JP5227157B2 - Resonant type DC-DC converter - Google Patents
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Description
本発明は、共振型DC−DCコンバータの構造及びその制御に関する。 The present invention relates to a structure of a resonant DC-DC converter and control thereof.
エンジンとモータとを組み合わせて車両を駆動するハイブリッド車両や電気自動車などの電動車両では、充放電可能な二次電池を搭載し、二次電池の出力でモータまたはモータジェネレータなどを駆動している。二次電池は構造上、モータまたはモータジェネレータの駆動用電力よりも低圧の電圧のものとし、この低圧電圧をモータまたはモータジェネレータ駆動用の高圧電圧に昇圧して車両を駆動している。また、モータジェネレータによって発電された高圧の電力を降圧して二次電池に充電するようにしている。この様に、二次電池の電圧をモータまたはモータジェネレータの駆動用電圧に変換したり、逆にモータジェネレータの発電電力の電圧を二次電池の充電用に変換したりする装置としてDC−DCコンバータが用いられている。 In an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle that drives a vehicle by combining an engine and a motor, a chargeable / dischargeable secondary battery is mounted, and a motor or a motor generator is driven by the output of the secondary battery. The secondary battery has a structure having a voltage lower than the driving power for the motor or motor generator, and drives the vehicle by boosting the low voltage to a high voltage for driving the motor or motor generator. In addition, the high-voltage power generated by the motor generator is stepped down to charge the secondary battery. In this way, a DC-DC converter is used as a device that converts the voltage of the secondary battery into a driving voltage for the motor or motor generator, or conversely converts the voltage of the electric power generated by the motor generator for charging the secondary battery. Is used.
DC―DCコンバータは、例えば特許文献1に記載されている様に、一方の直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的にリアクトルに電磁エネルギーを蓄積し、この蓄積した電磁エネルギーを他方の電圧に変換して出力するものが用いられている。DC−DCコンバータの昇圧、または降圧動作における変換前後の電圧比はPMW(Pulse Width Modulation)制御におけるスイッチング素子の導通と遮断との時間比率(デューティ)によって決まってくる。
For example, as described in
このようなDC−DCコンバータはスイッチング素子に電圧、または電流がかかった状態でオンオフのスイッチング動作を行うので、サージ電流が発生し、スイッチング損失が大きくなってしまうという問題があった。そこで、特許文献1に記載されているように、緩衝用のコンデンサと、この緩衝用のコンデンサと共振する共振用リアクトルを備えた共振回路を設け、この共振回路によって電流、電圧を制御してスイッチング素子にかかる電圧、電流が略ゼロになった状態でスイッチング素子のオンオフ動作を行い、スイッチング損失を低減するソフトスイッチング動作の共振型DC−DCコンバータが提案されている。
Since such a DC-DC converter performs an on / off switching operation in a state where voltage or current is applied to the switching element, there is a problem that a surge current is generated and a switching loss is increased. Therefore, as described in
しかし、このソフトスイッチングを行う共振型DC−DCコンバータは、電圧、電流が略ゼロになるまで待ってからスイッチング素子のスイッチング動作を行うので、スイッチング動作が遅くなり、入力電圧と出力電圧の電圧比が小さい微小デューティで、スイッチング素子の導通時間が短い場合には、対応できないという問題があった。 However, the resonance type DC-DC converter that performs soft switching waits until the voltage and current become substantially zero and then performs the switching operation of the switching element. Therefore, the switching operation becomes slow, and the voltage ratio between the input voltage and the output voltage is reduced. However, there is a problem that it is not possible to cope with a small duty and a short conduction time of the switching element.
そこで、例えば特許文献2に記載されているように、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変とし、微小デューティの場合にはスイッチング周波数を整数分の一に低減してスイッチングの一周期を長くして微小デューティに対応する方法が提案されている。
Therefore, as described in
しかし、共振型DC―DCコンバータのスイッチング周波数を整数分の一に低減した場合には、その周波数領域が可聴域に入る場合がある。この場合、共振型DC−DCコンバータから高音のノイズが発生することとなり運転者に不快感を与える場合がある。また、スイッチング周波数を低減すると、電磁エネルギーを蓄積するリアクトルのピーク電流が増加してしまうため、共振型DC−DCコンバータが大型化してしまうという問題があった。 However, when the switching frequency of the resonance type DC-DC converter is reduced to an integer, the frequency region may enter the audible region. In this case, high-frequency noise is generated from the resonant DC-DC converter, which may give the driver discomfort. Further, when the switching frequency is reduced, the peak current of the reactor that accumulates electromagnetic energy increases, which causes a problem that the resonant DC-DC converter becomes large.
そこで、本発明は、共振型DC−DCコンバータにおいて、ノイズの増大を抑制するとともにDC−DCコンバータを小型化することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to suppress an increase in noise and to reduce the size of the DC-DC converter in a resonant DC-DC converter.
本発明の共振型DC−DCコンバータは、スイッチング素子と、リアクトルと、緩衝用コンデンサと、緩衝用コンデンサと共振する共振用リアクトルを含む共振回路と、を備え、スイッチング素子にかかる電圧、電流が略ゼロになった状態でスイッチング素子のオンオフ動作を行うソフトスイッチング動作可能な共振型DC−DCコンバータであって、共振回路の共振時定数を変更する共振時定数変更手段を備え、前記共振時定数変更手段は、スイッチング素子のデューティが低い場合には共振時定数を短くし、スイッチング素子のデューティが高い場合には共振時定数を長くすること、を特徴とする。 A resonance type DC-DC converter of the present invention includes a switching element, a reactor, a buffer capacitor, and a resonance circuit including a resonance reactor that resonates with the buffer capacitor, and the voltage and current applied to the switching element are substantially reduced. A resonance type DC-DC converter capable of soft switching operation that performs on / off operation of a switching element in a state of zero , comprising resonance time constant changing means for changing a resonance time constant of a resonance circuit, and changing the resonance time constant It means, when the duty of the switching element is low to reduce the resonance time constant, when the duty of the switching element is high, and wherein to Rukoto, longer resonance time constant.
本発明の共振型DC−DCコンバータにおいて、スイッチング素子は、直列に接続された第1及び第2の主スイッチング素子であり、リアクトルは、第1の主スイッチング素子と第2の主スイッチング素子との接続点に一端が接続され、緩衝用コンデンサは、第1、第2の主スイッチング素子にそれぞれ並列に接続され、共振回路は、第1の主スイッチング素子に並列に接続され、第1の副スイッチング素子と逆流防止ダイオードとが直列に接続された第1の補助電流経路と、第1の補助電流経路と直列に接続されるとともに第2の主スイッチング素子に並列に接続され、第2の副スイッチング素子と逆流防止ダイオードとが直列に接続された第2の補助電流経路と、第1の主スイッチング素子と第2の主スイッチング素子との接続点と、第1の補助電流経路と第2の補助電流経路との接続点とを結ぶ電流経路に設けられた共振用リアクトルと、を備えること、としても好適である。 In the resonant DC-DC converter according to the present invention, the switching elements are first and second main switching elements connected in series, and the reactor includes a first main switching element and a second main switching element. One end is connected to the connection point, the buffer capacitor is connected in parallel to each of the first and second main switching elements, and the resonance circuit is connected in parallel to the first main switching element. A first auxiliary current path in which an element and a backflow prevention diode are connected in series; a first auxiliary current path in series; and a second auxiliary switching element connected in parallel to the second main switching element; A second auxiliary current path in which the element and the backflow prevention diode are connected in series; a connection point between the first main switching element and the second main switching element; The auxiliary current path and that and a resonant reactor which is provided in a current path connecting the connection point of the second auxiliary current path, it is also preferable.
本発明の共振型DC−DCコンバータにおいて、共振時定数変更手段は、緩衝用コンデンサの容量を変化させるコンデンサ容量変化手段であること、としても好適であるし、緩衝用コンデンサに並列に接続される補助コンデンサを含み、コンデンサ容量変化手段は、補助コンデンサの容量を変化させること、としても好適である。 In the resonance type DC-DC converter of the present invention, the resonance time constant changing means is preferably a capacitor capacity changing means for changing the capacity of the buffer capacitor, and is connected in parallel to the buffer capacitor. An auxiliary capacitor is included, and the capacitor capacity changing means is also suitable for changing the capacity of the auxiliary capacitor.
本発明の共振型DC−DCコンバータにおいて、共振時定数変更手段は、共振用リアクトルのインダクタンスを変化させるインダクタンス変化手段であること、としても好適であるし、共振用リアクトルに並列に接続される補助リアクトルを含み、インダクタンス変化手段は、補助リアクトルのインダクタンスを変化させること、としても好適である。 In the resonance type DC-DC converter according to the present invention, the resonance time constant changing means is preferably an inductance changing means for changing the inductance of the resonance reactor, or an auxiliary connected in parallel to the resonance reactor. The inductance changing means including the reactor is also suitable for changing the inductance of the auxiliary reactor.
本発明は、DC−DCコンバータにおいて、ノイズの増大を抑制するとともにDC−DCコンバータを小型化することができるという効果を奏する。 The present invention has an effect that, in a DC-DC converter, an increase in noise can be suppressed and the DC-DC converter can be miniaturized.
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明する。図1に示すように、共振型DC−DCコンバータ10は、低圧側のバッテリ41と高圧側の負荷44との間に設けられ、基準電路49がバッテリ41のマイナス側と負荷44のマイナス側とに共通に接続され、高圧電路47が負荷44のプラス側に接続され、低圧電路48がバッテリ41のプラス側に接続された非絶縁型の双方向DC−DCコンバータである。
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the resonant DC-
図1に示すように、共振型DC−DCコンバータ10は、第1の主スイッチング素子である第1主トランジスタ11と、第2の主スイッチング素子である第2主トランジスタ12とを備えている。なお、各図中においては、第1主トランジスタ11は記号Q1で示し、第2主トランジスタ12は記号Q2で示す。第1主トランジスタ11と第2主トランジスタ12とは、第1主トランジスタ11のエミッタ端子と第2主トランジスタ12のコレクタ端子とが直列に接続され、第1主トランジスタ11のコレクタ端子は高圧電路47に接続され、第2主トランジスタ12のエミッタ端子は基準電路49に接続されている。第1主トランジスタ11及び第2主トランジスタ12の各ベース端子は制御部60に接続され、各主トランジスタ11,12は制御部60の指令によってオンオフ動作する。
As shown in FIG. 1, the resonant DC-
第1主トランジスタ11と第2主トランジスタ12との接続点51は、低圧電路48に接続され、接続点51とバッテリ41のプラス側との間の低圧電路48には電磁エネルギーを蓄積する第1リアクトル37が設けられている。また、バッテリ41と並列に低圧電路48と基準電路49との間の電圧を平滑化する低圧コンデンサ42が設けられている。低圧コンデンサ42には低圧コンデンサ42の両端の電圧を検出する電圧センサ45が取り付けられている。
A
第1、第2主トランジスタ11,12の各エミッタ端子からコレクタ端子に向かう方向が順方向になるように、逆並列に第1ダイオード13と第2ダイオード14とが接続されている。本実施形態では、第1ダイオード13は高圧電路47と低圧電路48との間に設けられ、第2ダイオード14は低圧電路48と基準電路49との間に設けられているが、各主トランジスタ11,12と逆並列に接続されていれば各主トランジスタ11,12の各エミッタ端子とコレクタ端子との間に接続されるように構成してもよい。
The
第1主トランジスタ11と並列に高圧電路47と低圧電路48との間に第1緩衝用コンデンサ15が接続され、第2主トランジスタ12と並列に低圧電路48と基準電路49との間に第2緩衝用コンデンサ16が接続されている。各緩衝用コンデンサ15,16にはそれぞれ並列に第1、第2補助コンデンサ17,18が接続されている。第1補助コンデンサ17は、高圧電路47と低圧電路48との間に第1補助スイッチ19と直列に接続されている。また、第2補助コンデンサ18は、低圧電路48と基準電路49との間に第2補助スイッチ20と直列に接続されている。各補助スイッチ19,20は制御部60に接続され、制御部60の指令によって開閉するよう構成されている。
A
第1主トランジスタ11と第2主トランジスタ12との接続点51の第1リアクトル37と反対側に第2リアクトル38の一端が接続されている。第1リアクトル37と第2リアクトル38とは、例えばトランスを構成するなど、電磁的に結合されている。
One end of the
第1主トランジスタ11と並列に第1補助電流経路31が接続され、第2主トランジスタ12と並列に第2補助電流経路32が接続されている。第1、第2補助電流経路31,32は高圧電路47と基準電路49との間に直列に接続され、その接続点52には共振用リアクトル39の一端が接続されている。そして、共振用リアクトル39の他端は第2リアクトル38の他端に接続されている。第1補助電流経路31は、第1の副スイッチング素子である第1副トランジスタ33のエミッタ端子と逆流防止ダイオード35とが直列に接続されたもので、第1副トランジスタ33のコレクタ端子は高圧電路47に接続され、逆流防止ダイオード35は接続点52に接続されている。第2補助電流経路32は、第2の副スイッチング素子である第2副トランジスタ34のエミッタ端子と逆流防止ダイオード36とが直列に接続されたもので、第2副トランジスタ34のコレクタ端子は接続点52に接続され、逆流防止ダイオード36は基準電路49に接続されている。第1、第2副トランジスタ33,34の各ベース端子は制御部60に接続され、各副トランジスタ33,34は制御部60の指令によってオンオフ動作する。なお、各図においては、第1副トランジスタを記号Q3で表し、第2副トランジスタを記号Q4で表す。
A first auxiliary
高圧電路47と基準電路49との間に接続された負荷44と平行に高圧コンデンサ43が接続されている。高圧コンデンサ43には高圧コンデンサ43の両端の電圧を検出する電圧センサ46が設けられている。
A
共振型DC−DCコンバータ10は各主トランジスタ11,12、各副トランジスタ33,34及び各補助スイッチ19,20のオンオフ動作を行う制御部60を備えている。制御部60は内部にCPUとメモリを含んだコンピュータである。各電圧センサ45,46に検出した電圧信号は制御部60に入力される。
The resonant DC-
以上のように構成された共振型DC−DCコンバータ10の動作について説明する。図1に示す共振型DC−DCコンバータ10は、昇圧動作と降圧動作の両方の動作が可能であるが、ここでは昇圧動作について説明する。図2のステップS101に示すように、昇圧動作が開始されると制御部60は、バッテリ41に並列に接続された低圧コンデンサ42の両端の電圧を電圧センサ45によって低圧側電圧VLとして取得する。また、図2のステップS102に示すように、制御部60は、負荷44に必要な高圧側電圧VHを設定する。そして、図2のステップS103に示すように、制御部60は、この低圧側電圧VLと高圧側電圧VHとから指令デューティDを、D=(VH−VL)/VHとして設定する。
The operation of the resonance type DC-
図2のステップS104に示すように、制御部60は、指令デューティDが所定の値以下かどうかを判断する。そして、指令デューティDが所定の値より大きく、微小デューティとなっていない場合には、図2のステップS106に示すように、補助スイッチ19,20をオンとする指令を出力する。この指令によって、補助スイッチ19,20がオンとなる。これによって、第2緩衝用コンデンサ16から共振用リアクトル39を経て第2緩衝用コンデンサ16に戻る共振回路の時定数が長くなる。そして、図2のステップS107に示すように、制御部60は、昇圧動作を開始する指令を出力する。この指令によって、第1、第2主トランジスタ11,12、第1、第2副トランジスタ33,34のスイッチング動作が開始され、バッテリ41の電圧が昇圧されて負荷44に供給される。昇圧動作においては、第2主トランジスタ12のオン継続時間は指令デューティDによって決定され、指令デューティDが大きい場合には第2主トランジスタ12のオン継続時間は長く、逆に指令デューティDが小さい場合には第2主トランジスタ12のオン継続時間は短くなる。
As shown in step S104 of FIG. 2, the
一方、指令デューティDが所定の値以下で、微小デューティとなっている場合には、図2のステップS105に示すように、制御部60は補助スイッチ19,20をオフとする指令を出力する。この指令によって補助スイッチ19,20はオフとなり、第2緩衝用コンデンサ16から共振用リアクトル39を経て第2緩衝用コンデンサ16に戻る共振回路の時定数は短くなる。そして、図2のステップS107に示すように、制御部60は、昇圧動作を開始する。微小デューティの場合、昇圧動作における第2主トランジスタ12のオン継続時間は非常に短くなる。
On the other hand, when the command duty D is not more than a predetermined value and is a minute duty, the
図3から図7を参照しながら、指令デューティDが所定の値を超え、微小デューティではない場合の共振型DC−DCコンバータ10の動作と電流の流れについて説明する。図3から図6は各状態の電流の流れを示す図で、電流が流れる電路を実線で示し、電流が流れない電路は点線で示してある。また、図7は第1リアクトル37を流れる電流と第2リアクトル38に流れる電流の変化を示すグラフで、第1リアクトル37を流れる電流を実線aで示し、第2リアクトル38に流れる電流を点線bで示している。
The operation and current flow of the resonant DC-
昇圧動作では、第1、第2主トランジスタ11,12をオフとした状態から、第2主トランジスタ12をオンとして第1リアクトル37に電磁エネルギーを蓄積しておく。そして、図3にQ2として示す第2主トランジスタ12をオフとすると、この蓄積した電磁エネルギーは逆並列の第1ダイオード13を通って第1リアクトル37から高圧電路47に流出し、高圧コンデンサ43によって平滑化されたのち、負荷44に供給される。さらに、図3でQ1として示す第1主トランジスタ11がオフからオンとなると第1リアクトル37から高圧電路47に流出する電流は大きくなる。また、図3に示すように第1リアクトル37から流れ出した電流は、第2緩衝用コンデンサ16と第2補助コンデンサ18にも流れ、第2緩衝用コンデンサ16と第2補助コンデンサ18に電荷が蓄積される。
In the step-up operation, electromagnetic energy is accumulated in the
図7の実線aに示すように、図7においてQ2で示す第2主トランジスタ12が時間t0にオフとなって、第1リアクトル37から電流が流出を始めた後、第1リアクトル37を流れる電流は次第に低下してくる。そして、図7に示す時間t1において、制御部60は、第2副トランジスタ34をオンとして、第1リアクトル37から流出している電流をゼロに持って行くとともに接続点51の電圧をゼロとするようにして、第2主トランジスタ12をオンとする準備を行う。
As shown by the solid line a in FIG. 7, the second
図4に示すように、第2副トランジスタ34がオンとなると、第2緩衝用コンデンサ16と第2補助コンデンサ18に蓄積されていた電荷が第2リアクトル38、共振用リアクトル39を通って第2副トランジスタ34から逆流防止ダイオード36、基準電路49の共振回路に流れる。この電流の流れによって、図7の時間t1からt2に示す点線bのように、第2リアクトル38には急速に大きな電流が流れ、逆に実線aに示すように逆並列の第1ダイオード13を通って高圧電路47に流出していた第1リアクトル37の電流は急速に減少する。そして、図7に示す時間t2には、第1リアクトル37を流れる電流は略ゼロとなり、これによって接続点51を流れる電流も略ゼロとなる。また、接続点51の電圧も略ゼロとなる。このように、第2主トランジスタ12のコレクタ側の接続点51を流れる電流、電圧が略ゼロとなると、制御部60は、第2主トランジスタ12をオンとする指令を出力する。この指令によって、第2主トランジスタ12がオンとなる。
As shown in FIG. 4, when the
図5に示すように、第2主トランジスタ12がオンとなると、電流がバッテリ41または低圧コンデンサ42から第1リアクトル37に流れはじめ、第1リアクトル37に電磁エネルギーを蓄積していく。一方、第2主トランジスタ12がオンとなると、第2緩衝用コンデンサ16、第2補助コンデンサ18に蓄積された電荷は、第1リアクトル37の反対側の第2リアクトル38側から接続点51に流れ込み、第2主トランジスタ12に流れていく。
As shown in FIG. 5, when the second
そして、図7の時間t2から時間t3に示すように、第2緩衝用コンデンサ16と第2補助コンデンサ18の電荷が流れ出すに従って、図7の点線bに示す第2リアクトル38から共振用リアクトル39に流れる電流が減少する。また、第2リアクトル38側から接続点51に流れる電流が減少するので、それにつれて、図7の実線aで示す第1リアクトル37を流れる電流が増加していく。そして、図7の時間t3に示すように、第2リアクトル38を流れる電流が略ゼロとなると、制御部60は、第2副トランジスタ34をオフとする。
Then, as shown in time t 3 from the time t 2 in FIG. 7, according to a
図6に示すように、第2副トランジスタ34がオフとなると、オンの状態が継続している第2主トランジスタ12を通ってバッテリ41から電磁エネルギーが第1リアクトル37に蓄積されていく。そして、図7の時間t4に示すように、指令デューティDに相当する時間ΔT1だけ第1リアクトル37にバッテリ41からの電磁エネルギーが蓄積されたら、制御部60は、第2主トランジスタ12をオフとする。
As shown in FIG. 6, when the
この様に、指令デューティDが微小デューティでない場合には、第2緩衝用コンデンサ16と第2補助コンデンサ18の合計容量が大きいので、第2緩衝用コンデンサ16から共振用リアクトル39を経て第2緩衝用コンデンサ16に戻る共振回路の時定数が長く、第2主トランジスタ12のオンオフ前後の電流の増減割合を小さくすることができるので、第2主トランジスタ12のスイッチング損失を低減することができる。
As described above, when the command duty D is not a minute duty, the total capacity of the
しかし、図7に示す時間t1に第2副トランジスタ34がオンとなって、第2リアクトル38に電流が流れだしてから、図7に示す時間t3に第2リアクトル38を流れる電流がゼロとなるまでの時間ΔT2は、第2緩衝用コンデンサ16と第2補助コンデンサ18との合計容量が大きくなるほど長くなってしまう。一方、指令デューティDが微小デューティとなると、図7に示す第2主トランジスタ12のオンとなっている時間ΔT1が短くなってくる。このため、ΔT2が大きい場合には、第2リアクトル38の電流がゼロとなって第2副トランジスタ34がオフとなる前に第2主トランジスタ12のオフのタイミングが来てしまう場合がある。しかし、第2副トランジスタ34をオフとする前に第2主トランジスタ12をオフとしてしまうと、第1リアクトル37に蓄積された電磁エネルギーが第2副トランジスタ34に流れこんでしまい、第2副トランジスタ34が破損する場合がある。このため、第2主トランジスタ12のオンオフの一周期の時間ΔT0を長くして、第2副トランジスタ34がオフとなるまで第2主トランジスタ12オフを待つことがある。しかし、この様に第2主トランジスタ12のオンオフの一周期の時間ΔT0を長くすることは、スイッチング周波数の低減となり、共振型DC―DCコンバータ10からのノイズ発生の原因となる。
However, the second sub-transistor 34 to the time t 1 shown in FIG. 7 is turned ON, since the current flow out into the
図8から図11を参照しながら、指令デューティDが所定の値以下で、微小デューティの場合の共振型DC−DCコンバータ10の動作と電流の流れについて説明する。図8から図10は各状態の電流の流れを示す図で、電流が流れる電路を実線で示し、電流が流れない電路は点線で示してある。また、図11は図7と同様に第1リアクトル37を流れる電流と第2リアクトル38に流れる電流の変化を示すグラフで、第1リアクトル37を流れる電流を実線cで示し、第2リアクトル38に流れる電流を点線dで示している。先に、図3から図7を参照して説明した動作と同様の動作については、詳細な説明は省略する。
The operation of the resonant DC-
指令デューティDが微小デューティである場合には、図11に示す第2主トランジスタ12がオンとなっている時間ΔT3が図7に示した微小デューティでない場合の第2主トランジスタ12がオンとなっている時間ΔT1よりも短くなっているので、これに合わせて、図11に示す第2副トランジスタ34がオンとなっている時間ΔT4も図7に示す微小デューティでない場合の時間ΔT2よりも短くなるような動作をする。そして、第2主トランジスタ12のオンオフの一周期の時間ΔT0は変化しない。
If command duty D is small duty, it becomes the second
図2のステップS105に示すように、指令デューティDが所定の値以下で、微小デューティとなっている場合には、制御部60は、補助スイッチ19,20をオフとする。このため、図8に示すように、第2主トランジスタ12がオフで、第1リアクトル37から高圧電路47に向かって電流が流れだしていく際に、第2補助コンデンサ18には電流が流れず、電荷が蓄積されないので第2緩衝用コンデンサ16から共振用リアクトル39を経て第2緩衝用コンデンサ16に戻る共振回路の時定数が短くなる。
As shown in step S105 of FIG. 2, when the command duty D is equal to or less than a predetermined value and is a minute duty, the
図9に示すように、第2副トランジスタ34がオンとなると、第2緩衝用コンデンサ16に蓄積されていた電荷が第2リアクトル38、共振用リアクトル39を通って第2副トランジスタ34から逆流防止ダイオード36、基準電路49の共振回路に流れる。この電流の流れによって、図11の時間t5からt6に示す点線dのように、第2リアクトル38には急速に大きな電流が流れ、逆に実線cに示すように逆並列の第1ダイオード13を通って高圧電路47に流出していた第1リアクトル37の電流は急速に減少する。この際、第2補助コンデンサ18には電荷が蓄積されないので、第1リアクトル37と第2リアクトル38の電流の変化が早くなるので、図11の時間t5からt6に示す実線cのように、第1リアクトル37を流れる電流は、図7の時間t1からt2に示した実線aの場合よりも急速に低下し、図11の時間t5からt6に示す点線dのように、第2リアクトル38を流れる電流は、図7の時間t1からt2に示した点線bの場合よりも急速に上昇する。
As shown in FIG. 9, when the
図11に示す時間t6において、第1リアクトル37から接続点51に流れる電流が略ゼロとなる。接続点51の電圧が略ゼロとなると、制御部60は第2主トランジスタ12をオンとする。図10に示すように、第2主トランジスタ12がオンとなると、電流がバッテリ41または低圧コンデンサ42から第1リアクトル37に流れはじめ、第1リアクトル37に電磁エネルギーを蓄積していく。一方、第2主トランジスタ12がオンとなると、第2緩衝用コンデンサ16に蓄積された電荷は、第1リアクトル37の反対側の第2リアクトル38側から接続点51に流れ込み、第2主トランジスタ12を介して放電されていくので、第2リアクトル38に流れる電流は低下してくる。この場合も第2補助コンデンサ18に電荷が蓄積されていないので、第1リアクトル37と第2リアクトル38の電流の変化が早くなり、図11の時間t6からt7の実線cで示す第1リアクトル37を流れる電流は、図7の時間t2からt3に示した実線aの場合よりも急速に増加し、図11の時間t6からt7の点線dで示す第2リアクトル38を流れる電流は、図7の時間t2からt3に示した点線bに示した場合よりも急速に低下してくる。これによって、第1リアクトル37、第2リアクトル38を流れる電流は微小デューティでない場合よりも急速にゼロとなり、第2副トランジスタ34がオンとなっている時間は図7に示した時間ΔT2よりも短い時間ΔT4に短縮される。このため、制御部60は、第2副トランジスタ34がオフになるまでの時間をとるために第2主トランジスタ12のオンオフの一周期の時間ΔT0を変更する必要がなく、高速スイッチングの動作を保持したまま、微小デューティの昇圧動作を行うことかできる。
At time t 6 shown in FIG. 11, the current flowing from the
以上説明したように、本実施形態の共振型DC−DCコンバータ10は、微小デューティの際には、補助スイッチ19,20をオフとして第2補助コンデンサ18に電荷が蓄積されず、第2緩衝用コンデンサ16から共振用リアクトル39を経て第2緩衝用コンデンサ16に戻る共振回路の時定数を短く設定するので、高速スイッチング動作を保持したまま、微小デューティの昇圧動作を行うことかできる。このため、微小デューティの場合でもノイズの発生を低減することができるという効果を奏する。また、トランジスタのスイッチング周波数を高い状態に保持することができるので、第1、第2リアクトル37,38、共振用リアクトル39に発生するピーク電流が小さくなるので、各リアクトル37,38,39を小型化でき、共振型DC−DCコンバータ10を小型化することができるという効果を奏する。
As described above, the resonance type DC-
図12から図14を参照しながら、本発明の他の実施形態について説明する。図12に示す他の実施形態は、図1から図11を参照して説明した実施形態の第1、第2補助コンデンサ17,18に並列となるように第3、第4補助コンデンサ17a,18aを設けたものである。また、第3、第4補助コンデンサ17a,18aにはそれぞれ第3、第4補助スイッチ19a,20aが設けられている。このように、補助コンデンサを複数並列に設けることによって、第2緩衝用コンデンサ16から共振用リアクトル39を経て第2緩衝用コンデンサ16に戻る共振回路の時定数を指令デューティDに応じて細かく調整することができる。例えば制御部60は、指令デューティDが第1の設定値以上の場合にはすべての補助スイッチ19,19a,20,20aすべてをオンとし、指令デューティDが第1の設定値よりも小さい第2の設定値と第1の設定値との間にある際には、第3、第4補助スイッチ19a,20aをオフとし、さらに、指令デューティDが第2の設定値よりも小さい場合には、すべての補助スイッチ19,19a,20,20aすべてをオフにする。
Another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In another embodiment shown in FIG. 12, the third and fourth
また、図13に示した他の実施形態は、図1から図11を参照して説明した実施形態において、補助スイッチ19,20の代わりに各補助コンデンサを可変コンデンサ17c,18cとしたものである。本実施形態の場合には、制御部60は、指令デューティDが大きくなると可変コンデンサ17c,18cの容量が大きくなるような補助コンデンサ制御マップを備え、この制御マップに基づいて、各可変コンデンサ17c,18cの各容量を変化させて共振回路の時定数を変化させるようにする。
Further, in another embodiment shown in FIG. 13, in the embodiment described with reference to FIGS. 1 to 11, the auxiliary capacitors are replaced with
図14に示した他の実施形態は、図1から図11を参照して説明した実施形態の補助コンデンサ17,18に代えて、共振用リアクトル39に並列となるように補助共振用リアクトル39aと補助共振用リアクトル39aの接続をオンオフするスイッチ39bとを設けたものである。スイッチ39bは制御部60に接続され、指令デューティDに応じてオンオフする。本実施形態では、スイッチ39bがオンとなると共振用リアクトル39のインダクタンスが低下するので、共振回路の時定数が低下する。このため、制御部60は、指令デューティDが所定値以下となった場合に、スイッチ39bをオンとする制御を行う。
14 is replaced with the
以上述べた他の実施形態の効果は先に図1から図11を参照して説明した実施形態と同様である。 The effects of the other embodiments described above are the same as those of the embodiments described above with reference to FIGS.
10 共振型DC−DCコンバータ、11 第1主トランジスタ、12 第2主トランジスタ、13 第1ダイオード、14 第2ダイオード、15 第1緩衝用コンデンサ、16 第2緩衝用コンデンサ、17 第1補助コンデンサ、18 第2補助コンデンサ、17a 第3補助コンデンサ、18a 第4補助コンデンサ、17c,18c 可変コンデンサ、19 第1補助スイッチ、20 第2補助スイッチ、19a 第3補助スイッチ、20a 第4補助スイッチ、31 第1補助電流経路、32 第2補助電流経路、33 第1副トランジスタ、34 第2副トランジスタ、35、36 逆流防止ダイオード、37 第1リアクトル、38 第2リアクトル、39 共振用リアクトル、39a 補助共振用リアクトル、39b スイッチ、41 バッテリ、42 低圧コンデンサ、43 高圧コンデンサ、44 負荷、45,46 電圧センサ、47 高圧電路、48 低圧電路、49 基準電路、51,52 接続点、60 制御部。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
共振回路の共振時定数を変更する共振時定数変更手段を備え、
前記共振時定数変更手段は、スイッチング素子のデューティが低い場合には共振時定数を短くし、スイッチング素子のデューティが高い場合には共振時定数を長くすること、
を特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 A switching element, a reactor, a buffer capacitor, and a resonance circuit including a resonance reactor that resonates with the buffer capacitor, and the switching element is turned on and off when the voltage and current applied to the switching element are substantially zero. A resonant DC-DC converter capable of soft switching operation,
Resonance time constant changing means for changing the resonance time constant of the resonance circuit is provided ,
The resonance time constant change means, when the duty of the switching element is low to reduce the resonance time constant longer be Rukoto resonance time constant when the duty of the switching elements is high,
A resonance type DC-DC converter.
スイッチング素子は、直列に接続された第1及び第2の主スイッチング素子であり、
リアクトルは、第1の主スイッチング素子と第2の主スイッチング素子との接続点に一端が接続され、
緩衝用コンデンサは、第1、第2の主スイッチング素子にそれぞれ並列に接続され、
共振回路は、第1の主スイッチング素子に並列に接続され、第1の副スイッチング素子と逆流防止ダイオードとが直列に接続された第1の補助電流経路と、第1の補助電流経路と直列に接続されるとともに第2の主スイッチング素子に並列に接続され、第2の副スイッチング素子と逆流防止ダイオードとが直列に接続された第2の補助電流経路と、第1の主スイッチング素子と第2の主スイッチング素子との接続点と、第1の補助電流経路と第2の補助電流経路との接続点とを結ぶ電流経路に設けられた共振用リアクトルと、を備えること、
を特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 A resonant DC-DC converter according to claim 1 ,
The switching elements are first and second main switching elements connected in series,
One end of the reactor is connected to the connection point between the first main switching element and the second main switching element,
The buffer capacitors are connected in parallel to the first and second main switching elements, respectively.
The resonance circuit is connected in parallel to the first main switching element, and includes a first auxiliary current path in which the first sub switching element and the backflow prevention diode are connected in series, and the first auxiliary current path in series. A second auxiliary current path connected in parallel with the second main switching element and connected in series with the second sub-switching element and the backflow prevention diode, and the first main switching element and the second main switching element A resonance reactor provided in a current path connecting a connection point with the main switching element and a connection point between the first auxiliary current path and the second auxiliary current path,
A resonance type DC-DC converter.
共振時定数変更手段は、
緩衝用コンデンサの容量を変化させるコンデンサ容量変化手段であること、
を特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 A resonant DC-DC converter according to claim 1 or 2 ,
The resonance time constant changing means is
Capacitor capacity changing means for changing the capacity of the buffer capacitor,
A resonance type DC-DC converter.
緩衝用コンデンサに並列に接続される補助コンデンサを含み、
コンデンサ容量変化手段は、
補助コンデンサの容量を変化させること、
を特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 A resonant DC-DC converter according to claim 3 ,
Including an auxiliary capacitor connected in parallel to the buffer capacitor;
Capacitor capacity changing means
Changing the capacity of the auxiliary capacitor,
A resonance type DC-DC converter.
共振時定数変更手段は、
共振用リアクトルのインダクタンスを変化させるインダクタンス変化手段であること、
を特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 A resonant DC-DC converter according to claim 1 or 2 ,
The resonance time constant changing means is
Inductance changing means for changing the inductance of the resonance reactor,
A resonance type DC-DC converter.
共振用リアクトルに並列に接続される補助リアクトルを含み、
インダクタンス変化手段は、
補助リアクトルのインダクタンスを変化させること、
を特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 A resonant DC-DC converter according to claim 5 ,
Including an auxiliary reactor connected in parallel to the resonant reactor,
The inductance changing means is
Changing the inductance of the auxiliary reactor,
A resonance type DC-DC converter.
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