施形態と同様である。 FIG. 9 is a circuit diagram showing only a clamp circuit in the load driving device. In this circuit, only the clamp circuit in the load driving device is shown, but the load driving circuit is the same as in the first embodiment.

図９に示すように、本実施形態では、第７実施形態と同様にクランプ電圧回路１１をクランプ制御回路８における電流供給端子８ａと制御端子８ｃの間に接続した抵抗１１ｎによって構成する場合において、クランプ制御回路８をＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴによって構成している。このように、第７実施形態に対して、クランプ制御回路８をＭＯＳＦＥＴによって構成することもできる。 As shown in FIG. 9, in the present embodiment, as in the seventh embodiment, the clamp voltage circuit 11 is configured by a resistor 11n connected between the current supply terminal 8a and the control terminal 8c in the clamp control circuit 8, The clamp control circuit 8 is composed of an Nch type MOSFET. As described above, the clamp control circuit 8 can also be configured by a MOSFET with respect to the seventh embodiment.

（他の実施形態）
上記各実施形態では、クランプ制御回路８やクランプ電圧回路１１およびスイッチ部１３などをＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタによって構成する例を挙げたが、各実施形態それぞれにおいてＭＯＳＦＥＴとバイポーラトランジスタとを組み合わせて使用しても良い。例えば、第６実施形態において、クランプ制御回路８をバイポーラトランジスタとし、スイッチ部１３をＭＯＳＦＥＴで構成する場合について説明したが、第１〜第５実施形態についても、クランプ制御回路８をバイポーラトランジスタとし、スイッチ部１３をＭＯＳＦＥＴとしても良い。また、第６、第７実施形態では、クランプ電圧回路１１を抵抗１１ｎによって構成する場合について説明したが、第１〜第５実施形態についても、同様の構成を適用することもできる。 (Other embodiments)
In each of the above embodiments, the clamp control circuit 8, the clamp voltage circuit 11, the switch unit 13, and the like are configured by MOSFETs or bipolar transistors. However, in each of the embodiments, a MOSFET and a bipolar transistor are used in combination. Also good. For example, in the sixth embodiment, the case where the clamp control circuit 8 is a bipolar transistor and the switch unit 13 is configured by a MOSFET has been described. However, in the first to fifth embodiments, the clamp control circuit 8 is a bipolar transistor, The switch unit 13 may be a MOSFET. In the sixth and seventh embodiments, the case where the clamp voltage circuit 11 is configured by the resistor 11n has been described. However, the same configuration can also be applied to the first to fifth embodiments.

また、上記実施形態では、負荷６のローサイド側にパワー素子５が配置されることで負荷６をローサイド駆動する形態に本発明を適用した場合について説明したが、本発明をハイサイド駆動する形態に対して適用することもできる。図１０は、負荷６をハイサイド駆動する場合のクランプ回路を備えた負荷駆動装置のブロック構成例を示した図である。この図に示すように、電源にパワー素子５が接続されることで、パワー素子５が負荷６のハイサイド側に配置されるようにしている。このように、負荷６のハイサイド側にパワー素子５が配置されることで負荷６をハイサイド駆動する形態に本発明を適用しても良い。 Moreover, although the said embodiment demonstrated the case where this invention was applied to the form which drives the load 6 low side by arrange | positioning the power element 5 to the low side side of the load 6, this invention is made into the form which carries out high side drive. It can also be applied to. FIG. 10 is a diagram showing a block configuration example of a load driving device including a clamp circuit when the load 6 is driven on the high side. As shown in this figure, the power element 5 is connected to the power source, so that the power element 5 is arranged on the high side of the load 6. As described above, the present invention may be applied to a mode in which the load 6 is driven on the high side by disposing the power element 5 on the high side of the load 6.

１スイッチング指令端子
２バイアス回路
３電源端子
４パワー素子制御端子
５パワー素子
６負荷
７基準電圧端子
８クランプ制御回路
８ａ電流供給端子
８ｂ接地端子
８ｃ制御端子
９クランプ動作制御部
１０クランプ指令端子
１１クランプ電圧回路
１２インピーダンス回路
１３スイッチ部
１４インピーダンス制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Switching command terminal 2 Bias circuit 3 Power supply terminal 4 Power element control terminal 5 Power element 6 Load 7 Reference voltage terminal 8 Clamp control circuit 8a Current supply terminal 8b Ground terminal 8c Control terminal 9 Clamp operation control part 10 Clamp command terminal 11 Clamp voltage Circuit 12 Impedance circuit 13 Switch unit 14 Impedance control circuit

Claims

A power element (5) composed of a semiconductor switching element driven based on application of a drive voltage to the power element control terminal (4);
When an ON command for instructing to turn on the power element (5) is issued as an ON command signal, the drive to the power element control terminal (4) is performed based on a power supply voltage applied through a power supply terminal (3). A bias circuit (2) for applying a voltage,
A load that turns on the power element (5) by applying the driving voltage to the power element control terminal (4) and supplies power to the load (6) connected to the power element (5). With a drive circuit,
Based on a control voltage applied to the control terminal (8c), having a current supply terminal (8a) connected to the power element control terminal (4), a ground terminal (8b) and a control terminal (8c). A clamp control circuit (8) for performing a clamping operation so that the drive voltage applied to the power element control terminal (4) approaches a clamp reference voltage (REF1);
A clamp voltage for forming the control voltage corresponding to the drive voltage applied to the power element control terminal (4) and applying the control voltage to the control terminal (8c) of the clamp control circuit (8) A circuit (11);
A clamp circuit provided between the control terminal (8c) and the ground terminal (8b) of the clamp control circuit (8) and having an impedance circuit (12) for setting an impedance therebetween;
The clamp circuit includes
It is provided between the control terminal (8c) and the ground terminal (8b) of the clamp control circuit (8), and controls the conduction state between the control terminal (8c) and the ground terminal (8b). A switch section (13);
When the drive voltage applied to the power element control terminal (4) is equal to or lower than a clamp-off control reference voltage (REF2) lower than the clamp reference voltage (REF1), the switch unit (13) controls the control terminal. be to conduct between the (8c) and said ground terminal (8b), that having a impedance control circuit lower than the impedance of the impedance between these impedance circuit (12) sets (14) load driving apparatus characterized by clamp operation off fixing circuit is provided.

The load driving device according to claim 1, wherein when the switch unit (13) is turned on by the impedance control circuit (14), the clamping operation by the clamp control circuit (8) is turned off.

The switch unit (13) is a MOSFET,
The impedance control circuit (14) compares the drive voltage applied to the power element control terminal (4) with the clamp-off control reference voltage (REF2), and the drive voltage is the clamp-off control reference voltage (REF2). 3. The load driving device according to claim 1, wherein the load driving device is a comparator that turns on the MOSFET in the following case and turns off the MOSFET when the driving voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2).

The switch section (13) is a Pch type MOSFET,
The impedance control circuit (14) includes a current mirror-connected two MOSFETs (14a, 14b) and a constant current circuit (14c) connected to one of the two MOSFETs (14a, 14b) (14a). ) And a resistor (14d) connected to the other MOSFET (14b) of the two MOSFETs (14a, 14b), and when the drive voltage is less than or equal to the clamp-off control reference voltage (REF2) A current flows to one MOSFET (14a) side, and when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to the other MOSFET (14b) side,
The Pch type MOSFET is on / off controlled based on the potential between the other MOSFET (14b) and the resistor (14d), and the Pch type when the drive voltage is less than or equal to the clamp-off control reference voltage (REF2). 3. The load driving device according to claim 1, wherein the Pch-type MOSFET is turned off when the MOSFET is turned on and the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF 2).

The switch section (13) is a Pch type MOSFET,
The impedance control circuit (14) includes a constant current connected to one of the two bipolar transistors (14e, 14f) and the two bipolar transistors (14e, 14f) connected in a current mirror. A circuit (14g) and a resistor (14h) connected to the other bipolar transistor (14f) of the two bipolar transistors (14e, 14f), and the drive voltage is the clamp-off control reference voltage (REF2). In the following cases, a current flows to the one bipolar transistor (14e) side, and a current flows to the other bipolar transistor (14f) side when the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2). And
The Pch-type MOSFET is controlled to be turned on / off based on the potential between the other bipolar transistor (14e) and the resistor (14h), and when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), the Pch 3. The load driving device according to claim 1, wherein the Pch type MOSFET is turned off when the type MOSFET is turned on and the driving voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF 2).

The switch section (13) is a Pch type MOSFET,
The impedance control circuit (14) includes a constant current circuit (14i), two Nch MOSFETs (14j, 14k) whose drains are connected to the constant current circuit (14i), and the 2 A comparator circuit having a resistor (14m) connected to one MOSFET (14k) of the two Nch-type MOSFETs (14j, 14k),
The driving voltage applied to the power element control terminal (4) is applied to the gate of the one MOSFET (14k), and the other MOSFET (of the two Nch-type MOSFETs (14j, 14k)) ( 14j) is applied with a clamp-off reference voltage (REF2). When the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), a current is supplied to the other MOSFET (14j) side. When the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to the one MOSFET (14k) side,
The Pch type MOSFET is on / off controlled based on the potential between the one MOSFET (14k) and the resistor (14m), and the Pch type is when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2). 3. The load driving device according to claim 1, wherein the Pch-type MOSFET is turned off when the MOSFET is turned on and the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF 2).

The switch section (13) is a Pch type MOSFET,
The impedance control circuit (14) includes a constant current circuit (14n), two NPN transistors (14o, 14p) whose collectors are connected to the constant current circuit (14n), and the two NPN transistors. A comparator circuit having a resistor (14q) connected to one NPN transistor (14p) of the transistors (14o, 14p),
The drive voltage applied to the power element control terminal (4) is applied to the base of the one NPN transistor (14p), and the other NPN transistor (14o, 14p) of the two NPN transistors (14o, 14p) 14o) is applied with a clamp-off reference voltage (REF2), and when the drive voltage is equal to or lower than the clamp-off control reference voltage (REF2), a current is supplied to the other NPN transistor (14o) side. When the drive voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF2), a current flows to the one NPN transistor (14p) side,
The Pch-type MOSFET is on / off controlled based on the potential between the one NPN transistor (14p) and the resistor (14q), and when the drive voltage is less than or equal to the clamp-off control reference voltage (REF2), the Pch 3. The load driving device according to claim 1, wherein the Pch type MOSFET is turned off when the type MOSFET is turned on and the driving voltage exceeds the clamp-off control reference voltage (REF 2).

The clamp voltage circuit (11) includes a resistor (11n) connected between the power element control terminal (4) and the control terminal (8c) of the clamp control circuit (8).
The impedance circuit (12) is also constituted by a resistor,
The drive voltage is applied to the control terminal (8c) of the clamp control circuit (8) by the resistor (11n) constituting the clamp voltage circuit (11) and the resistor constituting the impedance circuit (12). The load driving device according to claim 1, wherein a divided voltage is applied.