JP5380097B2 - Power circuit, power converter - Google Patents

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Description

本発明は電源回路および電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power supply circuit and a power conversion device.

従来、電気自動車などに搭載され、バッテリからの直流電力を交流電力に変換して駆動用モータに供給する電力変換装置が知られている(たとえば特許文献1)。こうした電力変換装置において、マイクロコンピュータ等によって構成される制御回路と、その制御回路に電源を供給するための電源回路とが搭載されていることがある。この電源回路は通常、トランジスタが行うスイッチング動作によって入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として供給している。   2. Description of the Related Art Conventionally, a power conversion device that is mounted on an electric vehicle or the like, converts DC power from a battery into AC power, and supplies the AC power to a drive motor is known (for example, Patent Document 1). In such a power conversion device, a control circuit constituted by a microcomputer or the like and a power supply circuit for supplying power to the control circuit may be mounted. This power supply circuit usually converts an input voltage into a different voltage by a switching operation performed by a transistor and supplies it as a power supply.

特開平10−224903号公報JP-A-10-224903

上記のような電力変換装置に接続されるバッテリは、駆動用モータを駆動する必要があるため、高電圧、高電流のものが用いられる。したがって、このようなバッテリからの入力電圧に基づいて電源を供給する電源回路では、トランジスタに対して厳しい耐電流性能が要求される。しかし、トランジスタの耐電流性能を上げることは、電源回路の大型化および高コスト化につながるおそれがある。本発明の課題はトランジスタの耐電圧性能を軽減し、小型・低コストの電源回路を提供することである。   Since the battery connected to the power converter as described above needs to drive a driving motor, a battery having a high voltage and a high current is used. Therefore, in such a power supply circuit that supplies power based on the input voltage from the battery, severe current resistance performance is required for the transistor. However, increasing the current resistance performance of the transistor may lead to an increase in size and cost of the power supply circuit. An object of the present invention is to reduce the withstand voltage performance of a transistor and to provide a small-sized and low-cost power supply circuit.

本発明による電源回路は、入力電圧を異なる電圧に変換し電源として出力するものであって、所定のパルス電圧Voutの振幅で、所定の最小パルス幅Tonmin以上の可変のパルス幅を有するパルス信号を出力するパルス出力回路と、パルス出力回路により出力されるパルス信号に応じて変化するゲート電圧が所定のしきい値電圧Vthを超えるとオンし、ゲート電圧がしきい値電圧Vthを下回るとオフするスイッチング動作を行うトランジスタと、1次コイルと2次コイルとを有し、トランジスタが行うスイッチング動作に応じて1次コイルに流れる電流が制御されるトランスと、パルス出力回路とトランジスタの間に接続される入力抵抗とを備える。この電源回路において、入力抵抗の抵抗値Rgは、パルス電圧Vout、しきい値電圧Vth、最小パルス幅Tonminおよびトランジスタの最大蓄積電荷QGmaxに基づく下記の式を満たす。
Rg>(Vout−Vth)×Tonmin/QGmax
本発明による電力変換装置は、電源回路と、電源が供給される制御回路と、制御回路から出力される制御信号に基づいて駆動信号を出力するドライバ回路と、ドライバ回路から出力される駆動信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールとを備える。
A power supply circuit according to the present invention converts an input voltage into a different voltage and outputs it as a power supply. A pulse signal having a variable pulse width equal to or larger than a predetermined minimum pulse width Tonmin at an amplitude of a predetermined pulse voltage Vout Turns on when the output pulse output circuit and the gate voltage that changes according to the pulse signal output from the pulse output circuit exceed a predetermined threshold voltage Vth, and turns off when the gate voltage falls below the threshold voltage Vth a transistor for performing a switching operation, and a primary coil and a secondary coil, a transformer current flowing through the primary coil in accordance with a switching operation of the transistor conducts is controlled, it is connected between the pulse output circuit and the transistor Input resistance. In this power supply circuit, the resistance value Rg of the input resistance satisfies the following expression based on the pulse voltage Vout, the threshold voltage Vth, the minimum pulse width Tonmin, and the maximum accumulated charge QGmax of the transistor.
Rg> (Vout−Vth) × Tonmin / QGmax
A power converter according to the present invention includes a power supply circuit, a control circuit to which power is supplied, a driver circuit that outputs a drive signal based on a control signal output from the control circuit, and a drive signal output from the driver circuit. And a power module having a switching element that performs a switching operation based on the power module.

本発明によれば、トランジスタに要求される耐電流性能を軽減することができる。   According to the present invention, the withstand current performance required for a transistor can be reduced.

ハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。It is a figure which shows the control block of a hybrid vehicle. インバータ装置、インバータ装置あるいはインバータ装置の電気回路構成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the electric circuit structure of an inverter apparatus, an inverter apparatus, or an inverter apparatus. 本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成の外観斜視図である。It is an appearance perspective view of the whole composition of the power converter concerning the embodiment of the present invention. 本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図である。It is the perspective view which decomposed | disassembled the whole structure of the power converter device which concerns on embodiment of this invention into each component. 本発明の実施形態に係る電源回路の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power supply circuit which concerns on embodiment of this invention. パルス出力回路の入出力端子の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the input / output terminal of a pulse output circuit. ゲート抵抗がないときのパルス信号電圧、ゲート電圧およびドレイン電流の例を示す図である。It is a figure which shows the example of a pulse signal voltage, gate voltage, and drain current when there is no gate resistance. ゲート抵抗があるときのパルス信号電圧、ゲート電圧およびドレイン電流の例を示す図である。It is a figure which shows the example of a pulse signal voltage, gate voltage, and drain current when there exists gate resistance.

本発明の実施形態に係る電源回路および電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電源回路を備えた電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能であるが、代表例として、本発明の実施形態に係る電源回路を備えた電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図1と図2を用いて説明する。図1はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。   A power supply circuit and a power converter according to an embodiment of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. The power conversion device including the power supply circuit according to the embodiment of the present invention can be applied to a hybrid vehicle or a pure electric vehicle. As a representative example, the power conversion device includes the power supply circuit according to the embodiment of the present invention. A control configuration and a circuit configuration of the power conversion device when the conversion device is applied to a hybrid vehicle will be described with reference to FIGS. 1 and 2. FIG. 1 is a diagram showing a control block of a hybrid vehicle.

本発明の実施形態に係る電源回路を備えた電力変換装置について、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられ、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用インバータ装置を例に挙げて説明する。車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリあるいは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。   About the power converter device provided with the power supply circuit which concerns on embodiment of this invention, it is used for the vehicle-mounted power converter device of the vehicle-mounted electrical system mounted in a motor vehicle, especially a vehicle drive electrical machine system, a mounting environment, an operational environment, etc. An example of an inverter device for driving a vehicle that is very strict will be described. A vehicle drive inverter device is provided in a vehicle drive electrical system as a control device that controls the drive of a vehicle drive motor, and a DC power supplied from an onboard battery or an onboard power generator that constitutes an onboard power source is a predetermined AC power. Then, the AC power obtained is supplied to the vehicle drive motor to control the drive of the vehicle drive motor. Further, since the vehicle drive motor also has a function as a generator, the vehicle drive inverter device also has a function of converting the AC power generated by the vehicle drive motor into DC power according to the operation mode. Yes. The converted DC power is supplied to the on-vehicle battery.

なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置に備えられる電源回路として最適であるが、これら以外の電力変換装置に備えられる電源回路、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、あるいは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に備えられる電源回路に対しても適用可能である。また、電力変換装置以外の様々な装置に備えられる電源回路に対しても適用可能である。   The configuration of the present embodiment is optimal as a power supply circuit provided in a power conversion device for driving a vehicle such as an automobile or a truck, but a power supply circuit provided in a power conversion device other than these, such as a train, a ship, an aircraft, etc. Power converters, industrial power converters used as motor control devices for driving plant equipment, or household control devices for motors driving household solar power generation systems and household electrical appliances The present invention can also be applied to a power supply circuit provided in a power converter for an automobile. Moreover, it is applicable also to the power supply circuit with which various apparatuses other than a power converter device are equipped.

図1において、ハイブリッド電気自動車(以下、「HEV」と記述する)110は1つの電動車両であり、2つの車両駆動用システムを備えている。その1つは、内燃機関であるエンジン120を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてHEVの駆動源として用いられる。もう1つは、モータジェネレータ192,194を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてHEVの駆動源およびHEVの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ192,194は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。   In FIG. 1, a hybrid electric vehicle (hereinafter referred to as “HEV”) 110 is one electric vehicle and includes two vehicle drive systems. One of them is an engine system that uses an engine 120 that is an internal combustion engine as a power source. The engine system is mainly used as a drive source for HEV. The other is an in-vehicle electric system using motor generators 192 and 194 as a power source. The in-vehicle electric system is mainly used as an HEV drive source and an HEV power generation source. The motor generators 192 and 194 are, for example, synchronous machines or induction machines, and operate as both a motor and a generator depending on the operation method.

車体のフロント部には前輪車軸114が回転可能に軸支されている。前輪車軸114の両端には1対の前輪112が設けられている。車体のリア部には後輪車軸(図示省略)が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には1対の後輪が設けられている。本実施形態のHEVでは、動力によって駆動される主輪を前輪112とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。   A front wheel axle 114 is rotatably supported at the front portion of the vehicle body. A pair of front wheels 112 are provided at both ends of the front wheel axle 114. A rear wheel axle (not shown) is rotatably supported on the rear portion of the vehicle body. A pair of rear wheels are provided at both ends of the rear wheel axle. The HEV of this embodiment employs a so-called front wheel drive system in which the main wheel driven by power is the front wheel 112 and the driven wheel to be driven is the rear wheel. You may adopt.

前輪車軸114の中央部には前輪側デファレンシャルギア(以下、「前輪側DEF」と記述する)116が設けられている。前輪車軸114は前輪側DEF116の出力側に機械的に接続されている。前輪側DEF116の入力側には変速機118の出力軸が機械的に接続されている。前輪側DEF116は、変速機118によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸114に分配する差動式動力分配機構である。変速機118の入力側にはモータジェネレータ192の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ192の入力側には動力分配機構122を介してエンジン120の出力側およびモータジェネレータ194の出力側が機械的に接続されている。なお、モータジェネレータ192,194および動力分配機構122は、変速機118の筐体の内部に収納されている。   A front wheel side differential gear (hereinafter referred to as “front wheel side DEF”) 116 is provided at the center of the front wheel axle 114. The front wheel axle 114 is mechanically connected to the output side of the front wheel side DEF 116. The output shaft of the transmission 118 is mechanically connected to the input side of the front wheel side DEF 116. The front wheel side DEF 116 is a differential power distribution mechanism that distributes the rotational driving force that is shifted and transmitted by the transmission 118 to the left and right front wheel axles 114. The output side of the motor generator 192 is mechanically connected to the input side of the transmission 118. The output side of the engine 120 and the output side of the motor generator 194 are mechanically connected to the input side of the motor generator 192 via the power distribution mechanism 122. Motor generators 192 and 194 and power distribution mechanism 122 are housed inside the casing of transmission 118.

モータジェネレータ192,194は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置140,142によって制御されることによりモータジェネレータ192,194の駆動が制御される。インバータ装置140,142にはバッテリ136が電気的に接続されており、バッテリ136とインバータ装置140,142との相互において電力の授受が可能である。   The motor generators 192 and 194 are synchronous machines having a permanent magnet on the rotor, and the AC power supplied to the armature windings of the stator is controlled by the inverter devices 140 and 142, thereby the motor generators 192 and 194. Is controlled. A battery 136 is electrically connected to the inverter devices 140 and 142, and power can be exchanged between the battery 136 and the inverter devices 140 and 142.

本実施形態では、モータジェネレータ192およびインバータ装置140からなる第1電動発電ユニットと、モータジェネレータ194およびインバータ装置142からなる第2電動発電ユニットとの2つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン120からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第2電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン120の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第1電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には第1電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン120の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第2電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。   In the present embodiment, two motor generator units, a first motor generator unit composed of a motor generator 192 and an inverter device 140, and a second motor generator unit composed of a motor generator 194 and an inverter device 142 are provided. ing. That is, in the case where the vehicle is driven by the power from the engine 120, when assisting the driving torque of the vehicle, the second motor generator unit is operated as the power generation unit by the power of the engine 120 to generate power. The first electric power generation unit is operated as an electric unit by the obtained electric power. Further, in the same case, when assisting the vehicle speed of the vehicle, the first motor generator unit is operated by the power of the engine 120 as a power generation unit to generate power, and the second motor generator unit is generated by the electric power obtained by the power generation. Operate as an electric unit.

また、本実施形態では、バッテリ136の電力によって第1電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ192の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第1電動発電ユニットまたは第2電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン120の動力あるいは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ136の充電ができる。   In the present embodiment, the vehicle can be driven only by the power of the motor generator 192 by operating the first motor generator unit as an electric unit by the electric power of the battery 136. Further, in the present embodiment, the battery 136 can be charged by generating power by operating the first motor generator unit or the second motor generator unit as a power generation unit by the power of the engine 120 or the power from the wheels.

バッテリ136はさらに補機用のモータ195を駆動するための電源としても使用される。補機としてはたとえばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータであり、バッテリ136からインバータ装置43に直流電力が供給され、インバータ装置43で交流の電力に変換されてモータ195に供給される。インバータ装置43はインバータ装置140や142と同様の機能を持ち、モータ195に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。たとえばモータ195の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ195はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ195は発電機として作用し、モータ195は回生制動状態の運転となる。このようなインバータ装置43の制御機能はインバータ装置140,142の制御機能と同様である。モータ195の容量がモータジェネレータ192,194の容量より小さいので、インバータ装置43の最大変換電力がインバータ装置140,142より小さいが、インバータ装置43の回路構成は基本的にインバータ装置140や142の回路構成と同じである。   The battery 136 is also used as a power source for driving an auxiliary motor 195. The auxiliary machine is, for example, a motor that drives a compressor of an air conditioner or a motor that drives a hydraulic pump for control. DC power is supplied from the battery 136 to the inverter device 43 and converted into AC power by the inverter device 43. To the motor 195. The inverter device 43 has the same function as the inverter devices 140 and 142 and controls the phase, frequency, and power of alternating current supplied to the motor 195. For example, the motor 195 generates torque by supplying AC power having a leading phase with respect to the rotation of the rotor of the motor 195. On the other hand, by generating the delayed phase AC power, the motor 195 acts as a generator, and the motor 195 is operated in a regenerative braking state. The control function of the inverter device 43 is the same as the control function of the inverter devices 140 and 142. Since the capacity of the motor 195 is smaller than the capacity of the motor generators 192 and 194, the maximum conversion power of the inverter device 43 is smaller than the inverter devices 140 and 142, but the circuit configuration of the inverter device 43 is basically the circuit of the inverter devices 140 and 142. Same as the configuration.

インバータ装置140、インバータ装置142およびインバータ装置43さらにコンデンサモジュール500は電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置は、インバータ装置140,142およびインバータ装置43さらにコンデンサモジュール500を電力変換装置の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。   The inverter device 140, the inverter device 142, the inverter device 43, and the capacitor module 500 are in an electrical close relationship. Furthermore, there is a common point that measures against heat generation are necessary. It is also desired to make the volume of the device as small as possible. From these points, the power conversion device described in detail below includes the inverter devices 140 and 142, the inverter device 43, and the capacitor module 500 in the casing of the power conversion device. With this configuration, a small and highly reliable device can be realized.

またインバータ装置140、インバータ装置142およびインバータ装置43さらにコンデンサモジュール500を一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策で効果がある。またコンデンサモジュール500とインバータ装置140、インバータ装置142およびインバータ装置43との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。   Further, by incorporating the inverter device 140, the inverter device 142, the inverter device 43, and the capacitor module 500 in one housing, it is effective in simplifying wiring and taking measures against noise. Further, the inductance of the connection circuit between the capacitor module 500 and the inverter device 140, the inverter device 142, and the inverter device 43 can be reduced, the spike voltage can be reduced, and heat generation can be reduced and heat radiation efficiency can be improved.

次に、図2を用いてインバータ装置140、インバータ装置142あるいはインバータ装置43の電気回路構成を説明する。尚、図1〜図2に示す実施形態では、インバータ装置140、インバータ装置142あるいはインバータ装置43をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。インバータ装置140、インバータ装置142あるいはインバータ装置43は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例としてインバータ装置140の説明を行う。   Next, the electric circuit configuration of the inverter device 140, the inverter device 142, or the inverter device 43 will be described with reference to FIG. In the embodiment illustrated in FIGS. 1 to 2, the case where the inverter device 140, the inverter device 142, or the inverter device 43 is individually configured will be described as an example. Since the inverter device 140, the inverter device 142, or the inverter device 43 performs the same function and has the same function, the inverter device 140 will be described here as a representative example.

本実施形態に係る電力変換装置200は、バッテリ136から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータジェネレータ192へ供給すると共に、モータジェネレータ192によって発電された交流電力を直流電力に変換してバッテリ136へ供給し、バッテリ136を充電する。電力変換装置200は、インバータ装置140とコンデンサモジュール500とを備え、インバータ装置140は、半導体回路であるインバータ回路144と制御部170とを有している。また、インバータ回路144は、上アームとして動作するIGBT328(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)およびダイオード156と、下アームとして動作するIGBT330およびダイオード166と、からなる上下アーム直列回路150を複数有し(図2の例では3つの上下アーム直列回路150)、それぞれの上下アーム直列回路150の中点部分(中間電極169)から交流端子159を通してモータジェネレータ192への交流電力線(交流バスバー)186と接続する構成である。また、制御部170はインバータ回路144を駆動制御するドライバ回路174と、ドライバ回路174へ信号線176を介して制御信号を供給する制御回路172と、制御回路172およびドライバ回路174へ電源線179を介して電源を供給する電源回路178とを有している。   The power conversion device 200 according to the present embodiment converts DC power supplied from the battery 136 into AC power, supplies the AC power to the motor generator 192, and converts AC power generated by the motor generator 192 into DC power. The battery 136 is supplied, and the battery 136 is charged. The power conversion device 200 includes an inverter device 140 and a capacitor module 500. The inverter device 140 includes an inverter circuit 144 that is a semiconductor circuit and a control unit 170. Further, the inverter circuit 144 includes a plurality of upper and lower arm series circuits 150 including an IGBT 328 (insulated gate bipolar transistor) and a diode 156 that operate as an upper arm, and an IGBT 330 and a diode 166 that operate as a lower arm (FIG. 2). In this example, three upper and lower arm series circuits 150) are connected to an AC power line (AC bus bar) 186 from the middle point (intermediate electrode 169) of each upper and lower arm series circuit 150 through an AC terminal 159 to the motor generator 192. is there. The control unit 170 also controls a driver circuit 174 for driving and controlling the inverter circuit 144, a control circuit 172 that supplies a control signal to the driver circuit 174 via the signal line 176, and a power supply line 179 to the control circuit 172 and the driver circuit 174. And a power supply circuit 178 for supplying power via the power supply circuit.

上アームと下アームのIGBT328,330は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部170から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ136から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ192の電機子巻線に供給される。   The IGBTs 328 and 330 of the upper arm and the lower arm are switching power semiconductor elements, operate in response to the drive signal output from the control unit 170, and convert DC power supplied from the battery 136 into three-phase AC power. . The converted electric power is supplied to the armature winding of the motor generator 192.

インバータ回路144は3相ブリッジ回路により構成されており、3相分の上下アーム直列回路150,150,150がそれぞれ、バッテリ136の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子314と直流負極端子316の間に電気的に並列に接続されている。   The inverter circuit 144 is configured by a three-phase bridge circuit, and a DC positive terminal 314 to which upper and lower arm series circuits 150, 150, 150 for three phases are electrically connected to the positive side and the negative side of the battery 136, respectively. And DC negative electrode terminal 316 are electrically connected in parallel.

本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてIGBT328,330を用いることを例示している。IGBT328,330は、コレクタ電極153,163、エミッタ電極(信号用エミッタ電極端子155,165)、ゲート電極(ゲート電極端子154,164)を備えている。IGBT328,330のコレクタ電極153,163とエミッタ電極との間にはダイオード156,166が図示するように電気的に接続されている。ダイオード156,166は、カソード電極およびアノード電極の2つの電極を備えており、IGBT328,330のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がIGBT328,330のコレクタ電極に、アノード電極がIGBT328,330のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはMOSFET(金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ)を用いてもよい、この場合はダイオード156やダイオード166は不要となる。   In the present embodiment, the use of IGBTs 328 and 330 as switching power semiconductor elements is exemplified. The IGBTs 328 and 330 include collector electrodes 153 and 163, emitter electrodes (signal emitter electrode terminals 155 and 165), and gate electrodes (gate electrode terminals 154 and 164). Diodes 156 and 166 are electrically connected between the collector electrodes 153 and 163 of the IGBTs 328 and 330 and the emitter electrode as shown. The diodes 156 and 166 have two electrodes, a cathode electrode and an anode electrode. The cathode electrode serves as the collector electrode of the IGBTs 328 and 330 so that the direction from the emitter electrode to the collector electrode of the IGBTs 328 and 330 is the forward direction. The anode electrodes are electrically connected to the emitter electrodes of the IGBTs 328 and 330, respectively. A MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) may be used as the switching power semiconductor element. In this case, the diode 156 and the diode 166 are not necessary.

上下アーム直列回路150は、モータジェネレータ192の電機子巻線の各相巻線に対応して3相分設けられている。3つの上下アーム直列回路150はそれぞれU相、V相、W相に対応し、IGBT328のエミッタ電極とIGBT330のコレクタ電極163とを接続する中間電極169、交流端子159を介してモータジェネレータ192へのU相、V相、W相を形成している。上下アーム直列回路は電気的に並列接続されている。上アームのIGBT328のコレクタ電極153は正極端子(P端子)157を介してコンデンサモジュール500の正極側コンデンサ電極に、下アームのIGBT330のエミッタ電極は負極端子(N端子)158を介してコンデンサモジュール500の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続(直流バスバーで接続)されている。各アームの中点部分(上アームのIGBT328のエミッタ電極と下アームのIGBT330のコレクタ電極との接続部分)にあたる中間電極169は、モータジェネレータ192の電機子巻線の対応する相巻線に、交流端子159および交流コネクタ188を介して電気的に接続されている。   Upper and lower arm series circuit 150 is provided for three phases corresponding to each phase winding of the armature winding of motor generator 192. The three upper and lower arm series circuits 150 correspond to the U-phase, V-phase, and W-phase, respectively, and are connected to the motor generator 192 via the intermediate electrode 169 that connects the emitter electrode of the IGBT 328 and the collector electrode 163 of the IGBT 330 and the AC terminal 159. U phase, V phase, and W phase are formed. The upper and lower arm series circuits are electrically connected in parallel. The collector electrode 153 of the upper arm IGBT 328 is connected to the positive capacitor electrode of the capacitor module 500 via the positive terminal (P terminal) 157, and the emitter electrode of the lower arm IGBT 330 is connected to the capacitor module 500 via the negative terminal (N terminal) 158. Are respectively electrically connected (connected by a DC bus bar). An intermediate electrode 169 corresponding to the middle point portion of each arm (the connection portion between the emitter electrode of the IGBT 328 of the upper arm and the collector electrode of the IGBT 330 of the lower arm) is connected to the corresponding phase winding of the armature winding of the motor generator 192 by alternating current. The terminals 159 and the AC connector 188 are electrically connected.

コンデンサモジュール500は、IGBT328,330のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。すなわち、コンデンサモジュール500は、バッテリ136からの直流電力を平滑化してIGBT328,330へ供給するために、電力変換装置200に搭載されている。コンデンサモジュール500の正極側コンデンサ電極にはバッテリ136の正極側が、コンデンサモジュール500の負極側コンデンサ電極にはバッテリ136の負極側がそれぞれ直流コネクタ138を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール500は、上アームIGBT328のコレクタ電極153とバッテリ136の正極側との間と、下アームIGBT330のエミッタ電極とバッテリ136の負極側との間で接続され、バッテリ136と上下アーム直列回路150に対して電気的に並列接続される。   Capacitor module 500 is for configuring a smoothing circuit that suppresses fluctuations in DC voltage caused by the switching operation of IGBTs 328 and 330. That is, the capacitor module 500 is mounted on the power conversion device 200 in order to smooth the DC power from the battery 136 and supply it to the IGBTs 328 and 330. The positive electrode side of the battery 136 is electrically connected to the positive electrode side capacitor electrode of the capacitor module 500, and the negative electrode side of the battery 136 is electrically connected to the negative electrode side capacitor electrode of the capacitor module 500 via the DC connector 138. Thus, the capacitor module 500 is connected between the collector electrode 153 of the upper arm IGBT 328 and the positive electrode side of the battery 136, and between the emitter electrode of the lower arm IGBT 330 and the negative electrode side of the battery 136. Electrically connected in parallel to the series circuit 150.

制御部170はIGBT328,330を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、IGBT328,330のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路172と、制御回路172から出力されたタイミング信号に基づいて、IGBT328,330をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路174と、バッテリ136からの入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として出力する電源回路178とを備えている。   The control unit 170 is for operating the IGBTs 328 and 330, and generates a timing signal for controlling the switching timing of the IGBTs 328 and 330 based on input information from other control devices or sensors. Based on the timing signal output from the control circuit 172, the drive circuit 174 that generates a drive signal for switching the IGBTs 328 and 330 and the input voltage from the battery 136 are converted into different voltages and output as a power source. Power supply circuit 178.

制御回路172は、IGBT328,330のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ(以下、「マイコン」と記述する)を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ192に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路150からモータジェネレータ192の電機子巻線に供給される電流値、およびモータジェネレータ192の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ180から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ192に設けられた回転磁極センサ(不図示)から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では3相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、2相分の電流値を検出するようにしても構わない。   The control circuit 172 includes a microcomputer (hereinafter referred to as “microcomputer”) for calculating the switching timing of the IGBTs 328 and 330. The microcomputer receives as input information a target torque value required for the motor generator 192, a current value supplied to the armature winding of the motor generator 192 from the upper and lower arm series circuit 150, and a magnetic pole of the rotor of the motor generator 192. The position has been entered. The target torque value is based on a command signal output from a host controller (not shown). The current value is detected based on the detection signal output from the current sensor 180. The magnetic pole position is detected based on a detection signal output from a rotating magnetic pole sensor (not shown) provided in the motor generator 192. In the present embodiment, the case where the current values of three phases are detected will be described as an example, but the current values for two phases may be detected.

制御回路172内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ192のd,q軸の電流指令値を演算し、この演算されたd,q軸の電流指令値と、検出されたd,q軸の電流値との差分に基づいてd,q軸の電圧指令値を演算し、この演算されたd,q軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてU相、V相、W相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、U相、V相、W相の電圧指令値に基づく基本波(正弦波)と搬送波(三角波)との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をPWM(パルス幅変調)信号としてドライバ回路174に出力する。すなわち、制御回路172は、マイコンが行う演算の結果に基づいて、ドライバ回路174の動作を制御するための制御信号であるPWM信号をドライバ回路174に出力する。   The microcomputer in the control circuit 172 calculates the d and q axis current command values of the motor generator 192 based on the target torque value, and the calculated d and q axis current command values and the detected d and q The voltage command values for the d and q axes are calculated based on the difference from the current value of the shaft, and the calculated voltage command values for the d and q axes are calculated based on the detected magnetic pole position. Convert to W phase voltage command value. Then, the microcomputer generates a pulse-like modulated wave based on a comparison between the fundamental wave (sine wave) and the carrier wave (triangular wave) based on the voltage command values of the U phase, V phase, and W phase, and the generated modulation wave The wave is output to the driver circuit 174 as a PWM (pulse width modulation) signal. That is, the control circuit 172 outputs a PWM signal, which is a control signal for controlling the operation of the driver circuit 174, to the driver circuit 174 based on the result of the calculation performed by the microcomputer.

ドライバ回路174は、下アームを駆動する場合、PWM信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのIGBT330のゲート電極に、上アームを駆動する場合、PWM信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからPWM信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのIGBT328のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各IGBT328,330は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。その結果、インバータ回路144においてバッテリ136からの直流電力が交流電力に変換、またはモータジェネレータ192からの交流電力が直流電力に変換される。すなわち、ドライバ回路174は、制御回路172からPWM信号として出力される制御信号に基づいて、スイッチング素子であるIGBT328,330を駆動するための駆動信号であるドライブ信号を出力する。このドライブ信号に基づいて、IGBT328,330は、直流電力を交流電力に変換、または交流電力を直流電力に変換するためのスイッチング動作を行う。   When driving the lower arm, the driver circuit 174 amplifies the PWM signal, and when the driver circuit 174 drives the upper arm to the gate electrode of the corresponding IGBT 330 of the lower arm, the driver circuit 174 sets the level of the reference potential of the PWM signal. After shifting to the level of the reference potential of the upper arm, the PWM signal is amplified and output as a drive signal to the gate electrode of the corresponding IGBT 328 of the upper arm. As a result, each IGBT 328, 330 performs a switching operation based on the input drive signal. As a result, in inverter circuit 144, DC power from battery 136 is converted to AC power, or AC power from motor generator 192 is converted to DC power. That is, the driver circuit 174 outputs a drive signal that is a drive signal for driving the IGBTs 328 and 330 that are switching elements based on the control signal output as a PWM signal from the control circuit 172. Based on this drive signal, the IGBTs 328 and 330 perform a switching operation for converting DC power into AC power or converting AC power into DC power.

電源回路178は、バッテリ136から直流コネクタ138およびコンデンサモジュール500を介して入力された直流電圧を異なる電圧、たとえば15Vに変換することにより、制御回路172およびドライバ回路174が動作するための電源を生成する。電源回路178によって生成された電源は、電源線179を介して制御回路172およびドライバ回路174へ供給され、制御回路172およびドライバ回路174内の各種回路の動作に用いられる。   The power supply circuit 178 generates a power supply for operating the control circuit 172 and the driver circuit 174 by converting the DC voltage input from the battery 136 via the DC connector 138 and the capacitor module 500 into a different voltage, for example, 15V. To do. The power generated by the power supply circuit 178 is supplied to the control circuit 172 and the driver circuit 174 via the power supply line 179, and is used for the operation of various circuits in the control circuit 172 and the driver circuit 174.

また、制御部170は、異常検知(過電流、過電圧、過温度など)を行い、上下アーム直列回路150を保護している。このため、制御部170にはセンシング情報が入力されている。たとえば、各アームの信号用エミッタ電極端子155,165からは各IGBT328,330のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部(IC)に入力されている。これにより、各駆動部(IC)は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するIGBT328,330のスイッチング動作を停止させ、対応するIGBT328,330を過電流から保護する。上下アーム直列回路150に設けられた温度センサ(不図示)からは上下アーム直列回路150の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路150の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知および過電圧検知を行い、過温度あるいは過電圧が検知された場合には全てのIGBT328,330のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路150(引いては、この回路150を含む半導体モジュール)を過温度あるいは過電圧から保護する。   In addition, the control unit 170 performs abnormality detection (overcurrent, overvoltage, overtemperature, etc.) to protect the upper and lower arm series circuit 150. For this reason, sensing information is input to the control unit 170. For example, information on the current flowing through the emitter electrodes of the IGBTs 328 and 330 is input to the corresponding drive units (ICs) from the signal emitter electrode terminals 155 and 165 of each arm. Thereby, each drive part (IC) detects overcurrent, and when overcurrent is detected, the switching operation of corresponding IGBT328,330 is stopped, and corresponding IGBT328,330 is protected from overcurrent. Information on the temperature of the upper and lower arm series circuit 150 is input to the microcomputer from a temperature sensor (not shown) provided in the upper and lower arm series circuit 150. In addition, voltage information on the DC positive side of the upper and lower arm series circuit 150 is input to the microcomputer. The microcomputer performs over-temperature detection and over-voltage detection based on such information, and when an over-temperature or over-voltage is detected, stops the switching operation of all the IGBTs 328 and 330, and the upper and lower arm series circuit 150 (subtract) The semiconductor module including the circuit 150 is protected from overtemperature or overvoltage.

インバータ回路144の上下アームのIGBT328,330の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時にモータジェネレータ192の固定子巻線に発生する電流は、ダイオード156,166を含む回路を流れる。   The conduction and cut-off operations of the IGBTs 328 and 330 of the upper and lower arms of the inverter circuit 144 are switched in a certain order, and the current generated in the stator winding of the motor generator 192 at this switching flows through a circuit including the diodes 156 and 166.

上下アーム直列回路150は、図示するように、Positive端子(P端子、正極端子)157、Negative端子(N端子、負極端子)158、上下アームの中間電極169に接続されている交流端子159、上アームの信号用端子(信号用エミッタ電極端子)155、上アームのゲート電極端子154、下アームの信号用端子(信号用エミッタ電極端子)165、下アームのゲート端子電極164、を備えている。また、電力変換装置200は、入力側に直流コネクタ138を有し、出力側に交流コネクタ188を有して、それぞれのコネクタ138と188を通してバッテリ136とモータジェネレータ192にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する3相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に2つの上下アーム直列回路を並列接続するようにした回路構成の電力変換装置であってもよい。   As shown in the figure, the upper and lower arm series circuit 150 includes a positive terminal (P terminal, positive terminal) 157, a negative terminal (N terminal, negative terminal) 158, an AC terminal 159 connected to the intermediate electrode 169 of the upper and lower arms, An arm signal terminal (signal emitter electrode terminal) 155, an upper arm gate electrode terminal 154, a lower arm signal terminal (signal emitter electrode terminal) 165, and a lower arm gate terminal electrode 164 are provided. The power conversion device 200 has a DC connector 138 on the input side and an AC connector 188 on the output side, and is connected to the battery 136 and the motor generator 192 through the connectors 138 and 188, respectively. Further, as a circuit for generating an output of each phase of the three-phase alternating current to be output to the motor generator, a power conversion device having a circuit configuration in which two upper and lower arm series circuits are connected in parallel to each phase may be used.

図3、4において、200は電力変換装置、10は上部ケース、11は金属ベース板、12は金属製の筐体、13は冷却水入口配管、14は冷却水出口配管、420は下カバー、16は下部ケース、17は交流ターミナルケース、18は交流ターミナル、19Aは冷却ジャケット、19は冷却ジャケット19A内の冷却水流路、20は制御回路基板で制御回路172を保持している。21は外部との接続のためのコネクタ、22は駆動回路基板でドライバ回路174および電源回路178を保持している。300はパワーモジュール(半導体モジュール部)で2個設けられており、それぞれのパワーモジュールにはインバータ回路144が内蔵されている。700は積層導体板、800はOリング、304は金属ベース、188は交流コネクタ、314は直流正極端子、316は直流負極端子、500はコンデンサモジュール、502はコンデンサケース、504は正極側コンデンサ端子、506は負極側コンデンサ端子、514はコンデンサセル、をそれぞれ表す。   3 and 4, 200 is a power converter, 10 is an upper case, 11 is a metal base plate, 12 is a metal casing, 13 is a cooling water inlet pipe, 14 is a cooling water outlet pipe, 420 is a lower cover, Reference numeral 16 denotes a lower case, 17 denotes an AC terminal case, 18 denotes an AC terminal, 19A denotes a cooling jacket, 19 denotes a cooling water passage in the cooling jacket 19A, and 20 denotes a control circuit board which holds the control circuit 172. Reference numeral 21 denotes a connector for connection to the outside, and reference numeral 22 denotes a drive circuit board which holds a driver circuit 174 and a power supply circuit 178. Two power modules (semiconductor module units) 300 are provided, and an inverter circuit 144 is built in each power module. 700 is a laminated conductor plate, 800 is an O-ring, 304 is a metal base, 188 is an AC connector, 314 is a DC positive terminal, 316 is a DC negative terminal, 500 is a capacitor module, 502 is a capacitor case, 504 is a positive capacitor terminal, Reference numeral 506 denotes a negative side capacitor terminal, and 514 denotes a capacitor cell.

図3は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成の外観斜視図を示す。本実施形態に係る電力変換装置200は、上面あるいは底面が略長方形の筐体12と、筐体12の短辺側の外周の1つに設けられた冷却水入口配管13および冷却水出口配管14と、筐体12の上部開口を塞ぐための上部ケース10と、筐体12の下部開口を塞ぐための下部ケース16とを有する。筐体12の底面あるいは上面の形状を略長方形としたことで、車両への取り付けが容易となり、また生産し易い効果がある。   FIG. 3 is an external perspective view of the overall configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention. The power conversion device 200 according to this embodiment includes a casing 12 having a substantially rectangular top or bottom surface, and a cooling water inlet pipe 13 and a cooling water outlet pipe 14 provided on one of the outer circumferences on the short side of the casing 12. And an upper case 10 for closing the upper opening of the housing 12 and a lower case 16 for closing the lower opening of the housing 12. Since the shape of the bottom surface or the top surface of the housing 12 is substantially rectangular, it is easy to attach to the vehicle and is easy to produce.

電力変換装置200の長辺側の外周にはモータジェネレータ192や194との接続に用いる2組の交流ターミナルケース17が設けられる。交流ターミナル18は、パワーモジュール300とモータジェネレータ192、194とを電気的に接続するために用いられる。パワーモジュール300から出力される交流電流は、パワーモジュール300と接続された交流ターミナル18を介して、電力変換装置200の外部にあるモータジェネレータ192、194へ出力および伝達される。交流ターミナル18は、正極側コンデンサ端子504および負極側コンデンサ端子506から最も近い筐体12の側面と対向する筐体12の側面に配置されている。このような配置とすることで、パワーモジュール300から出力される交流電力と、バッテリ136からコンデンサモジュール500を介して入力される直流電力とが相互に影響し合うのを防止できる。   Two sets of AC terminal cases 17 used for connection to the motor generators 192 and 194 are provided on the outer periphery of the long side of the power conversion device 200. AC terminal 18 is used to electrically connect power module 300 and motor generators 192 and 194. The AC current output from the power module 300 is output and transmitted to the motor generators 192 and 194 outside the power conversion device 200 via the AC terminal 18 connected to the power module 300. The AC terminal 18 is disposed on the side surface of the housing 12 that faces the side surface of the housing 12 that is closest to the positive-side capacitor terminal 504 and the negative-side capacitor terminal 506. With such an arrangement, it is possible to prevent the AC power output from the power module 300 and the DC power input from the battery 136 via the capacitor module 500 from affecting each other.

コネクタ21は、筐体12に内蔵された制御回路基板20(制御回路172)に接続されている。外部からの各種信号は、コネクタ21を介して、制御回路基板20に搭載された制御回路172に伝送される。直流(バッテリ)負極側接続端子部510と直流(バッテリ)正極側接続端子部512は、バッテリ136からの直流電力をコンデンサモジュール500へ入力するための直流入力端子であって、バッテリ136とコンデンサモジュール500とを電気的に接続する。ここで本実施形態では、コネクタ21は、筐体12の短辺側の外周面の一方側に設けられる。一方、直流(バッテリ)負極側接続端子部510と直流(バッテリ)正極側接続端子部512は、コネクタ21が設けられた面とは反対側の短辺側の外周面に設けられる。つまり、コネクタ21と、直流(バッテリ)負極側接続端子部510および直流(バッテリ)正極側接続端子部512とは、互いに対向する筐体12の側面にそれぞれ離れて配置されている。これにより、直流(バッテリ)負極側接続端子部510から筐体12に侵入し、さらにコネクタ21まで伝播するノイズを低減することができ、制御回路基板20によるモータの制御性を向上させることができる。   The connector 21 is connected to a control circuit board 20 (control circuit 172) built in the housing 12. Various signals from the outside are transmitted to the control circuit 172 mounted on the control circuit board 20 via the connector 21. The direct current (battery) negative electrode side connection terminal portion 510 and the direct current (battery) positive electrode side connection terminal portion 512 are direct current input terminals for inputting direct current power from the battery 136 to the capacitor module 500. 500 is electrically connected. Here, in the present embodiment, the connector 21 is provided on one side of the outer peripheral surface on the short side of the housing 12. On the other hand, the direct current (battery) negative electrode side connection terminal portion 510 and the direct current (battery) positive electrode side connection terminal portion 512 are provided on the outer peripheral surface on the short side opposite to the surface on which the connector 21 is provided. That is, the connector 21, the direct current (battery) negative electrode side connection terminal portion 510 and the direct current (battery) positive electrode side connection terminal portion 512 are arranged separately on the side surfaces of the casing 12 facing each other. As a result, noise that enters the housing 12 from the direct current (battery) negative electrode side connection terminal portion 510 and further propagates to the connector 21 can be reduced, and the controllability of the motor by the control circuit board 20 can be improved. .

図4は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図である。   FIG. 4 is a perspective view in which the entire configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention is disassembled into components.

図4に示すように、筐体12の中ほどには、内部に冷却水流路19が形成される冷却ジャケット19Aが設けられる。この冷却ジャケット19A(冷却水流路19)は、パワーモジュール300とコンデンサモジュール500の間に設置される。冷却ジャケット19Aの上面には流れの方向に並んで2組の開口400と402が形成されている。2組の開口400と402を塞ぐように2個のパワーモジュール300が冷却ジャケット19Aの上面に固定されている。各パワーモジュール300には放熱のためのフィンが設けられており、各パワーモジュール300のフィンはそれぞれ冷却ジャケット19Aの開口400と402から冷却水流路19中に突出している。   As shown in FIG. 4, a cooling jacket 19 </ b> A in which a cooling water channel 19 is formed is provided in the middle of the housing 12. The cooling jacket 19 </ b> A (cooling water flow path 19) is installed between the power module 300 and the capacitor module 500. Two sets of openings 400 and 402 are formed on the upper surface of the cooling jacket 19A side by side in the flow direction. Two power modules 300 are fixed to the upper surface of the cooling jacket 19A so as to close the two sets of openings 400 and 402. Each power module 300 is provided with fins for heat dissipation, and the fins of each power module 300 protrude into the cooling water passage 19 from the openings 400 and 402 of the cooling jacket 19A.

冷却ジャケット19Aの下面にはアルミ鋳造を行いやすくするための開口404が形成されており、開口404は下カバー420で塞がれている。また冷却ジャケット19Aの下面には補機用のインバータ装置43が取り付けられている。補機用のインバータ装置43は、図2に示すインバータ回路144と同様の回路が内蔵されており、インバータ回路144を構成しているパワー半導体素子を内蔵したパワーモジュールを有している。補機用のインバータ装置43は、内蔵しているパワーモジュールの放熱金属面が冷却水流路19の下面に対向するようにして、冷却ジャケット19Aの下面に固定されている。また、パワーモジュール300と筐体12との間には、シールをするためのOリング800が設けられ、さらに下カバー420と筐体12との間にもOリング802が設けられる。本実施形態ではシール材をOリングとしているが、Oリングの代わりに樹脂材・液状シール・パッキンなどを代用しても良く、特に液状シールを用いた場合には電力変換装置200の組立性を向上させることができる。   An opening 404 for facilitating aluminum casting is formed on the lower surface of the cooling jacket 19A, and the opening 404 is closed by the lower cover 420. An auxiliary inverter 43 is attached to the lower surface of the cooling jacket 19A. The inverter device 43 for auxiliary machines has a built-in circuit similar to the inverter circuit 144 shown in FIG. 2, and has a power module with a built-in power semiconductor element constituting the inverter circuit 144. The auxiliary inverter device 43 is fixed to the lower surface of the cooling jacket 19 </ b> A so that the heat radiating metal surface of the built-in power module faces the lower surface of the cooling water passage 19. Further, an O-ring 800 for sealing is provided between the power module 300 and the housing 12, and an O-ring 802 is also provided between the lower cover 420 and the housing 12. In this embodiment, the sealing material is an O-ring, but a resin material, a liquid seal, a packing, or the like may be used instead of the O-ring. In particular, when the liquid seal is used, the power converter 200 can be easily assembled. Can be improved.

さらに冷却ジャケット19Aの下方には、下部ケース16が設けられ、下部ケース16にはコンデンサモジュール500が設けられている。コンデンサモジュール500は、その金属製ケースの放熱面が下部ケース16の底板内面に接するように、下部ケース16の底板内面に固定されている。この構造により、冷却ジャケット19Aの上面と下面とを利用して、パワーモジュール300およびインバータ装置43を効率良く冷却することができ、電力変換装置全体の小型化に繋がる。コンデンサモジュール500には、複数の正極側コンデンサ端子504と負極側コンデンサ端子506が交互に設けられている。   Further, a lower case 16 is provided below the cooling jacket 19A, and a capacitor module 500 is provided in the lower case 16. Capacitor module 500 is fixed to the inner surface of the bottom plate of lower case 16 such that the heat dissipation surface of the metal case is in contact with the inner surface of the bottom plate of lower case 16. With this structure, the power module 300 and the inverter device 43 can be efficiently cooled using the upper surface and the lower surface of the cooling jacket 19A, which leads to a reduction in the size of the entire power conversion device. The capacitor module 500 is provided with a plurality of positive electrode side capacitor terminals 504 and negative electrode side capacitor terminals 506 alternately.

冷却水入出口配管13,14からの冷却水が冷却水流路19を流れることによって、併設されている2個のパワーモジュール300が有する放熱フィンが冷却され、2個のパワーモジュール300全体が冷却される。冷却ジャケット19Aの下面に設けられた補機用のインバータ装置43も同時に冷却する。   When the cooling water from the cooling water inlet / outlet pipes 13 and 14 flows through the cooling water flow path 19, the radiation fins of the two power modules 300 provided are cooled, and the entire two power modules 300 are cooled. The The auxiliary inverter device 43 provided on the lower surface of the cooling jacket 19A is also cooled at the same time.

さらに冷却水流路19が設けられている筐体12が冷却されることにより、筐体12の下部に設けられた下部ケース16が冷却され、コンデンサモジュール500の熱が下部ケース16および筐体12を介して冷却水に熱的に伝導され、コンデンサモジュール500が冷却される。   Further, the casing 12 provided with the cooling water flow path 19 is cooled, so that the lower case 16 provided at the lower part of the casing 12 is cooled, and the heat of the capacitor module 500 causes the lower case 16 and the casing 12 to be cooled. The capacitor module 500 is cooled by being thermally conducted to the cooling water.

パワーモジュール300の上方には、パワーモジュール300とコンデンサモジュール500とを電気的に接続するための積層導体板700が配置される。すなわち、コンデンサモジュール500は、正極側コンデンサ端子504、負極側コンデンサ端子506および積層導体板700を介してパワーモジュール300と接続される。正極側コンデンサ端子504、負極側コンデンサ端子506および積層導体板700は、後述する金属ベース板11によって分割された筐体12内の2つの空間のうち、駆動回路基板22(ドライバ回路174)、パワーモジュール300およびコンデンサモジュール500が搭載されている空間内に設けられている。この積層導体板700は、2つのパワーモジュール300に跨って、2つのパワーモジュール300の幅方向に幅広に構成されている。さらに、積層導体板700は、コンデンサモジュール500の正極側端子と接続される正極側導体板と、負極側端子と接続される負極側導体板と、正極側端子と負極側端子との間に配置される絶縁部材によって構成される。これにより積層導体板700の積層面積を広げることができるので、パワーモジュール300からコンデンサモジュール500までの寄生インダクタンスの低減を図ることができる。また、一つの積層導体板700を2つのパワーモジュール300に載置した後、積層導体板700とパワーモジュール300とコンデンサモジュール500との電気的な接続を行うことが出来るので、パワーモジュール300を2つ備える電力変換装置であっても、その組立工数を抑えることができる。   A laminated conductor plate 700 for electrically connecting the power module 300 and the capacitor module 500 is disposed above the power module 300. That is, the capacitor module 500 is connected to the power module 300 via the positive-side capacitor terminal 504, the negative-side capacitor terminal 506 and the laminated conductor plate 700. The positive-side capacitor terminal 504, the negative-side capacitor terminal 506, and the laminated conductor plate 700 are the drive circuit board 22 (driver circuit 174), power, and power among the two spaces in the housing 12 divided by the metal base plate 11 described later. The module 300 and the capacitor module 500 are provided in a space in which the module 300 and the capacitor module 500 are mounted. The laminated conductor plate 700 is configured to be wide in the width direction of the two power modules 300 across the two power modules 300. Furthermore, the laminated conductor plate 700 is disposed between the positive electrode side conductor plate connected to the positive electrode side terminal of the capacitor module 500, the negative electrode side conductor plate connected to the negative electrode side terminal, and the positive electrode side terminal and the negative electrode side terminal. It is comprised by the insulating member made. As a result, the laminated area of the laminated conductor plate 700 can be increased, so that the parasitic inductance from the power module 300 to the capacitor module 500 can be reduced. In addition, since one laminated conductor plate 700 is placed on the two power modules 300, the laminated conductor plate 700, the power module 300, and the capacitor module 500 can be electrically connected. Even if it is a power converter provided, the assembly man-hour can be suppressed.

積層導体板700の上方には制御回路基板20と駆動回路基板22とが配置されている。駆動回路基板22には図2に示すドライバ回路174および電源回路178が搭載され、制御回路基板20には図2に示すCPUを有する制御回路172が搭載されている。また、駆動回路基板22と制御回路基板20の間には金属ベース板11が配置されている。このような配置により、筐体12の内部空間が金属ベース板11によって2つの空間に分割される。また、分割された2つの空間のうち、一方の空間内には制御回路基板20(制御回路172)が搭載され、もう一方の空間内には駆動回路基板22(ドライバ回路174、電源回路178)、パワーモジュール300およびコンデンサモジュール500が搭載される。なお、ドライバ回路174および電源回路178は、制御回路172とパワーモジュール300の間に搭載される。   A control circuit board 20 and a drive circuit board 22 are disposed above the laminated conductor plate 700. A driver circuit 174 and a power supply circuit 178 shown in FIG. 2 are mounted on the drive circuit board 22, and a control circuit 172 having a CPU shown in FIG. 2 is mounted on the control circuit board 20. A metal base plate 11 is disposed between the drive circuit board 22 and the control circuit board 20. With such an arrangement, the internal space of the housing 12 is divided into two spaces by the metal base plate 11. In addition, the control circuit board 20 (control circuit 172) is mounted in one of the two divided spaces, and the drive circuit board 22 (driver circuit 174, power supply circuit 178) is installed in the other space. The power module 300 and the capacitor module 500 are mounted. Note that the driver circuit 174 and the power supply circuit 178 are mounted between the control circuit 172 and the power module 300.

金属ベース板11は、両基板22,20に搭載される回路群の電磁シールドの機能を奏すると共に、駆動回路基板22と制御回路基板20とに発生する熱を逃がし、冷却する作用を有している。なお、金属ベース板11は、上部ケース10と筐体12の間に挟みこまれて設置される。このように筐体12の中央部に冷却ジャケット19Aを設け、その一方の側に車両駆動用のパワーモジュール300を配置し、また他方の側に補機用のパワーモジュール43を配置することで、少ない空間で効率良く冷却でき、電力変換装置全体の小型化が可能となる。冷却ジャケット19Aを、筐体12と一体にアルミ鋳造で作ることにより、冷却ジャケット19Aは冷却効果に加え機械的強度を強くする効果がある。またアルミ鋳造により筐体12と冷却ジャケット19Aとを一体成型構造としたので、熱伝導が良くなり冷却効率が向上する。   The metal base plate 11 functions as an electromagnetic shield for a circuit group mounted on both the boards 22 and 20 and also has an action of releasing and cooling the heat generated in the drive circuit board 22 and the control circuit board 20. Yes. The metal base plate 11 is sandwiched and installed between the upper case 10 and the housing 12. In this way, the cooling jacket 19A is provided at the center of the housing 12, the power module 300 for driving the vehicle is disposed on one side thereof, and the power module 43 for auxiliary machines is disposed on the other side. Cooling can be efficiently performed in a small space, and the entire power conversion device can be downsized. By making the cooling jacket 19A integrally with the housing 12 by aluminum casting, the cooling jacket 19A has an effect of increasing the mechanical strength in addition to the cooling effect. Further, since the casing 12 and the cooling jacket 19A are integrally formed by aluminum casting, heat conduction is improved and cooling efficiency is improved.

駆動回路基板22には、金属ベース板11を通り抜けて、制御回路基板20の回路群との接続を行う基板間コネクタ23が設けられている。また、制御回路基板20には外部との電気的接続を行うコネクタ21が設けられている。コネクタ21を利用して、電力変換装置の外部に設けた車載バッテリ136、すなわちリチウム電池モジュールとの間で信号の伝送が行われる。リチウム電池モジュールから電池の状態を表す信号やリチウム電池の充電状態などの信号が制御回路基板20に送られてくる。図2に示す信号線176および電源線179(図4では不図示)が基板間コネクタ23に結線され、制御回路基板20からインバータ回路のスイッチングタイミング信号が駆動回路基板22に伝達され、駆動回路基板22はゲート駆動信号を発生してパワーモジュールのそれぞれのゲート電極に印加する。   The drive circuit board 22 is provided with an inter-board connector 23 that passes through the metal base plate 11 and is connected to a circuit group of the control circuit board 20. The control circuit board 20 is provided with a connector 21 for electrical connection with the outside. The connector 21 is used to transmit a signal to and from the in-vehicle battery 136 provided outside the power converter, that is, a lithium battery module. A signal representing the state of the battery and a signal such as the state of charge of the lithium battery are sent from the lithium battery module to the control circuit board 20. A signal line 176 and a power supply line 179 (not shown in FIG. 4) shown in FIG. 2 are connected to the board-to-board connector 23, and a switching timing signal of the inverter circuit is transmitted from the control circuit board 20 to the drive circuit board 22. A gate drive signal 22 is generated and applied to each gate electrode of the power module.

筐体12の上端部と下端部には開口が形成されている。これら開口は、それぞれ上部ケース10と下部ケース16を、例えばネジやボルト等の締結部品で筐体12に固定することにより塞がれる。筐体12の高さ方向の中央には、内部に冷却水流路19が設けられる冷却ジャケット19Aが形成されている。冷却ジャケット19Aの上面開口をパワーモジュール300で覆い、下面開口を下カバー420で覆うことにより、冷却ジャケット19Aの内部に冷却水流路19が形成される。組み立て途中に冷却水流路19の水漏れ試験を行う。水漏れ試験に合格した場合に、次に筐体12の上部と下部の開口から基板やコンデンサモジュール500を取り付ける作業を行うことができる。このように筐体12の中央に冷却ジャケット19Aを配置し、次に筐体12の上端部と下端部の開口から必要な部品を固定する作業が行える構造を採用しており、生産性が向上する。また冷却水流路19を最初に完成させ、水漏れ試験の後その他の部品を取り付けることが可能となり、生産性と信頼性の両方が向上する。   Openings are formed in the upper end and lower end of the housing 12. These openings are closed by fixing the upper case 10 and the lower case 16 to the housing 12 with fastening parts such as screws and bolts, for example. A cooling jacket 19 </ b> A in which a cooling water channel 19 is provided is formed in the center of the casing 12 in the height direction. By covering the upper surface opening of the cooling jacket 19A with the power module 300 and covering the lower surface opening with the lower cover 420, the cooling water channel 19 is formed inside the cooling jacket 19A. A water leakage test of the cooling water passage 19 is performed during the assembly. When the water leak test is passed, the work of attaching the substrate and the capacitor module 500 from the upper and lower openings of the housing 12 can be performed next. In this way, the cooling jacket 19A is arranged in the center of the housing 12, and then a structure that allows the necessary parts to be fixed from the openings at the upper and lower ends of the housing 12 is adopted, thereby improving productivity. To do. Moreover, it becomes possible to complete the cooling water flow path 19 first and to attach other parts after the water leak test, which improves both productivity and reliability.

電源回路178の回路構成を図5に示す。電源回路178は、パルス出力回路201、ゲート抵抗202、トランジスタ203、トランス204、ダイオード205、電解コンデンサ206、ブリーダ抵抗207、分圧抵抗208、電流検知抵抗211、ローパスフィルタ212、抵抗213、コンデンサ214、抵抗215、コンデンサ216、電界効果トランジスタ(FET)219、ツェナーダイオード220、抵抗221、ダイオード222、ダイオード223、抵抗224、コンデンサ226およびツェナーダイオード227を備える。   A circuit configuration of the power supply circuit 178 is shown in FIG. The power supply circuit 178 includes a pulse output circuit 201, a gate resistor 202, a transistor 203, a transformer 204, a diode 205, an electrolytic capacitor 206, a bleeder resistor 207, a voltage dividing resistor 208, a current detection resistor 211, a low-pass filter 212, a resistor 213, and a capacitor 214. , A resistor 215, a capacitor 216, a field effect transistor (FET) 219, a Zener diode 220, a resistor 221, a diode 222, a diode 223, a resistor 224, a capacitor 226, and a Zener diode 227.

パルス出力回路201は、トランジスタ203へ所定の最小パルス幅以上のパルス幅を有するパルス信号(PWM信号)を出力するための回路であり、複数の入出力端子を有するICにより構成される。パルス出力回路201の入出力端子の構成を図6に示す。パルス出力回路201は、COMP端子251、FB端子252、CS端子253、RC端子254、GND端子255、OUT端子256、Vcc端子257およびREF端子258を有する。   The pulse output circuit 201 is a circuit for outputting a pulse signal (PWM signal) having a pulse width equal to or larger than a predetermined minimum pulse width to the transistor 203, and includes an IC having a plurality of input / output terminals. The configuration of the input / output terminals of the pulse output circuit 201 is shown in FIG. The pulse output circuit 201 includes a COMP terminal 251, an FB terminal 252, a CS terminal 253, an RC terminal 254, a GND terminal 255, an OUT terminal 256, a Vcc terminal 257, and a REF terminal 258.

COMP端子251およびFB端子252は、分圧抵抗208から信号線210を介してフィードバック信号を入力するための端子である。COMP端子251に接続された抵抗213の抵抗値およびコンデンサ214の容量値により、フィードバック信号のゲインが決定される。CS端子253は、電流検知抵抗211の電圧をローパスフィルタ212を介して検出するための端子である。この電圧に基づいて、電流検知抵抗211に流れる電流値(トランジスタ203に流れる電流値)が求められる。RC端子254およびREF端子258は、抵抗215の抵抗値とコンデンサ216の容量値に応じてパルス出力回路201が出力するパルス信号の周期を決定するための端子である。OUT端子256は、パルス信号を出力するための端子である。OUT端子256から出力されるパルス信号のパルス幅は、CS端子253において検出される電圧値と、COMP端子251およびFB端子252において検出されるフィードバック信号とに基づいて決定される。GND端子255はグランド218に接続され、Vcc端子257にはパルス出力回路201が動作するための電源が供給される。   The COMP terminal 251 and the FB terminal 252 are terminals for inputting a feedback signal from the voltage dividing resistor 208 via the signal line 210. The gain of the feedback signal is determined by the resistance value of the resistor 213 connected to the COMP terminal 251 and the capacitance value of the capacitor 214. The CS terminal 253 is a terminal for detecting the voltage of the current detection resistor 211 via the low-pass filter 212. Based on this voltage, the current value flowing through the current detection resistor 211 (the current value flowing through the transistor 203) is obtained. The RC terminal 254 and the REF terminal 258 are terminals for determining the period of the pulse signal output from the pulse output circuit 201 according to the resistance value of the resistor 215 and the capacitance value of the capacitor 216. The OUT terminal 256 is a terminal for outputting a pulse signal. The pulse width of the pulse signal output from the OUT terminal 256 is determined based on the voltage value detected at the CS terminal 253 and the feedback signal detected at the COMP terminal 251 and the FB terminal 252. The GND terminal 255 is connected to the ground 218, and the Vcc terminal 257 is supplied with power for operating the pulse output circuit 201.

ゲート抵抗202は、パルス出力回路201とトランジスタ203の間に接続されている。パルス出力回路201のOUT端子256から出力されたパルス信号は、ゲート抵抗202を介してトランジスタ203のゲート端子に入力される。すなわち、ゲート抵抗202は、ゲート端子を入力端子としてトランジスタ203へパルス信号が入力される際の入力抵抗として作用する。   The gate resistor 202 is connected between the pulse output circuit 201 and the transistor 203. A pulse signal output from the OUT terminal 256 of the pulse output circuit 201 is input to the gate terminal of the transistor 203 through the gate resistor 202. That is, the gate resistor 202 functions as an input resistor when a pulse signal is input to the transistor 203 with the gate terminal as an input terminal.

トランジスタ203は、高耐電圧型の電界効果トランジスタ(FET)であり、ゲート端子はゲート抵抗202を介してパルス出力回路201のOUT端子256に、ソース端子は電流検知抵抗211を介してグランド218に、ドレイン端子はトランス204の1次コイルを介してバッテリ136にそれぞれ接続されている。トランジスタ203は、パルス出力回路201のOUT端子256からゲート端子に入力されるパルス信号に基づいて、オン状態とオフ状態とを交互に切り換えるスイッチング動作を行う。   The transistor 203 is a high withstand voltage type field effect transistor (FET). The gate terminal is connected to the OUT terminal 256 of the pulse output circuit 201 via the gate resistor 202, and the source terminal is connected to the ground 218 via the current detection resistor 211. The drain terminal is connected to the battery 136 via the primary coil of the transformer 204. The transistor 203 performs a switching operation for alternately switching between an on state and an off state based on a pulse signal input from the OUT terminal 256 of the pulse output circuit 201 to the gate terminal.

トランス204は、1次コイルと2次コイルとを有する。1次コイル側にはバッテリ136とトランジスタ203が接続されており、2次コイル側には出力端子209が設けられている。出力端子209は、図2の電源線179に接続されている。トランジスタ203のゲート端子にパルス信号が入力されているとき、すなわちゲート端子の電圧がHレベルであるときには、トランジスタ203がオン状態となり、トランス204の1次コイルに電流が流れる。一方、トランジスタ203のゲート端子にパルス信号が入力されていないとき、すなわちゲート端子の電圧がLレベルであるときには、トランジスタ203がオフ状態となり、トランス204の1次コイルに電流が流れない。このようにして、トランジスタ203が行うスイッチング動作に応じてトランス204の1次コイルの電流が制御される。   The transformer 204 has a primary coil and a secondary coil. A battery 136 and a transistor 203 are connected to the primary coil side, and an output terminal 209 is provided to the secondary coil side. The output terminal 209 is connected to the power line 179 in FIG. When a pulse signal is input to the gate terminal of the transistor 203, that is, when the voltage of the gate terminal is at the H level, the transistor 203 is turned on, and a current flows through the primary coil of the transformer 204. On the other hand, when a pulse signal is not input to the gate terminal of the transistor 203, that is, when the voltage at the gate terminal is at the L level, the transistor 203 is turned off and no current flows through the primary coil of the transformer 204. In this way, the current of the primary coil of the transformer 204 is controlled in accordance with the switching operation performed by the transistor 203.

ダイオード205は、トランス204の2次コイル側に流れる電流の向きを制限する。電解コンデンサ206は、トランス204の2次コイル側に流れる電流によって電荷が蓄積される。電解コンデンサ206に蓄積された電荷は、出力端子209における電源の出力に用いられる。ブリーダ抵抗207は、無負荷時に出力端子209における電源出力を安定化する。分圧抵抗208は、前述のフィードバック信号の出力に用いられる。   The diode 205 restricts the direction of the current flowing to the secondary coil side of the transformer 204. In the electrolytic capacitor 206, electric charges are accumulated by a current flowing on the secondary coil side of the transformer 204. The electric charge accumulated in the electrolytic capacitor 206 is used for the output of the power supply at the output terminal 209. The bleeder resistor 207 stabilizes the power output at the output terminal 209 when there is no load. The voltage dividing resistor 208 is used for outputting the feedback signal.

電流検知抵抗211は、前述のようにパルス出力回路201において電流値を検出するために用いられる。ローパスフィルタ212は、パルス出力回路201のCS端子253における検出値から高周波成分を除去する。抵抗213およびコンデンサ214は前述のようにフィードバック信号のゲインを決定し、抵抗215およびコンデンサ216は前述のようにパルス信号の周期を決定する。   The current detection resistor 211 is used for detecting the current value in the pulse output circuit 201 as described above. The low pass filter 212 removes a high frequency component from the detection value at the CS terminal 253 of the pulse output circuit 201. The resistor 213 and the capacitor 214 determine the gain of the feedback signal as described above, and the resistor 215 and the capacitor 216 determine the period of the pulse signal as described above.

FET219、ツェナーダイオード220、抵抗221およびダイオード222は、後述するように、電源回路178の起動時にバッテリ136からの電力を用いてパルス出力回路201のVcc端子257に電源を供給するための回路を構成する。ダイオード223は、電源回路178の起動後に、パルス出力回路201のVcc端子257に対する電源の供給元をバッテリ136から出力端子209へと切り替える。抵抗224は、パルス出力回路201のVcc端子257における電源の電圧を調節する。コンデンサ226は、パルス出力回路201の電源バイパスコンデンサであり、ツェナーダイオード227は、パルス出力回路201のVcc端子257の電圧を安定化する。   The FET 219, the Zener diode 220, the resistor 221 and the diode 222 constitute a circuit for supplying power to the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201 using the power from the battery 136 when the power circuit 178 is activated, as will be described later. To do. The diode 223 switches the power supply source for the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201 from the battery 136 to the output terminal 209 after the power supply circuit 178 is activated. The resistor 224 adjusts the voltage of the power supply at the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201. The capacitor 226 is a power supply bypass capacitor of the pulse output circuit 201, and the Zener diode 227 stabilizes the voltage at the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201.

トランジスタ203がオン状態になったときのトランス204の1次コイルに流れる電流Iは、下記の式(1)によって表される。式(1)において、Vはトランス204の1次コイル側に印加される電圧、Lはトランス204のインダクタンス、tはトランジスタ203がオン状態となってからの経過時間である。
I=(V/L)×t (1)
A current I flowing through the primary coil of the transformer 204 when the transistor 203 is turned on is expressed by the following equation (1). In Expression (1), V is a voltage applied to the primary coil side of the transformer 204, L is an inductance of the transformer 204, and t is an elapsed time after the transistor 203 is turned on.
I = (V / L) × t (1)

上記の式(1)によって表される電流Iがトランス204の1次コイルに流れ始めると、2次コイルの巻き方向とは逆方向の電圧が2次コイル側に生じる。しかし、この電圧はダイオード205の逆方向電圧であるため、2次コイル側には電流が流れない。一方、電流Iの増加に伴って電流検知抵抗211の電圧が上昇する。この電圧は前述のようにパルス出力回路201のCS端子253において検出され、その検出結果に基づいて電流Iが求められる。   When the current I represented by the above formula (1) starts to flow through the primary coil of the transformer 204, a voltage in the direction opposite to the winding direction of the secondary coil is generated on the secondary coil side. However, since this voltage is a reverse voltage of the diode 205, no current flows on the secondary coil side. On the other hand, as the current I increases, the voltage of the current detection resistor 211 increases. This voltage is detected at the CS terminal 253 of the pulse output circuit 201 as described above, and the current I is obtained based on the detection result.

パルス出力回路201は、CS端子253において検出した電圧が所定のしきい値を超えると、OUT端子256からのパルス信号を停止して、トランジスタ203のゲート端子の電圧をLレベルとする。すると、トランジスタ203がオン状態からオフ状態に切り換えられ、トランス204の1次コイルに流れていた電流が遮断される。このとき、2次コイルの巻き方向と同じ方向の電圧が、1次コイルと2次コイルの巻数比に応じた変圧比で2次コイル側に生じる。この電圧はダイオード205の順方向電圧であるため、2次コイル側に電流が流れ、電解コンデンサ206に電荷が蓄積される。その結果、出力端子209の電圧が上昇する。出力端子209の電圧は、分圧抵抗208および信号線210を介して、パルス出力回路201のCOMP端子251およびFB端子252へフィードバック信号として入力される。このフィードバック信号に基づいて、パルス出力回路201はOUT端子256から出力するパルス信号のパルス幅、すなわちPWM信号のデューティを、たとえば出力端子209の電圧が15Vとなるように制御する。   When the voltage detected at the CS terminal 253 exceeds a predetermined threshold value, the pulse output circuit 201 stops the pulse signal from the OUT terminal 256 and sets the voltage at the gate terminal of the transistor 203 to the L level. Then, the transistor 203 is switched from the on state to the off state, and the current flowing through the primary coil of the transformer 204 is interrupted. At this time, a voltage in the same direction as the winding direction of the secondary coil is generated on the secondary coil side at a transformation ratio corresponding to the turn ratio of the primary coil and the secondary coil. Since this voltage is a forward voltage of the diode 205, a current flows to the secondary coil side, and charges are accumulated in the electrolytic capacitor 206. As a result, the voltage at the output terminal 209 increases. The voltage of the output terminal 209 is input as a feedback signal to the COMP terminal 251 and the FB terminal 252 of the pulse output circuit 201 via the voltage dividing resistor 208 and the signal line 210. Based on this feedback signal, the pulse output circuit 201 controls the pulse width of the pulse signal output from the OUT terminal 256, that is, the duty of the PWM signal so that, for example, the voltage at the output terminal 209 is 15V.

以上説明したような動作が電源回路178において所定の周期で繰り返し行われることにより、バッテリ136からの入力電圧が異なる電圧に変換され、2次コイル側の出力端子209に伝えられる。これにより、バッテリ136の電圧とは異なる電圧の電源が出力端子209から出力され、電源線179を介して制御回路172およびドライバ回路174へ供給される。   By repeatedly performing the operation as described above at a predetermined cycle in the power supply circuit 178, the input voltage from the battery 136 is converted into a different voltage and transmitted to the output terminal 209 on the secondary coil side. As a result, a power supply having a voltage different from the voltage of the battery 136 is output from the output terminal 209 and supplied to the control circuit 172 and the driver circuit 174 via the power supply line 179.

なお、電源回路178に入力されるバッテリ136からの電圧は、前述のように図1,2のモータジェネレータ192の駆動にも用いられる。すなわち、電源回路178への入力電圧は、モータジェネレータ192を駆動するための駆動電圧と共用されている。この入力電圧はモータジェネレータ192の駆動に応じて変動するが、上記のような電源回路178の動作により、電源出力の電圧を一定に制御することができる。   The voltage from battery 136 input to power supply circuit 178 is also used to drive motor generator 192 in FIGS. That is, the input voltage to power supply circuit 178 is shared with the drive voltage for driving motor generator 192. Although this input voltage varies according to the driving of the motor generator 192, the voltage of the power supply output can be controlled to be constant by the operation of the power supply circuit 178 as described above.

ところで、パルス出力回路201がOUT端子256から出力するパルス信号には、前述のように最小パルス幅が予め設定されている。この最小パルス幅でパルス信号が出力されたときの、トランジスタ203のゲート電圧(ゲート−ソース間電圧)Vgと、ドレイン端子に流れる電流Idとの関係を図7、8に示す。図7は、ゲート抵抗202がないときのパルス信号電圧Vout、ゲート電圧Vgおよびドレイン電流Idの例を示す図であり、図8は、ゲート抵抗202があるときのパルス信号電圧Vout、ゲート電圧Vgおよびドレイン電流Idの例を示す図である。なお、ドレイン電流Idは、前述の式(1)によって表されるトランス204の1次コイルに流れる電流Iと等しい。   By the way, the minimum pulse width is preset for the pulse signal output from the OUT terminal 256 by the pulse output circuit 201 as described above. 7 and 8 show the relationship between the gate voltage (gate-source voltage) Vg of the transistor 203 and the current Id flowing through the drain terminal when a pulse signal is output with this minimum pulse width. FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the pulse signal voltage Vout, the gate voltage Vg, and the drain current Id when there is no gate resistance 202, and FIG. 8 is a diagram illustrating the pulse signal voltage Vout and the gate voltage Vg when the gate resistance 202 is present. It is a figure which shows the example of drain current Id. The drain current Id is equal to the current I flowing through the primary coil of the transformer 204 expressed by the above-described equation (1).

図7の例において、符号261に示すようにパルス信号電圧VoutがLレベルからHレベルに変化すると、ゲート電圧Vgが符号262に示すように変化する。すなわち、パルス信号電圧Voutの立ち上がりと同時にゲート電圧Vgが上昇した後、所定のゲートオンしきい値電圧Vthを超えると、ゲート電圧Vgの傾きが変化して小さくなる。その後、図7に示す期間Tterを経過した後に、ゲート電圧Vgの傾きが変化して再び大きくなり、パルス信号電圧Voutの立ち下り時点まで上昇する。このゲート電圧Vgの傾きが小さくなっている期間Tterは、テラス期間と呼ばれる。なお、テラス期間の長さは、トランジスタ203のゲート−ドレイン間およびゲート−ソース間の寄生容量に応じて決定される。   In the example of FIG. 7, when the pulse signal voltage Vout changes from L level to H level as indicated by reference numeral 261, the gate voltage Vg changes as indicated by reference numeral 262. That is, when the gate voltage Vg rises simultaneously with the rise of the pulse signal voltage Vout and then exceeds a predetermined gate-on threshold voltage Vth, the slope of the gate voltage Vg changes and decreases. Thereafter, after the period Tter shown in FIG. 7 has elapsed, the slope of the gate voltage Vg changes and increases again, and rises until the pulse signal voltage Vout falls. A period Tter in which the slope of the gate voltage Vg is small is called a terrace period. Note that the length of the terrace period is determined in accordance with the parasitic capacitance between the gate and the drain of the transistor 203 and between the gate and the source.

パルス信号が出力されてから最小パルス幅Tomminが経過して、パルス信号電圧VoutがHレベルからLレベルに変化すると、その時点からゲート電圧Vgが下降していく。このゲート電圧Vgは、ゲートオンしきい値電圧Vth付近で一旦停止して一定期間維持された後、再び下降していく。   When the minimum pulse width Tommin elapses after the pulse signal is output and the pulse signal voltage Vout changes from the H level to the L level, the gate voltage Vg decreases from that point. The gate voltage Vg temporarily stops near the gate-on threshold voltage Vth, is maintained for a certain period, and then decreases again.

上記のようなゲート電圧Vgの変化により、ドレイン電流Idは符号263に示すように変化する。すなわち、ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを超えた時点からドレイン電流Idが上昇していく。このドレイン電流Idの上昇は、ゲート電圧Vgが下降に転じた後も、ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを下回るまで継続する。ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを下回ると、ドレイン電流Idが急激に下降し、アンダーシュートを生じた後に0となる。   Due to the change in the gate voltage Vg as described above, the drain current Id changes as indicated by reference numeral 263. That is, the drain current Id increases from the time when the gate voltage Vg exceeds the gate-on threshold voltage Vth. The increase in the drain current Id continues until the gate voltage Vg falls below the gate-on threshold voltage Vth even after the gate voltage Vg starts to decrease. When the gate voltage Vg falls below the gate-on threshold voltage Vth, the drain current Id rapidly decreases and becomes 0 after causing an undershoot.

ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを超えてから下降に転じるまでの上記のドレイン電流Idは、ゲート電圧Vgおよびゲートオンしきい値電圧Vthを用いて、以下の式(2)によって表される。式(2)において、kは定数である。
Id=k(Vg−Vth) (2)
The drain current Id from when the gate voltage Vg exceeds the gate-on threshold voltage Vth to when the gate voltage Vg starts to decrease is expressed by the following equation (2) using the gate voltage Vg and the gate-on threshold voltage Vth. . In Expression (2), k is a constant.
Id = k (Vg−Vth) 2 (2)

式(2)で表されるように、ドレイン電流Idはゲート電圧Vgとゲートオンしきい値電圧Vthの差の2乗に比例する。したがって、ゲート電圧Vgがゲートオンしきい値電圧Vthを大きく超えると、ドレイン電流Idが急激に上昇して大電流となるため、トランジスタ203には高い耐電流性能が要求されることとなる。しかし、トランジスタ203の耐電流性能を上げることは、電源回路178の大型化および高コスト化につながるおそれがある。   As represented by Expression (2), the drain current Id is proportional to the square of the difference between the gate voltage Vg and the gate-on threshold voltage Vth. Therefore, when the gate voltage Vg greatly exceeds the gate-on threshold voltage Vth, the drain current Id rapidly rises to become a large current, so that the transistor 203 is required to have high current resistance. However, increasing the current resistance performance of the transistor 203 may lead to an increase in size and cost of the power supply circuit 178.

一方、図8の例においては、符号271に示すようにパルス信号電圧VoutがLレベルからHレベルに変化すると、ゲート電圧Vgが符号272に示すように変化する。このゲート電圧Vgにおけるテラス期間Tterは図7の場合よりも長く、パルス信号電圧Voutの立ち下り時点の先まで続いている。すなわち、ゲート抵抗202をパルス出力回路201のOUT端子256とトランジスタ203のゲート端子の間に設けることにより、テラス期間Tterを延長することができる。このときのゲート抵抗202の抵抗値は、パルス出力回路201よりパルス信号が出力されてからトランジスタ203のゲート電圧Vgにおけるテラス期間Tterが終了するまでの時間が最小パルス幅Tonminを超えるように決定される。   On the other hand, in the example of FIG. 8, when the pulse signal voltage Vout changes from L level to H level as indicated by reference numeral 271, the gate voltage Vg changes as indicated by reference numeral 272. The terrace period Tter in the gate voltage Vg is longer than that in the case of FIG. 7, and continues until the falling point of the pulse signal voltage Vout. In other words, the terrace period Tter can be extended by providing the gate resistor 202 between the OUT terminal 256 of the pulse output circuit 201 and the gate terminal of the transistor 203. The resistance value of the gate resistor 202 at this time is determined so that the time from when the pulse signal is output from the pulse output circuit 201 until the end of the terrace period Tter in the gate voltage Vg of the transistor 203 exceeds the minimum pulse width Tonmin. The

具体的には、下記の式(3)を満たすようにゲート抵抗202の抵抗値Rgが決定される。式(3)において、Voutはパルス信号の電圧、Vthはトランジスタ203のスイッチング動作のしきい値電圧(ゲートオンしきい値電圧)、Tonminはパルス信号の最小パルス幅、QGmaxはトランジスタ203の最大蓄積電荷(ゲート端子において蓄積される電荷の最大値)をそれぞれ表す。なお、パルス信号電圧Vout、しきい値電圧Vth、最小パルス幅Tonminおよび最大蓄積電荷QGmaxは、トランジスタ203の特性に応じてそれぞれ定まる値である。
Rg>(Vout−Vth)×Tonmin/QGmax (3)
Specifically, the resistance value Rg of the gate resistor 202 is determined so as to satisfy the following formula (3). In Expression (3), Vout is the voltage of the pulse signal, Vth is the threshold voltage (gate-on threshold voltage) of the switching operation of the transistor 203, Tonmin is the minimum pulse width of the pulse signal, and QGmax is the maximum accumulated charge of the transistor 203. (Maximum charge accumulated at the gate terminal). Note that the pulse signal voltage Vout, the threshold voltage Vth, the minimum pulse width Tonmin, and the maximum accumulated charge QGmax are values determined according to the characteristics of the transistor 203, respectively.
Rg> (Vout−Vth) × Tonmin / QGmax (3)

式(3)を満たすゲート抵抗202の抵抗値を採用することで、パルス信号の出力からゲート電圧Vgにおけるテラス期間Tterの終了までの時間が最小パルス幅Tonminを超えると、ドレイン電流Idは符合273に示すように変化する。このドレイン電流Idは、図7のものに比べて上昇の度合いが小さく、最高点も低い。したがって、トランジスタ203に要求される耐電流性能を軽減することができる。   By adopting the resistance value of the gate resistor 202 satisfying the expression (3), when the time from the output of the pulse signal to the end of the terrace period Tter in the gate voltage Vg exceeds the minimum pulse width Tonmin, the drain current Id becomes the sign 273. Changes as shown. This drain current Id has a lower degree of increase and a lower maximum point than those in FIG. Therefore, the withstand current performance required for the transistor 203 can be reduced.

次に、電源回路178の起動時の動作について説明する。電源回路178が既に起動している状態では、パルス出力回路201のVcc端子257に対して、出力端子209から出力された電源がダイオード223および抵抗224を介して供給される。しかし、電源回路178の起動時には、まだ出力端子209において電源が出力されていないため、これを使用することができない。したがって、以下に説明するようにして、バッテリ136からの電力を用いてパルス出力回路201のVcc端子257に電源を供給する。   Next, an operation when the power supply circuit 178 is started will be described. In a state where the power supply circuit 178 is already activated, the power output from the output terminal 209 is supplied to the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201 via the diode 223 and the resistor 224. However, when the power supply circuit 178 is activated, power cannot be output from the output terminal 209, so that it cannot be used. Therefore, power is supplied to the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201 using the power from the battery 136 as described below.

バッテリ136が立ち上がると、抵抗221を介してFET219のゲート電圧が上昇する。このゲート電圧が所定のしきい値を超えると、FET219がオン状態となる。すると、バッテリ136からの電圧がFET219、ダイオード222および抵抗224を介して、パルス出力回路201のVcc端子257に供給される。こうして供給されたバッテリ136からの電圧を電源としてパルス出力回路201が動作を開始すると、バッテリ136からの入力電圧がトランス204により変換され、出力端子209へ出力される。なお、FET219のゲート電圧がツェナーダイオード220の降伏電圧を超えると、ツェナーダイオード220が導通してゲート電圧がそれ以上は上昇しなくなる。出力端子209において所定の出力電圧が得られた後は、ダイオード223が導通し、パルス出力回路201のVcc端子257に対する電源の供給元がバッテリ136から出力端子209へと切り替えられる。   When the battery 136 starts up, the gate voltage of the FET 219 increases via the resistor 221. When this gate voltage exceeds a predetermined threshold value, the FET 219 is turned on. Then, the voltage from the battery 136 is supplied to the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201 via the FET 219, the diode 222, and the resistor 224. When the pulse output circuit 201 starts operating using the voltage from the battery 136 thus supplied as a power source, the input voltage from the battery 136 is converted by the transformer 204 and output to the output terminal 209. When the gate voltage of the FET 219 exceeds the breakdown voltage of the Zener diode 220, the Zener diode 220 becomes conductive and the gate voltage does not increase any more. After a predetermined output voltage is obtained at the output terminal 209, the diode 223 is turned on, and the power supply source for the Vcc terminal 257 of the pulse output circuit 201 is switched from the battery 136 to the output terminal 209.

以上説明した実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。   According to the embodiment described above, the following effects can be obtained.

(1)電力変換装置200に搭載された電源回路178は、バッテリ136からの入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として出力する。この電源回路178において、パルス出力回路201によりパルス信号が出力されてからトランジスタ203のゲート−ソース端子間電圧Vgにおけるテラス期間Tterが終了するまでの時間が、パルス信号の最小パルス幅Tonminを超えるように、ゲート抵抗202の抵抗値Rgが決定される。このようにしたので、トランジスタ203のドレイン電流Idを下げることができ、その結果、トランジスタ203に要求される耐電流性能を軽減することができる。 (1) The power supply circuit 178 mounted on the power conversion device 200 converts the input voltage from the battery 136 into a different voltage and outputs it as a power supply. In this power supply circuit 178, the time from when the pulse signal is output by the pulse output circuit 201 until the end of the terrace period Tter in the gate-source terminal voltage Vg of the transistor 203 exceeds the minimum pulse width Tonmin of the pulse signal. In addition, the resistance value Rg of the gate resistor 202 is determined. Thus, the drain current Id of the transistor 203 can be reduced, and as a result, the current resistance performance required for the transistor 203 can be reduced.

(2)トランジスタ203を電界効果トランジスタとし、ゲート抵抗202をそのゲート端子に接続することとしたので、トランジスタ203において良好なスイッチング動作特性を得ることができる。 (2) Since the transistor 203 is a field effect transistor and the gate resistor 202 is connected to its gate terminal, good switching operation characteristics can be obtained in the transistor 203.

(3)ゲート抵抗202の抵抗値Rgは、パルス信号の電圧Vout、トランジスタ203のスイッチング動作のしきい値電圧Vth、最小パルス幅Tonminおよびトランジスタ203の最大蓄積電荷QGmaxに基づいて、式(3)を満たすように決定される。これにより、パルス信号が出力されてからトランジスタ203のゲート−ソース端子間電圧Vgにおけるテラス期間Tterが終了するまでの時間が確実に最小パルス幅Tonminを超えるように、電源回路178を設計することができる。 (3) The resistance value Rg of the gate resistor 202 is calculated from the equation (3) based on the voltage Vout of the pulse signal, the threshold voltage Vth of the switching operation of the transistor 203, the minimum pulse width Tonmin, and the maximum accumulated charge QGmax of the transistor 203. It is determined to satisfy. Thus, the power supply circuit 178 can be designed so that the time from when the pulse signal is output until the terrace period Tter of the gate-source terminal voltage Vg of the transistor 203 ends exceeds the minimum pulse width Tonmin. it can.

(4)バッテリ136から電源回路178への入力電圧は、モータジェネレータ192を駆動するための駆動電圧と共用される。したがって、モータジェネレータ192が駆動可能な状態である限り、電源回路178から電源を供給して電力変換装置200を動作させることができる。 (4) An input voltage from battery 136 to power supply circuit 178 is shared with a drive voltage for driving motor generator 192. Therefore, as long as motor generator 192 can be driven, power conversion device 200 can be operated by supplying power from power supply circuit 178.

(5)なお、バッテリ136から電源回路178への入力電圧はモータジェネレータ192の駆動に応じて変動するが、電源回路178は出力する電源の電圧を一定に制御することができる。 (5) Although the input voltage from the battery 136 to the power supply circuit 178 varies depending on the driving of the motor generator 192, the power supply circuit 178 can control the voltage of the output power supply to be constant.

(6)電源回路178から出力される電源は、モータジェネレータ192の駆動を制御するための制御回路172に供給される。したがって、電力変換装置200は、この電源を用いて制御回路172を動作させてモータジェネレータ192の駆動を制御することができる。 (6) The power output from the power supply circuit 178 is supplied to the control circuit 172 for controlling the driving of the motor generator 192. Therefore, power converter 200 can control drive of motor generator 192 by operating control circuit 172 using this power supply.

なお、以上説明した実施形態と変形例の一つ、もしくは複数を組み合わせることも可能である。変形例をどのように組み合わせることも可能である。   Note that it is possible to combine one or a plurality of the embodiments and the modified examples described above. Any combination of the modified examples is possible.

以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。   The above description is merely an example, and the present invention is not limited to the configuration of the above embodiment.

10・・・・・・上部ケース、11・・・・・・金属ベース板、12・・・・・・筐体、13・・・・・・冷却水入口配管、14・・・・・・冷却水出口配管、16・・・・・・下部ケース、17・・・・・・交流ターミナルケース、18・・・・・・交流ターミナル、19・・・・・・冷却水流路、20・・・・・・制御回路基板、21・・・・・・コネクタ、22・・・・・・駆動回路基板、23・・・・・・基板間コネクタ、43・・・・・・補機用インバータ装置、110・・・・・・ハイブリッド電気自動車、112・・・・・・前輪、114・・・・・・前輪車軸、116・・・・・・前輪側DEF、118・・・・・・変速機、120・・・・・・エンジン、122・・・・・・動力分配機構、136・・・・・・バッテリ、138・・・・・・直流コネクタ、140,142・・・・・・インバータ装置、144・・・・・・インバータ回路、150・・・・・・上下アームの直列回路、153・・・・・・上アームのコレクタ電極、154・・・・・・上アームのゲート電極端子、155・・・・・・上アームの信号用エミッタ電極端子、156・・・・・・上アームのダイオード、157・・・・・・正極(P)端子、158・・・・・・負極(N)端子、159・・・・・・交流端子、163・・・・・・下アームのコレクタ電極、164・・・・・・下アームのゲート電極端子、165・・・・・・下アームの信号用エミッタ電極端子、166・・・・・・下アームのダイオード、169・・・・・・中間電極、170・・・・・・制御部、172・・・・・・制御回路、174・・・・・・ドライバ回路、176・・・・・・信号線、178・・・・・・電源回路、179・・・・・・電源線、180・・・・・・検出部、182・・・・・・信号線、186・・・・・・交流電力線、188・・・・・・交流コネクタ、192・・・・・・モータジェネレータ、194・・・・・・モータジェネレータ、195・・・・・・モータ(補機用=エアコン、オイルポンプ、冷却ポンプ)、200・・・・・・電力変換装置、201・・・・・・パルス出力回路、202・・・・・・ゲート抵抗、203・・・・・・トランジスタ、204・・・・・・トランス、205・・・・・・ダイオード、206・・・・・・電解コンデンサ、207・・・・・・ブリーダ抵抗、208・・・・・・分圧抵抗、211・・・・・・電流検知抵抗、212・・・・・・ローパスフィルタ、213・・・・・・抵抗、214・・・・・・コンデンサ、215・・・・・・抵抗、216・・・・・・コンデンサ、219・・・・・・電界効果トランジスタ、220・・・・・・ツェナーダイオード、221・・・・・・抵抗、222・・・・・・ダイオード、223・・・・・・ダイオード、224・・・・・・抵抗、226・・・・・・コンデンサ、227・・・・・・ツェナーダイオード、251・・・・・・COMP端子、252・・・・・・FB端子、253・・・・・・CS端子、254・・・・・・RC端子、255・・・・・・GND端子、256・・・・・・OUT端子、257・・・・・・Vcc端子、258・・・・・・REF端子、261・・・・・・パルス信号電圧、262・・・・・・ゲート電圧、263・・・・・・ドレイン電流、271・・・・・・パルス信号電圧、272・・・・・・ゲート電圧、273・・・・・・ドレイン電流、300・・・・・・パワーモジュール(半導体モジュール)、314・・・・・・直流正極端子、316・・・・・・直流負極端子、328・・・・・・上アーム用IGBT、330・・・・・・下アーム用IGBT、400・・・・・・開口部、402・・・・・・開口部、404・・・・・・開口部、420・・・・・・カバー、500・・・・・・コンデンサモジュール、504・・・・・・負極側コンデンサ端子、506・・・・・・正極側コンデンサ端子、510・・・・・・直流(バッテリ)負極側接続端子部、512・・・・・・直流(バッテリ)正極側接続端子部、700・・・・・・積層導体板、800,802・・・・・・Oリング 10 .... Upper case, 11 .... Metal base plate, 12 .... Case, 13 .... Cooling water inlet pipe, 14 .... Cooling water outlet piping, 16 ... Lower case, 17 ... AC terminal case, 18 ... AC terminal, 19 ... Cooling water flow path, 20 ... ..... Control circuit board, 21 ... Connector, 22 ... Drive circuit board, 23 ... Board-to-board connector, 43 ... Auxiliary machine inverter 110, ... hybrid electric vehicle, 112 ... front wheel, 114 ... front axle, 116 ... front wheel side DEF, 118 ... Transmission, 120 ... Engine, 122 ... Power distribution mechanism, 136 ... Battery, 38... DC connector, 140, 142... Inverter device, 144... Inverter circuit, 150... Series circuit of upper and lower arms, 153. ..Upper arm collector electrode, 154... Upper arm gate electrode terminal, 155... Upper arm signal emitter electrode terminal, 156... Upper arm diode, 157... Positive electrode (P) terminal, 158... Negative electrode (N) terminal, 159... AC terminal, 163. ... Lower arm gate electrode terminal 165... Lower arm signal emitter electrode terminal 166... Lower arm diode 169. , 170... Control unit, 172. ..Control circuit, 174 ... driver circuit, 176 ... signal line, 178 ... power supply circuit, 179 ... power line, 180 ... .... Detector, 182 ... Signal line, 186 ... AC power line, 188 ... AC connector, 192 ... Motor generator, 194 ... ··· Motor generator, 195 ··· Motor (auxiliary = air conditioner, oil pump, cooling pump), 200 ··· Power converter, 201 ··· Pulse output circuit, 202・ ・ ・ ・ ・ ・ Gate resistance 203 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Transistor 204 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Transformer 205 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Diode 206 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Electrolytic capacitor 207 ... Bleeder resistance, 208 ... Divider resistance, 11... Current sensing resistor, 212... Low pass filter, 213... Resistor, 214... Capacitor, 215.・ ・ ・ ・ ・ Capacitor 219 Field effect transistor 220 Zener diode 221 Resistance 222 223 Diode 223 ... Diodes, 224 ... Resistors, 226 ... Capacitors, 227 ... Zener diodes, 251 ... COMP terminals, 252 ... FB terminal, 253 ... CS terminal, 254 ... RC terminal, 255 ... GND terminal, 256 ... OUT terminal, 257 ... Vcc terminal, 258 ... REF terminal, 61... Pulse signal voltage, 262... Gate voltage, 263... Drain current, 271... Pulse signal voltage, 272. Voltage, 273 ... Drain current, 300 ... Power module (semiconductor module), 314 ... DC positive terminal, 316 ... DC negative terminal, 328・ ・ ・ ・ ・ IGBT for upper arm, 330 ・ ・ ・ ・ ・ ・ IGBT for lower arm, 400 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Opening, 402 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Opening, 404 ・ ・ ・ ・ ・ ・ Opening , 420... Cover, 500... Capacitor module, 504... Negative capacitor terminal, 506... Positive capacitor terminal, 510. ..Direct current (battery) negative electrode side connection terminals 51 2 .... DC (battery) positive side connection terminal, 700 ... Laminated conductor plate, 800, 802 ... O-ring

Claims (6)

入力電圧を異なる電圧に変換し、電源として出力する電源回路であって、
所定のパルス電圧Voutの振幅で、所定の最小パルス幅Tonmin以上の可変のパルス幅を有するパルス信号を出力するパルス出力回路と、
前記パルス出力回路により出力される前記パルス信号に応じて変化するゲート電圧が所定のしきい値電圧Vthを超えるとオンし、前記ゲート電圧が前記しきい値電圧Vthを下回るとオフするスイッチング動作を行うトランジスタと、
1次コイルと2次コイルとを有し、前記トランジスタが行う前記スイッチング動作に応じて前記1次コイルに流れる電流が制御されるトランスと、
前記パルス出力回路と前記トランジスタの間に接続される入力抵抗とを備え、
前記入力抵抗の抵抗値Rgは、前記パルス電圧Vout、前記しきい値電圧Vth、前記最小パルス幅Tonminおよび前記トランジスタの最大蓄積電荷QGmaxに基づく下記の式を満たすことを特徴とする電源回路。
Rg>(Vout−Vth)×Tonmin/QGmax
A power supply circuit that converts an input voltage into a different voltage and outputs it as a power supply,
A pulse output circuit for outputting a pulse signal having a variable pulse width equal to or greater than a predetermined minimum pulse width Tonmin at an amplitude of a predetermined pulse voltage Vout ;
A switching operation that turns on when a gate voltage that changes according to the pulse signal output by the pulse output circuit exceeds a predetermined threshold voltage Vth, and turns off when the gate voltage falls below the threshold voltage Vth. A transistor to perform,
A transformer having a primary coil and a secondary coil, the current flowing through the primary coil being controlled according to the switching operation performed by the transistor;
An input resistor connected between the pulse output circuit and the transistor;
The resistance value Rg of the input resistance satisfies the following expression based on the pulse voltage Vout, the threshold voltage Vth, the minimum pulse width Tonmin, and the maximum accumulated charge QGmax of the transistor.
Rg> (Vout−Vth) × Tonmin / QGmax
請求項1に記載の電源回路において、
前記トランジスタは電界効果トランジスタであり、
前記入力抵抗は前記電界効果トランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴とする電源回路。
The power supply circuit according to claim 1,
The transistor is a field effect transistor;
Power circuit the input resistance, characterized in that connected to the gate terminal of the field effect transistor.
請求項1または2に記載の電源回路において、
前記入力電圧は、モータを駆動するための駆動電圧と共用されることを特徴とする電源回路。
The power supply circuit according to claim 1 or 2,
The power supply circuit according to claim 1, wherein the input voltage is shared with a drive voltage for driving the motor.
請求項3に記載の電源回路において、
前記モータの駆動に応じて前記入力電圧が変動することを特徴とする電源回路。
The power supply circuit according to claim 3 ,
The power supply circuit according to claim 1, wherein the input voltage varies according to driving of the motor.
請求項1〜4のいずれか一項に記載の電源回路において、
前記電源は、モータの駆動を制御するための制御回路に供給されることを特徴とする電源回路。
In the power supply circuit according to any one of claims 1 to 4 ,
A power supply circuit, wherein the power is supplied to a control circuit for controlling driving of a motor.
請求項1〜5のいずれか一項に記載の電源回路と、
前記電源が供給される制御回路と、
前記制御回路から出力される制御信号に基づいて駆動信号を出力するドライバ回路と、
前記ドライバ回路から出力される駆動信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールとを備えることを特徴とする電力変換装置。
The power supply circuit according to any one of claims 1 to 5 ,
A control circuit to which the power is supplied;
A driver circuit that outputs a drive signal based on a control signal output from the control circuit;
A power conversion device comprising: a power module having a switching element that performs a switching operation based on a drive signal output from the driver circuit.
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