JP5328977B2 - オーディオ信号を操作するための装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、帯域幅拡張（ＢＷＥ）スキーム等においてオーディオ信号のスペクトル値の位相を調整することによりオーディオ信号を操作するためのスキームに関する。

オーディオ信号の保存または送信は、厳しいビットレート制約を受けることが多い。過去には、非常に低いビットレートしか使用できない場合、符号器は、送信されたオーディオ帯域幅を劇的に縮小することを余儀なくされていた。現代のオーディオコーディックは、特許文献１〜特許文献３および非特許文献１〜非特許文献１０に記載の通り、最近では帯域幅拡張技術により広帯域の信号を符号化できる。これらのアルゴリズムは、高周波数コンテント（ＨＦ）のパラメトリック表現に依存するが、これは、復号化信号の波形符号化された低周波数部（ＬＦ）から、ＨＦスペクトル領域への互換（「パッチング」）およびパラメータ方式の後処理の適用により生成される。

最近、特許文献４および非特許文献１１〜非特許文献１３に記載されるような位相ボコーダを採用する新しいアルゴリズムが、非特許文献１４に提示されている。しかしながら、この「高調波帯域幅拡張（ＨＢＥ）」と呼ばれる方法では、非特許文献１５に記載されるように、オーディオ信号に含まれる過渡の質が劣化しやすい。これは、サブバンドにわたる垂直コヒーレンスが、標準位相ボコーダーアルゴリズムにおいて維持される保証がない上、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）位相の再計算を、円形の周期性を仮定する変換の分離された時間ブロックで行う必要があるためである。

詳細には、ブロックベースの位相ボコーダ処理による、２種類のアーチファクトを観察できることが知られている。これらのアーチファクトは、特に、新たに計算した位相を適用することによる信号の時間的循環畳込効果により生じる波形の分散と時間的エイリアシングである。

言い換えれば、ＢＷＥアルゴリズムにおいてオーディオ信号のスペクトル値に対して位相調整を適用するため、そのオーディオ信号のブロックに含まれる過渡が、そのブロックを中心に包み込み、すなわち循環畳込によりそのブロックへ戻り得る。これにより、時間的エイリアシングが起こり、その結果、オーディオ信号が劣化するのである。

したがって、過渡を含む信号部分のための特別な処理の方法を採用する必要がある。しかしながら、ＢＷＥアルゴリズムが、特に、コーディックチェーンのデコーダ側に対して行われるために、計算の複雑性が深刻な問題となる。よって、好ましくは、上に述べたオーディオ信号の劣化に対する対策は、あまり計算の複雑性を増大させないで行える必要がある。

ヴァス・アイアンガー他、「音声帯域幅拡張法および装置」（Speech bandwidth extension method and apparatus, Vasu Iyengar et al.） 米国特許出願第０８／９５１０２９号、Ｏｈｍｏｒｉ他、オーディオ帯域幅拡張システムと方法（United States Patent Application 08/951,029, Ohmori, et al. Audio band width extending system and method） 米国特許第６８９５３７５号、マラー、ディーおよびコックス、Ｒ・Ｖ、狭帯域音声の帯域幅拡張のためのシステム（United States Patent 6895375, Malah, D & Cox, R. V.: System for bandwidth extension of Narrow-band speech） 米国特許６５４９８８４号、ラロッシュ・Ｊおよびドルソン・Ｍ、パッチ生成のための位相ボコーダピッチシフティング（United States Patent 6549884 Laroche, J. & Dolson, M.: Phase-vocoder pitch-shifting for the patch generation）

Ｍ・ディーツ、Ｌ・リルエライド、Ｋ・キヨルンおよびＯ・クンツ、「スペクトル帯域複製−オーディオコーディングにおける新しいアプローチ」、第１１２回ＡＥＳ会議、ミュンヘン、２００２年５月（M. Dietz, L. Liljeryd, K. Kjorling and O. Kunz, "Spectral Band Replication, a novel approach in audio coding," in 112th AES Convention, Munich, May 2002） Ｓ・メルツァー、Ｒ・ボエムおよびＦ・ヘン、「「デジタルラジオモンディエール（ＤＲＭ）」等のデジタル放送のためのＳＢＲ強化オーディオコーディック」、第１１２回ＡＥＳ会議、ミュンヘン、２００２年５月（S. Meltzer, R. Bohm and F. Henn, "SBR enhanced audio codecs for digital broadcasting such as "Digital Radio Mondiale" (DRM)," in 112th AES Convention, Munich, May 2002） Ｔ・ジーグラー、Ａ・アーレット、Ｐ・エクストランドおよびＭ・ルツキー、「ＳＢＲを用いたｍｐ3の強化−新しいｍｐ3ＰＲＯアルゴリズムの特性と能力」、第１１２回ＡＥＳ会議、ミュンヘン、２００２年５月（T. Ziegler, A. Ehret, P. Ekstrand and M. Lutzky, "Enhancing mp3 with SBR: Features and Capabilities of the new mp3PRO Algorithm," in 112th AES Convention, Munich, May 2002）。 国際標準ＩＳＯ／ＩＥＣ１４４９６−３：２００１／ＦＰＤＡＭ１、「帯域幅拡張」ＩＳＯ／ＩＥＣ、２００２、（International Standard ISO/IEC 14496-3:2001/FPDAM 1, "Bandwidth Extension," ISO/IEC, 2002） Ｅ・ラーセン、Ｒ．Ｍ．アーツおよびＭ．ダネシス、音楽および音声の効率的な高周波数帯域幅拡張、ＡＥＳ第１１２回会議、ドイツ、ミュンヘン、２００２年５月（E. Larsen, R. M. Aarts, and M. Danessis. Efficient high-frequency bandwidth extension of music and speech. In AES 112th Convention, Munich, Germany, May 2002） Ｒ・Ｍ・アーツ、Ｅ・ラーセンおよびＯ・アウルチエス、低周波数および高周波数帯域幅拡張への統一アプローチ。ＡＥＳ、第１１５回会議、ニューヨーク、米国、２００３年１０月（R. M. Aarts, E. Larsen, and O. Ouweltjes. A unified approach to low- and high frequency bandwidth extension. In AES 115th Convention, New York, USA, October 2003） Ｋ・ケユヒケ。狭帯域音声信号のためのロバストな広帯域強化。リサーチレポート、ヘルシンキ工科大学、音響・音声信号処理研究室、２００１年（K. Kayhko. A Robust Wideband Enhancement for Narrowband Speech Signal. Research Report, Helsinki University of Technology, Laboratory of Acoustics and Audio Signal Processing, 2001） Ｅ・ラーセンおよびＲ・Ｍ・アーツ、オーディオ帯域幅拡張−心理音響学、信号処理およびラウドスピーカー設計への応用、ジョン・ウィリー・アンド・ソンズ社、２００４年（E. Larsen and R. M. Aarts、 Audio Bandwidth Extension - Application to psychoacoustics、 Signal Processing and Loudspeaker Design. John Wiley & Sons, Ltd, 2004） Ｅ・ラーセン、Ｒ・Ｍ・アーツおよびＭ・ダネシス、音楽および音声の効率的な高周波帯域幅拡張。ＡＥＳ、第１１２回会議、ドイツ、ミュンヘン、２００２年５月（E. Larsen, R. M. Aarts, and M. Danessis、 Efficient high-frequency bandwidth extension of music and speech. In AES 112th Convention, Munich, Germany, May 2002） Ｊ・マッコール、線形予測による音声のスペクトル分析、オーディオおよび電気音響学に関するＩＥＥＥ論文集、ＡＵ−２１（３）、１９７３年６月（J. Makhoul. Spectral Analysis of Speech by Linear Prediction. IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, AU-21(3), June 1973） Ｍ・パケット、位相固定ボコーダ、オーディオおよび音響に対する信号処理の応用に関するＩＥＥＥ ＡＳＳＰ会議、モホンク、１９９５年（M. Puckette. Phase-locked Vocoder. IEEE ASSP Conference on Applications of Signal Processing to Audio and Acoustics, Mohonk 1995."） レーベル・Ａ、位相ボコーダにおける過渡検出および保存 citeseer.ist.psu.edu/679246.html （Robel, A.; Transient detection and preservation in the phase vocoder, citeseer.ist.psu.edu/679246.html） ラロッシュ・Ｌ，ドルソン・Ｍ，「オーディオの改善された位相ボコーダ時間スケール調整、ＩＥＥＥ論文集、音声およびオーディオ処理、第７巻、第３号、第３２３頁から３３２頁（Laroche L., Dolson M.: "Improved phase vocoder timescale modification of audio", IEEE Trans. Speech and Audio Processing, vol. 7, no. 3, pp. 323-332）。 フレデリック・ナーゲル、サシャ・ディッシュ、「オーディオコーディックのための高調波帯域幅拡張法」、ＩＣＡＳＳＰ，音響学、音声および信号処理に関する国際会議、ＩＥＥＥ ＣＮＦ、台北、台湾、２００９年４月（Frederick Nagel, Sascha Disch, "A harmonic bandwidth extension method for audio codecs," ICASSP International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, IEEE CNF, Taipei, Taiwan, April 2009）。 フレデリック・ナーゲル、サシャ・ディッシュ、ニコラス・レッテルバッハ、「オーディオコーディックのための新規な過渡ハンドリングの位相ボコーダ駆動帯域幅拡張方法」、第１２６回、ＡＥＳ会議、ミュンヘン、ドイツ、２００９年５月（Frederik Nagel, Sascha Disch, Nikolaus Rettelbach, "A phase vocoder driven bandwidth extension method with novel transient handling for audio codecs," 126th AES Convention, Munich, Germany, May 2009）。

本発明の目的は、上記の劣化の抑制と計算の複雑性とのよりよいトレードオフを実現できる、たとえば、ＢＷＥスキームに関連して、オーディオ信号のスペクトル値の位相を調整することによりオーディオ信号を操作するためのスキームを提供することである。

この目的は、請求項１に記載の装置、請求項１９に記載の方法または請求項２０に記載のコンピュータプログラムにより達成される。

本発明の基礎となる思想は、パディングされた値およびオーディオ信号値を有するオーディオサンプルの１以上のパディングされたブロックが、パディングされたブロックのスペクトル値の位相を調整する前に、生成される場合に、上記のより良いトレードオフが達成できるというものである。この手段によれば、位相調整による信号コンテントのブロック境界へのドリフトおよびそれに対応する時間エイリアシングの発生を阻止できるかまたは少なくともその可能性を減じることができるので、オーディオ品質は、少ない労力で維持される。

オーディオ信号を操作するための発明の思想は、複数の連続するオーディオサンプルのブロックを生成することに基づき、この複数の連続するブロックが、オーディオサンプルの１以上のパディングされたブロックを含み、パディングされたブロックがパディングされた値およびオーディオ信号値を有する。パディングされたブロックはその後スペクトル値を有するスペクトル表現へ変換される。スペクトル値は、その後、調整されて、調整されたスペクトル表現が得られる。最後に、調整されたスペクトル表現が調整された時間領域オーディオ信号に変換される。パディングに使用された値の範囲は、その後取り除かれてもよい。

本発明の実施例によれば、パディングされたブロックは、好ましくは、時間ブロックの前または後ろにゼロ値からなるパディングされた値を挿入することにより生成される。

本発明の実施例によれば、パディングされたブロックを、過渡事象を含むものに限定し、それによりこれらの事象には余分な計算の複雑性を制限する。より詳細には、過渡事象が、パディングされたブロックの形のオーディオ信号のあるブロックにおいて検出された場合、ＢＷＥアルゴリズムによる高度な方法でブロックを処理し、過渡事象がもう１つのブロックで検出されない場合、オーディオ信号の別のブロックが、ＢＷＥアルゴリズムの標準的な方法で、オーディオ信号値のみを有するパディングされていないブロックとして処理される。標準の処理と高度な処理とを適応的に切り替えることにより、平均的な計算の労力がかなり低減でき、それによりたとえばプロセッサの速度の低減やメモリの低減が図られる。

本発明の実施例によれば、パディングされた値は、過渡事象が検出された時間ブロックの前および／または後に配列され、それによりパディングされたブロックがたとえばそれぞれＤＦＴおよびＩＤＦＴプロセッサを介して実現される、第１および第２の変換器による時間領域と周波数領域との間の変換に適合される。好ましい解決法は、時間ブロックの周りの対称的なパディング配置と考えられる。

実施例によれば、１以上のパディングされたブロックが、オーディ信号のオーディオサンプルのブロックに、ゼロ値等のパディングされた値を付加することにより生成される。他の例では、１以上のガードゾーンが窓関数の開始位置または窓関数の終了位置に付加される分析窓関数を使用して、この分析窓関数をオーディオ信号のオーディオサンプルのブロックに適用することによってパディングされたブロックを形成する。窓関数は、たとえばガードゾーンを備えるハン窓（Hann window）を含んでも良い。

以下に、本発明の実施例について、添付の図面を参照しながら説明する。

オーディオ信号を操作するための実施例のブロック図である。 オーディオ信号を使用して帯域幅拡張を行うための実施例のブロック図である。 異なるＢＷＥ係数を用いる帯域幅拡張アルゴリズムを実行するための実施例のブロック図である。 過渡検出器を用いてパディングされたブロックまたはパディングされていないブロックを変換するための他の実施例のブロック図である。 図４の実施例の実現例のブロック図である。 図４の実施例の他の実現例のブロック図である。 時間ブロックの中心に過渡を有する信号波形に対する位相調整の効果を示す位相調整の前後の信号ブロックの例のグラフである。 時間ブロックの第１のサンプルの周囲に過渡を有する信号波形に対する位相調整の効果を示す位相調整の前後の信号ブロックの例のグラフである。 本発明の第１の実施例の概略を示すブロック図である。 コンスタントなゼロを特徴とするガードゾーンを有するハン窓の形をとる例示的分析窓関数のグラフであって、本発明の他の実施例において使用される窓を示す図である。 ディザを特徴とするガードゾーンを有するハン窓の形をとる例示的分析窓関数のグラフであって、本発明の他の実施例において使用される窓を示す図である。 帯域幅拡張スキームにおけるオーディオ信号のスペクトル帯域の操作を示す模式図である。 帯域幅拡張スキームに関連する重複加算演算のための模式図である。 図４に基づく他の実施例の実現例を示すブロック図および模式図である。 典型的な高調波帯域幅拡張（ＨＢＥ）の実現例のブロック図である。

図１は、本発明の実施例によるオーディオ信号を操作するための装置を示す図である。この装置は、オーディオ信号用入力１００を有するウィンドワ１０２を備える。ウィンドワ１０２は、１以上のパディングされたブロックを含むオーディオサンプルの複数の連続するブロックを生成するよう構成される。パディングされたブロックは、特に、パディングされた値とオーディオ信号値とを有する。ウィンドワ１０２の出力１０３に存在するパディングされたブロックは、第１の変換器１０４に供給され、この変換器がパディングされたブロック１０３をスペクトル値を有するスペクトル表現に変換するよう構成される。第１の変換器１０４の出力１０５のスペクトル値をそこで調相装置１０６へ供給する。調相装置１０６は、スペクトル値１０５の位相を調整し、１０７の調整されたスペクトル表現を得るように構成される。出力１０７は、最終的に第２の変換器１０８へ付与され、この変換器が調整されたスペクトル表現１０７を調整された時間領域オーディオ信号１０９に変換するよう構成される。第２の変換器１０８の出力１０９は、図２、図３および図８に関連して説明するように、帯域幅拡張スキームに必要な後続のデシメータに接続されてもよい。

図２は、帯域幅拡張係数（σ）を用いる帯域幅拡張アルゴリズムを実行するための実施例の模式図である。ここで、オーディオ信号１００を、分析窓プロセッサ１１０と後続パダー１１２とを備えるウィンドワ１０２へ供給する。実施例においては、分析窓プロセッサ１１０は、同じ大きさの複数の連続するブロックを生成するよう構成される。分析窓プロセッサ１１０の出力１１１は、さらに、バダー１１２に接続される。詳細には、パダー１１２は、分析窓プロセッサ１１０の出力１１１で複数の連続するブロックのうちのブロックをパディングし、バダー１１２の出力１０３にバディングされたブロックが得られるよう構成される。ここで、バディングされたブロックは、オーディオサンプルの連続するブロックの第１のサンプルの前またはオーディオサンプルの連続するブロックの最後のサンプルの後の特定の時間位置にパディングされた値を挿入することによって得られる。パディングされたブロック１０３をさらに第１の変換器１０４で変換して、出力１０５のスペクトル表現を得る。さらに、帯域通過フィルタ１１４を使用して、スペクトル表現１０５またはオーディオ信号１００からの帯域通過信号１１３を抽出するようになっている。帯域通過フィルタ１１４の帯域通過特性は、帯域通過信号１１３を適切な目標周波数域に制限するように、選択される。ここで、帯域通過フィルタ１１４は、下流の調相装置１０６の出力１１５にも存在する、帯域幅拡張係数（σ）を受ける。本発明の一実施例においては、帯域幅拡張アルゴリズムを実行するために２．０の帯域幅拡張係数（σ）を使用する。オーディオ信号１００がたとえば０ｋＨｚ〜４ｋＨｚの周波数領域を有する場合、帯域通過フィルタ１１４は、２ｋＨｚ〜４ｋＨｚの周波数領域を抽出するので、たとえば、２.０の帯域幅拡張係数（σ）が付与されて、適切な帯域通過フィルタ１１４が選択されるという前提では、帯域通過信号１１３は、後続のＢＷＥアルゴリズムによって４ｋＨｚ〜８ｋＨｚの標的周波数領域へ変換されることになる（図１０参照）。帯域通過フィルタ１１４の出力１１３における帯域通過信号のスペクトル表現は、それぞれ、スケーラ１１６および調相装置１０６でさらに処理される振幅情報および位相情報を含む。スケーラ１１６は、係数により振幅情報のスペクトル値１１３をスケールするようになっており、この係数はウィンドワ１０２が付与する重複加算の第１の時間距離（ａ）と下流重複加算器１２４が付与する異なる時間距離（ｂ）との関係が根拠であると言う点で、重複加算特性に依存する。

たとえば、第１の時間距離（ａ）を有するオーディオサンプルの連続ブロックの６倍の重複加算と、第２の時間距離（ｂ）の第１の時間距離（ａ）に対する比率、ｂ／ａ＝２とを有する重複加算特性が存在する場合、ｂ／ａ×１／６の係数がスケーラ１１６によって付与され、矩形の分析窓を仮定する出力１１３（図１１）におけるスペクトル値がスケーリングされることになる。

しかしながら、この特定の振幅スケーリングは、重複加算に続いて下流デシメーションが行われた場合にのみ適用できる。デシメーションが、重複加算の前に行われる場合、一般にはスケーラ１１６が根拠となるべきスペクトル値の振幅に対して、デシメーションが影響を持ってしまう可能性がある。

調相装置１０６は、オーディオ信号の帯域のスペクトル値１１３の位相を、帯域幅拡張係数（σ）で、スケーリングまたは乗算するよう構成されており、それによりオーディオサンプルの連続するブロックの１以上のサンプルがブロックへ循環畳込みされる。

円形周期性に基づく循環畳込の影響は、第１の変換器１０４および第２の変換器１０８による変換の望ましくない副作用であり、これについては、分析窓７０４（図７ａ）の中心にある過渡７００と、分析窓７０４（図７ｂ）の境界付近にある過渡７０２との例によって図７に示される。

図７ａは、分析窓７０４内の中心、すなわち連続するブロックの第１のサンプル７０８および最後のサンプル７１０を備える１００１のサンプル等を含む、サンプル長さ７０６のオーディオサンプルの連続ブロックの内部に存在する過渡７００を示す。元の信号７００は、細い破線で示される。第１の変換器１０４による変換および元の信号のスペクトルに対する位相ボコーダの使用等によるその後の位相調整の適用の後、過渡７００は、第２の変換器１０８による変換すなわち循環的に畳み込まれた過渡７０１が分析窓７０４の内部に依然として存在するように、シフトされ、かつ分析窓７０４へ循環的に畳み込まれて戻る。循環的に畳み込まれる過渡７０１は、「ノーガード」と示す太い線により表される。

図７ｂは、分析窓７０４の第１のサンプル７０８に近い過渡７０２を含む元の信号を示す。過渡７０２を有する元の信号は、ここでも細い破線で示される。この場合、第１の変換器１０４により変換しかつその後、位相調整を適用したのち、過渡７０２は、第２の変換器１０８による変換の後シフトされかつ循環的に畳み込まれて分析窓７０４に戻るため、循環畳込過渡７０３が得られ、これについては「ノーガード」と示す太い線で表す。ここで、位相調整により分析窓７０４の第１のサンプル７０８の前に過渡７０２のすくなくとも一部がシフトするため、循環的に畳み込まれた過渡７０３が発生し、これにより循環畳込過渡７０３の円形ラッピングが生じる。特に、図７ｂに見られるように、過渡７０２の分析窓７０４からシフトした部分は、円形周期性によって、分析窓７０４の最後のサンプル７１０の左（部分７０５）に再び発生する。

スケーラ１１６の出力１１７からの調整された振幅情報を含む調整されたスペクトル表現および調相装置１０６の出力１０７からの調整された位相情報は、第２の変換器１０８に送られるが、この変換器は、調整されたスペクトル表現を第２の変換器１０８の出力１０９にある調整された時間領域オーディオ信号に変換するよう構成される。第２の変換器１０８の出力１０９の調整された時間領域オーディオ信号をパディングリムーバ１１８へ送ることができる。パディングリムーバ１１８は、挿入されたパディングされた値のサンプルに相当する調整された時間領域オーディオ信号のサンプルを除去し、調相装置１０６の下流の処理により位相調整が適用される前に、ウィンドワ１０２の出力１０３のバディングされたブロックを生成するよう構成される。より正確には、パディングされた値が位相調整の前に挿入される特定の時間位置に相当する調整された時間領域のオーディオ信号の時間位置でサンプルが除去される。

本発明の実施例において、パディングされた値は、オーディオサンプルの連続ブロックの最初のサンプル７０８の前と最後のサンプル７１０の後に、図７に示すもののように対称的に挿入され、それにより、サンプル長７０６の中心に置かれた連続ブロックを囲む２つの対称ガードゾーン７１２，７１４が形成される。この対称の場合、ガードゾーンまたは”ガードインターバル”７１２，７１４は、それぞれスペクトル値の位相調整およびそれに続く調整時間領域オーディオ信号への変換の後にパディングリムーバ１１８によりパディングされたブロックから除去でき、パディングリムーバ１１８の出力１１９のパディングされた値だけを除く連続ブロックが得られるようにすることが好ましい。

他の構成では、ガードインターバルは、第２の変換器１０８の出力１０９からパディングリムーバ１１８により除去できないので、パディングされたブロックの調整時間領域オーディオ信号は、中央に置かれた連続ブロックのサンプル長７０６とガードインターバルのサンプル長７１２，７１４を含むサンプル長７１６を有することになる。この信号をさらに次の段で処理して図２のブロック図に示す重複加算器１２４まで処理することができる。パディングリムーバ１１８が存在しない場合、ガードインターバルに対する演算を含むこの処理を信号のオーバーサンプルとして解釈することもできる。パディングリムーバ１１８は、本発明の実施例には必要ではないが、出力１１９にある信号はパダー１１２によるパディングの前に分析窓プロセッサ１１０の出力１１１に存在するそれぞれ元の連続ブロックまたはパディングされていないブロックと同じサンプル長をすでに有することになるので、図２に示すようなものを使用することが有利である。このように、続く処理段は、出力１１９の信号に容易に合わせられる。

パディングリムーバ１１８の出力１１９の調整された時間領域オーディオ信号は、デシメータ１２０に供給されることが好ましい。デシメータ１２０は、帯域幅拡張係数（σ）を用いて演算する単純サンプルレート変換器により構成され、デシメータ１２０の出力１２１にデシメートされた時間領域信号を得ることが好ましい。ここでデシメーション特性は、出力１１５の調相装置１０６により与えられる位相調整特性に依存する。本発明の実施例においては、帯域幅拡張係数σ＝２が出力１１５を介して調相装置１０６によりデシメータ１２０に供給されるので、１つおきのサンプルが出力１１９の調整時間領域オーディオ信号から除去されることになり、結果として出力１２１にデシメートされた時間領域信号が生じる。

デシメータ１２０の出力１２１のデシメートされた時間領域信号は、その後合成ウィンドワ１２２へ送られるが、このウィンドワは、デシメートされた時間領域信号等へ合成窓関数を適用するよう構成され、合成窓関数は、ウィンドワ１０２の分析窓プロセッサ１１０により適用される分析関数に一致する。ここで、合成窓関数は、合成関数を適用することで、分析関数の効果を補償するように、分析関数に一致させることができる。代替的には、合成ウィンドワ１２２が、第２の変換器１０８の出力１０９に調整時間領域オーディオ信号に関して演算するよう構成することもできる。

合成ウィンドワ１２２の出力１２３からのデシメートされかつウィンドウ処理された時間領域信号は、そこで重複加算器１２４へ供給される。ここで、重複加算器１２４は、ウィンドワ１０２により適用される重複加算演算（ａ）のための第１の時間距離および出力１１５で調相装置１０６により付与される帯域幅拡張係数（σ)についての情報を受ける。重複加算器１２４は、デシメートされかつウィンドウ処理された時間領域信号に対し第１の時間距離（ａ）より大きい異なる時間距離（ｂ）を適用する。

デシメーションが重複加算の後に実施される場合、条件σ=b/aが帯域幅拡張スキームに従い満たされる可能性がある。しかしながら、図２に示す実施例では、デシメーションは、重複加算の前に行われるので、デシメーションは、一般に重複加算器１２４によるものであるはずの上記の条件に影響を持ちえる。

図２に示す装置は、帯域幅拡張係数（σ）を含むＢＷＥアルゴリズムを実施するために構成されており、帯域幅拡張係数（σ）がオーディオ信号の帯域からの周波数拡張を標的周波数帯に制御する。このように、帯域幅拡張係数（σ）に依存する標的周波数域の信号が、重複加算器１２４の出力１２５で得られる。

ＢＷＥアルゴリズムに関連して、重複加算器１２４は、オーディオ信号の元の重複する連続ブロックよりも、入力時間領域信号の連続ブロックを相互からさらに間隔をおくことによりオーディオ信号の時間的拡散を誘発して、拡散信号を得るように構成される。

重複加算の後にデシメーションを実施する場合、たとえば２．０という係数による時間的拡散では、元のオーディオ信号１００の持続時間の２倍の持続時間の拡散信号になる。たとえば２．０の対応するデシメーション係数の次のデシメーションでは、同様にオーディオ信号１００の元の持続時間を有するデシメートされかつ帯域幅を拡張された信号になる。しかしながら、デシメータ１２０が図２に示すように重複加算器１２４の前に置かれる場合、デシメータ１２０は、２．０という帯域幅拡張係数(σ)で演算するよう構成されてもよく、それにより、たとえば、１つおきのサンプルがその入力時間領域信号から除去され、これにより元のオーディオ信号１００の持続時間の半分の持続時間のデシメートされた時間領域信号が得られる。同様に、２ｋＨｚ〜４ｋＨｚ等の周波数域における帯域通過フィルタ処理された信号が、係数２．０で帯域幅において拡張されることになり、デシメーション後たとえば４ｋＨｚ〜８ｋＨｚの対応する標的周波数領域における信号１２１が得られる。その後、デシメートされかつ帯域幅拡張された信号は、下流重複加算器１２４によりオーディオ信号１００の元の持続時間まで時間的に拡張され得る。この上記の処理は、本質的に位相ボコーダの原則に関連する。

重複加算器１２４の出力１２５から得られる標的周波数域における信号は、その後包絡線アジャスタ１３０へ供給される。包絡線アジャスタ１３０の入力１０１で受け取られたオーディオ信号１００由来の送信パラメータに基づき、包絡線アジャスタ１３０は、決った態様で重複加算器１２４の出力１２５の信号の包絡線を調節し、包絡線アジャスタ１３０の出力１２９に補正された信号が得られ、これは、調節された包絡線および／または補正された調性を含む。

図３は、本発明の実施例のブロック図であり、同装置は、たとえばσ＝２，３，４，…等の異なるＢＷＥ係数（σ）を用いて、帯域幅拡張アルゴリズムを実行するよう構成される。まず、帯域幅拡張アルゴリズムパラメータを、ＢＷＥ係数（σ）に対してともに演算する装置すべてに、入力１２８を介して転送する。詳細には、これら装置とは、図３に示すように第１の変換器１０４、調相装置１０６、第２の変換器１０８、デシメータ１２０および重複加算器１２４である。上記のとおり、帯域幅拡張アルゴリズムを実行するための連続する処理装置は、入力１２８の異なるＢＷＥ係数（σ）について、デシメータ１２０の出力１２１−１、１２１−２、１２１−３、．．．に、対応する調整された時間領域オーディオ信号が得られるように演算するよう構成され、これらは、それぞれが標的周波数域または周波数帯が異なることを特徴とする。そこで、異なる調整された時間領域オーディオ信号を異なるＷＢＥ係数（σ）に基づき重複加算器１２４により処理し、異なる重複加算結果が、重複加算器１２４の出力１２５−１、１２５−２、１２５−３、…に得られる。これら重複加算の結果は、最終的に結合器１２６によりその出力１２７で結合され、異なる標的周波数帯を含む結合信号が得られる。

図示については、帯域幅拡張アルゴリズムの基本原則について図１０に示す。詳細には、図１０は、たとえばそれぞれオーディオ信号１００の帯域の部分１１３−１，１１３−２または１１３−３と標的周波数帯１２５−１，１２５−２または１２５−３との間の周波数シフトをＢＷＥ係数（σ）が制御する様子を示す模式図である。

まず、σ＝２の場合、たとえば周波数域が２ｋＨｚ〜４ｋＨｚの帯域通過フィルタ処理された信号１１３−１が、オーディオ信号１００の最初の帯域から抽出される。帯域通過フィルタ処理された信号１１３−１の帯域は、その後重複加算器１２４の第１の出力１２５−１へ変換される。第１の出力１２５−１は、オーディオ信号１００の当初の帯域の係数２．０（σ＝２）による帯域幅拡張に対応する４ｋＨｚ〜８ｋＨｚの周波数域を持つ。このσ＝２の上位帯を「第１のパッチ済帯域」とも呼ぶこともできる。次に、σ＝３の場合、たとえば周波数域が８／３ｋＨｚ〜４ｋＨｚで帯域通過フィルタ処理された信号１１３−２を抽出し、重複加算機１２４の後、周波数域８ｋＨｚ〜１２ｋＨｚを特徴とする第２の出力１２５−２に変換する。係数３．０（σ＝３）による帯域幅拡張に対応する出力１２５−２の上位帯を「第２のパッチ済帯域」と呼ぶこともできる。次に、σ＝４の場合、たとえば周波数域が３ｋＨｚ〜４ｋＨｚで帯域通過フィルタ処理された信号１１３−３を抽出し、これを重複加算器１２４を経た後、周波数域１２ｋＨｚ〜１６ｋＨｚを有する出力１２５−３に変換する。この係数σ＝４による帯域幅拡張に対応する出力１２５−３の上位帯を「第３のパッチ済帯域」と呼ぶこともできる。これにより、高品質帯域幅拡張アルゴリズムという意味で、好ましくは、オーディオ信号１００を操作するために必要とされる最大１６ｋＨｚまでの連続する周波数帯をカバーする第１、第２および第３のパッチ済帯域が得られる。原則的には、帯域幅拡張アルゴリズムを、ＢＷＥ係数σ＞４というより高い値で行ってもよく、より高周波数帯域が得られる。しかしながら、このような高周波数帯域を考慮に入れることが、一般的には、操作されたオーディオ信号の知覚品質の向上にはつながらないと考えられる。

図３に示す通り、異なるＢＷＥ係数（σ）に基づく重複加算の結果１２５−１，１２５−２，１２５−３，…を結合器１２６でさらに結合するため、様々な周波数帯を含む出力１２７の結合信号が得られる（図１０参照）。ここで、出力１２７の結合信号は、４ｋＨｚ〜１６ｋＨｚ等、オーディオ信号１００の最大周波数（ｆ_max）から最大周波数のσ倍（σ×ｆ_max）の範囲の変換された周波数パッチ済帯域からなる（図１０参照）。

下流包絡線アジャスタ１３０は、入力１０１にあるオーディオ信号から送信されたパラメータに基づき結合信号の包絡線を調整するよう上記のように構成されており、包絡線アジャスタ１３０の出力１２９に修正された信号が得られる。出力１２９で包絡線アジャスタ１３０により供給される修正信号はさらに後続の結合器１３２により元のオーディオ信号１００と結合されて、最終的に結合器１３２の出力１３１に帯域幅が拡張された操作された信号が得られる。図１０に示すように、出力１３１の帯域幅拡張された信号の周波数域は、オーディオ信号１００の帯域と、たとえば合計で０〜１６ｋＨｚの範囲の帯域幅拡張アルゴリズムによる変換から得られる様々な周波数帯域とを含む（図１０）。

図２に示す本発明の実施例では、ウィンドワ１０２は、オーディオサンプルの連続ブロックの第１のサンプルの前またはオーディオサンプルの連続するブロックの最後のサンプルの後の特定の時間位置にパディングされた値を挿入するよう構成され、連続ブロックにおけるパティングされた値の数と連続ブロックにおける値の数との和が、オーディオサンプルの連続するブロックにおける値の数の１．４倍以上である。

図７に関連して特に、サンプル長７１２を有するパディングされたブロックの第１の部分が、サンプル長７０６の中央の連続ブロック７０４の第１のサンプル７０８の前に挿入され、サンプル長７１４のパディングされたブロックの第２の部分が中央にある連続ブロック７０４の後に挿入される。なお、図７において、連続ブロック７０４または分析窓のそれぞれが、「対象の領域」（ＲＯＩ）により示され、サンプル０と１０００とを横切る垂直の実線が、分析窓７０４の境界を示し、循環周期性の条件が成立する。

連続ブロック７０４の左のパディングされたブロックの第１の部分は、連続ブロック７０４の右のパディングされたブロックの第２の部分と同じ大きさで、パディングされたブロックの合計の大きさは、サンプル長７１６（サンプル−５００からサンプル１５００等）を有し、これは、中央の連続ブロック７０４のサンプル長さ７０６の２倍である。分析窓７０４の左の境界付近に当初位置する過渡７０２が調相装置１０６により適用される位相調整によって時間シフトされることになるので、中央連続ブロック７０４の第１のサンプル７０８を中心とするシフトされた過渡７０７が得られることを図７ｂに示す。この場合、シフトされた過渡７０７は、サンプル長７１６を有するパディングされたブロックの内側に全面的に位置することになり、したがって、適用された位相調整により円形の畳込や円形のラッピングが生じるのを防止する。

例えば、中央の連続ブロック７０４の第１のサンプル７０８の左のパディングされたブロックの第1の部分は、過渡の可能な時間シフトをすべて収容するには十分な大きさではないなら、後者は循環的に畳み込まれ、すなわち過渡の少なくとも一部が連続するブロック７０４の最後のサンプル７１０の右のパディングされたブロックの第２の部分に再び現れることになる。しかしながら、過渡のこの部分は、処理の最後の段で調相装置１０６を適用した後にパディングリムーバ１１８によって除去できることが好ましい。しかしながら、パディングされたブロックのサンプル長さ７１６は、連続ブロック７０４のサンプル長７０６の１．４倍以上である必要がある。たとえば、位相ボコーダにより実現される調相装置１０６により適用される位相調整は、つねにマイナス倍の方向の時間シフト、すなわち時間／サンプル軸上の左の方向へのシフトを生じると考えられる。

本発明の実施例において、第１および第２の変換器１０４，１０８は、パディングされたブロックのサンプル長に対応する変換長さに対して動作するよう実現される。たとえば、連続ブロックがサンプル長Ｎを有していれば、パディングされたブロックは、２Ｎ等、１．４×Ｎ以上のサンプル長さを有し、第１および第２の変換器１０４，１０８により付与される変換長さも、２Ｎ等、１．４×Ｎ以上になる。

しかしながら、原則的には、第１および第２の変換器１０４，１０８の変換長さは、ＢＷＥ係数（σ）が大きければ大きいほど変換長さが大きくなるはずであると言う点でＢＷＥ係数（σ）に依拠して選択する必要がある。しかしながら、変換長さが、σ＞４等のＢＷＥ係数のより大きい値についてあらゆる種類の循環畳込の影響を阻止するのに十分な大きさでなくても、パディングされたブロックのサンプル長さと同じ変換長さを使用すれば十分であることが好ましい。これは、このような場合（σ＞４）、たとえば循環畳込による過渡の時間的エイリアシングが、変換された高周波数パッチ済帯域においては無視可能でかつ知覚品質に大きな影響を与えないからである。

図４において、過渡検出器１３４を備える実施例を示す。この検出器は、たとえば図７に示すサンプル長７０６を有するオーディオサンプルの連続ブロック７０４においてオーディオ信号１００のブロックにおける過渡事象を検出するよう構成される。

詳細には、過渡検出器１３４は、オーディオブロックの連続するブロックが、ある時間部分から次の時間部分へたとえば５０％を超えるエネルギー増加または減少等、時間におけるオーディオ信号１００のエネルギーの突然の変化を特徴とする過渡事象を含んでいるかどうかを決定するよう構成される。

過渡検出は、たとえば、オーディオ信号１００の高周波数帯域に含まれる電力の測定値を表すスペクトル表現の高周波数部分の二乗演算等の周波数選択的処理およびその後の電力の予め定められた閾値への時間的変化の比較に基づくことが可能である。

さらに、パディングされたブロックに相当するオーディオ信号１００のあるブロック１３３−１において過渡検出器１３４により図７ｂの過渡事象７０２等の過渡事象が検出された場合、第１の変換器１０４は、パダー１１２の出力１０３のパディングされたブロックを変換するよう構成される。その一方で、あるブロックで過渡事象が検出されない場合、第１の変換器１０４は、過渡検出器１３４の出力１３３−２のオーディオ信号値のみを有するパディングされていないブロックを変換するよう構成され、この場合は、パディングされないブロックがオーディオ信号１００のブロックに相当する。

ここで、パディングされたブロックは、図７ｂの中央の連続ブロック７０４の左右に挿入されるゼロ値および図７ｂの中央の連続ブロック７０４の内部にあるオーディオ信号値等のパディングされた値を含む。しかしながらパディングされていないブロックは、図７ｂの連続ブロック７０４の内部に存在するオーディオサンプルの値等のオーディオ信号値のみを含む。

上記の実施例では、第１の変換器１０４による変換および第１の変換器１０４の出力１０５に基づく次の処理段が、過渡事象の検出に依存し、パダー１１２の出力１０３のパディングされたブロックは、オーディオ信号１００のある選択された時間ブロック（すなわち、過渡事象を含む時間ブロック）についてのみ発生し、これについては、オーディオ信号１００のさらなる操作の前にパディングが行われることが、知覚品質の観点から有利であると考えられる。

本発明の他の実施例では、図４において「過渡事象なし」または「過渡事象」のそれぞれによってあらわされる後の処理のための適切な信号経路の選択が、過渡事象の検出についての情報を含む過渡検出器１３４の出力１３５により制御される図５のスイッチ１３６の使用により行われ、これは、過渡事象がオーディオ信号１００のブロックにおいて検出されるか否かという情報を含む。過渡検出器１３４からのこの情報は、スイッチ１３６により、「過渡事象」で示すスイッチ１３６の出力１３５−１または「過渡事象なし」で表されるスイッチ１３６の出力１３５−２に転送される。ここで、図５のスイッチ１３６の出力１３５−１，１３５−２は、等しく図４の過渡検出器１３４の出力１３３−１，１３３−２に対応する。上記のとおり、パダー１１２の出力１０３のパディングされたブロックが、過渡事象が過渡検出器１３４により検出される、オーディオ信号１００のブロック１３５−１から生成される。さらに、過渡事象が過渡検出器１３４により検出された場合、スイッチ１３６は、出力１０３のパダー１１２により生成されたパディングされたブロックを第１のサブ変換器１３８−１へ送るよう構成され、かつ過渡事象が過渡検出器１３４により検出されない場合には、出力１３５−２のパディングされていないブロックを第２のサブ変換器１３８−２へ供給するよう構成される。ここで、第１のサブ変換器１３８−１は、２Ｎ等の第１の変換長を用いてパディングされたブロックの変換を行うようになっており、一方、第２のサブ変換器１３８−２は、Ｎ等の第２の変換長を用いてパディングされていないブロックの変換を行うようになっている。パディングされたブロックは、パディングされていないブロックよりもサンプル長が長いので、第２の変換長は、第１の変換長より短い。最終的には、第１のサブ変換器１３８−１の出力１３７−１の第１のスペクトル表現または第２のサブ変換器１３８−２の出力１３７−２の第２のスペクトル表現それぞれが得られ、これらは上記のとおり帯域幅拡張アルゴリズムに関連してさらに処理されてもよい。

本発明の他の実施例においては、ウィンドワ１０２が図７の連続ブロック７０４等のオーディオサンプルの連続ブロックへ分析窓関数を適用するよう構成された分析窓プロセッサ１４０を含む。分析窓プロセッサ１４０により適用される分析窓関数は、特に図７ｂの連続ブロック７０４の左側の窓関数７０９の第１のサンプル７１８（すなわちサンプル−５００）で開始する時間部分等の窓関数の開始位置または図７ｂの連続ブロック７０４の右側の窓関数７０９の最後のサンプル７２０（すなわちサンプル１５００）で終了する時間部分等の窓関数の終了位置の少なくとも１つのガード領域を含む。

図６は、本発明の他の実施例であって、過渡検出器１３４の出力１３５によって与えられる過渡検出についての情報に依存して分析窓プロセッサ１４０を制御するよう構成されたガード窓スイッチ１４２をさらに含む。分析窓プロセッサ１４０は、過渡事象が過渡検出器１３４により検出された場合は、第１の窓サイズを有するガード窓スイッチ１４２の出力１３９−１で第１の連続ブロックが生成されるよう制御され、過渡検出器１３４によって過渡事象が検出されない場合には、第２の窓サイズを有するガード窓スイッチ１４２の出力１３９−２で他の連続ブロックが生成されるように制御される。ここで、分析窓プロセッサ１４０は、図９ａにより表されるガードゾーンを有するハン窓等の分析窓関数を出力１３９−１の連続ブロックまたは出力１３９−２のもう１つの連続ブロックへ適用するよう構成され、それぞれ出力１４１−１のパディングされたブロックまたは１４１−２のパディングされていないブロックが得られる。

図９ａにおいて、出力１４１−１のパディングされたブロックは、たとえば第１のガードゾーン９１０および第２のガードゾーン９２０を含み、ガードゾーン９１０，９２０のオーディオサンプルの値をゼロにセットする。ここで、ガードゾーン９１０，９２０は、窓関数の特徴、たとえば、この場合、ハン窓の特徴的形状により与えられる特徴に対応するゾーン９３０を取り囲む。他の例では、図９ｂに関して、ガードゾーン９４０，９５０のオーディオサンプルの値もゼロを中心にディザリングする。図９の垂直の線は、ゾーン９３０の第１のサンプル９０５と最後のサンプル９１５とを表す。さらに、ガードゾーン９１０，９４０は、窓関数の第１のサンプル９０１から始まり、ガードゾーン９２０，９５０は、窓関数の最後のサンプル９０３で終了する。たとえば、図９ａのガードゾーン９１０，９２０を含む中央のハン窓部を有する完全な窓のサンプル長９００は、ゾーン９３０のサンプル長の２倍の長さである。

過渡事象が過渡検出器１３４により検出される場合には、出力１３９−1の連続ブロックは、たとえば図９ａに示すガードゾーン９１０，９２０を有する正規化されたハン窓９０１等の分析窓関数の特徴的形状により重み付けされるという点で処理される。一方で、過渡検出器１３４により過渡事象が検出されない場合は、出力１３９−２の連続ブロックが、たとえば図９ａの正規化されたハン窓９０１のゾーン９３０等の分析窓関数のみのゾーン９３０の特徴的形状により重み付けされると言う点で処理される。

出力１４１−１，１４１−２のパディングされたブロックまたはパディングされていないブロックが、上記のガードゾーンを含む分析窓関数を使用することにより生成される場合、パディングされた値またはオーディオ信号値は、それぞれ窓関数のガードゾーンまたは非ガード（特徴的）ゾーンによるオーディオサンプルの重みづけに由来する。ここで、パディングされた値およびオーディオ信号値は、重みづけされた値を表し、特にパディングされた値はおよそゼロである。出力１４１−１，１４１−２のパディングされたブロックまたはパディングされていないブロックは、特に、図５に示す実施例の出力１０３，１３５−２のブロックに対応し得る。

分析窓関数の適用による重みづけのため、過渡検出器１３４および分析窓プロセッサ１４０は、好ましくは、過渡検出器１３４による過渡事象の検出が、分析窓プロセッサ１４０により分析窓関数が適用される前に生じるよう構成する必要がある。そうでなければ、過渡事象の検出は、重み付けプロセスにより大きく影響を受けることになる。ガードゾーン内または非ガード（特徴）ゾーンの境界付近にある過渡事象の場合には特にそうである。これは、この領域においては、分析窓関数の値に対応する重み付係数がつねにゼロに近くなるからである。

出力１４１−１のパディングされたブロックおよび出力１４１−２のバディングされていないブロックを、第１の変換長を有する第１のサブ変換器１３８−１および第２の変換長を有する第２のサブ変換器１３８−２を用いて、出力１４３−１，１４３−２で、それらのスペクトル表現に変換する。この第１および第２の変換長は、それぞれ変換されたブロックのサンプル長さに対応する。出力１４３−１，１４３−２のスペクトル表現をさらに上記の実施例の通り処理できる。

図８は、帯域幅拡張構成の実施例の概略図である。図８は特に出力ブロックの「低周波数（ＬＦ）オーディオデータ」により示すオーディオ信号１００を付与する「オーディオ信号／追加パラメータ」により示すブロック８００を含む。また、ブロック８００は、図２および図３における包絡線アジャスタ１３０の入力１０１に対応し得るデコードされたパラメータを提供する。ブロック８００の出力１０１のパラメータは、後に包絡線アジャスタ１３０および／または調性修正器１５０に使用することができる。包絡線アジャスタ１３０および調性修正器１５０は、たとえば予め定められた歪みを結合信号１２７に与えて、図２および図３の修正信号１２９に対応し得る歪み信号１５１を得るよう構成される。

ブロック８００は、帯域幅拡張構成のエンコーダ側で得られる過渡検出のサイド情報を含んでいてもよい。この場合、このサイド情報を、破線で示すようなビットストリーム８１０によりデコーダ側の過渡検出器１３４へさらに送信する。

しかしながら、過渡検出が、ここでは「フレーミング」装置１０２−１と呼ばれる分析窓プロセッサ１１０の出力１１１のオーディオサンプルの複数の連続するブロックに対して行われることが好ましい。言い換えれば、過渡側の情報は、デコーダを表す過渡検出器１３４で検出されるか、エンコーダからのビットストリーム８１０（破線）で転送されるかのいずれかである。第１の解決法では、送信するビットレートが向上しないが、後者は、元の信号が依然として入手可能なので、検出を容易にする。

詳細には、図８は、図１３に示すような高調波帯域幅拡張（ＨＢＥ）構成を実行するよう構成された装置のブロック図で、これは、過渡検出器１３４により制御されるスイッチ１３６と組み合わされて、出力１３５での過渡事象の発生に関する情報に基づいて信号適応処理を実行する。

図８では、フレーミング装置１０２−１の出力１１１の複数の連続ブロックが、フレーム演算において典型的に適用される矩形の窓形状に比べてより浅いフランクを特徴とする二乗余弦窓等の予め定められた窓形状を有する分析窓関数を適用するよう構成される分析ウィンドウ装置１０２−２へ供給される。スイッチ１３６で得られる「過渡」または「過渡無し」で表す切り替えの判断に従って、過渡検出器１３４により検出される分析ウィンド装置１０２−２の出力８１１で、複数の連続するウィンドウ化された（フレーミングおよび重み付された）ブロックの過渡事象を含むブロック１３５−１または過渡事象を含まないブロック１３５−２がそれぞれ上に詳細に述べたような処理をさらに受ける。図２、図４、および図５の窓１０２のパダー１１２に対応し得るゼロパディング装置１０２−３は、特に、時間ブロック１３５−１の外側のゼロ値を挿入するために使用することが好ましく、それにより時間ブロック１３５−２のサンプル長Ｎの２倍のサンプル長２Ｎを有するパディングされたブロック１０３に対応し得るゼロパディングされたブロック８０３が得られる。ここで、過渡検出器１３４は「過渡位置検出器」により表されるが、これは、出力８１１の複数の連続するブロックに対して、連続するブロック１３５−１の「位置」（すなわち時間位置）を決定するために使用できるから、すなわち過渡事象を含むそれぞれのブロックを出力８１１の連続ブロックのシーケンスから識別できるからである。

一実施例において、パディングされたブロックは、そのブロック内の位置に関係なく過渡事象が検出される特定の連続ブロックから常に生成される。この場合、過渡検出器１３４は、単に過渡事象を含むブロックを判別（識別）するよう構成される。他の実施例では、さらに過渡検出器１３４は、そのブロックに対する過渡事象の特定の位置を判別するよう構成できる。前者の実施例では、過渡検出器１３４のより簡単な構成を用いることができ、一方、後者の実施例では、処理の計算の複雑性をより減じることができる。これは、過渡事象が特定の位置、好ましくはブロック境界の付近にある場合にのみパディングされたブロックが生成されかつさらに処理されることになるからである。言い換えれば、後者の実施例においては、過渡事象がブロック境界付近にある場合（すなわちオフセンターの過渡が発生した場合）、ゼロパディングまたはガードゾーンのみが必要となる。

図８の装置は、基本的には位相ボコーダ処理に入る前に各時間ブロックの両方の終点をゼロパディングすることで、いわゆる「ガードインターバル」を導入することによる循環畳込効果を打ち消す方法を提供する。ここで、位相ボコーダ処理は、２ＮまたはＮの変換長さを有するＦＦＴプロセッサ等を含む第１または第２のサブ変換器１３８−１，１３８−２の動作で開始される。

詳細には、第１の変換器１０４は、パディングされたブロック１０３の短期フーリエ変換（ＳＴＦＴ）を実行するよう構成することができ、一方、第２の変換器１０８は、出力１０５の調整されたスペクトル表現の大きさおよび位相に基づく逆ＳＴＦＴを実行するよう構成することができる。

図８に関連して、新しい位相が計算されて、かつたとえば逆ＳＴＦＴまたは逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）合成を行った後、ガードインターバルは、時間ブロックの中央部から単に取り除かれ、これをボコーダの重複加算（ＯＬＡ）段においてさらに処理する。他の例では、ガードインターバルは、除去されないが、ＯＬＡ段においてさらに処理される。この動作を実際上信号のオーバーサンプリングとして見ることもできる。

図８による構成の結果として、帯域幅において拡張された操作された信号を、後続の結合器１３２の出力１３１で得られる。その後、後続のフレーミング装置１６０を利用して、予め定めた態様で「高周波数（ＨＦ）のオーディオ信号」により表す出力１３１で操作されたオーディオのフレーミング（すなわち、複数の連続時間ブロックの窓の大きさ）を調整することができる。それにより、フレーミング装置１６０の出力１６１のオーディオサンプルの連続ブロックが当初のオーディオ信号８００と同じ窓の大きさを持つことになる。

図８の実施例に説明したとおり、位相ボコーダにより過渡を処理しながら、このようにガードインターバルを利用することで考えられる利点が、図７に例示される。パネルａ）は、分析窓において中央にある過渡を示す（「細い破線」が元の信号を示す）。この場合、窓が調整された過渡を収容できるため、ガードインターバルは、処理に対してあまり影響を及ぼさない（「細い実線」はガードインターバルを使用し、「太い実線」はガードインターバルなし）。しかしながら、パネルｂ）に示すように、過渡が中心を外れる場合（「細い破線」が元の信号を示す）、ボコーダ処理の間の位相操作により時間シフトされることになる。このシフトが、窓によってカバーされる時間スパンにより直接的に収容できない場合、最終的に過渡の（部分的）誤配置につながる円形包み込みが生じ（ガードインターバルのない「太い実線」）、これにより知覚的オーディオ品質が劣化する。しかしながら、ガードインターバルの使用により、ガードゾーンにおけるシフトした部分を収容することにより円形畳込効果を阻止する（ガードインターバルを使用する「細い実線」）。

上記のゼロパディング構成の代替方法として、ガードゾーンを有する窓（図９を参照）を上記のとおり使用する。ガードゾーンを有する窓の場合、窓の一方側または両側の値は、およそゼロである。ちょうどゼロになるかゼロの周辺でディザすることができ、位相適応により、ガードゾーンからゼロをシフトするのではなく小さな値をシフトするという利点が考えられる。図９は、窓の両方のタイプを示す。図９では特に、窓関数９０１と９０２の差が図９ａのものであり、窓関数９０１がガードゾーン９１０，９２０を含み、そのサンプルの値は、ちょうどゼロである。一方、図９ｂでは、窓関数９０２がガードゾーン９４０，９５０を含み、そのサンプル値は、ゼロ付近でディザする。したがって、後者の場合、ゼロ値ではなく小さな値が、位相適応により、ガードゾーン９４０，９５０から窓のゾーン９３０へシフトすることになる。

上記のとおり、ガードインターバルの適用で、オーバーサンプリングに対するその等価性により計算の複雑性が増大し得るが、これは、分析および合成変換を、実質的に拡張された長さ（通常は２の係数）の信号ブロックに対して計算する必要があるからである。一方で、これによりすくなくとも過渡信号ブロックについて改善された知覚品質が確実に得られるが、これらは、平均的音楽オーディオ信号の選択されたブロックにおいてのみ発生する。他方、処理電力は、信号全体の処理の間中、安定して増加する。

本発明の実施例は、オーバーサンプリングがある選択された信号ブロックについてのみ有利であるという事実に基づくものである。詳細には、実施例により、新規な信号適応処理方法を提供し、同方法は、検出機構を含み、知覚品質が実際に改善される信号ブロックに対してのみオーバーサンプリングを適用する。また、標準的処理と高度な処理とを適応的に切り替える信号処理を行うことによって、本発明による信号処理の効率を飛躍的に高めることができ、これにより計算にかかる労力を低減できる。

標準的処理と高度な処理の差を説明するため、典型的な高調波帯域幅拡張（ＨＢＥ）構成（図１３）を図８の構成と比較して以下に説明する。

図１３は、ＨＢＥの概略図である。ここで、複数の位相ボコーダ段が、システム全体と同じサンプリング周波数で動作する。しかしながら、図８は、真に有益でかつ知覚品質の改善がもたらされる信号の部分に対してのみゼロパディング／オーバーサンプリングが適用される処理の方法を示す。これは、好ましくは次の処理の適切な信号経路を選択する過渡位置検出に基づく切り替え決定によって実現される。図１３のＨＢＥに比べると、過渡位置検出１３４（信号またはビットストリームからの）、スイッチ１３６と、ゼロパダー１０２−３により適用されるゼロパディング動作で始まりパディングリムーバ１１８により行われる（動作的）パディング除去で終了する右側の信号経路とが、図８に示す実施例に加えられている。

本発明の一実施例においては、ウィンドワ１０２が、パディングされていないブロック１３３−２，１４１−２ならびに連続するパディングされたブロック１０３，１４１−２からなる第１の対１４５−１と、パディングされたブロック１０３，１４１−１ならびに連続するパディングされていないブロック１３３−２，１４１−２からなる第２の対１４５−２とを少なくとも含む時間シーケンスを構成するオーディオサンプルの複数の連続するブロック１１１を生成するよう構成される（図１２参照）。連続するブロック１４５−１，１４５−２の第１および第２の対は、それぞれデシメータ１２０の出力１４７−１，１４７−２で、対応するデシメートされたオーディオサンプルが得られるまで、さらに帯域幅拡張実行という意味で処理される。デシメートされたオーディオサンプル１４７−１，１４７−２は、次に重複加算器１２４内へ供給されるが、この加算器は、第１の対１４５−１または第２の対１４５−２のデシメートされたオーディオサンプル１４７−１，１４７−２のうち重複するブロックを加算するよう構成される。

他の態様では、デシメータ１２０は、それぞれ上記に示す通り重複加算器１２４の後に配置することも可能である。

第１の対１４５−１については、パディングされていないブロック１３３−２，１４１−２の第１のサンプル１５１，１５５とパディングされたブロック１０３，１４１−１のオーディオ信号値の第１のサンプル１５３，１５７との間の図２の時間距離ｂに対応し得る時間距離ｂ’が重複加算器１２４により供給され、それにより帯域幅拡張アルゴリズムの標的周波数域の信号が、重複加算器１２４の出力１４９−１に得られる。

第２の対１４５−２については、パディングされたブロック１０３，１４１−１のオーディオ信号値の第１のサンプル１５３，１５７とパディングされていないブロック１３３−２，１４１−２の第１のサンプル１５１，１５５との間の時間距離ｂ’が、重複加算器１２４により供給され、それにより重複加算器１２４の出力１４９−２で帯域幅拡張アルゴリズムの標的周波数域の信号が得られる。

ここでも、デシメータ１２０が図２に示すプロセスチェーンにおいて重複加算器１２４より前に置かれる場合、時間距離ｂ’に対応するものに対するデシメーションの可能な効果を考慮に入れる必要がある。

なお、本発明について、ブロックが実際のまたは論理上のハードウエア要素を表すブロック図に関連して説明したが、本発明は、コンピュータにより実現される方法によっても実現することができる。後者の場合、ブロックは、対応する方法ステップを表し、これらのステップが、対応する論理または物理ハードウエアのブロックにより実行される機能性を表す。

記載の実施例は、本発明の原則を表すものに過ぎない。当業者とって、ここに記載の構成および詳細には変形例および変更が明らかであることは当然である。したがって、その意図するところは、特許請求の範囲によってのみ限定され、ここに記載の実施例の記載および説明により提示される特定の詳細に限定されない。

本発明の方法のある構成要件によっては、発明の方法をハードウエアまたはソフトウエアいずれでも実現できる。構成は、発明の方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働する電子的に読み出し可能な制御信号を記憶したデジタル記憶媒体、特にディスク、ＤＶＤまたはＣＤを用いて実行できる。したがって、一般には、本件は、機械で読み出し可能な担体に記憶されるプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実現することが可能で、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行されると、発明の方法を実行するよう動作される。したがって、言い換えれば、発明の方法は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行される場合に発明の方法の１以上を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。本発明の処理されたオーディオ信号は、デジタル記憶媒体等のなんらかの機械読み出し可能な記憶媒体上に記憶することができる。

この新規な処理の利点は、上記の実施例、すなわち、この出願に記載の装置、方法または、コンピュータプログラムが、必要がない場合に高コストの複雑すぎる計算処理を回避する点である。この処理は、中心を外れた過渡事象等を含む時間ブロックを識別し、知覚品質に関して改善が得られる場合にのみ、ガードインターバルを利用するオーバーサンプルの処理等高度な処理に切り替える過渡位置検出を利用する。

本件の処理は、時間循環畳込効果がエイリアシングをもたらし、同時に、処理の電力が限定されたリソースである、位相ボコーダまたはパラメトリックスサラウンドサウンドアプリケーション等いずれのブロック系オーディオ処理の応用にも有用である（エール・Ｊ、ファーラー・Ｃ、エルテル・Ｃ、ヒルパート・Ｊ、ホルツァー・Ａ、スペンジャー・Ｃ、「ＭＰ３サラウンド、マルチチャネルオーディオの効率的かつ互換性コーディング」、第１１６回会議、Aud. Eng. Soc.、２００４年５月）（Herre, J.; Faller, C.; Ertel, C.; Hilpert, J.; Holzer, A.; Spenger, C, “MP3 Surround: Efficient and Compatible Coding of Multi-Channel Audio,” 116^th Conv. Aud. Eng. Soc., May 2004）。

最も顕著な応用は、携帯装置上に実現されることが多く、したがって電池を電源として動作するオーディオデコーダである。

１００ オーディオ信号
１０２ ウィンドワ
１０４ 第１の変換器
１０６ 調相装置
１０８ 第２の変換器
１１０ 分析窓プロセッサ
１１２ パダー
１１４ 帯域通過フィルタ

Claims (19)

1. オーディオ信号（１００）を操作するための装置であって、
   オーディオサンプルからなる複数の連続するブロック（１１１，８１１）を生成するためのウィンドワ（１０２）を含み、複数の連続するブロック（１１１，８１１）がオーディオサンプルからなる１以上のパディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）を含み、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）がパディングされた値およびオーディオ信号値を有し、さらに
   パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１、９０２）をスペクトル値を有するスペクトル表現（１０５）へ変換するための第１の変換器（１０４）と、
   調整されたスペクトル表現（１０７）を得るためにスペクトル値の位相を調整するための調相装置（１０６）と、
   調整されたスペクトル表現（１０７）を調整された時間領域オーディオ信号（１０９）へ変換するための第２の変換器（１０８）と、
   オーディオ信号（１００）内の過渡事象（７００，７０２）を決定するための過渡検出器（１３４）とを含み、
   過渡検出器（１３４）が、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）に対応するオーディオ信号（１００）のブロック（１３３−１，１３５−１）における過渡事象（７００，７０２）を検出した場合に、第１の変換器（１０４）が、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）を変換するよう構成され、かつ
   ブロックにおいて、過渡事象（７００，７０２）が検出されない場合に、第１の変換器（１０４）が、オーディオ信号値のみを有するパディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）を変換するよう構成され、パディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）がオーディオ信号（１００）のブロックに対応する、装置。
2. 調整された時間領域オーディオ信号（１０９）または調整された時間領域オーディオサンプルの重複加算されたブロックをデシメートして、デシメートされた時間領域信号（１２１）を得るためのデシメータ（１２０）をさらに含み、デシメーション特性が調相装置（１０６）により付与される位相調整特性に依存する、請求項１に記載の装置。
3. オーディオ信号（１００）を使用して帯域幅拡張を実行するように構成され、
   スペクトル表現（１０５）またはオーディオ信号（１００）から帯域通過信号（１１３）を抽出するための帯域通過フィルタ（１１４）をさらに含み、帯域通過フィルタ（１１４）の帯域通過特性が、調相装置（１０６）により付与される位相調整特性に基づいて選択され、それにより帯域通過信号（１１３）が後の処理により、オーディオ信号（１００）に含まれていない標的周波数域（１２５−１，１２５−２，１２５−３）に変換される、請求項２に記載の装置。
4. デシメートされた時間領域信号（１２１）のデシメートされたオーディオサンプルまたは調整された時間領域オーディオ信号（１０９）の調整された時間領域オーディオサンプルの重複するブロック（１２１−１，１２１−２，１２１−３）を加算して、帯域幅拡張アルゴリズムの標的周波数域（１２５−１，１２５−２，１２５−３）の信号を得るための重複加算器（１２４）をさらに含む、請求項２に記載の装置。
5. スペクトル値を係数でスケーリングするためのスケーラ（１１６）をさらに含み、この係数が、ウィンドワ（１０２）により付与される重複加算の第１の時間距離（ａ）および重複加算器（１２４）により付与される異なる時間距離（ｂ）と、窓特性との関係に依拠すると言う点で、重複加算特性に依存する、請求項４に記載の装置。
6. ウィンドワ（１０２）が、同じ大きさの複数の連続するブロック（１１１，８１１）を生成するための分析窓プロセッサ（１１０，１０２−１，１０２−２，１４０）と、
   パディングされた値を、オーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の第１のサンプル（７０８）の前またはオーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の最後のサンプル（７１０）の後の特定の時間位置に挿入することによって、オーディオサンプルの複数（１１１，８１１）の連続するブロックのうちのあるブロック（１３３−１，１３５−１）をパディングして、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）を得るためのパダー（１１２，１０２−３）とを含む、請求項１に記載の装置。
7. ウィンドワ（１０２）が、オーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の第１のサンプル（７０８）の前またはオーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の最後のサンプル（７１０）の後の特定の時間位置にパディングされた値を挿入するように構成され、装置が
   調整された時間領域オーディオ信号（１０９）の時間位置のサンプルを除去するためのパディングリムーバ（１１８）をさらに含み、時間位置が、ウィンドワ（１０２）により付与される特定の時間位置に対応する、請求項１に記載の装置。
8. デシメートされた時間領域信号（１２１）またはウィンドワ（１０２）により付与される分析関数に一致する合成窓関数を有する調整された時間領域オーディオ信号（１０９）をウィンドウ化するための合成ウィンドワ（１２２）をさらに含む、請求項１または２に記載の装置。
9. ウィンドワ（１０２）が、オーディサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−1，７０４）の第１のサンプル（７０８）の前またはオーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の最後のサンプル（７１０）の後の特定の時間位置にパディングされた値を挿入するよう構成され、パディングされた値の数とオーディオサンプルの連続するブロック（１３３−1，１３５−１，７０４）における値の数との和が、オーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）における値の数の１．４倍以上である、請求項１に記載の装置。
10. ウィンドワ（１０２）が、オーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の第１のサンプル（７０８）の前およびオーディオサンプルの中央の連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の最後のサンプル（７１０）の後にパディングされた値を対称的に挿入するよう構成され、それによりパディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）が第１の変換器（１０４）および第２の変換器（１０８）による変換に適応する、請求項７に記載の装置。
11. ウィンドワ（１０２）が、窓関数（７０９，９０２）の開始位置（７１８，９０１）または窓関数（７０９，９０２）の終了位置（７２０，９０３）に１以上のガード領域（７１２，７１４；９１０，９２０；９４０，９５０）を有する窓関数（７０９，９０２）を付与するよう構成される、請求項１に記載の装置。
12. 装置が帯域幅拡張アルゴリズムを実行するよう構成され、この帯域幅拡張アルゴリズムが、帯域幅拡張係数（σ）を含み、帯域幅拡張係数（σ）が、オーディオ信号（１００）の帯域（１１３−１，１１３−２，１１３−３，．．．）と標的周波数帯域（１２５−１，１２５−２，１２５−３，．．．）との間の周波数シフトを制御し、調相装置（１０６）が帯域幅拡張係数（σ）によりオーディオ信号（１００）の帯域（１１３−１，１１３−２，１１３−３，．．．）のスペクトル値の位相をスケールするよう構成され、それにより、オーディオサンプルの連続するブロックの１以上のサンプルが循環的にブロックへ畳み込まれる、請求項１に記載の装置。
13. 装置が帯域幅拡張アルゴリズムを実行するよう構成され、帯域拡張アルゴリズムが帯域幅拡張係数（σ）を含み、帯域幅拡張係数（σ）が、オーディオ信号（１００）の帯域（１１３−１，１１３−２，１１３−３，．．．）と、標的周波数帯域（１２５−１，１２５−２，１２５−３，．．．）との間の周波数シフトを制御し、
    第１の変換器（１０４）、調相装置（１０６）、第２の変換器（１０８）およびデシメータ（１２０）が、異なる帯域幅拡張係数（σ）を使用して演算するよう構成され、それにより、異なる標的周波数帯（１２５−1，１２５−２，１２５−３，．．．）を有する異なる調整された時間オーディオ信号（１２１−１，１２１−２，１２１−３）が得られ、
    異なる帯域幅拡張係数（σ）に基づく重複加算を実行するための重複加算器（１２４）と、
    重複加算の結果（１２５−１，１２５−２，１２５−３，．．．）を結合して異なる標的周波数帯域（１２５−１，１２５−２，１２５−３）を含む結合信号（１２７）を得るための結合器（１２６）とをさらに含む、請求項２に記載の装置。
14. ウィンドワ（１０２）が、オーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の第１のサンプル（７０８）の前またはオーディオサンプルの連続するブロック（１３３−１，１３５−１，７０４）の最後のサンプル（７１０）の後の特定の時間位置にパディングされた値を挿入するためのパダー（１１２、１０２−３）を含み、装置が、
    スイッチ（１３６）を含み、スイッチが、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出された場合に、パディングされた値およびオーディオ信号値を有するパディングされたブロック（１０３，８０３）が生成されるよう、パダー（１１２，１０２−３）を制御し、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出されない場合に、オーディオ信号値のみを有するパディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２）を生成するようパダー（１１２，１０２−３）を制御するよう構成され、
    第１の変換器（１０４）が第１のサブ変換器（１３８−１）と第２のサブ変換器（１３８−２）とを含み、
    スイッチ（１３６）が、さらに、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出された場合に、第１のサブ変換器（１３８−１）にパディングされたブロック（１０３，８０３）を供給して、第１の変換長さを有する変換を実行し、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出されなかった場合に、パディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２）を第２のサブ変換器（１３８−２）へ供給して、第１の長さより短い第２の長さを有する変換を実行するよう構成される、請求項１に記載の装置。
15. ウィンドワ（１０２）が、オーディオサンプルの連続ブロック（１３９−１，１３９−２）に分析窓関数を適用するための分析窓プロセッサ（１１０，１０２−１，１０２−２，１４０）を含み、分析窓プロセッサは、分析窓関数がガードゾーン（７１２，７１４，９１０，９２０，９４０，９５０）を窓関数（７０９，９０２）の開始位置（７１８，９０１）または窓関数（７０９，９０２）の終了位置（７２０，９０３）に含むように制御可能で、装置が、
    過渡検出器（１３４）により制御されるガード窓スイッチ（１４２）をさらに含み、ガード窓スイッチ（１４２）が、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出された場合には、ガードゾーンを含む分析窓関数の使用によりオーディオサンプルの連続するブロックから、パディングされた値およびオーディオ信号値を有するパディングされたブロック（１４１−１，９０２）が生成されるよう分析窓プロセッサ（１１０，１０２−１，１０２−２，１４０）を制御し、かつ過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出されない場合に、オーディオ信号値のみを有するパディングされていないブロック（１４１−２，９３０）が生成されるよう、分析窓プロセッサ（１０２−１，１０２−２，１４０）を制御するよう構成され、
    第１の変換器（１０４）が、第１のサブ変換器（１３８−１）と第２のサブ変換器（１３８−２）とを含み、
    ガード窓スイッチ（１４２）が、さらに、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出された場合には、第１のサブ変換器（１３８−１）へパディングされたブロック（１４１−１，９０２）を供給して、第１の変換長さを有する変換を行い、過渡事象（７００，７０２）が過渡検出器（１３４）により検出されない場合には、第２のサブ変換器（１３８−２）へパディングされていないブロック（１４１−２，９３０）を供給して、第１の長さより短い第２の変換長さを有する変換を行うよう構成される、請求項１に記載の装置。
16. 標的周波数域（１２５−１，１２５−２，１２５−３）の信号（１２５）の包絡線または送信されたパラメータ（１０１）に基づく結合信号（１２９）の包絡線を調節して、補正された信号（１２９）を得る包絡線アジャスタ（１３０）と、
    オーディオ信号（１００，１０２−１）と補正された信号（１２９）を結合して、帯域幅が拡張された操作された信号（１３１）を得るための後続の結合器（１３２）とをさらに含む、請求項４または１３に記載の装置。
17. ウィンドワ（１０２）が、オーディオサンプルからなる複数の連続するブロック（１１１，８１１）を生成するよう構成され、複数の連続するブロック（１１１，８１１）が、パディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）と連続するパディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）とからなる第１の対（１４５−１）と、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）と連続するパディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）とからなる第２の対（１４５−２）とを少なくとも含み、装置が、
    調整された時間領域オーディオサンプルもしくは第１の対（１４５−１）の調整された時間領域オーディオサンプルの重複加算ブロックをデシメートして第１の対（１４５−１）のデシメートされたオーディオサンプル（１４７−１）を得るためまたは調整された時間領域オーディオサンプルもしくは第２の対（１４５−２）の調整された時間領域オーディオサンプルの重複加算ブロックをデシメートして、第２の対（１４５−２）のデシメートされたオーディオサンプル（１４７−２）を得るためのデシメータ（１２０）と、
    重複加算器（１２４）とをさらに含み、重複加算器（１２４）が、デシメートされたオーディオサンプル（１４７−１，１４７−２）または第１の対（１４５−１）もしくは第２の対（１４５−２）の調整された時間領域オーディオサンプルの重複するブロックを加算するように構成され、第１の対（１４５−１）については、パディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）の第１のサンプル（１５１）と、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）のオーディオ信号値の第１のサンプル（１５３）との間の時間距離（ｂ’）が重複加算器（１２４）により供給されるかまたは第２の対について（１４５−２）、パディングされたブロック（１０３，８０３，１４１−１，９０２）のオーディオ信号値の第１のサンプル（１５３）とパディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）の第１のサンプル（１５７）との間の時間距離（ｂ’）が重複加算器（１２４）により供給されて、帯域幅拡張アルゴリズムの標的周波数域の信号が得られる、請求項１に記載の装置。
18. オーディオ信号を操作するための方法であって、
    オーディオサンプルからなる複数の連続するブロック（１１１，８１１）を生成するステップ（１０２）を含み、複数の連続するブロック（１１１，８１１）が、オーディオサンプルの１以上のパディングされたブロック（１０３，８０３）を含み、パディングされたブロック（１０３，８０３）がパディングされた値およびオーディオ信号値を有し、さらに、
    パディングされたブロック（１０３，８０３）をスペクトル値を有するスペクトル表現に変換するステップ（１０４）と、
    スペクトル値の位相を調整して、調整されたスペクトル表現（１０７）を得るステップ（１０６）と、
    調整されたスペクトル表現（１０７）を調整された時間（１０５）領域オーディオ信号（１０９）に変換するステップ（１０８）と、
    オーディオ信号（１０９）内の過渡事象（７００，７０２）を決定するステップとを含み、
    過渡検出器（１３４）が、パディングされたブロック（１０３；８０３；１４１−１；９０２）に対応するオーディオ信号（１００）のブロック（１３３−１；１３５−１）における過渡事象（７００，７０２）を検出した場合に、変換するステップ（１０４）は、パディングされたブロック（１０３；８０３；１４１−１；９０２）を変換するステップを含み、かつ
    ブロックにおいて、過渡事象（７００，７０２）が検出されない場合に、変換するステップ（１０４）が、オーディオ信号値のみを有するパディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）を変換するステップを含み、パディングされていないブロック（１３３−２，１３５−２，１４１−２，９３０）がオーディオ信号（１００）のブロックに対応する、方法。
19. コンピュータで実行される際に、請求項１８の方法を実行するためのプログラムコードを有する、コンピュータプログラム。

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