JP2005184965A - Voltage converter and automobile mounting it - Google Patents

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Koji Hara
浩二 原
Junichi Takeuchi
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a voltage converter which is satisfactory in controllability, concerning a voltage converter which performs bidirectional voltage conversion between two power sources, and an automobile which mounts it. <P>SOLUTION: The voltage converter 10 is equipped with NPN transistors Q1-Q4, diodes D1-D4, a smoothing reactor L1, and auxiliary circuits H1 and H2. The auxiliary circuits H1 and H2 are connected in parallel with the smoothing reactor L1 between a node N1 and a node N2. The auxiliary circuit H1 includes a shock absorbing capacitor C3, a diode D5, and an NPN transistor Q5 connected in series. Moreover, the auxiliary circuit H1 includes a reactor L2 for resonance and a diode D7 connected in series between a node N3 and a negative bus LN3. The auxiliary circuit H2 includes a shock absorbing capacitor C4, a diode D8, and an NPN transistor Q6 connected in series. Moreover, the auxiliary circuit H2 includes a reactor L3 and a diode D10 connected in series between a node N4 and a negative bus LN3. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

この発明は、２つの電源の間で双方向の電圧変換を行なう電圧変換装置およびそれを搭載した自動車に関するものである。   The present invention relates to a voltage conversion device that performs bidirectional voltage conversion between two power supplies and an automobile equipped with the same.

特許文献１は、１２Ｖ系の電源Ｖ１と４２Ｖ系の電源Ｖ２との間で昇圧動作および降圧動作を行なう共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを開示する。共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑｒ１，Ｑｒ２と、緩衝用コンデンサＣ１，Ｃ２と、平滑用インダクタンスＬと、共振用インダクタンスＬｒとを備える。   Patent Document 1 discloses a resonant bidirectional DC-DC converter that performs a step-up operation and a step-down operation between a 12V power supply V1 and a 42V power supply V2. The resonant bidirectional DC-DC converter includes MOSFETs Q1, Q2, Qr1, and Qr2, buffer capacitors C1 and C2, a smoothing inductance L, and a resonance inductance Lr.

ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２は、電源Ｖ２側の正母線と負母線との間に直列に接続される。平滑用インダクタンスＬは、一方端がＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２との接続点に接続され、他方端が電源Ｖ１の正母線に接続される。緩衝用コンデンサＣ１，Ｃ２は、それぞれ、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の両端に接続される。   MOSFETs Q1 and Q2 are connected in series between the positive bus and the negative bus on the power supply V2 side. The smoothing inductance L has one end connected to a connection point between the MOSFET Q1 and the MOSFET Q2, and the other end connected to the positive bus of the power source V1. Buffer capacitors C1 and C2 are connected to both ends of MOSFETs Q1 and Q2, respectively.

共振用インダクタンスＬｒおよびＭＯＳＦＥＴＱｒ１，Ｑｒ２は、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２との接続点と、電源Ｖ１の正母線との間に直列に接続される。すなわち、直列に接続された共振用インダクタンスＬｒおよびＭＯＳＦＥＴＱｒ１，Ｑｒ２は、平滑用インダクタンスＬに並列に接続される。そして、共振用インダクタンスＬｒおよびＭＯＳＦＥＴＱｒ１，Ｑｒ２は、補助回路Ｈ１を構成する。   Resonance inductance Lr and MOSFETs Qr1 and Qr2 are connected in series between the connection point of MOSFETQ1 and MOSFETQ2 and the positive bus of power supply V1. That is, the resonance inductance Lr and the MOSFETs Qr1 and Qr2 connected in series are connected in parallel to the smoothing inductance L. The resonance inductance Lr and the MOSFETs Qr1 and Qr2 constitute an auxiliary circuit H1.

補助回路Ｈ１は、昇圧動作および降圧動作の両方において、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１，Ｑｒ２をスイッチング制御して緩衝用コンデンサＣ１，Ｃ２の充放電を共振用インダクタンスＬｒに流れる共振電流により制御し、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソフトスイッチングを実現する。
特開２００３−３３０１３号公報 特許第３４０２３６２号公報 特許第３４０２２５４号公報 The auxiliary circuit H1 performs switching control of the MOSFETs Qr1 and Qr2 in both step-up operation and step-down operation to control charging / discharging of the buffer capacitors C1 and C2 by a resonance current flowing in the resonance inductance Lr, and soft switching of the MOSFETs Q1 and Q2 Is realized.
JP 2003-33013 A Japanese Patent No. 3402362 Japanese Patent No. 3402254

しかし、従来の共振形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のソフトスイッチングにより昇圧動作および降圧動作を行なうために、補助回路Ｈ１に含まれるＭＯＳＦＥＴＱｒ１，Ｑｒ２をオン／オフする必要があり、ＭＯＳＦＥＴＱｒ１，Ｑｒ２の制御が煩雑になるという問題がある。   However, in the conventional resonance type bidirectional DC-DC converter, it is necessary to turn on / off MOSFETs Qr1 and Qr2 included in auxiliary circuit H1 in order to perform step-up and step-down operations by soft switching of MOSFETs Q1 and Q2. There is a problem that the control of the MOSFETs Qr1 and Qr2 becomes complicated.

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御性の良い電圧変換装置を提供することである。   Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is to provide a voltage converter having good controllability.

また、この発明の別の目的は、制御性の良い電圧変換装置を搭載した自動車を提供することである。   Another object of the present invention is to provide an automobile equipped with a voltage control device with good controllability.

この発明による電圧変換装置は、第１の電源から出力される第１の電源電圧と第２の電源から出力される第２の電源電圧との間で双方向の電圧変換を行なう電圧変換装置であって、第１および第２の電圧平滑用コンデンサと、電圧変換器とを備える。第１の電圧平滑用コンデンサは、第１の電源側に接続され、電圧を平滑化する。第２の電圧平滑用コンデンサは、第２の電源側に接続され、電圧を平滑化する。電圧変換器は、第１の電圧平滑用コンデンサと第２の電圧平滑用コンデンサとの間に接続される。そして、電圧変換器は、電圧変換回路と、補助回路とを含む。電圧変換回路は、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる上アームおよび下アームを有し、第１の電圧平滑用コンデンサと第２の電圧平滑用コンデンサとの間で電圧を変換する。補助回路は、電圧変換回路に含まれる平滑用リアクトルの一方端が接続される第１の電源側の第１のノードと平滑用リアクトルの他方端が接続される第２の電源側の第２のノードとの間に平滑用リアクトルに並列に接続され、電圧変換において第１のノードと第２のノードとの間に電流を流すように常時活性化される。そして、補助回路は、電圧変換において平滑用リアクトルに流れる電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって上アームおよび／または下アームを導通させるとともに、蓄積された電荷を放電する。   The voltage converter according to the present invention is a voltage converter that performs bidirectional voltage conversion between the first power supply voltage output from the first power supply and the second power supply voltage output from the second power supply. The first and second voltage smoothing capacitors and the voltage converter are provided. The first voltage smoothing capacitor is connected to the first power supply side and smoothes the voltage. The second voltage smoothing capacitor is connected to the second power supply side and smoothes the voltage. The voltage converter is connected between the first voltage smoothing capacitor and the second voltage smoothing capacitor. The voltage converter includes a voltage conversion circuit and an auxiliary circuit. The voltage conversion circuit has an upper arm and a lower arm that are switched by a soft switching function, and converts a voltage between the first voltage smoothing capacitor and the second voltage smoothing capacitor. The auxiliary circuit includes a first node on the first power supply side to which one end of the smoothing reactor included in the voltage conversion circuit is connected and a second node on the second power supply side to which the other end of the smoothing reactor is connected. A smoothing reactor is connected in parallel with the node, and is always activated so that a current flows between the first node and the second node in voltage conversion. Then, the auxiliary circuit accumulates the electric charge flowing in the smoothing reactor in the voltage conversion, makes the upper arm and / or the lower arm conductive by accumulating the electric charge, and discharges the accumulated electric charge.

好ましくは、電圧変換回路は、平滑用リアクトルと、第１および第２の上アームと、第１および第２の下アームとからなる。平滑用リアクトルは、第１のノードと第２のノードとの間に接続される。第１の上アームは、第１の電源の正母線と第１のノードとの間に接続され、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる。第１の下アームは、第１のノードと第１の電源の負母線との間に接続され、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる。第２の上アームは、第２の電源の正母線と第２のノードとの間に接続され、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる。第２の下アームは、第２のノードと第２の電源の負母線との間に接続され、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる。補助回路は、第１および第２の補助回路からなる。第１の補助回路は、第１の電源電圧から第２の電源電圧への第１の電圧変換において第２のノードから第１のノードへ電流を流すように常時活性化される。第２の補助回路は、第２の電源電圧から第１の電源電圧への第２の電圧変換において第１のノードから第２のノードへ電流を流すように常時活性化される。そして、第１の補助回路は、第１の電圧変換において電荷の蓄積によって第１の下アームおよび第２の上アームを導通させるとともに、蓄積された電荷を放電する。第２の補助回路は、第２の電圧変換において電荷の蓄積によって第１の上アームおよび第２の下アームを導通させるとともに、蓄積された電荷を放電する。   Preferably, the voltage conversion circuit includes a smoothing reactor, first and second upper arms, and first and second lower arms. The smoothing reactor is connected between the first node and the second node. The first upper arm is connected between the positive bus of the first power supply and the first node, and is switched by a soft switching function. The first lower arm is connected between the first node and the negative bus of the first power supply, and is switched by a soft switching function. The second upper arm is connected between the positive bus of the second power source and the second node, and is switched by a soft switching function. The second lower arm is connected between the second node and the negative bus of the second power supply, and is switched by a soft switching function. The auxiliary circuit includes first and second auxiliary circuits. The first auxiliary circuit is always activated so that a current flows from the second node to the first node in the first voltage conversion from the first power supply voltage to the second power supply voltage. The second auxiliary circuit is always activated so that a current flows from the first node to the second node in the second voltage conversion from the second power supply voltage to the first power supply voltage. Then, the first auxiliary circuit conducts the first lower arm and the second upper arm by accumulating charges in the first voltage conversion, and discharges the accumulated charges. The second auxiliary circuit causes the first upper arm and the second lower arm to conduct by accumulating electric charge in the second voltage conversion, and discharges the accumulated electric charge.

好ましくは、第１の補助回路は、第１の上アームおよび第２の下アームのオンからオフへの第１のスイッチング時、平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって第１および第２のノード上の電位をそれぞれ低下および上昇させて第１の下アームおよび第２の上アームを導通させ、第１の上アームおよび第２の下アームのオフからオンへの第２のスイッチング時、第１のスイッチング時に蓄積された電荷を放電する。第２の補助回路は、第１の下アームおよび第２の上アームのオンからオフへの第３のスイッチング時、平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって第１および第２のノード上の電位をそれぞれ上昇および低下させて第１の上アームおよび第２の下アームを導通させ、第１の下アームおよび第２の上アームのオフからオンへの第４のスイッチング時、第３のスイッチング時に蓄積された電荷を放電する。   Preferably, the first auxiliary circuit configures a smoothing reactor and a resonance circuit to store electric charge during the first switching from on to off of the first upper arm and the second lower arm, and stores the electric charge. By lowering and raising the potential on the first and second nodes, respectively, by causing the first lower arm and the second lower arm to conduct, and turning off the first upper arm and the second lower arm. At the time of the second switching, the charge accumulated at the time of the first switching is discharged. The second auxiliary circuit forms a smoothing reactor and a resonance circuit at the time of the third switching from on to off of the first lower arm and the second upper arm, and accumulates electric charges. The potentials on the first and second nodes are raised and lowered, respectively, to conduct the first upper arm and the second lower arm, and the first lower arm and the second upper arm are turned off to on. At the time of switching of 4, the charge accumulated at the time of the third switching is discharged.

好ましくは、第１の補助回路は、第１の導通回路と、第１の放電回路とからなる。第１の導通回路は、第１のスイッチング時、共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して第１の下アームおよび第２の上アームを導通させる。第１の放電回路は、第２のスイッチング時、第１の導通回路に蓄積された電荷を放電する。第２の補助回路は、第２の導通回路と、第２の放電回路とからなる。第２の導通回路は、第３のスイッチング時、共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して第１の上アームおよび第２の下アームを導通させる。第２の放電回路は、第４のスイッチング時、第２の導通回路に蓄積された電荷を放電する。そして、第１の導通回路は、第１のスイッチング素子と、第１の緩衝用コンデンサと、第１のダイオードとからなる。第１のスイッチング素子は、第１のノード側に接続される。第１の緩衝用コンデンサは、第２のノード側に第１のスイッチング素子と直列に接続される。第１のダイオードは、第２のノードから第１のノードへ電流を流すように第１のスイッチング素子と緩衝用コンデンサとの間に第１のスイッチング素子および第１の緩衝用コンデンサと直列に接続される。第１の放電回路は、第１の緩衝用コンデンサの第１のノード側の電極に接続される第３のノードと第１の電源の負母線との間に直列に接続された第１の共振用リアクトルおよび第２のダイオードからなる。第２の導通回路は、第２の緩衝用コンデンサと、第２のスイッチング素子と、第３のダイオードとからなる。第２の緩衝用コンデンサは、第１のノード側に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノード側に第２の緩衝用コンデンサと直列に接続される。第３のダイオードは、第１のノードから第２のノードへ電流を流すように第２の緩衝用コンデンサと第２のスイッチング素子との間に第２のスイッチング素子および第２の緩衝用コンデンサと直列に接続される。第２の放電回路は、第２の緩衝用コンデンサの第２のノード側の電極に接続される第４のノードと第２の電源の負母線との間に直列に接続された第２の共振用リアクトルおよび第４のダイオードからなる。そして、第１のスイッチング素子は、第１の電圧変換中、常時オンされる。また、第２のスイッチング素子は、第２の電圧変換中、常時オンされる。   Preferably, the first auxiliary circuit includes a first conduction circuit and a first discharge circuit. The first conduction circuit accumulates electric charge by a resonance current flowing in the resonance circuit during the first switching, and conducts the first lower arm and the second upper arm. The first discharge circuit discharges the charge accumulated in the first conduction circuit during the second switching. The second auxiliary circuit includes a second conduction circuit and a second discharge circuit. The second conduction circuit accumulates electric charge by a resonance current flowing through the resonance circuit during the third switching, and conducts the first upper arm and the second lower arm. The second discharge circuit discharges the charge accumulated in the second conduction circuit during the fourth switching. The first conduction circuit includes a first switching element, a first buffer capacitor, and a first diode. The first switching element is connected to the first node side. The first buffer capacitor is connected in series with the first switching element on the second node side. The first diode is connected in series with the first switching element and the first buffer capacitor between the first switching element and the buffer capacitor so that a current flows from the second node to the first node. Is done. The first discharge circuit includes a first resonance connected in series between the third node connected to the first node side electrode of the first buffer capacitor and the negative bus of the first power source. A reactor and a second diode. The second conduction circuit includes a second buffer capacitor, a second switching element, and a third diode. The second buffer capacitor is connected to the first node side. The second switching element is connected in series with the second buffer capacitor on the second node side. The third diode includes a second switching element and a second buffering capacitor between the second buffering capacitor and the second switching element so that a current flows from the first node to the second node. Connected in series. The second discharge circuit includes a second resonance connected in series between the fourth node connected to the second node side electrode of the second buffer capacitor and the negative bus of the second power source. A reactor and a fourth diode. The first switching element is always turned on during the first voltage conversion. The second switching element is always turned on during the second voltage conversion.

好ましくは、電圧変換装置は、第１の電源と前記第２の電源との間で流れる電流の方向を判定するための電流センサーをさらに備える。第１のスイッチング素子は、電流が第１の電源から第２の電源の方向へ流れると判定されると、オンされる。第２のスイッチング素子は、電流が第２の電源から第１の電源の方向へ流れると判定されると、オンされる。   Preferably, the voltage conversion device further includes a current sensor for determining a direction of a current flowing between the first power source and the second power source. The first switching element is turned on when it is determined that the current flows from the first power source to the second power source. The second switching element is turned on when it is determined that the current flows from the second power source to the first power source.

好ましくは、双方向の電圧変換は、第１の電源電圧を第２の電源電圧に昇圧または降圧する電圧変換と、第２の電源電圧を第１の電源電圧に昇圧または降圧する電圧変換とからなる。   Preferably, the bidirectional voltage conversion includes voltage conversion for boosting or stepping down the first power supply voltage to the second power supply voltage, and voltage conversion for boosting or stepping down the second power supply voltage to the first power supply voltage. Become.

好ましくは、電圧変換回路は、平滑用リアクトルと、上アームおよび下アームとからなる。平滑用リアクトルは、第１のノードと第２のノードとの間に接続される。上アームは、第２の電源の正母線と第２のノードとの間に接続され、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる。下アームは、第２のノードと第２の電源の負母線との間に接続され、ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる。補助回路は、第１および第２の補助回路からなる。第１の補助回路は、第１の電源電圧から第２の電源電圧への第１の電圧変換において第２のノードから第１のノードへ電流を流すように常時活性化される。第１の補助回路は、第２の電源電圧から第１の電源電圧への第２の電圧変換において第１のノードから第２のノードへ電流を流すように常時活性化される。そして、第１の補助回路は、第１の電圧変換において電荷の蓄積によって上アームを導通させるとともに、蓄積された電荷を放電する。また、第２の補助回路は、第２の電圧変換において電荷の蓄積によって下アームを導通させるとともに、蓄積された電荷を放電する。   Preferably, the voltage conversion circuit includes a smoothing reactor, and an upper arm and a lower arm. The smoothing reactor is connected between the first node and the second node. The upper arm is connected between the positive bus of the second power source and the second node, and is switched by a soft switching function. The lower arm is connected between the second node and the negative bus of the second power supply, and is switched by a soft switching function. The auxiliary circuit includes first and second auxiliary circuits. The first auxiliary circuit is always activated so that a current flows from the second node to the first node in the first voltage conversion from the first power supply voltage to the second power supply voltage. The first auxiliary circuit is always activated so that a current flows from the first node to the second node in the second voltage conversion from the second power supply voltage to the first power supply voltage. Then, the first auxiliary circuit makes the upper arm conductive by accumulating charges in the first voltage conversion, and discharges the accumulated charges. The second auxiliary circuit makes the lower arm conductive by accumulating charges in the second voltage conversion and discharges the accumulated charges.

好ましくは、第１の補助回路は、下アームのオンからオフへの第１のスイッチング時、平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって第２のノード上の電位を上昇させて上アームを導通させ、下アームのオフからオンへの第２のスイッチング時、第１のスイッチング時に蓄積された電荷を放電する。第２の補助回路は、上アームのオンからオフへの第３のスイッチング時、平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって第２のノード上の電位を低下させて下アームを導通させ、上アームのオフからオンへの第４のスイッチング時、第３のスイッチング時に蓄積された電荷を放電する。   Preferably, the first auxiliary circuit forms a smoothing reactor and a resonance circuit at the time of the first switching from on to off of the lower arm, accumulates charges, and accumulates charges on the second node. The potential is raised to cause the upper arm to conduct, and the charge accumulated during the first switching is discharged when the lower arm is switched from OFF to ON. The second auxiliary circuit forms a smoothing reactor and a resonance circuit at the time of the third switching from on to off of the upper arm, accumulates electric charge, and lowers the potential on the second node by accumulating the electric charge. Then, the lower arm is made conductive, and the charge accumulated during the third switching is discharged at the time of the fourth switching from the OFF state to the ON state of the upper arm.

好ましくは、第１の補助回路は、第１の導通回路と、第１の放電回路とからなる。第１の導通回路は、第１のスイッチング時、共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して上アームを導通させる。第１の放電回路は、第２のスイッチング時、第１の導通回路に蓄積された電荷を放電する。第２の補助回路は、第２の導通回路と、第２の放電回路とからなる。第２の導通回路は、第３のスイッチング時、共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して下アームを導通させる。第２の放電回路は、第４のスイッチング時、第２の導通回路に蓄積された電荷を放電する。そして、第１の導通回路は、第１のスイッチング素子と、第１の緩衝用コンデンサと、第１のダイオードとからなる。第１のスイッチング素子は、第１のノード側に接続される。第１の緩衝用コンデンサは、第２のノード側に第１のスイッチング素子と直列に接続される。第１のダイオードは、第２のノードから第１のノードへ電流を流すように第１のスイッチング素子および第１の緩衝用コンデンサと直列に接続される。第１の放電回路は、第１の緩衝用コンデンサの第１のノード側の電極に接続される第３のノードと第２の電源の負母線との間に直列に接続された第１の共振用リアクトルおよび第１のダイオードからなる。第２の導通回路は、第２のスイッチング素子と、第２の緩衝用コンデンサと、第２のダイオードとからなる。第２のスイッチング素子は、第１のノード側に接続される。第２の緩衝用コンデンサは、第２のノード側に第２のスイッチング素子と直列に接続される。第２のダイオードは、第１のノードから第２のノードへ電流を流すように第２のスイッチング素子および第２の緩衝用コンデンサと直列に接続される。第２の放電回路は、第２の緩衝用コンデンサの第１のノード側の電極に接続される第４のノードと第２の正母線との間に直列に接続された第２の共振用リアクトルおよび第２のダイオードからなる。そして、第１のスイッチング素子は、第１の電圧変換中、常時オンされる。また、第２のスイッチング素子は、第２の電圧変換中、常時オンされる。   Preferably, the first auxiliary circuit includes a first conduction circuit and a first discharge circuit. The first conduction circuit accumulates electric charge by the resonance current flowing through the resonance circuit and conducts the upper arm during the first switching. The first discharge circuit discharges the charge accumulated in the first conduction circuit during the second switching. The second auxiliary circuit includes a second conduction circuit and a second discharge circuit. The second conduction circuit accumulates electric charges by the resonance current flowing through the resonance circuit and conducts the lower arm during the third switching. The second discharge circuit discharges the charge accumulated in the second conduction circuit during the fourth switching. The first conduction circuit includes a first switching element, a first buffer capacitor, and a first diode. The first switching element is connected to the first node side. The first buffer capacitor is connected in series with the first switching element on the second node side. The first diode is connected in series with the first switching element and the first buffer capacitor so as to flow a current from the second node to the first node. The first discharge circuit includes a first resonance connected in series between the third node connected to the first node side electrode of the first buffer capacitor and the negative bus of the second power source. A reactor and a first diode. The second conduction circuit includes a second switching element, a second buffer capacitor, and a second diode. The second switching element is connected to the first node side. The second buffer capacitor is connected in series with the second switching element on the second node side. The second diode is connected in series with the second switching element and the second buffer capacitor so as to pass a current from the first node to the second node. The second discharge circuit includes a second resonance reactor connected in series between the fourth node connected to the first node side electrode of the second buffer capacitor and the second positive bus. And a second diode. The first switching element is always turned on during the first voltage conversion. The second switching element is always turned on during the second voltage conversion.

好ましくは、電圧変換装置は、第１の電源と第２の電源との間で流れる電流の方向を判定するための電流センサーをさらに備える。そして、第１のスイッチング素子は、電流が第１の電源から第２の電源の方向へ流れると判定されると、オンされる。また、第２のスイッチング素子は、電流が第２の電源から第１の電源の方向へ流れると判定されると、オンされる。   Preferably, the voltage conversion device further includes a current sensor for determining a direction of a current flowing between the first power source and the second power source. The first switching element is turned on when it is determined that the current flows from the first power source to the second power source. The second switching element is turned on when it is determined that the current flows from the second power source to the first power source.

好ましくは、双方向の電圧変換は、第１の電源電圧を第２の電源電圧に昇圧する電圧変換と、第２の電源電圧を第１の電源電圧に降圧する電圧変換とからなる。   Preferably, the bidirectional voltage conversion includes voltage conversion for boosting the first power supply voltage to the second power supply voltage and voltage conversion for stepping down the second power supply voltage to the first power supply voltage.

また、この発明による自動車は、請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電圧変換装置を搭載した自動車である。   An automobile according to the present invention is an automobile equipped with the voltage conversion device according to any one of claims 1 to 11.

この発明による電圧変換装置においては、補助回路は、第１の電源電圧と第２の電源電圧との間の電圧変換において常時活性化される。そして、補助回路は、電圧変換において平滑用リアクトルに流れる電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって電圧変換回路に含まれる上アームおよび／または下アームを導通させる。また、補助回路は、蓄積した電荷を放電する。つまり補助回路は、第１の電源電圧と第２の電源電圧との間の電圧変換において常時活性化され、上アームおよび／または下アームのスイッチング損失を減少させながら上アームおよび下アームのソフトスイッチングを実現する。   In the voltage converter according to the present invention, the auxiliary circuit is always activated in voltage conversion between the first power supply voltage and the second power supply voltage. The auxiliary circuit accumulates the electric charge flowing in the smoothing reactor in the voltage conversion, and makes the upper arm and / or the lower arm included in the voltage conversion circuit conductive by the accumulation of the electric charge. The auxiliary circuit discharges the accumulated electric charge. That is, the auxiliary circuit is always activated in the voltage conversion between the first power supply voltage and the second power supply voltage, and soft switching of the upper arm and the lower arm while reducing the switching loss of the upper arm and / or the lower arm. Is realized.

したがって、この発明によれば、補助回路を活性化したまま第１の電源電圧と第２の電源電圧との間で電圧変換を行なうことができる。その結果、電圧変換装置の制御性を向上できる。   Therefore, according to the present invention, voltage conversion can be performed between the first power supply voltage and the second power supply voltage while the auxiliary circuit is activated. As a result, the controllability of the voltage converter can be improved.

また、この発明によれば、スイッチング損失を低減できる。その結果、スイッチング周波数を可聴域よりも高く設定でき、電圧変換装置のスイッチングによる騒音を低減できる。   Moreover, according to this invention, switching loss can be reduced. As a result, the switching frequency can be set higher than the audible range, and noise due to switching of the voltage converter can be reduced.

また、この発明による自動車は、上述した電圧変換装置を搭載する。   In addition, the automobile according to the present invention is equipped with the voltage converter described above.

したがって、この発明によれば、電圧変換装置の制御性、すなわち、自動車の制御性を向上できる。また、この発明によれば、自動車の騒音を低減できる。   Therefore, according to the present invention, the controllability of the voltage converter, that is, the controllability of the automobile can be improved. Moreover, according to this invention, the noise of a motor vehicle can be reduced.

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明を繰返さない。   Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電圧変換装置の回路図である。図１を参照して、実施の形態１による電圧変換装置１０は、電圧平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２と、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４と、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、平滑用リアクトルＬ１と、補助回路Ｈ１，Ｈ２と、電流センサーＳ１とを備える。 [Embodiment 1]
1 is a circuit diagram of a voltage conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. Referring to FIG. 1, voltage converter 10 according to the first embodiment includes voltage smoothing capacitors C1 and C2, NPN transistors Q1 to Q4, diodes D1 to D4, a smoothing reactor L1, and an auxiliary circuit H1, H2 and a current sensor S1 are provided.

電圧変換装置１０は、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間に接続され、電源Ｖ１と電源Ｖ２との間で電圧変換を行なう。そして、電源Ｖ１には負荷Ｒ１が接続され、電源Ｖ２には負荷Ｒ２が接続される。   The voltage converter 10 is connected between the power supply V1 and the power supply V2, and performs voltage conversion between the power supply V1 and the power supply V2. A load R1 is connected to the power source V1, and a load R2 is connected to the power source V2.

電圧平滑用コンデンサＣ１は、電源Ｖ１の正母線ＬＮ１と負母線ＬＮ３との間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、正母線ＬＮ１と負母線ＬＮ３との間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１は、コレクタが正母線ＬＮ１に接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ２は、エミッタが負母線ＬＮ３に接続される。そして、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電圧平滑用コンデンサＣ１に並列に接続される。   Voltage smoothing capacitor C1 is connected between positive bus LN1 and negative bus LN3 of power supply V1. NPN transistors Q1, Q2 are connected in series between positive bus LN1 and negative bus LN3. NPN transistor Q1 has a collector connected to positive bus LN1 and an emitter connected to the collector of NPN transistor Q2. NPN transistor Q2 has an emitter connected to negative bus LN3. The NPN transistors Q1 and Q2 connected in series are connected in parallel to the voltage smoothing capacitor C1.

各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ−コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されている。   Between the emitter and collector of each of the NPN transistors Q1 and Q2, diodes D1 and D2 are connected to flow current from the emitter side to the collector side, respectively.

電圧平滑用コンデンサＣ２は、電源Ｖ２の正母線ＬＮ２と負母線ＬＮ３との間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４は、正母線ＬＮ２と負母線ＬＮ３との間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ３は、コレクタが正母線ＬＮ２に接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタに接続される。ＮＰＮトランジスタＱ４は、エミッタが負母線ＬＮ３に接続される。そして、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４は、電圧平滑用コンデンサＣ２に並列に接続される。   Voltage smoothing capacitor C2 is connected between positive bus LN2 and negative bus LN3 of power supply V2. NPN transistors Q3 and Q4 are connected in series between positive bus LN2 and negative bus LN3. NPN transistor Q3 has a collector connected to positive bus LN2 and an emitter connected to the collector of NPN transistor Q4. NPN transistor Q4 has an emitter connected to negative bus LN3. The NPN transistors Q3 and Q4 connected in series are connected in parallel to the voltage smoothing capacitor C2.

各ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ−コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるようにダイオードＤ３，Ｄ４がそれぞれ接続されている。   Diodes D3 and D4 are connected between the emitter and collector of each NPN transistor Q3 and Q4 so that current flows from the emitter side to the collector side.

平滑用リアクトルＬ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との接続点であるノードＮ１と、ＮＰＮトランジスタＱ３とＮＰＮトランジスタＱ４との接続点であるノードＮ２との間に接続される。   Smoothing reactor L1 is connected between node N1, which is a connection point between NPN transistor Q1 and NPN transistor Q2, and node N2, which is a connection point between NPN transistor Q3 and NPN transistor Q4.

補助回路Ｈ１およびＨ２は、ノードＮ１とノードＮ２との間に平滑用リアクトルＬ１に並列に接続される。補助回路Ｈ１は、緩衝用コンデンサＣ３と、ダイオードＤ５〜Ｄ７と、ＮＰＮトランジスタＱ５と、共振用リアクトルＬ２とを含む。   Auxiliary circuits H1 and H2 are connected in parallel to smoothing reactor L1 between nodes N1 and N2. The auxiliary circuit H1 includes a buffer capacitor C3, diodes D5 to D7, an NPN transistor Q5, and a resonance reactor L2.

緩衝用コンデンサＣ３、ダイオードＤ５およびＮＰＮトランジスタＱ５は、ノードＮ１とノードＮ２との間に直列に接続される。より具体的には、ＮＰＮトランジスタＱ５は、エミッタがノードＮ１に接続され、コレクタがダイオードＤ５の出力端子に接続される。緩衝用コンデンサＣ３は、一方の電極がノードＮ２に接続され、他方の電極がダイオードＤ５の入力端子に接続される。ダイオードＤ５は、ノードＮ２からノードＮ１の方向へ電流を流すようにＮＰＮトランジスタＱ５と緩衝用コンデンサＣ３との間に接続される。ダイオードＤ６は、ＮＰＮトランジスタＱ５のエミッタ−コレクタ間にエミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように接続される。   Buffer capacitor C3, diode D5, and NPN transistor Q5 are connected in series between nodes N1 and N2. More specifically, NPN transistor Q5 has an emitter connected to node N1 and a collector connected to the output terminal of diode D5. Buffer capacitor C3 has one electrode connected to node N2 and the other electrode connected to the input terminal of diode D5. Diode D5 is connected between NPN transistor Q5 and buffer capacitor C3 so that a current flows from node N2 to node N1. The diode D6 is connected between the emitter and collector of the NPN transistor Q5 so that a current flows from the emitter side to the collector side.

共振用リアクトルＬ２およびダイオードＤ７は、緩衝用コンデンサＣ３とダイオードＤ５との間のノードＮ３と負母線ＬＮ３との間に直列に接続される。この場合、共振用リアクトルＬ２は、一方端がノードＮ３に接続され、他方端がダイオードＤ７の出力端子に接続される。ダイオードＤ７は、負母線ＬＮ３からノードＮ３の方向へ電流を流すように接続される。   Resonant reactor L2 and diode D7 are connected in series between node N3 between buffer capacitor C3 and diode D5 and negative bus LN3. In this case, the resonance reactor L2 has one end connected to the node N3 and the other end connected to the output terminal of the diode D7. Diode D7 is connected to allow current to flow from negative bus LN3 to node N3.

補助回路Ｈ２は、緩衝用コンデンサＣ４と、共振用リアクトルＬ３と、ＮＰＮトランジスタＱ６と、ダイオードＤ８〜Ｄ１０とを含む。   The auxiliary circuit H2 includes a buffer capacitor C4, a resonance reactor L3, an NPN transistor Q6, and diodes D8 to D10.

緩衝用コンデンサＣ４、ダイオードＤ８およびＮＰＮトランジスタＱ６は、ノードＮ１とノードＮ２との間に直列に接続される。より具体的には、緩衝用コンデンサＣ４は、一方の電極がノードＮ１に接続され、他方の電極がダイオードＤ８の入力端子に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ６は、エミッタがノードＮ２に接続され、コレクタがダイオードＤ８の出力端子に接続される。ダイオードＤ８は、ノードＮ１からノードＮ２の方向へ電流を流すように緩衝用コンデンサＣ４とＮＰＮトランジスタＱ６との間に接続される。ダイオードＤ９は、ＮＰＮトランジスタＱ６のエミッタ−コレクタ間にエミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように接続される。   Buffer capacitor C4, diode D8, and NPN transistor Q6 are connected in series between nodes N1 and N2. More specifically, buffer capacitor C4 has one electrode connected to node N1 and the other electrode connected to the input terminal of diode D8. NPN transistor Q6 has an emitter connected to node N2 and a collector connected to the output terminal of diode D8. The diode D8 is connected between the buffer capacitor C4 and the NPN transistor Q6 so that a current flows from the node N1 to the node N2. Diode D9 is connected between the emitter and collector of NPN transistor Q6 so that a current flows from the emitter side to the collector side.

共振用リアクトルＬ３およびダイオードＤ１０は、緩衝用コンデンサＣ４とダイオードＤ８との間のノードＮ４と負母線ＬＮ３との間に直列に接続される。この場合、共振用リアクトルＬ３は、一方端がノードＮ４に接続され、他方端がダイオードＤ１０の出力端子に接続される。ダイオードＤ１０は、負母線ＬＮ３からノードＮ４の方向へ電流を流すように接続される。   Resonant reactor L3 and diode D10 are connected in series between node N4 between buffer capacitor C4 and diode D8 and negative bus LN3. In this case, resonance reactor L3 has one end connected to node N4 and the other end connected to the output terminal of diode D10. Diode D10 is connected so that a current flows from negative bus LN3 to node N4.

電流センサーＳ１は、電源Ｖ１と電圧平滑用コンデンサＣ１との間の正母線ＬＮ１に設けられる。   Current sensor S1 is provided on positive bus LN1 between power supply V1 and voltage smoothing capacitor C1.

電圧平滑用コンデンサＣ１は、正母線ＬＮ１と負母線ＬＮ３との間に印加される直流電圧を平滑化してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２、電源Ｖ１および負荷Ｒ１へ供給する。また、電圧平滑用コンデンサＣ２は、正母線ＬＮ２と負母線ＬＮ３との間に印加される直流電圧を平滑化してＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４、電源Ｖ２および負荷Ｒ２へ供給する。   Voltage smoothing capacitor C1 smoothes a DC voltage applied between positive bus LN1 and negative bus LN3, and supplies the smoothed voltage to NPN transistors Q1, Q2, power supply V1, and load R1. Voltage smoothing capacitor C2 smoothes a DC voltage applied between positive bus LN2 and negative bus LN3 and supplies the smoothed voltage to NPN transistors Q3, Q4, power supply V2, and load R2.

電流センサーＳ１は、正母線ＬＮ１を流れる電流の向きを判定するためのセンサーである。ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４は、制御装置（図示せず）からのＰＷＭ信号によりスイッチング制御される。   Current sensor S1 is a sensor for determining the direction of current flowing through positive bus LN1. NPN transistors Q1-Q4 are switching-controlled by a PWM signal from a control device (not shown).

ＮＰＮトランジスタＱ５は、電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オンされ、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オフされる。   The NPN transistor Q5 is always turned on by the control from the control device when the power supply voltage Va1 of the power supply V1 is converted to the power supply voltage Va2 of the power supply V2, and is controlled by the control device when converting the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1. Always off.

また、ＮＰＮトランジスタＱ６は、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オンされ、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オフされる。   The NPN transistor Q6 is always turned on by the control from the control device when the power supply voltage Va2 is converted to the power supply voltage Va1, and is always turned off by the control from the control device when the power supply voltage Va1 is converted to the power supply voltage Va2. The

平滑用リアクトルＬ１は、電源電圧Ｖａ１と電源電圧Ｖａ２との間の電圧変換に利用する電気エネルギーを蓄える。緩衝用コンデンサＣ３は、平滑用リアクトルＬ１からのリアクトル電流によって充電され、共振用リアクトルＬ２、ＮＰＮトランジスタＱ４およびダイオードＤ７と共に共振回路を構成するとき、蓄積した電荷を放電する。   The smoothing reactor L1 stores electrical energy used for voltage conversion between the power supply voltage Va1 and the power supply voltage Va2. The buffer capacitor C3 is charged by the reactor current from the smoothing reactor L1, and discharges the accumulated electric charge when constituting a resonance circuit together with the resonance reactor L2, the NPN transistor Q4, and the diode D7.

ダイオードＤ５は、緩衝用コンデンサＣ３を充電するときの充電方向を制御する。ＮＰＮトランジスタＱ５は、電力の通過方向を制御する。共振用リアクトルＬ２は、緩衝用コンデンサＣ３との間で共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ３に蓄積された電荷を引き抜く。ダイオードＤ７は、共振電流が流れる方向を制御する。   The diode D5 controls the charging direction when charging the buffer capacitor C3. The NPN transistor Q5 controls the power passing direction. The resonance reactor L2 forms a resonance circuit with the buffer capacitor C3, and extracts the electric charge accumulated in the buffer capacitor C3. The diode D7 controls the direction in which the resonance current flows.

緩衝用コンデンサＣ４は、平滑用リアクトルＬ１からのリアクトル電流によって充電され、共振用リアクトルＬ３、ＮＰＮトランジスタＱ２およびダイオードＤ１０と共に共振回路を構成するとき、蓄積した電荷を放電する。   The buffer capacitor C4 is charged by the reactor current from the smoothing reactor L1, and discharges the accumulated charge when it forms a resonance circuit together with the resonance reactor L3, the NPN transistor Q2, and the diode D10.

ダイオードＤ８は、緩衝用コンデンサＣ４を充電するときの充電方向を制御する。ＮＰＮトランジスタＱ６は、電力の通過方向を制御する。共振用リアクトルＬ３は、緩衝用コンデンサＣ４との間で共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ４に蓄積された電荷を引き抜く。ダイオードＤ１０は、共振電流が流れる方向を制御する。   The diode D8 controls the charging direction when charging the buffer capacitor C4. The NPN transistor Q6 controls the power passing direction. The resonance reactor L3 forms a resonance circuit with the buffer capacitor C4, and draws out the electric charge accumulated in the buffer capacitor C4. The diode D10 controls the direction in which the resonance current flows.

なお、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４に印加される電圧ＶＱ１〜ＶＱ４およびＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４を流れる電流ＩＱ１〜ＩＱ４を次のように定義する。電圧ＶＱ１は、正母線ＬＮ１側を正とした電圧であり、電圧ＶＱ２は、ノードＮ１側を正として電圧であり、電圧ＶＱ３は、正母線ＬＮ２側を正とした電圧であり、電圧ＶＱ４は、ノードＮ２側を正とした電圧である。   Note that voltages VQ1 to VQ4 applied to NPN transistors Q1 to Q4 and currents IQ1 to IQ4 flowing through NPN transistors Q1 to Q4 are defined as follows. The voltage VQ1 is a voltage with the positive bus LN1 side as positive, the voltage VQ2 is a voltage with the node N1 side as positive, the voltage VQ3 is a voltage with the positive bus LN2 side as positive, and the voltage VQ4 is The voltage is positive on the node N2 side.

また、電流ＩＱ１は、正母線ＬＮ１からノードＮ１へ流れる方向を正とする電流であり、電流ＩＱ２は、ノードＮ１から負母線ＬＮ３へ流れる方向を正とする電流であり、電流ＩＱ３は、正母線ＬＮ２からノードＮ２へ流れる方向を正とする電流であり、電流ＩＱ４は、ノードＮ２から負母線ＬＮ３へ流れる方向を正とする電流である。   Current IQ1 is a current that is positive in the direction flowing from positive bus LN1 to node N1, current IQ2 is a current that is positive in the direction flowing from node N1 to negative bus LN3, and current IQ3 is positive bus The current flowing in the direction from LN2 to node N2 is positive, and current IQ4 is the current having the direction flowing from node N2 to negative bus LN3 in the positive direction.

さらに、平滑用リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ１は、ノードＮ１からノードＮ２への方向を正とする電流である。   Furthermore, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 is a current having a positive direction from node N1 to node N2.

図２は、電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１に示す電圧変換装置１０の動作を説明するための回路図である。また、図３は、電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１に示す電圧変換装置１０における動作波形図である。   FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage conversion apparatus 10 shown in FIG. 1 when converting the power supply voltage Va1 of the power supply V1 into the power supply voltage Va2 of the power supply V2. FIG. 3 is an operation waveform diagram in the voltage conversion apparatus 10 shown in FIG. 1 when the power supply voltage Va1 of the power supply V1 is converted into the power supply voltage Va2 of the power supply V2.

図２および図３を参照して、電流センサーＳ１が電源Ｖ１からＮＰＮトランジスタＱ１の方向へ流れる電流を検出すると、制御装置（図示せず）は、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２に変換するモードＭＤＥ１であると判定し、電源電圧Ｖａ１から電源電圧Ｖａ２への電圧変換中、ＮＰＮトランジスタＱ５をオンし続ける。   2 and 3, when current sensor S1 detects a current flowing from power supply V1 in the direction of NPN transistor Q1, the control device (not shown) converts mode power supply voltage Va1 into power supply voltage Va2. NPN transistor Q5 is kept on during voltage conversion from power supply voltage Va1 to power supply voltage Va2.

また、制御装置は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオフする。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１→平滑用リアクトルＬ１→ＮＰＮトランジスタＱ４→電源Ｖ１の経路を電流が流れ、平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーが蓄積される（図２の（ａ）参照）。   Further, the control device turns on NPN transistors Q1, Q4 and turns off NPN transistors Q2, Q3. Then, a current flows through the path of NPN transistor Q1 → smoothing reactor L1 → NPN transistor Q4 → power source V1, and electric energy is accumulated in smoothing reactor L1 (see FIG. 2A).

この場合、電圧ＶＱ１，ＶＱ４は０Ｖであり、電圧ＶＱ２，ＶＱ３は、所定の電圧に維持される。また、電流ＩＱ１，ＩＱ４は徐々に増加し、それに伴って平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１も徐々に増加する。また、電流ＩＱ２，ＩＱ３は０Ａに維持される。   In this case, the voltages VQ1 and VQ4 are 0V, and the voltages VQ2 and VQ3 are maintained at predetermined voltages. Further, currents IQ1 and IQ4 gradually increase, and accordingly, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 also gradually increases. Currents IQ2 and IQ3 are maintained at 0A.

その後、タイミングｔ１でＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４がオフされると、緩衝用コンデンサＣ３、ダイオードＤ５およびＮＰＮトランジスタＱ５に電流が流れ、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される（図２の（ｂ）参照）。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４をオフすると、平滑用リアクトルＬ１をノードＮ１からノードＮ２の方向へ流れるリアクトル電流ＩＬ１は、緩衝用コンデンサＣ３、ダイオードＤ５およびＮＰＮトランジスタＱ５の経路に流れ、緩衝用コンデンサＣ３を充電する。すなわち、緩衝用コンデンサＣ３、ダイオードＤ５およびＮＰＮトランジスタＱ５は、平滑用リアクトルＬ１と共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ３は、共振電流によって充電される。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４に流れる電流が急激に低下するためＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４のスイッチング損失が減少する。   Thereafter, when the NPN transistors Q1 and Q4 are turned off at timing t1, a current flows through the buffer capacitor C3, the diode D5, and the NPN transistor Q5, and the NPN transistors Q1 and Q4 are zero-voltage switched (ZVS) (FIG. 2). (See (b)). In this case, when NPN transistors Q1 and Q4 are turned off, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 in the direction from node N1 to node N2 flows through the path of buffer capacitor C3, diode D5 and NPN transistor Q5. Charge C3. That is, the buffer capacitor C3, the diode D5, and the NPN transistor Q5 constitute a resonance circuit with the smoothing reactor L1, and the buffer capacitor C3 is charged by the resonance current. Therefore, since the current flowing through NPN transistors Q1 and Q4 rapidly decreases, the switching loss of NPN transistors Q1 and Q4 decreases.

緩衝用コンデンサＣ３がリアクトル電流ＩＬ１によって充電されると、それに伴って電圧ＶＱ１，ＶＱ４は上昇する。また、電圧ＶＱ２，ＶＱ３は、緩衝用コンデンサＣ３の充電に伴って低下し、タイミングｔ２で０Ｖになる。すなわち、緩衝用コンデンサＣ３の充電に伴って、ノードＮ１上の電位は低下し、ノードＮ２上の電位は上昇して、電圧ＶＱ１，ＶＱ４は上昇し、電圧ＶＱ２，ＶＱ３は低下する。   When the buffer capacitor C3 is charged by the reactor current IL1, the voltages VQ1 and VQ4 rise accordingly. The voltages VQ2 and VQ3 decrease as the buffer capacitor C3 is charged, and become 0 V at timing t2. That is, as the buffer capacitor C3 is charged, the potential on the node N1 decreases, the potential on the node N2 increases, the voltages VQ1 and VQ4 increase, and the voltages VQ2 and VQ3 decrease.

そうすると、ダイオードＤ２およびＤ３がオンされ、電流ＩＱ２，ＩＱ３は、負の方向に流れ、ＮＰＮトランジスタＱ２→平滑用リアクトルＬ１→ＮＰＮトランジスタＱ３→電圧平滑用コンデンサＣ２の経路で電流が還流する（図２の（ｃ）および図３参照）。   Then, diodes D2 and D3 are turned on, and currents IQ2 and IQ3 flow in the negative direction, and the current flows back through the path of NPN transistor Q2 → smoothing reactor L1 → NPN transistor Q3 → voltage smoothing capacitor C2 (FIG. 2). (C) and FIG. 3).

その後、電流ＩＱ２，ＩＱ３が負の方向の最大値に達したタイミングｔ３でＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３がオンされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。そして、負の方向に流れる電流ＩＱ２，ＩＱ３は、平滑用リアクトルＬ１に蓄積された電気エネルギーの減少に伴って徐々に減少する。   Thereafter, the NPN transistors Q2 and Q3 are turned on at the timing t3 when the currents IQ2 and IQ3 reach the maximum value in the negative direction. That is, the NPN transistors Q2 and Q3 are zero voltage switched (ZVS). The currents IQ2 and IQ3 flowing in the negative direction gradually decrease as the electric energy stored in the smoothing reactor L1 decreases.

そして、タイミングｔ４でＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３がオフされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。その後、タイミングｔ５でＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４が再びオンされると（すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））、緩衝用コンデンサＣ３→ＮＰＮトランジスタＱ４→ダイオードＤ７→共振用リアクトルＬ２の経路で共振電流が流れる（図２の（ｄ）参照）。   At time t4, the NPN transistors Q2 and Q3 are turned off. That is, the NPN transistors Q2 and Q3 are zero voltage switched (ZVS). Thereafter, when the NPN transistors Q1 and Q4 are turned on again at timing t5 (that is, zero current switching (ZCS)), the resonance current flows through the path of the buffer capacitor C3 → the NPN transistor Q4 → the diode D7 → the resonance reactor L2. (See (d) in FIG. 2).

この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４をオンした直後においては、緩衝用コンデンサＣ３には、タイミングｔ１からタイミングｔ３までの間における充電による電荷が蓄積されているため、ＮＰＮトランジスタＱ４を流れる電流ＩＱ４は、タイミングｔ５以降、急激に増加する。そして、緩衝用コンデンサＣ３が共振電流によって放電されると、電流ＩＱ４は、ＮＰＮトランジスタＱ１に流れる電流ＩＱ１と同じように徐々に増加する（図３参照）。そして、上述した図２の（ａ）へ移行する。   In this case, immediately after the NPN transistors Q1 and Q4 are turned on, the buffer capacitor C3 accumulates charge due to charging from timing t1 to timing t3. Therefore, the current IQ4 flowing through the NPN transistor Q4 is After timing t5, it increases rapidly. When the buffer capacitor C3 is discharged by the resonance current, the current IQ4 gradually increases in the same manner as the current IQ1 flowing through the NPN transistor Q1 (see FIG. 3). And it transfers to (a) of FIG. 2 mentioned above.

このように、図２の（ａ）から（ｄ）までの各ステップを経て電圧変換装置１０は、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２に変換する。この場合、Ｖａ１＜Ｖａ２であれば、電圧変換装置１０は昇圧動作を行なうことになり、Ｖａ１＞Ｖａ２であれば、電圧変換装置１０は降圧動作を行なうことになる。   As described above, the voltage conversion device 10 converts the power supply voltage Va1 into the power supply voltage Va2 through the steps from (a) to (d) of FIG. In this case, if Va1 <Va2, the voltage converter 10 performs a boost operation, and if Va1> Va2, the voltage converter 10 performs a step-down operation.

また、緩衝用コンデンサＣ３は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４がオンからオフへスイッチングされると、平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１によって充電され得るようにノードＮ１とノードＮ２との間に配置されているため、ＮＰＮトランジスタＱ５を常時オンすることができる。   Buffer capacitor C3 is arranged between nodes N1 and N2 so that when NPN transistors Q1 and Q4 are switched from on to off, they can be charged by reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1. Therefore, the NPN transistor Q5 can be always turned on.

すなわち、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４の両端に緩衝用コンデンサが接続されている場合、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４をオンして平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーを蓄積した後、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４をオフしてＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３に接続された緩衝用コンデンサを放電させ、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３に接続されたダイオードを導通させるためには、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ２からノードＮ１へ流すことを禁止する必要があるためＮＰＮトランジスタＱ５を常時オンすることができない。   That is, when a buffer capacitor is connected to both ends of each of the NPN transistors Q1 to Q4, the NPN transistors Q1 and Q4 are turned on and electric energy is accumulated in the smoothing reactor L1, and then the NPN transistors Q1 and Q4 are turned off. In order to discharge the buffer capacitor connected to the NPN transistors Q2 and Q3 and to make the diode connected to the NPN transistors Q2 and Q3 conductive, it is necessary to prohibit the reactor current IL1 from flowing from the node N2 to the node N1. Therefore, the NPN transistor Q5 cannot be always turned on.

しかし、本発明のように緩衝用コンデンサＣ３をノードＮ１とノードＮ２との間に配置した場合、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ２からノードＮ１へ流すことによって緩衝用コンデンサＣ３を充電し、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３の両端の電圧ＶＱ２，ＶＱ３を０Ｖまで低下させてダイオードＤ２，Ｄ３を導通させることができる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ５を常時オンすることができる。そして、補助回路Ｈ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４がオンからオフへスイッチングされると、リアクトル電流ＩＬ１によって緩衝用コンデンサＣ３に電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によってノードＮ１およびＮ２上の電位をそれぞれ低下および上昇させてダイオードＤ２，Ｄ３を導通させる。   However, when the buffer capacitor C3 is arranged between the node N1 and the node N2 as in the present invention, the buffer capacitor C3 is charged by flowing the reactor current IL1 from the node N2 to the node N1, and the NPN transistor Q2, The voltages VQ2 and VQ3 at both ends of Q3 can be reduced to 0V to make the diodes D2 and D3 conductive. Therefore, the NPN transistor Q5 can be always turned on. When the NPN transistors Q1 and Q4 are switched from on to off, the auxiliary circuit H1 accumulates electric charges in the buffer capacitor C3 by the reactor current IL1, and the electric charges accumulate the potentials on the nodes N1 and N2, respectively. The diodes D2 and D3 are made conductive by lowering and raising.

図４は、電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１に示す電圧変換装置１０の動作を説明するための回路図である。また、図５は、電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１に示す電圧変換装置１０における動作波形図である。   FIG. 4 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage conversion apparatus 10 shown in FIG. 1 when converting the power supply voltage Va2 of the power supply V2 into the power supply voltage Va1 of the power supply V1. FIG. 5 is an operation waveform diagram in the voltage converter 10 shown in FIG. 1 when the power supply voltage Va2 of the power supply V2 is converted into the power supply voltage Va1 of the power supply V1.

図４および図５を参照して、電流センサーＳ１がＮＰＮトランジスタＱ１から電源Ｖ１の方向へ流れる電流を検出すると、制御装置（図示せず）は、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換するモードＭＤＥ２であると判定し、電源電圧Ｖａ２から電源電圧Ｖａ１への電圧変換中、ＮＰＮトランジスタＱ６をオンし続ける。   Referring to FIGS. 4 and 5, when current sensor S1 detects a current flowing from NPN transistor Q1 in the direction of power supply V1, the control device (not shown) converts mode power supply voltage Va2 into power supply voltage Va1. NPN transistor Q6 is kept on during voltage conversion from power supply voltage Va2 to power supply voltage Va1.

また、制御装置は、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４をオフする。そして、ＮＰＮトランジスタＱ３→平滑用リアクトルＬ１→ＮＰＮトランジスタＱ２→電源Ｖ２の経路を電流が流れ、平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーが蓄積される（図４の（ａ）参照）。   Further, the control device turns on NPN transistors Q2 and Q3 and turns off NPN transistors Q1 and Q4. Then, a current flows through the path of NPN transistor Q3 → smoothing reactor L1 → NPN transistor Q2 → power source V2, and electric energy is accumulated in smoothing reactor L1 (see FIG. 4A).

この場合、電圧ＶＱ２，ＶＱ３は０Ｖであり、電圧ＶＱ１，ＶＱ４は、所定の電圧に維持される。また、電流ＩＱ２，ＩＱ３は徐々に増加し、それに伴って平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１も徐々に増加する（リアクトル電流ＩＬ１は、ノードＮ１からノードＮ２の方向を正としているため、図５においては負方向に増加する）。電流ＩＱ１，ＩＱ４は０Ａに維持される。   In this case, the voltages VQ2 and VQ3 are 0V, and the voltages VQ1 and VQ4 are maintained at predetermined voltages. Further, currents IQ2 and IQ3 gradually increase, and accordingly, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 also gradually increases (reactor current IL1 has a positive direction from node N1 to node N2; In the negative direction). Currents IQ1 and IQ4 are maintained at 0A.

その後、タイミングｔ６でＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオフすると、緩衝用コンデンサＣ４、ダイオードＤ８およびＮＰＮトランジスタＱ６に電流が流れ、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される（図４の（ｂ）参照）。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオフすると、平滑用リアクトルＬ１をノードＮ２からノードＮ１の方向へ流れるリアクトル電流ＩＬ１は、緩衝用コンデンサＣ４、ダイオードＤ８およびＮＰＮトランジスタＱ６の経路に流れ、緩衝用コンデンサＣ４を充電する。すなわち、緩衝用コンデンサＣ４、ダイオードＤ８およびＮＰＮトランジスタＱ６は、平滑用リアクトルＬ１と共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ４は、共振電流によって充電される。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３に流れる電流が急激に低下するためＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３のスイッチング損失が減少する。   Thereafter, when the NPN transistors Q2 and Q3 are turned off at timing t6, a current flows through the buffer capacitor C4, the diode D8 and the NPN transistor Q6, and the NPN transistors Q2 and Q3 are zero-voltage switched (ZVS) ( b)). In this case, when NPN transistors Q2 and Q3 are turned off, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 in the direction from node N2 to node N1 flows through the path of buffer capacitor C4, diode D8 and NPN transistor Q6, and the buffer capacitor Charge C4. That is, the buffer capacitor C4, the diode D8, and the NPN transistor Q6 constitute a resonance circuit with the smoothing reactor L1, and the buffer capacitor C4 is charged by the resonance current. Accordingly, since the current flowing through the NPN transistors Q2 and Q3 rapidly decreases, the switching loss of the NPN transistors Q2 and Q3 decreases.

緩衝用コンデンサＣ４がリアクトル電流ＩＬ１によって充電されると、それに伴って電圧ＶＱ２，ＶＱ３は上昇する。また、電圧ＶＱ１，ＶＱ４は、緩衝用コンデンサＣ４の充電に伴って低下し、タイミングｔ７で０Ｖになる。すなわち、緩衝用コンデンサＣ４の充電に伴って、ノードＮ１上の電位は上昇し、ノードＮ２上の電位は低下して、電圧ＶＱ２，ＶＱ３は上昇し、電圧ＶＱ１，ＶＱ４は低下する。   When the buffer capacitor C4 is charged by the reactor current IL1, the voltages VQ2 and VQ3 increase accordingly. Further, the voltages VQ1 and VQ4 decrease as the buffer capacitor C4 is charged, and become 0 V at timing t7. That is, as the buffer capacitor C4 is charged, the potential on the node N1 increases, the potential on the node N2 decreases, the voltages VQ2 and VQ3 increase, and the voltages VQ1 and VQ4 decrease.

そうすると、ダイオードＤ１およびＤ４がオンされ、電流ＩＱ１，ＩＱ４は、負の方向に流れ、ＮＰＮトランジスタＱ４→平滑用リアクトルＬ１→ＮＰＮトランジスタＱ１→電圧平滑用コンデンサＣ１の経路で電流が還流する（図４の（ｃ）および図５参照）。   Then, diodes D1 and D4 are turned on, and currents IQ1 and IQ4 flow in the negative direction, and current flows back through a path of NPN transistor Q4 → smoothing reactor L1 → NPN transistor Q1 → voltage smoothing capacitor C1 (FIG. 4). (C) and FIG. 5).

その後、電流ＩＱ１，ＩＱ４が負の方向の最大値に達したタイミングｔ８でＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４がオンされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。そして、負の方向に流れる電流ＩＱ１，ＩＱ４は、平滑用リアクトルＬ１に蓄積された電気エネルギーの減少に伴って徐々に減少する。   Thereafter, the NPN transistors Q1 and Q4 are turned on at a timing t8 when the currents IQ1 and IQ4 reach the maximum value in the negative direction. That is, the NPN transistors Q1 and Q4 are zero voltage switched (ZVS). The currents IQ1 and IQ4 flowing in the negative direction gradually decrease as the electric energy stored in the smoothing reactor L1 decreases.

そして、タイミングｔ９でＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４がオフされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。その後、タイミングｔ１０でＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３が再びオンされると（すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））、緩衝用コンデンサＣ４→ＮＰＮトランジスタＱ２→ダイオードＤ１０→共振用リアクトルＬ３の経路で共振電流が流れる（図４の（ｄ）参照）。   At time t9, the NPN transistors Q1 and Q4 are turned off. That is, the NPN transistors Q1 and Q4 are zero voltage switched (ZVS). After that, when the NPN transistors Q2 and Q3 are turned on again at timing t10 (that is, zero current switching (ZCS)), the resonance current flows through the path of the buffer capacitor C4 → NPN transistor Q2 → diode D10 → resonance reactor L3. (See (d) in FIG. 4).

この場合、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオンした直後においては、緩衝用コンデンサＣ４には、タイミングｔ６からタイミングｔ８までの間における充電による電荷が蓄積されているため、ＮＰＮトランジスタＱ２を流れる電流ＩＱ２は、タイミングｔ１０以降、急激に増加する。そして、緩衝用コンデンサＣ４が共振電流によって放電されると、電流ＩＱ２は、ＮＰＮトランジスタＱ３に流れる電流ＩＱ３と同じように徐々に増加する（図５参照）。そして、上述した図４の（ａ）へ移行する。   In this case, immediately after the NPN transistors Q2 and Q3 are turned on, the buffer capacitor C4 stores the charge due to charging from timing t6 to timing t8, so the current IQ2 flowing through the NPN transistor Q2 is After timing t10, it increases rapidly. When the buffer capacitor C4 is discharged by the resonance current, the current IQ2 gradually increases in the same manner as the current IQ3 flowing through the NPN transistor Q3 (see FIG. 5). And it transfers to (a) of FIG. 4 mentioned above.

このように、図４の（ａ）から（ｄ）までの各ステップを経て電圧変換装置１０は、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換する。この場合、Ｖａ２＜Ｖａ１であれば、電圧変換装置１０は昇圧動作を行なうことになり、Ｖａ２＞Ｖａ１であれば、電圧変換装置１０は降圧動作を行なうことになる。   As described above, the voltage conversion device 10 converts the power supply voltage Va2 into the power supply voltage Va1 through the steps from (a) to (d) of FIG. In this case, if Va2 <Va1, the voltage conversion device 10 performs a boost operation, and if Va2> Va1, the voltage conversion device 10 performs a step-down operation.

また、緩衝用コンデンサＣ４は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４がオンからオフへスイッチングされると、平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１によって充電され得るようにノードＮ１とノードＮ２との間に配置されているため、ＮＰＮトランジスタＱ６を常時オンすることができる。   Buffer capacitor C4 is arranged between nodes N1 and N2 so that it can be charged by reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 when NPN transistors Q1 and Q4 are switched from on to off. Therefore, the NPN transistor Q6 can be always turned on.

すなわち、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４の両端に緩衝用コンデンサが接続されている場合、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオンして平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーを蓄積した後、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３をオフしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４に接続された緩衝用コンデンサを放電させ、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４に接続されたダイオードを導通させるためには、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ１からノードＮ２へ流すことを禁止する必要があるためＮＰＮトランジスタＱ６を常時オンすることができない。   That is, when a buffer capacitor is connected to both ends of each of the NPN transistors Q1 to Q4, the NPN transistors Q2 and Q3 are turned on to store electric energy in the smoothing reactor L1, and then the NPN transistors Q2 and Q3 are turned off. In order to discharge the buffer capacitors connected to the NPN transistors Q1 and Q4 and to turn on the diodes connected to the NPN transistors Q1 and Q4, it is necessary to prohibit the reactor current IL1 from flowing from the node N1 to the node N2. Therefore, the NPN transistor Q6 cannot be always turned on.

しかし、本発明のように緩衝用コンデンサＣ４をノードＮ２とノードＮ１との間に配置した場合、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ１からノードＮ２へ流すことによって緩衝用コンデンサＣ４を充電し、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４の両端の電圧ＶＱ１，ＶＱ４を０Ｖまで低下させてダイオードＤ１，Ｄ４を導通させることができる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ６を常時オンすることができる。そして、補助回路Ｈ２は、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３がオンからオフへスイッチングされると、リアクトル電流ＩＬ１によって緩衝用コンデンサＣ４に電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によってノードＮ１およびＮ２上の電位をそれぞれ上昇および低下させてダイオードＤ１，Ｄ４を導通させる。   However, when the buffer capacitor C4 is arranged between the node N2 and the node N1 as in the present invention, the buffer capacitor C4 is charged by flowing the reactor current IL1 from the node N1 to the node N2, and the NPN transistor Q1, The voltages VQ1 and VQ4 at both ends of Q4 can be lowered to 0V to make the diodes D1 and D4 conductive. Therefore, the NPN transistor Q6 can be always turned on. When the NPN transistors Q2 and Q3 are switched from on to off, the auxiliary circuit H2 accumulates charges in the buffer capacitor C4 by the reactor current IL1, and the potentials on the nodes N1 and N2 are respectively stored by the accumulation of the charges. The diodes D1 and D4 are made conductive by being raised and lowered.

このように、電圧変換装置１０においては、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２へ変換する場合、ＮＰＮトランジスタＱ５を常時オンし、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１へ変換する場合、ＮＰＮトランジスタＱ６を常時オンするので、ＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の制御性を向上できる。すなわち、電圧変換装置１０の制御性を向上できる。   Thus, in the voltage conversion device 10, when the power supply voltage Va1 is converted to the power supply voltage Va2, the NPN transistor Q5 is always turned on, and when the power supply voltage Va2 is converted to the power supply voltage Va1, the NPN transistor Q6 is always turned on. Therefore, the controllability of NPN transistors Q5 and Q6 can be improved. That is, the controllability of the voltage conversion device 10 can be improved.

また、電圧変換装置１０においては、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４のオンからオフへのスイッチング時、緩衝用コンデンサＣ３は、リアクトル電流ＩＬ１によって充電され、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４に流れる電流ＩＱ１，ＩＱ４を減少させる。また、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３のオンからオフへのスイッチング時、緩衝用コンデンサＣ４は、リアクトル電流ＩＬ１によって充電され、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３に流れる電流ＩＱ２，ＩＱ３を減少させる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４におけるスイッチング損失を低減できる。その結果、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を可聴域以上の周波数に設定でき、電圧変換装置１０におけるスイッチングによる騒音を低減できる。   In voltage converter 10, when NPN transistors Q1 and Q4 are switched from on to off, buffer capacitor C3 is charged by reactor current IL1, and currents IQ1 and IQ4 flowing through NPN transistors Q1 and Q4 are reduced. . Further, when the NPN transistors Q2 and Q3 are switched from on to off, the buffer capacitor C4 is charged by the reactor current IL1, and the currents IQ2 and IQ3 flowing through the NPN transistors Q2 and Q3 are reduced. Therefore, the switching loss in NPN transistors Q1-Q4 can be reduced. As a result, the switching frequency of the NPN transistors Q1 to Q4 can be set to a frequency higher than the audible range, and noise due to switching in the voltage conversion device 10 can be reduced.

なお、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４および平滑用リアクトルＬ１は、「電圧変換回路」を構成する。   The NPN transistors Q1 to Q4, the diodes D1 to D4, and the smoothing reactor L1 constitute a “voltage conversion circuit”.

また、補助回路Ｈ１およびＨ２は、平滑用リアクトルＬ１に並列に接続され、電圧変換においてノードＮ１とノードＮ２との間に電流を流すように常時活性化される「補助回路」を構成する。   Auxiliary circuits H1 and H2 are connected in parallel to smoothing reactor L1, and constitute an “auxiliary circuit” that is always activated so that a current flows between nodes N1 and N2 in voltage conversion.

さらに、補助回路Ｈ１は、電源電圧Ｖａ１から電源電圧Ｖａ２への電圧変換においてノードＮ２からノードＮ１へ電流を流すように常時活性化される「第１の補助回路」を構成する。   Further, auxiliary circuit H1 constitutes a “first auxiliary circuit” that is always activated so that a current flows from node N2 to node N1 in voltage conversion from power supply voltage Va1 to power supply voltage Va2.

さらに、補助回路Ｈ２は、電源電圧Ｖａ２から電源電圧Ｖａ１への電圧変換においてノードＮ１からノードＮ２へ電流を流すように常時活性化される「第２の補助回路」を構成する。   Further, auxiliary circuit H2 constitutes a “second auxiliary circuit” that is always activated so that a current flows from node N1 to node N2 in voltage conversion from power supply voltage Va2 to power supply voltage Va1.

さらに、ＮＰＮトランジスタＱ１およびダイオードＤ１は、「第１の上アーム」を構成し、ＮＰＮトランジスタＱ３およびダイオードＤ３は、「第２の上アーム」を構成する。   Furthermore, NPN transistor Q1 and diode D1 constitute a “first upper arm”, and NPN transistor Q3 and diode D3 constitute a “second upper arm”.

さらに、ＮＰＮトランジスタＱ２およびダイオードＤ２は、「第１の下アーム」を構成し、ＮＰＮトランジスタＱ４およびダイオードＤ４は、「第２の下アーム」を構成する。   Furthermore, NPN transistor Q2 and diode D2 constitute a “first lower arm”, and NPN transistor Q4 and diode D4 constitute a “second lower arm”.

さらに、緩衝用コンデンサＣ３、ダイオードＤ５，Ｄ６およびＮＰＮトランジスタＱ５は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４のオンからオフへのスイッチング時、共振電流によって電荷を蓄積して第１の下アーム（ＮＰＮトランジスタＱ２およびダイオードＤ２）および第２の上アーム（ＮＰＮトランジスタＱ３およびダイオードＤ３）を導通させる「第１の導通回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C3, the diodes D5 and D6, and the NPN transistor Q5 accumulate charges by the resonance current when the NPN transistors Q1 and Q4 are switched from on to off, and store the first lower arm (the NPN transistor Q2 and the diode). D2) and the second upper arm (NPN transistor Q3 and diode D3) are configured to form a “first conduction circuit”.

さらに、緩衝用コンデンサＣ３、共振用リアクトルＬ２およびダイオードＤ７は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４のオフからオンへのスイッチング時、第１の導通回路に蓄積された電荷を放電する「第１の放電回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C3, the resonance reactor L2, and the diode D7 discharge the electric charge accumulated in the first conduction circuit when the NPN transistors Q1 and Q4 are switched from OFF to ON. Configure.

さらに、緩衝用コンデンサＣ４、ダイオードＤ８，Ｄ９およびＮＰＮトランジスタＱ６は、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３のオンからオフへのスイッチング時、共振電流によって電荷を蓄積して第１の上アーム（ＮＰＮトランジスタＱ１およびダイオードＤ１）および第２の下アーム（ＮＰＮトランジスタＱ４およびダイオードＤ４）を導通させる「第２の導通回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C4, the diodes D8 and D9, and the NPN transistor Q6 accumulate charges by the resonance current when the NPN transistors Q2 and Q3 are switched from on to off, and store the first upper arm (the NPN transistor Q1 and the diode). D1) and the second lower arm (NPN transistor Q4 and diode D4) are configured to form a “second conduction circuit”.

さらに、緩衝用コンデンサＣ４、共振用リアクトルＬ３およびダイオードＤ１０は、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３のオフからオンへのスイッチング時、第２の導通回路に蓄積された電荷を放電する「第２の放電回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C4, the resonance reactor L3, and the diode D10 discharge the electric charge accumulated in the second conduction circuit when the NPN transistors Q2 and Q3 are switched from OFF to ON. Configure.

図６は、図１に示す電圧変換装置１０を応用した駆動システムの概略ブロック図である。図６を参照して、駆動システム１００は、バッテリＢと、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃと、補機２０と、燃料電池３０と、インバータ４０と、モータ５０と、エアポンプ６０と、水素ポンプ７０と、ウォータポンプ８０とを備える。駆動システム１００は、例えば、自動車に搭載される。   FIG. 6 is a schematic block diagram of a drive system to which the voltage converter 10 shown in FIG. 1 is applied. Referring to FIG. 6, drive system 100 includes battery B, voltage conversion devices 10 </ b> A to 10 </ b> C, auxiliary machine 20, fuel cell 30, inverter 40, motor 50, air pump 60, and hydrogen pump 70. And a water pump 80. The drive system 100 is mounted on, for example, an automobile.

電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃの各々は、上述した電圧変換装置１０からなる。そして、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、ノードＮ５とノードＮ６との間に並列に接続される。この場合、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、電圧平滑用コンデンサＣ１がバッテリＢ側に配置され、電圧平滑用コンデンサＣ２が燃料電池３０側に配置されるように、ノードＮ５とノードＮ６との間に接続される。   Each of the voltage converters 10A to 10C includes the voltage converter 10 described above. Voltage converters 10A to 10C are connected in parallel between nodes N5 and N6. In this case, the voltage converters 10A to 10C are arranged between the node N5 and the node N6 so that the voltage smoothing capacitor C1 is disposed on the battery B side and the voltage smoothing capacitor C2 is disposed on the fuel cell 30 side. Connected.

バッテリＢは、ノードＮ５に接続される。補機２０は、バッテリＢと電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃとの間のノードＮ５に接続される。燃料電池３０およびインバータ４０は、ノードＮ６に接続される。エアポンプ６０、水素ポンプ７０およびウォータポンプ８０も、ノードＮ６に接続される。   Battery B is connected to node N5. The auxiliary machine 20 is connected to a node N5 between the battery B and the voltage converters 10A to 10C. Fuel cell 30 and inverter 40 are connected to node N6. Air pump 60, hydrogen pump 70, and water pump 80 are also connected to node N6.

電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、バッテリＢと燃料電池３０との間で上述した動作によって双方向の電圧変換を行なう。この場合、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、バッテリＢからの電源電圧Ｖａ１を上述した動作によって燃料電池３０の電源電圧Ｖａ２に変換してノードＮ６へ供給する。また、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、燃料電池３０からの電源電圧Ｖａ２またはモータ５０によって発電され、かつ、インバータ４０によって変換され直流電圧を変換してバッテリＢを充電する。   The voltage conversion devices 10A to 10C perform bidirectional voltage conversion between the battery B and the fuel cell 30 by the above-described operation. In this case, the voltage converters 10A to 10C convert the power supply voltage Va1 from the battery B into the power supply voltage Va2 of the fuel cell 30 by the above-described operation, and supply it to the node N6. Further, the voltage conversion devices 10A to 10C are generated by the power supply voltage Va2 from the fuel cell 30 or the motor 50 and converted by the inverter 40 to convert the DC voltage to charge the battery B.

補機２０は、バッテリＢからの直流電圧により駆動される。燃料電池３０は、エアポンプ６０からの空気、水素ポンプ７０からの水素およびウォータポンプ８０からの水により発電し、その発電した電力をノードＮ６に供給する。   The auxiliary machine 20 is driven by a DC voltage from the battery B. The fuel cell 30 generates power using the air from the air pump 60, the hydrogen from the hydrogen pump 70, and the water from the water pump 80, and supplies the generated power to the node N6.

インバータ４０は、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃまたは燃料電池３０からの直流電圧をノードＮ６を介して受け、その受けた直流電圧を交流電圧に変換してモータ５０を駆動する。また、インバータ４０は、モータ５０が発電した交流電圧を直流電圧に変換してノードＮ６に供給する。モータ５０は、インバータ４０からの制御によって自動車の駆動輪を駆動する。また、モータ５０は、自動車の駆動輪からの動力によって交流電圧を発電してインバータ４０に供給する。   Inverter 40 receives a DC voltage from voltage converters 10A to 10C or fuel cell 30 via node N6, converts the received DC voltage to an AC voltage, and drives motor 50. Further, the inverter 40 converts the AC voltage generated by the motor 50 into a DC voltage and supplies it to the node N6. The motor 50 drives the driving wheels of the automobile under the control of the inverter 40. In addition, the motor 50 generates an AC voltage by power from driving wheels of the automobile and supplies it to the inverter 40.

エアポンプ６０は、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃからの直流電圧によって駆動され、空気を燃料電池３０に供給する。水素ポンプ７０は、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃからの直流電圧によって駆動され、水素を燃料電池３０に供給する。ウォータポンプ８０は、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃからの直流電圧によって駆動され、水を燃料電池３０に供給する。   The air pump 60 is driven by a DC voltage from the voltage converters 10 </ b> A to 10 </ b> C and supplies air to the fuel cell 30. The hydrogen pump 70 is driven by a DC voltage from the voltage converters 10 </ b> A to 10 </ b> C and supplies hydrogen to the fuel cell 30. The water pump 80 is driven by a DC voltage from the voltage converters 10 </ b> A to 10 </ b> C and supplies water to the fuel cell 30.

駆動システム１００は、バッテリＢからの直流電圧を電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃによって変換した電圧または燃料電池３０からの電圧を用いて自動車の駆動輪を駆動するとともに、モータ５０が駆動輪の動力によって発電した電力によってバッテリＢを充電する。   The drive system 100 uses the voltage obtained by converting the DC voltage from the battery B by the voltage converters 10A to 10C or the voltage from the fuel cell 30 to drive the drive wheels of the automobile, and the motor 50 generates power using the power of the drive wheels. The battery B is charged with the generated power.

図７は、図６に示す駆動システム１００における電力の制御パターンを示す図である。図７の（ａ）〜（ｄ）において、横軸は、電流を表わし、縦軸は、電圧を表わす。また、Ｖは、駆動システム１００のシステム電圧を表わす。さらに、曲線ｋ１は、燃料電池３０の電圧−電流特性を表わし、直線ｋ２は、バッテリＢの電圧−電流特性を表わす。   FIG. 7 is a diagram showing a power control pattern in drive system 100 shown in FIG. 7A to 7D, the horizontal axis represents current, and the vertical axis represents voltage. V represents a system voltage of the drive system 100. Further, the curve k1 represents the voltage-current characteristic of the fuel cell 30, and the straight line k2 represents the voltage-current characteristic of the battery B.

図７を参照して、通常、所定のパワーが要求されると、車両要求パワーをバッテリＢからの電力と燃料電池３０からの電力によって負担する。すなわち、燃料電池３０に流れる電流をＩｆｃ、バッテリ電流をＩｂとすると、車両要求パワー＝Ｖ・Ｉｂ＋Ｖ・ＩｆｃおよびＶ・Ｉｂ≒Ｖ・Ｉｆｃになるように、燃料電池３０の動作点ＤＰ１およびバッテリＢの動作点ＤＰ２がそれぞれ曲線ｋ１および直線ｋ２上で決定される（図７の（ａ）参照）。そして、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、バッテリＢの電源電圧Ｖａ１を上述した動作によって電源電圧Ｖａ２に変換してノードＮ６に供給する。インバータ４０は、燃料電池３０および電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃからの直流電圧を交流電圧に変換してモータ５０を駆動する。   Referring to FIG. 7, normally, when a predetermined power is required, the vehicle required power is borne by the power from battery B and the power from fuel cell 30. That is, if the current flowing through the fuel cell 30 is Ifc and the battery current is Ib, the operating point DP1 of the fuel cell 30 and the battery B are such that the vehicle required power is V · Ib + V · Ifc and V · Ib≈V · Ifc. Are determined on the curve k1 and the straight line k2, respectively (see (a) of FIG. 7). Then, the voltage conversion devices 10A to 10C convert the power supply voltage Va1 of the battery B into the power supply voltage Va2 by the operation described above and supply the power supply voltage Va2 to the node N6. Inverter 40 converts the DC voltage from fuel cell 30 and voltage converters 10 </ b> A to 10 </ b> C into an AC voltage to drive motor 50.

図７の（ａ）に示す基本特性から燃料電池３０の電力負担が増加し、バッテリＢからの電力負担が減少した場合、車両要求パワー＝−Ｖ・Ｉｂ＋Ｖ・ＩｆｃおよびＶ・Ｉｆｃ＞Ｖ・Ｉｂが成立するように、燃料電池３０の動作点ＤＰ１およびバッテリＢの動作点ＤＰ２がそれぞれ曲線ｋ１および直線ｋ２上で決定される（図７の（ｂ）参照）。この場合、動作点ＤＰ２が第２象限に存在するように図７の（ａ）に示す直線ｋ２が平行移動される。   When the power load of the fuel cell 30 increases and the power load from the battery B decreases due to the basic characteristics shown in FIG. 7A, the vehicle required power = −V · Ib + V · Ifc and V · Ifc> V · Ib So that the operating point DP1 of the fuel cell 30 and the operating point DP2 of the battery B are determined on the curve k1 and the straight line k2, respectively (see FIG. 7B). In this case, the straight line k2 shown in FIG. 7A is translated so that the operating point DP2 exists in the second quadrant.

そして、燃料電池３０は、発電した電力をノードＮ６へ供給する。インバータ４０は、燃料電池３０からの直流電圧を交流電圧に変換してモータ５０を駆動する。また、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、燃料電池３０からの電源電圧Ｖａ２を上述した動作によって電源電圧Ｖａ１に変換してバッテリＢを充電する。   Then, the fuel cell 30 supplies the generated power to the node N6. The inverter 40 converts the DC voltage from the fuel cell 30 into an AC voltage and drives the motor 50. Further, the voltage conversion devices 10A to 10C convert the power supply voltage Va2 from the fuel cell 30 into the power supply voltage Va1 by the above-described operation, and charge the battery B.

図７の（ａ）に示す基本特性からバッテリＢの電力負担が増加し、燃料電池３０の電力負担が減少した場合、車両要求パワー＝Ｖ・Ｉｂ＋Ｖ・ＩｆｃおよびＶ・Ｉｆｃ＜Ｖ・Ｉｂが成立するように、燃料電池３０の動作点ＤＰ１およびバッテリＢの動作点ＤＰ２がそれぞれ曲線ｋ１および直線ｋ２上で決定される（図７の（ｃ）参照）。この場合、動作点ＤＰ１は、曲線ｋ１上でＩｆｃ＜Ｉｂになるように決定され、動作点ＤＰ２は、直線ｋ２が上方向へ平行移動してＩｆｃ＜Ｉｂになるように決定される。   When the power load of the battery B increases and the power load of the fuel cell 30 decreases due to the basic characteristics shown in FIG. 7A, vehicle required power = V · Ib + V · Ifc and V · Ifc <V · Ib is established. Thus, the operating point DP1 of the fuel cell 30 and the operating point DP2 of the battery B are determined on the curve k1 and the straight line k2, respectively (see (c) of FIG. 7). In this case, the operating point DP1 is determined so that Ifc <Ib on the curve k1, and the operating point DP2 is determined so that the straight line k2 translates upward and becomes Ifc <Ib.

そして、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、バッテリＢからの電源電圧Ｖａ１を上述した動作によって電源電圧Ｖａ２に変換してノードＮ６へ供給し、燃料電池３０は、発電した電力をノードＮ６へ供給する。インバータ４０は、殆ど電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃからの直流電圧を交流電圧に変換してモータ５０を駆動する。そして、燃料電池３０によって発電された電力によるバッテリＢの充電は禁止される。   Then, voltage converters 10A to 10C convert power supply voltage Va1 from battery B to power supply voltage Va2 by the above-described operation and supply it to node N6, and fuel cell 30 supplies the generated power to node N6. The inverter 40 almost converts the DC voltage from the voltage converters 10 </ b> A to 10 </ b> C into an AC voltage and drives the motor 50. And charging of the battery B by the electric power generated by the fuel cell 30 is prohibited.

図７の（ａ）に示す基本特性からモータ５０が発電した電力によってバッテリＢを充電する特性へ移行した場合、車両要求パワー＝−Ｖ・Ｉｂになるように、動作点ＤＰ２が決定される（図７の（ｄ）参照）。この場合、モータ５０が発電した電力によってバッテリＢを充電するので、燃料電池３０は、停止され、動作点ＤＰ１は、曲線ｋ１上に存在しない。一方、動作点ＤＰ２は、バッテリＢが充電されるので、バッテリ電流Ｉｂがマイナスになる第２象限へ移動する。   When the basic characteristic shown in FIG. 7A shifts to the characteristic of charging the battery B with the electric power generated by the motor 50, the operating point DP2 is determined so that the vehicle required power = −V · Ib ( (See (d) of FIG. 7). In this case, since the battery B is charged by the electric power generated by the motor 50, the fuel cell 30 is stopped and the operating point DP1 does not exist on the curve k1. On the other hand, since the battery B is charged, the operating point DP2 moves to the second quadrant where the battery current Ib is negative.

そして、インバータ４０は、モータ５０が発電した交流電圧を直流電圧に変換してノードＮ６へ供給する。電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、ノードＮ６上の直流電圧を変換してバッテリＢを充電する。   Then, inverter 40 converts the AC voltage generated by motor 50 into a DC voltage and supplies it to node N6. Voltage converters 10A to 10C convert DC voltage on node N6 to charge battery B.

このように、駆動システム１００においては、各種の制御パターンが存在する。そして、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃは、各種の制御パターンにおいて、上述した動作によってバッテリＢと燃料電池３０との間でＮＰＮトランジスタＱ５またはＮＰＮトランジスタＱ６をオンしたまま双方向の電圧変換を行なう。その結果、電圧変換装置１０を備える駆動システム１００を搭載した自動車において、駆動輪を駆動するための電圧変換および駆動輪の動力によって発電した電圧の電圧変換において駆動システム１００の制御性、つまり自動車の制御性を向上できる。   As described above, in the drive system 100, various control patterns exist. The voltage conversion devices 10A to 10C perform bidirectional voltage conversion between the battery B and the fuel cell 30 with the NPN transistor Q5 or the NPN transistor Q6 turned on by the above-described operation in various control patterns. As a result, in an automobile equipped with the drive system 100 including the voltage conversion device 10, the controllability of the drive system 100 in the voltage conversion for driving the drive wheels and the voltage conversion of the voltage generated by the power of the drive wheels, that is, the vehicle Controllability can be improved.

図８は、図６に示す電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃにおけるスイッチング損失と通過電力との関係図である。図８において、横軸は、通過電力を表し、縦軸は、スイッチング損失を表す。そして、曲線ｋ３は、従来の電圧変換装置を用いた場合を表し、曲線ｋ４は、この発明による電圧変換装置を用いた場合を示す。   FIG. 8 is a relationship diagram between the switching loss and the passing power in the voltage converters 10A to 10C shown in FIG. In FIG. 8, the horizontal axis represents the passing power, and the vertical axis represents the switching loss. A curve k3 represents a case where a conventional voltage converter is used, and a curve k4 represents a case where the voltage converter according to the present invention is used.

駆動システム１００においては、通過電力が５［ｋＷ］までは、１相スイッチング、すなわち、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃのうちの１つの電圧変換装置により電圧変換を行ない、通過電力が５［ｋＷ］を超えると３相スイッチング、すなわち、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃの全ての電圧変換装置により電圧変換を行なう。   In the drive system 100, until the passing power is 5 [kW], one-phase switching, that is, voltage conversion is performed by one of the voltage converters 10A to 10C, and the passing power is 5 [kW]. If exceeded, three-phase switching, that is, voltage conversion is performed by all the voltage conversion devices of the voltage conversion devices 10A to 10C.

図８から明らかなように、通過電力の全ての領域において、この発明による電圧変換装置を用いることによってスイッチング損失が減少する。これは、電圧変換装置１０Ａ〜１０ＣのＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４のオンからオフへのスイッチング時にリアクトル電流ＩＬ１が緩衝用コンデンサＣ３に流れることによってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ４に流れる電流ＩＱ１，ＩＱ４が減少し、また、ＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３のオンからオフへのスイッチング時にリアクトル電流ＩＬ１が緩衝用コンデンサＣ４に流れることによってＮＰＮトランジスタＱ２，Ｑ３に流れる電流ＩＱ２，ＩＱ３が減少することに起因するものである。   As is apparent from FIG. 8, the switching loss is reduced by using the voltage converter according to the present invention in all the regions of the passing power. This is because when the NPN transistors Q1 and Q4 of the voltage conversion devices 10A to 10C are switched from on to off, the reactor current IL1 flows through the buffer capacitor C3, thereby reducing the currents IQ1 and IQ4 flowing through the NPN transistors Q1 and Q4. In addition, the reactor current IL1 flows through the buffer capacitor C4 when the NPN transistors Q2 and Q3 are switched from on to off, thereby reducing the currents IQ2 and IQ3 flowing through the NPN transistors Q2 and Q3.

図９は、図６に示す電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃにおける通過電力積算絶対値と通過電力との関係図である。図９において、横軸は、通過電力を表し、縦軸は、通過電力積算絶対値を表す。そして、通過電力は、図６に示す電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃを通過する電力である。すなわち、通過電力は、ノードＮ５からノードＮ６への通過電力およびノードＮ６からノードＮ５への通過電力の両方を含む。また、通過電力積算絶対値は、図６に示す電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃを通過する電力の積算値である。   FIG. 9 is a relationship diagram between the absolute value of the passing power and the passing power in the voltage conversion devices 10A to 10C shown in FIG. In FIG. 9, the horizontal axis represents the passing power, and the vertical axis represents the passing power integrated absolute value. And passing electric power is electric power which passes voltage converters 10A-10C shown in FIG. That is, the passing power includes both passing power from the node N5 to the node N6 and passing power from the node N6 to the node N5. Further, the passing power integrated absolute value is an integrated value of power passing through the voltage converters 10A to 10C shown in FIG.

図９を参照して、通過電力が−５［ｋＷ］〜５［ｋＷ］の範囲である領域ＲＥ１では、３相スイッチングから１相スイッチングへ切換えられるので、通過電力積算絶対値が大きくなってもスイッチング損失は減少する。領域ＲＥ１では、ノードＮ５からノードＮ６への電力通過およびノードＮ６からノードＮ５への電力通過が存在するが、この両方において１相スイッチングが行なわれるので、電圧変換装置（電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃのいずれか）のスイッチング損失は減少する。   Referring to FIG. 9, in region RE <b> 1 where the passing power is in the range of −5 [kW] to 5 [kW], the switching from the three-phase switching to the one-phase switching is performed, so even if the passing power integrated absolute value increases. Switching loss is reduced. In region RE1, there is a power passage from node N5 to node N6 and a power passage from node N6 to node N5. Since both phases perform one-phase switching, voltage converters (voltage converters 10A to 10C are connected). Any switching loss is reduced.

通過電力が５［ｋＷ］以上である領域ＲＥ２では、３相スイッチングが行なわれるが、通過電力積算絶対値が低いので、スイッチング損失は低い。すなわち、バッテリＢの電力をインバータ４０に供給してモータ５０を駆動する領域において電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃのスイッチング損失が低減される。通過電力が−５［ｋＷ］以下である領域ＲＥ３では、３相スイッチングが行なわれ、通過電力積算絶対値も大きいが、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃにおいては、上述したようにスイッチング損失を低減できる。すなわち、バッテリＢを充電する領域において電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃのスイッチング損失が低減される。   In the region RE2 in which the passing power is 5 [kW] or more, three-phase switching is performed, but since the passing power integrated absolute value is low, the switching loss is low. That is, the switching loss of the voltage conversion devices 10A to 10C is reduced in the region where the electric power of the battery B is supplied to the inverter 40 and the motor 50 is driven. In the region RE3 in which the passing power is −5 [kW] or less, three-phase switching is performed and the passing power integrated absolute value is large, but in the voltage conversion devices 10A to 10C, the switching loss can be reduced as described above. That is, in the region where battery B is charged, the switching loss of voltage conversion devices 10A to 10C is reduced.

したがって、駆動システム１００においては、電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃにおける通過電力の全領域においてスイッチング損失を低減できる。その結果、駆動システム１００を搭載した自動車（ハイブリッド自動車および電気自動車）の燃費を向上できる。   Therefore, in drive system 100, the switching loss can be reduced in the entire range of the passing power in voltage converters 10A to 10C. As a result, the fuel efficiency of a vehicle (hybrid vehicle and electric vehicle) equipped with the drive system 100 can be improved.

［実施の形態２］
図１０は、実施の形態２による電圧変換装置の回路図である。図１０を参照して、実施の形態２による電圧変換装置１１０は、電圧変換装置１０のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２およびダイオードＤ１，Ｄ２を削除し、補助回路Ｈ１，Ｈ２を補助回路Ｈ３に代えたものであり、その他は、電圧変換装置１０と同じである。 [Embodiment 2]
FIG. 10 is a circuit diagram of the voltage converter according to the second embodiment. Referring to FIG. 10, voltage conversion device 110 according to the second embodiment is obtained by deleting NPN transistors Q1 and Q2 and diodes D1 and D2 of voltage conversion device 10 and replacing auxiliary circuits H1 and H2 with auxiliary circuit H3. Others are the same as those of the voltage converter 10.

電圧変換装置１１０においては、ノードＮ１は、電圧平滑用コンデンサＣ１の正電極、すなわち、電源Ｖ１の正母線ＬＮ１に接続される。   In voltage converter 110, node N1 is connected to the positive electrode of voltage smoothing capacitor C1, that is, positive bus LN1 of power supply V1.

なお、電圧変換装置１１０は、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２（＞Ｖａ１）に昇圧し、または電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に降圧する電圧変換装置である。   The voltage converter 110 is a voltage converter that boosts the power supply voltage Va1 to the power supply voltage Va2 (> Va1) or steps down the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1.

補助回路Ｈ３は、ノードＮ１とノードＮ２との間に平滑用リアクトルＬ１に並列に接続される。そして、補助回路Ｈ３は、緩衝用コンデンサＣ５と、共振用リアクトルＬ４，Ｌ５と、ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８と、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４とを含む。   The auxiliary circuit H3 is connected in parallel with the smoothing reactor L1 between the node N1 and the node N2. Auxiliary circuit H3 includes a buffer capacitor C5, resonance reactors L4 and L5, NPN transistors Q7 and Q8, and diodes D11 to D14.

緩衝用コンデンサＣ５およびＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８は、ノードＮ１とノードＮ２との間に直列に接続される。より具体的には、緩衝用コンデンサＣ５は、一方の電極がノードＮ２に接続され、他方の電極がＮＰＮトランジスタＱ７のコレクタに接続される。ＮＰＮトランジスタＱ７は、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ８のエミッタに接続される。ＮＰＮトランジスタＱ８は、コレクタがノードＮ１に接続される。ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、それぞれ、ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタ−コレクタ間にエミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように接続される。   Buffer capacitor C5 and NPN transistors Q7 and Q8 are connected in series between nodes N1 and N2. More specifically, buffer capacitor C5 has one electrode connected to node N2 and the other electrode connected to the collector of NPN transistor Q7. NPN transistor Q7 has an emitter connected to the emitter of NPN transistor Q8. NPN transistor Q8 has a collector connected to node N1. Diodes D11 and D12 are connected so that a current flows from the emitter side to the collector side between the emitter and collector of NPN transistors Q7 and Q8, respectively.

共振用リアクトルＬ４およびダイオードＤ１３は、緩衝用コンデンサＣ５とＮＰＮトランジスタＱ７との間のノードＮ７と負母線ＬＮ３との間に直列に接続される。この場合、共振用リアクトルＬ４は、一方端が負母線ＬＮ３に接続され、他方端がダイオードＤ１３の入力端子に接続される。ダイオードＤ１３は、共振用リアクトルＬ４からノードＮ７の方向へ電流を流すようにノードＮ７と共振用リアクトルＬ４との間に接続される。   Resonant reactor L4 and diode D13 are connected in series between node N7 between buffer capacitor C5 and NPN transistor Q7 and negative bus LN3. In this case, resonance reactor L4 has one end connected to negative bus LN3 and the other end connected to the input terminal of diode D13. The diode D13 is connected between the node N7 and the resonance reactor L4 so that a current flows from the resonance reactor L4 to the node N7.

共振用リアクトルＬ５およびダイオードＤ１４は、ノードＮ７と正母線ＬＮ２との間に直列に接続される。この場合、共振用リアクトルＬ５は、一方端が正母線ＬＮ２に接続され、他方端がダイオードＤ１４の出力端子に接続される。ダイオードＤ１４は、ノードＮ７から共振用リアクトルＬ５の方向へ電流を流すようにノードＮ７と共振用リアクトルＬ５との間に接続される。   Resonant reactor L5 and diode D14 are connected in series between node N7 and positive bus LN2. In this case, resonance reactor L5 has one end connected to positive bus LN2 and the other end connected to the output terminal of diode D14. The diode D14 is connected between the node N7 and the resonance reactor L5 so that a current flows from the node N7 toward the resonance reactor L5.

ＮＰＮトランジスタＱ７は、電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換するとき、制御装置（図示せず）からの制御によって常時オンされ、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オフされる。   The NPN transistor Q7 is always turned on under the control of a control device (not shown) when converting the power supply voltage Va1 of the power supply V1 to the power supply voltage Va2 of the power supply V2, and when converting the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1. It is always turned off by control from the control device.

また、ＮＰＮトランジスタＱ８は、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オンされ、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２に変換するとき、制御装置からの制御によって常時オフされる。   The NPN transistor Q8 is always turned on by the control from the control device when converting the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1, and is always turned off by the control from the control device when converting the power supply voltage Va1 to the power supply voltage Va2. The

緩衝用コンデンサＣ５は、平滑用リアクトルＬ１からのリアクトル電流によって充電される。そして、緩衝用コンデンサＣ５は、電源電圧Ｖａ１から電源電圧Ｖａ２への電圧変換において、共振用リアクトルＬ４およびダイオードＤ１３と共に共振回路を構成し、蓄積した電荷を放電する。また、緩衝用コンデンサＣ５は、電源電圧Ｖａ２から電源電圧Ｖａ１への電圧変換において、共振用リアクトルＬ５およびダイオードＤ１４と共に共振回路を構成し、蓄積した電荷を放電する。   Buffer capacitor C5 is charged by the reactor current from smoothing reactor L1. The buffer capacitor C5 forms a resonance circuit together with the resonance reactor L4 and the diode D13 in the voltage conversion from the power supply voltage Va1 to the power supply voltage Va2, and discharges the accumulated charges. The buffer capacitor C5 constitutes a resonance circuit together with the resonance reactor L5 and the diode D14 in the voltage conversion from the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1, and discharges the accumulated charges.

ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８は、電力の通過方向を制御する。共振用リアクトルＬ４は、電源電圧Ｖａ１から電源電圧Ｖａ２への電圧変換において緩衝用コンデンサＣ５との間で共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ５に蓄積された電荷を引き抜く。共振用リアクトルＬ５は、電源電圧Ｖａ２から電源電圧Ｖａ１への電圧変換において緩衝用コンデンサＣ５との間で共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ５に蓄積された電荷を引き抜く。ダイオードＤ１３，Ｄ１４は、共振電流が流れる方向を制御する。   NPN transistors Q7 and Q8 control the power passing direction. The resonance reactor L4 forms a resonance circuit with the buffer capacitor C5 in the voltage conversion from the power supply voltage Va1 to the power supply voltage Va2, and extracts the charge accumulated in the buffer capacitor C5. The resonance reactor L5 forms a resonance circuit with the buffer capacitor C5 in the voltage conversion from the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1, and extracts the charge accumulated in the buffer capacitor C5. The diodes D13 and D14 control the direction in which the resonance current flows.

図１１は、電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置１１０の動作を説明するための回路図である。また、図１２は、電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置１１０における動作波形図である。   FIG. 11 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage converter 110 shown in FIG. 10 when converting the power supply voltage Va1 of the power supply V1 into the power supply voltage Va2 of the power supply V2. FIG. 12 is an operation waveform diagram in the voltage converter 110 shown in FIG. 10 when the power supply voltage Va1 of the power supply V1 is converted into the power supply voltage Va2 of the power supply V2.

図１１および図１２を参照して、電流センサーＳ１が電源Ｖ１から電源Ｖ２の方向へ流れる電流を検出すると、制御装置（図示せず）は、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２に変換するモードＭＤＥ１であると判定し、電源電圧Ｖａ１から電源電圧Ｖａ２への電圧変換中、ＮＰＮトランジスタＱ７をオンし続ける。   Referring to FIGS. 11 and 12, when current sensor S1 detects a current flowing from power supply V1 to power supply V2, the control device (not shown) uses mode MDE1 to convert power supply voltage Va1 to power supply voltage Va2. It is determined that the NPN transistor Q7 is on during the voltage conversion from the power supply voltage Va1 to the power supply voltage Va2.

また、制御装置は、ＮＰＮトランジスタＱ４をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ３をオフする。そして、平滑用リアクトルＬ１→ＮＰＮトランジスタＱ４→電源Ｖ１の経路を電流が流れ、平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーが蓄積される（図１１の（ａ）参照）。   Further, the control device turns on the NPN transistor Q4 and turns off the NPN transistor Q3. Then, a current flows through the path of the smoothing reactor L1 → NPN transistor Q4 → power source V1, and electric energy is accumulated in the smoothing reactor L1 (see FIG. 11A).

この場合、電圧ＶＱ４は０Ｖであり、電圧ＶＱ３は、所定の電圧に維持される。また、電流ＩＱ４は徐々に増加し、それに伴って平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１も徐々に増加する。また、電流ＩＱ３は０Ａに維持される。   In this case, the voltage VQ4 is 0V, and the voltage VQ3 is maintained at a predetermined voltage. Further, current IQ4 gradually increases, and accordingly, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 also gradually increases. The current IQ3 is maintained at 0A.

その後、タイミングｔ１１でＮＰＮトランジスタＱ４がオフされると、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ７およびダイオードＤ１２の経路および緩衝用コンデンサＣ５、ダイオードＤ１４および共振用リアクトルＬ５の経路に電流が流れ、ＮＰＮトランジスタＱ４は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される（図１１の（ｂ）参照）。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ４をオフすると、平滑用リアクトルＬ１をノードＮ１からノードＮ２の方向へ流れるリアクトル電流ＩＬ１は、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ７およびダイオードＤ１２の経路に流れ、緩衝用コンデンサＣ５を充電する。すなわち、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ７およびダイオードＤ１２は、平滑用リアクトルＬ１と共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ５は、共振電流によって充電される。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ４に流れる電流が急激に低下するためＮＰＮトランジスタＱ４のスイッチング損失が減少する。   Thereafter, when the NPN transistor Q4 is turned off at timing t11, a current flows through the path of the buffer capacitor C5, the NPN transistor Q7 and the diode D12 and the path of the buffer capacitor C5, the diode D14 and the resonance reactor L5, and the NPN transistor Q4 Are zero voltage switched (ZVS) (see FIG. 11B). In this case, when NPN transistor Q4 is turned off, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 from node N1 to node N2 flows through the path of buffer capacitor C5, NPN transistor Q7 and diode D12, and buffer capacitor C5 is passed through. Charge. That is, the buffer capacitor C5, the NPN transistor Q7, and the diode D12 constitute a resonance circuit with the smoothing reactor L1, and the buffer capacitor C5 is charged by the resonance current. Accordingly, since the current flowing through the NPN transistor Q4 rapidly decreases, the switching loss of the NPN transistor Q4 decreases.

緩衝用コンデンサＣ５がリアクトル電流ＩＬ１によって充電されると、それに伴って電圧ＶＱ４は上昇する。また、電圧ＶＱ３は、緩衝用コンデンサＣ５の充電に伴って低下し、タイミングｔ１２で０Ｖになる。すなわち、緩衝用コンデンサＣ５の充電に伴って、ノードＮ２上の電位は上昇して、電圧ＶＱ４は上昇し、電圧ＶＱ３は低下する。   When the buffer capacitor C5 is charged by the reactor current IL1, the voltage VQ4 increases accordingly. Further, the voltage VQ3 decreases as the buffer capacitor C5 is charged, and becomes 0 V at timing t12. That is, as the buffer capacitor C5 is charged, the potential on the node N2 increases, the voltage VQ4 increases, and the voltage VQ3 decreases.

そうすると、ダイオードＤ３がオンされ、電流ＩＱ３は、負の方向に流れ、平滑用リアクトルＬ１→ＮＰＮトランジスタＱ３→電圧平滑用コンデンサＣ２の経路で電流が還流する（図１１の（ｃ）および図１２参照）。   Then, the diode D3 is turned on, the current IQ3 flows in the negative direction, and the current flows back through the path of the smoothing reactor L1 → NPN transistor Q3 → voltage smoothing capacitor C2 (see FIG. 11C and FIG. 12). ).

その後、電流ＩＱ３が負の方向の最大値に達した後のタイミングｔ１３でＮＰＮトランジスタＱ３がオンされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ３はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。これに伴って、共振用リアクトルＬ５に流れるリアクトル電流ＩＬ５は、０Ａになる。そして、負の方向に流れる電流ＩＱ３は、平滑用リアクトルＬ１に蓄積された電気エネルギーの減少に伴って徐々に減少する。   Thereafter, the NPN transistor Q3 is turned on at a timing t13 after the current IQ3 reaches the maximum value in the negative direction. That is, the NPN transistor Q3 is zero voltage switched (ZVS). Along with this, the reactor current IL5 flowing through the resonance reactor L5 becomes 0A. The current IQ3 flowing in the negative direction gradually decreases as the electric energy stored in the smoothing reactor L1 decreases.

そして、タイミングｔ１４でＮＰＮトランジスタＱ３がオフされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ３は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。その後、タイミングｔ１５でＮＰＮトランジスタＱ４が再びオンされると（すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））、緩衝用コンデンサＣ５→ＮＰＮトランジスタＱ４→共振用リアクトルＬ４→ダイオードＤ１３の経路で共振電流が流れる（図１１の（ｄ）参照）。   At time t14, the NPN transistor Q3 is turned off. That is, the NPN transistor Q3 is zero voltage switched (ZVS). Thereafter, when the NPN transistor Q4 is turned on again at timing t15 (that is, zero current switching (ZCS)), a resonance current flows through the path of the buffer capacitor C5 → the NPN transistor Q4 → the resonance reactor L4 → the diode D13 (FIG. 11 (d)).

この場合、ＮＰＮトランジスタＱ４をオンした直後においては、緩衝用コンデンサＣ５には、タイミングｔ１１からタイミングｔ１３までの間における充電による電荷が蓄積されているため、ＮＰＮトランジスタＱ４を流れる電流ＩＱ４は、タイミングｔ１５以降、急激に増加する。そして、緩衝用コンデンサＣ５が共振電流によって放電されると、電流ＩＱ４は、平滑用リアクトルＩＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ１と同じように徐々に増加する（図１２参照）。そして、上述した図１１の（ａ）へ移行する。   In this case, immediately after the NPN transistor Q4 is turned on, the buffer capacitor C5 stores the charge due to the charging from the timing t11 to the timing t13. Therefore, the current IQ4 flowing through the NPN transistor Q4 is equal to the timing t15. After that, it increases rapidly. When the buffer capacitor C5 is discharged by the resonance current, the current IQ4 gradually increases in the same manner as the reactor current IL1 flowing through the smoothing reactor IL1 (see FIG. 12). And it transfers to (a) of FIG. 11 mentioned above.

このように、図１１の（ａ）から（ｄ）までの各ステップを経て電圧変換装置１１０は、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２に変換する。この場合、Ｖａ１＜Ｖａ２であるので、電圧変換装置１１０は昇圧動作を行なうことになる。   As described above, the voltage conversion device 110 converts the power supply voltage Va1 into the power supply voltage Va2 through the steps from (a) to (d) of FIG. In this case, since Va1 <Va2, voltage converter 110 performs a boosting operation.

また、緩衝用コンデンサＣ５は、ＮＰＮトランジスタＱ４がオンからオフへスイッチングされると、平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１によって充電され得るようにノードＮ１とノードＮ２との間に配置されているため、ＮＰＮトランジスタＱ７を常時オンすることができる。   Buffer capacitor C5 is arranged between nodes N1 and N2 so that when NPN transistor Q4 is switched from on to off, it can be charged by reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1. The NPN transistor Q7 can always be turned on.

すなわち、各ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の両端に緩衝用コンデンサが接続されている場合、ＮＰＮトランジスタＱ４をオンして平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーを蓄積した後、ＮＰＮトランジスタＱ４をオフしてＮＰＮトランジスタＱ３に接続された緩衝用コンデンサを放電させ、ＮＰＮトランジスタＱ３に接続されたダイオードを導通させるためには、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ２からノードＮ１へ流すことを禁止する必要があるためＮＰＮトランジスタＱ７を常時オンすることができない。   That is, when a buffering capacitor is connected to both ends of each NPN transistor Q3, Q4, the NPN transistor Q4 is turned on to store electric energy in the smoothing reactor L1, and then the NPN transistor Q4 is turned off to turn on the NPN transistor Q3. In order to discharge the buffer capacitor connected to the NPN transistor Q3 and to turn on the diode connected to the NPN transistor Q3, it is necessary to prohibit the reactor current IL1 from flowing from the node N2 to the node N1. I can't turn it on.

しかし、本発明のように緩衝用コンデンサＣ５をノードＮ１とノードＮ２との間に配置した場合、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ２からノードＮ１へ流すことによって緩衝用コンデンサＣ５を充電し、ＮＰＮトランジスタＱ３の両端の電圧ＶＱ３を０Ｖまで低下させてダイオードＤ３を導通させることができる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ７を常時オンすることができる。そして、補助回路Ｈ３は、ＮＰＮトランジスタＱ４がオンからオフへスイッチングされると、リアクトル電流ＩＬ１によって緩衝用コンデンサＣ５に電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によってノードＮ２上の電位を上昇させてダイオードＤ３を導通させる。   However, when the buffer capacitor C5 is arranged between the node N1 and the node N2 as in the present invention, the buffer capacitor C5 is charged by flowing the reactor current IL1 from the node N2 to the node N1, and the NPN transistor Q3 The voltage VQ3 at both ends can be reduced to 0V to make the diode D3 conductive. Therefore, the NPN transistor Q7 can be always turned on. When the NPN transistor Q4 is switched from on to off, the auxiliary circuit H3 accumulates electric charge in the buffer capacitor C5 by the reactor current IL1, and raises the potential on the node N2 by the accumulation of the electric charge, so that the diode D3 Is made conductive.

図１３は、電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置１１０の動作を説明するための回路図である。また、図１４は、電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置１１０における動作波形図である。   FIG. 13 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage converter 110 shown in FIG. 10 when the power supply voltage Va2 of the power supply V2 is converted into the power supply voltage Va1 of the power supply V1. FIG. 14 is an operation waveform diagram in the voltage converter 110 shown in FIG. 10 when the power supply voltage Va2 of the power supply V2 is converted into the power supply voltage Va1 of the power supply V1.

図１３および図１４を参照して、電流センサーＳ１が電源Ｖ２から電源Ｖ１の方向へ流れる電流を検出すると、制御装置（図示せず）は、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換するモードＭＤＥ２であると判定し、電源電圧Ｖａ２から電源電圧Ｖａ１への電圧変換中、ＮＰＮトランジスタＱ８をオンし続ける。   Referring to FIGS. 13 and 14, when current sensor S1 detects a current flowing from power supply V2 to power supply V1, the control device (not shown) uses mode MDE2 to convert power supply voltage Va2 to power supply voltage Va1. It is determined that there is, and the NPN transistor Q8 is kept on during voltage conversion from the power supply voltage Va2 to the power supply voltage Va1.

また、制御装置は、ＮＰＮトランジスタＱ３をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ４をオフする。そして、ＮＰＮトランジスタＱ３→平滑用リアクトルＬ１→電圧平滑用コンデンサＣ１→電源Ｖ２の経路を電流が流れ、平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーが蓄積される（図１３の（ａ）参照）。   Further, the control device turns on the NPN transistor Q3 and turns off the NPN transistor Q4. Then, a current flows through the path of the NPN transistor Q3 → smoothing reactor L1 → voltage smoothing capacitor C1 → power source V2, and electric energy is accumulated in the smoothing reactor L1 (see FIG. 13A).

この場合、電圧ＶＱ３は０Ｖであり、電圧ＶＱ４は、所定の電圧に維持される。また、電流ＩＱ３は徐々に増加し、それに伴って平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１も徐々に増加する。電流ＩＱ４は０Ａに維持される。   In this case, the voltage VQ3 is 0V, and the voltage VQ4 is maintained at a predetermined voltage. Current IQ3 gradually increases, and accordingly, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 also gradually increases. Current IQ4 is maintained at 0A.

その後、タイミングｔ１６でＮＰＮトランジスタＱ３をオフすると、ＮＰＮトランジスタＱ８、ダイオードＤ１１および緩衝用コンデンサＣ５の経路およびＮＰＮトランジスタＱ８、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１４および共振用リアクトルＬ５の経路に電流が流れ、ＮＰＮトランジスタＱ３は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される（図１３の（ｂ）参照）。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ３をオフすると、平滑用リアクトルＬ１をノードＮ２からノードＮ１の方向へ流れるリアクトル電流ＩＬ１は、ＮＰＮトランジスタＱ８、ダイオードＤ１１および緩衝用コンデンサＣ５の経路に流れ、緩衝用コンデンサＣ５を充電する。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ８、ダイオードＤ１１および緩衝用コンデンサＣ５の経路は、平滑用リアクトルＬ１と共振回路を構成し、緩衝用コンデンサＣ５は、共振電流によって充電される。   Thereafter, when the NPN transistor Q3 is turned off at timing t16, a current flows through the path of the NPN transistor Q8, the diode D11 and the buffer capacitor C5, and the path of the NPN transistor Q8, the diode D11, the diode D14 and the resonance reactor L5, and the NPN transistor Q3 Are zero voltage switched (ZVS) (see FIG. 13B). In this case, when NPN transistor Q3 is turned off, reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1 in the direction from node N2 to node N1 flows through the path of NPN transistor Q8, diode D11, and buffer capacitor C5. Charge. That is, the path of the NPN transistor Q8, the diode D11, and the buffer capacitor C5 forms a resonance circuit with the smoothing reactor L1, and the buffer capacitor C5 is charged by the resonance current.

緩衝用コンデンサＣ５がリアクトル電流ＩＬ１によって充電されると、それに伴って電圧ＶＱ３は上昇する。また、電圧ＶＱ４は、緩衝用コンデンサＣ５の充電に伴って低下し、タイミングｔ１７で０Ｖになる。すなわち、緩衝用コンデンサＣ５の充電に伴って、ノードＮ２上の電位は低下して、電圧ＶＱ３は上昇し、電圧ＶＱ４は低下する。   When the buffer capacitor C5 is charged by the reactor current IL1, the voltage VQ3 increases accordingly. Further, the voltage VQ4 decreases as the buffer capacitor C5 is charged, and becomes 0 V at timing t17. That is, as the buffer capacitor C5 is charged, the potential on the node N2 decreases, the voltage VQ3 increases, and the voltage VQ4 decreases.

そうすると、ダイオードＤ４がオンされ、電流ＩＱ４は、負の方向に流れ、ＮＰＮトランジスタＱ４→平滑用リアクトルＬ１→電圧平滑用コンデンサＣ１の経路で電流が還流する（図１３の（ｃ）および図１４参照）。   Then, the diode D4 is turned on, the current IQ4 flows in the negative direction, and the current flows back through the path of the NPN transistor Q4 → smoothing reactor L1 → voltage smoothing capacitor C1 (see FIG. 13C and FIG. 14). ).

その後、電流ＩＱ４が負の方向の最大値に達した後のタイミングｔ１８でＮＰＮトランジスタＱ４がオンされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ４はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。これに伴って共振用リアクトルＩＬ５に流れるリアクトル電流ＩＬ５は０Ａになる。そして、負の方向に流れる電流ＩＱ４は、平滑用リアクトルＬ１に蓄積された電気エネルギーの減少に伴って徐々に減少する。   Thereafter, the NPN transistor Q4 is turned on at a timing t18 after the current IQ4 reaches the maximum value in the negative direction. That is, the NPN transistor Q4 is zero voltage switched (ZVS). Accordingly, reactor current IL5 flowing through resonance reactor IL5 becomes 0A. The current IQ4 flowing in the negative direction gradually decreases as the electric energy stored in the smoothing reactor L1 decreases.

そして、タイミングｔ１９でＮＰＮトランジスタＱ４がオフされる。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ４は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）される。その後、タイミングｔ２０でＮＰＮトランジスタＱ３が再びオンされると（すなわち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））、緩衝用コンデンサＣ５→ダイオードＤ１４→共振用リアクトルＬ５→ＮＰＮトランジスタＱ３の経路で共振電流が流れる（図１３の（ｄ）参照）。   At time t19, the NPN transistor Q4 is turned off. That is, the NPN transistor Q4 is zero voltage switched (ZVS). Thereafter, when the NPN transistor Q3 is turned on again at timing t20 (that is, zero current switching (ZCS)), a resonance current flows through the path of the buffer capacitor C5 → the diode D14 → the resonance reactor L5 → the NPN transistor Q3 (FIG. 13 (d)).

この場合、ＮＰＮトランジスタＱ３をオンした直後においては、緩衝用コンデンサＣ５には、タイミングｔ１６からタイミングｔ１８までの間における充電による電荷が蓄積されているため、ＮＰＮトランジスタＱ３を流れる電流ＩＱ３は、タイミングｔ２０以降、急激に増加する。そして、緩衝用コンデンサＣ５が共振電流によって放電されると、電流ＩＱ３は、平滑用リアクトルＩＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬ１と同じように徐々に増加する（図１４参照）。そして、上述した図１３の（ａ）へ移行する。   In this case, immediately after the NPN transistor Q3 is turned on, the buffer capacitor C5 accumulates charge due to charging between timing t16 and timing t18, so that the current IQ3 flowing through the NPN transistor Q3 is at timing t20. After that, it increases rapidly. When the buffer capacitor C5 is discharged by the resonance current, the current IQ3 gradually increases in the same manner as the reactor current IL1 flowing through the smoothing reactor IL1 (see FIG. 14). And it transfers to (a) of FIG. 13 mentioned above.

このように、図１３の（ａ）から（ｄ）までの各ステップを経て電圧変換装置１１０は、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１に変換する。この場合、Ｖａ２＞Ｖａ１であるので、電圧変換装置１１０は降圧動作を行なうことになる。   As described above, the voltage conversion device 110 converts the power supply voltage Va2 into the power supply voltage Va1 through the steps from (a) to (d) of FIG. In this case, since Va2> Va1, voltage converter 110 performs a step-down operation.

また、緩衝用コンデンサＣ５は、ＮＰＮトランジスタＱ４がオンからオフへスイッチングされると、平滑用リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１によって充電され得るようにノードＮ１とノードＮ２との間に配置されているため、ＮＰＮトランジスタＱ８を常時オンすることができる。   Buffer capacitor C5 is arranged between nodes N1 and N2 so that when NPN transistor Q4 is switched from on to off, it can be charged by reactor current IL1 flowing through smoothing reactor L1. The NPN transistor Q8 can be always turned on.

すなわち、各ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の両端に緩衝用コンデンサが接続されている場合、ＮＰＮトランジスタＱ３をオンして平滑用リアクトルＬ１に電気エネルギーを蓄積した後、ＮＰＮトランジスタＱ３をオフしてＮＰＮトランジスタＱ４に接続された緩衝用コンデンサを放電させ、ＮＰＮトランジスタＱ４に接続されたダイオードを導通させるためには、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ１からノードＮ２へ流すことを禁止する必要があるためＮＰＮトランジスタＱ８を常時オンすることができない。   That is, when a buffer capacitor is connected to both ends of each of the NPN transistors Q3 and Q4, the NPN transistor Q3 is turned on and electric energy is stored in the smoothing reactor L1, and then the NPN transistor Q3 is turned off and the NPN transistor Q4 is turned off. In order to discharge the buffer capacitor connected to the NPN transistor Q4 and to turn on the diode connected to the NPN transistor Q4, it is necessary to inhibit the reactor current IL1 from flowing from the node N1 to the node N2. I can't turn it on.

しかし、本発明のように緩衝用コンデンサＣ５をノードＮ２とノードＮ１との間に配置した場合、リアクトル電流ＩＬ１をノードＮ１からノードＮ２へ流すことによって緩衝用コンデンサＣ５を充電し、ＮＰＮトランジスタＱ４の両端の電圧ＶＱ４を０Ｖまで低下させてダイオードＤ４を導通させることができる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ８を常時オンすることができる。そして、補助回路Ｈ３は、ＮＰＮトランジスタＱ３がオンからオフへスイッチングされると、リアクトル電流ＩＬ１によって緩衝用コンデンサＣ５に電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によってノードＮ２上の電位を低下させてダイオードＤ４を導通させる。   However, when the buffer capacitor C5 is arranged between the node N2 and the node N1 as in the present invention, the buffer capacitor C5 is charged by flowing the reactor current IL1 from the node N1 to the node N2, and the NPN transistor Q4 The voltage VQ4 at both ends can be lowered to 0V to make the diode D4 conductive. Therefore, the NPN transistor Q8 can be always turned on. When the NPN transistor Q3 is switched from on to off, the auxiliary circuit H3 accumulates electric charge in the buffer capacitor C5 by the reactor current IL1, and lowers the potential on the node N2 by the accumulation of the electric charge, so that the diode D4 Is made conductive.

このように、電圧変換装置１１０においては、電源電圧Ｖａ１を電源電圧Ｖａ２へ変換する場合、ＮＰＮトランジスタＱ７を常時オンし、電源電圧Ｖａ２を電源電圧Ｖａ１へ変換する場合、ＮＰＮトランジスタＱ８を常時オンするので、ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の制御性を向上できる。すなわち、電圧変換装置１１０の制御性を向上できる。   As described above, in the voltage converter 110, when the power supply voltage Va1 is converted to the power supply voltage Va2, the NPN transistor Q7 is always turned on, and when the power supply voltage Va2 is converted to the power supply voltage Va1, the NPN transistor Q8 is always turned on. Therefore, the controllability of NPN transistors Q7 and Q8 can be improved. That is, the controllability of the voltage converter 110 can be improved.

また、電圧変換装置１１０においては、ＮＰＮトランジスタＱ４のオンからオフへのスイッチング時、緩衝用コンデンサＣ５は、リアクトル電流ＩＬ１によって充電され、ＮＰＮトランジスタＱ４に流れる電流ＩＱ４を減少させる。したがって、ＮＰＮトランジスタＱ４におけるスイッチング損失を低減できる。その結果、ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４のスイッチング周波数を可聴域以上の周波数に設定でき、電圧変換装置１１０におけるスイッチングによる騒音を低減できる。   In voltage converter 110, when NPN transistor Q4 is switched from on to off, buffer capacitor C5 is charged by reactor current IL1, and current IQ4 flowing through NPN transistor Q4 is reduced. Therefore, the switching loss in NPN transistor Q4 can be reduced. As a result, the switching frequency of the NPN transistors Q3 and Q4 can be set to a frequency higher than the audible range, and noise due to switching in the voltage converter 110 can be reduced.

なお、ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４、ダイオードＤ３，Ｄ４および平滑用リアクトルＬ１は、「電圧変換回路」を構成する。   NPN transistors Q3 and Q4, diodes D3 and D4, and smoothing reactor L1 form a “voltage conversion circuit”.

また、補助回路Ｈ３は、平滑用リアクトルＬ１に並列に接続され、電圧変換においてノードＮ１とノードＮ２との間に電流を流すように常時活性化される「補助回路」を構成する。   The auxiliary circuit H3 is connected in parallel to the smoothing reactor L1, and constitutes an “auxiliary circuit” that is always activated so that a current flows between the node N1 and the node N2 in voltage conversion.

さらに、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ７、ダイオードＤ１２，Ｄ１３および共振用リアクトルＬ４は、電源電圧Ｖａ１から電源電圧Ｖａ２への電圧変換においてノードＮ２からノードＮ１へ電流を流すように常時活性化される「第１の補助回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C5, the NPN transistor Q7, the diodes D12 and D13, and the resonance reactor L4 are always activated so that a current flows from the node N2 to the node N1 in the voltage conversion from the power supply voltage Va1 to the power supply voltage Va2. The “first auxiliary circuit” is configured.

さらに、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ８、ダイオードＤ１１，Ｄ１４および共振用リアクトルＬ５は、電源電圧Ｖａ２から電源電圧Ｖａ１への電圧変換においてノードＮ１からノードＮ２へ電流を流すように常時活性化される「第２の補助回路」を構成する。   Further, buffer capacitor C5, NPN transistor Q8, diodes D11 and D14, and resonance reactor L5 are always activated so that current flows from node N1 to node N2 in voltage conversion from power supply voltage Va2 to power supply voltage Va1. A “second auxiliary circuit” is configured.

さらに、ＮＰＮトランジスタＱ３およびダイオードＤ３は、「上アーム」を構成し、ＮＰＮトランジスタＱ４およびダイオードＤ４は、「下アーム」を構成する。   Further, NPN transistor Q3 and diode D3 constitute an “upper arm”, and NPN transistor Q4 and diode D4 constitute a “lower arm”.

さらに、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ７およびダイオードＤ１２は、ＮＰＮトランジスタＱ４のオンからオフへのスイッチング時、共振電流によって電荷を蓄積して上アーム（ＮＰＮトランジスタＱ３およびダイオードＤ３）を導通させる「第１の導通回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C5, the NPN transistor Q7, and the diode D12 accumulate the electric charge by the resonance current when the NPN transistor Q4 is switched from on to off, and make the upper arm (NPN transistor Q3 and diode D3) conductive. 1 conduction circuit ".

さらに、緩衝用コンデンサＣ５、共振用リアクトルＬ４およびダイオードＤ１３は、ＮＰＮトランジスタＱ４のオフからオンへのスイッチング時、第１の導通回路に蓄積された電荷を放電する「第１の放電回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C5, the resonance reactor L4, and the diode D13 constitute a “first discharge circuit” that discharges the charge accumulated in the first conduction circuit when the NPN transistor Q4 is switched from OFF to ON. To do.

さらに、緩衝用コンデンサＣ５、ＮＰＮトランジスタＱ８およびダイオードＤ１１は、ＮＰＮトランジスタＱ３のオンからオフへのスイッチング時、共振電流によって電荷を蓄積して下アーム（ＮＰＮトランジスタＱ４およびダイオードＤ４）を導通させる「第２の導通回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C5, the NPN transistor Q8, and the diode D11 store the charge by the resonance current when the NPN transistor Q3 is switched from on to off, and make the lower arm (NPN transistor Q4 and diode D4) conductive. 2 conduction circuit ".

さらに、緩衝用コンデンサＣ５、共振用リアクトルＬ５およびダイオードＤ１４は、ＮＰＮトランジスタＱ３のオフからオンへのスイッチング時、第２の導通回路に蓄積された電荷を放電する「第２の放電回路」を構成する。   Further, the buffer capacitor C5, the resonance reactor L5, and the diode D14 constitute a “second discharge circuit” that discharges the charge accumulated in the second conduction circuit when the NPN transistor Q3 is switched from OFF to ON. To do.

電圧変換装置１１０は、図６に示す駆動システム１００の電圧変換装置１０Ａ〜１０Ｃに応用可能である。そして、電圧変換装置１１０を用いた駆動システム１００の動作は、実施の形態１において説明したとおりである。また、電圧変換装置１１０を用いた駆動システム１００においては、電圧変換装置１０を用いた場合と同様の効果が得られる。   The voltage conversion device 110 can be applied to the voltage conversion devices 10A to 10C of the drive system 100 shown in FIG. The operation of drive system 100 using voltage conversion device 110 is as described in the first embodiment. In the drive system 100 using the voltage conversion device 110, the same effect as that obtained when the voltage conversion device 10 is used can be obtained.

その他は、実施の形態１と同じである。   Others are the same as in the first embodiment.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.

この発明は、制御性の良い電圧変換装置に適用される。また、この発明は、制御性の良い電圧変換装置を搭載した自動車に適用される。   The present invention is applied to a voltage converter having good controllability. The present invention is also applied to an automobile equipped with a voltage control device with good controllability.

この発明の実施の形態１による電圧変換装置の回路図である。It is a circuit diagram of the voltage converter by Embodiment 1 of this invention. 電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１に示す電圧変換装置の動作を説明するための回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage converter shown in FIG. 1 when converting a power supply voltage Va1 of a power supply V1 into a power supply voltage Va2 of a power supply V2. 電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１に示す電圧変換装置における動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram in the voltage converter shown in FIG. 1 in the case of converting the power supply voltage Va1 of the power supply V1 into the power supply voltage Va2 of the power supply V2. 電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１に示す電圧変換装置の動作を説明するための回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage converter shown in FIG. 1 when converting a power supply voltage Va2 of a power supply V2 into a power supply voltage Va1 of a power supply V1. 電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１に示す電圧変換装置における動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram in the voltage converter shown in FIG. 1 in the case of converting the power supply voltage Va2 of the power supply V2 into the power supply voltage Va1 of the power supply V1. 図１に示す電圧変換装置を応用した駆動システムの概略ブロック図である。It is a schematic block diagram of the drive system which applied the voltage converter shown in FIG. 図６に示す駆動システムにおける電力の制御パターンを示す図である。It is a figure which shows the control pattern of the electric power in the drive system shown in FIG. 図６に示す電圧変換装置におけるスイッチング損失と通過電力との関係図である。FIG. 7 is a relationship diagram between switching loss and passing power in the voltage conversion device shown in FIG. 6. 図６に示す電圧変換装置における通過電力積算絶対値と通過電力との関係図である。FIG. 7 is a relationship diagram between a passing power integrated absolute value and passing power in the voltage conversion device shown in FIG. 実施の形態２による電圧変換装置の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a voltage conversion device according to a second embodiment. 電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置の動作を説明するための回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage conversion device shown in FIG. 10 when the power supply voltage Va1 of the power supply V1 is converted into the power supply voltage Va2 of the power supply V2. 電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１を電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置における動作波形図である。FIG. 11 is an operation waveform diagram in the voltage conversion device shown in FIG. 10 when converting a power supply voltage Va1 of a power supply V1 into a power supply voltage Va2 of a power supply V2. 電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置の動作を説明するための回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram for explaining the operation of the voltage conversion device shown in FIG. 10 when converting the power supply voltage Va2 of the power supply V2 into the power supply voltage Va1 of the power supply V1. 電源Ｖ２の電源電圧Ｖａ２を電源Ｖ１の電源電圧Ｖａ１に変換する場合の図１０に示す電圧変換装置における動作波形図である。FIG. 11 is an operation waveform diagram in the voltage converter shown in FIG. 10 when converting a power supply voltage Va2 of a power supply V2 into a power supply voltage Va1 of the power supply V1.

符号の説明Explanation of symbols

１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１１０ 電圧変換装置、２０ 補機、３０ 燃料電池、４０ インバータ、５０ モータ、６０ エアポンプ、７０ 水素ポンプ、８０ ウォータポンプ、Ｂ バッテリ、Ｒ１，Ｒ２ 負荷、Ｖ１，Ｖ２ 電源、Ｃ１，Ｃ２ 電圧平滑用コンデンサ、Ｃ３〜Ｃ５ 緩衝用コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ８ ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ１４ ダイオード、Ｌ１ 平滑用リアクトル、Ｌ２〜Ｌ５ 共振用リアクトル、ＬＮ１，ＬＮ２ 正母線、ＬＮ３ 負母線、Ｎ１〜Ｎ７ ノード、Ｓ１ 電流センサー、Ｈ１〜Ｈ３ 補助回路。   10, 10A, 10B, 10C, 110 Voltage converter, 20 Auxiliary machine, 30 Fuel cell, 40 Inverter, 50 Motor, 60 Air pump, 70 Hydrogen pump, 80 Water pump, B battery, R1, R2 load, V1, V2 power supply , C1, C2 voltage smoothing capacitor, C3-C5 buffer capacitor, Q1-Q8 NPN transistor, D1-D14 diode, L1 smoothing reactor, L2-L5 resonance reactor, LN1, LN2 positive bus, LN3 negative bus, N1 ~ N7 node, S1 current sensor, H1-H3 auxiliary circuit.

Claims (12)

第１の電源から出力される第１の電源電圧と第２の電源から出力される第２の電源電圧との間で双方向の電圧変換を行なう電圧変換装置であって、
前記第１の電源側に接続され、電圧を平滑化する第１の電圧平滑用コンデンサと、
前記第２の電源側に接続され、電圧を平滑化する第２の電圧平滑用コンデンサと、
前記第１の電圧平滑用コンデンサと前記第２の電圧平滑用コンデンサとの間に接続された電圧変換器とを備え、
前記電圧変換器は、
ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる上アームおよび下アームを有し、前記第１の電圧平滑用コンデンサと前記第２の電圧平滑用コンデンサとの間で電圧を変換する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路に含まれる平滑用リアクトルの一方端が接続される前記第１の電源側の第１のノードと前記平滑用リアクトルの他方端が接続される前記第２の電源側の第２のノードとの間に前記平滑用リアクトルに並列に接続され、前記電圧変換において前記第１のノードと前記第２のノードとの間に電流を流すように常時活性化される補助回路とを含み、
前記補助回路は、前記電圧変換において前記平滑用リアクトルに流れる電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって前記上アームおよび／または前記下アームを導通させるとともに、前記蓄積された電荷を放電する、電圧変換装置。 A voltage converter that performs bidirectional voltage conversion between a first power supply voltage output from a first power supply and a second power supply voltage output from a second power supply,
A first voltage smoothing capacitor connected to the first power supply side for smoothing the voltage;
A second voltage smoothing capacitor connected to the second power supply side and smoothing the voltage;
A voltage converter connected between the first voltage smoothing capacitor and the second voltage smoothing capacitor;
The voltage converter is
A voltage conversion circuit that has an upper arm and a lower arm that are switched by a soft switching function, and that converts a voltage between the first voltage smoothing capacitor and the second voltage smoothing capacitor;
The second node on the second power supply side to which the first node on the first power supply side to which one end of the smoothing reactor included in the voltage conversion circuit is connected and the other end of the smoothing reactor is connected. An auxiliary circuit that is connected in parallel with the smoothing reactor between the first node and the node, and is always activated so that a current flows between the first node and the second node in the voltage conversion,
The auxiliary circuit accumulates the electric charge flowing in the smoothing reactor in the voltage conversion, makes the upper arm and / or the lower arm conductive by accumulating the electric charge, and discharges the accumulated electric charge. apparatus. 前記電圧変換回路は、
前記第１のノードと前記第２のノードとの間に接続された前記平滑用リアクトルと、
前記第１の電源の正母線と前記第１のノードとの間に接続され、前記ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる第１の上アームと、
前記第１のノードと前記第１の電源の負母線との間に接続され、前記ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる第１の下アームと、
前記第２の電源の正母線と前記第２のノードとの間に接続され、前記ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる第２の上アームと、
前記第２のノードと前記第２の電源の負母線との間に接続され、前記ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる第２の下アームとからなり、
前記補助回路は、
前記第１の電源電圧から前記第２の電源電圧への第１の電圧変換において前記第２のノードから前記第１のノードへ電流を流すように常時活性化される第１の補助回路と、
前記第２の電源電圧から前記第１の電源電圧への第２の電圧変換において前記第１のノードから前記第２のノードへ電流を流すように常時活性化される第２の補助回路とからなり、
前記第１の補助回路は、前記第１の電圧変換において前記電荷の蓄積によって前記第１の下アームおよび前記第２の上アームを導通させるとともに、前記蓄積された電荷を放電し、
前記第２の補助回路は、前記第２の電圧変換において前記電荷の蓄積によって前記第１の上アームおよび前記第２の下アームを導通させるとともに、前記蓄積された電荷を放電する、請求項１に記載の電圧変換装置。 The voltage conversion circuit includes:
The smoothing reactor connected between the first node and the second node;
A first upper arm connected between the positive bus of the first power supply and the first node and switched by the soft switching function;
A first lower arm connected between the first node and the negative bus of the first power supply and switched by the soft switching function;
A second upper arm connected between the positive bus of the second power supply and the second node and switched by the soft switching function;
A second lower arm connected between the second node and the negative bus of the second power supply and switched by the soft switching function;
The auxiliary circuit is
A first auxiliary circuit that is always activated to flow a current from the second node to the first node in a first voltage conversion from the first power supply voltage to the second power supply voltage;
From the second auxiliary circuit that is always activated to flow current from the first node to the second node in the second voltage conversion from the second power supply voltage to the first power supply voltage. Become
The first auxiliary circuit conducts the first lower arm and the second upper arm by storing the charge in the first voltage conversion, and discharges the stored charge.
The second auxiliary circuit makes the first upper arm and the second lower arm conductive by accumulating the electric charge in the second voltage conversion, and discharges the accumulated electric charge. The voltage converter described in 1. 前記第１の補助回路は、前記第１の上アームおよび前記第２の下アームのオンからオフへの第１のスイッチング時、前記平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって前記第１および第２のノード上の電位をそれぞれ低下および上昇させて前記第１の下アームおよび前記第２の上アームを導通させ、前記第１の上アームおよび前記第２の下アームのオフからオンへの第２のスイッチング時、前記第１のスイッチング時に前記蓄積された電荷を放電し、
前記第２の補助回路は、前記第１の下アームおよび前記第２の上アームのオンからオフへの第３のスイッチング時、前記平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって前記第１および第２のノード上の電位をそれぞれ上昇および低下させて前記第１の上アームおよび前記第２の下アームを導通させ、前記第１の下アームおよび前記第２の上アームのオフからオンへの第４のスイッチング時、前記第３のスイッチング時に前記蓄積された電荷を放電する、請求項２に記載の電圧変換装置。 The first auxiliary circuit forms a resonance circuit with the smoothing reactor and stores electric charge during the first switching from on to off of the first upper arm and the second lower arm. The potentials on the first and second nodes are lowered and raised by charge accumulation, respectively, to make the first lower arm and the second upper arm conductive, and the first upper arm and the second Discharging the accumulated charge during the second switching of the lower arm from OFF to ON;
The second auxiliary circuit constitutes a smoothing reactor and a resonance circuit to store electric charge during the third switching from on to off of the first lower arm and the second upper arm, The potentials on the first and second nodes are increased and decreased, respectively, by accumulation of electric charges to make the first upper arm and the second lower arm conductive, and the first lower arm and the second The voltage conversion device according to claim 2, wherein the accumulated electric charge is discharged at the time of the fourth switching from the OFF state to the ON state of the upper arm. 前記第１の補助回路は、
前記第１のスイッチング時、前記共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して前記第１の下アームおよび前記第２の上アームを導通させる第１の導通回路と、
前記第２のスイッチング時、前記第１の導通回路に蓄積された電荷を放電する第１の放電回路とからなり、
前記第２の補助回路は、
前記第３のスイッチング時、前記共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して前記第１の上アームおよび前記第２の下アームを導通させる第２の導通回路と、
前記第４のスイッチング時、前記第２の導通回路に蓄積された電荷を放電する第２の放電回路とからなり、
前記第１の導通回路は、
前記第１のノード側に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第２のノード側に前記第１のスイッチング素子と直列に接続された第１の緩衝用コンデンサと、
前記第２のノードから前記第１のノードへ電流を流すように前記第１のスイッチング素子および前記第１の緩衝用コンデンサと直列に接続された第１のダイオードとからなり、
前記第１の放電回路は、前記第１の緩衝用コンデンサの前記第１のノード側の電極に接続される第３のノードと前記第１の電源の負母線との間に直列に接続された第１の共振用リアクトルおよび第２のダイオードからなり、
前記第２の導通回路は、
前記第１のノード側に接続された第２の緩衝用コンデンサと、
前記第２のノード側に前記第２の緩衝用コンデンサと直列に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のノードから前記第２のノードへ電流を流すように前記第２のスイッチング素子および前記第２の緩衝用コンデンサと直列に接続された第３のダイオードとからなり、
前記第２の放電回路は、前記第２の緩衝用コンデンサの前記第２のノード側の電極に接続される第４のノードと前記第２の電源の負母線との間に直列に接続された第２の共振用リアクトルおよび第４のダイオードからなり、
前記第１のスイッチング素子は、前記第１の電圧変換中、常時オンされ、
前記第２のスイッチング素子は、前記第２の電圧変換中、常時オンされる、請求項３に記載の電圧変換装置。 The first auxiliary circuit includes:
A first conduction circuit that accumulates electric charge by a resonance current flowing in the resonance circuit and conducts the first lower arm and the second upper arm during the first switching;
A first discharge circuit that discharges the charge accumulated in the first conduction circuit during the second switching;
The second auxiliary circuit includes:
A second conduction circuit for accumulating electric charge by a resonance current flowing in the resonance circuit and conducting the first upper arm and the second lower arm during the third switching;
A second discharge circuit for discharging the charge accumulated in the second conduction circuit at the time of the fourth switching;
The first conduction circuit includes:
A first switching element connected to the first node side;
A first buffering capacitor connected in series with the first switching element on the second node side;
A first diode connected in series with the first switching element and the first buffer capacitor so that a current flows from the second node to the first node;
The first discharge circuit is connected in series between a third node connected to the first node side electrode of the first buffer capacitor and a negative bus of the first power supply. A first resonance reactor and a second diode;
The second conduction circuit is
A second buffer capacitor connected to the first node side;
A second switching element connected in series with the second buffer capacitor on the second node side;
A third diode connected in series with the second switching element and the second buffer capacitor so as to pass a current from the first node to the second node;
The second discharge circuit is connected in series between a fourth node connected to an electrode on the second node side of the second buffer capacitor and a negative bus of the second power supply. A second resonance reactor and a fourth diode;
The first switching element is always turned on during the first voltage conversion,
The voltage conversion device according to claim 3, wherein the second switching element is always turned on during the second voltage conversion. 前記第１の電源と前記第２の電源との間で流れる電流の方向を判定するための電流センサーをさらに備え、
前記第１のスイッチング素子は、電流が前記第１の電源から前記第２の電源の方向へ流れると判定されると、オンされ、
前記第２のスイッチング素子は、電流が前記第２の電源から前記第１の電源の方向へ流れると判定されると、オンされる、請求項４に記載の電圧変換装置。 A current sensor for determining a direction of a current flowing between the first power source and the second power source;
The first switching element is turned on when it is determined that a current flows from the first power source to the second power source,
5. The voltage conversion device according to claim 4, wherein the second switching element is turned on when it is determined that a current flows from the second power source toward the first power source. 6. 前記双方向の電圧変換は、
前記第１の電源電圧を前記第２の電源電圧に昇圧または降圧する電圧変換と、
前記第２の電源電圧を前記第１の電源電圧に昇圧または降圧する電圧変換とからなる、請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電圧変換装置。 The bidirectional voltage conversion is
Voltage conversion for stepping up or down the first power supply voltage to the second power supply voltage;
6. The voltage converter according to claim 2, comprising voltage conversion for stepping up or stepping down the second power supply voltage to the first power supply voltage. 6. 前記電圧変換回路は、
前記第１のノードと前記第２のノードとの間に接続された前記平滑用リアクトルと、
前記第２の電源の正母線と前記第２のノードとの間に接続され、前記ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる上アームと、
前記第２のノードと前記第２の電源の負母線との間に接続され、前記ソフトスイッチング機能によりスイッチングされる下アームとからなり、
前記補助回路は、
前記第１の電源電圧から前記第２の電源電圧への第１の電圧変換において前記第２のノードから前記第１のノードへ電流を流すように常時活性化される第１の補助回路と、
前記第２の電源電圧から前記第１の電源電圧への第２の電圧変換において前記第１のノードから前記第２のノードへ電流を流すように常時活性化される第２の補助回路とからなり、
前記第１の補助回路は、前記第１の電圧変換において前記電荷の蓄積によって前記上アームを導通させるとともに、前記蓄積された電荷を放電し、
前記第２の補助回路は、前記第２の電圧変換において前記電荷の蓄積によって前記下アームを導通させるとともに、前記蓄積された電荷を放電する、請求項１に記載の電圧変換装置。 The voltage conversion circuit includes:
The smoothing reactor connected between the first node and the second node;
An upper arm connected between the positive bus of the second power supply and the second node and switched by the soft switching function;
A lower arm connected between the second node and the negative bus of the second power supply and switched by the soft switching function;
The auxiliary circuit is
A first auxiliary circuit that is always activated to flow a current from the second node to the first node in a first voltage conversion from the first power supply voltage to the second power supply voltage;
From the second auxiliary circuit that is always activated so that a current flows from the first node to the second node in the second voltage conversion from the second power supply voltage to the first power supply voltage. Become
The first auxiliary circuit conducts the upper arm by accumulating the electric charge in the first voltage conversion, and discharges the accumulated electric charge,
2. The voltage converter according to claim 1, wherein the second auxiliary circuit makes the lower arm conductive by accumulating the electric charge in the second voltage conversion and discharges the accumulated electric charge. 前記第１の補助回路は、前記下アームのオンからオフへの第１のスイッチング時、前記平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって前記第２のノード上の電位を上昇させて前記上アームを導通させ、前記下アームのオフからオンへの第２のスイッチング時、前記第１のスイッチング時に前記蓄積された電荷を放電し、
前記第２の補助回路は、前記上アームのオンからオフへの第３のスイッチング時、前記平滑用リアクトルと共振回路を構成して電荷を蓄積し、その電荷の蓄積によって前記第２のノード上の電位を低下させて前記下アームを導通させ、前記上アームのオフからオンへの第４のスイッチング時、前記第３のスイッチング時に前記蓄積された電荷を放電する、請求項７に記載の電圧変換装置。 The first auxiliary circuit constitutes a smoothing reactor and a resonance circuit at the time of the first switching from the on state to the off state of the lower arm, and accumulates electric charge, and the electric charge is accumulated on the second node. The upper arm is made conductive by discharging the accumulated charge at the time of the second switching from the OFF state to the ON state of the lower arm,
The second auxiliary circuit constitutes a smoothing reactor and a resonance circuit at the time of the third switching from on to off of the upper arm, and accumulates electric charge, and the electric charge is accumulated on the second node. The voltage according to claim 7, wherein the lower arm is made conductive by lowering the potential of the upper arm, and the accumulated charge is discharged during the third switching when the upper arm is switched from OFF to ON. Conversion device. 前記第１の補助回路は、
前記第１のスイッチング時、前記共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して前記上アームを導通させる第１の導通回路と、
前記第２のスイッチング時、前記第１の導通回路に蓄積された電荷を放電する第１の放電回路とからなり、
前記第２の補助回路は、
前記第３のスイッチング時、前記共振回路に流れる共振電流によって電荷を蓄積して前記下アームを導通させる第２の導通回路と、
前記第４のスイッチング時、前記第２の導通回路に蓄積された電荷を放電する第２の放電回路とからなり、
前記第１の導通回路は、
前記第１のノード側に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第２のノード側に前記第１のスイッチング素子と直列に接続された第１の緩衝用コンデンサと、
前記第２のノードから前記第１のノードへ電流を流すように前記第１のスイッチング素子および前記第１の緩衝用コンデンサと直列に接続された第１のダイオードとからなり、
前記第１の放電回路は、前記第１の緩衝用コンデンサの前記第１のノード側の電極に接続される第３のノードと前記第２の電源の負母線との間に直列に接続された第１の共振用リアクトルおよび第１のダイオードからなり、
前記第２の導通回路は、
前記第１のノード側に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２のノード側に前記第２のスイッチング素子と直列に接続された第２の緩衝用コンデンサと、
前記第１のノードから前記第２のノードへ電流を流すように前記第２のスイッチング素子および前記第２の緩衝用コンデンサと直列に接続された第２のダイオードとからなり、
前記第２の放電回路は、前記第２の緩衝用コンデンサの前記第１のノード側の電極に接続される第４のノードと前記第２の電源の正母線との間に直列に接続された第２の共振用リアクトルおよび第２のダイオードからなり、
前記第１のスイッチング素子は、前記第１の電圧変換中、常時オンされ、
前記第２のスイッチング素子は、前記第２の電圧変換中、常時オンされる、請求項８に記載の電圧変換装置。 The first auxiliary circuit includes:
A first conduction circuit for accumulating electric charge by a resonance current flowing in the resonance circuit and conducting the upper arm during the first switching;
A first discharge circuit that discharges the charge accumulated in the first conduction circuit during the second switching;
The second auxiliary circuit includes:
A second conduction circuit for accumulating electric charge by a resonance current flowing in the resonance circuit and conducting the lower arm during the third switching;
A second discharge circuit for discharging the charge accumulated in the second conduction circuit at the time of the fourth switching;
The first conduction circuit includes:
A first switching element connected to the first node side;
A first buffering capacitor connected in series with the first switching element on the second node side;
A first diode connected in series with the first switching element and the first buffer capacitor so that a current flows from the second node to the first node;
The first discharge circuit is connected in series between a third node connected to the first node side electrode of the first buffer capacitor and a negative bus of the second power supply. A first resonance reactor and a first diode;
The second conduction circuit is
A second switching element connected to the first node side;
A second buffering capacitor connected in series with the second switching element on the second node side;
A second diode connected in series with the second switching element and the second buffer capacitor so as to pass a current from the first node to the second node;
The second discharge circuit is connected in series between a fourth node connected to the first node side electrode of the second buffer capacitor and a positive bus of the second power supply. A second resonance reactor and a second diode;
The first switching element is always turned on during the first voltage conversion,
The voltage conversion device according to claim 8, wherein the second switching element is always turned on during the second voltage conversion. 前記第１の電源と前記第２の電源との間で流れる電流の方向を判定するための電流センサーをさらに備え、
前記第１のスイッチング素子は、電流が前記第１の電源から前記第２の電源の方向へ流れると判定されると、オンされ、
前記第２のスイッチング素子は、電流が前記第２の電源から前記第１の電源の方向へ流れると判定されると、オンされる、請求項９に記載の電圧変換装置。 A current sensor for determining a direction of a current flowing between the first power source and the second power source;
The first switching element is turned on when it is determined that a current flows from the first power source to the second power source,
The voltage conversion device according to claim 9, wherein the second switching element is turned on when it is determined that a current flows from the second power source toward the first power source. 前記双方向の電圧変換は、
前記第１の電源電圧を前記第２の電源電圧に昇圧する電圧変換と、
前記第２の電源電圧を前記第１の電源電圧に降圧する電圧変換とからなる、請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載の電圧変換装置。 The bidirectional voltage conversion is
Voltage conversion for boosting the first power supply voltage to the second power supply voltage;
The voltage converter according to any one of claims 7 to 10, comprising voltage conversion for stepping down the second power supply voltage to the first power supply voltage. 請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電圧変換装置を搭載した自動車。   The motor vehicle carrying the voltage converter of any one of Claims 1-11.
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