JP5184967B2 - 無線フレーム同期回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＴＤＭＡ無線伝送システムにおける無線受信局が無線受信信号のフレーム同期を確立するための無線フレーム同期回路に関する。

無線信号を伝送する場合、無線受信局は、無線信号内の周波数同期用プリアンブル部、伝搬チャネル推定用パイロット部、データを格納するペイロード部などの各種信号位置を把握する必要がある。一般的に、これらプリアンブル部、パイロット部、データ部などはフレーム単位で所定の位置に配置される。この場合、これらの位置を把握するためには、無線受信局は、フレーム先頭位置を把握できればいい。無線受信局がフレーム先頭位置を検出する動作は、フレーム同期と呼ばれ、一般的には、無線送信局が予め既知の信号パターン（同期語と呼ばれる）をフレーム先頭などに配置し、無線受信局は、この同期語を検出することによってフレーム同期を確立する。

この同期語の検出方法としては、受信信号と同期語との一致性を定量化する相互相関演算などの評価関数を計算し、その評価関数値とある閾値とを比較する方法が一般的である。この検出方法において、フレーム同期エラーが発生する現象としては、閾値を過剰に高く設定したために、同期語部分でも評価関数値が閾値を下回ることにより、同期語自体を検出し逃す未検出現象、あるいは、閾値を過剰に低く設定したために、同期語以外の受信信号部分でも評価関数値が閾値を超えることにより、同期語以外の部分を同期語と誤認識をしてしまう誤検出現象がある。

未検出、誤検出の両現象を防ぐためには、未検出を所要確率以下に抑える閾値（以下、所要未検出閾値と呼ぶ）と誤検出を所要確率以下に抑える閾値（以下、所要誤検出閾値と呼ぶ）とに対して、最終的な閾値を「所要未検出閾値＞閾値、かつ閾値＜所要誤検出閾値」に設定することが必要である。このような閾値を設定できるためには、「所要未検出閾値＞所要誤検出閾値」となることが必須である。しかしながら、所要未検出閾値は、受信感度が低くなると低下し、所要誤検出閾値は、同期語長を短くすると高まるため、受信感度と同期語長との関係により、この関係を満たせなくなる。すなわち、受信感度や、同期語長は、伝送距離や、伝送効率を決定する重要パラメータであり、安易に調整可能な値ではないため、ターゲットとする伝送距離や、伝送効率によって「所要未検出閾値＞所要誤検出閾値」を実現することが困難なケースがある。

そこで、従来、ＴＤＭＡ無線伝送システムの場合、ＴＤＭＡフレームが周期的に送信されることを利用し、複数フレームに渡ってフレーム同期を行うことによって、この問題を回避する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。すなわち、１フレームでは、「未検出閾値＞閾値、誤検出閾値＞閾値」、言い換えると、１フレームでは、未検出確率を所要確率以下に抑え、誤検出確率が所要確率以上となることを許容し、検出した受信信号点を複数フレーム連続で検出されるかどうかを確認することによって、総合的な誤検出確率を低減させ、最終的に誤検出確率を所要確率以下に抑えている。

以下、上述した従来技術によるフレーム同期方法について図を用いて具体的に説明する。
図３３（ａ）、（ｂ）は、従来技術によるフレーム同期方法を実現する無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。図３３（ａ）に示すように、従来技術によるフレーム同期回路は、同期語生成部２８−１、バッファ部２８−２、評価関数値算出器２８−３、比較部２８−５、及びフレーム同期判定部２８−６からなる。また、フレーム同期判定部２８−６は、図３３（ｂ）に示すように、カウンタ２８−６−１、後方保護段数１８−６−２、及び比較部２８−６−３からなる。

受信信号系列をバッファ部２８−２に蓄積した後、受信信号系列と同期語生成部２８−１から出力される同期語との一致性を定量化するために、評価関数算出器２８−３により評価関数を計算する。評価関数としては、受信信号系列と同期語との相互相関値や、受信信号系列の自己相関値などが用いられる。

次に、比較部２８−５により、上記評価関数値を閾値と比較することにより、閾値を超えた受信信号点は、「検出」とみなして、検出回数をフレーム同期判定部２８−６のカウンタ２８−６−１によりインクリメントし、次フレームでも同様に評価関数値を算出し、閾値と比較する。一方、評価関数値が閾値を超えない受信信号点は、「未検出」とみなして、次フレーム以降では、評価関数値を算出しない。

これを複数フレーム繰り返すことにより、所定の回数以上のフレーム連続で「検出」された受信信号点、すなわち、カウンタ２８−６−１によりカウントするインクリメント数と所定の回数とを比較部２８−６−３により比較し、インクリメント数が所定の回数を超えた受信信号点を、最終的なフレーム同期位置とする。このように、複数フレーム連続でフレーム同期位置を確認することによって、最終的なフレーム同期位置を決定する動作は、後方保護と呼ばれている。

ここで、図３４は、上記後方保護の状態遷移を示す概念図である。初期状態すなわち非同期状態において、ある受信信号点が「検出」されると、その受信信号点は、次フレームでは後方保護回数「１」の状態へ遷移し、再度、「検出」もしくは「未検出」を判定する。そして、再度、次フレームで「検出」されると、後方保護回数「２」の状態へ遷移する。以下、これを繰り返し、後方保護回数が所定の回数（後方保護段数と呼ばれている）に達したときに「検出」されると、その受信信号点を最終的なフレーム同期位置が決定し、フレーム同期が確立する。
特開平１０−１５０４３９号公報

しかしながら、上述した従来技術の無線フレーム同期回路による後方保護法では、後方保護段数分のフレーム連続で同一受信信号点が「検出」されない限り、フレーム同期を確立することができない。したがって、フェージング変動などにより、受信信号レベルが各フレーム間で変動する場合に、以下に述べるような未検出現象を多発する可能性がある。

この未検出現象について図３５を参照して説明する。図３５は、従来技術による無線フレーム同期回路による後方保護法での未検出現象を説明するためのシーケンス図である。フェージング変動などにより、受信レベルが変動し、例えば、フレームＦ１〜Ｆ５において、フレームＦ３の受信時だけが著しく受信レベルが低下したとする。「未検出」は、同期語部分の受信信号が雑音信号に埋もれる場合、すなわち、受信信号レベルが雑音信号レベルと同程度に落ち込んだときに発生する。

図示の例では、フレームＦ３のみ受信信号レベルが「検出」できる受信信号レベル以下に落ち込み、「未検出」となったとする。この場合、後方保護段数２以上の従来のフレーム同期方法では、フレームＦ１により「検出」し、後方保護回数「１」の状態に移行し、フレームＦ２にでも「検出」し、後方保護回数「２」の状態に移行するが、フレームＦ３にて「未検出」となるため、再度、非同期状態に戻り、フレームＦ４では、初期状態から改めてやり直すこととなる。

すなわち、５つのフレームＦ１〜Ｆ５間で唯一フレームＦ３のみ、検出されない「未検出」だったため、後方保護段数＋１フレーム、すなわち、３フレーム連続で「検出」されず、フレーム同期を確立ができない。つまり、最終的に「未検出」に終わる。このように、後方保護段数＋１フレームの期間でフェージング変動が発生し、１フレームでも「未検出」となると、従来技術の無線フレーム同期回路による後方保護法では、「最終的に未検出」となり、フレーム同期が確立できないという問題があった。

また、上記「最終的に未検出」を極力防ぐためには、後方保護段数を小さい値に設定すれば良いが、前述の議論と同様、後方保護段数を低くすると、同期語以外の信号点も、偶然、後方保護段数＋１フレーム連続で「検出」されてしまう「誤検出」の確率が高まってしまう。これから、後方保護段数は、誤検出確率を所要値以下に抑えることを優先的に設計されるため、安易に調整することは困難である。

以上より、従来技術の無線フレーム同期回路による後方保護法では、前述の後方保護段数＋１フレームの期間でフェージング変動が発生し、一部のフレームで受信信号レベルが著しく落ち込み、「検出」できないような状況では、「最終的に未検出」となることを回避することが困難であった。

なお、フェージング環境下でも、「未検出」となるフレームがランダムに発生するような状況であれば、従来技術の無線フレーム同期回路による後方保護法でも、後方保護段数＋１フレームの期間連続で「検出」されるまで繰り返し動作させることにより、最終的にフレーム同期を確立することは可能である。

しかしながら、逆を言うと、後方保護段数＋１フレームの期間連続で「検出」されるまでは、フレーム同期を確立することができないため、「未検出」となるフレームがランダムに発生するようなフェージング環境下では、伝搬チャネルが変動しない静環境下よりもフレーム同期確立時間が長くなるという問題があった。

以上をまとめると、フェージング環境下で従来技術の無線フレーム同期回路を用いた場合、定常的に、後方保護段数＋１フレーム以内の周期で受信信号レベルが落ち込み、「未検出」となるフレームが発生する場合には、「最終的に未検出」となり、また、ランダムに受信信号レベルが落ち込み、「未検出」となるフレームがランダムに発生する場合には、フレーム同期確立時間が静環境下よりも長くなるという問題があった。

さらに、従来技術の無線フレーム同期回路は、各フレームでの「検出」か「未検出」を評価関数値が閾値を超えるかどうか、すなわち、硬判定値で判定するため、評価関数値が僅かでも閾値を超えた信号点と評価関数値が大幅に閾値を超えた信号点とを同等の「検出」と扱ってしまう。

したがって、後方保護によりフレーム同期と判定されたフレーム同期位置が複数発生した場合に、その優劣を判断することができず、後方保護段数＋１フレーム連続で各フレームの評価関数値が大幅に閾値を超えた信号点よりも信頼度の低い後方保護段数＋１フレーム連続で各フレームの評価関数値が僅かでも閾値を超えた信号点の方を選択してしまうという問題もある。

これは、閾値を適切に設定し、フレーム同期と判定されたフレーム同期位置が複数発生する確率自体を極力抑えることにより回避可能ではあるが、この場合もシビアな閾値設定が必要となり、システム設計で想定した伝搬チャネル環境下から実伝搬チャネル環境下ずれた場合に回避が困難であるという問題あった。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、フェージング環境下であっても、フレーム同期確立時間を抑えつつ、誤検出確率を上げることなく、フレーム同期を確立することができる無線フレーム同期回路を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、ＴＤＭＡ無線伝送システムにおける、無線信号フレーム内の所定の位置に置かれた同期語系列を用いてフレーム同期を行う無線フレーム同期回路において、受信信号系列の各受信信号が受信された時点である受信信号点から同期語長区間の受信信号系列と前記同期語系列との一致性を定量化する評価関数を定義し、該受信信号点毎に該評価関数値を算出する評価関数値算出手段と、前記評価関数値算出手段が算出した評価関数値を受信信号点毎に記憶する評価関数値記憶手段と、フレーム周期ｆ×ｍ（ｍは１以上の整数）＋ｄ（ｄは同期語長）区間以上フレーム同期動作するものとし、前記受信信号点毎に、フレーム周期ｆの（ｍ−１）、（ｍ−２）、…、２、１倍前の受信信号点の評価関数値と前記受信信号点の評価関数値とを各々加算する評価関数値加算手段と、前記受信信号点毎に、前記加算された評価関数値と所定の閾値とを比較し、該比較結果に基づいてフレーム同期位置を判定するフレーム同期判定手段とを具備することを特徴とする無線フレーム同期回路である。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値加算手段は、前記ｍを固定値とすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値加算手段は、所定の基準時刻０から現時刻ｋまでの経過時間ｋと、フレーム周期ｆからｍ＝ｒｏｕｎｄｕｐ（ｋ／ｆ）（ｒｏｕｎｄｕｐ（Ｘ）はＸの小数点以下切り上げ）とにより前記ｍを決定することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値加算手段は、現時刻が前記基準時刻からフレーム周期ｆ×Ｍ（Ｍは１以上の整数）経過したとき、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記フレーム同期判定手段は、前記所定の閾値を前記ｍの値に応じて増加させることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記フレーム同期判定手段は、前記所定の閾値として、上限閾値と下限閾値の２種類設け、前記加算された評価関数値が前記上限値以上となる受信信号点が存在する場合には、該受信信号点をフレーム同期点とし、前記加算された評価関数値が前記上限閾値を下回るが、前記下限閾値以上となる受信信号点については、フレーム同期点候補として、次フレームにおいても前記評価関数値を算出して加算するものとし、前記加算された評価関数値が前記下限閾値を下回る受信信号点については、フレーム同期点候補から外して、次フレームからは、前記評価関数値を算出しないこととし、前記フレーム周期ｆの区間内の全受信信号点の前記評価関数値がいずれも前記下限閾値を下回った場合には、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値は、前記受信信号系列と前記同期語系列との相互相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記同期語系列は、自己相関性を有し、前記評価関数値は、前記受信信号系列の自己相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記同期語系列は、差動符号化系列であり、前記評価関数値は、前記受信信号系列Ｒ_ｋ ^＊（上付き＊はベクトルの各要素の複素共役）とＲ_ｋ＋１の各要素を乗算した系列と前記同期語系列の差動符号化の原系列との相互相関値とすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記相互相関値は、前記受信信号系列を復調したビット系列と前記同期語系列との相互相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記自己相関値は、前記受信信号系列を復調したビット系列の自己相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記相互相関値は、前記受信信号系列を遅延検波により復調したビット系列と前記同期語系列の差動符号化の原系列との相互相関値であることを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、ＴＤＭＡ無線伝送システムにおける、無線信号フレーム内の所定の位置に置かれた同期語系列を用いてフレーム同期を行う無線フレーム同期回路において、フレーム周期ｆ×ｍ（ｍは１以上の整数）＋ｄ（ｄは同期語長）区間以上でフレーム同期動作するものとし、各受信信号が受信された時点である受信信号点毎に、フレーム周期ｆの（ｍ−１）、（ｍ−２）、…、２、１倍前の受信信号点の前記受信信号系列と前記受信信号点の受信信号系列とを１つの受信信号系列とみなした拡張受信信号系列と、前記同期語系列をｍ個分並べた拡張同期語系列との一致性を定量化する評価関数を定義し、フレーム周期毎に受信信号点毎の該評価関数値を算出する評価関数値算出手段と、前記評価関数値算出手段が算出した評価関数値を受信信号点毎に記憶する評価関数値記憶手段と、前記受信信号点毎に、前記評価関数値と所定の閾値とを比較し、該比較結果に基づいてフレーム同期位置を判定するフレーム同期判定手段とを具備することを特徴とする無線フレーム同期回路である。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値算出手段は、前記ｍを固定値とすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値算出手段は、所定の基準時刻０から現時刻ｋまでの経過時間ｋと、フレーム周期ｆからｍ＝ｒｏｕｎｄｕｐ（ｋ／ｆ）（ｒｏｕｎｄｕｐ（Ｘ）はＸの小数点以下切り上げ）とにより前記ｍを決定することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値算出手段は、現時刻が前記基準時刻からフレーム周期ｆ×Ｍ（Ｍは１以上の整数）経過した時、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記フレーム同期判定手段は、前記所定の閾値を前記ｍの値に応じて増加させることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記フレーム同期判定手段は、前記所定の閾値として、上限閾値と下限閾値の２種類設け、前記評価関数値が前記上限閾値以上となる受信信号点が存在する場合には、該受信信号点をフレーム同期点とし、前記評価関数値が前記上限閾値を下回るが、前記下限閾値以上となる受信信号点については、フレーム同期点候補として、次フレームで前記評価関数値を算出し、前記評価関数値が前記下限閾値を下回る受信信号点については、フレーム同期点候補から外して、次フレームからは、評価関数値を算出しないこととし、前記フレーム周期ｆの区間内の全受信信号点の前記評価関数値がいずれも前記下限閾値を下回った場合には、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値は、前記拡張受信信号系列と前記拡張同期語系列との相互相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記同期語系列は、自己相関性を有し、前記評価関数値は、前記拡張受信信号系列の自己相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記同期語系列は、差動符号化系列であり、前記評価関数値は、前記拡張受信信号系列Ｒ_{（ｋ、ｍ）}において、受信信号系列Ｒ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ} ^＊（上付き＊はベクトルの各要素の複素共役）とＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、受信信号系列Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ} ^＊とＲ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、…、受信信号系列Ｒ_ｋ−２ｆ ^＊とＲ_{ｋ−２ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、受信信号系列Ｒ_ｋ−ｆ ^＊とＲ_{ｋ−ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、受信信号系列Ｒ_ｋ ^＊とＲ_ｋ＋１の各要素を乗算した系列を並べた系列と、該同期語系列の差動符号化の原系列をｍ個並べた系列との相互相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記相互相関値は、前記拡張受信信号系列を復調したビット系列と前記拡張同期語系列との相互相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記自己相関値は、前記拡張受信信号系列を復調したビット系列の自己相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記相互相関値は、前記拡張受信信号系列において、前記受信信号系列毎に、遅延検波により復調したビット系列を並べた系列と前記同期語系列の差動符号化原系列をｍ個並べた系列との相互相関値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値は、前記相互相関値または前記自己相関値に対して、該相関演算時の加算項数の平方根を乗算した値であることを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記評価関数値は、前記自己相関値に対して、該相関演算時の加算項数の平方根を乗算した値であることを特徴とする。

この発明によれば、フェージング環境下であっても、フレーム同期確立時間を抑えつつ、誤検出確率を上げることなく、フレーム同期を確立することができる。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。なお、以下では、ベクトルを用いた説明を行っており、図面、数式等では、ベクトルを太字で示している。

＜第１実施形態＞
図１（ａ）、（ｂ）は、本発明の第１実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。図１（ａ）において、無線フレーム同期回路は、同期語生成部１−１、バッファ部１−２、評価関数値算出手段１−３、評価関数値記憶手段１−４、評価関数値加算手段１−５、加算数ｍ制御部１−６、及びフレーム同期判定手段１−７からなる。同期語生成部１−１は、評価関数値算出手段１−３に同期語ベクトルＳを供給する。バッファ部１−２は、受信信号系列を蓄積し、評価関数値算出手段１−３に受信信号ベクトルＲ_ｋを供給する。

評価関数値算出手段１−３は、受信信号ベクトルＲ_ｋと同期語ベクトルＳとの一致性を定量化する評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）＝ｆｓ（Ｒ_ｋ）を算出する。評価関数値記憶手段１−４は、該評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を受信信号点毎に記憶する。加算数ｍ制御部１−６は、評価関数値加算手段１−５に加算数ｍを指示する。評価関数値加算手段１−５は、フレーム周期毎に同一受信信号点の該評価関数値を加算する。フレーム同期判定手段１−７は、加算された評価関数値と閾値とを比較し、比較結果に基づいてフレーム同期位置を決定する。また、フレーム同期判定手段１−７は、図１（ｂ）に示すように、閾値制御部１−７−１、及び比較器１−７−２から構成されている。

次に、各構成要素の具体的動作について説明する。
同期語生成部１−１は、当該ＴＤＭＡ無線伝送システムにおいて、次式（１）で示される、無線送信局と無線受信局と間で予め定められた信号系列である同期語ベクトルＳを出力し、評価関数値算出手段１−３に供給する。

また、バッファ部１−１は、受信信号系列（ベクトル）Ｒ＝（ｒ_１，ｒ_２，…）を蓄積し、受信信号点ｒ_ｋごとにｒ_ｋを先頭とした該同期語（ベクトル）Ｓの区間長ｄ分の受信信号系列、すなわち、次式（２）で示される受信信号ベクトルＲ_ｋを評価関数値算出手段１−３に供給する。

評価関数値算出手段１−３は、同期語生成部１−１及びバッファ部１−２から供給された同期語ベクトルＳ、受信信号ベクトルＲ_ｋに対して、両者の一致性を定量化する評価関数値ｆｓ（Ｒ_ｋ）を、各受信信号点ｒ_ｋで算出する。

なお、評価関数値の具体的例として、同期語ベクトルＳ、受信信号ベクトルＲ_ｋの相互相関値として、次式（３）に示すように、

あるいは、同期語ベクトルＳが周期ａの周期系列とし、受信信号ベクトルＲ_ｋの時間間隔ａの自己相関値として、次式（４）に示すように、

あるいは、同期語ベクトルＳが原系列Ｂの差動符号化として、受信信号ベクトルＲ_ｋ＋１とＲ_ｋの各要素を遅延検波した系列Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ）}と原系列Ｂとの相互相関値として、次式（５）に示すように、

などが考えられる。

但し、＜Ｘ｜Ｙ＞は複素ベクトルＸ，Ｙの内積を示し、｜Ｘ｜はＸのノルムを示すとする。なお、数式（３）〜（５）の具体的実施形態と効果については後述する。また、説明を簡単にするため、評価関数値ｆｓ（Ｒ_ｋ）をＣ（Ｒ_ｋ）と表記することとする。

次に、評価関数値記憶手段１−４は、評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を受信信号点毎に記憶し、評価関数値加算手段１−５に対して、加算数ｍ制御部１−６から指定される加算数ｍの値に基づいて、ｍフレーム区間（ｍは１以上の整数）での各フレームの同一受信信号点に対する評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を供給する。具体的には各受信信号点ｒ_ｋに対して、次式（６）で示す、自信号点を含めた過去ｍフレーム区間内のフレーム内同一受信信号点ｍ個分の評価関数値を供給する。

但し、ｆはフレーム周期とする。そして、評価関数値加算手段１−５は、受信信号点ｒ_ｋ毎に評価関数値記憶手段１−４から供給されるｍ個の評価関数値（数式（６））全てを、次式（７）に従って加算する。

なお、加算数ｍ制御部１−６が指定する加算数ｍの値は、固定値ｍでも良いし、ある基準時間からの経過時間に応じて変化させても良い。経過時間に応じて変化させる場合の一例として、経過時間内に対象となる受信信号点の含まれる数、すなわち、経過時間がフレーム周期ｆの何倍分を示す量が挙げられる。次式（８）に示す。

但し、ｒｏｕｎｄｕｐ（Ｘ）はＸの小数点１以下を切り上げ、ｋは基準時刻０からの経過時間を示す。なお、数式（８）について、その詳細は後述する。

また、上記Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}が算出できれば、同期語生成部１−１〜評価関数値加算手段１−７の構成は、図１に示す構成に限らず、どのような構成でも良い。例えば、図２に示すように、数式（７）を逐次的に加算演算する構成が考えられる。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付けている。具体的には、評価関数値加算手段１−５が評価関数値算出手段１−３から供給される現受信信号点ｒ_ｋの評価価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）と関数値記憶手段２−４から供給される数式（７）の加算演算のそれまでの値Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，ｊ}（ｊは１≦ｊ≦ｍ−１を満たす整数）とを加算し、加算した結果Ｔ_{ｋ，ｆ，ｊ＋１}を評価関数記憶手段２−４が記憶するような構成などが考えられる。

次に、評価関数値加算手段１−５が算出したＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}は、受信信号点ｒ_ｋごとにフレーム同期判定手段１−７へ供給される。フレーム同期判定手段１−７は、閾値制御部１−７−１から指定される閾値とＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}とを比較部１−７−２により比較し、比較結果に基づいてフレーム同期位置を確定する。確定方法としては、Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}が一番初めに閾値以上となった受信信号点をフレーム同期位置と決定する方法、あるいは、同一フレーム内でＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}が閾値以上となった受信信号点が何点かある場合には、その中でも、Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}が最大となる点をフレーム同期位置と決定する方法などが考えられる。なお、閾値は、固定値でもよいし、加算数ｍに応じて変化、例えば増加させても良い。

上述した動作により、本第１実施形態の無線フレーム同期回路は、従来技術の無線フレーム同期回路で各フレーム「検出」ｏｒ「未検出」の硬判定により行っていた後方保護動作を、複数フレームの評価関数値を加算することによって、軟判定により後方保護動作を行う。

この本発明の第１実施形態による無線フレーム同期回路の後方保護動作の効果を明らかにする。図３は、本第１実施形態の無線フレーム同期回路を、フェージング変動などによりフレーム間で受信レベルが変動する環境下で動作させた場合の後方保護動作のシーケンス図である。以下、本発明の後方保護動作を、図３を参照して説明する。なお、加算数ｍは、固定値とし、４とする。図３５と同様に、フレームＦ１〜Ｆ５のうち、フレームＦ３のみ受信信号レベルが著しく落ち込んだとする。さらに、フレームＦ１、Ｆ２よりも、フレームＦ４、Ｆ５の方が受信信号レベルは高いとする。

すなわち、
受信信号レベルＬｏｗ：フレームＦ３、
受信信号レベルＭｉｄｄｌｅ：フレームＦ１、Ｆ２、
受信信号レベルＨｉｇｈ：フレームＦ４、Ｆ５
とする。

また、評価関数値は、受信信号レベルが高い程、雑音信号の影響が少なく、同期語ベクトルとの一致性が高くなるため、大きくなる。従って、評価関数値も
評価関数値Ｌｏｗ：フレームＦ３（Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ））
評価関数値Ｍｉｄｄｌｅ：フレームＦ１、Ｆ２（Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ），Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ））
評価関数値Ｈｉｇｈ：フレームＦ４、Ｆ５（Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ），Ｃ（Ｒ_ｋ））
の大小関係とする。

このような環境下で、本第１実施形態の無線フレーム同期回路を動作させる。加算数ｍを４とし、フレーム同期がフレームＦ１の直前から開始したとすると、加算数ｍ＝４に達するフレームＦ４までは、各フレームの各受信信号点の評価関数値を算出し、加算数ｍ＝４に達するフレームＦ４において、Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，４}が計算され、初めて閾値と比較される。

すなわち、Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，４}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）が閾値と比較される。仮に、フレームＦ４内にＴ_{ｋ−ｆ，ｆ，４}が閾値以上となった受信信号点が無ければ、フレームＦ４中には、フレーム同期は確立されれずに、次のフレームＦ５へ移行する。図３に示す例の場合、Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，４}は、評価関数値Ｈｉｇｈの項が１個しか無いため、閾値以上となることができずにフレームＦ５へ移行したとする。フレームＦ５では、同様にＴ_{ｋ，ｆ，４}が計算され、閾値と比較される。

すなわち、Ｔ_{ｋ，ｆ，４}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ）が閾値と比較される。そして、Ｔ_{ｋ，ｆ，４}は、評価関数値Ｈｉｇｈの項が２個含まれるため、閾値を超え、フレーム同期を確立したとする。

このように、本第１実施形態の無線フレーム同期回路は、閾値との判定を複数フレームの評価関数値の加算値Ｔ_{ｋ，ｆ，４}で行うため、受信信号レベルの落ち込みにより評価関数値が著しく落ち込んだフレームが存在しても、その前後フレームで受信信号レベルが十分高く、その評価関数値が落ち込んだフレームの評価関数分を十分補完できれば、最終的な加算値Ｔ_{ｋ，ｆ，４}が閾値を超えることが可能であり、フレーム同期を確立できる。

すなわち、従来技術の無線フレーム同期回路では、「最終的に未検出」となるような後方保護段数＋１フレーム間で受信信号レベルが落ち込むフレームが存在する状況下でも、本第１実施形態による無線フレーム同期回路では、フレーム同期を確立することができる。また、あるフレームで受信信号レベルが落ち込んだときも、従来技術の無線フレーム同期回路のように初期状態に戻らず、継続して次フレームでも同様の後方保護操作を継続するため、フレーム同期確立時間を、伝搬チャネルが変化しない静環境下と同程度に抑えることが可能である。

また、従来技術の無線フレーム同期回路にあった「最終的に検出」となる受信信号点が複数あった場合に、信頼度の低い受信信号点を選択してしまうという問題も、本第１実施形態の無線フレーム同期回路では、仮に、Ｔ_{ｋ，ｆ，４}が閾値を超える受信信号点が複数ある場合、各受信信号点がフレーム同期位置としての信頼度を反映する軟判定値のＴ_{ｋ，ｆ，４}を持つため、Ｔ_{ｋ，ｆ，４}の値に基づき、各受信信号点の中から最も信頼度の高い受信信号点を選択することが可能となる。この選挙択は、閾値には依存しないので、従来技術の無線フレーム同期回路のようなシビアな閾値設定も不要となる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
本第２実施形態は、上述した第１実施形態の無線フレーム同期回路において、加算数ｍを基準時刻からの経過時間に応じて変化させることを目的としている。

図４は、本第２実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。また、また、図５は、本第２実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。本第２実施形態では、加算数ｍ制御部４−６は、加算数ｍを経過時間に応じて数式（８）により変化させるために、バッファ部１−２と接続されている。すなわち、加算数ｍ制御部４−６は、バッファ部１−２からの受信信号点をカウントすることによって、基準時刻からの経過時間をカウントし、加算数ｍを数式（８）に応じて変化させる。なお、前記加算数ｍ制御部４−６が基準時刻から経過時間をカウントできる構成であれば図３に示す構成以外でも構わない。以降、加算数ｍ制御部４−６が加算数ｍを、評価関数値加算手段１−５に対して指定した後は、前述した第1実施形態と全く同様の動作を行う。

次に、本第２実施形態による後方保護動作を、図５を参照して説明する。例えば、フレーム同期開始時刻を基準時刻とし、同期語部分のＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}に着目する。なお、基準時刻は、任意の時刻で構わない。基準時刻から１番目のフレームＦ１に対しては、数式（８）からｍ＝１となるので、Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}は、加算数１個のみの１番目のフレーム：Ｔ_{ｋ−４ｆ，ｆ，１}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）となる。基準時刻から２番目のフレームＦ２に対しては、数式（９）からｍ＝２となるので、Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}は、加算数２個のみの２番目のフレーム：Ｔ_{ｋ−３ｆ，ｆ，２}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）となる。

以下、同様にして、基準時刻から３、４、５番目のフレームＦ３、Ｆ４、Ｆ５に対しては、数式（９）からｍ＝３、４、５となるので、３番目のフレーム：Ｔ_{ｋ−２ｆ，ｆ，３}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）、４番目のフレーム：Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，４}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）、５番目のフレーム：Ｔ_{ｋ，ｆ，５}＝Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ）となる。そして、フレーム毎に算出したＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}を閾値と比較してフレーム同期判定を行う。

なお、図６は、本第２実施形態による無線フレーム同期回路の他の構成例を示すブロック図である。図６に示す無線フレーム同期回路は、前述した第１実施形態における他の構成（図２）に対応するものであり、数式（７）を逐次的に加算演算する構成である。すなわち、評価関数値加算手段１−５が評価関数値算出手段１−３から供給される現受信信号点ｒ_ｋの評価価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）と評価関数値記憶手段４−４から供給される数式（７）の加算演算のそれまでの値Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，ｊ}（ｊは１≦ｊ≦ｍ−１を満たす整数）とを加算し、加算した結果Ｔ_{ｋ，ｆ，ｊ＋１}を評価関数記憶手段４−４が記憶する。

上述した動作により、フレーム同期開始の１番目のフレームからフレーム同期確立することが可能となる。加算数ｍを固定する場合には、フレーム同期開始のｍ番目のフレームで初めてＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}と閾値、すなわちフレーム同期判定を行うため、フレーム同期確立時間がフレームｍ周期以上要していたが、本第２実施形態では、この問題を解決することが可能となる。

また、例えば、図５において、加算数ｍ＝４に固定すると、フレームＦ５でのＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}は、Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｆ）となるが、フレームＦ４、Ｆ５とも、加算数ｍ＝４のＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}がいずれも閾値を下回る場合、すなわち、Ｃ（Ｒ_ｋ−４ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）＜閾値、Ｃ（Ｒ_ｋ−３ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−２ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｋ−ｆ）＋Ｃ（Ｒ_ｆ）＜閾値の場合、未検出となり、フレームＦ５時点でフレーム同期が確立できない。

一方、本第２実施形態では、フレームＦ５において、加算数ｍ＝５となり、フレームＦ４に比べ加算数が１個増えるため、例えば、フレームＦ１、Ｆ５の受信信号レベルが高く、フレームＦ２〜Ｆ５の評価関数値の加算では、閾値を超えずに未検出となるが、フレームＦ１〜Ｆ５の評価関数値の加算では、閾値を超えて検出することができる。すなわち、本第２実施形態は、経過時間に応じて加算数ｍを増やすため、経過時間の増加に伴い、未検出確率を下げることが可能となる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
本第３実施形態は、上述した第２実施形態の無線フレーム同期回路において、基準時刻を経過時間に応じてリセットすることにより、加算数ｍに上限を設けることを目的としている。

図７は、本第３実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。本第３実施形態の無線フレーム同期回路のブロック構成は、上述した第２実施形態の構成と全く同一であり、加算数ｍ制御部４−６によって加算数ｍを調整する。加算数ｍ制御部４−６は、加算数ｍについて上限値Ｍを所持しており、経過時間がフレーム周期ｆ×Ｍに達した場合、経過時間を０に、すなわち、基準時刻をその時刻に設定し直す。これにより、次フレームでは、加算数ｍは、ｍ＝１にリセットされる。

図７において、例えば、上限値Ｍ＝４に設定した場合、フレームＦ４までは、図５と同様に動作し、経過時間ｆ×４に達した場合、基準時刻がリセットされ、次フレームのフレームＦ５からは、ｍ＝１でＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}が算出される。以降、フレームＦ６、Ｆ７、Ｆ８は、ｍ＝２、３、４で算出される。

上述した動作により、第２実施形態において、加算数ｍに上限を設けることができる。伝搬チャネルの変動などにより受信信号レベルが長期間著しく落ち込み、同期語が長期間雑音信号に埋もれた場合、この期間の評価関数値の信頼度は低いが、加算数ｍに制限が無い場合、この信頼度の低い評価関数値を長期間加算してしまう。このような状況でフレーム同期を確立するためには、この信頼度の低い評価関数値の寄与が無視できるくらい受信信号レベルの高い状態の評価関数値をある程度長期間加算していく必要があり、フレーム同期確立時間が長期化する可能性がある。このような場合には、加算値Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}を一旦ゼロクリアにして、改めて加算数ｍ＝１から取得し直す方がトータル的なフレーム同期時間を短縮できると考えられる。

本第３実施形態は、正に該加算値Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}のゼロクリアを実現する動作であり、加算数ｍに制限が無い場合よりも、フレーム同期確立時間を短縮することが可能である。また、閾値が加算数ｍに応じて変化する場合、加算数ｍに制限が無い場合、無限の閾値をフレーム同期判定手段１−７は、記憶及びｍに応じた演算をする必要があるが、加算数ｍに上限があれば、記憶および演算する閾値も有限ですむ。したがって、本第３実施形態の無線フレーム同期回路は、加算数ｍに制限が無い場合よりも、回路規模を縮小することができる。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。
本第４実施形態は、前述した第２、第３実施形態の無線フレーム同期回路において、閾値を加算数ｍに応じて増加させることを目的としている。

図８は、本第４実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。なお、図４に対応する部分には同一の符号を付けている。図８において、加算数ｍ制御部４−６は、フレーム同期判定手段６−７と接続されている。フレーム同期判定手段６−７では、閾値制御部８−７−１により、閾値を加算数ｍの値に応じて増加させる。すなわち、本第４実施形態では、前述した第２、第３実施形態の発明の動作に加えて、加算数ｍ制御部４−６が指定する加算数ｍをフレーム同期判定手段８−７に通知し、フレーム同期判定手段８−７は、閾値を加算数ｍの値に応じて増加させる動作が加わる。閾値の具体的増加方法は、加算数ｍに応じて線形増加でも良いし、二次増加でも良く、加算数ｍに対する単調増加関数であれば任意の増加方法で良い。

なお、図９は、本第４実施形態による無線フレーム同期回路の他の構成例を示すブロック図である。図９に示す無線フレーム同期回路は、前述した第１実施形態における他の構成（図２）に対応する、本第４実施形態による無線フレーム同期回路の他の構成であり、数式（７）を逐次的に加算演算する構成である。すなわち、評価関数値加算手段１−５が評価関数値算出手段１−３から供給される現受信信号点ｒ_ｋの評価価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）と評価関数値記憶手段９−４から供給される数式（７）の加算演算のそれまでの値Ｔ_{ｋ−ｆ，ｆ，ｊ}（ｊは１≦ｊ≦ｍ−１を満たす整数）とを加算し、加算した結果Ｔ_{ｋ，ｆ，ｊ＋１}を評価関数記憶手段９−４が記憶する。

フレーム同期判定時に閾値と比較するＴ_{ｋ，ｆ，ｍ}は、数式（７）より加算数ｍに応じて増加する。したがって、閾値を固定にすると、加算数ｍが増えるに伴い、同期語以外の受信信号点部分においても、Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}が閾値を超える可能性が高くなる。すなわち、誤検出確率が高まる。本第4実施形態は、加算数ｍに応じて閾値を増加させることにより、Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}に対応する適切な閾値を設定することを可能とし、閾値固定で生じる加算数ｍが増加することによる誤検出確率の増加を防ぐことができる。

＜第５実施形態＞
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
本第５実施形態は、前述した第２乃至第４実施形態の無線フレーム同期回路において、閾値に上限閾値と下限閾値を設けることにより、上限閾値により未検出確率を、下限閾値により誤検出確率を低減することを目的としている。

図１０は、本第５実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。図１０には、上述した第４実施形態の場合、すなわち閾値を加算数ｍに応じて増加させる場合を示しており、以下の本発明の他の実施形態の詳細も該図１０を参照して説明する。なお、加算数ｍが固定の場合も全く同様の動作である。なお、本第５実施形態の無線フレーム同期回路は、図４または図８と全く同一である。

本第５実施形態は、前述した第２乃至第４実施形態の動作に加えて、以下の動作が加わる。フレーム同期判定手段１−７または８−７は、閾値として、基準時間からの経過時間ごとに上限閾値と下限閾値とを保持する。なお、上限閾値＞下限閾値とする。フレーム同期判定手段１−７または８−７は、フレーム同期開始時刻を基準時刻として開始時刻から１フレーム目（フレームＦ１）では、１フレーム目、すなわち、加算数「１」に対応する上限閾値Ｕ１、下限閾値Ｄ１を設定する。そして、各受信信号ｒ_ｋの前記評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を上限閾値Ｕ１、下限閾値Ｄ１と比較する。評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）が上限閾値Ｕ１以上の受信信号点ｒ_ｋは、フレーム同期位置の信頼性が十分あると判断し、その受信信号点ｒ_ｋをフレーム同期位置として確定して、フレーム同期処理を終了する。

フレームＦ１内で上限閾値Ｕ１以上の受信信号点が複数ある場合には、フレーム同期確立時間軽減を重視して最初に超えた受信信号点をフレーム同期位置にしても良いし、フレーム同期位置の信頼度、すなわち、誤検出確率の軽減を重視して、評価関数値が最大の受信信号点をフレーム同期位置にしても良い。評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）が上限閾値Ｕ１を下回るが、下限閾値Ｄ１以上の受信信号点は、フレーム同期位置候補として、その受信信号点位置と評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）とを、評価関数値記憶手段１−４（４−４、９−４）が記憶する。一方、評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）が下限値Ｄ１を下回る受信信号点は、フレーム同期位置の可能性が無いと判断して、フレーム同期位置候補からは外し、次フレーム以降からは評価関数値を計算しないものとする。

フレームＦ１内にて下限閾値Ｄ１以上の受信信号点が存在しなかった場合には、フレーム同期位置候補点無しと判断し、初期状態にリセット、すなわち、基準時刻を、再度、１にリセットする。以上より、次フレームにフレーム同期処理が継続するのは、フレームＦ１内で評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）が上限閾値Ｕ１以上の受信信号点が存在せず、かつ下限閾値Ｄ１以上の受信信号点が存在する場合である。図１０では、このケースを例に挙げ、下限閾値Ｄ１以上の受信信号点をｒ_ｋ１、ｒ_ｋ２、ｒ_ｋ３、それに対応する評価関数値をＣ（Ｒ_ｋ１）、Ｃ（Ｒ_ｋ２）、Ｃ（Ｒ_ｋ３）とする。

次フレーム、すなわち、基準時間からフレーム２番目（フレームＦ２）では、受信信号点ｒ_ｋ１、ｒ_ｋ２、ｒ_ｋ３と同一受信信号点ｒ_ｋ１＋ｆ、ｒ_ｋ２＋ｆ、ｒ_ｋ３＋ｆのみ、評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ１＋ｆ）、Ｃ（Ｒ_ｋ２＋ｆ）、Ｃ（Ｒ_ｋ３＋ｆ）を計算し、経過時間２フレーム目に対応する評価関数値の加算値Ｔ_{ｋ１＋ｆ，ｆ，２}、Ｔ_{ｋ２＋ｆ，ｆ，２}、Ｔ_{ｋ３＋ｆ，ｆ，２}を算出する。なわち、
Ｔ_{ｋ１＋ｆ，ｆ，２}＝Ｃ（Ｒ_ｋ１）＋Ｃ（Ｒ_ｋ１＋ｆ）、
Ｔ_{ｋ２＋ｆ，ｆ，２}＝Ｃ（Ｒ_ｋ２）＋Ｃ（Ｒ_ｋ２＋ｆ）、
Ｔ_{ｋ３＋ｆ，ｆ，２}＝Ｃ（Ｒ_ｋ３）＋Ｃ（Ｒ_ｋ３＋ｆ）
を算出する。

そして、２番目のフレームＦ２の上限閾値Ｕ２と下限閾値Ｄ２と、各々、比較し、フレームＦ１と同様の処理を行う。すなわち、上限閾値Ｕ２以上の受信信号点が存在する場合には、その受信信号点をフレーム同期位置と確定し、フレーム同期処理を終了する。上限閾値Ｕ２を下回るが、下限閾値Ｄ２以上の受信信号点は、フレーム同期位置候補して継続し、評価関数値記憶手段１−４（４−４、９−４）が受信信号点位置とこれまでの評価関数値加算値とを記憶する。なお、次フレームで評価関数値の加算値が計算できれば、これまでの各フレームの評価関数値などのような形で記憶しても良い。また、下限閾値Ｄ２以上の受信信号点が存在しない場合には、初期状態に戻り、基準時刻を０にリセットする。以降、次フレーム、すなわち、基準時間から３番目のフレームＦ３以降で、同様の処理を行う。

図１０においては、フレームＦ２では、Ｔ_{ｋ２＋ｆ，ｆ，２}が下限閾値Ｄ２を下回るため、受信信号点ｒ_ｋ２をフレーム同期位置候補から外し、Ｔ_{ｋ１＋ｆ，ｆ，２}，Ｔ_{ｋ３＋ｆ，ｆ，２}が上限閾値Ｕ１を下回り、下限閾値Ｄ１以上となるため、受信信号点ｒ_ｋ１，ｒ_ｋ３をフレーム同期位置候補として残して、３番目のフレームＦ３へ移行している。

フレームＦ３では、フレーム同期位置候補に残った受信信号点ｒ_ｋ１，ｒ_ｋ３に対して、経過時間３フレーム目に対応する評価関数値の加算値Ｔ_{ｋ１＋２ｆ，ｆ，３}，Ｔ_{ｋ３＋３ｆ，ｆ，３}を算出する。そして、フレーム３番目に対応する上限閾値Ｕ３、下限閾値Ｄ３と比較した結果、いずれの受信信号点も下限閾値Ｄ３を下回ったため、初期状態にリセット、すなわち、基準時刻が０にリセットされている。そして、フレームＦ４では、基準時刻からの経過時間フレーム１番目としてフレームＦ１と同じ処理を行う。以下、フレームＦ５、Ｆ６では、基準時刻からの経過時間フレーム２番目、３番目としてフレームＦ２、Ｆ３と同じ処理を行う。そして、フレームＦ６にて、受信信号点ｒ_ｊ１の評価関数値の加算値Ｔ_{ｊ１，ｆ，３}が上限閾値Ｕ３を超えたため、受信信号点ｒ_ｊ１をフレーム同期位置として確立し、フレーム同期処理を終了する。

上述した動作により、毎フレーム、評価関数値の加算値を上限閾値Ｕｉ（ｉ＝１、２、３）と下限閾値Ｄｉ（ｉ＝１、２、３）を比較することができる。上限閾値Ｕｉは、フレーム同期位置を確立させるための、前述した第１乃至第４実施形態の閾値と同等の役割を持ち、下限閾値Ｄｉは、フレーム同期位置の可能性が著しく低い受信信号点を、次フレーム以降で評価関数値の加算演算させることを省く役割持つ。したがって、本第５実施形態により、第１乃至第４実施形態と同等の「未検出」、「誤り検出」確率を維持しながら、第１乃至第４実施形態よりも、評価関数値記憶手段１−４（２−４、４−４、９−４）の記憶量、及び評価関数値算出手段１−３、評価関数値加算手段１−５の演算量を軽減することが可能となる。

＜第６実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態について説明する。
本第６実施形態は、前述した第１乃至第５実施形態において、評価関数値算出手段が算出する評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）の具体的関数形を指定したものである。

まず、第６実施形態の変形例１について説明する。該変形例１は、評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を、受信信号ベクトルＲ_ｋと同期語ベクトルＳとの相互相関値としたものであり、具体的演算式は、数式（７）である。

図１１は、本第６実施形態の変形例１において、相互相関値を演算する評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。該変形例１の評価関数値算出手段１−３は、複素内積演算部８−１、ノルム演算部８−２、８−３、徐算部８−４から構成される。

複素内積演算部８−１、ノルム演算部８−２、８−３により、受信信号ベクトルＲ_ｋと同期語ベクトルＳの複素内積値、及びノルムが各々算出され、徐算部８−４により互いを徐算することにより、最終的に数式（７）で示される相互相関値が計算される。該相互相関値は、同期語ベクトルＳのマッチドフィルタに相当するため、同期語ベクトルＳ区間で伝搬チャネルが変動しなければ、同期語ベクトルＳ部分での評価関数値を最大にする。同期語ベクトルＳ部分での評価関数は、未検出確率と比例関係であることから、本第６実施形態は、未検出確率を最小にすることができる。

次に、本第６実施形態の変形例２について説明する。該変形例２は、同期語ベクトルＳが周期ａの周期系列とし、評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を受信信号ベクトルＲ_ｋの時間間隔ａの自己相関値としたものである。具体的演算式は、数式（８）である。

図１２は、本第６実施形態の変形例２において、自己相関値を演算する評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。該変形例２の評価関数値算出手段１−３は、上記変形例１に対して、遅延部Ｚ^−ａ９−１を付け加えたものである。

受信信号ベクトルＲ_ｋ＋ａに対して、遅延部Ｚ^−ａ９−１によりＲ_ｋ＋ａをａだけ遅延させた受信信号系列Ｒ_ｋを生成し、Ｒ_{ｋ＋ａ，ａ}とＲ_ｋ，ａの相互相関を演算することによって、数式（８）に示される時間間隔ａの自己相関値が生成される。同期語ベクトルＳが周期ａを有することから時間間隔ａの自己相関値は、同期語ベクトルＳ部分でその他の部分よりも大きな値を持つ。キャリア周波数オフセットなどで同期語ベクトルＳ区間内に一定の位相回転が生じる場合、上記変形例１の相互相関値は、複素内積演算時の各項が異なる位相を持つため、積和時に互いに打ち消し合い、相互相関値が低下する。これに対して、該変形例２の自己相関値は、複素内積演算時に各項の位相が揃うため、自己相関値が低下することがない。したがって、該変形例２は、キャリア周波数オフセットなどで同期語ベクトルＳ区間内に位相回転する場合でも、未検出確率の劣化を防ぐことができる。

次に、本第６実施形態の変形例３について説明する。該変形例３は、同期語ベクトルＳが原系列Ｂの差動符号化として、評価関数値Ｃ（Ｒ_ｋ）を、受信信号ベクトルＲ_ｋ＋１とＲ_ｋの各要素を遅延検波した系列Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ）}と原系列Ｂとの相互相関値としたものである。具体的演算式は、数式（９）である。

図１３は、本第６実施形態の変形例３において、相互相関値を演算する評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。該変形例３の評価関数値算出手段１−３は、上記変形例１（図１１）に対して、遅延部Ｚ^−１１０−１、複素共役部１０−２、乗算部１０−３を付け加えたものである。

受信信号ベクトルＲ_ｋ＋１に対して、遅延部Ｚ^−１１０−１によりＲ_ｋ＋１を１だけ遅延させた受信信号系列Ｒ_ｋを生成する。そして、Ｒ_ｋの各要素を複素共役部１０−２により複素共役した後、Ｒ_ｋ＋１の各要素と乗算部１０−３により乗算する。その後、同期語ベクトルＳの原系列Ｂと相互相関値とを演算することによって、数式（９）で示される相互相関値を算出する。該相互相関値は、キャリア周波数オフセットなどで同期語ベクトルＳ区間内に位相が回転しても、変形例２の自己相関値と同様、複素内積演算時に各項の位相が揃うため、相互相関値が低下することが無い。また、変形例２と異なり、同期語ベクトルＳの周期性を必要とせず、任意の信号列に対して実現することが可能である。すなわち、任意の同期語ベクトルＳに対して、キャリア周波数オフセットなどで同期語ベクトルＳ区間内に位相回転する場合でも、未検出確率を維持することが可能となる。

次に、本第６実施形態の変形例４について説明する。該変形例４は、変形例１の相互相関値の演算を、受信信号系列Ｒ_ｋをビット列に復調してから行うことによって、相互相関演算を２値演算で済ますことを目的としている。

図１４は、本第6実施形態の変形例４における、評価関数算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。該変形例４の評価関数値算出手段１−３は、上記変形例１（図１１）に対して、復調部１１−１を追加したものである。

受信信号ベクトルＲ_ｋを復調部１１−１でビット列に復調した後、上記変形例１と全く同じ動作をさせる。同期語ベクトルＳを２値とすれば、相互相関値の演算は、全て２値演算となり、複素内積演算部８−１を、排他的論理和後に加算するだけの簡単な内積演算回路に置き換えることが可能である。また、ノルム演算部８−２、８−３が算出するノルムは、一定値√ｄとなるので、ノルム演算部８−２、８−３を、単純に一定値√ｄを出力する回路に置き換えることが可能である。したがって、該変形例４は、上述した変形例１より評価関数値算出手段１−３の演算規模を大幅に軽減することが可能である。

次に、本第６実施形態の変形例５について説明する。該変形例５は、変形例２の自己相関値の演算を、受信信号系列Ｒ_ｋをビット列に復調してから行うことによって、自己相関演算を２値演算で済ますことを目的としている。

図１５は、本第6実施形態の変形例５における、評価関数算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。該変形例５の評価関数値算出手段１−３は、上述した変形例２（図１２）に対して、復調部１１−１を追加したものである。

受信信号ベクトルＲ_ｋを復調部１１−１でビット列に復調した後、上記変形例２と全く同じ動作をさせる。自己相関値の演算は、全て２値演算となり、複素内積演算部８−１を、排他的論理和後に加算するだけの簡単な内積演算回路に置き換えることが可能である。また、ノルム演算部８−２、８−３が算出するノルムは、一定値√（ｄ−ａ）となるので、ノルム演算部８−２、８−３を、単純に一定値√（ｄ−ａ）を出力する回路に置き換えることが可能である。したがって、該変形例５は、上述した変形例２より評価関数値算出手段１−３の演算規模を大幅に軽減することが可能である。

次に、本第６実施形態の変形例６について説明する。該変形例６は、上記変形例３の相互相関値の演算を、受信信号系列Ｒ_ｋをビット列に復調してから行うことによって、相互相関演算を２値演算で済ますことを目的としている。

図１６は、本第6実施形態の変形例６における、評価関数算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。該変形例６の評価関数値算出手段１−３は、上述した変形例３（図１３）に対して、遅延部Ｚ^−１１０−１、複素共役部１０−２、徐算部１０−３の代わりに遅延検波復調部１３−１を追加したものである。

受信信号ベクトルＲ_ｋを遅延検波復調部１３−１でビット列に復調した後、上述した変形例４と全く同じ動作をさせる。同期語ベクトルＳを２値とすれば、相互相関値の演算は、全て２値演算となり、複素内積演算部８−１を、排他的論理和後に加算するだけの簡単な内積演算回路に置き換えることが可能である。また、ノルム演算部８−２、８−３が算出するノルムは一定値√（ｄ−１）となるので、ノルム演算部８−２、８−３を、単純に一定値√（ｄ−１）を出力する回路に置き換えることが可能である。したがって、該変形例６は、上述した変形例４より評価関数値算出手段１−３の演算規模を大幅に軽減することが可能である。

＜第７実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態について説明する。本第７実施形態は、前述した第１実施形態に対して、各フレームの同一受信信号点の受信信号ベクトルＲ_ｋを、１つの受信信号ベクトルと見なすことによって、同期語ベクトルＳの同期語長を実質的に延長化することを目的としている。

図１７は、本第７実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付ける。無線フレーム同期回路は、同期語生成部１−１、バッファ部１−２、拡張同期語ベクトル生成部１４−４、拡張受信信号ベクトル生成部１４−５、要素数ｍ制御部１４−３、評価関数値算出手段１−３、及びフレーム判定手段１−７から構成される。

拡張同期語ベクトル生成部１４−４は、同期語生成部１４−１から供給される同期語ベクトルをｍ個分並べた拡張同期語ベクトルを生成する。拡張受信信号ベクトル生成部１４−５は、バッファ部１４−２から供給される受信信号ベクトルＲ_ｋから、受信信号点ｒ_ｋに対してｍ−１フレーム前の同一受信信号点の受信信号ベクトルを並べた拡張受信信号ベクトルを生成する。要素数ｍ制御部１４−３は、拡張同期語ベクトル生成部１４−４、拡張受信信号ベクトル生成部１４−５における、要素数ｍを制御する。

次に、各構成要素の具体的動作について説明する。同期語生成部１４−１から同期語ベクトルＳが出力され、拡張同期語ベクトル生成部１４−４は、要素数ｍ制御部１４−３から指定されるｍに基づいて、同期語ベクトルＳをｍ個分並べて、次式（９）で示される拡張同期語ベクトルＳ_ｍを生成する。

また、バッファ部１４−２は、各受信信号点ｒ_ｋから受信信号ベクトルＲ_ｋが出力され、拡張受信信号ベクトル１４−５は、受信信号手点ｒ_ｋに対して、要素数ｍ制御部１４−３から指定されるｍに基づいて、ｍ−１フレーム前からの同一受信信号点ｒ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、ｒ_ｋ−２ｆ、ｒ_ｋ−ｆ、ｒ_ｋの受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−２ｆ、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋをｍ個並べて、次式（１０）で示される拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}を生成する。

なお、要素数ｍ制御部１４−３が指定するｍは、固定値でも良いし、基準時間からの経過時間に応じて変化させても良い。例えば、前述したように、ｍ＝ｒｏｕｎｄ（ｋ／ｆ）が挙げられる。

次に、評価関数値算出手段１−３は、拡張同期語ベクトルＳｍと拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}との一致性を定量化する評価関数値ｆｓ（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を各受信信号点で算出する。なお、評価関数値ｆｓ（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）の具体的例として、前述した第１実施形態と同様に、拡張同期語ベクトルＳｍ、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}の相互相関値として、次式（１１）で求める。

あるいは、同期語ベクトルＳが周期ａの周期系列とし、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}の時間間隔ａの自己相関値として、次式（１２）で求める。

但し、Ｒ_{（ｋ、ｍ）}（Ａ：Ｂ）は、Ｒ_{（ｋ、ｍ）}の第Ａ列目から第Ｂ列目を抜き取ったベクトルである。
あるいは、同期語ベクトルＳが原系列Ｂの差動符号化として、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}の各要素の各受信信号ベクトルＲ_ｋに対して、各受信信号ベクトルＲ_ｋ＋１とＲ_ｋの各要素を遅延検波した系列Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ）}を作り、これを各受信信号ベクトル分だけ並べた系列と原系列Ｂをｍ個分並べた系列との相互相関値として、次式（１３）で求める。

なお、数式（１１）〜（１３）の具体的実施形態と効果については後述する。また、説明を簡単にするため、評価関数値ｆ’ｓ（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）をＣ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）と表記することとする。

以上から、評価関数値算出手段１−３からフレーム同期判定手段１−７に、受信信号点ｒ_ｋごとにＣ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）が供給される。そして、フレーム同期判定手段１−７は、前述した第１実施形態と全く同様の動作により、フレーム同期位置を確定する。

上述した動作により、本第７実施形態は、前述した第１実施形態における評価関数値の加算値Ｔ_{ｋ，ｆ，ｍ}の代わりに、評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を用いて、フレーム同期判定手段１−７により閾値判定を行う。すなわち、前述した第１実施形態では、各フレームの同期語ベクトルＳと受信信号ベクトルＲ_ｋを用いた評価関数値Ｃ（Ｒ_ｍ）とを、ｍフレーム分加算することによって、誤検出確率を軽減していた。これに対し、本第７実施形態は、拡張同期語ベクトルＳ_ｍと拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}とを生成することにより、実質同期語長をｄ→ｄ×ｆ倍延長化することにより、誤検出確率を軽減する。

誤検出確率は、検出すべき同期語ベクトルＳ部分と比べ、その他の受信信号部分の評価関数値が小さいほど軽減できる。そこで、両者の評価関数値を、前述した第１実施形態と本第７実施形態の各場合について見積もり、本第７実施形態の方が同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値が低くなり、誤検出確率が低減できることを説明する。具体的には、同期語ベクトルＳ部分の評価関数値と同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値との比を比較する。なお、評価関数値としては、両者の相互相関値を用いる。

第１実施形態において、同期語ベクトルＳ部分の評価関数値は、受信信号ベクトルＲ_ｋと同期語ベクトルＳが完全に一致するので、次式（１４）で示すようになる。

また、同期語ベクトルＳ以外の部分の評価関数値は、受信信号ベクトルＲ_ｋと同期語ベクトルＳの前記複素内積値はランダム値の和となるので、次式（１５）で示すようになる。

但し、Ｎ（０，σ^２）は、標準偏差σの正規分布とする。
上記数式（１４）と数式（１５）の比をとると、次式（１６）に示すようになる。

次に、本第７実施形態において、同期語ベクトルＳ部分の評価関数値は、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}と拡張同期語ベクトルＳ_ｍが完全に一致するので、次式（１７）に示すようになる。

また、同期語ベクトルＳ以外の部分の評価関数値は、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}と拡張同期語ベクトルＳ_ｍの複素内積値はランダム値の和となるので、次式（１８）に示すようになる。

上記数式（１７）と数式（１８）の比をとると、次式（１９）に示すようになる。

このように、本第７実施形態による数式（１９）から明らかなように、第１実施形態による数式（１６）に比べ、分散を１／√ｍ倍小さくできる。したがって、第１実施形態よりも本第７実施形態の方が同期語ベクトルＳ以外の部分の評価関数値の分散値を低くくでき、誤検出確率を低減できる。なお、上述した比較は、評価関数値として相互相関値を用いたが、自己相関値や、差動符号化を用いた自己相関値を用いても同様である。

次に、本第７実施形態による後方保護動作について説明する。
図１８は、本第７実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。なお、要素数ｍは、固定値とし、本第７実施形態では４とする。図１８と図３から明らかな通り、本第７実施形態の後方保護動作は、前述した第１実施形態と全く同様の効果を持つ。すなわち、従来技術の無線フレーム同期回路では、「最終的に未検出」となるような後方保護段数＋１フレーム間で受信信号レベルが著しく落ち込むフレームが存在しても、本第７実施形態では、その前後フレームで十分受信信号レベルが高ければ、最終的な評価関数値が閾値を上回ることが可能であり、フレーム同期を確立することができる。

また、あるフレームで受信信号が落ち込んだときも、従来技術の無線フレーム同期回路のように初期状態には戻らず、継続して次フレームでも同様の後方保護動作を継続するため、フレーム同期確立時間を伝搬チャネルが変化しない静環境下と同程度に抑えることが可能となる。また、最終的に評価関数値が閾値を超える受信信号点がある場合、フレーム同期位置としての信頼度を反映する軟判定値の評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を持つため、従来技術の無線フレーム同期回路と異なり、各受信信号点の中から最も信頼度の高い受信信号点をフレーム同期位置に選択することが可能となる。

＜第８実施形態＞
次に、本発明の第８実施形態について説明する。
本第８実施形態は、前述した第２実施形態の第１実施形態に対する関係と全く同様に、第７実施形態に対して、要素数ｍを基準時刻からの経過時間に応じて変化させることを目的としている。

図１９は、本第８実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。本第８実施形態は、第２実施形態のブロック構成例と第１実施形態のブロック構成例の関係と全く同様に、図１７に示す第７実施形態のブロック構成例に対して、要素数ｍ制御部１６−３がバッファ部１−２と接続されている点だけが異なる。要素数ｍ制御部１６−３は、バッファ部１−２からの受信信号点をカウントすることによって、基準時間からの経過時間をカウントする。なお、要素数ｍ制御部１６−３が経過時間をカウントできれば、どのような構成でも構わない。要素数ｍは、第２実施形態の加算数ｍと全く同様に決定される。

図２０は、本第８実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。図２０と図５から明らかな通り、本第８実施形態による後方保護動作は、図５に示す第２実施形態による後方保護動作と評価関数値の演算式以外は全く同様に動作する。したがって、本第８実施形態の効果は、第２実施形態と全く同様である。すなわち、要素数ｍを固定とする第７実施形態と比べ、本第８実施形態は、経過時間に応じて要素数ｍを増やすことができるため、経過時間の増加に伴い、未検出確率を軽減することが可能である。

＜第９実施形態＞
次に、本発明の第９実施形態について説明する。
本第９実施形態は、第３実施形態の第２実施形態に対する関係と全く同様に、第８実施形態に対して、基準時間を経過時間に応じてリセットし、要素数ｍに上限を設けることを目的としている。

図２１は、本第９実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。図２１と図７から明らかな通り、本第９実施形態による後方保護動作は、図７に示す第３実施形態による後方保護動作と評価関数値の演算式以外は全く同様に動作する。したがって、本第９実施形態の効果は、第３実施形態と全く同様である。すなわち、伝搬チャネルの変動などにより受信信号レベルが長期間著しく落ち込んだ場合、第８実施形態では、暫くこの期間の寄与を引きずるため、この期間の寄与が無視できる程度に受信信号レベルの高い区間が経過する。このため、フレーム同期位置を確立できないが、本第９実施形態では、要素数ｍをゼロリセットできるため、このような長期間落ち込んだ受信信号の影響をすぐに排除でき、フレーム同期確立時間を短縮することができる。

また、閾値が要素数ｍに応じて変化する場合、第８実施形態では、フレーム同期判定手段１−７は、閾値を無限に記憶またはｍに応じた演算を行う必要がある。これに対して、本第９実施形態では、要素数ｍに上限があるため、閾値の記憶または演算が有限で済むため、回路規模を縮小することができる。

＜第１０実施形態＞
次に、本発明の第１０実施形態について説明する。
本第１０実施形態は、第４実施形態の第２、第３実施形態に対する関係と全く同様に、第８、第９実施形態に対して、閾値を要素数ｍに応じて増加させることを目的としている。

図２２は、本第１０実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。本第１０実施形態は、第４実施形態のブロック構成例と第２実施形態のブロック構成例の関係と全く同様に、図１９に示す第８実施形態のブロック構成例に対して、要素数ｍ制御部１９−３がフレーム同期判定手段１９−７と接続されている点だけが異なる。フレーム同期判定手段１９−７では、閾値制御部１９−７−１により、閾値を加算数ｍの値に応じて増加させる。

本第１０実施形態は、第８、第９実施形態請求項の動作に対して、要素数ｍ制御部１９−３が要素数ｍをフレーム同期判定手段１９−７に通知し、フレーム同期判定手段１９−７が閾値を要素数ｍに応じて増加させる動作が加わる。

したがって、本第１０実施形態の効果は、第４実施形態と全く同様である。すなわち、要素数ｍに応じて適切な閾値を設定することが可能となるため、閾値を固定にした場合に生じる要素数ｍの増加に伴う誤検出確率が高くなることを防ぐことができる。

＜第１１実施形態＞
次に、本発明の第１１実施形態について説明する。
本第１１実施形態は、第５実施形態における、第２乃至第４実施形態に対する関係と全く同様に、第８乃至第１０実施形態に対して、閾値に上限閾値と下限閾値を設けることにより、上限閾値により未検出確率を低減し、下限閾値により誤検出確率を低減することを目的としている。

図２３は、本第１１実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。図２３と図１０から明かな通り、本第１１実施形態による後方保護動作は、図１０に示す第５実施形態による後方保護動作と評価関数値の演算式以外は、全く同様に動作する。したがって、本第１１実施形態の効果は、第５実施形態と全く同様である。すなわち、毎フレーム、評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を上限閾値Ｕｉ（ｉ＝１、２、３）、下限閾値Ｄｉ（ｉ＝１、２、３）と比較することができる。

上限閾値は、フレーム同期を確立させるための第７乃至第１０実施形態の閾値と同等の役割を持ち、下限閾値は、フレーム同期位置の可能性が著しく低い受信信号点では、次フレーム以降で評価関数値を算出させない役割を持つ。したがって、本第１１実施形態により、第７乃至第１０実施形態よりも、評価関数値算出手段１−３の演算量を軽減することが可能となる。

＜第１２実施形態＞
次に、本発明の第１２実施形態について説明する。
本第１２実施形態は、第６実施形態と第１乃至第５実施形態の関係と同様に、第７乃至第１１実施形態において、評価関数値算出手段１−３が算出する評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）の具体的関数形を指定したものである。以下、第１２実施形態の変形例１から順に説明する。

本第１２実施形態の変形例１は、前述した第６実施形態の変形例１と同様に、評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}と拡張同期語ベクトルＳ_ｍの相互相関値としたものであり、具体的演算式は、数式（１１）である。

図２４は、本第１２実施形態の変形例１による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。図２４は、第６実施形態の変形例１における評価関数値算出手段１−３（図１１）と全く同一であり、各ブロックの動作と本第１２実施形態の変形例１による効果も第６実施形態の変形例１による評価関数値算出手段１−３と同一である。したがって、その詳細はここでは割愛する。

次に、本第１２実施形態の変形例２は、前述した第６実施形態の変形例２と同様に、同期語Ｓが周期ａの周期系列とし、評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}の時間間隔ａの自己相関値としたものである。具体的演算式は、数式（１２）である。

図２５は、本第１２実施形態の変形例２による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。図２５は、第６実施形態の変形例２における評価関数値算出手段１−３（図１２）と全く同一であり、各ブロックの動作と本第１２実施形態の変形例２による効果も第６実施形態の変形例２による評価関数値算出手段１−３と同一である。したがって、その詳細はここでは割愛する。

次に、本第１２実施形態の変形例３は、前述した第６実施形態の変形例３と同様に、同期語ベクトルＳが原系列Ｂの差動符号化列とし、評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}を遅延検波した系列Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ，ｍ）}と原系列Ｂをｍ個並べた系列との相互相関値としたものである。但し、Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ，ｍ）}は、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}を構成する受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋ毎に遅延検波を行い、各遅延検波後の受信信号ベクトルＲ_{ｄｉｆｆ（（ｍ−１）ｋ）}、Ｒ_{ｄｉｆｆ（（ｍ−２）ｋ）}、…、Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ−ｆ）}、Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ）}を並べたものとする。具体的演算式は、数式（１３）である。

図２６は、本第１２実施形態の変形例３による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。図２６は、第６実施形態の変形例３における評価関数値算出手段１−３（図１３）に対して、遅延部Ｚ^−１１０−１の前段に受信信号ベクトル分解部２３−１が加わり、複素内積演算器８−１の前段にバッファ部２３−５、バッファ部２３−６が加わる。

受信信号ベクトル分解部２３−１は、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}に対して、Ｒ_{（ｋ，ｍ）}を構成する各受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋに分解し、後段の遅延部Ｚ^−１１０−１、複素共役１０−２、乗算器１０−３は、受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋ単位で処理が行われる。すなわち、受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋ単位で遅延検波動作が行われる。

また、同期語ベクトルの差動符号化の原系列Ｂは、バッファ部２３−５に入力され、原系列Ｂをｍ個並べた系列が生成される。また、同じくバッファ部２３−６により、受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋを遅延検波したものを並べた系列が生成される。以下、複素内積演算部８−１、ノルム演算部８−２、ノルム演算部８−３、徐算器８−４により両者の相互相関値が演算される。本第１２実施形態の変形例３の効果は、第６実施形態の変形例３と同一なので、ここでは割愛する。

次に、本第１２実施形態の変形例４は、前述した第６実施形態の変形例４と、第６実施形態の変形例１との関係と同様に、第１２実施形態の変形例１に対して、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}をビット列に復調してから行うことにより、相互相関演算を２値演算で済ますことを目的としている。

図２７は、本第１２実施形態の変形例４による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。図２７は、本第１２実施形態の変形例１による評価関数値算出手段１−３（図２４）に対して、拡張受信信号ベクトル入力後にビット列に復調する復調部２４−１を加えただけである。復調部２４−１で各張受信信号ベクトルをビット列に復調した後は、第１２実施形態の変形例１と全く同じ動作となる。本第１２実施形態の変形例４の効果は、前述した第６実施形態の変形例４と同一なので、ここでは割愛する。

次に、本第１２実施形態の変形例５は、前述した第６実施形態の変形例５と、第６実施形態の変形例２の関係と同様に、第１２実施形態の変形例２に対して、自己相関値の演算を、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}をビット列に復調してから行うことにより、各相関演算を２値演算で済ますことを目的としている。

図２８は、本第１２実施形態の変形例５による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。図２８は、上記第１２実施形態の変形例２（図２５）に対して、拡張受信信号ベクトル入力後にビット列に復調部２４−１を加えただけである。復調部２４−１で各張受信信号ベクトルをビット列に復調した後は、上記第１２実施形態の変形例２と全く同じ動作となる。本第１２実施形態の変形例５の効果は、前述した第６実施形態の変形例５と同一なので、ここでは割愛する。

次に、本第１２実施形態の変形例６は、上記第６実施形態の変形例６と第６実施形態の変形例３の関係と同様に、本第１２実施形態の変形例３に対して、相互相関値の演算を、拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}を遅延検波によりビット列に復調してから行うことにより、自己相関演算を２値演算で済ますことを目的としている。

図２９は、本第１２実施形態の変形例６による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。図２９は、本第１２実施形態の変形例３（図２６）に対して、遅延部Ｚ^−１１０−１、複素共役部１０−２、乗算部１０−３の代わりに、遅延検波復調部２６−１を加えたものである。遅延検波復調部２６−１は、受信信号ベクトル分解部２３−１により分解された受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋに対して、各受信信号ベクトルＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ}、Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ}、…、Ｒ_ｋ−ｆ、Ｒ_ｋ単位に遅延検波を行い、ビット列に復調する。以降の動作は、本第１２実施形態の変形例３と全く同じである。本第１２実施形態の変形例６の効果は、前述した第６実施形態の変形例６と同一なので、ここでは割愛する。

＜第１３実施形態＞
次に、本発明の第１３実施形態について説明する。
本第１３実施形態は、前述した第１２実施形態の変形例１、変形例３、変形例４、変形例６において、評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を、相互相関値に相関演算時の加算項数の平方根を乗算した値とすることにより、同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を要素数ｍに依存させないことを目的としている。

図３０は、本第１３実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。図３０において、要素数ｍ制御部２７−３は、前述した第７実施形態の無線フレーム同期回路（図１７）に対して、評価関数値算出手段２７−６と接続される。要素数ｍ制御部２７−３は、指定する要素数ｍを評価関数値算出手段２７−６に通知し、評価関数値算出手段２７−６は、指定された要素数ｍに基づいて、評価関数値を以下のように算出する。

以下、評価関数値の具体的算出式について、第１２実施形態の変形例１、変形例３における数式（１１）、（１３）からの差異を示すことにより説明する。なお、上述した説明は、第７実施形態の無線フレーム同期回路のブロック構成例を基に説明したが、第８実施形態の無線フレーム同期回路のブロック構成例（図２０）、第１０実施形態の無線フレーム同期回路のブロック構成例（図２２）を基にしても全く同様である。

まず、前述した第１２実施形態の変形例１に対する評価関数形ｆ_ｓ’（Ｒ_{（ｋ、ｍ）}）の差異について説明する。数式（１１）において、ｆ_ｓ’（Ｒ_{（ｋ、ｍ）}）に対して複素内積値＜Ｓ_ｍ｜Ｒ_{（ｋ、ｍ）}＞のの加算項数のへ平方根√（ｍ×ｄ）を乗算する。すなわち、次式（２０）で表わされる演算を行う。

なお、加算項数の平方根√（ｍ×ｄ）は拡張同期語ベクトルＳ_ｍのノルム｜Ｓ_ｍ｜に等しく、数式（２０）は、次式（２１）となる。

となる。

次に、前述した第１２実施形態の変形例３に対する評価関数形ｆ_ｓ’（Ｒ_{（ｋ、ｍ）}）の差異について説明する。数式（１１）において、ｆ_ｓ’（Ｒ_{（ｋ、ｍ）}）に対して複素内積値＜Ｂ_ｍ｜Ｒ_{ｄｉｆｆ（ｋ、ｍ）}＞の加算項数の平方根√（ｍ×（ｄ−１））を乗算する。すなわち、次式（２２）で表わされる演算を行う。

なお、加算項数の平方根√（ｍ×（ｄ−１））はベクトルＢ_ｍのノルム｜Ｂ_ｍ｜に等しく、数式（２２）は、次式（２３）となる。

すなわち、数式（１１）、（１３）において、各々、ノルム｜Ｓ_ｍ｜、ノルム｜Ｂ_ｍ｜を分母から消したものが、本第１３実施形態における評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）である。

ここで、図３１は、上述した演算を実現する評価関数算出手段２７−６の構成例を示すブロック図である。また、図３２（ａ）、（ｂ）は、上述した演算を実現する評価関数算出手段２７−６の他の構成例を示すブロック図である。図３１に示す構成例は、相互相関演算時加算項数算出部２７−６−１により相関演算時の加算項数を算出し、乗算部２７−６−２により該相関演算時の加算項数を相互相関値に対して乗算することによって、最終的な評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を算出する構成である。また、図３２（ａ）、（ｂ）に示す他の構成例は、図２４、図２６に示される第１２実施形態の変形例１、変形例３のブロック構成例から、各々、｜Ｓ_ｍ｜、｜Ｂ_ｍ｜のノルム演算部８−３を省くことにより、最終的な評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）を算出する構成であり、どちらを用いても良い。

次に、本第１３実施形態の効果、すなわち、本第１３実施形態における数式（２１）、（２３）の、第１２実施形態の変形例１、変形例３における数式（１１）、（１３）に対する優位性を説明するために、数式（１８）と同様に同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値を比較する。

まず、数式（１１）と数式（２１）の同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）について説明する。拡張受信信号ベクトルＲ_{（ｋ，ｍ）}と拡張同期語ベクトルＳ_ｍの複素内積値は、ランダム値の和となるので、数式（１１）は、次式（２４）で表わされる。

また、数式（２１）は、次式（２５）で表わされる。

次に、数式（１３）と数式（２３）の同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値Ｃ’（Ｒ_{（ｋ，ｍ）}）について説明する。ベクトルＲ_{ｄｉｆｆ（ｋ，ｍ）}とベクトルＢ_ｍとの複素内積値は、ランダム値の和となるので、数式（１３）は、次式（２６）で表わされる。

また、数式（２３）は、次式（２７）で表わされる。

なお、上記数式（２４）〜（２７）において、N（０，σ^２）は、平均値０、標準偏差σの正規分布である。上述したように、第１２実施形態の変形例１、変形例３における同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値の標準変差は、数式（２４）、数式（２６）により要素数ｍに依存する。誤検出確率は、この同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値と閾値の大小関係に依存するため、第１２実施形態の変形例１、変形例３では、誤検出確率を要素数ｍによらずに所要確率値以下にするためには、要素数ｍに応じて適切な閾値に変更する必要がある。一方、本第１３実施形態における同期語ベクトルＳ部分以外の評価関数値の標準偏差は、数式（２５）、数式（２７）により要素数ｍに依存しない。したがって、本第１３実施形態では、要素数ｍによらず閾値一定により、誤検出確率を要素数ｍによらずに所要確率値以下にすることが可能となる。すなわち、第１２実施形態の変形例１、変形例３よりも閾値設定が簡易にすることができる。

本発明の第１実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第１実施形態による無線フレーム同期回路の他の構成例を示すブロック図である。 本第１実施形態の無線フレーム同期回路を、フェージング変動などによりフレーム間で受信レベルが変動する環境下で動作させた場合の後方保護動作のシーケンス図である。 本第２実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第２実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第２実施形態による無線フレーム同期回路の他の構成例を示すブロック図である。 本第３実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第４実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第４実施形態による無線フレーム同期回路の他の構成例を示すブロック図である。 本第５実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第６実施形態の変形例１において、相互相関値を演算する評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第６実施形態の変形例２において、自己相関値を演算する評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第６実施形態の変形例３において、相互相関値を演算する評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第6実施形態の変形例４における、評価関数算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第6実施形態の変形例５における、評価関数算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第6実施形態の変形例６における、評価関数算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第７実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第７実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第８実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第８実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第９実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第１０実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第１１実施形態による後方保護動作を説明するためのシーケンス図である。 本第１２実施形態の変形例１による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第１２実施形態の変形例２による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第１２実施形態の変形例３による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第１２実施形態の変形例４による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第１２実施形態の変形例５による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第１２実施形態の変形例６による評価関数値算出手段１−３の構成例を示すブロック図である。 本第１３実施形態による無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 本第１３実施形態による評価関数算出手段２７−６の構成例を示すブロック図である。 本第１３実施形態による評価関数算出手段２７−６の他の構成例を示すブロック図である。 従来技術によるフレーム同期方法を実現する無線フレーム同期回路の構成例を示すブロック図である。 後方保護の状態遷移を示す概念図である。 従来技術による無線フレーム同期回路による後方保護法での未検出現象を説明するためのシーケンス図である。

符号の説明

１−１ 同期語生成部
１−２ バッファ部
１−３ 評価関数値算出手段
１−４ 評価関数値記憶手段
１−５ 評価関数値加算手段
１−６ 加算数ｍ制御部
１−７ フレーム同期判定手段
１−７−１ 閾値制御部
１−７−２ 比較器
２−４ 評価関数値記憶手段
４−６ 加算数ｍ制御部
４−４ 評価関数値記憶手段
８−７ フレーム同期判定手段
８−７−１ 閾値制御部
９−４ 評価関数値記憶手段
８−１ 複素内積演算部
８−２、８−３ ノルム演算部
８−４ 除算部
９−１ 遅延部Ｚ^−ａ
１０−１ 遅延部Ｚ^−ａ
１０−２ 複素共役
１０−３ 乗算部
１１−１ 復調部
１３−１ 遅延検波復調部
１４-３ 要素数ｍ制御部
１４−５、１４−６ 拡張同期語ベクトル生成部
１６−３ 要素数ｍ制御部
１９−３ 要素数ｍ制御部
１９−７ フレーム同期判定手段
１９−７−１ 閾値制御部
２３−１ 受信信号ベクトル分解部
２３−５、２３−６ バッファ部
２４−１ 復調部
２６−１ 遅延検波復調部
２７−３ 要素数ｍ制御部
２７−６ 評価関数値算出手段
２７−６−１ 相互相関演算時加算項数算出部
２７−６−２ 乗算部

Claims (26)

1. ＴＤＭＡ無線伝送システムにおける、無線信号フレーム内の所定の位置に置かれた同期語系列を用いてフレーム同期を行う無線フレーム同期回路において、
   受信信号系列の各受信信号が受信された時点である受信信号点から同期語長区間の受信信号系列と前記同期語系列との一致性を定量化する評価関数を定義し、該受信信号点毎に該評価関数値を算出する評価関数値算出手段と、
   前記評価関数値算出手段が算出した評価関数値を受信信号点毎に記憶する評価関数値記憶手段と、
   フレーム周期ｆ×ｍ（ｍは１以上の整数）＋ｄ（ｄは同期語長）区間以上フレーム同期動作するものとし、前記受信信号点毎に、フレーム周期ｆの（ｍ−１）、（ｍ−２）、…、２、１倍前の受信信号点の評価関数値と前記受信信号点の評価関数値とを各々加算する評価関数値加算手段と、
   前記受信信号点毎に、前記加算された評価関数値と所定の閾値とを比較し、該比較結果に基づいてフレーム同期位置を判定するフレーム同期判定手段と
   を具備することを特徴とする無線フレーム同期回路。
2. 前記評価関数値加算手段は、
   前記ｍを固定値とすることを特徴とする請求項１記載の無線フレーム同期回路。
3. 前記評価関数値加算手段は、
   所定の基準時刻０から現時刻ｋまでの経過時間ｋと、フレーム周期ｆからｍ＝ｒｏｕｎｄｕｐ（ｋ／ｆ）（ｒｏｕｎｄｕｐ（Ｘ）はＸの小数点以下切り上げ）とにより前記ｍを決定することを特徴とする請求項１記載の無線フレーム同期回路。
4. 前記評価関数値加算手段は、
   現時刻が前記基準時刻からフレーム周期ｆ×Ｍ（Ｍは１以上の整数）経過したとき、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする請求項３記載の無線フレーム同期回路。
5. 前記フレーム同期判定手段は、
   前記所定の閾値を前記ｍの値に応じて増加させることを特徴とする請求項３または４記載の無線フレーム同期回路。
6. 前記フレーム同期判定手段は、
   前記所定の閾値として、上限閾値と下限閾値の２種類設け、
   前記加算された評価関数値が前記上限閾値以上となる受信信号点が存在する場合には、該受信信号点をフレーム同期点とし、
   前記加算された評価関数値が前記上限閾値を下回るが、前記下限閾値以上となる受信信号点については、フレーム同期点候補として、次フレームにおいても前記評価関数値を算出して加算するものとし、
   前記加算された評価関数値が前記下限閾値を下回る受信信号点については、フレーム同期点候補から外して、次フレームからは、前記評価関数値を算出しないこととし、
   前記フレーム周期ｆの区間内の全受信信号点の前記評価関数値がいずれも前記下限閾値を下回った場合には、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする請求項３乃至５のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
7. 前記評価関数値は、
   前記受信信号系列と前記同期語系列との相互相関値であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
8. 前記同期語系列は、自己相関性を有し、
   前記評価関数値は、前記受信信号系列の自己相関値であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
9. 前記同期語系列は、差動符号化系列であり、
   前記評価関数値は、前記受信信号系列Ｒ_ｋ ^＊（上付き＊はベクトルの各要素の複素共役）とＲ_ｋ＋１の各要素を乗算した系列と前記同期語系列の差動符号化の原系列との相互相関値とすることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
10. 前記相互相関値は、
    前記受信信号系列を復調したビット系列と前記同期語系列との相互相関値であることを特徴とする請求項７記載の無線フレーム同期回路。
11. 前記自己相関値は、
    前記受信信号系列を復調したビット系列の自己相関値であることを特徴とする請求項８記載の無線フレーム同期回路。
12. 前記相互相関値は、
    前記受信信号系列を遅延検波により復調したビット系列と前記同期語系列の差動符号化の原系列との相互相関値であることを特徴とする請求項９記載の無線フレーム同期回路。
13. ＴＤＭＡ無線伝送システムにおける、無線信号フレーム内の所定の位置に置かれた同期語系列を用いてフレーム同期を行う無線フレーム同期回路において、
    フレーム周期ｆ×ｍ（ｍは１以上の整数）＋ｄ（ｄは同期語長）区間以上でフレーム同期動作するものとし、各受信信号が受信された時点である受信信号点毎に、フレーム周期ｆの（ｍ−１）、（ｍ−２）、…、２、１倍前の受信信号点の前記受信信号系列と前記受信信号点の受信信号系列とを１つの受信信号系列とみなした拡張受信信号系列と、前記同期語系列をｍ個分並べた拡張同期語系列との一致性を定量化する評価関数を定義し、フレーム周期毎に受信信号点毎の該評価関数値を算出する評価関数値算出手段と、
    前記評価関数値算出手段が算出した評価関数値を受信信号点毎に記憶する評価関数値記憶手段と、
    前記受信信号点毎に、前記評価関数値と所定の閾値とを比較し、該比較結果に基づいてフレーム同期位置を判定するフレーム同期判定手段と
    を具備することを特徴とする無線フレーム同期回路。
14. 前記評価関数値算出手段は、
    前記ｍを固定値とすることを特徴とする請求項１３記載の無線フレーム同期回路。
15. 前記評価関数値算出手段は、
    所定の基準時刻０から現時刻ｋまでの経過時間ｋと、フレーム周期ｆからｍ＝ｒｏｕｎｄｕｐ（ｋ／ｆ）（ｒｏｕｎｄｕｐ（Ｘ）はＸの小数点以下切り上げ）とにより前記ｍを決定することを特徴とする請求項１３記載の無線フレーム同期回路。
16. 前記評価関数値算出手段は、
    現時刻が前記基準時刻からフレーム周期ｆ×Ｍ（Ｍは１以上の整数）経過した時、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする請求項１５記載の無線フレーム同期回路。
17. 前記フレーム同期判定手段は、
    前記所定の閾値を前記ｍの値に応じて増加させることを特徴とする請求項１５または１６記載の無線フレーム同期回路。
18. 前記フレーム同期判定手段は、
    前記所定の閾値として、上限閾値と下限閾値の２種類設け、
    前記評価関数値が前記上限閾値以上となる受信信号点が存在する場合には、該受信信号点をフレーム同期点とし、
    前記評価関数値が前記上限閾値を下回るが、前記下限閾値以上となる受信信号点については、フレーム同期点候補として、次フレームで前記評価関数値を算出し、
    前記評価関数値が前記下限閾値を下回る受信信号点については、フレーム同期点候補から外して、次フレームからは、評価関数値を算出しないこととし、
    前記フレーム周期ｆの区間内の全受信信号点の前記評価関数値がいずれも前記下限閾値を下回った場合には、前記基準時刻を現時刻にリセットすることを特徴とする請求項１５乃至１７のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
19. 前記評価関数値は、
    前記拡張受信信号系列と前記拡張同期語系列との相互相関値であることを特徴とする請求項１３乃至１８のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
20. 前記同期語系列は、自己相関性を有し、
    前記評価関数値は、前記拡張受信信号系列の自己相関値であることを特徴とする請求項１３乃至１８のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
21. 前記同期語系列は、差動符号化系列であり、
    前記評価関数値は、前記拡張受信信号系列Ｒ_{（ｋ、ｍ）}において、受信信号系列Ｒ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ} ^＊（上付き＊はベクトルの各要素の複素共役）とＲ_{ｋ−（ｍ−１）ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、受信信号系列Ｒ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ} ^＊とＲ_{ｋ−（ｍ−２）ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、…、受信信号系列Ｒ_ｋ−２ｆ ^＊とＲ_{ｋ−２ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、受信信号系列Ｒ_ｋ−ｆ ^＊とＲ_{ｋ−ｆ＋１}の各要素を乗算した系列、受信信号系列Ｒ_ｋ ^＊とＲ_ｋ＋１の各要素を乗算した系列を並べた系列と、該同期語系列の差動符号化の原系列をｍ個並べた系列との相互相関値であることを特徴とする請求項１３乃至１８のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
22. 前記相互相関値は、
    前記拡張受信信号系列を復調したビット系列と前記拡張同期語系列との相互相関値であることを特徴とする請求項１９記載の無線フレーム同期回路。
23. 前記自己相関値は、
    前記拡張受信信号系列を復調したビット系列の自己相関値であることを特徴とする請求項２０記載の無線フレーム同期回路。
24. 前記相互相関値は、前記拡張受信信号系列において、前記受信信号系列毎に、遅延検波により復調したビット系列を並べた系列と前記同期語系列の差動符号化原系列をｍ個並べた系列との相互相関値であることを特徴とする請求項２１記載の無線フレーム同期回路。
25. 前記評価関数値は、前記相互相関値に対して、該相関演算時の加算項数の平方根を乗算した値であることを特徴とする請求項１９、２１、２２、または２４のいずれかに記載の無線フレーム同期回路。
26. 前記評価関数値は、前記自己相関値に対して、該相関演算時の加算項数の平方根を乗算した値であることを特徴とする請求項２０または２３記載の無線フレーム同期回路。

Images