JP5194974B2 - DC-DC converter - Google Patents
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本発明は直流‐直流変換装置に係り、特に絶縁変圧器を介して一次側および二次側に分離され、その一次側および二次側のそれぞれにスイッチング素子が接続された直流‐直流変換装置に生じる過電圧、電圧や電流の振動現象およびノイズの発生を抑制するに好適な直流‐直流変換装置に関する。 The present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly, to a DC-DC converter that is separated into a primary side and a secondary side through an insulating transformer, and a switching element is connected to each of the primary side and the secondary side. The present invention relates to a DC-DC converter suitable for suppressing the occurrence of overvoltage, voltage and current oscillation phenomenon and noise.
従来、絶縁変圧器を介して一次側(電源側)と二次側(負荷側)とに分離され、その一次側および二次側のそれぞれにスイッチング素子が接続された直流‐直流変換装置が知られている(例えば、特許文献1を参照)。
この種の直流‐直流変換装置において、その一次側は、例えば図5に示されるように直流電源1、第一のスイッチング素子(MOSFET(Q1))および絶縁変圧器Tの一次巻線W1が直列に接続されて閉回路を構成している。一方、絶縁変圧器Tの二次巻線W2には、平滑用のリアクトルL、負荷RLおよびスイッチング素子(MOSFET(Q2))が直列に接続されて閉回路が構成されている。更に負荷RLの両端には平滑用のコンデンサCが並列に接続されている。また二次巻線W2の一端がリアクトルLに接続された接続点と、負荷RLの一端がスイッチング素子Q2と接続された接続点との間には、もう一つのスイッチング素子(第二のスイッチング素子(MOSFET(Q3)))が接続されている。そしてこれら各スイッチング素子(Q1〜Q3)は、ゲート制御部2によってその駆動が制御されるようになっている。
なお、絶縁変圧器Tには、漏れインダクタンスが存在する。この漏れインダクタンスは、図5において絶縁変圧器Tの一次側の閉回路中にLeとして示している。
Conventionally, there has been known a DC-DC converter in which a primary side (power supply side) and a secondary side (load side) are separated via an isolation transformer, and a switching element is connected to each of the primary side and the secondary side. (For example, see Patent Document 1).
In this type of DC-DC converter, the primary side thereof includes, for example, a
The isolation transformer T has a leakage inductance. This leakage inductance is shown as L e in closed circuit of the primary side of the isolation transformer T in FIG.
このように構成された直流‐直流変換装置においてゲート制御部2によってMOSFET(Q1)がオンにされると、絶縁変圧器Tの一次側では、直流電源1→一次巻線W1(漏れインダクタンスLeを含む)→MOSFET(Q1)→直流電源1の経路で電流が流れて絶縁変圧器Tの一次巻線W1に電圧が印加される。
このとき絶縁変圧器Tの二次側に接続されたMOSFET(Q2)がゲート制御部2によってオンにされると、二次巻線W2に生じた電圧によって、二次巻線W2→リアクトルL→負荷RLおよびコンデンサC→MOSFET(Q2)→二次巻線W2の経路で電流が流れる。このときリアクトルLには、電磁エネルギーが蓄えられる。
次いでゲート制御部2は、一次側のMOSFET(Q1)と二次側のMOSFET(Q2)をそれぞれオフにすると共に、MOSFET(Q3)をオンにする。するとリアクトルLに蓄えられた電磁エネルギーがリアクトルL→負荷RLおよびコンデンサC→MOSFET(Q3)→リアクトルLの経路で流れる。以降、直流‐直流変換装置は、上述したスイッチング動作を繰り返す。
直流‐直流変換装置は、このようにゲート制御部2によってMOSFET(Q1〜Q3)のオンおよびオフのタイミングが調整され、いわゆる同期整流の動作を実行して変換の際に生じる損失の低減を図っている。
When the MOSFET (Q 1 ) is turned on by the
In this case MOSFET connected to the secondary side of the insulating transformer T (Q 2) is turned on by the
Next, the
In the DC-DC converter, the ON / OFF timing of the MOSFETs (Q 1 to Q 3 ) is adjusted by the
ところで絶縁変圧器Tの一次巻線W1と二次巻線W2との巻数比をN、変換装置に入力される入力電圧をVin、変換装置から出力される出力電圧をVoとし、MOSFET(Q1〜Q3)および絶縁変圧器Tに生ずる電圧降下を無視すれば、MOSFET(Q1)の導通比Dは、次式で示される。
D=Vo×N/Vin
この式に示されるように入力電圧Vinと出力電圧をVoが一定であれば、MOSFET(Q1)の導通比Dは、一定となる。換言すれば直流‐直流変換装置は、所望の出力電圧を得るためMOSFET(Q1)の制御信号をスイッチング周期Tc内で[Tc×D]の期間オンにし、残り[Tc(1−D)]の期間オフにする動作を繰り返している。
なお、MOSFET(Q1)がオンした直後、絶縁変圧器Tの二次側からみた等価回路は、図6に示すように直流電源1、MOSFET(Q1)、漏れインダクタンスLeおよびMOSFET(Q3)の出力容量(ドレイン・ソース間に存在する寄生容量成分)CDSが直列に接続された回路として描くことができる。この等価回路において、直流電源1の電圧は、二次側換算値の[Vin×N]となり、また漏れインダクタンスLeのインダクタンス値をL1とすれば、その二次側換算値は[L1/N2]になる。
D = V o × N / V in
As shown in this equation, if the input voltage V in and the output voltage V o are constant, the conduction ratio D of the MOSFET (Q 1 ) is constant. In other words, the DC-DC converter turns on the control signal of the MOSFET (Q 1 ) for a period of [T c × D] within the switching period T c in order to obtain a desired output voltage, and the remaining [T c (1− The operation of turning off during the period of D)] is repeated.
Note that immediately after the MOSFET (Q 1 ) is turned on, the equivalent circuit viewed from the secondary side of the isolation transformer T is as shown in FIG. 6, the
しかしながら、上述した直流‐直流変換装置は、MOSFET(Q1)をオンにしたとき図6の等価回路に示した漏れインダクタンスLeとMOSFET(Q3)の出力容量CDSによる直列共振が発生する。このため図7に示すように電流には振動が生じる(振動電流)。この振動電流によってMOSFET(Q3)に加わる電圧は、理論的に直流電源1の二次側換算値[Vin×N]の2倍まで跳ね上がる。
したがって上述した直流‐直流変換装置は、MOSFET(Q1)のスイッチングに伴って生じる直列共振によってMOSFET(Q3)に高い電圧が発生することになる。このためMOSFET(Q3)には、高耐圧のスイッチング素子を使わなければならないという問題があった。この高耐圧のスイッチング素子は、高価であるほか、オン抵抗が高く、それ故、通電時に生じる損失も大きい。このためスイッチング素子を冷却するための冷却部品(放熱部品や冷却装置等)が大形化するという問題もあった。
また上述した直列共振に伴って生じる振動電流は、ノイズとなって空間に放射され、また他の機器に障害を与えることがある。このため直流‐直流変換装置には、放射ノイズを低減させるためのシールドを強化したり、伝導ノイズを低減させる電源フィルタを設けたりする必要があった。またこれらのノイズ対策のため直流‐直流変換装置が大形化し、延いてはコスト上昇の要因にもなっていた。
However, DC mentioned above - direct current conversion device, series resonance occurs due to the output capacitance C DS leakage inductance L e and MOSFET (Q 3) shown in the equivalent circuit of Figure 6 when turning on the MOSFET (Q 1) . For this reason, as shown in FIG. 7, vibration occurs in the current (oscillating current). The voltage applied to the MOSFET (Q 3 ) by this oscillating current theoretically jumps up to twice the secondary side converted value [V in × N] of the
Therefore, in the DC-DC converter described above, a high voltage is generated in the MOSFET (Q 3 ) due to the series resonance that occurs in association with the switching of the MOSFET (Q 1 ). For this reason, the MOSFET (Q 3 ) has a problem that a switching element having a high breakdown voltage must be used. This high-breakdown-voltage switching element is expensive and has high on-resistance, and therefore has a large loss during energization. For this reason, there has been a problem that a cooling component (a heat radiation component, a cooling device, etc.) for cooling the switching element is increased in size.
In addition, the oscillating current generated along with the series resonance described above is radiated into the space as noise, and may interfere with other devices. For this reason, the DC-DC converter needs to be provided with a shield for reducing radiation noise or with a power supply filter for reducing conduction noise. In addition, the DC-DC converter has been increased in size to prevent these noises, which in turn has been a factor in increasing costs.
本発明は、このような事情を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、スイッチング素子に過大な電圧が印加されることを防止すると共に、変換効率を向上させつつ、コスト上昇を抑えた直流‐直流変換装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve such a situation. The object of the present invention is to prevent an excessive voltage from being applied to the switching element and to improve the conversion efficiency while increasing the cost. The object is to provide a suppressed DC-DC converter.
上述した目的を達成するため本発明の直流‐直流変換装置は、一次巻線および二次巻線を有する変圧器と、直流をスイッチングして得た交流を前記一次巻線に与える第一のスイッチング素子と、前記二次巻線に生じた交流をスイッチングして直流に変換する第二のスイッチング素子と、前記第一および第二のスイッチング素子のオンまたはオフをそれぞれ制御する制御部とを具備した直流‐直流変換装置であって特に、
前記制御部は、前記第一のスイッチング素子をオンにすると共に前記第二のスイッチング素子をオフにした後、該第二のスイッチング素子に印加される電圧が上昇しているとき、前記第一のスイッチング素子を所定時間オフにしてから再びオンにすることを特徴としている。
上述の直流‐直流変換装置は、第二のスイッチング素子に加わる電圧が大きくオーバシュートする以前に第一のスイッチング素子をオフにし、その後、再び第一のスイッチング素子をオンにする。このため第二のスイッチング素子に加わる電圧の最大値を抑えることができる。
また前記制御部は、前記第二のスイッチング素子に印加される電圧が上昇し、非導通時における定常電圧値に達したときに該第二のスイッチング素子の出力容量に流れる電流が略零になるよう前記第一のスイッチング素子をオフするタイミングに設定するものとしている。
In order to achieve the above-described object, a DC / DC converter according to the present invention includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, and a first switching that provides an alternating current obtained by switching the DC to the primary winding. An element, a second switching element that switches alternating current generated in the secondary winding to convert it into direct current, and a control unit that controls on / off of the first and second switching elements, respectively. DC-DC converter, especially
The control unit turns on the first switching element and turns off the second switching element, and then the voltage applied to the second switching element is increased when the first switching element is turned off. The switching element is turned off for a predetermined time and then turned on again.
The DC-DC converter described above turns off the first switching element before the voltage applied to the second switching element greatly overshoots, and then turns on the first switching element again. For this reason, the maximum value of the voltage applied to the second switching element can be suppressed.
In addition, when the voltage applied to the second switching element rises and the control unit reaches a steady voltage value during non-conduction, the current flowing through the output capacitance of the second switching element becomes substantially zero. it is assumed to be set to the timing of turning off the first switching element so.
上述の直流‐直流変換装置は、第一のスイッチング素子がオンし、第二のスイッチング素子に加わる電圧が上昇する途中で第一のスイッチング素子をオフし、やがて第二のスイッチング素子が非導通時における定常電圧の値、すなわち直流電源の電圧に巻数比を掛けた値に達したとき、第二のスイッチング素子の出力容量(寄生容量)に流れる電流が略零になるよう第一のスイッチング素子をオフするタイミングに設定する。
また前記制御部は、前記第一のスイッチング素子を所定時間オフにし、前記第二のスイッチング素子に印加される電圧が該第二のスイッチング素子の非導通時における定常電圧値と略等しくなった後に前記第一のスイッチング素子を再びオンするものとして構成される。
上述の直流‐直流変換装置は、直流電源の電圧に巻数比を掛けた値と、第二のスイッチング素子の加わる電圧が等しくなり、出力容量に流れる電流が略零になった後に、第一のスイッチング素子をオンにしているため、共振電流が流れない。したがって絶縁変圧器の漏れインダクタンスにも電流が流れず、漏れインダクタンスと第二のスイッチング素子の出力容量とによる直列共振が防止できる。
In the above-described DC-DC converter, the first switching element is turned on, the first switching element is turned off while the voltage applied to the second switching element is rising, and the second switching element is eventually turned off. The first switching element is set so that the current flowing through the output capacitance (parasitic capacitance) of the second switching element becomes substantially zero when the value of the steady-state voltage at is reached, that is, the value of the DC power supply multiplied by the turns ratio. Set the timing to turn off.
Further, the control unit turns off the first switching element for a predetermined time, and after the voltage applied to the second switching element becomes substantially equal to a steady voltage value when the second switching element is non-conductive. The first switching element is configured to be turned on again.
In the above-described DC-DC converter, the value obtained by multiplying the voltage of the DC power supply by the turns ratio is equal to the voltage applied to the second switching element, and the current flowing through the output capacitance becomes substantially zero. Since the switching element is turned on, no resonance current flows. Therefore, no current flows through the leakage inductance of the isolation transformer, and series resonance due to the leakage inductance and the output capacity of the second switching element can be prevented.
上述したように本発明の直流‐直流変換装置によれば、スイッチング時にスイッチング素子に発生する跳ね上がり電圧を低減させているので低耐圧でオン抵抗の低いスイッチング素子を用いることができる。このため本発明の直流‐直流変換装置は、スイッチング素子に生じる損失を抑えることができるので変換効率の向上を図ることができ、更にはスイッチング素子の価格も抑えることができるので変換装置の低コスト化を図ることができる。
また本発明の直流‐直流変換装置は、スイッチング時に生じる直列共振による振動電流を抑制しているので、伝導ノイズや放射ノイズが低減でき、またノイズ抑制に要する部品を小形、低コスト化することが可能であるという優れた効果を奏し得る。
As described above, according to the DC-DC converter of the present invention, the jumping voltage generated in the switching element at the time of switching is reduced, so that a switching element having a low breakdown voltage and a low on-resistance can be used. For this reason, the DC-DC converter of the present invention can suppress the loss generated in the switching element, so that the conversion efficiency can be improved, and further, the cost of the switching element can be suppressed, so that the cost of the converter can be reduced. Can be achieved.
In addition, since the DC-DC converter of the present invention suppresses oscillating current due to series resonance that occurs during switching, conduction noise and radiation noise can be reduced, and parts required for noise suppression can be reduced in size and cost. An excellent effect of being possible can be achieved.
以下、本発明の一実施形態に係る直流‐直流変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図1〜図4は、本発明に係る直流‐直流変換装置の一実施形態を示すものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また基本的な構成は図5に示す従来のものと同様であるので、この図面も参照しながら説明する。
さて、本発明が従来の直流‐直流変換装置と異なるところは、第一のスイッチング素子(MOSFET(Q1))の駆動タイミングを変えたところにある。即ち本発明の直流‐直流変換装置は、第一のスイッチング素子(MOSFET(Q1))をオンにした後、第二のスイッチング素子(MOSFET(Q3))に加わる電圧が上昇しているとき、第一のスイッチング素子(MOSFET:Q1)を所定のオフ時間だけオフにした後、再びオンにしている。
具体的には図1のMOSFET(Q1)に与える駆動信号(ゲート信号)のタイムチャートに示したように制御部(ゲート制御部2)がMOSFET(Q1)をオンにした後、MOSFET(Q3)に加わる電圧が上昇しているとき、MOSFET(Q1)を所定のオフ時間だけオフにした後、再びMOSFET(Q1)をオンにする。ここでMOSFET(Q3)に加わる電圧は、それぞれ非導通時にそのドレイン・ソース間の両端に加わる電圧である。
Hereinafter, a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. 1 to 4 show an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention, and the present invention is not limited by these drawings. The basic configuration is the same as the conventional one shown in FIG. 5 and will be described with reference to this drawing.
The difference between the present invention and the conventional DC-DC converter is that the drive timing of the first switching element (MOSFET (Q 1 )) is changed. In other words, the DC-DC converter according to the present invention, when the voltage applied to the second switching element (MOSFET (Q 3 )) rises after the first switching element (MOSFET (Q 1 )) is turned on. The first switching element (MOSFET: Q 1 ) is turned off for a predetermined off time and then turned on again.
Specifically, as shown in the time chart of the drive signal (gate signal) applied to the MOSFET (Q 1 ) in FIG. 1, the control unit (gate control unit 2) turns on the MOSFET (Q 1 ), and then the MOSFET ( When the voltage applied to Q 3 ) is increasing, the MOSFET (Q 1 ) is turned off for a predetermined off time, and then the MOSFET (Q 1 ) is turned on again. Here, the voltage applied to the MOSFET (Q 3 ) is a voltage applied to both ends between the drain and the source at the time of non-conduction.
つまり図6の等価回路を参照すれば、MOSFET(Q1)がオンした後、回路に流れる電流は増加し、それにつれてMOSFET(Q3)の電圧が上昇する。この電圧上昇中にゲート制御部2がMOSFET(Q1)をオフ(図1の(a)の時点)にすると回路を流れる電流は、漏れインダクタンスLe→MOSFET(Q3)の出力容量CDS→直流電源1→MOSFET(Q1)の出力容量(図示せず)→漏れインダクタンスLeの経路で各MOSFETの出力容量を充電しながら減少する。
このようなタイミングで作動するMOSFET(Q1)のゲート駆動信号は、例えば図2に示す回路で実現できる。この回路は、3つのAND回路(G1〜G3)と1つのOR回路および2つの積分回路(R1,C1およびR2,C2)から構成される。
MOSFET(Q1)の駆動信号S1(従来の直流‐直流変換装置におけるゲート信号に相当する)は、二入力AND回路G1の一端の入力と抵抗器R1の一端に与えられる。この抵抗器R1の他端は、コンデンサC1によって接地されたAND回路G1の他端に与えられる。この他端に与えられる信号S2は、図3に示したように抵抗器R1とコンデンサC1とで構成された積分回路によってその電圧が徐々に上昇する。そしてこの電圧がAND回路G1の閾値電圧を超えると、AND回路G1の二つの入力電圧の論理値が一致することになる。このためAND回路G1は、出力信号S3を出力する。
That is, referring to the equivalent circuit of FIG. 6, after the MOSFET (Q 1 ) is turned on, the current flowing through the circuit increases, and the voltage of the MOSFET (Q 3 ) increases accordingly. If the
The gate drive signal of the MOSFET (Q 1 ) operating at such timing can be realized by the circuit shown in FIG. 2, for example. This circuit includes three AND circuits (G 1 to G 3 ), one OR circuit, and two integration circuits (R 1 , C 1 and R 2 , C 2 ).
A drive signal S 1 of MOSFET (Q 1 ) (corresponding to a gate signal in a conventional DC-DC converter) is applied to one input of a two-input AND circuit G 1 and one end of a resistor R 1 . The other end of the resistor R 1 is given to the other end of the AND circuit G 1 grounded by the capacitor C 1 . As shown in FIG. 3, the voltage of the signal S 2 applied to the other end is gradually increased by an integrating circuit composed of a resistor R 1 and a capacitor C 1 . And this voltage exceeds the threshold voltage of the AND circuit G 1, so that the logic value of the two input voltages of the AND circuit G 1 is consistent. For this reason, the AND circuit G 1 outputs an output signal S 3 .
出力信号S3は、二入力AND回路G2の一端の入力と抵抗器R2の一端に与えられる。この抵抗器R2の他端は、コンデンサC2によって接地されたAND回路G2の他端に与えられる。この他端に与えられる信号S4は、抵抗器R2とコンデンサC2とで構成された積分回路によってその電圧が徐々に上昇する。そしてAND回路G2の閾値電圧を超えると、AND回路G2の二つの入力電圧の論理値が一致する。このためAND回路G2は、出力信号S5を出力する。
また駆動信号S1とAND回路G1の出力信号S3の論理を反転した信号は、AND回路G3によって論理積がとられ出力信号S6となって出力される。
そうして、AND回路G2,G3がそれぞれ出力する出力信号S5,S6は、OR回路G4によって論理和がとられてMOSFET(Q1)のゲート信号を生成する。
ゲート制御部2は、このようにして得られたゲート信号をMOSFET(Q1)に与えれば、MOSFET(Q1)をオンにした後、MOSFET(Q3)に加わる電圧値が上昇しているとき、MOSFET(Q1)を一端オフにした後、再びオンにすることができる。
このため漏れインダクタンスLeに流れる電流が増加し過ぎることがないため、MOSFET(Q3)の両端には、電圧の高いオーバシュートが生じない。したがって本発明の直流‐直流変換装置は、MOSFET(Q3)のドレイン・ソース間に発生する電圧のピーク値を抑制することができ、MOSFET(Q3)に耐電圧が低く、オン抵抗の低い素子を適用することができる。
The output signal S 3 is supplied to one input of the two-input AND circuit G 2 and one end of the resistor R 2 . The other end of the resistor R 2 is given to the other end of the AND circuit G 2 grounded by the capacitor C 2 . The voltage of the signal S 4 given to the other end is gradually increased by an integrating circuit composed of a resistor R 2 and a capacitor C 2 . When it exceeds the threshold voltage of the AND circuit G 2, logical values of the two input voltages of the AND circuit G 2 are identical. Thus AND circuit G 2 it is, outputs an output signal S 5.
A signal obtained by inverting the logic of the drive signal S 1 and the output signal S 3 of the AND circuit G 1 is ANDed by the AND circuit G 3 and output as an output signal S 6 .
The output signals S 5 and S 6 output from the AND circuits G 2 and G 3 are ORed by the OR circuit G 4 to generate the gate signal of the MOSFET (Q 1 ).
When the
Therefore since the current flowing through the leakage inductance L e is never too increased, the both ends of the MOSFET (Q 3), no high overshoot of voltage. Thus DC invention - DC converter is, MOSFET (Q 3) Drain-source generated between can be suppressed peak value of the voltage, MOSFET (Q 3) to the withstand voltage is low, low on-resistance An element can be applied.
より好ましくはゲート制御部2は、MOSFET(Q3)に加わる電圧値が非導通時に印加される電圧(定常電圧:直流電源1の電圧に巻数比Nを掛けた値)に達したときに、出力容量CDSに流れる電流が零になるようにMOSFET(Q1)をオフするタイミングを調整するとよい。
この場合は、図4のタイミング図に示すように[a]の時点でゲート制御部2がMOSFET(Q1)をオフにすると、図示しないMOSFET(Q1)の出力容量とMOSFET(Q3)の出力容量CDSを充電しながら電流が減少していく。次いでこの電流が零になる時点と、MOSFET(Q1)の出力容量とMOSFET(Q3)の出力容量CDSに加わる電圧が定常電圧になる時点(図4において[b]の時点)とが一致するように[a]のタイミングを調整する。このタイミングの調整は、上述した抵抗器R1およびコンデンサC1で構成される積分回路の定数を変更すればよい。
このようにゲート制御部2のタイミングを調整することによって[b]の時点で、出力容量CDSに加わる電圧と直流電源1の電圧(Vin×N)が等しくなり、[b]の時点以降、オーバシュートや直列共振が生じない。したがって本発明の直流‐直流変換装置は、MOSFET(Q3)のドレイン・ソース間に発生する電圧のピーク値を抑制することができ、MOSFET(Q3)に耐電圧の低い素子を適用することができる。また上述したように共振現象も生じないので本発明の直流‐直流変換装置は、ノイズの発生を大幅に低減することが可能である。
More preferably, when the voltage value applied to the MOSFET (Q 3 ) reaches the voltage applied during non-conduction (steady voltage: a value obtained by multiplying the voltage of the
In this case, as shown in the timing diagram of FIG. 4, when the
By adjusting the timing of the
更にゲート制御部2は、MOSFET(Q3)に加わる電圧が、直流電源1の定常電圧に達した後、例えば図4における[c]の時点で再びMOSFET(Q1)をオンにするとよい。このタイミングの調整は、上述した抵抗器R2およびコンデンサC2で構成される積分回路の定数を変更すればよい。
この場合、[b]の時点で上述したように出力容量CDSに加わる電圧と直流電源1の電圧(Vin×N)が等しくなるので、ゲート制御部2が[c]の時点で再びMOSFET(Q1)をオンにしてもMOSFET(Q1)や漏れインダクタンスLeに電流が流れない。したがって、本発明の直流‐直流変換装置は、オーバシュートによる過電圧や共振が発生することがない。
尚、上述した実施形態は、一般的な直流‐直流変換装置(DC−DCコンバータ)として1石フォワードコンバータを例示したものである。しかし本発明の直流‐直流変換装置は、一方のスイッチング素子がオンしたら、絶縁変圧器を介して他方のスイッチング素子に電圧が印加されるようなフルブリッジコンバータ、ハーフブリッジコンバータや2石フォワードコンバータ等の直流‐直流変換装置にも適用できることは言うまでもない。また上述した実施形態は、絶縁変圧器Tの二次巻線W2にMOSFETを接続したDC−DCコンバータを示したものであるが、このMOSFETに換えてダイオードを用い、二次側を非可制御の回路として構成したDC−DCコンバータにも本発明は適用できる。この場合、上述したMOSFETの出力容量CDSに相当する成分は、ダイオードの接合容量に置き換えて考えればよい。
Furthermore, after the voltage applied to the MOSFET (Q 3 ) reaches the steady voltage of the
In this case, since the voltage applied to the output capacitor CDS is equal to the voltage (V in × N) of the
In the above-described embodiment, a one-stone forward converter is exemplified as a general DC-DC converter (DC-DC converter). However, the DC-DC converter of the present invention is a full-bridge converter, a half-bridge converter, a two-stone forward converter, etc. in which a voltage is applied to the other switching element via an isolation transformer when one switching element is turned on. Needless to say, the present invention can also be applied to other DC-DC converters. The embodiment described above, but shows a DC-DC converter connected to MOSFET to the secondary winding W 2 of the insulating transformer T, a diode in place of the MOSFET, catch a secondary side The present invention can also be applied to a DC-DC converter configured as a control circuit. In this case, the component corresponding to the output capacitance C DS of MOSFET described above may be considered replaced by a junction capacitance of the diode.
更に本発明ではMOSFET(Q1)をオンにした後、所定時間オフにする期間を設けているが、スイッチング周期内で前述した導通比Dを満足するものであれば、所望の出力電圧を得ることができる。つまり本発明の直流‐直流変換装置は、スイッチング周期内で複数回、オンとオフとを繰り返したとしても、オン時間の合計値とオフ時間の合計値との比率を調整すれば、どのようなタイミングでオンまたはオフしても所望の出力電圧を得ることができる。
尚、本発明の直流‐直流変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。
Further, in the present invention, after turning on the MOSFET (Q 1 ), a period for turning off for a predetermined time is provided. If the above-described conduction ratio D is satisfied within the switching period, a desired output voltage is obtained. be able to. In other words, the DC-DC converter according to the present invention is capable of adjusting the ratio between the total value of the on time and the total value of the off time, even if the on and off are repeated a plurality of times within the switching cycle. Even if it is turned on or off at the timing, a desired output voltage can be obtained.
The DC-DC converter of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications may be made without departing from the gist of the present invention.
C1,C2 コンデンサ
G1,G2,G3 AND回路
G4 OR回路
R1 抵抗器
R2 抵抗器
S1 ゲート駆動信号
C 1 and C 2 capacitors G 1 , G 2 and G 3 AND circuit G 4 OR circuit R 1 resistor R 2 resistor S 1 gate drive signal
Claims (3)
直流をスイッチングして得た交流を前記一次巻線に与える第一のスイッチング素子と、
前記二次巻線に生じた交流をスイッチングして直流に変換する第二のスイッチング素子と、
前記第一および第二のスイッチング素子のオンまたはオフをそれぞれ制御する制御部と
を具備した直流‐直流変換装置であって、
前記制御部は、前記第一のスイッチング素子をオンにすると共に前記第二のスイッチング素子をオフにした後、該第二のスイッチング素子に印加される電圧が上昇しているとき、前記第一のスイッチング素子を所定時間オフにしてから再びオンにすることを特徴とする直流‐直流変換装置。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A first switching element that provides alternating current obtained by switching direct current to the primary winding;
A second switching element that converts alternating current generated in the secondary winding into direct current;
A DC-DC converter comprising a controller for controlling on and off of the first and second switching elements,
The control unit turns on the first switching element and turns off the second switching element, and then the voltage applied to the second switching element is increased when the first switching element is turned off. A DC-DC converter characterized in that the switching element is turned off for a predetermined time and then turned on again.
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