JP5357618B2 - 放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents

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Description

本発明は、放電灯点灯装置及び照明器具に関するものである。
従来から、直流電力を出力する直流電源部と、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部とを備える放電灯点灯装置が提供されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。放電灯への出力電力は、放電灯と共振部とが構成する共振回路の共振周波数と、ドライブ部がスイッチング部をオンオフする動作の周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）との関係によって制御することができる。
この種の放電灯点灯装置において、制御用コンデンサを備え、ドライブ部は制御用コンデンサの両端電圧に応じた動作周波数で動作するように構成されたものがある。この種の放電灯点灯装置では、制御用の回路によって制御用コンデンサを充放電することで、ドライブ部の動作周波数を変更し、これによって放電灯への出力電力を制御することができる。また、動作周波数の変更時には、制御用コンデンサの時定数により動作周波数及び放電灯への出力電力が徐々に変化するから、動作周波数及び放電灯への出力電力をステップ状に変化させる場合に比べて回路素子や放電灯に電気的なストレスがかかりにくい。
特開２００４−３２７１１６号公報 特開２００８−２６９８６０号公報
しかし、上記の放電灯点灯装置においては、短時間の停止後に制御用コンデンサの両端電圧が放電等で十分に復帰しないうちに再始動された場合、始動直後に共振部の出力電力が一時的に過剰に大きくなり回路素子や放電灯に過大な電気的ストレスがかかる可能性があった。
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、始動直後に回路素子や放電灯に過大な電気的ストレスがかかることを避けることができる放電灯点灯装置及び照明器具を提供することにある。
請求項１の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、不揮発性メモリからなり制御部の動作に用いられる一時データが格納される記憶部とを備え、ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部を備え、入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間にはドライブ部は動作を開始させず、記憶部に保持された一時データの消去は、ドライブ部の動作中に行われることを特徴とする。
請求項２の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、不揮発性メモリからなり制御部の動作に用いられる一時データが格納される記憶部とを備え、ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部と、共振部に放電灯が接続されていない無負荷状態か否かを判定する無負荷判定部とを備え、入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間と無負荷判定部によって無負荷状態が判定されている期間とにはそれぞれドライブ部は動作を開始させず、記憶部に保持された一時データの消去は、ドライブ部の動作中に行われることを特徴とする。
この発明によれば、停止時間中に制御用コンデンサの両端電圧を安定させることができるから、短時間の停止後に再始動された場合であっても、始動直後に共振部の出力電力が一時的に過剰に大きくなり共振部を構成する回路素子や放電灯に過大な電気的ストレスがかかることを避けることができる。また、記憶部に保持された一時データの消去がドライブ部の停止中に行われる場合に比べ、起動部の負担が軽減される。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、記憶部に格納された一時データの読み出しは、ドライブ部の動作が開始される前に行われることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１〜３の発明において、外部から入力された交流電力を全波整流する整流部を備え、直流電源部は、整流部の出力端間に接続されたスイッチング素子とインダクタとの直列回路と、前記インダクタに直列に接続され両端電圧が直流電源部の出力電圧となる出力コンデンサとを有するスイッチング電源からなり、直流電源部の出力電圧を一定に保つように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する電源ドライブ部と、直流電源部の出力電圧を検出して直流電源部が正常か異常かを判定する直流電源異常判定部とを備え、制御部は、定常動作中に直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定されると、定常動作を終了して再度の始動動作を開始し、再度の始動動作が終了してもなお直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定される場合にはドライブ部を停止させることを特徴とする。
この発明によれば、再度の始動動作を行わずにドライブ部を停止させる場合と違い、直流電源部の出力電圧が短時間だけ低下したときにドライブ部が停止されてしまうようなことを避けることができる。また、再度の始動動作の終了時にもなお直流電源部の異常が判定される場合にはドライブ部が停止されることにより、例えば直流電源部の出力電圧が誤って実際より低く検出され誤ったフィードバック制御が行われるような場合であっても、回路素子や放電灯にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
請求項５の発明は、請求項４の発明において、電源ドライブ部は、直流電源部のスイッチング素子がいったんオフされた後に次にオンされるまでの時間を所定の保留時間以上とすることを特徴とする。
この発明によれば、直流電源部のスイッチング素子が保留時間未満の短い間隔でオンオフを繰り返されることを避けることができる。
請求項６の発明は、請求項４又は請求項５の発明において、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部と、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達する前は直流電源部の出力電圧が所定電圧以上となったときに直流電源部の出力電圧を低下させるように電源ドライブ部を制御するという過電圧保護動作を行う過電圧保護部とを備え、過電圧保護部は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作を行わないことを特徴とする。
この発明によれば、累積使用時間が装置寿命時間に達する前は、過電圧保護動作により、回路部品に過剰な電気的ストレスがかかることを防ぐことができる。また、累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作が行われないことで、回路素子の中で直流電源部のスイッチング素子が最初に寿命を迎える可能性が高くなるから対策を立てやすくなり、且つ、スイッチング素子が寿命を迎えて故障するタイミングはばらつきがあるので、同時に複数個の放電灯点灯装置の使用が開始された場合であってもそれら複数個の放電灯点灯装置の寿命時に放電灯が一斉に消灯されてしまうことがない。
請求項７の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、外部から入力された交流電力を全波整流する整流部とを備え、ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、直流電源部は、整流部の出力端間に接続されたスイッチング素子とインダクタとの直列回路と、前記インダクタに直列に接続され両端電圧が直流電源部の出力電圧となる出力コンデンサとを有するスイッチング電源からなり、直流電源部の出力電圧を一定に保つように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する電源ドライブ部と、直流電源部の出力電圧を検出して直流電源部が正常か異常かを判定する直流電源異常判定部とを備え、制御部は、定常動作中に直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定されると、定常動作を終了して再度の始動動作を開始し、再度の始動動作が終了してもなお直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定される場合にはドライブ部を停止させることを特徴とする。
この発明によれば、停止時間中に制御用コンデンサの両端電圧を安定させることができるから、短時間の停止後に再始動された場合であっても、始動直後に共振部の出力電力が一時的に過剰に大きくなり共振部を構成する回路素子や放電灯に過大な電気的ストレスがかかることを避けることができる。また、再度の始動動作を行わずにドライブ部を停止させる場合と違い、直流電源部の出力電圧が短時間だけ低下したときにドライブ部が停止されてしまうようなことを避けることができる。また、再度の始動動作の終了時にもなお直流電源部の異常が判定される場合にはドライブ部が停止されることにより、例えば直流電源部の出力電圧が誤って実際より低く検出され誤ったフィードバック制御が行われるような場合であっても、回路素子や放電灯にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
請求項８の発明は、請求項７の発明において、電源ドライブ部は、直流電源部のスイッチング素子がいったんオフされた後に次にオンされるまでの時間を所定の保留時間以上とすることを特徴とする。
この発明によれば、直流電源部のスイッチング素子が保留時間未満の短い間隔でオンオフを繰り返されることを避けることができる。
請求項９の発明は、請求項７又は請求項８の発明において、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部と、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達する前は直流電源部の出力電圧が所定電圧以上となったときに直流電源部の出力電圧を低下させるように電源ドライブ部を制御するという過電圧保護動作を行う過電圧保護部とを備え、過電圧保護部は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作を行わないことを特徴とする。
この発明によれば、累積使用時間が装置寿命時間に達する前は、過電圧保護動作により、回路部品に過剰な電気的ストレスがかかることを防ぐことができる。また、累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作が行われないことで、回路素子の中で直流電源部のスイッチング素子が最初に寿命を迎える可能性が高くなるから対策を立てやすくなり、且つ、スイッチング素子が寿命を迎えて故障するタイミングはばらつきがあるので、同時に複数個の放電灯点灯装置の使用が開始された場合であってもそれら複数個の放電灯点灯装置の寿命時に放電灯が一斉に消灯されてしまうことがない。
請求項１０の発明は、請求項７〜９のいずれかの発明において、直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部を備え、入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間にはドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする。
請求項１１の発明は、請求項７〜９のいずれかの発明において、直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部と、共振部に放電灯が接続されていない無負荷状態か否かを判定する無負荷判定部とを備え、入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間と無負荷判定部によって無負荷状態が判定されている期間とにはそれぞれドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする。
請求項１２の発明は、請求項１〜請求項１１のいずれかの発明において、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部を備え、制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、予熱動作の継続時間を長くすることを特徴とする。
この発明によれば、予熱動作の継続時間が長くされて放電灯の寿命が短くなりやすくなることで、使用者は放電灯点灯装置の寿命を知ることができる。
請求項１３の発明は、請求項１〜請求項１２のいずれかの発明において、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部を備え、制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、始動動作の継続時間を短くすることを特徴とする。
この発明によれば、始動時間が短くされて放電灯の始動が失敗しやすくなることで、使用者は放電灯点灯装置の寿命を知ることができる。
請求項１４の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部とを備え、ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、予熱動作の継続時間を長くすることを特徴とする。
請求項１５の発明は、請求項１４の発明において、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部を備え、制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、始動動作の継続時間を短くすることを特徴とする。
この発明によれば、始動時間が短くされて放電灯の始動が失敗しやすくなることで、使用者は放電灯点灯装置の寿命を知ることができる。
請求項１６の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部とを備え、ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、始動動作の継続時間を短くすることを特徴とする。
この発明によれば、始動時間が短くされて放電灯の始動が失敗しやすくなることで、使用者は放電灯点灯装置の寿命を知ることができる。
請求項１７の発明は、請求項１４〜請求項１６のいずれかの発明において、直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部を備え、入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間にはドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする。
請求項１８の発明は、請求項１４〜請求項１６のいずれかの発明において、直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部と、共振部に放電灯が接続されていない無負荷状態か否かを判定する無負荷判定部とを備え、入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間と無負荷判定部によって無負荷状態が判定されている期間とにはそれぞれドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする。
請求項１９の発明は、請求項１〜１８のいずれかの発明において、放電灯の光出力を指示する電気信号である調光信号が外部から入力される調光信号入力部を備え、制御部は、少なくとも定常動作中には、ドライブ部の動作の周波数を、調光信号入力部に入力された調光信号に応じた周波数とすることを特徴とする。
この発明によれば、調光信号による制御が可能となる。
請求項２０の発明は、請求項１〜１９のいずれかの発明において、放電灯を消灯させるべき異常の有無を判定する異常判定部と、クロック信号を生成するクロック部とを備え、制御部は、クロック部が出力するクロック信号の周波数が高いほど消費電力が増加するとともに動作速度が向上し、異常判定部によって異常があると判定されたときには放電灯への出力電力を少なくとも減少させるようにドライブ部を制御するものであって、クロック部は、ドライブ部の停止中にはドライブ部の動作中よりもクロック信号の周波数を低くすることを特徴とする。
この発明によれば、ドライブ部の停止中にクロック信号の周波数を低くしない場合に比べ、ドライブ部の停止中の制御部の消費電力が減少することにより、起動部にかかる電気的なストレスが低減される。また、ドライブ部の動作中にはクロック信号の周波数を高くすることで、異常判定部の出力に対する制御部の応答を速くすることができる。
請求項２１の発明は、請求項２０の発明において、ドライブ部の動作中には所定の報知電圧をクロック部に入力する報知電源部を備え、クロック部は、報知電源部から報知電圧が入力されている期間には、報知電源部から報知電圧が入力されていない期間よりも、クロック信号の周波数を高くすることを特徴とする。
請求項２２の発明は、請求項１〜２１のいずれかの発明において、放電灯に流れる非対称電流に基いて放電灯が寿命末期か否かを判定する放電灯寿命判定部を備えることを特徴とする。
請求項２３の発明は、請求項１〜２２のいずれかの発明において、プリント配線板と、ドライブ部と起動部とが少なくとも設けられた駆動用集積回路と、制御部が少なくとも設けられた制御用集積回路とを備え、プリント配線板に設けられた導電パターンのうち、回路のグランドの電位とされるグランドパターンにおいて、駆動用集積回路及び制御用回路が電気的に接続される部位は、直流電源部とスイッチング部と共振部とがそれぞれ接続される部位から分岐されていることを特徴とする。
この発明によれば、グランドパターンを分岐させない場合に比べ、グランドパターンを伝わる伝導ノイズの影響を駆動用集積回路と制御用集積回路とが受けにくくなる。
請求項２４の発明は、請求項１〜２３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置を保持した器具本体とを備えることを特徴とする。
請求項１，２，７，１４，１６の発明によれば、それぞれ、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じてスイッチング部を駆動するドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させないので、停止時間中に制御用コンデンサの両端電圧を安定させることができるから、短時間の停止後に再始動された場合であっても、始動直後に共振部の出力電力が一時的に過剰に大きくなり共振部を構成する回路素子や放電灯に過大な電気的ストレスがかかることを避けることができる。
本発明の実施形態１の動作の一例を示す説明図であり、（ａ）は制御電圧の時間変化を示し、（ｂ）は停止実行部への入力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は停止実行部の出力電圧の時間変化を示し、（ｄ）はシーケンス制御部の出力電圧の時間変化を示し、（ｅ）は制御用コンデンサの両端電圧の時間変化を示し、（ｆ）は動作周波数の時間変化を示す。 同上を示す回路ブロック図である。 同上の起動部及び制御電源部を示す回路ブロック図である。 同上の動作の一例を示す説明図であり、（ａ）は直流電源部の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）はそれぞれ駆動電圧が分圧された各検出電圧及び駆動電圧の時間変化を示し、（ｃ）は起動部の第１スイッチング素子のゲート電圧の時間変化を示し、（ｄ）は制御電圧の時間変化を示し、（ｅ）は停止実行部の出力電圧の時間変化を示し、（ｆ）はドライブ部からスイッチング部の一方のスイッチング素子に出力される駆動信号の電圧値の時間変化を示す。 同上の発振部とドライブ部と停止実行部とを示す回路ブロック図である。 同上の発振部の動作を示す説明図であり、（ａ）は発振部の発振用コンデンサの両端電圧の時間変化を示し、（ｂ）は発振部のコンパレータの出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は第１矩形信号の電圧値の時間変化を示し、（ｄ）は第１駆動信号の電圧値の時間変化を示す。 本発明の実施形態２を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態３を示す回路ブロック図である。 同上の要部を示す回路ブロック図である。 同上の動作の一例を示す説明図であり、（ａ）は制御電圧の時間変化を示し、（ｂ）は調整制御部の出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）はシーケンス制御部の出力電圧の時間変化を示し、（ｄ）は制御用コンデンサの両端電圧の時間変化を示し、（ｆ）は動作周波数の時間変化を示す。 同上の比較例の要部を示す回路ブロック図である。 同上の発振部の入力用オペアンプへの入力電圧の時間変化の例を示し、（ａ）は周囲温度が常温付近である場合を示し、（ｂ）は周囲温度が低温である場合を示す。 同上において入力用オペアンプの非反転入力端子への入力電圧とランプ電力との関係を示す説明図である。 同上において周囲温度とランプ電流及びランプ電力との関係を示す説明図である。 本発明の実施形態４を示す回路ブロック図である。 同上の動作の一例を示す説明図であり、（ａ）は制御電圧の時間変化を示し、（ｂ）は停止実行部からドライブ部への出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は報知電圧の時間変化を示し、（ｄ）はドライブ部からスイッチング部の一方のスイッチング素子に出力される駆動信号の電圧値の時間変化を示し、（ｅ）はクロック周波数の時間変化を示す。 本発明の実施形態５を示す回路ブロック図である。 同上における累積点灯時間と調光比との関係の一例を示す説明図である。 本発明の実施形態６を示す回路ブロック図である。 同上の電源検出部及び停止実行部を示す回路ブロック図である。 同上の動作の一例を示す説明図であり、（ａ）は停止制御部の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）は電源検出部の出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は停止実行部において電源検出部に接続された入力コンパレータの出力電圧の時間変化を示し、（ｄ）は停止実行部の論理和回路の出力電圧の時間変化を示し、（ｅ）は遅延用コンデンサの両端電圧の時間変化を示し、（ｆ）は報知電圧の時間変化を示す。 同上の電源検出部及び停止実行部の変更例を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態７を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態８を示す回路ブロック図である。 同上の要部を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態９を示す回路ブロック図である。 同上の直流電圧低下検出部を示す回路図である。 同上において直流電圧低下状態の継続時間が再始動時間に達しなかった場合の動作を示す説明図であり、（ａ）は直流電源検出部の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）は直流電圧低下判定部のコンパレータの出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は直流電圧低下判定部の出力電圧の時間変化を示し、（ｄ）はシーケンス制御部の出力電圧の時間変化を示し、（ｅ）は動作周波数の時間変化を示し、（ｆ）は駆動用集積回路への停止制御部の出力電圧の時間変化を示す。 同上において直流電圧低下状態の継続時間が再始動時間に達しなかった場合の動作を示す説明図であり、（ａ）は直流電源検出部の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）は直流電圧低下判定部のコンパレータの出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は直流電圧低下判定部の出力電圧の時間変化を示し、（ｄ）はシーケンス制御部の出力電圧の時間変化を示し、（ｅ）は動作周波数の時間変化を示し、（ｆ）は駆動用集積回路への停止制御部の出力電圧の時間変化を示す。 本発明の実施形態１０の要部を示す回路ブロック図である。 同上のゼロ電流検出部の動作を示す説明図であり、（ａ）は電源ドライブ部の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）はゼロ電流検出部への入力電圧の時間変化を示し、（ｃ）はゼロ電流検出部の入力コンパレータの出力電圧の時間変化を示し、（ｄ）はゼロ電流検出部の保留用コンデンサの両端電圧の時間変化を示し、（ｅ）はワンショット回路の出力電圧の時間変化を示し、（ｆ）はゼロ電流検出部の出力コンパレータの出力電圧の時間変化を示し、（ｇ）はゼロ電流検出部の出力電圧の時間変化を示す。 同上を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態１１の要部を示す回路ブロック図である。 同上の動作を示す説明図であり、（ａ）は報知部の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）は共振部から放電灯への出力電圧の時間変化を示し、（ｃ）は動作周波数の時間変化を示す。 本発明の実施形態１２を示す回路ブロック図である。 同上の要部を示す回路ブロック図である。 同上の変更例の要部を示す回路ブロック図である。 同上を構成する回路素子のプリント配線板上での配置の例を示す説明図である。 同上の比較例を示す説明図である。 （ａ）〜（ｃ）はそれぞれ同上をケースに収納した状態を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は右側面図である。 同上を用いた照明器具の例を示す斜視図である。 同上を用いた照明器具の別の例を示す斜視図である。
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
（実施形態１）
本実施形態は、図２に示すように、一対のフィラメント（図示せず）を有する一般的な熱陰極型の放電灯Ｌａを点灯させるものであって、周知のダイオードブリッジからなり外部の交流電源ＡＣから入力された交流電力を全波整流する整流部ＤＢと、整流部ＤＢの出力を少なくとも平滑して直流電力を出力する直流電源部１と、直流電源部１の出力端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を備えて低電圧側（ローサイド）のスイッチング素子Ｑ２の両端を出力端とするスイッチング部２１と、スイッチング部２１の出力端間に接続されて放電灯Ｌａとともに共振回路を構成する共振部２２とを備える。すなわち、スイッチング部２１と共振部２２とは全体としていわゆるハーフブリッジ形のインバータ回路を構成している。また、直流電源部１の低電圧側の出力端はグランドに接続されている。
直流電源部１は例えば整流部ＤＢの出力端間に接続された平滑コンデンサ（図示せず）で構成することができ、この場合には平滑コンデンサの両端が直流電源部１の出力端となる。
また、共振部２２は、一端がスイッチング部２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続され他端が放電灯Ｌａを介してグランドに接続されたコンデンサＣ１とインダクタＬ１との直列回路と、放電灯Ｌａに並列に（すなわち放電灯Ｌａのフィラメント間に）接続されたコンデンサＣ２とを備える。
さらに、本実施形態は、放電灯Ｌａの始動時に放電灯Ｌａの各フィラメントをそれぞれ予熱するための予熱部２３を備える。予熱部２３は、一端がコンデンサＣ３を介してスイッチング部２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されるとともに他端がグランドに接続された一次巻線と、それぞれコンデンサＣ４，Ｃ５との直列回路が放電灯Ｌａの一方ずつのフィラメントの両端間に接続された２本の二次巻線とを有するトランスＴｒ１を備える。
また、本実施形態は、スイッチング部２１の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されスイッチング部２１の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動することによって共振部２２から放電灯Ｌａに交流電力を供給させるドライブ部３１と、ドライブ部３１の動作の周波数を制御することによって共振部２２から放電灯Ｌａに出力される交流電力の周波数を制御するシーケンス制御部４１とを備える。
ドライブ部３１は高耐圧集積回路（ＨＶＩＣ）からなる駆動用集積回路３に設けられ、シーケンス制御部４１はマイクロコントローラ（マイコン）と呼ばれる集積回路からなる制御用集積回路４に設けられている。制御用集積回路４としては入出力の電圧値が２段階のみであってＡ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器を含まないものを用いれば、制御用集積回路４での消費電力が比較的に抑えられる。
また、本実施形態は、ドライブ部３１の動作開始後にスイッチング部２１から電力を供給され駆動用集積回路３の電源となる直流電力を出力する駆動電源部５を備える。駆動電源部５は、アノードがグランドに接続されカソードが入力側コンデンサを介してスイッチング部２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続された入力側ダイオードと、この入力側ダイオードと入力側コンデンサとの接続部にアノードが接続されカソードが出力側コンデンサＣ１０１とツェナーダイオードＺＤ１との並列回路を介してグランドに接続された出力側ダイオードとを備え、出力側コンデンサＣ１０１の両端電圧を出力電圧としている。ドライブ部３１の動作開始から十分な時間が経過し出力側コンデンサＣ１０１の両端電圧が安定した状態では、出力側コンデンサＣ１０１の両端電圧すなわち駆動電源部５の出力電圧は例えば１０Ｖとなる。
さらに、駆動用集積回路３には、ドライブ部３１の動作開始前に直流電源部１から電力を供給されて駆動電源部５の電源となる直流電力を出力する起動部３２と、駆動電源部５とから電力を供給され、駆動電源部５の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御用集積回路４の電源となる所定の制御電圧Ｖｃｃ１（例えば５Ｖ）を生成して制御用集積回路４に供給する制御電源部３３とがそれぞれ設けられている。
詳しく説明すると、図３に示すように、起動部３２は、直流電源部１の高電圧側の出力端に一端が接続され他端が第１スイッチング素子Ｑ１０１を介して駆動電源部５の出力端に接続されたインピーダンス素子Ｚ１を有する。つまり、起動部３２の第１スイッチング素子Ｑ１０１がオンされている期間には、直流電源部１の出力電圧Ｖｄｃがインピーダンス素子Ｚ１と第１スイッチング素子Ｑ１０１とを介して駆動電源部５に出力され、これによって駆動電源部５の出力側コンデンサＣ１０１が充電される。上記の第１スイッチング素子Ｑ１０１はｎ型チャネルの高耐圧電界効果トランジスタからなり、第１スイッチング素子Ｑ１０１のゲートは、抵抗Ｒ１０１を介して直流電源部１とインピーダンス素子Ｚ１との接続点に接続されるとともに、ダイオードＤ１０１とツェナーダイオードＺＤ２との直列回路とｎ型チャネルの電界効果トランジスタからなる第２スイッチング素子Ｑ１０２との並列回路を介してグランドに接続されている。また、起動部３２は、それぞれ駆動電源部５の出力電圧（以下、「駆動電圧」と呼ぶ。）Ｖｃｃ２を分圧する４個の分圧抵抗を有し、これらの分圧抵抗の接続点からはそれぞれ電圧（分圧比）が異なる３通りの検出電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが出力される。さらに、起動部３２は、反転入力端子に所定の第１参照電圧Ｖｒ１が入力されるとともに出力端子が論理和回路ＯＲ１を介して第２スイッチング素子Ｑ１０２のゲートに接続されたコンパレータＣＰ１を備える。コンパレータＣＰ１の非反転入力端子にはトランスファーゲート回路を用いて構成されたマルチプレクサＴＧ１を介して検出電圧Ｖｂ，Ｖｃが入力されている。上記のマルチプレクサＴＧ１はコンパレータＣＰ１の出力端子に接続されており、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルである期間には２番目に低い検出電圧（以下、「第２検出電圧」と呼ぶ。）ＶｂをコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力し、コンパレータＣＰ１の出力がＬレベルである期間には最も低い検出電圧（以下、「第３検出電圧」と呼ぶ。）ＶｃをコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力するように構成されている。
図４を用いて起動部３２の動作を説明する。電源がオンされた直後には、コンパレータＣＰ１の出力がＬレベルであることにより、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子には第３検出電圧Ｖｃが入力されるとともに、第２スイッチング素子Ｑ１０２がオフされることでツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧により第１スイッチング素子Ｑ１０１がオンされる。第１スイッチング素子Ｑ１０１がオンされている期間には、駆動電源部５の出力側コンデンサＣ１０１は直流電源部１の出力電力を起動部３２のインピーダンス素子Ｚ１と第１スイッチング素子Ｑ１０１とを介して供給されることで充電され、徐々に両端電圧（駆動電圧）Ｖｃｃ２を上昇させる。やがて第３検出電圧Ｖｃが第１参照電圧Ｖｒ１に達すると、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルとなる。すると、非反転入力端子への入力電圧が第３検出電圧Ｖｃよりも高い第２検出電圧Ｖｂに変化するとともに、第２スイッチング素子Ｑ１０２がオンされて第１スイッチング素子Ｑ１０１がオフされることで起動部３２から駆動電源部５への電力の供給が停止される。この時点では未だドライブ部３１が動作を開始しておらず、スイッチング部２１から駆動電源部５には電力は供給されないから、出力側コンデンサＣ１０１の放電により駆動電圧Ｖｃｃ２は低下し始める。やがて第２検出電圧Ｖｂが第１参照電圧Ｖｒ１に達すると、再びコンパレータＣＰ１の出力がＬレベルとなって駆動電源部５の出力電圧が上昇を開始し、次に第３検出電圧Ｖｃが第１参照電圧Ｖｒ１に達すると再びコンパレータＣＰ１の出力がＨレベルとなる。以後、直流電源部１から図４（ａ）に示すような直流電力が供給され、且つ、図４（ｅ）に示す停止実行部３４（後述）から論理和回路ＯＲ１への入力がＬレベルであってドライブ部３１が停止している期間には、上記動作の繰り返しにより、第１スイッチング素子Ｑ１０１のゲート電圧は図４（ｃ）に示すように変動し、駆動電圧Ｖｃｃ２は、図４（ｂ）に示すように、第３検出電圧Ｖｃが第１参照電圧Ｖｒ１となるような上限電圧と、第２検出電圧Ｖｂが第１参照電圧Ｖｒ１となるような下限電圧との間で上下を繰り返す。
ここで、駆動用集積回路３には、ドライブ部３１と起動部３２とをそれぞれ制御する停止実行部３４が設けられている。停止実行部３４の出力は論理和回路ＯＲ１に入力されており、停止実行部３４の出力がＬレベルである期間にはドライブ部３１が停止されるとともに起動部３２から駆動電源部５への電力供給がオンされるが、停止実行部３４の出力がＨレベルである期間にはコンパレータＣＰ１の出力に関わらず第２スイッチング素子Ｑ１０２がオンされ第１スイッチング素子Ｑ１０１がオフされることで起動部３２から駆動電源部５への電力供給がオフされる。ただし、停止実行部３４の出力がＨレベルである期間にはドライブ部３１が動作（つまり図４（ｆ）に示すようなスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動用の出力を生成）することによりスイッチング部２１から駆動電源部５への電力供給がなされる。
また、制御電源部３３は、起動部３２の分圧抵抗が出力する検出電圧のうち最も高い検出電圧（以下、「第１検出電圧」と呼ぶ。）Ｖａが非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に第１参照電圧Ｖｒ１が入力されたコンパレータＣＰ２と、駆動電源部５の出力端とグランドとの間に接続された定電流回路Ｉｒ１とツェナーダイオードＺＤ３との直列回路と、定電流回路Ｉｒ１とツェナーダイオードＺＤ３との接続点にベースが接続されるとともにコレクタが駆動電源部５の出力端に接続されエミッタが制御電源部３３の出力端として制御用集積回路４に接続されたｎｐｎ型のトランジスタＱ１０３と、ツェナーダイオードＺＤ３に並列に接続されたｎ型チャネルの電界効果トランジスタからなりゲートがコンパレータＣＰ２の出力端子に接続されたスイッチング素子Ｑ１０４とを備える。つまり、図４（ｄ）に示すように第１検出電圧Ｖａが第１参照電圧Ｖｒ１を上回っている期間のみ制御用集積回路４へ制御電圧Ｖｃｃ１が出力され、第１検出電圧Ｖａが第１参照電圧Ｖｒ１を下回っている期間には制御電圧Ｖｃｃ１は出力されない（すなわち制御電源部３３の出力電圧がほぼ０となる）ように構成されているのであり、第１検出電圧Ｖａが第１参照電圧Ｖｒ１となるときの駆動電圧が上記の基準電圧である。ここで、駆動用集積回路３から制御用集積回路４に制御電圧Ｖｃｃ１を出力する電路はノイズ除去用のコンデンサＣ５１を介してグランドに接続されている。
また、駆動用集積回路３には、シーケンス制御部４１の出力に応じた周波数の矩形波を出力する発振部３５が設けられており、ドライブ部３１は発振部３５の出力の周波数でスイッチング部２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する。
発振部３５は、図５に示すように、非反転入力端子が抵抗Ｒ１０３を介してシーケンス制御部４１に接続されるとともに抵抗Ｒ１０４と制御用コンデンサＣ１０３との並列回路を介してグランドに接続されて反転入力端子が出力端子に接続されたオペアンプからなり出力端子が２個の抵抗Ｒ１０６，Ｒ１０２を介してグランドに接続されたボルテージフォロワＯＰ１と、非反転入力端子に所定の第２参照電圧Ｖｒ２が入力され反転入力端子が抵抗Ｒ１０６を介してボルテージフォロワＯＰ１の出力端子に接続された制御用オペアンプＯＰ２とを備える。このオペアンプ１０２の出力端子は、各入力端にそれぞれ制御電圧Ｖｃｃ１が入力された充電用カレントミラー回路ＣＭ１の一方の出力端と抵抗Ｒ１０２との間に接続された充電用スイッチング素子Ｑｃのゲートに接続されており、上記の充電用カレントミラー回路ＣＭ１の他方の出力端は発振用コンデンサＣ１０２を介してグランドに接続されている。また、発振部３５は、ゲートが充電用カレントミラー回路ＣＭ１の上記一方の出力端に接続されたｐ型チャネルの電界効果トランジスタからなる第１放電用スイッチング素子Ｑｄを介して一方の入力端に制御電圧Ｖｃｃ１が入力されるとともに他方の入力端に発振用コンデンサＣ１０２が接続され各出力端がそれぞれグランドに接続された放電用カレントミラー回路ＣＭ２を備える。さらに、発振部３５は、反転入力端子が発振用コンデンサＣ１０２に接続されるとともに所定の第３参照電圧Ｖｒ３と第３参照電圧Ｖｒ３よりも低い所定の第４参照電圧Ｖｒ４との一方がトランスファーゲート回路を用いて構成されたマルチプレクサＴＧ２を介して非反転入力端子に入力されるコンパレータＣＰ３を備える。上記のマルチプレクサＴＧ２にはコンパレータＣＰ３の出力端子が接続されており、コンパレータＣＰ３の出力がＨレベルである期間には第３参照電圧Ｖｒ３がコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に入力され、コンパレータＣＰ３の出力がＬレベルである期間には第４参照電圧Ｖｒ４がコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に入力されるように構成されている。また、放電用カレントミラー回路ＣＭ２には、ｎ型チャネルの電界効果トランジスタからなりゲートがコンパレータＣＰ３の出力端子に接続された第２放電用スイッチング素子Ｑ１０５が並列に接続されている。
発振部３５の動作を説明する。発振用コンデンサＣ１０２が十分に充電されていない状態では、コンパレータＣＰ３の出力がＨレベルとなることにより、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子には第３参照電圧Ｖｒ３が入力され、第２放電用スイッチング素子Ｑ１０５はオンされる。この間、放電用カレントミラー回路ＣＭ２に並列に接続された第２放電用スイッチング素子Ｑ１０５のオンにより、放電用カレントミラー回路ＣＭ２を介した発振用コンデンサＣ１０２の放電は抑えられ、充電用カレントミラー回路ＣＭ１を介した充電により発振用コンデンサＣ１０２の両端電圧は徐々に上昇する。やがて発振用コンデンサＣ１０２の両端電圧が第３参照電圧Ｖｒ３に達すると、コンパレータＣＰ３の出力がＬレベルとなり、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子への入力電圧が第４参照電圧Ｖｒ４になるとともに、第２放電用スイッチング素子Ｑ１０５がオフされる。すると、充電用カレントミラー回路ＣＭ１を介した充電電流よりも放電用カレントミラー回路ＣＭ２を介した放電電流が多くなることにより、発振用コンデンサＣ１０２の両端電圧は徐々に低下する。そして発振用コンデンサＣ１０２の両端電圧が第４参照電圧Ｖｒ４に達すると再びコンパレータＣＰ３の出力がＨレベルとなり、以下同様の動作を繰り返す。これにより、発振用コンデンサＣ１０２の両端電圧すなわちコンパレータＣＰ３の反転入力端子への入力電圧は図６（ａ）に示すように第３参照電圧Ｖｒ３と第４参照電圧Ｖｒ４との間で上下を繰り返し、コンパレータＣＰ３の出力は図６（ｂ）に示すような矩形波となる。さらに、発振部３５は、コンパレータＣＰ３の出力を整形してドライブ部３１に出力する出力整形回路３５ａを有する。出力整形回路３５ａは、図６（ｃ）に示すようにコンパレータＣＰ３の出力を例えば２分周することで第１矩形信号を生成する第１矩形信号生成部（図示せず）と、第１矩形信号の出力が反転された第２矩形信号を生成する第２矩形信号生成部（図示せず）と、第１矩形信号のオン（ＬレベルからＨレベルへの反転）のタイミングを所定のデッドタイムｔｄだけ遅らせることで図６（ｄ）に示すような第１駆動信号を生成し第２矩形信号のオンのタイミングを上記と同様に遅らせることで第２駆動信号を生成して第１駆動信号と第２駆動信号とをそれぞれドライブ部３１に出力するデッドタイム生成部（図示せず）とを有する。ドライブ部３１は、スイッチング部２１の一方のスイッチング素子Ｑ１を第１駆動信号のオン期間（Ｈレベルの期間）にオンさせ第１駆動信号のオフ期間（Ｌレベルの期間）にオフさせる第１ドライブ部３１ａと、スイッチング部２１の他方のスイッチング素子Ｑ２を第２駆動信号のオン期間にオンさせ第２駆動信号のオフ期間にオフさせる第２ドライブ部３１ｂとを有する。すなわち、上記のデッドタイム生成部により、スイッチング部２１の２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンされることが防止されている。上記構成では発振用コンデンサＣ１０２には特に高い容量値が要求されないので、発振用コンデンサＣ１０２は制御用集積回路４に構成することができる。
ここで、発振用コンデンサＣ１０２の充電電流及び放電電流は、それぞれ、制御用オペアンプＯＰ２の反転入力端子への入力電圧が高いほど、つまり制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧が高いほど少なくなる。すなわち、上記の第１駆動信号及び第２駆動信号の周波数、つまりドライブ部３１の動作の周波数であって放電灯Ｌａに出力される交流電力の周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）は、制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧が高いほど低くなる。
制御用集積回路４のシーケンス制御部４１は、図１（ａ）に示す制御電圧Ｖｃｃ１の供給が開始されてからの時間に応じて、図１（ｅ）に示す制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧を変化させることにより、放電灯Ｌａの各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作ｔ１〜ｔ２の後、放電灯Ｌａの点灯を開始させる始動動作ｔ２〜ｔ３を行い、その後に、放電灯Ｌａの点灯を維持させる定常動作ｔ３〜ｔ４に移行する。例えば、シーケンス制御部４１は、抵抗Ｒ１０３を介して制御用コンデンサＣ１０３に対し図１（ｄ）に示すようなＰＷＭ信号を出力するものであり、このＰＷＭ信号のオンデューティによって制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧を変化させる。具体的には、予熱動作ｔ１〜ｔ２中には上記のＰＷＭ信号を停止させ（言い換えると上記のオンデューティを０にし）、定常動作ｔ３〜ｔ４では始動動作ｔ２〜ｔ３よりも上記のオンデューティを高くすることで、段階的に制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧を上昇させ、すなわち図１（ｆ）に示すように動作周波数ｆ１〜ｆ３を段階的に低下させる。つまり、動作周波数は、予熱動作ｔ１〜ｔ２中は最も高い動作周波数ｆ１とされ、始動動作ｔ２〜ｔ３中は予熱動作ｔ１〜ｔ２中よりも低い動作周波数ｆ２とされ、定常動作ｔ３〜ｔ４中は始動動作ｔ２〜ｔ３中よりもさらに低い動作周波数ｆ３とされる。なお、シーケンス制御部４１の出力はＰＷＭ信号に限られず、制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧を変化させるものであればよい。動作周波数ｆ１〜ｆ３は放電灯Ｌａと共振部２２とが構成する共振回路の共振周波数よりも高くされており、つまり動作周波数ｆ１〜ｆ３が低いほど共振部２２から放電灯Ｌａに出力される電力は増加する。すなわち、上記のような動作周波数ｆ１〜ｆ３の段階的な低下により、放電灯Ｌａへの出力電力は段階的に増加する。また、始動動作ｔ２〜ｔ３を開始するタイミングｔ２と定常動作ｔ３〜ｔ４を開始するタイミングｔ３とはそれぞれ例えば計時により決定され、予熱動作ｔ１〜ｔ２の継続時間と始動動作ｔ２〜ｔ３の継続時間とはそれぞれほぼ一定とされる。
さらに、本実施形態は、ドライブ部３１を停止させるべき異常状態か否かを判定する異常判定部６１を有する。図２の例では異常判定部６１は全体が制御用集積回路４の外部に設けられているが、異常判定部６１を構成する回路素子の一部を制御用集積回路４に集積化してもよい。また、制御用集積回路４には、ドライブ部３１を停止させるべき状態であることを異常判定部６１が判定したときに駆動用集積回路３の停止実行部３４に対して少なくともドライブ部３１の停止を指示するとともにシーケンス制御部４１を停止させる停止制御部４２が設けられている。停止制御部４２は、シーケンス制御部４１とともに請求項における制御部を構成する。制御用集積回路４の停止制御部４２から駆動用集積回路３の停止実行部３４への電路は、抵抗Ｒ５１を介して制御電圧Ｖｃｃ１の電路に接続されている。停止制御部４２は、通常は上記電路の電位をグランドと等しいＬレベルとし、ドライブ部３１を停止させる際には上記電路の電位を制御電圧Ｖｃｃ１と等しいＨレベルとすることでドライブ部３１の停止を指示する。つまり、ドライブ部３１の停止が指示されている期間には上記の抵抗Ｒ５１では電流が流れず電力が消費されないのであり、上記の抵抗Ｒ５１に常に電流が流れる構成とする場合に比べて消費電力が低減されている。図１ではｔ４で示すタイミングに、停止制御部４２の出力（すなわち停止実行部３４の入力）がＨレベルとなっていることで、停止実行部３４の出力がＬレベルとなって発振部３５及びドライブ部３１の動作がそれぞれ停止されている。
異常判定部６１が異常状態と判定する状態としては、例えば、共振部２２に放電灯Ｌａが接続されていない無負荷状態が考えられる。このような異常判定部６１は周知技術で実現可能であるので図示並びに詳細な説明は省略する。
ここで、定常動作ｔ３〜ｔ４中に電源がオフされて直後に電源がオンされたような場合、電源がオンされた時点で制御用コンデンサＣ１０３の放電が不十分だと、上記のような電源のオンの直後に共振部２２の出力電力が一時的に過剰に大きくなり共振部２２を構成する回路素子や放電灯Ｌａに過大な電気的ストレスがかかってしまう。
そこで、本実施形態では、停止実行部３４は制御電圧Ｖｃｃ１の出力が開始されてから所定の停止時間Ｔ１が経過するまでは出力をＬレベルとしてドライブ部３１を停止させ、停止時間Ｔ１の経過後に出力をＨレベルとしてドライブ部３１の動作を開始させている。この停止時間Ｔ１は、制御用コンデンサＣ１０３の放電に十分な時間とされている。従って、上記のように定常動作ｔ３〜ｔ４中に電源がオフされて直後に電源がオンされたような場合であっても、始動時には停止時間Ｔ１中に制御用コンデンサＣ１０３の放電がなされるから、共振部２２の回路素子や放電灯Ｌａに過大な電気的ストレスがかかることを避けることができる。
なお、図１の例では制御電圧Ｖｃｃ１の出力が開始されてから定常動作ｔ３〜ｔ４の終了時ｔ４までは停止実行部３４への入力（すなわち停止制御部４２の出力）がＬレベルに維持されていることにより、制御電圧Ｖｃｃ１の出力が開始されてから停止時間Ｔ１の経過後に予熱動作ｔ１〜ｔ２が開始されているが、制御電圧Ｖｃｃ１の出力が開始された後に停止実行部３４への入力がＨレベルとなっていてその後Ｌレベルに変化した場合には、停止実行部３４への入力がＬレベルとなってから停止時間Ｔ１の経過後に予熱動作ｔ１〜ｔ２が開始される。つまり、厳密には制御電源部３３から制御電圧Ｖｃｃ１が出力されていて且つ停止実行部３４への入力がＬレベルであるという状態が停止時間Ｔ１だけ継続された時点で予熱動作ｔ１〜ｔ２が開始されるのであり、定常動作ｔ３〜ｔ４が終了されてから次に予熱動作ｔ１〜ｔ２が開始されるまでの間には少なくとも停止時間Ｔ１の停止は確保される。
ところで、ドライブ部３１の停止中にはシーケンス制御部４１から発振部３５への出力は意味をもたない。そこで、シーケンス制御部４１が、停止実行部３４との間での電気信号の送受信または計時により、発振部３５に入力する電気信号（上記の例ではＰＷＭ信号）をドライブ部３１の停止中には生成しないものとしてもよい。この構成を採用すれば、ドライブ部３１の停止中の消費電力の低減が可能となり、これに伴って起動部３２の回路素子に対する耐久性等の要求が緩和されることで駆動用集積回路３の小型化が可能となる。
（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
本実施形態は、図７に示すように、人体を検出するためのセンサ６２と、このセンサ６２の出力に応じて所定の検出範囲内での人体の存在の有無を判定する人体判定部４３ａとを備える。つまり、センサ６２と人体判定部４３ａとでいわゆる人感センサが構成されている。人体判定部４３ａは制御用集積回路４に設けられており、センサ６２と人体判定部４３ａとはともに制御電圧Ｖｃｃ１を電源としている。センサ６２としては例えば人体から放射される熱線（赤外光）を検出する焦電センサを用いることができ、センサ６２と人体判定部４３ａとはいずれも周知技術によって実現可能であるので詳細な図示並びに説明は省略する。
本実施形態において、シーケンス制御部４１は、人体判定部４３ａによって人体の存在が判定されたときに予熱動作からの一連の動作によって放電灯Ｌａの点灯を開始させる。また、人体判定部４３ａによって人体の存在が判定されなくなってから所定の点灯保持時間が経過したとき、停止制御部４２が出力をＨレベルとするとともにシーケンス制御部４１の出力を停止させることで、放電灯Ｌａが消灯される。
上記構成によれば、使用者が放電灯Ｌａを消灯させる操作をし忘れることによる無駄な電力消費が抑えられる。
（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
本実施形態は、図８に示すように、放電灯Ｌａによって照明される空間の明るさを検出する周知の明るさセンサ６３を備え、制御用集積回路４には、少なくともシーケンス制御部４１の定常動作中には明るさセンサ６３の出力に応じた出力を生成する調整制御部４４が設けられている。図９に示すように、調整制御部４４は抵抗を介して制御用コンデンサＣ１０３に接続されており、シーケンス制御部４１と同様に制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧を変化させることにより動作周波数を制御する。本実施形態では調整制御部４４はシーケンス制御部４１と同様にＰＷＭ信号を出力するが、調整制御部４４の出力は必ずしもＰＷＭ信号でなくともよく、制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧を変化させるものであればよい。
また、スイッチング部２１は、低電圧側（ローサイド）のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検出するためにスイッチング素子Ｑ２とグランドとの間に接続された検出用抵抗Ｒ３を有する。
さらに、駆動用集積回路３の発振部３５においては、検出用抵抗Ｒ３に流れる電流値（すなわちスイッチング素子Ｑ２と検出用抵抗Ｒ３との接続点の電位）とシーケンス制御部４１の出力と調整制御部４４の出力とに応じて動作周波数を調整するように変更が加えられている。つまり、シーケンス制御部４１と停止制御部４２と調整制御部４４とで請求項における制御部が構成されている。
詳しく説明すると、発振部３５にはボルテージフォロワＯＰ１に代えて入力用オペアンプＯＰ３が設けられている。この入力用オペアンプＯＰ３は、非反転入力端子に制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧が入力されるとともに、反転入力端子にはスイッチング部２１の検出用抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｑ２との接続点の電圧（以下、「電流検出電圧」と呼ぶ。）が抵抗Ｒ１０９を介して入力され、さらに出力端子と反転入力端子とがコンデンサＣ１０４を介して接続されて積分回路を構成している。入力用オペアンプＯＰ３の出力端子は、抵抗Ｒ１１０と、カソードを入力用オペアンプＯＰ３側へ向けたダイオードＤ１０２とを介して、制御用オペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続されている。すなわち、制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧と電流検出電圧との差の積分値が高いほど、入力用オペアンプＯＰ３の出力電圧が高くなることにより、制御用オペアンプＯＰ２の出力電圧が低くなって動作周波数が低くなる。シーケンス制御部４１は実施形態１と同様に抵抗Ｒ１０３を介して制御用コンデンサＣ１０３に接続され、調整制御部４４も別途の抵抗Ｒ３１を介して制御用コンデンサＣ１０３に接続されている。
本実施形態の動作を図１０を用いて説明する。図１０（ａ）に示す制御電圧Ｖｃｃ１の供給が開始されると、停止時間Ｔ１よりも短い所定時間後にまず調整制御部４４が動作を開始する。図１０（ｂ）に示す調整制御部４４の出力は、調整制御部４４動作を開始してから始動動作ｔ２〜ｔ３の終了時ｔ３までは明るさセンサ６３の出力に関わらずオンデューティが１とされ、定常動作中ｔ３〜ｔ４には明るさセンサ６３によって検出された明るさに応じたオンデューティとされる。図１０（ｃ）に示すシーケンス制御部４１の出力は、始動動作ｔ２〜ｔ３の開始時点まではオンデューティが０とされ、始動動作中ｔ２〜ｔ３にはオンデューティが１よりも小さく且つ０でない値とされ、定常動作中ｔ３〜ｔ４にはオンデューティが１とされる。始動動作ｔ２〜ｔ３の開始時ｔ２には、図１０（ｄ）に示す制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧はシーケンス制御部４１の出力により上昇し、これによって図１０（ｅ）に示す動作周波数は低下している。また、定常動作ｔ３〜ｔ４の開始時ｔ３には、シーケンス制御部４１の出力のオンデューティの上昇の寄与よりも、調整制御部４４のオンデューティの減少の寄与のほうが大きいことにより、制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧は低下しているが、図１０の例では制御用コンデンサＣ１０３の両端電圧の低下の寄与よりも電流検出電圧の低下の寄与のほうが大きいことにより動作周波数は低下し、全体としての動作周波数の変化は実施形態１で示した図１の例と同様となっている。
定常動作中ｔ３〜ｔ４の動作としては、具体的には例えば、明るさセンサ６３によって検出された明るさが明るいほど、調整制御部４４の出力のオンデューティが小さくされることで動作周波数が高くされ、共振部２２から放電灯Ｌａへの出力電力が低減される。上記動作により、放電灯Ｌａ以外の光源からの光（いわゆる外光）を含めた明るさを維持しつつ、電力消費が抑えられる。
なお、明るさセンサ６３に放電灯Ｌａの光のみを入射させるようにすれば、外光に関わらず放電灯Ｌａの光出力を一定に維持するような制御とすることもできる。
また、回路構成は図９のものに限られず、例えば制御用コンデンサＣ１０３には調整制御部４４を接続せず、実施形態１で示した図５の例と同様にボルテージフォロワＯＰ１を介して発振部３５の制御用オペアンプＯＰ２に接続する一方、調整制御部４４に関しては図１１に示すように調整制御部４４の出力に応じて両端電圧を変化させる調整用コンデンサＣ３１を制御用コンデンサＣ１０３とは別途に設けてもよい。調整用コンデンサＣ３１は、図９の例での制御用コンデンサＣ１０３と同様に、一端が入力用オペアンプＯＰ３の非反転入力端子に接続されるとともに抵抗Ｒ１０７を介して調整制御部４４に接続され、他端がグランドに接続され、さらに抵抗Ｒ１０８が並列に接続されている。なお、図１１では制御用コンデンサＣ１０３及びその周辺の抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４やボルテージフォロワＯＰ１の図示を省略している。上記以外の部分については図９の例と共通であり、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。この場合、設計に当っては調整用コンデンサＣ３１も制御用コンデンサＣ１０３と同様に停止時間Ｔ１中に十分に放電されるように考慮する必要がある。ただし、図９の例のほうが図１１の例よりも部品点数を少なくすることができるという利点がある。
ここで、図９の回路や図１１の回路では、図１２（ａ）（ｂ）に示すように、入力用オペアンプＯＰ３の反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ−は周期的に変動する。図１２（ａ）で示すように入力用オペアンプＯＰ３の反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ−の上限値が入力用オペアンプＯＰ３の非反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ＋に対して十分に高い限りでは、図１３に示すように共振部２２から放電灯Ｌａへの出力電力（以下、「ランプ電力」と呼ぶ。）は入力用オペアンプＯＰ３の非反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ＋に対して単調に増加する。しかし、周囲温度が非常に高い高温時や周囲温度が非常に低い低温時には、放電灯Ｌａの特性の変化により、駆動電源部５の出力電力が不足し、電流検出電圧に応じてランプ電力を増加させる制御が追いつかなくなる。例えば、図１２（ｂ）に示すように入力用オペアンプＯＰ３の反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ−の上限値が入力用オペアンプＯＰ３の非反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ＋よりも常時低い状態となってしまった低温時などで、入力用オペアンプＯＰ３の出力電圧が制御用オペアンプＯＰ２の出力電圧よりも高くなってしまった場合、入力用オペアンプＯＰ３の出力が動作周波数に反映されなくなり、入力用オペアンプＯＰ３の反転入力端子への入力電圧Ｖｏｐ−の変動（すなわち電流検出電圧の変動）に関わらず動作周波数が所定の下限周波数に固定される。以上により、本実施形態では、ランプ電力は、図１４に曲線ＰＬａで示すように、周囲温度が所定範囲内であれば動作周波数の変動により一定に維持され、低温時や高温時には動作周波数が上記の下限周波数に固定されることで周囲温度が上記の所定範囲から離れるに従って減少する。従って、共振部２２から放電灯Ｌａへの出力電流（以下、「ランプ電流」と呼ぶ。）は、図１４に曲線ＩＬａで示すように、全体として周囲温度が上記の所定範囲の中央から離れるほど増加するものの、低温時や高温時には上記のように動作周波数が固定されることで、周囲温度が上記の所定範囲内であるときよりも、周囲温度の変化による増加量が少なくなっている。すなわち、本実施形態では、低温時や高温時におけるランプ電流の過剰な増加による放電灯Ｌａの寿命短縮が防止されている。
（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態３と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
本実施形態は、実施形態３の明るさセンサ６３に代えて、図１５に示すように、放電灯Ｌａの光出力を指示する調光信号が入力される調光信号入力部６４を備え、調整制御部４４は、定常動作中には調光信号入力部６４に入力された調光信号に応じて放電灯Ｌａの光出力を変化させるように動作する。調光信号入力部６４は実施形態２のセンサ６２と同様に、制御電源部３３が出力した制御電圧Ｖｃｃ１を電源としている。また、制御用集積回路４には、調光信号入力部６４に入力された調光信号の種別を判定するとともに、調光信号入力部６４に入力された調光信号が光出力を指示するものであれば調光信号の内容に応じた電気信号を調整制御部４４に入力し、調光信号入力部６４に入力された調光信号が点灯又は消灯を指示するものであれば調光信号の内容に応じた電気信号を停止制御部４２に入力する調光信号判定部４３ｆが設けられている。
一般的な調光信号は、調光信号入力部６４に接続された信号線を介して伝送されるＰＷＭ信号であって周波数が１００Ｈｚ〜１ｋＨｚであり、オンデューティが高いほど高い光出力を指示し、所定の下限値以下のオンデューティによって放電灯Ｌａの消灯を指示するものである。なお、調光信号は上記に限られず、指示する光出力に応じた電圧値のアナログ信号や、デジタルデータによって光出力を指示するデジタル信号であってもよい。いずれの場合にも調光信号入力部６４及び調光信号判定部４３ｆは周知技術で実現可能であるので、詳細な説明及び図示は省略する。上記構成により、外部からの調光信号による放電灯Ｌａの点灯・消灯や光出力の変更といった制御が可能となる。なお、調光信号判定部４３ｆが調光信号入力部６４からの入力の受付の際に例えばＡ／Ｄ変換などで電力を消費する場合であって放電灯Ｌａのオン制御が調光信号以外で行われる場合、調光信号判定部４３ｆは始動時から定常動作の開始時までは調光信号入力部６４からの入力を受け付けないものとすれば、制御用集積回路４が調光信号入力部６４からの入力を常時受け付ける場合に比べ、消費電力を低減することができる。
ここで、制御用集積回路４はクロック信号を生成するクロック部４５を有しており、クロック部４５が生成するクロック信号の周波数（以下、「クロック周波数」と呼ぶ。）が高いほど、制御用集積回路４においてクロック部４５以外の各部の動作が速くなって制御用集積回路４外部の異常判定部６１などからの入力に対する応答が速くなる一方、制御用集積回路４の消費電力が増加する。
そして、本実施形態では、ドライブ部３１の停止中には上記のような応答の速さは特に必要ないことに鑑み、ドライブ部３１の停止中には少なくとも放電灯Ｌａの点灯中よりもクロック周波数を低くする構成を採用している。
詳しく説明すると、駆動用集積回路３には報知電源部３０が設けられており、報知電源部３０は、停止実行部３４がドライブ部３１を動作させている間すなわち図１６（ａ）に示す制御電圧Ｖｃｃ１の出力が開始されてから停止時間Ｔ１の経過後であって停止実行部３４からドライブ部３１や起動部３２への図１６（ｂ）に示す出力がＨレベルとされて１３（ｄ）に示すようにドライブ部３１の出力が発生している期間には、図１６（ｃ）に示すように所定の報知電圧Ｖｃｃ３を出力する。本実施形態において発振部３５は報知電圧Ｖｃｃ３を電源としており、すなわち停止実行部３４が上記出力をＬレベルとしたときには報知電圧Ｖｃｃ３の入力が停止されることで発振部３５とドライブ部３１とはそれぞれ停止する。
さらに、上記の報知電圧Ｖｃｃ３は制御用集積回路４のクロック部４５にも入力される。クロック部４５は、図１６（ｅ）に示すように、報知電圧Ｖｃｃ３が入力されていない期間のクロック周波数ＴＡを、報知電圧Ｖｃｃ３が入力されている期間のクロック周波数ＴＢよりも低くする。以上により、ドライブ部３１の停止中にはドライブ部３１の動作中よりもクロック周波数を低くするという動作が達成される。
上記構成によれば、ドライブ部３１の動作開始前にはクロック周波数を低くすることで消費電力を低減しつつも、少なくとも放電灯Ｌａの点灯中にはクロック周波数を高くすることで制御用集積回路４の外部からの入力に対する応答を速くすることができる。
なお、クロック周波数は放電灯Ｌａの点灯中に高くされればよいので、クロック部４５がクロック周波数を高くするタイミングは上記のような報知電圧Ｖｃｃ３の入力が開始されたタイミング（すなわち予熱動作の開始時）に限られず、始動動作の終了時（すなわち定常動作の開始時）以前であればよい。
また、本実施形態の制御用集積回路４では、ドライブ部３１が動作している期間を報知電圧Ｖｃｃ３によって認識することができるので、報知電圧Ｖｃｃ３が入力されていない期間（すなわちドライブ部３１が停止している期間）にはシーケンス制御部４１や調整制御部４４が発振部３５への出力を生成しないようにしてもよい。この構成を採用すれば、シーケンス制御部４１や調整制御部４４がドライブ部３１の停止中にも発振部３５への出力を生成する場合に比べ、ドライブ部３１の停止中の消費電力の低減が可能となり、これに伴って起動部３２の回路素子に対する耐久性等の要求が緩和されることで駆動用集積回路３の小型化が可能となる。
（実施形態５）
本実施形態の基本構成は実施形態４と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。
本実施形態は、実施形態４に比較して、調光信号入力部６４が設けられていない代わりに、図１７に示すように、放電灯Ｌａの累積点灯時間を計時する計時部４６を備え、調整制御部４４は、計時部４６によって計時された累積点灯時間に応じて、累積点灯時間の経過に伴う放電灯Ｌａの光束の低下を補って放電灯Ｌａの定格電力に対する放電灯Ｌａへの出力電力の比（以下、「調光比」と呼ぶ。）を１００％を上限として徐々に上昇させるように、定常動作中のオンデューティを徐々に増加させる。これにより、放電灯Ｌａの使用を開始してから調光比が１００％に達するまでの期間には、放電灯Ｌａの光束を略一定に保つことができる。より具体的には例えば図１８に示すように、累積点灯時間が０であるときには調光比を７０％とし、調光比が１００％に達するまでは累積点灯時間に対して調光比を直線状に上昇させ、調光比が１００％に達した後は調光比を１００％に維持する。図１８の例では、調光比が１００％に達する累積点灯時間を、放電灯Ｌａの定格寿命時間よりも長くしている。累積点灯時間から調光比（厳密には調整制御部４４の出力のオンデューティ）を決定する動作としては、制御用集積回路４が有する例えば後述する記憶部４７のようなメモリに累積点灯時間と調光比との関係を示すデータテーブルを予め保持させておきこのデータテーブルを用いることで実現してもよいし、演算によって実現してもよい。
さらに、計時部４６は、放電灯点灯装置自体の使用時間である累積使用時間も計時しており、計時部４６によって計時された累積使用時間が、放電灯点灯装置の寿命とされる所定の装置寿命時間（例えば１０年）に達すると、停止制御部４２は駆動用集積回路３の停止実行部３４への出力をＨレベルとしてドライブ部３１の動作を停止させる。これにより、回路素子の寿命による異常発熱等が防止される。
累積点灯時間及び累積使用時間を計時する構成についてより具体的に説明する。制御用集積回路４は不揮発性メモリからなる記憶部４７を有し、放電灯Ｌａが消灯されている期間には累積点灯時間及び累積使用時間は記憶部４７に保存される。計時部４６は、始動時、例えば予熱動作が開始される前に、記憶部４７に保存されている累積点灯時間及び累積使用時間を読み込み、累積点灯時間及び累積使用時間の計時を開始する。累積点灯時間としては、報知電圧Ｖｃｃ３が入力されている時間の長さを計時してもよいし、定常動作が行われている時間の長さを計時してもよい。累積使用時間としては例えば報知電圧Ｖｃｃ３が入力されている時間の長さが計時される。いずれの場合にも、電源がオフされる際には計時部４６は計時中の累積点灯時間及び累積使用時間をそれぞれ記憶部４７に書き込む。なお、累積使用時間は放電灯点灯装置自体の使用時間を示すのでリセットされることはないが、累積点灯時間は放電灯Ｌａが交換されたときにリセットされる（０に戻される）必要がある。累積点灯時間がリセットされるタイミングとしては、例えば無負荷状態が検出されたときに累積点灯時間がリセットされるようにしてもよいし、放電灯Ｌａの交換時に操作されるスイッチ（図示せず）を設けてこのスイッチが操作されたときに累積点灯時間がリセットされるようにしてもよい。
ここで、累積点灯時間や累積使用時間を記憶部４７に書き込む前には、記憶部４７に既に保持されている累積点灯時間や累積使用時間を消去する必要がある。そして、一般に、メモリの書き込み時と消去時とにはそれぞれ電力が消費されるので、消去と書き込みとを互いに連続させた場合、一時的に消費電力が大きくなる時間が長くなってしまう。そこで、停止制御部４２や調整制御部４４の動作に用いられるデータであって電源がオフされている期間に記憶部４７に保持されているべき累積点灯時間や累積使用時間といったデータ（以下、「一時データ」と呼ぶ。）を消去するタイミングは、一時データが書き込まれるタイミングから離すことが、記憶部４７に対する消去や書き込みのために一時的に消費電力が大きくなる個々の期間を短縮するためには望ましい。上記のような一時データとしては、累積点灯時間や累積使用時間のほか、電源がオンオフされた回数や、放電灯Ｌａが消灯される直前の調光比などが考えられる。
さらに、記憶部４７に対する消去や書き込みといった処理は、クロック周波数が低くされている期間には行わず、クロック周波数が高くされている期間内に行なうことが、記憶部４７に対する上記処理にかかる時間を短縮するという観点からは望ましい。
以上を総合し、本実施形態では、累積点灯時間や累積使用時間を消去するタイミングを定常動作の開始時としている。また、クロック部４５は、仮に記憶部４７への書き込みが完了する前に報知電圧Ｖｃｃ３の供給が停止されても、記憶部４７への書き込みが完了するまではクロック周波数を低くしない。クロック部４５の上記動作は計時部４６による制御で実現してもよいし、報知電圧Ｖｃｃ３の停止後に記憶部４７への書き込みに十分な所定の時間だけクロック部４５が高いクロック周波数を維持する構成とすることで実現してもよい。本実施形態は、上記構成により、記憶部４７に対する消去と書き込みとが互いに連続して行われる場合や、クロック周波数が低くされている期間に記憶部４７に対する消去や書き込みが行われる場合に比べ、消費電力が一時的に大きくなる時間を短くし、駆動電源部５等にかかる電気的なストレスを低減している。
（実施形態６）
本実施形態の基本構成は実施形態５と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して図示並びに説明を省略する。
本実施形態は、図１９に示すように、整流部ＤＢの出力電圧を平滑した電圧に応じた直流電圧を出力する電源検出部６５を備える。また、本実施形態の停止実行部３４は、交流電源ＡＣから入力される電圧（以下、「入力電源電圧」と呼ぶ。）の低下を電源検出部６５の出力に基いて判定し、入力電源電圧の低下が判定されたときに、停止制御部４２の出力がＨレベルとなったときと同様に出力をＬレベルとしてドライブ部３１や報知電源部３０を停止させる。
具体的に説明すると、電源検出部６５は図２０に示すように整流器ＤＢの出力電圧を分圧抵抗で分圧するとともにコンデンサで平滑した直流電圧を出力するものである。また、停止実行部３４は、非反転入力端子に所定の第５参照電圧Ｖｒ５が入力され反転入力端子に電源検出部６５の出力電圧が入力された入力コンパレータＣＰ４と、非反転入力端子が停止制御部４２に接続され反転入力端子に第５参照電圧Ｖｒ５が入力された入力コンパレータＣＰ５と、上記２個の入力コンパレータＣＰ４，ＣＰ５の出力の論理和を出力する論理和回路ＯＲ２と、駆動用集積回路３の外部に設けられた遅延用コンデンサＣ１０５を充電する定電流源Ｉｒ２と、ｎチャネル型のＦＥＴからなり遅延用コンデンサＣ１０５に並列に接続されるとともに論理和回路ＯＲ２の出力がゲートに入力されたスイッチング素子Ｑ１０６と、非反転入力端子に遅延用コンデンサＣ１０５が接続され反転入力端子に所定の第６参照電圧Ｖｒ６が入力された出力コンパレータＣＰ６とを備える。この出力コンパレータＣＰ６の出力がＨレベルとなる期間がすなわちドライブ部３１及び報知電源部３０が動作する期間であって報知電圧Ｖｃｃ３が出力される期間である。
上記の停止実行部３４の動作を説明する。停止実行部３４は制御電源部３３から出力される制御電圧Ｖｃｃ１を電源としていることにより、始動時においては遅延用コンデンサＣ１０５の充電は制御電源部３３からの制御電圧Ｖｃｃ１の出力開始とともに開始され、遅延用コンデンサＣ１０５の両端電圧が第６参照電圧Ｖｒ６に達したときに出力コンパレータＣＰ６の出力がＨレベルとなることによりドライブ部３１の動作と報知電圧Ｖｃｃ３の出力とが開始され、このとき起動部３２ではスイッチング素子Ｑ１０１がオフ状態に固定される。つまり、遅延用コンデンサＣ１０５の容量値と第６参照電圧Ｖｒ６との積を、停止実行部３４の定電流源Ｉｒ２の出力電流で除して得られる充電時間Ｔ２（図２１参照）が、すなわち停止時間Ｔ１に一致する。
また、電源検出部６５の出力電圧が第５参照電圧Ｖｒ５を下回った場合や、停止制御部４２の出力がＨレベルとなった場合には、いずれかの入力コンパレータＣＰ４，ＣＰ５の出力がＨレベルとなることでスイッチング素子Ｑ１０６がオンされることにより、スイッチング素子Ｑ１０６を介して遅延用コンデンサＣ１０５が急激に放電され、遅延用コンデンサＣ１０５の両端電圧が第６参照電圧Ｖｒ６を下回って出力コンパレータＣＰ６の出力がＬレベルとなることにより、ドライブ部３１や報知電圧Ｖｃｃ３の停止がなされる。ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１０６がオフされてから出力コンパレータＣＰ６の出力がＬレベルとなるまでの時間（以下、「保持時間」と呼ぶ。）Ｔ３（図２１参照）は十分に短くなっている。
図２１に本実施形態の動作の一例を示す。図２１の例では、図２１（ａ）に示す停止制御部４２の出力がＬレベルとなった時点では図２１（ｂ）に示す電源検出部６５の出力電圧が第５参照電圧Ｖｒ５を下回っていることにより図２１（ｃ）に示す一方の入力コンパレータＣＰ４の出力がＨレベルであり、従って図２１（ｄ）に示す論理和回路２の出力もＨレベルとなっている。やがて電源検出部６５の出力電圧が第５参照電圧Ｖｒ５を上回ると、論理和回路ＯＲ２の出力がＬレベルとなってスイッチング素子Ｑ１０６がオフされることで遅延用コンデンサＣ１０５の充電が開始される。さらに充電時間Ｔ２が経過して遅延用コンデンサＣ１０５の両端電圧が第６参照電圧Ｖｒ６に達すると、出力コンパレータＣＰ６の出力がＨレベルとなってドライブ部３１の動作と図２１（ｆ）に示す報知電圧Ｖｃｃ３の出力とが開始される。その後、電源検出部６５の出力電圧が低下して第５参照電圧Ｖｒ５を下回ると、非常に短い保持時間Ｔ３で出力コンパレータＣＰ６の出力がＬレベルとなり、ここにおいてドライブ部３１の動作と報知電圧Ｖｃｃ３の出力とがそれぞれ停止される。
また、本実施形態の制御用集積回路４では、報知電圧Ｖｃｃ３の入力が開始されたときに、予熱動作から定常動作に至る一連の動作が開始される。
なお、電源検出部６５及び停止実行部３４の構成は上記に限られず、例えば図２２に示すように、電源検出部６５においてコンデンサの充電電圧がベースに入力されエミッタがグランドに接続されたｎｐｎ型のトランジスタからなるスイッチング素子を追加し、このスイッチング素子のコレクタを停止制御部４２と共通の入力コンパレータＣＰ５の非反転入力端子に接続する構成を採用してもよい。すなわち、電源検出部６５は、整流部ＤＢの出力電圧が抵抗によって分圧されてコンデンサによって平滑された電圧がスイッチング素子のオン電圧に対して高いか低いかによって出力を変化させる。整流部ＤＢの出力電圧が十分に高いときには電源検出部６５のスイッチング素子がオンされ、整流部ＤＢの出力電圧が不足している入力電圧低下状態であれば電源検出部６５のスイッチング素子がオフされるように、電源検出部６５を構成する各素子は選択されている。図２２の例では、電源検出部６５と停止実行部３４との接続点は抵抗Ｒ５１を介して制御電源部３３の出力端（制御電圧Ｖｃｃ１）に接続されており、抵抗Ｒ５１と停止制御部４２との間には抵抗Ｒ５２が追加されている。これらの抵抗Ｒ５１，Ｒ５２によって制御電圧Ｖｃｃ１を分圧した電圧は第５参照電圧Ｖｒ５よりも高くされており、停止制御部４２の出力がＬレベルであっても、入力電圧低下状態により電源検出部６５のスイッチング素子がオフされていれば停止実行部３４の出力はＬレベルとされてドライブ部３１等の停止がなされる。または、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２によって制御電圧Ｖｃｃ１を分圧した電圧を第５参照電圧Ｖｒ５よりも低くすれば、停止制御部４２の出力がＨレベルであって且つ入力電圧低下状態であるときのみ停止実行部３４の入力コンパレータＣＰ５の出力がＨレベルとなって停止実行部３４の出力がＬレベルとされるような動作とすることもできる。図２２の構成では、図２０における電源検出部６５側の入力コンパレータＣＰ４と論理和回路ＯＲ２とがそれぞれ省略されていることにより、全体として図２０の例よりも回路構成が単純化されている。ここで、図２２の構成では、整流部ＤＢの出力電圧が十分に高いときには停止制御部４２の出力に関わらず入力コンパレータＣＰ５の非反転入力端子への入力がＬレベルに固定されるから停止制御部４２の出力による停止は行われないが、電源検出部６５と入力コンパレータＣＰ５との間に抵抗（図示せず）を追加すれば、整流部ＤＢの出力電圧が十分に高いときにも停止制御部４２の出力による停止を可能とすることができる。
（実施形態７）
本実施形態の基本構成は実施形態６と共通であるので、共通する部分については図示並びに説明を省略する。
図２３に示すように、本実施形態の予熱部２３において、トランスＴｒ１の一次巻線とグランドとの間にはスイッチング素子Ｑ３が追加されている。このスイッチング素子Ｑ３はシーケンス制御部４１によりオンオフ制御されるものであり、少なくとも予熱動作中にはオンされる一方、少なくとも定常動作中にはオフされる。これにより、スイッチング素子Ｑ３を設けない場合に比べて無駄な電力消費が低減される。
また、本実施形態では、異常状態としての無負荷状態を検出する異常判定部６１を、無負荷状態か否かに応じて変化するような出力を生成する無負荷検出部６１ａと、無負荷検出部６１ａの出力に基いて無負荷状態か否かを判定するとともに判定結果に応じた出力を停止制御部４２に入力する無負荷判定部４３ｂとに分け、無負荷判定部４３ｂを制御用集積回路４に集積化している。無負荷検出部６１ａとしては例えば放電灯Ｌａのフィラメントの一端ずつに接続されるべき端子間のインピーダンスを検出する回路を用いることができ、無負荷検出部６１ａと無負荷判定部４３ｂとはいずれも周知技術で実現可能であるので詳細な図示並びに説明は省略する。
さらに、電源検出部６５の出力は停止実行部３４ではなく制御用集積回路４に入力されており、制御用集積回路４には、入力電源電圧が不足した異常状態（以下、「入力電圧低下状態」と呼ぶ。）か否かを電源検出部６５の出力に基いて判定するとともに判定結果に応じた出力を停止制御部４２に入力する入力電圧低下判定部４３ｃが設けられている。交流電源ＡＣから整流部ＤＢへの電力供給が停止されたこと（つまり電源がオフされたこと）も、入力電圧低下状態として判定される。
そして、停止制御部４２は、無負荷判定部４３ｂの出力と入力電圧低下判定部４３ｃの出力とを定期的に参照し、無負荷判定部４３ｂと入力電圧低下判定部４３ｃとのいずれかで異常状態が判定されていれば、駆動用集積回路３への出力をＨレベルとするとともに、シーケンス制御部４１と調整制御部４４と計時部４６とをそれぞれ停止させる。予熱動作の開始前に異常状態が判定されていた場合、停止制御部４２の出力がＨレベルに維持されることによりドライブ部３１の動作は開始されない。また、無負荷状態の判定による停止時には、計時部４６は累積点灯時間をリセットさせ、計時されていた累積点灯時間は破棄する。
（実施形態８）
本実施形態の基本構成は実施形態５と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して図示並びに説明を省略する。
本実施形態では、異常判定部６１に代え、図２４に示すように、放電灯Ｌａの寿命末期時に変化するパラメータを検出して検出されたパラメータに応じた電圧を出力する寿命検出部６６が設けられている。具体的には、本実施形態の寿命検出部６６は、上記パラメータとして放電灯Ｌａに発生する非対称電流を検出し、これに応じた電圧を出力するものである。
また、制御用集積回路４には、放電灯Ｌａが寿命末期である異常状態としての寿命末期状態か否かを寿命検出部６６の出力に基いて判定するとともに判定結果に応じた出力を停止制御部４２に入力する放電灯寿命判定部４３ｄが設けられている。
詳しく説明すると、図２５に示すように、寿命検出部６６は、一端が抵抗Ｒ１１１と放電灯Ｌａの一方のフィラメントとを介して共振部２２のインダクタＬ１に接続され他端がグランドに接続されたコンデンサＣ１０６と抵抗Ｒ１１３との並列回路を備える。また、コンデンサＣ１０６は、カソードをコンデンサＣ１０６に向けたダイオードＤ１０３を介して放電灯寿命判定部４３ｄに接続されており、このダイオードＤ１０３と放電灯寿命判定部４３ｄとの接続点は抵抗Ｒ１１２を介して制御電源部３３の出力端（制御電圧Ｖｃｃ１）に接続されている。
ここで、放電灯Ｌａが寿命末期でない場合、放電灯Ｌａの点灯中、共振部２２から寿命検出部６６への電流（以下、「流入電流」と呼ぶ。）Ｉｄｃ＋と、寿命検出部６６から共振部２２への電流（以下、「流出電流」と呼ぶ。）Ｉｄｃ−とは互いに略等しくなる。これにより、寿命検出部６６のコンデンサＣ１０６の両端電圧すなわち寿命検出部６６の出力電圧は略一定の電圧（以下、「正常電圧」と呼ぶ。）に維持され、この正常電圧は制御電圧Ｖｃｃ１を抵抗Ｒ１１２，Ｒ１１３で分圧した程度の電圧となる。また、共振部２２のインダクタＬ１と放電灯Ｌａとの接続点は抵抗Ｒ１１４を介して直流電源部１の高電圧側の出力端に接続されている。
一方、放電灯Ｌａが寿命末期となると、放電灯Ｌａにおいてフィラメントに塗布されたエミッタの消耗量にはフィラメント毎に差が生じることで、上記の電流Ｉｄｃ＋，Ｉｄ−の一方が他方よりも多くなり（つまり非対称電流が生じ）、寿命検出部６６の出力電圧と上記の正常電圧との間には、上記の電流Ｉｄｃ＋，Ｉｄ−の差（非対称電流の大きさ）に応じた差が生じる。例えば流出電流Ｉｄｃ＋が流入電流Ｉｄｃ−よりも多い場合には寿命検出部６６の出力電圧は上記の正常電圧よりも高くなり、逆に流出電流Ｉｄｃ＋が流入電流Ｉｄｃ−よりも少ない場合には寿命検出部６６の出力電圧は上記の正常電圧よりも低くなる。
放電灯寿命判定部４３ｄは、寿命検出部６６の出力電圧を、正常電圧よりも高い所定の上限電圧、並びに、正常電圧よりも低い所定の下限電圧とそれぞれ比較し、寿命検出部６６の出力電圧が上限電圧以下且つ下限電圧以上であれば寿命末期状態ではないと判定し、寿命検出部６６の出力電圧が上限電圧を上回るか下限電圧を下回っていれば寿命末期状態であると判定する。例えば、制御電圧Ｖｃｃ１が５Ｖであって正常電圧が２．５Ｖである場合、上限電圧を４Ｖとして下限電圧を１Ｖとする。
停止制御部４２は、放電灯寿命判定部４３ｄによって寿命末期状態が判定されると、駆動用集積回路３への出力をＨレベルとして駆動用集積回路３のドライブ部３１等を停止させるとともに、シーケンス制御部４１と調整制御部４４とをそれぞれ停止させる。
さらに、寿命検出部６６の抵抗Ｒ１１１に放電灯Ｌａのフィラメントが接続されているか否か、すなわち無負荷状態か否かによって、寿命検出部６６のコンデンサＣ１０６の両端電圧は異なる。従って、寿命検出部６６の出力は、無負荷状態の検出（判定）に用いることもできる。ただし、ドライブ部３１の動作開始前にも、直流電源部１からの電流が抵抗Ｒ１１４と予熱回路２３とを介して寿命検出部６６のコンデンサＣ１０６に流れることも考えられるため、寿命検出部６６の出力を無負荷状態の検出に用いる場合には、上記のような電流でのコンデンサＣ１０６の充電による検出漏れが少なくともドライブ部３１の動作開始後には発生しないように、寿命検出部６６の時定数を停止時間Ｔ１よりも短くする必要がある。
（実施形態９）
本実施形態の基本構成は実施形態６と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して図示並びに詳細な説明を省略する。
本実施形態の直流電源部１は、図２６に示すように、周知のいわゆる昇圧チョッパ回路（ブーストコンバータ）である。具体的には、整流部ＤＢの直流出力端間（すなわち整流部ＤＢの高電圧側の直流出力端とグランドとの間）に接続されたインダクタＬ２とダイオードＤ１と出力コンデンサＣ６との直列回路と、一端がインダクタＬ２とダイオードＤ１との接続点に接続され他端がグランドに接続されたスイッチング素子Ｑ４と抵抗Ｒ５との直列回路とを備え、出力コンデンサＣ６の両端電圧を出力電圧としており、周期的にオンオフされるスイッチング素子Ｑ４のオンデューティによって出力電圧が制御される。一般的に、ブーストコンバータのようなスイッチング電源を用いると、力率の改善により消費電力が低減される。
さらに、本実施形態は、例えば直流電源部１の出力電圧を分圧する分圧抵抗からなり直流電源部１の出力電圧が高いほど高い電圧を出力する直流電源検出部６７を備える。また、電源検出部６５としては、図２０の例のように整流部ＤＢの出力電圧の実効値が高いほど高い電圧を出力するものが用いられる。
また、本実施形態の駆動用集積回路３には、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４を駆動するための回路が設けられている。詳しく説明すると、駆動用集積回路３には、所定の第７参照電圧Ｖｒ７と直流電源検出部６７の出力電圧との差に応じた電圧を出力するエラーアンプＯＰ４と、電源検出部６５の出力とエラーアンプＯＰ４の出力とを乗算する乗算器３６ａと、反転入力端子に乗算器３６ａの出力が入力されて非反転入力端子は直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４と抵抗Ｒ５との接続点に接続されたコンパレータＣＰ７と、コンパレータＣＰ７の出力がリセット端子に入力されるフリップフロップ回路３６ｂと、抵抗Ｒ４を介して直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４に接続されフリップフロップ回路３６ｂの出力に応じて直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４をオンオフ駆動する電源ドライブ部３６ｃとが設けられている。
さらに、直流電源部１のインダクタＬ２には、一端がグランドに接続された２次巻線が設けられており、この２次巻線の他端は、駆動用集積回路３に設けられたゼロ電流検出部３６ｄに接続されている。ゼロ電流検出部３６ｄは、フリップフロップ回路３６ｃのセット端子に接続されており、上記の２次巻線に誘導される電圧に基いてインダクタＬ２のエネルギー放出の完了を検出し、インダクタＬ２のエネルギー放出の完了が検出されたときにフリップフロップ回路３６ｂのセット端子にパルスを入力する。
以上により、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４は周期的にオンオフ駆動され、そのオンデューティは直流電源部１の出力電圧を所定の目標電圧とするようにフィードバック制御される。この目標電圧は、直流電源検出部６７の出力電圧を第７参照電圧Ｖｒ７とするような電圧となる。
さらに、駆動用集積回路３には、直流電源部１の出力電圧が不足している異常状態（以下、「直流電圧低下状態」と呼ぶ。）か否かを直流電源検出部６７の出力に基いて判定し、判定結果に応じた電圧を出力する直流電圧低下判定部３７が設けられている。具体的に説明すると、直流電圧低下判定部３７は、図２７に示すように、非反転入力端子に直流電源検出部６７の出力電圧が入力されるとともに反転入力端子には第７参照電圧Ｖｒ７よりも低い所定の第８参照電圧Ｖｒ８が入力されたコンパレータＣＰ８と、このコンパレータＣＰ８の出力端子にゲートが接続されたｎチャネル型のＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１０７とを備える。このスイッチング素子Ｑ１０７は一端がグランドに接続されるとともに他端には抵抗Ｒ３２を介して報知電圧Ｖｃｃ３が入力されており、このスイッチング素子Ｑ１０７と抵抗Ｒ３２との接続点が直流電圧低下判定部３７の出力端として制御用集積回路４に接続されている。上記の第８参照電圧Ｖｒ８は、目標電圧に対応する第７参照電圧Ｖｒ７の５０％〜８０％とされる。すなわち、直流電圧低下判定部３７は、直流電源検出部６７の出力電圧が第８参照電圧Ｖｒ８以上であるときには直流電圧低下状態を判定せず出力をＬレベルとし、直流電源検出部６７の出力電圧が第８参照電圧Ｖｒ８よりも低いときに直流電圧低下状態を判定して出力をＨレベルとする。例えば、第８参照電圧Ｖｒ８を第７参照電圧Ｖｒ７の８０％とした場合、直流電源部１の出力電圧が目標電圧の約８０％未満となったときに直流電圧低下状態が判定される。
また、制御用集積回路４には、直流電圧低下判定部３７の出力を適宜変換して停止制御部４２に入力する判定入力部４３ｅが設けられている。
さらに、本実施形態は、実施形態８と同様に、寿命検出部６６と放電灯寿命判定部４３ｄとを備える。
本実施形態の停止制御部４２は、放電灯寿命判定部４３ｄの出力と判定入力部４３ｅの出力とを随時参照し、放電灯寿命判定部４３ｄによって寿命末期状態が判定されていれば実施形態８と同様に駆動用集積回路３への出力をＨレベルとして駆動用集積回路３のドライブ部３１等を停止させるとともに、シーケンス制御部４１と調整制御部４４とをそれぞれ停止させる。
また、停止制御部４２は、直流電圧低下判定部３７によって直流電圧低下状態が判定された場合、上記のようにドライブ部３１やシーケンス制御部４１を即座に停止させるのではなく、所定の再始動時間Ｔ５（図２９参照）だけ始動動作を行うようにシーケンス制御部４１を制御し、再始動時間Ｔ５の経過後にも依然として直流電圧低下状態が判定されていれば、その時点で、寿命末期状態が判定されたときと同様に駆動用集積回路３への出力をＨレベルとして駆動用集積回路３のドライブ部３１等を停止させるとともにシーケンス制御部４１と調整制御部４４とをそれぞれ停止させる。
本実施形態の動作を図２８及び図２９に示す。図２８及び図２９において、それぞれ、（ａ）は直流電源検出部６７の出力電圧の時間変化を示し、（ｂ）は直流電圧低下判定部３７のコンパレータＣＰ８の出力の時間変化を示し、（ｃ）は直流電圧低下判定部３７の出力の時間変化を示し、（ｄ）はシーケンス制御部４１の出力の時間変化を示し、（ｅ）は動作周波数の時間変化を示し、（ｆ）は駆動用集積回路３に対する停止制御部４２の出力の時間変化を示す。図２８は、直流電圧低下状態（すなわち直流電圧低下判定部がＨレベルの状態）が再始動時間Ｔ５よりも短い時間Ｔ４で終了したことで、停止制御部４２による停止は行われていない場合の動作を示す。また、図２９は、直流電圧低下状態の継続時間が再始動時間Ｔ５に達したことで、停止制御部４２による停止が行われた場合の動作を示す。本実施形態では、駆動用集積回路３の停止実行部３４は停止制御部４２の出力がＨレベルとなったときに電源ドライブ部３６ｃも停止させるものであり、図２９において再始動時間Ｔ５だけ継続された始動動作の終了後は、電源ドライブ部３６ｃの停止により直流電源部１の出力電圧及び直流電源検出部６７の出力電圧が低下している。
ところで、直流電圧低下状態が判定されたときに即座にドライブ部３１や電源ドライブ部３６ｃを停止させる場合には、直流電圧低下状態が例えば瞬時停電などによるもので短時間で解消されたとしても放電灯Ｌａを点灯させることができない。これに対し、本実施形態では上記のように直流電圧低下状態が判定されたときに再始動時間Ｔ５だけ始動動作が行われることで、上記のような短時間の直流電圧低下状態で放電灯Ｌａが立ち消えた場合には放電灯Ｌａを再度点灯させることができる。また、上記の再始動時間Ｔ５の始動動作の終了後に直流電圧低下状態が判定されている場合にはドライブ部３１や電源ドライブ部３６ｃが停止されるので、例えば故障により直流電源検出部６７の出力が直流電源部１の出力電圧を反映せず常に０Ｖとなってしまったような場合であっても、誤ったフィードバック制御で回路素子や放電灯Ｌａに過剰な電気的ストレスがかかることを避けることができる。
また、本実施形態の停止制御部４２は、寿命末期状態と直流電圧低下状態との両方が判定されている場合には直流電圧低下状態の判定による動作を優先し、直流電圧低下状態が判定されている期間には寿命末期状態の判定に応じた動作は行わない。その理由としては、直流電圧低下状態が発生すると、同時に例えば放電灯Ｌａの立ち消えに伴ってランプ電流が一時的に非対称となることで寿命末期状態が誤判定されてしまうことが考えられ、このような誤判定によってドライブ部３１や電源ドライブ部３６ｃの停止がなされてしまうと、上記のような直流電圧低下状態の判定による始動動作が実質的に行われなくなる可能性があるからである。なお、例えば動作周波数を共振部２２と放電灯Ｌａとが構成する共振回路の共振周波数に対して十分に離していわゆる遅相側動作を確保することで上記のような立ち消えによる誤判定を避けることは可能ではあるが、そうすると無効電流が増加することで回路損失が増加するから望ましくない。
（実施形態１０）
本実施形態の基本構成は実施形態９と共通であるので、共通する部分については同じ符号を付して図示並びに詳細な説明を省略する。
本実施形態のゼロ電流検出部３６ｄは、図３０に示すように、反転入力端子が直流電源部１のインダクタＬ２の二次巻線に接続され非反転入力端子に所定の第９参照電圧Ｖｒ９が入力された入力コンパレータＣＰ９と、入力コンパレータＣＰ９の出力がＬレベルからＨレベルに反転したときに所定幅のパルスの出力を開始するワンショット回路ＯＳと、ワンショット回路ＯＳの出力の否定を出力する否定回路ＩＮＶと、入力コンパレータＣＰ９の出力と否定回路ＩＮＶの出力との論理積を出力する第１論理積回路ＡＮＤ１と、制御電圧Ｖｃｃ１を電源とする定電流源Ｉｒ３によって充電される保留用コンデンサＣ１０７と、ｎチャネル型のＦＥＴからなり保留用コンデンサＣ１０７に並列に接続されるとともに第１論理積回路ＡＮＤ１の出力端子がゲートに接続されたスイッチング素子Ｑ１０８と、反転入力端子に所定の第１０参照電圧Ｖｒ１０が入力されるとともに非反転入力端子に保留用コンデンサＣ１０７が接続された出力コンパレータＣＰ１０と、出力コンパレータＣＰ１０の出力とワンショット回路ＯＳの出力との論理積をゼロ電流検出部３６ｄの出力として出力する第２論理積回路ＡＮＤ２とを備える。
ゼロ電流検出部３６ｄの動作を図３１を用いて説明する。直流電源部１のインダクタＬ２の２次巻線からゼロ電流検出部３６ｄへの入力電圧が図３１に（ｂ）で示すように変動した場合を考える。すると、入力コンパレータＣＰ９の出力は図３１に（ｃ）で示すようになり、ワンショット回路ＯＳの出力が図３１に（ｅ）で示すようになる。保留用コンデンサＣ１０７は、第１論理積回路ＡＮＤ１の出力がＨレベルとなったときにはスイッチング素子Ｑ１０８を介して急激に放電されるから、第１論理積回路ＡＮＤ１の出力がＬレベルである期間、すなわち入力コンパレータＣＰ９の出力がＬレベルである期間とワンショット回路ＯＳの出力がＨレベルである期間とに充電されて図３１に（ｄ）で示すように出力コンパレータＣＰ１０への出力電圧を徐々に上昇させる。ここで、図３１に（ｇ）で示すゼロ電流検出部３６ｄの出力がＨレベルとなる期間はワンショット回路ＯＳの出力がＨレベルであって且つ出力コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルである期間、すなわち、図３１に（ｆ）で示す出力コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルからＬレベルに反転する直前の、ワンショット回路ＯＳの出力のパルス幅分の期間であり、これによって電源ドライブ部３６ｃの出力は図３１に（ａ）で示すようなものとなる。出力コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルとならない限りはゼロ電流検出部３６ｄの出力がＨレベルとなることがないから、ゼロ電流検出部３６ｄへの入力電圧が第９参照電圧Ｖｒ９を下回った後、保留用コンデンサＣ１０７の両端電圧が第１０参照電圧Ｖｒ１０に達するまでの所定の保留時間Ｔ６はゼロ電流検出部３６ｄの出力がＨレベルとなることはない。言い換えると、ゼロ電流検出部３６ｄへの入力電圧が第９参照電圧Ｖｒ９を下回る期間の継続時間が上記の保留時間Ｔ６に達しない限りは、フリップフロップ回路３６ｂの出力がＨレベルとならず、従って直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４がオンされない。
ところで、直流電源部１においては、寄生インピーダンスやダイオードＤ１の逆回復時間により、スイッチング素子Ｑ４がオンされた直後に出力コンデンサＣ６からの電流（以下、「逆流電流」と呼ぶ。）が検出用抵抗Ｒ３に流れる。また、駆動用集積回路３においてフリップフロップ回路３６ｂのリセット端子に接続されたコンパレータＣＰ７の反転入力端子への入力電圧は、入力電源電圧が低下すると低下する。そして、上記の逆流電流に対して入力電源電圧が低くなり上記のコンパレータＣＰ７の出力がＨレベルとなった場合、場合、インダクタＬ２に十分にエネルギーが蓄積されていないにも関わらずスイッチング素子Ｑ４がオフされてしまう。この場合、ごく短時間で再びスイッチング素子Ｑ４がオンされるが、上記と同様にして再びスイッチング素子Ｑ４がオフされ、この繰り返しによってスイッチング素子Ｑ４が短い周期でオンオフされてしまうことが考えられる。このようにスイッチング素子Ｑ４が短い周期でオンオフされると、スイッチング素子Ｑ４に過剰な電気的ストレスがかかってしまう。
これに対し、本実施形態では、上記のように、ゼロ電流検出部３６ｄへの入力電圧が第９参照電圧Ｖｒ９を下回る期間の継続時間が保留時間Ｔ６に達しない限りは直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４がオンされず、つまりスイッチング素子Ｑ４のオフ状態は少なくとも保留時間Ｔ６だけは継続されるから、図３１の右端付近のようにゼロ電流検出部３６ｄの入力電圧が細かく変動した場合であっても、直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４が短い周期のオンオフによって寿命を短縮されてしまうようなことを避けられる。
さらに、本実施形態では、ゼロ電流検出部３６ｄの出力は論理和回路ＯＲ３を介してフリップフロップ回路３６ｂのセット端子に接続されており、駆動用集積回路３には、フリップフロップ回路３６ｂの出力を監視してフリップフロップ回路３６ｂの出力が所定時間以上継続してＬレベルであったときに上記の論理和回路ＯＲ３を介してフリップフロップ回路３６のセット端子にパルスを入力するリスタート部３６ｅが設けられている。
ここで、実施形態５では累積使用時間が装置寿命時間に達したときにドライブ部３１等を停止させていたのに対し、本実施形態では、累積使用時間が装置寿命時間に達してもドライブ部３１等の停止を行わず、累積使用時間が装置寿命時間に達したときには別の動作を行う。以下に詳しく説明する。
本実施形態の制御用集積回路４には、図３２に示すように、計時部４６によって計時された累積使用時間（つまり、放電灯点灯装置自体の使用時間）が装置寿命時間未満である期間には出力をＬレベルとし、計時部４６によって計時された累積使用時間が装置寿命時間以上である期間には出力をＨレベルとするといったように、累積使用時間が装置寿命時間以上か否かに応じて出力を切り替える報知部４８が設けられている。装置寿命時間は例えば３万時間とされる。また、駆動用集積回路３には報知部４８の出力が入力される報知入力部３８が設けられている。
そして、報知入力部３８は、報知部４８の出力がＨレベルである期間には、ゼロ電流検出部３６ｄのスイッチング素子Ｑ１０８をオフ状態に維持して出力コンパレータＣＰ１０の出力をＨレベルに固定することで、ワンショット回路ＯＳの出力をゼロ電流検出部３６ｄの出力とする。これにより、スイッチング素子Ｑ４のオフ状態を保留時間Ｔ６だけ確保する上記動作が行われなくなるから、交流電源ＡＣの異常によってスイッチング素子Ｑ４が短い周期でオンオフされてしまう可能性が高くなり、これによってスイッチング素子Ｑ４の寿命が短くなる。
ここで、放電灯点灯装置を構成する回路素子のうちどれが最初に寿命を迎えるか予測できない場合、放電灯点灯装置の寿命時の事故を防ぐための対策を立てにくい。また、実施形態５のように所定の累積使用時間で放電灯Ｌａを消灯させる場合、同時に取り付けられた複数個の放電灯点灯装置においては放電灯Ｌａが一斉に消灯されてしまうことになり、使用者にとって好ましくない。これに対し、本実施形態では、上記動作によって直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４の故障を発生しやすくしているから、スイッチング素子Ｑ４が他の回路素子よりも先に寿命を迎える可能性が高くなるから周知の電流ヒューズ（図示せず）等を用いた対策を立てやすい。また、スイッチング素子Ｑ４が寿命を迎えて故障するタイミングはばらつきがあるので、同時に複数個の放電灯点灯装置の使用が開始された場合であってもそれら複数個の放電灯点灯装置の寿命時に放電灯Ｌａが一斉に消灯されてしまうことがない。
なお、累積使用時間が装置寿命時間に達したときの動作は上記に限られない。例えば、クロック部４５が、報知電圧Ｖｃｃ３が入力されていない期間すなわちドライブ部３１の停止中のクロック周波数を報知部４８の出力に応じて変更し、累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、上記のクロック周波数を高くするという構成を採用してもよい。より具体的には例えば、累積使用時間が装置寿命時間に達する前には実施形態４と同様に報知電源ｃｃ３が入力されていない期間のクロック周波数ＴＡを定常動作中のクロック周波数ＴＢよりも低くする一方、累積使用時間が装置寿命時間に達した後には報知電源ｃｃ３が入力されていない期間のクロック周波数ＴＡを定常動作中のクロック周波数ＴＢと同じにする。この場合、ドライブ部３１の停止中に起動部３２の第１スイッチング素子Ｑ１０１にかかる電気的ストレスが大きくなることにより、起動部３２の第１スイッチング素子Ｑ１０１が最初に寿命を迎える可能性が高くなる。この構成を採用すれば、報知部４８の出力は制御用集積回路４内だけで処理されるから駆動用集積回路３において報知入力部３８を設ける必要がなくなることで、駆動用集積回路３の小型化が可能となる。
（実施形態１１）
本実施形態の基本構成は実施形態１０と共通であるので、共通する部分については図示並びに説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。
本実施形態では、図３３に示すように、発振部３５の構成としては実施形態３において図１１で示したような構成を採用している。なお、図３３では調整制御部４４及びその周辺の回路については図示を省略している。
本実施形態において、報知入力部３８は、反転入力端子が報知部４８に接続されるとともに非反転入力端子に所定の第１１参照電圧Ｖｒ１１が入力され出力端子が抵抗Ｒ３３を介して制御用オペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続されたコンパレータＣ１１からなる。第１１参照電圧Ｖｒ１１は報知部４８のＨレベルの出力の電圧値よりも低く且つ報知部４８のＬレベルの出力の電圧値よりも高くされており、報知入力部３８の出力すなわち上記のコンパレータＣ１１の出力は、報知部４８の出力を反転させたものとなる。また、上記のような接続により、図３４の（ｃ）に示す動作周波数は、図３４に（ａ）で示す報知部４８の出力がＨレベルである期間（すなわち放電灯点灯装置が寿命末期と判定されている期間）Ｔ９，Ｔ１０において、報知部４８の出力がＬレベルである期間（すなわち放電灯点灯装置が寿命末期と判定されていない期間）Ｔ７，Ｔ８における動作周波数ｆ１，ｆ２よりも高い周波数ｆ４，ｆ５とされる。これにより、図３４（ｂ）に示す共振部２２から放電灯Ｌａへの出力電圧の振幅は、報知部４８の出力がＨレベルである期間Ｔ９，Ｔ１０において、報知部４８の出力がＬレベルである期間Ｔ７，Ｔ８における振幅Ｖ１，Ｖ３よりも小さい振幅Ｖ２，Ｖ４となる。さらに、本実施形態のシーケンス制御部４１は、報知部４８の出力がＨレベルである期間Ｔ９，Ｔ１０には、報知部４８の出力がＬレベルである期間Ｔ７，Ｔ８よりも、予熱動作の継続時間Ｔ７，Ｔ９を長くするとともに始動動作の継続時間Ｔ８，Ｔ１０を短くする。
上記構成によれば、放電灯点灯装置が寿命末期と判定されている期間には、予熱動作の継続時間が長くされることにより放電灯Ｌａの寿命が短くなりやすくなること、並びに、動作周波数が高くされることにより放電灯Ｌａの始動性が悪化することから、使用者は放電灯点灯装置の寿命末期を知ることができる可能性がある。報知部４８の出力がＨレベルである期間の予熱動作の継続時間Ｔ９としては、具体的には例えば報知部４８の出力がＬレベルである期間の予熱動作の継続時間Ｔ７の２倍〜３倍にすることで、予熱動作の継続時間を確実に過剰として放電灯Ｌａの寿命を短くすることができる。さらに、報知部４８の出力がＨレベルである期間の予熱動作の継続時間Ｔ９を、人間が見て分かるほど長くすれば、使用者にとって放電灯点灯装置の寿命末期がより分かりやすくなる。
（実施形態１２）
本実施形態の基本構成は実施形態１１と共通であるので、共通する部分についての詳細な説明並びに図示は省略する。
本実施形態の駆動用集積回路３には、図３５に示すように、直流電圧低下判定部３７に代えて、直流電源部１の出力電圧Ｖｄｃが異常に高くなった過電圧状態か否かを判定して過電圧状態が判定されたときに直流電源部１の出力電圧を低下させる過電圧保護部３９が設けられている。また、報知入力部３８は過電圧保護部３９に接続されており、過電圧保護部３９は報知部４８の出力に応じて動作を変化させる。
過電圧保護部３９は、図３６に示すように、直流電源検出部６７の出力が非反転入力端子に入力されるとともに反転入力端子に所定の第１２参照電圧Ｖｒ１２が入力されたコンパレータＣＰ１２と、このコンパレータＣＰ１２の出力と報知入力部３８の出力との論理積をフリップフロップ回路３６ｂのリセット端子に出力する論理積回路ＡＮＤ３とを備える。すなわち、累積使用時間が装置寿命時間に達していないときには、直流電源検出部６７の出力電圧が第１２参照電圧Ｖｒ１２を上回ったときに直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４がオフ制御されることで直流電源部１の出力電圧Ｖｄｃを低下させるという過電圧保護動作が行われ、累積使用時間が装置寿命時間に達した後は報知入力部３８の出力がＬレベルとなることにより論理積回路ＡＮＤ３の出力がＬレベルに固定されて上記の過電圧保護動作が行われなくなる。
上記構成によれば、累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作が行われなくなることで直流電源部１のスイッチング素子Ｑ４に高い電気的ストレスがかかりやすくなるから、実施形態１０と同様の効果が得られる。すなわち、スイッチング素子Ｑ４が他の回路素子よりも先に寿命を迎える可能性が高くなるから周知の電流ヒューズ（図示せず）等を用いた対策を立てやすく、また、スイッチング素子Ｑ４が寿命を迎えて故障するタイミングはばらつきがあるので、同時に複数個の放電灯点灯装置の使用が開始された場合であってもそれら複数個の放電灯点灯装置の寿命時に放電灯Ｌａが一斉に消灯されてしまうことがない。
なお、過電圧保護部３９は上記に限られず、論理積回路ＡＮＤ３を設ける代わりに例えば図３７に示すように第１２参照電圧Ｖｒ１２と第１２参照電圧Ｖｒ１２よりも高い所定の第１３参照電圧Ｖｒ１３とをそれぞれトランスファーゲート回路を用いて構成されたマルチプレクサＴＧ３を介してコンパレータＣＰ１２に入力し、報知部４８の出力がＨレベルである期間には過電圧保護部３９のコンパレータＣＰ１２の反転入力端子に入力される電圧が第１２参照電圧Ｖｒ１２より高い第１３参照電圧Ｖｒ１３とされるように構成してもよい。この構成を採用すれば、積使用時間が装置寿命時間に達した後は過電圧保護部３９のコンパレータＣＰ１２の反転入力端子に入力される電圧が高くなって過電圧保護動作が行われにくくなることで、同様の効果が得られる。
ここで、上記各種の放電灯点灯装置においては、整流部ＤＢと直流電源部１とスイッチング部２１と共振部２２と駆動用集積回路３と制御用集積回路４とはそれぞれ例えば図３８に示すような長方形状のプリント配線板７０に実装される。図３８の例では、プリント配線板７０の長手方向の一端には交流電源ＡＣへの接続用の電線が接続される電源用コネクタＣＮ３が設けられ、プリント配線板７０の長手方向の他端には放電灯Ｌａが電気的且つ機械的に接続されるソケット８１（図４１参照）に電気的に接続される一対の負荷用コネクタＣＮ１，ＣＮ２が設けられている。また、プリント配線板７０の上記一端から上記他端に向かって、整流部ＤＢ、直流電源部１、駆動用集積回路３、制御用集積回路４及びスイッチング部２１、共振部２２の順で配置され、スイッチング部２１と制御用集積回路４とはプリント配線板７０の短手方向に並べて配置されている。また、直流電源部１の出力コンデンサＣ６は、プリント配線板７０において駆動用集積回路３や制御用集積回路４が実装された面の反対面に実装されている。
さらに、図３８の例では、プリント配線板７０に設けられた導電パターン７１，７２のうち、グランドの電位とされるグランドパターン７１が、プリント配線板７０の厚さ方向から見て、駆動用集積回路３及び制御用集積回路４と、直流電源部１の高電圧側の出力端に接続される高圧側パターン７２及びスイッチング部２１との間に配置されている。また、グランドパターン７１において駆動用集積回路３及び制御用集積回路４が接続される部位は、直流電源部１とスイッチング部２１と共振部２２とがそれぞれ接続される部位より細い部位として分岐されており、この細い部位には、それぞれプリント配線板７０の厚さ方向から見て駆動用集積回路３及び制御用集積回路４との一方ずつに一部が重なる２個のループ７１ａ，７１ｂが設けられている。これにより、図３９に示すようにグランドパターン７１をプリント配線板７０の厚さ方向から見て駆動用集積回路３及び制御用集積回路４とスイッチング部２１との間に配置しない場合や、グランドパターン７１を分岐させない場合や、ループ７１ａ，７１ｂを設けない場合に比べ、スイッチング部２１が発生させる輻射ノイズやグランドパターン７１を伝わる伝導ノイズが駆動用集積回路３及び制御用集積回路４に与える影響を低減して耐ノイズ性を向上することができる。また、上記のグランドパターン７１は容量性インピーダンスを介して接地されることが、コモンモードノイズの抑制のためには望ましい。
上記のようなプリント配線板７０は、図４０（ａ）〜（ｃ）に示すようなケース７３に収納される。ここで、図４０（ａ）に示す信号入力用コネクタＣＮ４は、実施形態３における明るさセンサ６３のような外部のセンサ等の接続に用いられるものである。
さらに、上記のケース７３は、図４１に示すような器具本体８０に収納及び保持されて照明器具８を構成する。図４１の器具本体８０は天井に取り付けて用いられるいわゆる富士山型の照明器具８であって、全体として三角柱形状であり、長手方向の両端部においてそれぞれ放電灯Ｌａの接続用のソケット８１を保持している。また、器具本体８０の外面は、放電灯Ｌａの光を配光するように例えば白色とされる。なお、実施形態３における明るさセンサ６３のように露出させる必要がある（又は露出させることが望ましい）センサを設ける場合には、図４２に示すようにセンサを露出させるための露出穴８０ａを適宜設ければよい。
１ 直流電源部
３ 駆動用集積回路
４ 制御用集積回路
８ 照明器具
２１ スイッチング部
２２ 共振部
３０ 報知電源部
３１ ドライブ部
３２ 起動部
３３ 制御電源部
３６ｃ 電源ドライブ部
３９ 過電圧保護部
４１ シーケンス制御部（請求項における制御部）
４２ 停止制御部（請求項における制御部）
４３ｂ 無負荷判定部
４３ｃ 入力電圧低下判定部
４３ｄ 放電灯寿命判定部
４４ 調整制御部（請求項における制御部）
４５ クロック部
４６ 計時部
４７ 記憶部
６１ 異常判定部
６４ 調光信号入力部
７０ プリント配線板
７１ グランドパターン
８０ 器具本体
Ｃ６ 出力コンデンサ
Ｃ１０３ 制御用コンデンサ
ＤＢ 整流部
Ｌ２ インダクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ１ 停止時間
Ｔ６ 保留時間

Claims (24)

  1. 直流電力を出力する直流電源部と、
    放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、
    少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
    スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、
    ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、
    ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、
    ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、
    駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、
    不揮発性メモリからなり制御部の動作に用いられる一時データが格納される記憶部とを備え、
    ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、
    制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、
    ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、
    直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、
    直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部を備え、
    入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間にはドライブ部は動作を開始させず、
    記憶部に保持された一時データの消去は、ドライブ部の動作中に行われることを特徴とする放電灯点灯装置。
  2. 直流電力を出力する直流電源部と、
    放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、
    少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
    スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、
    ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、
    ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、
    ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、
    駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、
    不揮発性メモリからなり制御部の動作に用いられる一時データが格納される記憶部とを備え、
    ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、
    制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、
    ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、
    直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、
    直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部と、
    共振部に放電灯が接続されていない無負荷状態か否かを判定する無負荷判定部とを備え、
    入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間と無負荷判定部によって無負荷状態が判定されている期間とにはそれぞれドライブ部は動作を開始させず、
    記憶部に保持された一時データの消去は、ドライブ部の動作中に行われることを特徴とする放電灯点灯装置。
  3. 記憶部に格納された一時データの読み出しは、ドライブ部の動作が開始される前に行われることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の放電灯点灯装置。
  4. 外部から入力された交流電力を全波整流する整流部を備え、
    直流電源部は、整流部の出力端間に接続されたスイッチング素子とインダクタとの直列回路と、前記インダクタに直列に接続され両端電圧が直流電源部の出力電圧となる出力コンデンサとを有するスイッチング電源からなり、
    直流電源部の出力電圧を一定に保つように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する電源ドライブ部と、
    直流電源部の出力電圧を検出して直流電源部が正常か異常かを判定する直流電源異常判定部とを備え、
    制御部は、定常動作中に直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定されると、定常動作を終了して再度の始動動作を開始し、再度の始動動作が終了してもなお直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定される場合にはドライブ部を停止させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  5. 電源ドライブ部は、直流電源部のスイッチング素子がいったんオフされた後に次にオンされるまでの時間を所定の保留時間以上とすることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
  6. 少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部と、
    計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達する前は直流電源部の出力電圧が所定電圧以上となったときに直流電源部の出力電圧を低下させるように電源ドライブ部を制御するという過電圧保護動作を行う過電圧保護部とを備え、
    過電圧保護部は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作を行わないことを特徴とする請求項４又は請求項５記載の放電灯点灯装置。
  7. 直流電力を出力する直流電源部と、
    放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、
    少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
    スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、
    ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、
    ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、
    ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、
    駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、
    外部から入力された交流電力を全波整流する整流部とを備え、
    ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、
    制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、
    ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、
    直流電源部は、整流部の出力端間に接続されたスイッチング素子とインダクタとの直列回路と、前記インダクタに直列に接続され両端電圧が直流電源部の出力電圧となる出力コンデンサとを有するスイッチング電源からなり、
    直流電源部の出力電圧を一定に保つように直流電源部のスイッチング素子をオンオフ駆動する電源ドライブ部と、
    直流電源部の出力電圧を検出して直流電源部が正常か異常かを判定する直流電源異常判定部とを備え、
    制御部は、定常動作中に直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定されると、定常動作を終了して再度の始動動作を開始し、再度の始動動作が終了してもなお直流電源異常判定部によって直流電源部の異常が判定される場合にはドライブ部を停止させることを特徴とする放電灯点灯装置。
  8. 電源ドライブ部は、直流電源部のスイッチング素子がいったんオフされた後に次にオンされるまでの時間を所定の保留時間以上とすることを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
  9. 少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部と、
    計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達する前は直流電源部の出力電圧が所定電圧以上となったときに直流電源部の出力電圧を低下させるように電源ドライブ部を制御するという過電圧保護動作を行う過電圧保護部とを備え、
    過電圧保護部は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達した後は、過電圧保護動作を行わないことを特徴とする請求項７又は請求項８記載の放電灯点灯装置。
  10. 直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、
    直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部を備え、
    入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間にはドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする請求項７〜９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  11. 直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、
    直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部と、
    共振部に放電灯が接続されていない無負荷状態か否かを判定する無負荷判定部とを備え、
    入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間と無負荷判定部によって無負荷状態が判定されている期間とにはそれぞれドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする請求項７〜９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  12. 少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部を備え、
    制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、予熱動作の継続時間を長くすることを特徴とする請求項１〜請求項１１のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  13. 少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部を備え、
    制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、始動動作の継続時間を短くすることを特徴とする請求項１〜請求項１２のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  14. 直流電力を出力する直流電源部と、
    放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、
    少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
    スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、
    ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、
    ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、
    ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、
    駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、
    少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部とを備え、
    ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、
    制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、
    ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、
    制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、予熱動作の継続時間を長くすることを特徴とする放電灯点灯装置。
  15. 少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部を備え、
    制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、始動動作の継続時間を短くすることを特徴とする請求項１４記載の放電灯点灯装置。
  16. 直流電力を出力する直流電源部と、
    放電灯とともに共振回路を構成する共振部と、
    少なくとも１個のスイッチング素子を含み該スイッチング素子のオンオフに伴って直流電源部と共振部との接続を切り替えるスイッチング部と、
    スイッチング部のスイッチング素子をオンオフ駆動することによって共振部から放電灯に交流電力を供給させるドライブ部と、
    ドライブ部の動作の周波数を制御することによって共振部から放電灯に出力される交流電力の周波数を制御する制御部と、
    ドライブ部の動作開始後にスイッチング部から電力を供給され直流電力を出力する駆動電源部と、
    ドライブ部の動作開始前に直流電源部から電力を供給され駆動電源部に電力を供給する起動部と、
    駆動電源部から電力を供給され、駆動電源部の出力電圧が所定の基準電圧以上である期間に、制御部の電源となる直流電力を生成して制御部に供給する制御電源部と、
    少なくともドライブ部の動作中には累積して計時され且つリセットされることがない累積使用時間を計時する計時部とを備え、
    ドライブ部がスイッチング部を駆動する周波数である動作周波数は、制御部の出力に応じて両端電圧を変化させる制御用コンデンサの両端電圧に応じて決定され、
    制御部は、放電灯の始動時、放電灯の各フィラメントをそれぞれ予熱する予熱動作の後、放電灯の点灯を開始させる始動動作を行い、その後に、放電灯の点灯を維持させる定常動作に移行するように、制御用コンデンサの両端電圧を変化させるものであって、
    ドライブ部は、制御電源部からの電力の出力が開始された後、所定の停止時間は動作を開始させず、
    制御部は、計時部によって計時された累積使用時間が所定の装置寿命時間に達した後は、計時部によって計時された累積使用時間が装置寿命時間に達する前よりも、始動動作の継続時間を短くすることを特徴とする放電灯点灯装置。
  17. 直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、
    直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部を備え、
    入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間にはドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする請求項１４〜１６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  18. 直流電源部は入力された電力を直流電力に変換するものであって、
    直流電源部への入力電圧が不足した入力電圧低下状態か否かを判定する入力電圧低下判定部と、
    共振部に放電灯が接続されていない無負荷状態か否かを判定する無負荷判定部とを備え、
    入力電圧低下判定部によって入力電圧低下状態と判定されている期間と無負荷判定部によって無負荷状態が判定されている期間とにはそれぞれドライブ部は動作を開始させないことを特徴とする請求項１４〜１６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  19. 放電灯の光出力を指示する電気信号である調光信号が外部から入力される調光信号入力部を備え、
    制御部は、少なくとも定常動作中には、ドライブ部の動作の周波数を、調光信号入力部に入力された調光信号に応じた周波数とすることを特徴とする請求項１〜１８のいずれか１項に記載の記載の放電灯点灯装置。
  20. 放電灯を消灯させるべき異常の有無を判定する異常判定部と、
    クロック信号を生成するクロック部とを備え、
    制御部は、クロック部が出力するクロック信号の周波数が高いほど消費電力が増加するとともに動作速度が向上し、異常判定部によって異常があると判定されたときには放電灯への出力電力を少なくとも減少させるようにドライブ部を制御するものであって、
    クロック部は、ドライブ部の停止中にはドライブ部の動作中よりもクロック信号の周波数を低くすることを特徴とする請求項１〜１９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  21. ドライブ部の動作中には所定の報知電圧をクロック部に入力する報知電源部を備え、
    クロック部は、報知電源部から報知電圧が入力されている期間には、報知電源部から報知電圧が入力されていない期間よりも、クロック信号の周波数を高くすることを特徴とする請求項２０記載の放電灯点灯装置。
  22. 放電灯に流れる非対称電流に基いて放電灯が寿命末期か否かを判定する放電灯寿命判定部を備えることを特徴とする請求項１〜２１のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
  23. プリント配線板と、ドライブ部と起動部とが少なくとも設けられた駆動用集積回路と、制御部が少なくとも設けられた制御用集積回路とを備え、
    プリント配線板に設けられた導電パターンのうち、回路のグランドの電位とされるグランドパターンにおいて、駆動用集積回路及び制御用回路が電気的に接続される部位は、直流電源部とスイッチング部と共振部とがそれぞれ接続される部位から分岐されていることを特徴とする請求項１〜請求項２２のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置。
  24. 請求項１〜請求項２３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置を保持した器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
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