JP2011061953A - Multi-output switching power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング動作に応じて生じるサージ電圧を抑制する機能を持ち、複数の負荷へ電力を供給する多出力スイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a multi-output switching power supply apparatus that has a function of suppressing a surge voltage generated according to a switching operation and supplies electric power to a plurality of loads.
図５は、従来の多出力スイッチング電源装置の回路構成である。
この図５に示すように、従来の多出力スイッチング電源装置は、多出力の高周波トランス１０１の一次側巻線Ｌｐにスイッチ１０２を直列に接続し、その直列接続回路に直流電源１０３により直流電圧を印加する。なお、直流電圧を印加する直流電源の代わりに、交流電源と整流器とを組み合わせて使用する場合もある。
FIG. 5 is a circuit configuration of a conventional multi-output switching power supply device.
As shown in FIG. 5, in the conventional multi-output switching power supply device, a
高周波トランス１０１の一次側巻線Ｌｐには、スナバ抵抗１０４、スナバコンデンサ１０５及びスナバダイオード１０６からなるスナバ回路を並列に接続する。ここでスナバ回路は、スイッチ１０２がオン（導通状態）の間に一次側巻線Ｌｐの漏れインダクタンスに蓄えたエネルギーを、スイッチ１０２がオフ（遮断状態）の瞬間にスナバダイオード１０６で還流させ、スイッチ１０２に大きな電圧サージが加わることを防止するものである。スナバダイオード１０６で還流した電流はスナバコンデンサ１０５を充電し、そのコンデンサ１０５の電荷をスナバ抵抗１０４で放電する。
A snubber circuit including a
高周波トランス１０１の複数の二次側巻線Ｌｓには、それぞれ還流ダイオード１０７と平滑コンデンサ１０８を直列接続し、スイッチ１０２がオフの間に平滑コンデンサ１０８を充電する。そして、この平滑コンデンサ１０８から負荷１０９に電力を供給する。
多出力フライバック式電源装置では、二次側の出力電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチ１０２のデューティー比を制御する制御ＩＣ１１０を設ける。この制御ＩＣ１１０の電力は、二次側出力の１つから供給するのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。
A plurality of secondary windings Ls of the high-
In the multi-output flyback power supply device, a
すなわち、図５に示すように、高周波トランス１０１の二次側巻線の１つをドライバ巻線Ｌｓｄとし、このドライバ巻線Ｌｓｄの一端を、還流ダイオード１０７ｄを介して制御ＩＣ１１０の正極側電源端子に接続し、他端を制御ＩＣ１１０の負極側電源端子に直接接続する。このとき、ドライバ巻線Ｌｓｄのダイオード接続側とは反対側は、高周波トランス１０１の一次側巻線Ｌｐと共通のラインに接続している。そして、還流ダイオード１０７のカソード側とドライバ巻線Ｌｓｄの他端との間に平滑コンデンサ１０８ｄを介挿する。これにより、ドライバ巻線Ｌｓｄを制御ＩＣ１１０専用の出力とし、制御ＩＣ１１０に電力を供給する。
That is, as shown in FIG. 5, one of the secondary windings of the high-
なお、特に図示しないが、制御ＩＣ１１０への電力供給は通常以下の手順で行う。
先ず、電圧レギュレータを介して、直流電源１０３から起動用の電力を供給する。次に、制御ＩＣ１１０により、フライバックコンバータを起動する。そして、フライバックコンバータ起動後は、専用の制御ＩＣ１１０への電力供給用出力から制御ＩＣ１１０へ電力を供給する。
Although not specifically shown, power supply to the
First, starting power is supplied from the
ところで、制御ＩＣ１１０の消費電力は、通常、他の二次側出力が電力を供給する負荷に比べて１／１０程度と非常に小さい。そのため、上記従来の構成の多出力スイッチング電源装置にあっては、制御ＩＣ１１０につながる還流ダイオード１０７ｄでサージ電圧が生じ、高周波の伝導ノイズや放射ノイズが発生する可能性がある。以下、その理由について説明する。
By the way, the power consumption of the
多出力スイッチング電源装置では、励磁インダクタンスの電流が、スイッチ１０２のターンオフの瞬間に各出力に分流する。ターンオフの瞬間に分流する電流の値は、各出力の漏れインダクタンスが小さいほど多くなる。また、ターンオフの期間にその電流はそれぞれの出力電圧に応じて減少し、減少の傾きは電圧が高い出力ほど大きくなる（一次側に巻き数比換算した値で比較した場合）。
In the multi-output switching power supply device, the current of the exciting inductance is shunted to each output at the moment when the
図６は、二次側の出力を二つ持つフライバックコンバータにおけるターンオフ時の等価回路である。ただし、一次側の漏れインダクタンスは無く、ターンオフ直後に電流が二次側に転流するものとする。ここで、Ｌ1，Ｌ2は出力側の漏れインダクタンス、Ｖ1，Ｖ2は出力電圧で、いずれも巻き数比で一次側に換算した値とする。
この等価回路では、ターンオフの直前に励磁インダクタンスＬmに電流Ｉmが流れていたとすると、各出力に流れる電流ｉD1，ｉD2のターンオフ直後の値ＩD1，ＩD2は次式となる。
FIG. 6 is an equivalent circuit at the time of turn-off in a flyback converter having two outputs on the secondary side. However, there is no leakage inductance on the primary side, and current is commutated to the secondary side immediately after turn-off. Here, L 1 and L 2 are leakage inductances on the output side, and V 1 and V 2 are output voltages, both of which are converted to the primary side by the turn ratio.
In this equivalent circuit, when the current I m was flowing in the excitation inductance L m just before the turn-off value I D1, I D2 immediately after turn-off of the current i D1, i D2 flowing through the output becomes the following equation.
ＩD1＝Ｉm・Ｌ2／（Ｌ1＋Ｌ2） ………（１）
ＩD2＝Ｉm・Ｌ1／（Ｌ1＋Ｌ2） ………（２）
これより、ターンオフ直後は、漏れインダクタンスの小さい出力へ多くの電流が転流することが分かる。
I D1 = I m · L 2 / (L 1 + L 2 ) (1)
I D2 = I m · L 1 / (L 1 + L 2 ) (2)
From this, it can be seen that a large amount of current commutates to an output with a small leakage inductance immediately after the turn-off.
また、ターンオフ時の二次側の電流ｉD1，ｉD2の傾きｄｉD1／ｄｔ，ｄｉD2／ｄｔは次式となる。
ｄｉD1／ｄｔ＝｛Ｖ1／Ｌ1＋Ｌm／Ｌ1・（Ｖ1−Ｖ2）／Ｌ2｝／｛Ｌm（１／Ｌm＋１／Ｌ1＋１／Ｌ2）｝ ………（３）
ｄｉD2／ｄｔ＝｛Ｖ2／Ｌ2＋Ｌm／Ｌ2・（Ｖ2−Ｖ1）／Ｌ1｝／｛Ｌm（１／Ｌm＋１／Ｌ1＋１／Ｌ2）｝ ………（４）
これより、二次側の出力電圧Ｖ1とＶ2とが等しい場合は漏れインダクタンスが小さい方の出力の電流の傾きが大きくなり、漏れインダクタンスＬ1とＬ2とが等しい場合は出力電圧の大きい出力の方が電流の傾きが大きくなることが分かる。
Further, the slopes di D1 / dt and di D2 / dt of the secondary side currents i D1 and i D2 at the time of turn-off are as follows.
di D1 / dt = {V 1 / L 1 + L m / L 1 · (V 1 -V 2) / L 2} / {L m (1 / L m + 1 / L 1 + 1 / L 2)} ......... (3)
di D2 / dt = {V 2 / L 2 + L m / L 2 · (V 2 -V 1) / L 1} / {L m (1 / L m + 1 / L 1 + 1 / L 2)} ......... (4)
Accordingly, when the output voltages V 1 and V 2 on the secondary side are equal, the slope of the output current with the smaller leakage inductance becomes larger, and when the leakage inductances L 1 and L 2 are equal, the output voltage is larger. It can be seen that the output has a larger current gradient.
ここで、各出力の電圧は、平滑コンデンサの充電と放電の割合で決まるため、消費電力の小さい制御ＩＣ１１０用の平滑コンデンサ１０８ｄでは放電が少なく、他の平滑コンデンサに比べて電圧が高くなる。
つまり、制御ＩＣ１１０の電源につながる出力はスイッチ１０２がオフすると急速に電流が減衰してゼロになる。電流が急速にゼロに向かって変化すると、還流ダイオードが逆回復動作時に流れる逆向きの電流が多くなり、それに伴って還流ダイオード１０７ｄには大きなサージ電圧が生じる。
Here, since the voltage of each output is determined by the ratio of charging and discharging of the smoothing capacitor, the
That is, the output connected to the power source of the
よって、図５に示すような従来の構成では、消費電力の小さい制御ＩＣ１１０につながる還流ダイオード１０７ｄでサージ電圧が生じ、これが高周波の伝導ノイズや放射ノイズの原因となって、所定の規格値を満足できなくなる可能性がある。
なお、他の出力においても消費電力が極端に小さい場合には、同様の動作になるものの、電圧レギュレーションも大幅に悪化することになる。このため、抵抗負荷を追加し消費電力を増やすことで電圧レギュレーションを改善される処置が取られ、結果的に消費電力が極端に小さい出力は構成されにくい。
Therefore, in the conventional configuration as shown in FIG. 5, a surge voltage is generated in the
Note that when the power consumption is extremely small at other outputs, the same operation is performed, but the voltage regulation is also greatly deteriorated. For this reason, a measure is taken to improve voltage regulation by adding a resistive load to increase power consumption, and as a result, an output with extremely low power consumption is difficult to configure.
しかしながら、制御ＩＣは一般的に幅広い電圧範囲で動作することから、電圧レギュレーションの精度は求められていない。この結果として制御ＩＣ用電源の消費電力が極端に小さくなることが多いことが、他の出力に比べて大きな放射ノイズを発生する原因となる。
そこで、本発明は、スイッチング動作に応じて生じるサージ電圧を抑制することができる多出力スイッチング電源装置を提供することを課題としている。
However, since the control IC generally operates in a wide voltage range, the accuracy of voltage regulation is not required. As a result, the power consumption of the power supply for the control IC is often extremely small, which causes generation of large radiation noise compared to other outputs.
Therefore, an object of the present invention is to provide a multi-output switching power supply apparatus that can suppress a surge voltage generated according to a switching operation.
上記課題を解決するために、請求項１に係る多出力スイッチング電源装置は、一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、前記制御回路の電力を、前記直流電源から供給することを特徴としている。 In order to solve the above problems, a multi-output switching power supply according to claim 1 is a transformer having a primary side winding and a plurality of secondary side windings, and a direct current for exciting the primary side winding. A power source, a switching element that controls switching of an exciting current flowing through the primary side winding by the DC power source, and a control circuit that drives and controls the switching element, and a plurality of loads from the secondary side winding. A multi-output switching power supply device for supplying electric power, wherein the electric power of the control circuit is supplied from the DC power supply.
また、請求項２に係る多出力スイッチング電源装置は、一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、前記制御回路の電力を、前記負荷を接続した前記二次側巻線から供給することを特徴としている。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a multi-output switching power supply apparatus comprising: a transformer having a primary side winding and a plurality of secondary side windings; a DC power source for exciting the primary side winding; A multi-output for supplying power to the plurality of loads from the secondary winding, comprising: a switching element that controls switching of the excitation current flowing through the primary winding by the control circuit; and a control circuit that drives and controls the switching element. A switching power supply device is characterized in that power of the control circuit is supplied from the secondary winding connected to the load.
さらに、請求項３に係る多出力スイッチング電源装置は、一次側巻線と複数個の二次側巻線とを有するトランスと、前記一次側巻線を励磁するための直流電源と、当該直流電源により前記一次側巻線に流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動制御する制御回路と、を備え、前記二次側巻線から複数個の負荷に電力を供給する多出力スイッチング電源装置であって、前記制御回路の電力を、漏れインダクタンスが他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きい二次側巻線から供給することを特徴としている。 Furthermore, the multi-output switching power supply device according to claim 3 includes a transformer having a primary side winding and a plurality of secondary side windings, a DC power source for exciting the primary side winding, and the DC power source. A multi-output for supplying power to the plurality of loads from the secondary winding, comprising: a switching element that controls switching of the excitation current flowing through the primary winding by the control circuit; and a control circuit that drives and controls the switching element. In the switching power supply device, the power of the control circuit is supplied from a secondary side winding having a leakage inductance larger than that of other secondary side windings.
さらに、請求項４に係る多出力スイッチング電源装置は、請求項３に係る発明において、前記制御回路に電力を供給する前記二次側巻線と直列に、リアクトルが接続されていることを特徴としている。 Furthermore, the multi-output switching power supply according to claim 4 is characterized in that, in the invention according to claim 3, a reactor is connected in series with the secondary winding for supplying power to the control circuit. Yes.
本発明の請求項１に係る発明によれば、消費電力の小さい制御回路に、一次側の直流電源から電力を供給するので、制御回路専用の二次側巻線から電力を供給する場合と比較して、還流ダイオードの逆回復サージ電圧が発生するのを防止することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
また、請求項２に係る発明によれば、制御回路に、他の負荷に電力を供給している平滑コンデンサから電力を供給するので、消費電力が小さいことで発生していた還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。またこのとき、上記負荷を、単純に損失を発生させるためだけの負荷抵抗として、二次側巻線の一つを制御回路専用の出力とすれば、他の出力との絶縁性能を損ねることがない。
According to the first aspect of the present invention, power is supplied from the DC power supply on the primary side to the control circuit with low power consumption. Compared with the case where power is supplied from the secondary winding dedicated to the control circuit. Thus, it is possible to prevent the reverse recovery surge voltage of the freewheeling diode from being generated. As a result, outflowing high frequency noise can be suppressed.
According to the invention of claim 2, since the power is supplied to the control circuit from the smoothing capacitor that supplies power to the other load, the reverse recovery of the freewheeling diode generated due to the low power consumption Surge voltage can be suppressed. As a result, outflowing high frequency noise can be suppressed. At this time, if the load is simply a load resistor for generating a loss and one of the secondary windings is dedicated to the control circuit, the insulation performance from the other outputs may be impaired. Absent.
さらに、上記において、制御回路の電力をシリーズレギュレータ等の降圧手段を介して供給すれば、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を無くしてノイズを抑制することができると共に、所望の電力を制御回路に供給することができる。このとき、制御回路の駆動電圧に近い出力電圧を選択すれば、降圧手段の損失を低減することができる。
また、請求項３に係る発明によれば、制御回路に電力を供給する二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができるので、平滑コンデンサを充電する際の電流変化を遅くし、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
Furthermore, in the above case, if the power of the control circuit is supplied via a step-down means such as a series regulator, the reverse recovery surge voltage of the freewheeling diode can be eliminated, noise can be suppressed, and desired power can be supplied to the control circuit. can do. At this time, if an output voltage close to the drive voltage of the control circuit is selected, the loss of the step-down means can be reduced.
According to the third aspect of the present invention, since the leakage inductance of the secondary winding for supplying power to the control circuit can be increased, the current change when charging the smoothing capacitor is delayed, and the free wheel diode The reverse recovery surge voltage can be suppressed. As a result, outflowing high frequency noise can be suppressed.
さらに、請求項４に係る発明によれば、制御回路に電力を供給する二次側巻線に直列にリアクトルを接続するので、簡易な構成で当該二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができる。また、リアクトル自体では損失が無いため、シリーズレギュレータや負荷抵抗等を用いる場合と比べて高効率化を望める。 Further, according to the invention of claim 4, since the reactor is connected in series with the secondary winding for supplying power to the control circuit, the leakage inductance of the secondary winding can be increased with a simple configuration. Can do. Moreover, since there is no loss in the reactor itself, higher efficiency can be expected compared to the case of using a series regulator or load resistance.
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（第１の実施形態）
（構成）
図１は、本発明をフライバックコンバータに適用した場合の一実施形態を示す回路図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
(Constitution)
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment in which the present invention is applied to a flyback converter.
図中、符号１は多出力の高周波トランスである。高周波トランス１は、一次側巻線Ｌｐと、複数の二次側巻線Ｌｓとを有する。一次側巻線Ｌｐにはスイッチ２を直列に接続し、この直列接続回路に直流電源３より直流電圧を印加する。
直流電源３は、入力直流電源３ａと、入力直流電源３ａに接続された正極側ライン及び負極側ライン間に接続した平滑コンデンサ３ｂとから構成する。
In the figure, reference numeral 1 denotes a multi-output high-frequency transformer. The high-frequency transformer 1 includes a primary side winding Lp and a plurality of secondary side windings Ls. A switch 2 is connected in series to the primary winding Lp, and a DC voltage is applied to the series connection circuit from a DC power supply 3.
The DC power source 3 includes an input
そして、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐの一端は、直接正極側ラインに接続し、他端は、スイッチ２を介して負極側ラインに接続している。ここで、スイッチ２は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を適用する。スイッチ２には、これと逆並列にフリーホイリングダイオード２ａを接続する。また、スイッチ２は、そのゲートに後述する制御回路としての制御ＩＣ１０を接続し、この制御ＩＣ１０によってスイッチ２をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。このようにして、制御ＩＣ１０は、スイッチ２をスイッチング制御（オンオフ制御）する。
One end of the primary winding Lp of the high-frequency transformer 1 is directly connected to the positive line, and the other end is connected to the negative line via the switch 2. Here, for example, a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a power MOSFET is applied to the switch 2. A
さらに、正極側ラインにおける平滑コンデンサ３ｂと一次側巻線Ｌｐとの間と、一次側巻線Ｌｐとスイッチ２との間とに、サージ電圧の発生を抑制するＲＣＤスナバ回路を介挿する。このＲＣＤスナバ回路は、それぞれ一端が正極側ラインに接続されたスナバ抵抗４及びスナバコンデンサ５の並列回路と、これらスナバ抵抗４及びスナバコンデンサ５の他端にカソードが接続され、一次側巻線Ｌｐ及びスイッチ２間にアノードが接続されたスナバダイオード６とで構成する。
Further, an RCD snubber circuit that suppresses the generation of a surge voltage is inserted between the smoothing
高周波トランス１の二次側には、ｎ個（ｎは２以上の整数）の二次側巻線Ｌｓを設ける。そして、各二次側巻線Ｌｓの一端に、それぞれ還流ダイオード７のアノードを接続し、この還流ダイオード７のカソードと二次側巻線Ｌｓの他端との間に平滑コンデンサ８を接続する。また、平滑コンデンサ８と並列に負荷９を接続する。すなわち、二次側巻線Ｌｓから出力される電圧を、平滑コンデンサ８で平滑して二次側出力電圧を出力し、これを負荷９に供給する。
On the secondary side of the high-frequency transformer 1, n (n is an integer of 2 or more) secondary windings Ls are provided. Then, the anode of the return diode 7 is connected to one end of each secondary winding Ls, and the smoothing
制御ＩＣ１０は、一対の直流電源入力端子ｔｄｐ及びｔｄｎと、パルス幅変調信号出力端子ｔｐとを備える。パルス幅変調信号出力端子ｔｐは、スイッチ２のゲートに接続する。そして、直流電源入力端子ｔｄｐは降圧手段１１を介して正極側ラインに接続し、直流電源入力端子ｔｄｎは負極側ラインに接続する。また、制御ＩＣ１０と並列に平滑コンデンサ８ａを接続する。
The
つまり、本実施形態では、制御ＩＣ１０の電力を、一次側の直流電源３から降圧手段１１を介して供給することで、図５に示す従来装置のような制御ＩＣ専用の二次側出力を削除する。これは、制御ＩＣ１０へ電力を供給する二次側巻線は、他の負荷９へ電力を供給する二次側巻線Ｌｓとは異なり、一次側と絶縁する必要が無いために適用可能となるものである。
In other words, in the present embodiment, the power of the
ここで、降圧手段１１としては、例えば、シリーズレギュレータを適用する。シリーズレギュレータでは内部抵抗がリニアに変化して所望の電圧を作り出すため、図５に示す従来装置のように還流ダイオード１０７ｄによる逆回復サージ電圧は無く、ノイズの発生を抑制することができる。
Here, as the step-down means 11, for example, a series regulator is applied. In the series regulator, the internal resistance is linearly changed to produce a desired voltage. Therefore, unlike the conventional device shown in FIG. 5, there is no reverse recovery surge voltage caused by the freewheeling
（動作）
次に、第１の実施形態の動作について説明する。
直流電源３から出力される直流電圧は、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐ及びスイッチ２の直列接続回路に入力される。
この状態で、スイッチ２のゲートに制御ＩＣ１０からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を供給することにより、高周波トランス１でエネルギーの蓄積及び放出を繰り返す。すなわち、スイッチ２がオン状態（導通状態）となると、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐに直流電源電圧が印加する。そして、スイッチ２がオン状態を継続する間、高周波トランス１の一次側巻線Ｌｐに流れる一次側電流が増加し、高周波トランス１にエネルギーが蓄積される。
(Operation)
Next, the operation of the first embodiment will be described.
A DC voltage output from the DC power supply 3 is input to a series connection circuit of the primary winding Lp of the high-frequency transformer 1 and the switch 2.
In this state, by supplying a pulse width modulation (PWM) signal from the
次に、スイッチ２をオフ状態（遮断状態）とすると、高周波トランス１の二次側に起電力が発生し、還流ダイオード７及び平滑コンデンサ８を介して二次側電流が流れる。そして、還流ダイオード７の導通によって平滑コンデンサ８の端子電圧が上記起電力と略等しくなり、この電圧は高周波トランス１の二次側電流を減少させる方向に作用する。このため、スイッチ２のオフ状態を継続している間に、高周波トランス１に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ８に放出され、最終的に負荷９に供給される。
Next, when the switch 2 is turned off (cut-off state), an electromotive force is generated on the secondary side of the high-frequency transformer 1, and a secondary current flows through the free wheel diode 7 and the smoothing
以上のスイッチ２のオンオフ制御を繰り返すことにより、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力が供給される。
ところで、制御ＩＣ１０の消費電力は、各負荷９に比べて１／１０程度と非常に小さい。そのため、図５に示すように、制御ＩＣ１１０の電力を二次側出力の１つから供給する構成では、消費電力の小さい制御ＩＣ１１０につながる還流ダイオード１０７ｄでサージ電圧が生じ、高周波の伝導ノイズや放射ノイズが発生する。
By repeating the on / off control of the switch 2 described above, DC power is supplied to each of the
By the way, the power consumption of the
これに対して、本実施形態では、ノイズ源となる制御ＩＣ１０専用の二次側出力を削除し、代わりに、制御ＩＣ１０の電力を一次側の直流電源３から降圧手段１１を介して供給する。そのため、スイッチング動作に応じて生じる逆回復サージ電圧を無くすことができ、上記ノイズの発生を低減することができる。したがって、ノイズ対策部品を付加する必要がなくなり、小型化及び低コスト化を実現することができる。
On the other hand, in the present embodiment, the secondary output dedicated to the
（効果）
このように、上記第１の実施形態では、消費電力の小さい制御ＩＣ用に、一次側の直流電源から電力を供給する。そのため、制御ＩＣ専用の二次側巻線から電力を供給する場合と比較して、還流ダイオードの逆回復サージ電圧が発生するのを防止することができ、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
また、このとき、制御ＩＣの電力をシリーズレギュレータ等の降圧手段を介して供給するので、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を無くしてノイズを抑制することができると共に、所望の電力を制御ＩＣに供給することができる。
(effect)
As described above, in the first embodiment, power is supplied from the primary side DC power supply for the control IC with low power consumption. Therefore, compared with the case where power is supplied from the secondary winding dedicated to the control IC, it is possible to prevent the reverse recovery surge voltage of the freewheeling diode from being generated, and to suppress high-frequency noise that flows out. .
At this time, since the power of the control IC is supplied via a step-down means such as a series regulator, the reverse recovery surge voltage of the freewheeling diode can be eliminated, noise can be suppressed, and desired power can be supplied to the control IC. can do.
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、前述した第１の実施形態において、制御ＩＣ１０の電力を、一次側の直流電源３から供給しているのに対し、二次側の消費電力の多い負荷９に電力を供給する平滑コンデンサ８から供給するようにしたものである。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
In the second embodiment, the power of the
（構成）
図２は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。
この図２に示す多出力スイッチング電源装置は、制御ＩＣ１０の電力を、消費電力の多い負荷が接続された二次側出力から供給するようにしたことを除いては、図１に示す多出力スイッチング電源装置と同様の構成を有する。そのため、ここでは構成の異なる部分を中心に説明する。
図２に示すように、高周波トランス１は、複数の二次側巻線Ｌｓ１〜Ｌｓｎを有する。ここで、二次側巻線Ｌｓｎの負極側ライン（二次側巻線Ｌｓｎのダイオード接続側とは反対側のライン）は、一次側の負極側ラインに接続されており、この二次側出力は一次側との絶縁が不要な構成となっている。また、二次側の各負荷のうち負荷９ｎの消費電力が最も大きいものとする。
(Constitution)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
The multi-output switching power supply apparatus shown in FIG. 2 is the multi-output switching power supply apparatus shown in FIG. It has the same configuration as the power supply device. Therefore, here, the description will focus on the different parts.
As shown in FIG. 2, the high frequency transformer 1 has a plurality of secondary windings Ls1 to Lsn. Here, the negative side line of the secondary side winding Lsn (the line on the opposite side of the secondary side winding Lsn from the diode connection side) is connected to the primary side negative side line, and this secondary side output Has a configuration that does not require insulation from the primary side. Further, it is assumed that the power consumption of the
そこで、制御ＩＣ１０の直流電源入力端子ｔｄｐを、降圧手段１１を介して負荷９ｎに電力を供給する平滑コンデンサ８ｎの一端に接続し、直流電源入力端子ｔｄｎを平滑コンデンサ８ｎの他端に接続する。また、制御ＩＣ１０と並列に平滑コンデンサ８ａを接続する。
つまり、本実施形態では、制御ＩＣ１０の電力を、負荷９ｎを接続した二次側巻線Ｌｓｎから降圧手段１１を介して供給する。換言すると、消費電力の多い負荷９ｎへの電力供給と制御ＩＣ１０への電力供給とを、共通の平滑コンデンサ８ｎから行う。
Therefore, the DC power input terminal tdp of the
That is, in this embodiment, the power of the
ただし、このとき、制御ＩＣ１０と兼用とする二次側出力には、一次側との絶縁が不要な出力でなければならない制約がある。
なお、制御ＩＣ１０の駆動電圧と二次側出力電圧とがほぼ等しい場合には、降圧手段１１としてシリーズレギュレータを適用する代わりに、ダイオードを適用することもできる。
However, at this time, there is a restriction that the secondary side output that is also used as the
When the drive voltage of the
（動作）
次に、第２の実施形態の動作について説明する。
スイッチ２のオンオフ制御を繰り返すことにより、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力を供給する基本動作については、上述した第１の実施形態と同様である。
本実施形態では、制御ＩＣ１０に電力を、従来装置のように制御ＩＣ１０専用の二次側出力（平滑コンデンサ８ｄ）から供給する代わりに、消費電力の多い負荷９ｎに電力を供給する二次側出力（平滑コンデンサ８ｎ）から降圧手段１１を介して供給する。
(Operation)
Next, the operation of the second embodiment will be described.
The basic operation of supplying DC power to the
In the present embodiment, instead of supplying power to the
このように、消費電力の多い負荷９ｎと制御ＩＣ１０とに、共通の平滑コンデンサ８ｎから電力を供給することで、制御ＩＣ１０の消費電力が小さいことで生じる還流ダイオード７ｎの逆回復サージ電圧を抑制することができる。
また、降圧手段１１として、シリーズレギュレータを用いる場合であっても、上述した第１の実施形態に比べると降圧比を大幅に小さくできることから、シリーズレギュレータの損失を減らすことができる。これは、シリーズレギュレータの変換ロスは、シリーズレギュレータの入力電圧と出力電圧との差に比例するためである。
In this way, by supplying power from the
Further, even when a series regulator is used as the step-down means 11, the step-down ratio can be greatly reduced as compared with the first embodiment described above, so that the loss of the series regulator can be reduced. This is because the conversion loss of the series regulator is proportional to the difference between the input voltage and the output voltage of the series regulator.
（効果）
このように、上記第２の実施形態では、制御ＩＣ用に、他の負荷に電力を供給している平滑コンデンサから電力を供給するため、制御ＩＣの消費電力が小さいことで発生する還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
また、制御ＩＣの電力をシリーズレギュレータ等の降圧手段を介して供給するので、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を無くしてノイズを抑制することができると共に、所望の電力を制御ＩＣに供給することができる。このとき、制御ＩＣの駆動電圧に近い二次側出力電圧を選択すれば、シリーズレギュレータの損失をより低減することができる。
(effect)
As described above, in the second embodiment, since the power is supplied from the smoothing capacitor that supplies power to the other load for the control IC, the freewheeling diode generated due to the low power consumption of the control IC. The reverse recovery surge voltage can be suppressed. As a result, outflowing high frequency noise can be suppressed.
In addition, since the power of the control IC is supplied via a step-down means such as a series regulator, it is possible to suppress noise by eliminating the reverse recovery surge voltage of the freewheeling diode and to supply desired power to the control IC. it can. At this time, if the secondary output voltage close to the drive voltage of the control IC is selected, the loss of the series regulator can be further reduced.
（変形例）
なお、上記第２の実施形態においては、一次側との絶縁が不要な出力が存在しない場合には、図２の負荷９ｎを、単純に損失を発生させるためだけの負荷抵抗とし、制御ＩＣ１０専用の出力としてもよい。
(Modification)
In the second embodiment, when there is no output that does not need to be insulated from the primary side, the
すなわち、図３に示すように、制御ＩＣ１０の直流電源入力端子ｔｄｐを、平滑コンデンサ８ｎの一端に接続し、直流電源入力端子ｔｄｎを平滑コンデンサ８ｎの他端に接続する。そして、図２における負荷９ｎの代わりに、平滑コンデンサ８ｎと並列に負荷抵抗１２を接続する。ここで、負荷抵抗１２の大きさは、制御ＩＣ１０の消費電力の１０倍程度を目安として決定する。なお、図２における降圧手段１１及び平滑コンデンサ８ａは削除する。
That is, as shown in FIG. 3, the DC power input terminal tdp of the
このように、負荷９ｎを負荷抵抗１２として、二次側巻線の一つであるＬｓｎを制御ＩＣ専用の出力とすることで、他の出力との絶縁性能を損ねることが無い。
なお、先にも示したとおり、制御ＩＣ１０の起動時には直流電源３から電力を供給する必要があり、その場合、分圧抵抗により分圧させて、制御ＩＣ１０の駆動電圧を作るのが一般的である。負荷抵抗１２がある場合、分圧抵抗と負荷抵抗１２で分圧させるため、負荷抵抗１２の損失が増加すると分圧抵抗の損失も増加する。ただし、前記のシリーズレギュレータが不要になること（電圧を巻き数比で調節できるため）、及び分圧抵抗による損失は起動の瞬間だけであることから、第１の実施形態と比べると全体の損失を低減することができる。
In this way, the
As described above, it is necessary to supply power from the DC power source 3 when the
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、制御ＩＣ１０専用の二次側出力を設けると共に、その二次側巻線にリアクトルを接続するようにしたものである。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
In the third embodiment, a secondary output dedicated to the
（構成）
図４は、本発明の第３の実施形態を示す回路図である。
この図４に示す多出力スイッチング電源装置は、負荷抵抗１２を削除しリアクトル１３を取り付けたことを除いては、図３に示す多出力スイッチング電源装置と同様の構成を有する。そのため、ここでは構成の異なる部分を中心に説明する。
すなわち、図４に示すように、制御ＩＣ１０専用の平滑コンデンサ８ｎから制御ＩＣ１０に電力を供給するものとする。このとき、二次側巻線Ｌｓｎと直列にリアクトル１３を接続する。これは、制御ＩＣ１０に電力を供給する二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加することと等価である。
したがって、ここでは二次側巻線Ｌｓｎと直列にリアクトル１３を接続しているが、二次側巻線Ｌｓｎを、漏れインダクタンスが大きくなるように設計することでも対応可能である。
(Constitution)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
The multi-output switching power supply device shown in FIG. 4 has the same configuration as the multi-output switching power supply device shown in FIG. 3 except that the
That is, as shown in FIG. 4, power is supplied to the
Therefore, although the
（動作）
次に、第３の実施形態の動作について説明する。
スイッチ２のオンオフ制御を繰り返すことにより、高周波トランス１の二次側巻線Ｌｓに接続した負荷９にそれぞれ直流電力を供給する基本動作については、上述した第１の実施形態と同様である。
本実施形態では、制御ＩＣ１０に電力を、従来装置と同様に制御ＩＣ１０専用の二次側出力（ここでは平滑コンデンサ８ｎ）から供給する。ただし、その際、二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加して他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きくするために、二次側巻線Ｌｓｎと直列にリアクトル１３を接続する。
(Operation)
Next, the operation of the third embodiment will be described.
The basic operation of supplying DC power to the
In the present embodiment, power is supplied to the
上記（１）及び（２）式に示すように、ターンオフ直後の電流は、漏れインダクタンスの小さい出力へ多くの電流が転流する特性があることから、二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加することで、ターンオフ直後に二次側巻線Ｌｓｎに分流する電流を減少させることができる。
また、上記（３）及び（４）式に示すように、ターンオフ時の二次側の電流の傾きは、漏れインダクタンスが小さい方が大きくなる特性があることから、二次側巻線Ｌｓｎの漏れインダクタンスを増加することで、ターンオフ中に減少する二次側巻線Ｌｓｎの電流の傾きを小さくすることができる。
As shown in the above formulas (1) and (2), the current immediately after the turn-off has a characteristic that a large amount of current is commutated to an output having a small leakage inductance, so that the leakage inductance of the secondary winding Lsn is increased. By doing so, the current shunted to the secondary winding Lsn immediately after the turn-off can be reduced.
Further, as shown in the above formulas (3) and (4), the slope of the secondary current at turn-off has a characteristic that the smaller the leakage inductance, the larger the leakage of the secondary winding Lsn. By increasing the inductance, the slope of the current of the secondary winding Lsn that decreases during turn-off can be reduced.
したがって、制御ＩＣ１０の電力を、漏れインダクタンスが他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きい二次側巻線から供給することにより、制御ＩＣ１０の消費電力が小さいことで発生する還流ダイオード７ｎの逆回復サージ電圧を抑制することができる。
Therefore, by supplying the power of the
（効果）
このように、上記第３の実施形態では、制御ＩＣに電力を供給する二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができるので、平滑コンデンサを充電する際の電流変化を遅くし、還流ダイオードの逆回復サージ電圧を抑制することができる。その結果、流出する高周波ノイズを抑制することができる。
(effect)
Thus, in the third embodiment, since the leakage inductance of the secondary winding that supplies power to the control IC can be increased, the current change when charging the smoothing capacitor is delayed, and the free wheel diode The reverse recovery surge voltage can be suppressed. As a result, outflowing high frequency noise can be suppressed.
また、制御ＩＣに電力を供給する二次側巻線に直列にリアクトルを接続するので、簡易な構成で当該二次側巻線の漏れインダクタンスを増加することができる。また、リアクトル自体では損失が無いため、シリーズレギュレータや負荷抵抗等を用いる場合と比べて高効率化を望める。 Further, since the reactor is connected in series with the secondary winding that supplies power to the control IC, the leakage inductance of the secondary winding can be increased with a simple configuration. Moreover, since there is no loss in the reactor itself, higher efficiency can be expected compared to the case of using a series regulator or load resistance.
１…高周波トランス、２…スイッチ、３…直流電源、４…スナバ抵抗、５…スナバコンデンサ、６…スナバダイオード、７…還流ダイオード、８…平滑コンデンサ、９…負荷、１０…制御ＩＣ（制御回路）、１１…降圧手段（シリーズレギュレータ）、１２…負荷抵抗、１３…リアクトル DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... High frequency transformer, 2 ... Switch, 3 ... DC power supply, 4 ... Snubber resistance, 5 ... Snubber capacitor, 6 ... Snubber diode, 7 ... Freewheeling diode, 8 ... Smoothing capacitor, 9 ... Load, 10 ... Control IC (control circuit) ), 11 ... Step-down means (series regulator), 12 ... Load resistance, 13 ... Reactor
Claims (4)
前記制御回路の電力を、前記直流電源から供給することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。 A transformer having a primary side winding and a plurality of secondary side windings, a DC power source for exciting the primary side winding, and switching control of an excitation current flowing through the primary side winding by the DC power source A multi-output switching power supply apparatus comprising: a switching element; and a control circuit that drives and controls the switching element, and supplies power to the plurality of loads from the secondary winding,
A multi-output switching power supply apparatus, wherein power of the control circuit is supplied from the DC power supply.
前記制御回路の電力を、前記負荷を接続した二次側巻線から供給することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。 A transformer having a primary side winding and a plurality of secondary side windings, a DC power source for exciting the primary side winding, and switching control of an excitation current flowing through the primary side winding by the DC power source A multi-output switching power supply apparatus comprising: a switching element; and a control circuit that drives and controls the switching element, and supplies power to the plurality of loads from the secondary winding,
A multi-output switching power supply apparatus, wherein power of the control circuit is supplied from a secondary winding connected to the load.
前記制御回路の電力を、漏れインダクタンスが他の二次側巻線の漏れインダクタンスより大きい二次側巻線から供給することを特徴とする多出力スイッチング電源装置。 A transformer having a primary side winding and a plurality of secondary side windings, a DC power source for exciting the primary side winding, and switching control of an excitation current flowing through the primary side winding by the DC power source A multi-output switching power supply apparatus comprising: a switching element; and a control circuit that drives and controls the switching element, and supplies power to the plurality of loads from the secondary winding,
The multi-output switching power supply apparatus characterized in that the power of the control circuit is supplied from a secondary winding whose leakage inductance is larger than that of the other secondary winding.
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015207659A (en) * | 2014-04-21 | 2015-11-19 | 富士通株式会社 | Transformer and power supply circuit |
| JP2017147787A (en) * | 2016-02-15 | 2017-08-24 | 株式会社東芝 | Multi-output dc-dc converter |
| JP2020188673A (en) * | 2019-05-09 | 2020-11-19 | 株式会社豊田自動織機 | Electric circuit and power supply |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0433572A (en) * | 1990-05-30 | 1992-02-04 | Yokogawa Electric Corp | Power source using load current detector |
| JPH06217544A (en) * | 1993-01-14 | 1994-08-05 | Sony Corp | Switching regulator circuit |
| JPH0956156A (en) * | 1995-06-08 | 1997-02-25 | Murata Mfg Co Ltd | Regulator circuit and multi-output switching power device using that circuit |
| JP2000295847A (en) * | 1999-04-07 | 2000-10-20 | Hitachi Ltd | Switching power supply and inverter |
-
2009
- 2009-09-09 JP JP2009208137A patent/JP2011061953A/en active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0433572A (en) * | 1990-05-30 | 1992-02-04 | Yokogawa Electric Corp | Power source using load current detector |
| JPH06217544A (en) * | 1993-01-14 | 1994-08-05 | Sony Corp | Switching regulator circuit |
| JPH0956156A (en) * | 1995-06-08 | 1997-02-25 | Murata Mfg Co Ltd | Regulator circuit and multi-output switching power device using that circuit |
| JP2000295847A (en) * | 1999-04-07 | 2000-10-20 | Hitachi Ltd | Switching power supply and inverter |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015207659A (en) * | 2014-04-21 | 2015-11-19 | 富士通株式会社 | Transformer and power supply circuit |
| JP2017147787A (en) * | 2016-02-15 | 2017-08-24 | 株式会社東芝 | Multi-output dc-dc converter |
| US10211730B2 (en) | 2016-02-15 | 2019-02-19 | Kabushiki Kaisha Toshiba | DC-DC converter |
| JP2020188673A (en) * | 2019-05-09 | 2020-11-19 | 株式会社豊田自動織機 | Electric circuit and power supply |
| JP7247903B2 (en) | 2019-05-09 | 2023-03-29 | 株式会社豊田自動織機 | Electric circuit and power supply |
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