JP5326284B2 - Control device for synchronous motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は同期電動機の制御装置に関し、特に、位置センサレスベクトル制御にて永久磁石同期電動機を可変速駆動する制御方法に適用して好適なものである。 The present invention relates to a control apparatus for a synchronous motor, and is particularly suitable for application to a control method for driving a permanent magnet synchronous motor at a variable speed by position sensorless vector control.
永久磁石同期電動機は、誘導電動機に比べて小型高効率であるという利点があり、エレベータなどの他、電気自動車や鉄道車両などの交通分野にも適用されている。特に、鉄道車両などの交通分野での電動機駆動装置は、極低速から弱め界磁運転範囲までの広い範囲で可変速運転とトルク制御が可能であることが要求される。
また、永久磁石同期電動機の制御において、設置面積の制約、ロータリーエンコーダやレゾルバの配線およびメンテナンスに伴うコストの削減のため、位置センサなしでトルク制御可能な位置センサレスベクトル制御が用いられることがある。
Permanent magnet synchronous motors have the advantage of being smaller and more efficient than induction motors, and are applied to transportation fields such as electric vehicles and railway vehicles as well as elevators. In particular, an electric motor drive device in a transportation field such as a railway vehicle is required to be capable of variable speed operation and torque control in a wide range from a very low speed to a weak field operation range.
Further, in the control of a permanent magnet synchronous motor, position sensorless vector control capable of torque control without a position sensor may be used in order to reduce the cost associated with installation area restrictions, wiring of a rotary encoder and resolver, and maintenance.
これまでにも様々な永久磁石同期電動機の位置センサレスベクトル制御方法が提案されているが、非特許文献1には、特に、低速領域の制御を対象として、電流を推定するオブザーバを用いることで、永久磁石同期電動機速度センサレスベクトル制御を実現する方法が開示されている。また、非特許文献2には、電機子電流の代わりに電機子磁束を推定することで、永久磁石同期電動機速度センサレスベクトル制御を実現する方法が開示されている。
Various position sensorless vector control methods for permanent magnet synchronous motors have been proposed so far, but in Non-Patent
図8は、従来の同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図8において、埋込形永久磁石同期電動機001には、埋込形永久磁石同期電動機001を可変速駆動する同期電動機の制御装置000が接続され、埋込形永久磁石同期電動機001の回転軸には負荷002が接続されている。
ここで、同期電動機の制御装置000には、電力変換装置004、回転二相/三相座標変換手段005、三相/回転二相座標変換手段006、電流制御手段007、電流指令値作成手段008、速度PID調節器009、適応電流オブザーバ010、逆伝達関数行列算出手段011、角度・速度・一次抵抗推定器012、減算器013、014、015が設けられ、同期電動機の制御装置000の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機001に供給されるUVW相電流iu、iv、iwを検出する電流検出手段003が設けられている。
FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional synchronous motor control device.
In FIG. 8, the embedded permanent magnet
Here, the synchronous
なお、以下の説明では、励磁軸としてγ軸またはd軸と表記することもあり、トルク軸としてδ軸またはq軸と表記することもある。また、以下の説明では、励磁軸方向の値についてはγまたはdというサフィックスを付し、トルク軸方向の値についてはδまたはqというサフィックスを付し、1次側の値については1またはsというサフィックスを付し、2次側の値については2またはrというサフィックスを付した。 In the following description, the excitation axis may be expressed as γ axis or d axis, and the torque axis may be expressed as δ axis or q axis. In the following description, the value in the excitation axis direction is given a suffix of γ or d, the value in the torque axis direction is given a suffix of δ or q, and the value on the primary side is 1 or s. A suffix was added, and a secondary value was added with a suffix of 2 or r.
そして、減算器013は、同期電動機の制御装置000に与えられた速度指令値ω*と、角度・速度・一次抵抗推定器012から出力された速度推定値ωr#との偏差を算出することができる。
速度PID調節器009は、減算器013から出力された速度指令値ω*と速度推定値ωr#との偏差がゼロになるように、速度指令値ω*と速度推定値ωr#との偏差のPID演算を行うことにより、トルク指令値T*を算出することができる。
The
電流指令値作成手段008は、速度PID調節器009から出力されたトルク指令値T*に基づいて、γδ軸の電流指令値iγ *、iδ *を算出することができる。なお、埋込形永久磁石同期電動機001の磁石の磁極に平行な方向と推定している軸をγ軸、γ軸に直交する方向をδ軸とした。
三相/回転二相座標変換手段006は、電流検出手段003にて検出されたUVW相電流iu、iv、iwの検出値をαβ軸の固定二相変換した後、角度・速度・一次抵抗推定器012から出力された角度推定値θ#の回転座標変換を行うことで、γδ軸の電流検出値iγ、iδを算出することができる。
The current command
The three-phase / rotational two-phase
減算器014、015は、電流指令値作成手段008から出力された電流指令値iγ *、iδ *と、三相/回転二相座標変換手段006から出力された電流検出値iγ、iδとの偏差をそれぞれ算出することができる。
電流制御手段007は、減算器014、015からそれぞれ出力された電流指令値iγ *、iδ *と電流検出値iγ、iδとの偏差がゼロになるように、γδ軸の電圧指令値vγ *、vδ *を算出することができる。
回転二相/三相座標変換手段005は、角度・速度・一次抵抗推定器012から出力された角度推定値θ#に基づいてγδ軸の電圧指令値vγ *、vδ *を逆回転変換し、固定二相の値に変換した後、二相三相変換を行うことで、電圧指令値vu *、vv *、vw *を算出することができる。
The
The current control means 007 is a voltage command for the γδ axis so that the deviation between the current command values i γ * and i δ * output from the
The rotating two-phase / three-phase coordinate conversion means 005 performs reverse rotation conversion of the voltage command values v γ * and v δ * of the γδ axis based on the estimated angle value θ # output from the angle / speed /
電力変換装置004は、回転二相/三相座標変換手段005から出力される電圧指令値vu *、vv *、vw *に基づいて埋込形永久磁石同期電動機001を駆動することにより、埋込形永久磁石同期電動機001を可変速制御することができる。
適応電流オブザーバ010は、埋込形永久磁石同期電動機001のモデルに基づいて電機子電流を推定することができる。ここで、適応電流オブザーバ010は、電機子電流を推定する場合、角度・速度・一次抵抗推定器012にて推定された電機子抵抗推定値RS#を埋込形永久磁石同期電動機001のモデルのパラメータとして使用することができる。
The
The adaptive
逆伝達関数行列算出手段011は、軸ずれの角度推定誤差Δθ#および電機子の抵抗推定誤差ΔRS#からγδ軸の電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、γδ軸の電流の偏差を角度誤差に比例する成分と抵抗誤差に比例する成分とに分離し、角度推定誤差Δθ#および抵抗推定誤差ΔRS#を出力することができる。
角度・速度・一次抵抗推定器012は、逆伝達関数行列算出手段011から出力された角度推定誤差Δθ#および抵抗推定誤差ΔRS#に基づいて、速度推定値ωr#=ω1、角度推定値θ#および電機子抵抗推定値RS#を算出することができる。
The inverse transfer function matrix calculating means 011 calculates the current detection values i γ and i δ of the γδ axis and the current estimation values i γ # and i δ # from the angle estimation error Δθ # of the axis deviation and the resistance estimation error ΔR S # of the armature. Is separated into a component proportional to the angle error and a component proportional to the resistance error, and the angle estimation error Δθ # and the resistance estimation error ΔR S are separated. # Can be output.
The angle / speed /
そして、速度指令値ω*が同期電動機の制御装置000に与えられると、その速度指令値ω*と、角度・速度・一次抵抗推定器012から出力された速度推定値ωr#との偏差が減算器013にて算出され、速度PID調節器009に出力される。そして、速度PID調節器009は、速度指令値ω*と速度推定値ωr#との偏差がゼロになるようにPID演算を行い、トルク指令値T*を電流指令値作成手段008にトルク指令値T*を出力する。そして、電流指令値作成手段008は、トルク指令値T*を速度PID調節器009から受け取ると、トルク指令値T*に基づいて電流指令値iγ *、iδ *を算出し、減算器014、015にそれぞれ出力する。
When the speed command value ω * is given to the synchronous
一方、電流検出手段003は、埋込形永久磁石同期電動機001に供給されるUVW相電流iu、iv、iwを検出し、その検出値を三相/回転二相座標変換手段006に出力する。そして、三相/回転二相座標変換手段006は、UVW相電流iu、iv、iwの検出値をαβ軸の固定二相変換した後、角度・速度・一次抵抗推定器012から出力された角度推定値θ#の回転座標変換を行うことで、電流検出値iγ、iδを算出し、減算器014、015にそれぞれ出力する。
On the other hand, the current detection means 003 detects the UVW phase currents i u , i v , i w supplied to the embedded permanent magnet
そして、減算器014、015は、電流指令値iγ *、iδ *と電流検出値iγ、iδとをそれぞれ受け取ると、電流指令値iγ *、iδ *と電流検出値iγ、iδとの偏差をそれぞれ算出し、電流制御手段007に出力する。そして、電流制御手段007は、電流指令値iγ *、iδ *と電流検出値iγ、iδとの偏差がゼロになるように電圧指令値vγ *、vδ *を算出し、回転二相/三相座標変換手段005に出力する。
When the
そして、回転二相/三相座標変換手段005は、電圧指令値vγ *、vδ *を受け取ると、角度・速度・一次抵抗推定器012から出力された角度推定値θ#に基づいて電圧指令値vγ *、vδ *を逆回転変換し、固定二相の値に変換した後、二相三相変換を行うことで、電圧指令値vu *、vv *、vw *を算出し、電力変換装置004に出力する。そして、電力変換装置004は、電圧指令値vu *、vv *、vw *に基づいて埋込形永久磁石同期電動機001を駆動することにより、埋込形永久磁石同期電動機001を可変速制御する。
When the rotary two-phase / three-phase coordinate conversion means 005 receives the voltage command values v γ * and v δ * , the voltage based on the angle estimated value θ # output from the angle / speed /
また、三相/回転二相座標変換手段006にて算出された電流検出値iγ、iδは適応電流オブザーバ010に出力されるとともに、電流制御手段007にて算出された電圧指令値vγ *、vδ *は適応電流オブザーバ010に出力される。さらに、角度・速度・一次抵抗推定器012にて算出された電機子抵抗推定値RS#は適応電流オブザーバ010に出力される。
そして、適応電流オブザーバ010は、γδ軸の電流検出値iγ、iδおよびγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差(以下、電流誤差とも言う)をそれぞれ算出し、逆伝達関数行列算出手段011に出力する。
ここで、γδ軸の電流検出値iγ、iδおよびγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#に関する状態方程式は、以下の(1)式で表すことができる。
The detected current values i γ and i δ calculated by the three-phase / rotating two-phase
Then, the adaptive
Here, the state equation regarding the current detection values i γ and i δ of the γδ axis and the current estimation values i γ # and i δ # of the γδ axis can be expressed by the following equation (1).
ただし、
vγ:γ軸出力電圧
vδ:δ軸出力電圧
iγ:γ軸電流検出値
iδ:δ軸電流検出値
Ld:d軸インダクタンス
Lq:q軸インダクタンス
Φm:磁石磁束
iγ#:γ軸電流推定値
iδ#:δ軸電流推定値
RS#:電機子抵抗推定値
g11、g12、g21、g22:適応電流オブザーバ010のフィードバックゲイン
である。
また、適応電流オブザーバ010のフィードバックゲインは、以下の(2)式のように与えることができる。
However,
v γ : γ-axis output voltage v δ : δ-axis output voltage i γ : γ-axis current detection value i δ : δ-axis current detection value L d : d-axis inductance L q : q-axis inductance Φ m : magnet flux i γ # : Γ-axis current estimated value i δ # : δ-axis current estimated value R S # : Armature resistance estimated value g 11 , g 12 , g 21 , g 22 : Feedback gain of the adaptive
Also, the feedback gain of the adaptive
ただし、
gc:適応電流オブザーバ010の極を決める制御変数(正の値)
である。
そして、逆伝達関数行列算出手段011は、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を受け取ると、電機子電流のγδ軸の検出値と推定値との偏差までの伝達関数の逆行列に基づいて、角度推定誤差Δθ#および抵抗推定誤差ΔRS#を算出し、角度・速度・一次抵抗推定器012に出力する。
ここで、角度推定誤差Δθ#および抵抗推定誤差ΔRS#から、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差までの伝達関数の逆行列は、以下の(3)式にて与えることができる。
However,
g c : Control variable that determines the pole of the adaptive current observer 010 (positive value)
It is.
When the inverse transfer function
Here, the transfer function from the angle estimation error Δθ # and the resistance estimation error ΔR S # to the deviation between the detected current values i γ and i δ of the γδ axis and the estimated current values i γ # and i δ # of the γδ axis The inverse matrix can be given by the following equation (3).
ただし、係数B11〜B22は、以下の(4)式のように設定することができる。 However, the coefficients B 11 to B 22 can be set as in the following expression (4).
また、(3)式において、B11B22−B12B21は、sの1次の項と0次の項を含み、係数B11〜B22の関係は、以下の(5)式にて与えることができる。 Further, in the equation (3), B 11 B 22 -B 12 B 21 includes a first-order term and a zero-order term of s, and the relationship between the coefficients B 11 to B 22 is expressed by the following equation (5): Can be given.
ただし、過渡的な状態を考慮すると、逆伝達関数行列算出手段011にて算出される伝達関数の逆行列および実際の角度θから角度推定値θ#までの閉ループ伝達関数の中に不安定な極が存在しないようにする必要がある。
このため、m0≧0の場合、f(m0)=1、m0<0の場合、f(m0)=−1とすることができる。また、m0m1≧0の場合、h1=|m1|、h0=|m0|、m0m1<0の場合、h1=|m0|+|m0||m1|k´とすることができる。
そして、角度・速度・一次抵抗推定器012は、角度推定誤差Δθ#および抵抗推定誤差ΔRS#を受け取ると、以下の(7)〜(9)式を用いることにより、速度推定値ωr#=ω1、角度推定値θ#および電機子抵抗推定値RS#を算出することができる。
However, in consideration of a transient state, an unstable pole is included in the inverse matrix of the transfer function calculated by the inverse transfer function
For this reason, when m 0 ≧ 0, f (m 0 ) = 1, and when m 0 <0, f (m 0 ) = − 1. When m 0 m 1 ≧ 0, h 1 = | m 1 |, h 0 = | m 0 |, and when m 0 m 1 <0, h 1 = | m 0 | + | m 0 || m 1 | k ′.
When the angle / velocity /
すなわち、角度・速度・一次抵抗推定器012は、速度推定値ωr#=ω1、角度推定値θ#および電機子抵抗推定値RS#を算出すると、速度推定値ωr#を減算器013に出力し、角度推定値θ#を回転二相/三相座標変換手段005および三相/回転二相座標変換手段006に出力し、電機子抵抗推定値RS#を適応電流オブザーバ010に出力することができ、適応電流オブザーバ010は角度誤差Δθに比例する電流誤差を正確に出力することができる。
That is, when the angle / speed /
ただし、
Kθp:速度推定器の比例ゲイン
Kθi:速度推定器の積分ゲイン
KRp:抵抗推定器の比例ゲイン
KRi:抵抗推定器の積分ゲイン
である。
これにより、磁極位置の角度誤差Δθに比例する成分と抵抗誤差ΔRsに比例する成分とを分離して推定することができ、電機子抵抗Rsを同時に同定しながら位置センサレスベクトル制御にて埋込形永久磁石同期電動機001を可変速駆動することが可能となることから、電機子抵抗Rsが変動する場合においても、低速域での位置精度を向上させることができる。
However,
K θp : Proportional gain of speed estimator K θi : Integration gain of speed estimator K Rp : Proportional gain of resistance estimator K Ri : Integration gain of resistance estimator
As a result, the component proportional to the angle error Δθ of the magnetic pole position and the component proportional to the resistance error ΔR s can be estimated separately, and embedded by position sensorless vector control while simultaneously identifying the armature resistance R s. the write-type permanent
しかしながら、非特許文献1に開示された方法では、電機子抵抗Rsを同時に同定したり、低速域での位置精度を向上させたりすることができるが、係数B11〜B22を導出するに当たり、Δθ≒0と仮定して、角度誤差Δθを含む値が、cosΔθ≒cos2Δθ≒1、sinΔθ≒Δθ、sin2Δθ≒2Δθと近似される。このため、磁極位置の角度誤差Δθが大きくなり、Δθ≒0という仮定が成り立たなくなると、角度推定誤差Δθ#の算出精度が劣化することから、角度誤差Δθが0から大きく離れた場合や突極性の大きいモータを駆動した時の安定性を保証することができないという問題があった。
非特許文献2に開示された方法でも、同様の近似が用いられていることから、同様の問題を引き起こす可能性がある。
そこで、本発明の目的は、磁極位置の角度誤差が大きい場合においても、磁極位置の角度推定値の安定性を保証することが可能な同期電動機の制御装置を提供することである。
However, in the method disclosed in
Even in the method disclosed in
Therefore, an object of the present invention is to provide a control apparatus for a synchronous motor that can guarantee the stability of an estimated value of a magnetic pole position even when the angle error of the magnetic pole position is large.
上述した課題を解決するために、請求項1記載の同期電動機の制御装置によれば、同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、前記同期電動機の磁極位置の角度誤差の正負の判断の基準となる2次元の基準ベクトルを演算する基準ベクトル演算手段と、前記電流検出手段にて検出された電流検出値と前記適応電流オブザーバにて推定された電流推定値との偏差に対応した2次元の電流誤差ベクトルと、前記基準ベクトルとの外積を演算する外積演算手段と、前記外積演算手段にて演算された外積値の符号を算出する符号算出手段と、前記同期電動機の磁極位置の角度誤差の大きさに対して単調に増加する関数を演算する単調増加関数演算手段と、前記単調増加関数演算手段にて演算された関数と前記符号算出手段にて演算された符号との乗算結果と、前記外積演算手段にて演算された外積値との加算結果に基づいて、前記同期電動機の磁極位置の角度推定値を算出する角度推定器と、前記角度推定値を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする。
In order to solve the above-described problem , according to the control apparatus for a synchronous motor according to
また、請求項2記載の同期電動機の制御装置によれば、前記単調増加関数演算手段は、前記電流誤差ベクトルと前記基準ベクトルとの内積を演算する内積演算手段を備えることを特徴とする。
また、請求項3記載の同期電動機の制御装置によれば、前記角度推定器は、前記外積演算手段にて演算された外積値と、前記内積演算手段にて演算された内積値に前記符号算出手段にて演算された符号を乗算した値との加算結果に基づいて、前記同期電動機の磁極位置の角度推定値を算出することを特徴とする。
また、請求項4記載の同期電動機の制御装置によれば、前記基準ベクトルは、dq軸間のインダクタンスの差分とトルク軸電流との積算値と、磁石磁束の−1倍から1倍までの範囲に入る値との合算値に比例する値を磁束軸成分、dq軸間のインダクタンスの差分と磁束軸電流との積算値と、磁石磁束との合算値に比例する値をトルク軸成分として持つことを特徴とする。
さらに、上述した課題を解決するために、請求項5記載の同期電動機の制御装置によれば、同期電動機の電機子電流を検出する電流検出手段と、前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、前記同期電動機の磁極位置の角度誤差の正負の判断の基準となる2次元の基準ベクトルを演算する基準ベクトル演算手段と、前記電流検出手段にて検出された電流検出値と前記適応電流オブザーバにて推定された電流推定値との偏差に対応した2次元の電流誤差ベクトルと、前記基準ベクトルとの外積を演算する外積演算手段と、前記外積演算手段にて演算された外積値に基づいて、前記同期電動機の磁極位置の角度推定値を算出する角度推定器と、前記角度推定値を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備え、前記基準ベクトルは、dq軸間のインダクタンスの差分とトルク軸電流との積算値と、磁石磁束の−1倍から1倍までの範囲に入る値との合算値に比例する値を磁束軸成分、dq軸間のインダクタンスの差分と磁束軸電流との積算値と、磁石磁束との合算値に比例する値をトルク軸成分として持つことを特徴とする。
According to the control apparatus for a synchronous motor as set forth in
Further, according to the synchronous motor control device of
According to the synchronous motor control apparatus of claim 4 , the reference vector is an integrated value of the inductance difference between the dq axes and the torque axis current, and a range from −1 to 1 times the magnetic flux. The value that is proportional to the sum of the values that fall into the magnetic flux axis component, and the torque axis component that has a value that is proportional to the sum of the difference in inductance between the dq axes and the magnetic flux axis current, and the sum of the magnet flux It is characterized by.
Furthermore, in order to solve the above-described problem, according to the control device for the synchronous motor according to claim 5, the armature current is detected based on the current detection means for detecting the armature current of the synchronous motor and the model of the synchronous motor. An adaptive current observer for estimating the angle, reference vector calculation means for calculating a two-dimensional reference vector serving as a reference for determining whether the angle error of the magnetic pole position of the synchronous motor is positive, and current detection detected by the current detection means An outer product calculating means for calculating an outer product of a two-dimensional current error vector corresponding to a deviation between a value and an estimated current value estimated by the adaptive current observer and the reference vector, and an outer product calculating means. Based on the outer product value, an angle estimator for calculating an angle estimated value of the magnetic pole position of the synchronous motor, and a voltage command value generated using the angle estimated value, And the reference vector falls within a range from −1 to 1 times the magnetic flux and the integrated value of the inductance difference between the dq axes and the torque axis current. A value that is proportional to the sum of the values and the magnetic flux axis component, an integrated value of the inductance difference between the dq axes and the magnetic flux axis current, and a value that is proportional to the sum of the magnet magnetic flux as the torque axis component And
以上説明したように、本発明によれば、同期電動機の磁極位置の角度誤差の正負の判断の基準となる基準ベクトルを演算することにより、角度誤差が小さい時に成り立つ近似を行うことなく、同期電動機の磁極位置の角度推定値を算出することが可能となり、磁極位置の角度誤差が大きい場合においても、磁極位置の角度推定値の安定性を保証することが可能となる。 As described above, according to the present invention, by calculating a reference vector serving as a reference for determining whether the angle error of the magnetic pole position of the synchronous motor is positive or negative, the synchronous motor can be obtained without performing an approximation that is valid when the angle error is small. The estimated angle value of the magnetic pole position can be calculated, and the stability of the estimated angle value of the magnetic pole position can be ensured even when the angle error of the magnetic pole position is large.
以下、本発明の実施形態に係る同期電動機の制御装置について図面を参照しながら説明する。
図1は、本発明の第1実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図1において、埋込形永久磁石同期電動機101には、埋込形永久磁石同期電動機101を可変速駆動する同期電動機の制御装置100が接続され、埋込形永久磁石同期電動機101の回転軸には負荷102が接続されている。
Hereinafter, a control apparatus for a synchronous motor according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a synchronous motor control device according to a first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, a
ここで、同期電動機の制御装置100には、電力変換装置104、回転二相/三相座標変換手段105、三相/回転二相座標変換手段106、電流制御手段107、電流指令値作成手段108、速度PID調節器109、適応電流オブザーバ110、基準ベクトル演算手段111a、外積演算手段111b、角度・速度推定器116、減算器113、114、115が設けられ、同期電動機の制御装置100の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機101に供給されるUVW相電流iu、iv、iwを検出する電流検出手段103が設けられている。
Here, the synchronous
なお、電力変換装置104、回転二相/三相座標変換手段105、三相/回転二相座標変換手段106、電流制御手段107、電流指令値作成手段108、速度PID調節器109、適応電流オブザーバ110、減算器113、114、115は、図8の電力変換装置004、回転二相/三相座標変換手段005、三相/回転二相座標変換手段006、電流制御手段007、電流指令値作成手段008、速度PID調節器009、適応電流オブザーバ010、減算器013、014、015とそれぞれ同様の動作を行うことができる。
It should be noted that the
基準ベクトル演算手段111aは、三相/回転二相座標変換手段106から出力された電流検出値iγ、iδと適応電流オブザーバ110にて推定された電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差ベクトルとの間において、同期電動機101の磁極位置の角度誤差Δθの正負の判断の基準となる基準ベクトルを演算することができる。なお、この基準ベクトルは、dq軸間のインダクタンスの差分(Ld−Lq)とδ軸電流検出値iδとの積算値と、磁石磁束Φmの−1倍から1倍までの範囲に入る値との合算値に比例する値を磁束軸成分、dq軸間のインダクタンスの差分(Ld−Lq)とγ軸電流検出値iγとの積算値と、磁石磁束Φmとの合算値に比例する値をトルク軸成分として持つことができる。
The reference
外積演算手段111bは、電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差ベクトルと、基準ベクトル演算手段111aにて算出された基準ベクトルとの外積を演算することができる。
角度・速度推定器116は、外積演算手段111bから出力された外積値に基づいて、速度推定値ωr#(=一次周波数ω1)および角度推定値θ#を算出することができる。
そして、三相/回転二相座標変換手段106にて算出された電流検出値iγ、iδは、適応電流オブザーバ110および基準ベクトル演算手段111aに出力されるとともに、電流制御手段107にて算出された電圧指令値vγ *、vδ *は、適応電流オブザーバ110に出力される。さらに、角度・速度推定器116にて算出された一次周波数ω1は、適応電流オブザーバ110、減算器113および基準ベクトル演算手段111aに出力される。
The outer
The angle /
Then, the current detection values i γ and i δ calculated by the three-phase / rotation two-phase coordinate
そして、適応電流オブザーバ110は、γδ軸の電流検出値iγ、iδおよびγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差をそれぞれ算出し、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を基準ベクトル演算手段111aに出力する。
そして、基準ベクトル演算手段111aは、γδ軸の電流検出値iγ、iδを受け取ると、同期電動機101の磁極位置の角度誤差Δθの正負の判断の基準となる基準ベクトルを演算し、外積演算手段111bに出力する。
ここで、基準ベクトルvb=[vbγ,vbδ]Tは、以下の(10)式で与えることができる。
Then, the adaptive
When the reference
Here, the reference vector v b = [v bγ , v bδ ] T can be given by the following equation (10).
ただし、αは調整値を示し、−ΦmからΦmまでの範囲内で変動してもよく、負荷電流に応じて調整してもよい。
なお、(10)式において、基準ベクトルvbのγ軸の値はLd、基準ベクトルvbのδ軸の値はLqでそれぞれ除算されているが、電流誤差に比例する値として、γ軸の電流誤差にLd、δ軸の電流誤差にLqをそれぞれ乗じて基準ベクトルvbとして用いるようにしてもよく、この場合には、(10)式の分母のインダクタンスによる除算演算を省略することができる。
However, alpha represents the adjustment value may vary within the range from - [Phi] m to [Phi m, it may be adjusted according to the load current.
Note that in (10), the reference vector v b the value of gamma axis L d, the value of δ axis of the reference vector v b is being divided respectively L q, a value proportional to the current error, gamma The current error of the axis may be multiplied by L d and the current error of the δ axis may be multiplied by L q to be used as the reference vector v b . In this case, the division operation by the inductance of the denominator in the equation (10) is omitted. can do.
次に、外積演算手段111bは、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を適応電流オブザーバ110から受け取るとともに、基準ベクトルvbを基準ベクトル演算手段111aから受け取ると、電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差ベクトルeiと、基準ベクトルvbとの外積を演算し、その外積値ei×vbを角度・速度推定器116に出力する。
ここで、外積値ei×vbは、以下の(11)式で与えることができる。
Next, the outer product calculation means 111b receives the deviation between the detected current values i γ and i δ of the γδ axis and the estimated current values i γ # and i δ # of the γδ axis from the adaptive
Here, the outer product value e i × v b can be given by the following equation (11).
ただし、
ei=[iγ−iγ#、iδ−iδ#]Tは電流誤差ベクトル
vb=[vbγ,vbδ]Tは基準ベクトル、
ξは、電流誤差ベクトルeiと基準ベクトルvbとの成す角
である。
次に、角度・速度推定器116は、外積演算手段111bから出力された外積値ei×vbに基づいて、速度推定値ωr#(=一次周波数ω1)および角度推定値θ#を算出する。そして、角度・速度推定器116は、一次周波数ω1を適応電流オブザーバ110、減算器113および基準ベクトル演算手段111a、角度推定値θ#を回転二相/三相座標変換手段105および三相/回転二相座標変換手段106に出力する。
ここで、一次周波数ω1および角度推定値θ#は、以下の(12)式で与えることができる。
However,
e i = [i γ −i γ # , i δ −i δ # ] T is a current error vector v b = [v bγ , v bδ ] T is a reference vector,
ξ is an angle formed by the current error vector e i and the reference vector v b .
Next, the angle /
Here, the primary frequency ω 1 and the estimated angle value θ # can be given by the following equation (12).
これにより、基準ベクトルvbを基準として角度誤差Δθの正負を判断することができ、角度誤差Δθが小さい時に成り立つ近似を行うことなく、同期電動機101の磁極位置の角度推定値θ#を算出することが可能となることから、磁極位置の角度誤差Δθが大きい場合においても、磁極位置の角度推定値θ#の安定性を保証することが可能となる。
This makes it possible to determine whether the angle error Δθ is positive or negative with reference to the reference vector v b , and calculate the estimated angle value θ # of the magnetic pole position of the
図2は、図1の外積演算手段にて演算される外積の算出方法を示す図である。
図2において、電流誤差ベクトルeiは、γδ平面上において、原点から電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差の位置を結ぶことで表すことができる。また、電流誤差ベクトルeiと基準ベクトルvbとの成す角はξで表すことができる。
FIG. 2 is a diagram showing a calculation method of the outer product calculated by the outer product calculation means of FIG.
In FIG. 2, the current error vector e i connects the position of the current error corresponding to the deviation between the detected current values i γ and i δ and the estimated current values i γ # and i δ # from the origin on the γδ plane. Can be expressed as The angle formed between the current error vector e i and the reference vector v b can be represented by ξ.
ここで、電流誤差の位置は、角度誤差Δθが正の場合には、基準ベクトルvbを含む直線の右側に存在し、角度誤差Δθが負の場合には、基準ベクトルvbを含む直線の左側に存在する。また、角度誤差Δθとsinξの符号は一致する。このため、電流誤差ベクトルeiと基準ベクトルvbとの外積値ei×vbを算出することで、角度誤差Δθの符号を判別することができる。また、角度誤差Δθが小さい範囲では、角度誤差Δθに比例した値を演算することができる。 Here, the position of the current error, when the angle error Δθ is positive, present in the right side of the straight line including the reference vector v b, when the angle error Δθ is negative, the straight line including the reference vector v b Exists on the left side. Further, the signs of the angle error Δθ and sin ξ coincide. Therefore, the sign of the angle error Δθ can be determined by calculating the outer product value e i × v b of the current error vector e i and the reference vector v b . In a range where the angle error Δθ is small, a value proportional to the angle error Δθ can be calculated.
以下、角度誤差Δθが正の場合には、外積値ei×vbが正となり、角度誤差Δθが負の場合には、外積値ei×vbが負となる理由について説明する。また、このようになる運転条件も明確にする。
cosΔθ≒1、sinΔθ≒Δθという近似を用いることなく、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を整理すると、以下の(13)式で表すことができる。
Hereinafter, when the angle error Δθ is positive, it becomes cross product value e i × v b is positive, when the angle error Δθ is negative will be described why the cross product value e i × v b is negative. In addition, the operating conditions will be clarified.
The deviations between the detected current values i γ and i δ on the γδ axis and the estimated current values i γ # and i δ # on the γδ axis without using the approximations of cos Δθ≈1 and sin Δθ≈Δθ can be summarized as (13 ) Expression.
ただし、埋込形永久磁石同期電動機101の回転速度の推定値と実測値は一致していると仮定し、ω1=ωrとした。
(13)式で表される電流誤差ベクトルeiの軌跡は、Δθ=0の時に原点を通る。また、Δθ=−1/2π、Δθ=1/2πを(13)式に代入すると、以下の(14)式が得られる。
However, assuming that the estimated value of the rotational speed of the embedded permanent
(13) the trajectory of the current error vector e i of the formula passes through the origin when [Delta] [theta] = 0. Further, by substituting Δθ = −1 / 2π and Δθ = 1 / 2π into the equation (13), the following equation (14) is obtained.
ただし、電流誤差ベクトルeiの位置に関して定常状態を仮定し、s=0を代入した。
図3および図5は、図1の外積演算手段にて用いられる電流誤差ベクトルの軌跡と角度誤差との関係を示す図、図4は、図3の電流誤差ベクトルの定義を示す図である。
図3において、Δθ=1/2πの時のγδ平面上の電流誤差の位置を点R、Δθ=−1/2πの時のγδ平面上の電流誤差の位置を点Qとすると、原点と点Rとを結ぶ直線はlR、原点と点Qとを結ぶ直線はlQとなる。
However, the steady state assumed with respect to the position of the current error vector e i, and substituting s = 0.
3 and FIG. 5 are diagrams showing the relationship between the locus of the current error vector used in the outer product calculation means of FIG. 1 and the angle error, and FIG. 4 is a diagram showing the definition of the current error vector of FIG.
In FIG. 3, when the position of the current error on the γδ plane when Δθ = 1 / 2π is point R, and the position of the current error on the γδ plane when Δθ = −1 / 2π is point Q, the origin and the point A straight line connecting R is l R , and a straight line connecting the origin and the point Q is l Q.
なお、本実施形態では、α=−Φmとした時の基準ベクトルvbの座標は点Q、α=Φmとした時の基準ベクトルvbの座標は点Rに一致する。このため、−ΦmからΦmまでの範囲内に調整値αを設定すると、点Qと点Rとの間に基準ベクトルvbの座標が存在する。
そして、角度誤差Δθが−90度から0度までの範囲内にある場合には、直線lQの左側に電流誤差ベクトルeiが存在し、角度誤差Δθが0度から90度までの範囲内にある場合には、直線lRの右側に電流誤差ベクトルeiが存在すれば、電流誤差ベクトルeiと基準ベクトルvbとの外積値ei×vbから角度誤差Δθの符号を判別することができる。
In the present embodiment, alpha = - [Phi] m and the reference vector v point coordinates b Q when, alpha = [Phi m and the coordinates of the reference vector v b in time coincides with the point R. For this reason, when the adjustment value α is set in the range from −Φ m to Φ m , the coordinates of the reference vector v b exist between the point Q and the point R.
When the angle error Δθ is in the range from −90 degrees to 0 degrees, the current error vector e i exists on the left side of the straight line l Q , and the angle error Δθ is in the range from 0 degrees to 90 degrees. If the current error vector e i exists on the right side of the straight line l R , the sign of the angle error Δθ is determined from the outer product value e i × v b of the current error vector e i and the reference vector v b. be able to.
ここで、図4に示すように、角度誤差がΔθの時の電流誤差ベクトルw0と正の微小値εを加えた角度誤差が(Δθ+ε)の時の電流誤差ベクトルw1との関係を考える。
もし、角度誤差Δθが0度から90度までの範囲内にある電流誤差ベクトルeiの中に、直線lRの左側に位置する電流誤差ベクトルeiがあるものとすると、図3の点線で示す直線の左側を通って点Rに向かう軌跡が存在する。この直線の左側を通って点Rに向かう軌跡中では、電流誤差ベクトルw0の右側に電流誤差ベクトルw1が存在する。
Here, as shown in FIG. 4, the relationship between the current error vector w 0 when the angle error is Δθ and the current error vector w 1 when the angle error obtained by adding a positive minute value ε is (Δθ + ε) is considered. .
If there is a current error vector e i located on the left side of the straight line l R in the current error vector e i in which the angle error Δθ is in the range from 0 degrees to 90 degrees, the dotted line in FIG. There is a locus that goes to the point R through the left side of the straight line shown. In the locus toward the point R through the left side of this straight line, the current error vector w 1 exists on the right side of the current error vector w 0 .
また、角度誤差Δθが−90度から0度までの範囲内にある電流誤差ベクトルeiの中に、直線lQの右側に位置する電流誤差ベクトルeiがあるものとすると、図5の点線で示す直線の右側を通って点Qに向かう軌跡が存在する。ここで、電流誤差ベクトルw0、w1の位置関係を考えると、ε>0であるので、電流誤差ベクトルw0は、角度誤差Δθが−90度の時の電流誤差ベクトルeiに近く、電流誤差ベクトルw1の方が原点に近い。このため、図5の点線で示す直線の右側を通って点Qに向かう軌跡中では、電流誤差ベクトルw0の右側に電流誤差ベクトルw1が存在する。 Further, in the angle error Δθ is -90 degrees of the current error vector e i in the range of 0 °, assuming that there is a current error vector e i on the right side of the straight line l Q, the dotted line in FIG. 5 There is a locus that goes to the point Q through the right side of the straight line. Here, considering the positional relationship between the current error vectors w 0 and w 1 , since ε> 0, the current error vector w 0 is close to the current error vector e i when the angle error Δθ is −90 degrees, If the current error vector w 1 is close to the origin. For this reason, the current error vector w 1 is present on the right side of the current error vector w 0 in the locus toward the point Q through the right side of the straight line indicated by the dotted line in FIG.
このような軌跡を仮定した場合、電流誤差ベクトルw0を基準に電流誤差ベクトルw0、w1の外積値w0×w1を計算すると、その外積値w0×w1は負になる。
逆に、角度誤差Δθやパラメータに寄らず、外積値w0×w1が常に正であったとすると、角度誤差Δθが−90度から0度までの範囲内にある場合には、直線lQの右側に電流誤差ベクトルeiが存在することはなく、角度誤差Δθが0度から90度までの範囲内にある場合には、直線lRの左側に電流誤差ベクトルeiが存在することはない。
次に、電流誤差ベクトルw0、w1の外積値w0×w1を実際に計算すると、以下の(15)式が得られる。なお、この(15)式では、微小値εが0に近いものとして、電流誤差ベクトルw0、w1を角度誤差Δθで微分した値を用いた。
Assuming such a trajectory, calculating the cross product value w 0 × w 1 of the current error vector w 0 current error vector w 0 based on, w 1, the cross product value w 0 × w 1 becomes negative.
On the other hand, if the outer product value w 0 × w 1 is always positive regardless of the angle error Δθ and the parameters, the straight line l Q when the angle error Δθ is in the range from −90 degrees to 0 degrees. right to the current error vector e i never exists in the case where the angle error Δθ is within the range from 0 degrees to 90 degrees, the line l left current error vector e i of R is present Absent.
Next, when the outer product value w 0 × w 1 of the current error vectors w 0 and w 1 is actually calculated, the following equation (15) is obtained. In the equation (15), assuming that the minute value ε is close to 0 , a value obtained by differentiating the current error vectors w 0 and w 1 by the angle error Δθ is used.
ただし、(15)式を導出するに当たって、以下の(16)式の関係を用いた。 However, in deriving the equation (15), the relationship of the following equation (16) was used.
次に、電流誤差ベクトルeiを表す(13)式を角度誤差Δθで微分すると、以下の(17)式が得られる。 Next, when the equation (13) representing the current error vector e i is differentiated by the angle error Δθ, the following equation (17) is obtained.
この(17)式を用いて、(15)式のeiγ(Δθ)eiδ(Δθ)´−eiγ(Δθ)´eiδ(Δθ)を計算すると、以下の(18)式が得られる。 Using this equation (17), calculating the equation (15) e iγ (Δθ) e iδ ( Δθ)'e iγ (Δθ)'e iδ (Δθ), the following equation (18) is obtained .
この(18)式において、角度誤差Δθが−90度から90度までの範囲内にあるとすると、cosΔθ≧0である。また、角度誤差Δθが−90度から90度までの範囲内では、(1−cosΔθ)≧0である。
また、埋込形永久磁石同期電動機101では、リラクタンストルクを有効活用するため、通常運転では、γ軸電流検出値iγは0または負の値に制限される。このような条件の下では、(18)式の第1項は正となる。
従って、角度誤差Δθが−90度から90度までの範囲内にあり、γ軸電流検出値iγが0または負の値であるという運転条件を満たせば、(18)式の項は全て0または正となる。
In this equation (18), if the angle error Δθ is in the range from −90 degrees to 90 degrees, cos Δθ ≧ 0. Further, (1−cos Δθ) ≧ 0 when the angle error Δθ is within a range from −90 degrees to 90 degrees.
Further, in the embedded permanent
Accordingly, if the angular error Δθ is in the range from −90 degrees to 90 degrees and the γ-axis current
一方、(15)式において、微小値εは正の値であるので、このような条件の下では、外積値w0×w1は0または正となる。
従って、このような条件の下では、角度誤差Δθが−90度から0度までの範囲内にある場合には、直線lQの右側に電流誤差ベクトルeiが存在することはなく、角度誤差Δθが0度から90度までの範囲内にある場合には、直線lRの左側に電流誤差ベクトルeiが存在することはない。
On the other hand, in the equation (15), since the minute value ε is a positive value, the outer product value w 0 × w 1 is 0 or positive under such conditions.
Therefore, under such conditions, when the angle error Δθ is in the range from −90 degrees to 0 degrees, the current error vector e i does not exist on the right side of the straight line l Q , and the angle error when Δθ is within the range from 0 degrees to 90 degrees, it does not line l left current error vector e i of R is present.
以上のことから、直線lQ、lR間に挟まれている領域に基準となる座標を設定し、基準となる座標と原点とを結んだ基準ベクトルvbと電流誤差ベクトルeiとの位置関係を調べると、角度誤差Δθが正の場合には、電流誤差ベクトルeiが基準ベクトルvbの右側にあり、角度誤差Δθが負の場合には、電流誤差ベクトルeiが基準ベクトルvbの左側にあることが判る。このため、基準ベクトルvbと電流誤差ベクトルeiとの外積値ei×vbを算出することで、角度誤差Δθの方向を判別することができる。 From the above, the reference coordinates are set in the region sandwiched between the straight lines l Q and l R , and the position of the reference vector v b connecting the reference coordinates and the origin and the current error vector e i. Examining the relationship, when the angle error Δθ is positive, the current error vector e i is on the right side of the reference vector v b , and when the angle error Δθ is negative, the current error vector e i is the reference vector v b. You can see that it is on the left side. Therefore, the direction of the angle error Δθ can be determined by calculating the outer product value e i × v b of the reference vector v b and the current error vector e i .
この関係は、Lq>Ldという条件を満たす埋込形永久磁石同期電動機101において、iγ≦0となる通常の運転条件で成り立ち、突極比が大きい場合や磁石磁束Φmが大きい場合でも同様の結果を得ることができる。また、角度誤差Δθが−90度から90度までの範囲内で有効となり、角度誤差Δθが大きい場合においても、位置推定系が正帰還になることがないという点で安定である。
This relationship is established under normal operating conditions where i γ ≦ 0 in the embedded permanent
図6は、本発明の第2実施形態に係る同期電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図6において、埋込形永久磁石同期電動機201には、埋込形永久磁石同期電動機201を可変速駆動する同期電動機の制御装置200が接続され、埋込形永久磁石同期電動機201の回転軸には負荷202が接続されている。
ここで、同期電動機の制御装置200には、電力変換装置204、回転二相/三相座標変換手段205、三相/回転二相座標変換手段206、電流制御手段207、電流指令値作成手段208、速度PID調節器209、適応電流オブザーバ210、基準ベクトル演算手段211a、外積演算手段211b、角度・速度推定器216、減算器213、214、215、内積演算手段211c、符号算出手段217、乗算手段218、ゲイン調整手段219、加算器220が設けられ、同期電動機の制御装置200の出力側には、埋込形永久磁石同期電動機201に供給されるUVW相電流iu、iv、iwを検出する電流検出手段203が設けられている。
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of the synchronous motor control device according to the second embodiment of the present invention.
In FIG. 6, the embedded permanent
Here, the synchronous
なお、電力変換装置204、回転二相/三相座標変換手段205、三相/回転二相座標変換手段206、電流制御手段207、電流指令値作成手段208、速度PID調節器209、適応電流オブザーバ210、減算器213、214、215、基準ベクトル演算手段211a、外積演算手段211b、角度・速度推定器216は、図1の電力変換装置104、回転二相/三相座標変換手段105、三相/回転二相座標変換手段106、電流制御手段107、電流指令値作成手段108、速度PID調節器109、適応電流オブザーバ110、減算器113、114、115、基準ベクトル演算手段111a、外積演算手段111b、角度・速度推定器116とそれぞれ同様の動作を行うことができる。
Note that the
内積演算手段211cは、電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差ベクトルと、基準ベクトル演算手段111aにて算出された基準ベクトルとの内積を演算することができる。
符号算出手段217は、外積演算手段211bにて演算された外積値の符号を算出することができる。
乗算手段218は、内積演算手段211cにて算出された内積値に、符号算出手段217にて算出された符号を乗算することができる。
ゲイン調整手段219は、乗算手段218にて算出された乗算結果に調整ゲインkを乗算することができる。
The inner
The sign calculation means 217 can calculate the sign of the outer product value calculated by the outer product calculation means 211b.
The multiplying
The
加算器220は、乗算手段218にて算出された乗算結果に調整ゲインkを掛けた値と、外積演算手段211bにて演算された外積値とを加算することができる。
そして、三相/回転二相座標変換手段206にて算出された電流検出値iγ、iδは、適応電流オブザーバ210および基準ベクトル演算手段211aに出力されるとともに、電流制御手段207にて算出された電圧指令値vγ *、vδ *は、適応電流オブザーバ210に出力される。さらに、角度・速度推定器216にて算出された一次周波数ω1は、適応電流オブザーバ210、減算器213および基準ベクトル演算手段211aに出力される。
The
Then, the current detection values i γ and i δ calculated by the three-phase / rotation two-phase coordinate
そして、適応電流オブザーバ210は、γδ軸の電流検出値iγ、iδおよびγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#に関する状態方程式を用いることにより、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差をそれぞれ算出し、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を基準ベクトル演算手段211aに出力する。
そして、基準ベクトル演算手段211aは、γδ軸の電流検出値iγ、iδを受け取ると、同期電動機201の磁極位置の角度誤差Δθの正負の判断の基準となる基準ベクトルを演算し、外積演算手段211bおよび内積演算手段211cに出力する。
ここで、基準ベクトルvb=[vbγ,vbδ]Tは、以下の(19)式で与えることができる。
Then, the adaptive
When the reference vector calculation means 211a receives the detected current values i γ and i δ of the γδ axis, the reference vector calculation means 211a calculates a reference vector serving as a reference for determining whether the angle error Δθ of the magnetic pole position of the
Here, the reference vector v b = [v bγ , v bδ ] T can be given by the following equation (19).
なお、(19)式の基準ベクトルvbは、(10)式の基準ベクトルvbの調整値αを0に固定したものである。
次に、外積演算手段211bは、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を適応電流オブザーバ210から受け取るとともに、基準ベクトルvbを基準ベクトル演算手段211aから受け取ると、電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差ベクトルeiと、基準ベクトルvbとの外積を演算し、その外積値ei×vbを符号算出手段217および加算器220に出力する。
The reference vector v b in the equation (19) is obtained by fixing the adjustment value α of the reference vector v b in the equation (10) to 0.
Next, the outer product calculation means 211b receives the deviation between the detected current values i γ and i δ of the γδ axis and the estimated current values i γ # and i δ # of the γδ axis from the adaptive
また、内積演算手段211cは、γδ軸の電流検出値iγ、iδとγδ軸の電流推定値iγ#、iδ#との偏差を適応電流オブザーバ210から受け取るとともに、基準ベクトルvbを基準ベクトル演算手段211aから受け取ると、電流検出値iγ、iδと電流推定値iγ#、iδ#との偏差に対応した電流誤差ベクトルeiと、基準ベクトルvbとの内積を演算し、その内積値vb・eiを乗算手段218に出力する。
ここで、内積値vb・eiは、以下の(20)式で与えることができる。
Further, the inner product calculation means 211c receives the deviation between the detected current values i γ and i δ of the γδ axis and the estimated current values i γ # and i δ # of the γδ axis from the adaptive
Here, the inner product value v b · e i can be given by the following equation (20).
また、符号算出手段217は、外積値ei×vbを外積演算手段211bから受け取ると、外積値ei×vbの符号が正であれば1、外積値ei×vbの符号が負であれば−1、外積値ei×vbが0であれば0を乗算手段218に出力する。
そして、乗算手段218は、内積演算手段211cにて算出された内積値vb・eiに、符号算出手段217にて算出された符号を乗算し、ゲイン調整手段219に出力する。
次に、ゲイン調整手段219は、乗算手段218にて算出された乗算結果に調整ゲインkを乗算し、加算器220に出力する。
Further, reference numeral calculating means 217 receives the cross product value e i × v b from product computation means 211b, the sign of the cross product value e i × v b is equal positive 1, the sign of the cross product value e i × v b If it is negative, -1 is output to the multiplication means 218, and if the outer product value e i × v b is 0, 0 is output.
The multiplying
Next, the
次に、加算器220は、乗算手段218にて算出された乗算結果に調整ゲインkを掛けた値と、外積演算手段211bにて演算された外積値とを加算し、角度・速度推定器216に出力する。
次に、角度・速度推定器216は、加算器220からの出力値に基づいて、速度推定値ωr#(=一次周波数ω1)および角度推定値θ#を算出する。そして、角度・速度推定器216は、一次周波数ω1を適応電流オブザーバ210、減算器213および基準ベクトル演算手段211a、角度推定値θ#を回転二相/三相座標変換手段205および三相/回転二相座標変換手段206に出力する。
ここで、一次周波数ω1および角度推定値θ#は、以下の(21)式で与えることができる。
Next, the
Next, the angle /
Here, the primary frequency ω 1 and the estimated angle value θ # can be given by the following equation (21).
これにより、角度誤差Δθが小さい時に成り立つ近似を行うことなく、同期電動機101の磁極位置の角度推定値θ#を算出することが可能となるとともに、磁極位置の角度誤差Δθが大きい場合における外積値の減少を補償することができ、磁極位置の角度誤差Δθが大きい場合においても、磁極位置の角度推定値θ#の安定性を保証することが可能となる。
なお、上述した実施形態では、一次周波数ω1および角度推定値θ#を求めるために、乗算手段218にて算出された乗算結果に調整ゲインkを掛けた値と、外積演算手段211bにて演算された外積値との加算結果を用いる方法について説明したが、乗算手段218にて算出された乗算結果に調整ゲインkを掛けた値を用いることで、一次周波数ω1および角度推定値θ#を求めるようにしてもよい。
This makes it possible to calculate the estimated angle value θ # of the magnetic pole position of the
In the above-described embodiment, in order to obtain the primary frequency ω 1 and the estimated angle value θ # , a value obtained by multiplying the multiplication result calculated by the
図7は、図1の実施形態1と図6の実施形態2との角度誤差を比較して示す図である。
図7において、図1の外積演算手段111bにて演算された外積値ei×vbは、角度誤差Δθが±50度付近で最大値をとり、角度誤差Δθが±90度に近づくに従って減少する。このため、外積値ei×vbが減少した場合には、角度誤差Δθが収束するまでの時間が増大する恐れがある。
FIG. 7 is a diagram showing a comparison of angular errors between the first embodiment of FIG. 1 and the second embodiment of FIG.
In FIG. 7, the outer product value e i × v b calculated by the outer product calculation means 111b in FIG. 1 takes a maximum value when the angle error Δθ is around ± 50 degrees, and decreases as the angle error Δθ approaches ± 90 degrees. To do. For this reason, when the outer product value e i × v b decreases, the time until the angle error Δθ converges may increase.
一方、内積演算手段211cにて演算された内積値vb・eiは、角度誤差Δθの大きさに対して単調増加する関数となることから、角度誤差Δθが大きい場合における外積値ei×vbの減少を補償することができ、加算器220の出力は±75度程度まで角度誤差Δθの大きさに比例した値をとることができる。このため、図6の実施形態2では、図1の実施形態1に比べて、角度誤差Δθがより大きい範囲で位置推定系の応答を一定に保つことができ、位置推定系を安定化させることができる。
On the other hand, the inner product value v b · e i calculated by the inner product calculating means 211c is a function that monotonically increases with respect to the magnitude of the angle error Δθ. Therefore, the outer product value e i × when the angle error Δθ is large. The decrease in v b can be compensated, and the output of the
100、200 同期電動機の制御装置
101、201 埋込形永久磁石同期電動機
102、202 負荷
103、203 電流検出手段
104、204 電力変換装置
105、205 回転二相/三相座標変換手段
106、206 三相/回転二相座標変換手段
107、207 電流制御手段
108、208 電流指令値作成手段
109、209 速度PID調節器
110、210 適応電流オブザーバ
111a、211a 基準ベクトル演算手段
111b、211b 外積演算手段
116、216 角度・速度推定器
113、114、115、213、214、215 減算器
211c 内積演算手段
217 符号算出手段
218 乗算手段
219 ゲイン調整手段
220 加算器
100, 200 Synchronous
Claims (5)
前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、
前記同期電動機の磁極位置の角度誤差の正負の判断の基準となる2次元の基準ベクトルを演算する基準ベクトル演算手段と、
前記電流検出手段にて検出された電流検出値と前記適応電流オブザーバにて推定された電流推定値との偏差に対応した2次元の電流誤差ベクトルと、前記基準ベクトルとの外積を演算する外積演算手段と、
前記外積演算手段にて演算された外積値の符号を算出する符号算出手段と、
前記同期電動機の磁極位置の角度誤差の大きさに対して単調に増加する関数を演算する単調増加関数演算手段と、
前記単調増加関数演算手段にて演算された関数と前記符号算出手段にて演算された符号との乗算結果と、前記外積演算手段にて演算された外積値との加算結果に基づいて、前記同期電動機の磁極位置の角度推定値を算出する角度推定器と、
前記角度推定値を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。 Current detection means for detecting the armature current of the synchronous motor;
An adaptive current observer for estimating an armature current based on the model of the synchronous motor;
Reference vector calculation means for calculating a two-dimensional reference vector serving as a reference for determining whether the angle error of the magnetic pole position of the synchronous motor is positive or negative;
Cross product calculation for calculating a cross product of a two-dimensional current error vector corresponding to a deviation between a current detection value detected by the current detection means and a current estimation value estimated by the adaptive current observer, and the reference vector Means,
Code calculating means for calculating the sign of the outer product value calculated by the outer product calculating means;
Monotonically increasing function calculating means for calculating a function that increases monotonously with respect to the magnitude of the angle error of the magnetic pole position of the synchronous motor;
Based on the addition result of the multiplication result of the function calculated by the monotonically increasing function calculation means and the code calculated by the sign calculation means and the outer product value calculated by the outer product calculation means, the synchronization An angle estimator that calculates an angle estimate of the magnetic pole position of the motor;
A control apparatus for a synchronous motor, comprising: a power converter that performs variable speed control of the synchronous motor based on a voltage command value generated using the estimated angle value.
前記同期電動機のモデルに基づいて電機子電流を推定する適応電流オブザーバと、 An adaptive current observer for estimating an armature current based on the model of the synchronous motor;
前記同期電動機の磁極位置の角度誤差の正負の判断の基準となる2次元の基準ベクトルを演算する基準ベクトル演算手段と、 Reference vector calculation means for calculating a two-dimensional reference vector serving as a reference for determining whether the angle error of the magnetic pole position of the synchronous motor is positive or negative;
前記電流検出手段にて検出された電流検出値と前記適応電流オブザーバにて推定された電流推定値との偏差に対応した2次元の電流誤差ベクトルと、前記基準ベクトルとの外積を演算する外積演算手段と、 Cross product calculation for calculating a cross product of a two-dimensional current error vector corresponding to a deviation between a current detection value detected by the current detection means and a current estimation value estimated by the adaptive current observer, and the reference vector Means,
前記外積演算手段にて演算された外積値に基づいて、前記同期電動機の磁極位置の角度推定値を算出する角度推定器と、 An angle estimator for calculating an estimated angle value of the magnetic pole position of the synchronous motor based on the outer product value calculated by the outer product calculating means;
前記角度推定値を用いて生成された電圧指令値に基づいて、前記同期電動機を可変速制御する電力変換装置とを備え、 Based on a voltage command value generated using the estimated angle value, a power conversion device for variable speed control of the synchronous motor,
前記基準ベクトルは、dq軸間のインダクタンスの差分とトルク軸電流との積算値と、磁石磁束の−1倍から1倍までの範囲に入る値との合算値に比例する値を磁束軸成分、dq軸間のインダクタンスの差分と磁束軸電流との積算値と、磁石磁束との合算値に比例する値をトルク軸成分として持つこと The reference vector has a magnetic flux axis component value that is proportional to the sum of the integrated value of the inductance difference between the dq axes and the torque axis current and the value that falls within the range of −1 to 1 times the magnetic flux. The torque axis component has a value proportional to the sum of the difference in inductance between the dq axes and the magnetic flux axis current and the sum of the magnet magnetic flux.
を特徴とする同期電動機の制御装置。 The control apparatus of the synchronous motor characterized by this.
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