JP5323188B2

JP5323188B2 - 無線デジタル通信用途における電力増幅器の電力有用性を高める予歪方法及び装置

Info

Publication number: JP5323188B2
Application number: JP2011515717A
Authority: JP
Inventors: サマニ，アミルフーシャンファラハニ; エザヴェ，ジェイラン; タレビ，アリ
Original assignee: イノバラジオエス．アー．
Priority date: 2008-07-02
Filing date: 2009-07-02
Publication date: 2013-10-23
Anticipated expiration: 2029-07-02
Also published as: ATE542292T1; BRPI0915332A2; JP2011526763A; US20110095821A1; ES2379515T3; CN102077462A; EP2311185B1; EP2311185A1; WO2010001357A1; US8417197B2

Description

本発明は、電力増幅器及び特に入力信号に作用するフィードバックループによる増幅器の性能の向上の分野に関する。電力増幅器が確かにアンテナの前の送信器の最後の部分にあるので、本発明はあらゆる無線通信送信器内に使用でき、及び、あらゆる電力増幅器がその入出力カーブに起因して（変調のタイプに従い）限られた電力性能を有する。電力増幅器の線形及び非線形歪を軽減するための予歪（ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）の新規な方法を導入することを通して、異なる用途において電力増幅器の電力有用性を高めることを意図している。

今日では、一般にルックアップテーブル（ＬＵＴ）を使用する及び／又は一度係数及びＬＵＴを調整するためのオフラインの方法を使用する電力増幅器の線形化のための多くの異なる方法がある。また、線形化のために使用される係数及びデータを絶えず適応させる多くの適応方法がある。現在、これらの適応方法の大多数は時間領域で開発され、一般に（信号内のプリアンブル及びポストアンブルのような）トレーニング信号を必要とする。更に、ほとんど全ての現在の方法に基づいて、多種多様な現在の用途に使用できるスタンドアローンのプラグ＆プレイモジュールを作成することができない。

周波数領域及び時間領域の両方でのＰＡの線形化のための新規な方法及びシステムを提供し、それは、設定可能であり、かつ変調、信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）及び電力増幅器のタイプ（それはこれまで提示されたあらゆる他の方法の場合でない）等の無線システムの多くの主要パラメータから独立している、スタンドアローンのプラグ＆プレイモジュールとして実現できる。

電力増幅器回路（出力段）は、増幅デバイスを通過する入力信号の導通角又は『流れの角度』θ、即ち、増幅デバイスがその間に導通する入力信号サイクルの部分に基づいて、アナログ設計に対してＡ、Ｂ、ＡＢ及びＣ、並びに、スイッチング設計に対してクラスＤ及びＥ、として分類される。導通角の概念は、正弦波信号を増幅することに由来する（デバイスが常にオンである場合、θ＝３６０°。）。流れの角度は、増幅器出力効率と密接に関連する。さまざまなクラスを以下に紹介する。

クラスＡ
入力信号の１００％が使われる（導通角θ＝３６０°又は２π、即ち、能動素子は常にその線形範囲で機能する）。効率が考慮すべき事柄でないところでは、大部分の小信号線形増幅器はクラスＡとして設計され、それは、出力デバイスが常に導通領域内にあることを意味する。クラスＡ増幅器は、一般的に他のタイプと比べてより線形でかつより複雑でないが、非常に効率が悪い。この種の増幅器は、小信号段階において又は（ヘッドホンを駆動するような）低出力用途に対して最も一般的には使用される。

クラスＢ
入力信号の５０％が使われる（θ＝１８０°又はπ、即ち、能動素子は時間の半分でその線形範囲で機能し、残りの半分の間ほぼ停止される）。大部分のクラスＢにおいて、２つの出力デバイス（又は出力デバイスの組）があり、その各々が入力信号の正確に１８０度（又は半周期）の間、交互に導通し、選択性ＲＦ増幅器もまた、単一の能動素子を使用して実現できる。

１つの能動素子からのその他へのハンドオフが完全でない場合、２つの相補型トランジスタ（即ち１個のＰＮＰ、１個のＮＰＮ）がそれらのベース及びエミッタ端子を共有する２個のエミッタフォロワとして接続される時、ベース電圧が両方のデバイスが停止されている領域を横切って追従する必要があるので、これらの増幅器はクロスオーバー歪になりやすい。

クラスＡＢ
ここで、２つの能動素子は、クラスＢ増幅器のクロスオーバー歪を減少させる手段として、半分より多くの時間導通する。相補エミッタフォロワの例では、バイアスネットワークは、多少静止電流を考慮に入れ、従って、クラスＡとクラスＢとの間のどこかで動作点を与える。時には、数字が加えられ、例えばＡＢ１又はＡＢ２、より大きな数字がより大きな静止電流、従って、むしろクラスＡの特性を意味する。

クラスＤ
主要製品：これらは、（現代の設計では９０％を超える）非常に高出力効率を達成するスイッチングを使用する。各出力デバイスが完全にオン／オフ動作できることによって、損失は最小にされる。アナログ出力が、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって作り出される、即ち、能動素子がその抵抗を変更する代わりに、より短いか又はより長い間隔の間スイッチを入れられる。より低歪又はより良い効率のようないくつかの性能態様を向上させるために、シグマデルタ変調のようなより複雑なスイッチング方式がある。

他のクラス
いくつかの他の増幅器クラスがある。但し、それらは主に前のクラスの変形である。例えば、クラスＨ及びクラスＧ増幅器は、入力信号に従って、（それぞれ、離散的なステップの、又は連続形態の）供給レールの変化によって特徴づけられる。過剰電圧が最低限に抑えられるので、出力デバイス上の無駄にされる熱が減少できる。これらのレール自体によって供給される増幅器は、任意のクラスであってもよい。これらの種類の増幅器はより複雑で、非常に高出力ユニットのような特定用途に主に使われる。また、クラスＥ及びクラスＦ増幅器は一般に、従来のクラスの効率がそれらの理想的な値から実質的に逸脱する無線周波数用途の文献内に記載されている。これらのクラスは、より高い効率を達成するためにそれらの出力ネットワークの調波同調を使用しており、かつそれらの導通角特性に起因してクラスＣのサブセットとみなすことができる。

入力信号電力がＰＡの飽和レベルの近くに到達すると、あらゆるＲＦ電力増幅器が入力信号を歪ませる。これらの歪は、多数の通信の文献に記載されているＡＭ／ＡＭ及びＡＭ／ＰＭ歪としてモデル化できる。ＯＦＤＭシステム等いくつかの用途では、これらのタイプの歪に対するレシーバの感度のため、全体の通信システムの設計者は、出力信号が許容可能な閾値より多く歪まないことを確実にするために、その飽和点から十分なマージンでＰＡを使用する。異なる方法の予歪を使用して、このマージンを減少することができ、及び、ＰＡの電力有用性を向上できる。

デジタル信号が送信されているとき、電力増幅器の自然歪を補正するために、入力信号としてのデジタルベースバンド入力信号、電力出力信号、電力増幅器及びリニアライザモジュール（ＬＭ）を有する電力増幅器を備える、線形化するための方法を提案し、この方法は、
ＲＦフィードバック信号を電力出力信号から抽出するステップと、
前記ＲＦフィードバック信号をＩＦフィードバック信号にダウンコンバートするステップと、
バンドパスフィルターによって前記ＩＦフィードバック信号にフィルターをかけるステップと、
前記フィルターをかけられたＩＦフィードバック信号をフィードバックデジタル信号にデジタル的に変換するステップと、
ｎ−サンプルのブロックに高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して前記フィードバックデジタル信号を周波数領域に変換して、フィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
少なくとも２ブロックのフィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックを平均化して、平均化されたＦＢ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
ｎ−サンプルのブロックに高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して前記入力ベースバンドデジタル信号を周波数領域に変換して、入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
少なくとも２ブロックの入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを平均化して、平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
前記平均化されたＦＢ−ＦＦＴブロックによって平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックを除算して、ＦＦＴ修正値を得るステップと、
ＦＦＴ修正値に基づいて時間領域フィルター係数値を得るステップと、
デジタルバンドパスフィルターに時間領域フィルター係数値を適用するステップであって、前記デジタルフィルターの入力が入力ベースバンドデジタル信号であるステップと、
デジタル−アナログコンバータによって前記デジタルバンドパスフィルターの出力をアナログに変換して、修正ＩＦ入力信号を得るステップと、
前記バンドパスフィルターを前記修正ＩＦ入力信号に適用するステップと、
前記フィルターをかけられた修正ＩＦ入力信号をアップコンバートして、修正ＲＦ入力信号を得るステップと、
電力出力信号を生成するために電力増幅器に修正ＲＦ入力信号を加えるステップと、を含む。

本発明及びその効果は、特定の実施態様の同封の詳細な説明、及び、同封の図面のおかげでよりよく理解され、そこにおいて、

そのリニアライザモジュールを備えた電力増幅器回路を例示する。ＲＦ入力信号を備えたリニアライザモジュールの第１の実施態様を例示する。ベースバンド入力信号を備えたリニアライザモジュールの第２の実施態様を例示する。ＲＦ入力信号及び平均化モジュールの前に配置される除算器モジュールを備えたリニアライザモジュールの第３の実施態様を例示する。

電力増幅器が確かにアンテナの前の送信器の最後の部分にあり、本発明はあらゆる無線通信送信器内に使用でき、及び、あらゆる電力増幅器が、その入出力カーブ及び入力信号の変調のタイプに起因して、限られた電力性能を有する。電力増幅器の線形及び非線形歪を軽減するための予歪の新規な方法を導入することを通して異なる用途において電力増幅器の電力有用性を高めることを意図している。

今日では、一般にルックアップテーブル（ＬＵＴ）を使用する及び／又は一度係数及びＬＵＴを調整するためのオフラインの方法を使用する電力増幅器の線形化のための多くの異なる方法がある。また、線形化のために使用される係数及びデータを絶えず適応させる多くの適応方法がある。現在、これらの適応方法の大多数は時間領域で開発され、一般に（信号内のプリアンブル及びポストアンブルのような）トレーニング信号を必要とする。更に、ほとんど全ての現在の方法に基づいて、異なる現在の用途に使用できるスタンドアローンのプラグ＆プレイモジュールを作成することができない。

時間及び周波数領域でＰＡの線形化のための新規な方法及びシステムを提供し、それは、設定可能であり、かつ変調、電力増幅器のタイプ及びクラス、並びに入力信号のピーク対平均電力比のような無線システムの多くの主要パラメータから独立している、スタンドアローンのプラグ＆プレイモジュールとして実現できる。

電力増幅器回路（図１）の実施態様内のリニアライザモジュール（ＬＭ）が示される。このリニアライザモジュールは、入力信号Ｘ（それはデジタルベースバンド信号又は無線周波数（ＲＦ）信号であってもよく、モジュレータ又は送信器、又は、電力増幅器ドライバから到来することがある）、出力信号Ｚ（それはＲＦ信号であって、電力増幅器に入る）及びフィードバック信号Ｙ（それは電力増幅器の出力から到来するＲＦサンプル信号である）と接続される。フィードバック信号は、多くの目的のために全ての電力増幅器構成においてすでに存在する、カプラ及び／又はアッテネータを使用して、電力増幅器の出力からサンプリングできる。正確なレベルは全く重要でないが、このフィードバック信号は入力信号とほとんど同じレベルでなければならない。

このリニアライザモジュールは、スタンドアローンのモジュール又はモジュレータもしくは送信器内の集積モジュールとして実現できる。

図２にて図示するように、このリニアライザモジュールは、（電力増幅器からの）フィードバックＲＦ信号Ｙを、中間周波数（ＩＦ）バンドに変換する（図２のモジュールＤＣ１）。ＩＦ周波数の選択は（信号の典型的帯域幅、使用するＡ／Ｄのタイプ．．．のような）設計制約に依存し、及び、それは１０ＭＨｚから１００ＭＨｚまでであってもよい。バンドパスフィルター（図２のモジュール可変同調型ＢＰフィルター１）を通してＩＦ信号にフィルターをかけた後、それは、アナログ‐デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ（図２のモジュールＡＤＣ１）を使用して、デジタル領域に変換される。結果は、「フィードバックデジタル信号」という名前をつけられる。参照「ＦＢ」は、下記記述に対して「フィードバック」として理解することである。次いで、ＦＦＴ１モジュール（高速フーリエ変換）を使用して、フィードバックデジタル信号に変換され、ＦＢ−ＦＦＴブロックを得る。各ＦＢ−ＦＦＴブロックはＮ個のサンプルを含み、ここでＮはモジュール入力パラメータの１つとしてシステム設計者によって規定される。通常は、Ｎは５１２より大きくなければならず、及び、２の累乗であることがより良い。

図２にて図示するように、このリニアライザモジュールは、（モジュレータからの）入力ＲＦ信号Ｘを中間周波数（ＩＦ）バンドに変換し（図２のモジュールＤＣ２）、及び、バンドパスフィルター（図２のモジュール可変同調型ＢＰフィルター２）を通してＩＦ信号にフィルターをかけた後に、それは、アナログ‐デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ（図２のモジュールＡＤＣ２）を使用して、デジタル領域に変換される。（ＩＦ周波数は、フィードバック信号のために使用される周波数と正確に同一である。）結果は、フィードフォワード入力デジタル信号である。参照「ＦＦ」は、下記記述に対して、「フィードフォワード」として理解することである。次いでＦＦＴ２モジュールを使用して、フィードフォワード入力デジタル信号に変換が実行され、フィードフォワードＦＦＴブロック（ＦＦ−ＦＦＴブロック）を生成する。リニアライザモジュールへの入力がデジタルベースバンド信号である場合には、図３に表されるリニアライザモジュールの実施態様は、そこにおいてダウンコンバートする必要はなく、入力信号Ｘに対してフィルターをかけてデジタル領域に変換する。

次いで、図２にて図示するように、ＦＢ−ＦＦＴブロック及びＦＦ−ＦＦＴブロックは平均化モジュール（ＡＶＧ１及びＡＶＧ２）を通過し、少なくとも２ブロックの平均化の後、２個の平均化されたブロックは除算モジュール（ＤＩＶ）に入り、そこにおいて、平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックが平均化されたＦＢ−ＦＦＴブロックによって除算される。この除算はポイントごとのアレイ除算として行われなければならず、従って、結果はＦＦ−ＦＦＴ及びＦＢ−ＦＦＴブロックと同じ数のサンプルを備えた新規なブロックである。除算モジュールの出力は、ＩＦＦＴモジュール（逆高速フーリエ変換）を通して時間領域に変換される。周波数領域内のポイントごとの乗算が時間領域内の畳込み演算に変換されるので、ＩＦＦＴ−モジュールの出力を時間領域フィルター係数とみなすことができる。

フィルター係数値を得ることは、図４にて図示するように、他の方法で実現でき、そこにおいてＦＢ−ＦＦＴブロック及びＦＦ−ＦＦＴブロックが除算モジュール（図４内のＤＩＶモジュール）に入り、次に、除算の結果が平均化モジュール（図４内のＡＶＧ）を通過する。平均化モジュールの出力は、ＩＦＦＴモジュールを通して時間領域に変換され、フィルター係数値を生成する。

これらのフィルター係数は、デジタルフィルター（図２、図３及び図４内のデジタルフィルターモジュール）に適用される。次に、入力ベースバンドデジタル信号がデジタルフィルターモジュールを通過し、電力増幅器の線形及び非線形歪を補正するための信号を予歪させる。

フィルターをかけられた信号は、Ｄ／Ａコンバータ（図２、図３及び図４内のＤＡＣモジュール）を使用して、アナログに変換される。出力は可変同調型ＢＰフィルターを通過し、次いで、リニアライザモジュールの出力であるＵＣモジュールを使用して、ＲＦ信号Ｚにアップコンバートされる。

Claims

入力信号としてのデジタルベースバンド入力信号、電力出力信号、電力増幅器及びリニアライザモジュール（ＬＭ）、を有する電力増幅器回路を線形化するための方法であって、
ＲＦフィードバック信号を前記電力出力信号から抽出するステップと、
前記ＲＦフィードバック信号をＩＦフィードバック信号にダウンコンバートするステップと、
バンドパスフィルターによって前記ＩＦフィードバック信号にフィルターをかけるステップと、
前記フィルターをかけられたＩＦフィードバック信号をフィードバックデジタル信号にデジタル的に変換するステップと、
ｎ−サンプルのブロックに高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して前記フィードバックデジタル信号を周波数領域に変換して、フィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
少なくとも２ブロックのフィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックを平均化して、平均化されたＦＢ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
ｎ−サンプルのブロックに高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して前記入力ベースバンドデジタル信号を周波数領域に変換して、入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
少なくとも２ブロックの入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを平均化して、平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
前記平均化されたＦＢ−ＦＦＴブロックによって前記平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックを除算して、ＦＦＴ修正値を得るステップと、
ＦＦＴ修正値に基づいて時間領域フィルター係数値を得るステップと、
デジタルバンドパスフィルターに前記時間領域フィルター係数値を適用するステップであって、前記デジタルフィルターの入力が前記入力ベースバンドデジタル信号であるステップと、
デジタル−アナログコンバータによって前記デジタルバンドパスフィルターの出力をアナログに変換して、修正ＩＦ入力信号を得るステップと、
前記バンドパスフィルターを前記修正ＩＦ入力信号に適用するステップと、
前記フィルターをかけられた修正ＩＦ入力信号をアップコンバートして、修正ＲＦ入力信号を得るステップと、
前記電力出力信号を生成するために前記修正ＲＦ入力信号を前記電力増幅器に加えるステップと、を含む方法。
前記時間領域フィルター係数値を得るために、それが、前記時間領域フィルター係数値を得るために、前記ＦＦＴ修正値を時間領域に変換するステップを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
前記電力増幅器回路の前記入力信号がＲＦ入力信号であって、前記方法が、
前記ＲＦ入力信号をＩＦ入力信号にダウンコンバートするステップと、
バンドパスフィルターによって前記ＩＦ入力信号にフィルターをかけるステップと、
前記ＩＦフィルターをかけられた入力信号をデジタルベースバンド入力信号にデジタル的に変換するステップと、を含むことを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
前記バンドパスフィルターが、前記入力信号帯域幅に従ってプログラム可能であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の方法。
入力信号としてデジタルベースバンド入力信号、電力出力信号、電力増幅器及びリニアライザモジュール（ＬＭ）を有する電力増幅器回路を線形化するための方法であって、この方法が、
ＲＦフィードバック信号を前記電力出力信号から抽出するステップと、
前記ＲＦフィードバック信号をＩＦフィードバック信号にダウンコンバートするステップと、
バンドパスフィルターによって前記ＩＦフィードバック信号にフィルターをかけるステップと、
前記フィルターをかけられたＩＦフィードバック信号をフィードバックデジタル信号にデジタル的に変換するステップと、
ｎ−サンプルのブロックに高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して前記フィードバックデジタル信号を周波数領域に変換して、フィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
ｎ−サンプルのブロックに高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して前記入力デジタル信号を周波数領域に変換して、入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを得るステップと、
前記フィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックによって前記入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを除算して、ＦＦＴ修正ブロックを得るステップと、
少なくとも２ブロックのＦＦＴ修正ブロックを平均化して、平均化されたＦＦＴ修正値を得るステップと、
前記平均化されたＦＦＴ修正値に基づいて時間領域フィルター係数値を得るステップと、
バンドパスフィルターに前記時間領域フィルター係数値を適用するステップであって、前記フィルターの入力が前記入力デジタル信号であるステップと、
デジタル−アナログコンバータによって前記フィルターの出力をアナログに変換して、修正ＩＦ入力信号を得るステップと、
バンドパスフィルターを前記修正ＩＦ入力信号に適用するステップと、
前記フィルターをかけられた修正ＩＦ入力信号をアップコンバートして、修正ＲＦ入力信号を得るステップと、
前記電力出力信号を生成するために前記修正ＲＦ入力信号を前記電力増幅器に加えるステップと、を含む方法。
前記時間領域フィルター係数値を得るために、それが、前記時間領域フィルター係数値を得るために、前記ＦＦＴ修正値を時間領域に変換するステップを含むことを特徴とする請求項５記載の方法。
前記電力増幅器回路の前記入力信号がＲＦ入力信号であって、前記方法が、
前記ＲＦ入力信号をＩＦ入力信号にダウンコンバートするステップと、
バンドパスフィルターによって前記ＩＦ入力信号にフィルターをかけるステップと、
前記フィルターをかけられたＩＦ入力信号をデジタルベースバンド入力信号に変換するステップと、を含むことを特徴とする請求項５又は６記載の方法。
前記バンドパスフィルターが、前記入力信号帯域幅に従ってプログラム可能であることを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の方法。
入力信号としてのデジタルベースバンド入力信号、電力出力信号、電力増幅器、並びに、前記入力信号、前記出力信号及び前記フィードバック信号と接続されるリニアライザモジュール（ＬＭ）、を有する電力増幅器回路であって、このリニアライザモジュールが、
前記フィードバックＲＦ信号をフィードバックＩＦ信号に変換するダウンコンバータと、
前記フィードバックＩＦ信号にフィルターをかける第１のバンドパスフィルターと、
前記フィルターをかけられたフィードバックＩＦ信号をフィードバックデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバータと、
前記フィードバックデジタル信号をフィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックに変換する第１のＦＦＴモジュールと、
前記入力信号をＦＦ−ＦＦＴブロックに変換する第２のＦＦＴモジュールと、
ＦＦＴ修正ブロックを得るために前記フィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックによって前記入力ＦＦ−ＦＦＴブロックを除算する除算モジュールと、
平均化されたＦＦＴ修正値を得るために少なくとも２ブロックのＦＦＴ修正ブロックを平均する平均化モジュールと、
前記平均化されたＦＦＴ修正値を時間領域フィルター係数値に変換する逆ＦＦＴモジュールと、
前記時間領域フィルター係数値を受信するデジタルバンドパスフィルターであって、前記デジタルフィルターの入力が前記入力デジタル信号であるフィルターと、
修正ＩＦ入力信号を得るために前記デジタルバンドパスフィルターの出力をアナログに変換するＤ／Ａコンバータと、
入力として前記修正ＩＦ入力信号を有する第２のバンドパスフィルターと、
修正ＲＦ入力信号を得るために前記フィルターをかけられた修正ＩＦ入力信号を変換するアップコンバータと、
前記修正ＲＦ入力信号を前記電力増幅器に加える手段と、を備える電力増幅器回路。
前記入力信号がＲＦ入力信号であり、前記リニアライザモジュールが、
前記入力ＲＦ信号をＩＦ入力信号に変換する第２のダウンコンバータと、
前記ＩＦ入力信号にフィルターをかける第３のバンドパスフィルターと、
前記フィルターをかけられたＩＦ入力信号をベースバンドデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバータと、を備えることを特徴とする請求項９記載の電力増幅器回路を用いたシステム。
前記バンドパスフィルターが、前記フィルターの前記帯域幅を規定するためにデジタル的にプログラム可能であることを特徴とする請求項１０記載のシステム。
入力信号としてのデジタルベースバンド入力信号、電力出力信号、電力増幅器、並びに、前記入力信号、前記出力信号及び前記フィードバック信号と接続されるリニアライザモジュール（ＬＭ）、を有する電力増幅器回路であって、このリニアライザモジュールが、
前記フィードバックＲＦ信号をフィードバックＩＦ信号に変換するダウンコンバータと、
前記フィードバックＩＦ信号にフィルターをかける第１のバンドパスフィルターと、
前記フィルターをかけられたフィードバックＩＦ信号をフィードバックデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバータと、
前記フィードバックデジタル信号をフィードバックＦＢ−ＦＦＴブロックに変換する第１のＦＦＴモジュールと、
前記入力信号をＦＦ−ＦＦＴブロックに変換する第２のＦＦＴモジュールと、
平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックを得るために少なくとも２ブロックのＦＦ−ＦＦＴブロックを平均化する第１の平均化モジュールと、
平均化されたＦＢ−ＦＦＴブロックを得るために少なくとも２ブロックのＦＢ−ＦＦＴブロックを平均化する第２の平均化モジュールと、
ＦＦＴ修正値を得るために前記平均ＦＢ−ＦＦＴブロックによって前記平均化されたＦＦ−ＦＦＴブロックを除算する除算モジュールと、
前記ＦＦＴ修正値を時間領域フィルター係数値に変換する逆ＦＦＴモジュールと、
前記時間領域フィルター係数値を受信するデジタルバンドパスフィルターであって、前記デジタルフィルターの入力が前記入力デジタル信号であるフィルターと、
修正ＩＦ入力信号を得るために前記デジタルバンドパスフィルターの出力をアナログに変換するＤ／Ａコンバータと、
入力として前記修正ＩＦ入力信号を有する第２のバンドパスフィルターと、
修正ＲＦ入力信号を得るために前記フィルターをかけられた修正ＩＦ入力信号を変換するアップコンバータと、
前記修正ＲＦ入力信号を前記電力増幅器に加える手段と、を備える電力増幅器回路。
前記入力信号がＲＦ入力信号であり、前記リニアライザモジュールが、
前記入力ＲＦ信号をＩＦ入力信号に変換する第２のダウンコンバータと、
前記ＩＦ入力信号にフィルターをかける第３のバンドパスフィルターと、
前記フィルターをかけられたＩＦ入力信号をベースバンドデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄコンバータと、を備えることを特徴とする請求項１２記載のシステム。
前記バンドパスフィルターが、前記フィルターの帯域幅を規定するためにデジタル的にプログラム可能であることを特徴とする請求項１２又は１３記載のシステム。
前記電力増幅器が、ＳＳＰＡ、クライストロン、マグネトン又はＴＷＴの間で選ばれるタイプであることを特徴とする請求項１０、１１、１３又は１４のいずれか１項に記載のシステム。
前記電力増幅器が、ＳＳＰＡ、クライストロン、マグネトン又はＴＷＴの間で選ばれるタイプであることを特徴とする請求項９又は１２に記載の電力増幅器回路。