JP5124596B2 - レゾルバ／デジタル変換器及びこれを用いた制御システム - Google Patents

Description

本発明はレゾルバ／デジタル変換器に係り、特に故障検出機能を有するレゾルバ／デジタル変換器または、レゾルバ／デジタル変換器の故障検出機能に関する。

サーボ制御系では回転角を検出しフィードバック制御を実施するために回転角度センサが必要である。またブラシレスモータ制御においてはモータの回転角に応じてモータのコイルに電流を通電させる必要があるために、サーボ制御系に限らず回転角度センサが必要である。回転角度センサとして従来からレゾルバが、その単純な構成に起因する堅牢さ、耐環境性から広く用いられている。

また電動パワーステアリング，x-by-wire特にsteer-by-wire，fly-by-wireなどに適用するサーボ制御系では安全性，信頼性が要求されるために、故障検出機能が要求される。

また、レゾルバからの信号に基づき回転角に変換し、デジタルデータとしてマイクロコンピュータ等に入力するためのレゾルバ／デジタル変換器が開発されている（SmartcoderAU6802カタログ，多摩川精機株式会社，T12-159N1（２００２年４月２０日）、http://www.tamagawa-seiki.co.jp/ctl/1591n2j.pdf（非特許文献１））。本文献によるレゾルバ／デジタル変換器では回転角の推定値φにより生成されたsin(φ)，cos(φ)と入力信号との演算を行った結果の残差εにより回転角の推定値φに修正を加えるというフィードバックループを形成して、回転角の推定値φを実際の回転角θに収束させる。本方式ではさらに、残差εがある値を超えると故障発生としてマイクロコンピュータに通知する機能を有している。

また、特開平９−２８０８９０号公報（特許文献１）によれば、sin(θ)＾２＋cos(θ)＾２＝１というレゾルバの出力である三角関数の性質を利用してレゾルバの故障を検出している。

さらに、特開平９−７２７５８号公報（特許文献２）によれば、角度検出用信号処理手段とは独立に角度θを求める異常検出用信号処理手段を設け、両者の角度θの差から故障を検出している。

特開平９−２８０８９０号公報 特開平９−７２７５８号公報

Smartcoder AU6802カタログ，多摩川精機株式会社，T12-159N1（２００２年４月２０日）、http://www.tamagawa-seiki.co.jp/ctl/1591n2j.pdf

非特許文献１に示されている従来技術によれば、レゾルバからのあるいはレゾルバへの信号が断線すると、レゾルバからの信号が異常となりフィードバックループ収束の前提となるsin(θ)，cos(θ)の間の関係が成立しなくなるため残差εが収束しなくなり残差εが大きくなり故障としてマイクロコンピュータに通知する。また、回転角の推定値φを求めるフィードバックループが正しく機能しなくなるとやはり残差εが収束しなくなり残差εが大きくなり故障としてマイクロコンピュータに通知する。しかし残差εがある値を超えたことを判定する機能及び、故障発生をマイクロコンピュータに通知する機能の故障（出力の固定故障，オープン，ショート故障）が発生すると故障発生をマイクロコンピュータに通知することができなくなるため、さらに考慮が必要である。

特許文献１に示されている従来技術によれば、レゾルバからのあるいはレゾルバへの信号が断線すると、レゾルバからの信号が異常となりsin(θ)，cos(θ)の間の関係が成立しなくなるためsin(θ)＾２＋cos(θ)＾２の値が１よりはずれるため故障として検出しマイクロコンピュータに通知することが可能となる。しかし本方式で検出できる故障はレゾルバからのあるいはレゾルバへの信号が断線したりする信号波形の異常に関する故障のみであり、θを求めるプロセスであるレゾルバ／デジタル変換機能自体の故障は検出の対象外である。

さらに特許文献２の方法によれば冗長に求めたθ同士を比較するため、万一レゾルバ／デジタル変換機能が有する故障（３）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能の故障も検出することができる。

従って上記各文献の技術を組み合わせた場合マイクロコンピュータで検知することができる故障は以下のとおりである。

（１）レゾルバからのあるいはレゾルバへの信号が断線したりする信号波形の異常に関する故障
（２）故障（１）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能の故障
（３）レゾルバからの信号に基づきθを求めるプロセスであるレゾルバ／デジタル変換機能自体の故障
（４）故障（３）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能の故障
しかし、特許文献２による方法は以下の点でさらに考慮の余地がある。
（ｉ）演算の簡単さ
三角関数（sin cos）の値からθを求めるに際しての演算負荷が大きい上、θの領域の境界をまたいでの判定に工夫が求められる。例えば、一方のθの値が１°で、他方のθの値が３５９°である場合には両者の差は２°と判定しなければならない。
（ii）デザインダイバーシティ
冗長にθを求めるプロセスが両者とも、sin成分，cos成分の信号からθを求めるという極めて似通ったプロセスである。そのため、両者に共通の設計上の誤り、または系統的な誤差が付きまといやすい。特に安全性を重視する用途では、デザインダイバーシティ，ｎ−バージョン化の概念の導入が望ましい。

そこで本発明では上記（１）〜（４）を検出可能で、かつ、（ｉ）演算の簡単さ、（ii）デザインダイバーシティを備えた方法を提供することを第１の目的とする。

またレゾルバの電気的な故障モードは大別すると、巻き線の断線，巻き線の短絡に分けられる。巻き線の短絡は同一巻き線間の短絡と異なる巻き線間の短絡（相間短絡）とに分類される。巻き線の断線と同一巻き線間の短絡は特許文献１等の信号のリサージュ図形を検査する方法により検出できる。

また、相間短絡はシングルエンド入力の場合には特許文献１等の信号のリサージュ図形を検査する方法により検出可能であるが、直ちに動作に影響を及ぼす。一方、差動入力の場合には直ちに動作に影響を及ぼすことはないが、特許文献１等の信号のリサージュ図形を検査する方法では検出できない。

そこで本発明では、相間短絡により直ちに動作に影響を受けず、かつ直ちに検出できる方法を提供することを第２の目的とする。

また、大型車の電動パワーステアリングや、ステアバイワイヤなどの用途を考えると、故障発生時に直ちに動作を停止させるわけには行かず、動作を継続させる、いわゆるフォールトトレランス技術が必要である。単純には故障発生時に直ちに動作を停止させるフェールサイレント機能を有するサブシステムを２つ以上備えることで、故障時にも動作を継続させることができる。例えば、フェールサイレント機能を有するサブシステムを２つ備えたシステムにおいて、双方のサブシステムで、ともに故障が発生した場合を考えた場合、双方のサブシステムが共に動作を停止してしまい、システム全体としては動作を継続できないことになる。

そこで本発明では、双方のサブシステムでともに故障が発生した場合でもシステム全体としては動作を継続できるフォールトトレラントシステムを提供することを第３の目的とする。

本発明の第１の目的を達成するために本発明では、レゾルバからの信号を複数の冗長な入力回路で受け、一方の入力回路で受けた信号から角度θを推定し、さらに該角度θに相当する三角関数の値を演算し、他方の入力回路で受けた信号値と比較することにより故障を検出する手段をとる。

以上述べたように三角関数同士を比較することにより、先に述べたような領域をまたがった判定のための工夫も不要となる。また、θから対応する三角関数を算出する方法は通常はアプリケーションの実現のために予め用意されている変換テーブルを流用することにより演算の負荷も低減させることができる。

本発明の第２の目的を達成するために本発明では、前記冗長な入力回路のうち、一方の入力回路ではレゾルバからの信号を差動で受け、他方の入力回路ではレゾルバからの信号をシングルエンドで受ける。

以上述べたように一方の入力回路で、レゾルバからの信号を差動で受けることにより、相間短絡の影響を受けることなく動作を継続することができ、さらに他方の入力回路ではレゾルバからの信号をシングルエンドで受け、特許文献１等の信号のリサージュ図形を検査する方法により相関短絡の発生を検出することができる。

本発明の第３の目的を達成するために本発明では、故障検出機能により故障が検出された場合にはアクチュエータの動作を停止させる、フェールサイレントなサブシステムを複数備え、それぞれのサブシステムに、自身の故障が他のサブシステムの故障よりも重い場合には、自身のアクチュエータの動作を停止させ、自身の故障が他のサブシステムの故障よりも軽い場合には、自身のアクチュエータの動作を停止させない機能を持たせる。

以上述べたように、故障の軽重により自身のアクチュエータの動作を停止させるか否かを判断する機能を持たせることにより複数のサブシステムで故障が発生した場合でも、故障の程度の軽いサブシステムで動作を継続させることができる。

本発明の一の実施形態によれば、簡単な演算で故障検出ができるレゾルバ／デジタル変換器を提供することができる。

また、本発明の他の実施形態によれば、相間短絡により直ちに動作に影響を受けず、かつ直ちに検出できるレゾルバ／デジタル変換器を提供することができる。

また、本発明の他の実施形態によれば、双方のサブシステムでともに故障が発生した場合でも、システム全体としては動作を継続できるフォールトトレラントシステムを提供することができる。

基本的実施例。 変換トリガ生成部が電圧比較器である実施例。 変換トリガ生成部がゼロクロス検出器と遅延回路である実施例。 変換トリガ生成部がピーク検出回路である実施例。 変換トリガ生成部が９０°移相回路とゼロクロス検出器である実施例。 変換トリガ生成部の動作の実施例。 誤り検出機能の実施例。 誤り検出機能の実施例。 誤り検出機能の実施例。 コモンモード入力手段とノーマルモード入力手段とを備えた実施例。 差動入力手段とシングルエンド入力手段とを備えた実施例。 相間ショート時のレゾルバ信号波形。 図１０，図１１の実施例の更に詳細な実施例。 コモンモード成分検出回路を備えた実施例。 レゾルバ信号をレゾルバ／デジタル変換部に差動信号として、マイクロコンピュータのＡ／Ｄ変換器にシングルエンド信号として入力する実施例。 マイクロコンピュータのＡ／Ｄ変換器への入力をシングルエンド入力と差動入力とに切り替える実施例。 図１６の実施例の更に詳細な実施例。 差動入力手段とシングルエンド入力手段を周波数で分割する実施例。 図１８の実施例の周波数特性の実施例。 図１９の実施例の更に詳細な実施例。 図１９の実施例の更に詳細な実施例。 バイアス補正機能を備えた実施例。 図１８の実施例の周波数特性の実施例。 図２３の実施例の更に詳細な実施例。 本発明により検出可能な故障。 レゾルバ及びレゾルバ／デジタル変換器を２重化したフォールトトレラントなレゾルバ及びレゾルバ／デジタル変換器の実施例。 本発明を用いたモータ制御系の実施例。 パワーステアリング装置の実施例。 異常検出しきい値が車速により変化する実施例。 信頼度順位判定部を備えた実施例。 信頼度順位判定部での判定の実施例。 障害の軽重度分類の実施例。 アクチュエータの実施例。 アクチュエータの実施例。 アクチュエータの実施例。 アクチュエータの実施例。 ブレーキに適用した実施例。 セレクタを備えた実施例。 セレクタ，アクチュエータを冗長化した実施例。

以下図に従って本発明の実施例について説明を加える。

図１はレゾルバ回路の故障検出機能を備えた制御器１００の基本的な実施例である。

励磁信号生成部３で生成された励磁信号ｆ(ｔ)はレゾルバ５に入力される。励磁信号ｆ(ｔ)は一般にＡ・sin(ωｔ)などの三角関数が用いられることが多い。ただしＡは振幅、ωは角速度で、周波数をｆとするとω＝２πｆで表される。レゾルバ５からはレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosが出力される。レゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosはレゾルバの回転角をθとするとそれぞれ
Ｙsin＝ｋ・sin(θ)・ｆ(ｔ)
Ｙcos＝ｋ・cos(θ)・ｆ(ｔ)
ただしｋ：ゲイン
で表される。レゾルバ／デジタル変換部２ではレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosに基づき角度の推定値φが出力される。また誤り検出信号も角度の推定値φとともにレゾルバ／デジタル変換部２からマイクロコンピュータ１に入力される。なおレゾルバ／デジタル変換部２は様々な実施例が考えられるが、代表的なものとして非特許文献１による方法が考えられる。なお、非特許文献１によるものはレゾルバ／デジタル変換部２と励磁信号生成部３とが同一チップに内蔵されている。

以上は従来技術によるレゾルバ／デジタル変換部と同一であるが、本発明による実施例ではさらに、変換トリガ生成部４で励磁信号ｆ(ｔ)に基づいて変換トリガが生成され、該変換トリガによりＡ／Ｄ変換器１１によりレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosがデジタル信号に変換され、誤り検出機能１２により故障による誤りを検出する。

変換トリガ生成部４は様々な実施例が考えられる。例えば図２は電圧比較器４１で励磁信号ｆ(ｔ)を基準電圧(Ｖref)４２と比較する変換トリガ生成部４の実施例である。本実施例によれば励磁信号ｆ(ｔ)によってレゾルバ信号Ｙsin，ＹcosがＡ／Ｄ変換されるため、ｆ(ｔ)＝Ｖrefとすると変換時点でのレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosはそれぞれ
Ｙsin＝ｋ・sin(θ)・Ｖref
Ｙcos＝ｋ・cos(θ)・Ｖref
となる。

図３は電圧比較器４１で励磁信号ｆ(ｔ)を０Ｖとコンパレータ４１で比較しゼロクロス点を検出し、tdelay遅らせる遅延回路４３で遅延させる実施例である。励磁信号をｆ(ｔ)＝Ａ・sin（ωtdelay）とすると変換時点でのレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosはそれぞれ
Ｙsin＝ｋ・sin(θ)・Ａ・sin（ωtdelay）
Ｙcos＝ｋ・cos(θ)・Ａ・sin（ωtdelay）
となり、図２の実施例と同様にsin(θ)，cos(θ)，tan(θ) が求められ、角度の推定値φに基づくsin(φ)，cos(φ)，tan(φ)との差が許容範囲内であれば正常とみなし、許容範囲外であれば故障と判定できる。なおレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosを最も大きくしてＳ／Ｎ比を向上させる見地からωtdelay＝π／２即ちtdelay＝π／２ωとするのが好ましい。なお、本実施例ではtdelay遅らせる遅延回路４３をマイクロプロセッサ内のタイマで実現することも可能であり、外付け部品を大幅に削減することができる。

図４は変換トリガ生成部４をピーク検出回路４４とした実施例である。ピーク検出回路４４の実現手段としては、励磁信号ｆ(ｔ)を微分してゼロとなる時刻を求める方法、励磁信号ｆ(ｔ)を移相回路で位相を９０度遅延させてゼロクロスととる方法、順次ピークを更新しながらホールドしてゆき、現在値がピークホールド値以下となった時刻をピークの時刻とする方法などが上げられる。

本実施例によれば変換時点でのレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosはそれぞれ
Ｙsin＝ｋ・sin(θ)・Ａ
Ｙcos＝ｋ・cos(θ)・Ａ
となり、図２，図３の実施例と同様にsin(θ)，cos(θ)，tan(θ)が求められ、角度の推定値φに基づくsin(φ)，cos(φ)，tan(φ)との差が許容範囲内であれば正常とみなし、許容範囲外であれば故障と判定できる。

図５は励磁信号ｆ(ｔ)を移相回路で位相を９０度遅延させてゼロクロスととる方法の更に詳細な実施例である。励磁信号ｆ(ｔ)は９０°移相回路４５に入力され、位相が９０度遅延する。遅延させた信号を０Ｖとコンパレータ４１で比較しゼロクロス点を検出し、変換トリガとする。９０°移相回路４５は抵抗とコンデンサからなる１次遅れ要素を用いるとカットオフ周波数から十分に高い周波数でほぼ９０°位相を遅らせることができる。

図６は図２〜図４の各実施例によるレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosの変換タイミングを示した図である。横軸は時刻、縦軸はレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcos、励磁信号ｆ(ｔ)の振幅である。図１２の実施例によれば、励磁信号ｆ(ｔ)がＶrefとなった時刻、即ち点Ａでレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosが変換される。図３の実施例では励磁信号ｆ(ｔ)のゼロクロス点からtdelay経った時刻即ちＢ点で変換される。tdelay＝π／(４ω)とすると信号のピークで変換されるためＳ／Ｎ比を向上させる見地から最適である。図４の実施例によれば、励磁信号ｆ(ｔ)がピークとなった時刻にＹsin，Ｙcosが変換される。

以上のようにして得られたＹsin，Ｙcosからレゾルバ及びレゾルバ／デジタル変換部の誤り検出機能１２の実施例を図７〜図９に示す。

図７は誤り検出機能１２の第１の実施例である。

まず演算１２２において、sin(θ)，cos(θ)を次式により求める。

sin(θ)＝Ｙsin／［ＳＱＲＴ(Ｙsin＾２＋Ｙcos＾２)・Ｖref］
cos(θ)＝Ｙcos／［ＳＱＲＴ(Ｙsin＾２＋Ｙcos＾２)・Ｖref］
以上のようにして求めたsin(θ)，cos(θ)と角度の推定値φに基づき演算１２１で求めたsin(φ)，cos(φ)とを比較機能１２３で比較し、差が許容範囲内であれば正常とみなし、許容範囲外であれば故障と判定できる。この方法によりレゾルバ／デジタル変換部の故障を検出することができる。

図８は誤り検出機能１２の実施例である。

演算１２４において次式によりtan(θ)を求める。

tan(θ)＝Ｙsin／Ｙcos
以上のようにして求めたtan(θ)と角度の推定値φに基づき演算１２５で求めたtan(φ)とを比較機能１２３で比較し、この差が許容範囲内であれば正常とみなし、許容範囲外であれば故障と判定できる。この方法によりレゾルバ／デジタル変換部の故障を検出することができる。

図９は誤り検出機能１２の実施例である。

演算１２２，１２４により算出したsin(θ)，cos(θ)，tan(θ)に基づき、演算１２６〜１２８では、次式により、θ１,θ２,θ３をそれぞれ求め、それぞれを比較機能１２３で比較し、差が許容範囲内であれば正常とみなし、許容範囲外であれば故障と判定できる。

θ１＝ａsin（sin(θ)）
θ２＝ａcos（cos(θ)
θ３＝ａtan（tan(θ)）
この方法によりレゾルバからの信号の合理性をチェックすることができ、レゾルバ自身の故障を検出することができる。

図１０はレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosのノーマルモード成分を入力するノーマルモード入力手段１０１とコモンモード成分を入力するコモンモード入力手段１０２の両方を備える制御器１００の実施例である。また図１１はレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosを差動信号として入力する差動入力手段１０３とシングルエンド信号として入力するシングルエンド入力手段１０４の両方路備える制御器１００の実施例である。

レゾルバの相間（励磁信号，sin信号，cos信号巻線同士間）でショートが発生した場合、図１２に示すようにシングルエンド入力の場合には正常なレゾルバ信号（破線）を得ることができず、実線に示すように相間ショートの影響を受けたレゾルバ信号となる。しかし差動入力の場合には本来の信号（ノーマルモード成分：破線）に相関ショートの影響成分はコモンモード成分として重畳され実線で示される波形になるので、差動増幅器でノーマルモード成分のみを取り出せば本来のレゾルバ信号（実線）を得ることができる。従って、レゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosを差動入力でうけることにより相間ショートの影響を回避することができる。しかし、このままでは相間ショートが発生していることを検出できない。そのため図１０，図１１の実施例に示すようにコモンモード入力手段１０２またはシングルエンド入力手段１０４を備えて、相間ショートにより重畳されるコモンモード成分を検出すれば、相関ショートの影響を受けず、かつ検出できる制御システムを実現できる。

図１３は図１０，図１１の実施例をさらに詳細に示したものである。

レゾルバ５から出力されたレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosはノーマルモード入力手段１０１または差動入力手段１０３を介してレゾルバ／デジタル変換部２に入力されると共に、コモンモード入力手段１０２またはシングルエンド入力手段１０４を介してＡ／Ｄ変換器１１に入力される。相間短絡が発生した場合でも、レゾルバ／デジタル変換部２では相間短絡の影響を受けることなくレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosに基づき角度の推定値φが出力される。一方、Ａ／Ｄ変換器１１への入力は相間短絡の影響を受けるため、Ａ／Ｄ変換器１１への入力を誤り検出機能１２によりモニタすることにより相間短絡の発生を検出することができる。相間短絡が発生した場合には、相間短絡の影響を受けないレゾルバ／デジタル変換部２に入力される信号波形と相間短絡の影響を受けるＡ／Ｄ変換器１１に入力される信号波形が異なるため、信号波形に基づく三角関数の値、または角度の推定値が異なるために相間短絡を検出することができる。誤り検出機能１２での検出方法は図７〜図９に示す方法がそのまま使える。

また図１３とは逆に、レゾルバ／デジタル変換部２にはレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosをコモンモード入力手段１０２またはシングルエンド入力手段１０４を介して入力し、マイクロコンピュータ１のＡ／Ｄ変換器１１にはノーマルモード入力手段１０１または差動入力手段１０３を介して入力しても同じ効果が得られる。

図１４は図１０及び図１３のさらに詳細な実施例を示すもので、レゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosをレゾルバ／デジタル変換部２及びマイクロコンピュータ１のＡ／Ｄ変換器１１に入力し、更にするコモンモード入力手段１０２を備えた実施例である。なお、図１３では励磁信号生成部３，レゾルバ５，変換トリガ生成部４は簡単のために省略している。レゾルバ／デジタル変換部２はノーマルモード信号として入力するノーマルモード入力手段１０１または差動信号として入力する差動入力手段１０３に相当する。レゾルバ／デジタル変換部２では差動増幅器２１，２２で受けることによりレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosを差動信号として入力することができ、マイクロコンピュータ１のＡ／Ｄ変換器１１の前段にも差動増幅器５１，５２を前置することによりレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosを差動信号として入力することができる。さらにコモンモード入力手段１０２を構成するＲ１とＲ２，Ｒ３とＲ４それぞれによりレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosのコモンモード成分が加算され、ノーマルモード成分が相殺されて演算増幅器６１，６２からはレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosのコモンモード成分が出力される。

また図１５は図１１及び図１３のさらに詳細な実施例である。本実施例に示すようにレゾルバ／デジタル変換部２にはレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosを差動信号として入力し、マイクロコンピュータ１のＡ／Ｄ変換器１１にはシングルエンド信号として入力すれば、レゾルバ／デジタル変換部２は相間ショートの影響を受けず、マイクロコンピュータ１のＡ／Ｄ変換器１１では相関ショートの影響を受けた信号が入力されて、信号波形の異常により相間ショートの発生を検出することができる。ここではレゾルバ／デジタル変換部２が図２１の差動入力手段１０３に相当し、マイクロコンピュータ１のＡ／Ｄ変換器１１がシングルエンド入力手段１０４に相当する。

以上述べた実施例により、コモンモード入力手段１０２またはシングルエンド入力手段１０４により信号波形の異常により相間ショートの発生を検出することができる。しかし、電気的雑音はコモンモード成分として到来することが多いため、たとえば図１３の実施例のように一方の入力をシングルエンド入力手段１０４とすると、耐ノイズ性が低下し、入力回路を１０３，１０４と冗長に持つ意味が薄れる。そこで、耐ノイズ性を持たせながらより相間ショートの発生を検出するための実施例を以下、図１６〜図２５に示す。

図１６はレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosの差動入力手段１０３に加えて、シングルエンド入力と差動入力を切り替えて入力するシングルエンド／差動入力手段１０５を備えた実施例である。本実施例のように、シングルエンド入力手段１０４の代わりにシングルエンド／差動入力手段２０５とし、通常動作時には冗長な差動入力として動作し、パワーオン直後のシステム立ち上げに伴う診断時にシングルエンド入力として動作させて、相間短絡を検出することができる。

図１７にシングルエンド／差動入力手段２０５の実施例を示す。シングルエンド／差動入力手段２０５は図に示す通り、オペアンプＯｐＡｍｐ，スイッチＳＷ，抵抗器から構成されている。オペアンプＯｐＡｍｐの出力Ｖｏは図示しないＡ／Ｄ変換器１１に入力され、デジタルデータに変換される。制御器１００の小型軽量化のためにはＡ／Ｄ変換器は図示しないマイクロコンピュータ１に内蔵されていることが望ましいが、外付けでも機能的には差し支えない。またスイッチＳＷはマイクロコンピュータ１で制御されることが望ましいがこの限りではない。

抵抗器Ｒｂ３，Ｒｂ４は電源電圧Ｖccを分圧してレゾルバからの信号にバイアス（中心電圧）を与えるもので、Ｒｂ１＝Ｒｂ２とすればバイアス（中心電圧）は＝Ｖcc／２となる。抵抗器Ｒｂ３，Ｒｂ４は電源電圧Ｖccを分圧してＶｂ２を生成する。Ｒｂ３＝Ｒｂ４とすればＶｂ２＝Ｖcc／２となる。レゾルバからの信号ＹsinまたはＹcosがこの回路の入力電圧Ｖinp，Ｖinnに差動で入力され、Ｙsin，Ｙcosそれぞれの信号に１回路ずつ、即ち２回路でシングルエンド／差動入力手段２０５を構成する。

この回路の入力電圧Ｖinp，Ｖinnと出力電圧Ｖｏとの関係は次のようになる。

スイッチＳＷが開いているとき、
Ｖｏ＝Ｒｆ／Ｒｉ（Ｖinp−Ｖinn）＋Ｖｂ１
スイッチＳＷが閉じているとき、
Ｖｏ＝Ｒｆ／Ｒｉ（Ｖｂ１−Ｖinn）＋Ｖｂ１
従って、スイッチＳＷが開いているときには差動入力として動作し、スイッチＳＷが閉じているときにはシングルエンド入力として動作する。即ち、スイッチＳＷを開閉することにより、差動入力，シングルエンド入力を切り替えることができる。

またレゾルバからの信号入力を冗長化しない場合でも、入力手段をシングルエンド／差動入力手段２０５とすることができる。本実施例によれば通常動作時には差動入力として動作し、パワーオン直後のシステム立ち上げに伴う診断時にシングルエンド入力として動作させて、相間短絡を検出することができる。

図１８はレゾルバ信号Ｙsin，Ｙcosの差動入力手段１０３に加えて、シングルエンド入力と差動入力を周波数により分割して入力する周波数分割入力手段１０６を備えた実施例である。本実施例によりノイズ成分の周波数領域をノイズに強い差動入力とし、ノイズ成分の影響が少なく、かつ相間短絡の影響が顕著な周波数帯をシングルエンド入力とすることで、相間短絡検出機能とノイズ耐性とを両立させることができる。周波数分割入力手段１０６は差動入力回路の２本の入力線の一方に周波数に依存する通過特性をもつフィルタ（高域通過フィルタ，低域通過フィルタ，帯域通過フィルタ，帯域阻止フィルタ）を挿入するか、２本の入力線の双方に異なる特性の周波数に依存する通過特性をもつフィルタを挿入することで実現できる。図１９〜図２５にそのより詳細な実施例を示す。

図１９は周波数分割入力手段１０６が低い周波数領域をシングルエンド入力とし、それよりも高い、レゾルバ信号周波数を含む周波数領域を差動入力とした実施例である。本実施例はレゾルバ信号周波数およびそれよりも高い周波数領域にノイズの影響があり、それよりも低い周波数に相間短絡の影響が現れる場合に特に効果がある。たとえば、モータを駆動するＰＷＭインバータのスイッチング周波数とレゾルバ信号周波数が近い場合にはレゾルバ信号周波数およびそれよりも高い周波数領域にノイズの影響が出る。

また、相ごとに中心電圧（バイアス電圧）が異なるように設定すれば、低い周波数に相間短絡の影響が現れる。たとえば、Ｙsin，Ｙcos信号が入力されるレゾルバ／デジタル変換部２及びＡ／Ｄ変換器１１の入力電圧範囲は通常、０−５Ｖなので、中心電圧（バイアス電圧）は２.５Ｖ付近に設定されるのが通例である。また励磁信号生成部３から出力される励磁信号は、Ｓ／Ｎを高めるためなるべく大きい振幅とすることが望ましいため中心電圧（バイアス電圧）はバッテリ電圧の１／２付近に設定されるのが通例で、バッテリ電圧を１２Ｖとすると６Ｖ、バッテリの低下を考えると中心電圧（バイアス電圧）は４〜５Ｖ付近に設定されるのが通例である。したがって、Ｙsin，Ｙcos信号と励磁信号との間で相間短絡が発生した場合には、Ｙsin，Ｙcos信号の中心電圧（バイアス電圧）が２.５Ｖ付近から、励磁信号の中心電圧（バイアス電圧）に引っ張られて上昇することにより検出される。また、Ｙsin，Ｙcos信号の中心電圧（バイアス電圧）を２.５Ｖを中心としてわずかに異ならせることにより、同様にしてＹsin，Ｙcos信号間の相間短絡も検出することができる。

図１９の周波数特性を実現するためには差動入力回路の２本の入力線の内、一方に高域通過フィルタを挿入すればよい。具体的な回路の実施例を図２０に示す。本回路は通常の差動入力回路の一方の入力線に直列にコンデンサＣを挿入したもので、直流的にはシングルエンド、交流的には差動入力としたものである。

レゾルバからの信号ＹsinまたはＹcosがこの回路の入力電圧Ｖinp，Ｖinnに差動で入力され、Ｙsin，Ｙcosそれぞれの信号に１回路ずつ、即ち２回路で周波数分割入力手段１０６を構成する。

図２０のＣを仮想的にオープンにすれば直流領域での等価回路となる。この等価回路での入出力の関係は次式のとおりとなる。

Ｖｏ＝Ｒｆ・Ｖinp／（Ｒｉ＋Ｒｆ）
また、図２０のＣを仮想的にショートすれば交流領域での等価回路となる。この等価回路での入出力の関係は次式のとおりとなる。

Ｖｏ＝Ｒｆ／Ｒｉ（Ｖinp−Ｖinn）
以上により交流領域では差動入力として動作し、直流領域ではシングルエンド入力として動作することがわかる。従って本実施例により図２９の周波数特性を実現することができ、相間短絡検出機能とノイズ耐性とを両立させることができる。

さらに、図２１は直流領域のゲインを１とした実施例である。

交流領域の入出力の関係は図２０と同様に次式のとおりとなる。

Ｖｏ＝Ｒｆ／Ｒｉ（Ｖinp−Ｖinn）
一方、直流領域では、コンデンサＣがあるため入力されたＶinpは分圧されずにそのままオペアンプの＋入力端子に印加され、オペアンプの−入力端子がＶinpとなるようにＶｏが制御される。

つまり、
Ｖinp＝（Ｒｆ・Ｖinn＋Ｒｉ・Ｖｏ）／（Ｒｉ＋Ｒｆ）
直流領域ではＶinp＝Ｖinnであるため
Ｖｏ＝Ｖinp
となる。

以上により交流領域では差動入力として動作し、直流領域ではゲイン１のシングルエンド入力として動作することがわかる。本実施例によれば、直流領域のゲインを１にすることが出来るために、差動入力手段１０３，周波数分割入力手段１０６、後段に接続されるＡ／Ｄ変換器１１での信号の中心値を最大振幅を扱うための最適点、即ち回路の動作電源電圧の１／２に設定することができる。

図２２はＹsin，Ｙcos信号間の相間短絡を検出するためにＹsin，Ｙcos信号の中心電圧（バイアス電圧）を異ならせた場合、レゾルバ／デジタル変換部２への入力の中心電圧（バイアス電圧）が理想値（たとえば２.５Ｖ）からずれて、信号の上端下端で飽和による波形クリップが生じて最大振幅が制限されることを防ぐための実施例である。本実施例では、バイアス印加回路１０７でＹsin，Ｙcos信号に異なる中心電圧（バイアス電圧）を印加する。次にバイアス補正回路１０８で、補正バイアスを加えて中心電圧（バイアス電圧）を理想値（たとえば２.５Ｖ）に補正した信号をレゾルバ／デジタル変換部２に前置されるノーマルモード入力手段１０１または差動入力手段１０３に入力する。従って、相間短絡が発生していない場合にはレゾルバ／デジタル変換部２へ入力されるＹsin，Ｙcos信号は所定の異なる中心電圧（バイアス電圧）を印加された後に補正されるため、理想値（たとえば２.５Ｖ）を中心電圧（バイアス電圧）とする信号となる。相間短絡が発生した場合にはＹsin，Ｙcos信号に印加される中心電圧（バイアス電圧）は所定の値からずれるため、レゾルバ／デジタル変換部２へ入力されるＹsin，Ｙcos信号も理想値（たとえば２.５Ｖ）からずれた値を中心電圧（バイアス電圧）とする信号となり、相間短絡の発生を検出することができる。

またシングルエンドでなく差動入力で受けた場合でも、入力電圧範囲が狭い場合には信号の上端，下端で飽和による波形クリップは生じて波形異常として相間短絡を検出することができる。

本実施例では、レゾルバ／デジタル変換部２の入力電圧範囲が狭い場合に有効であるが、Ａ／Ｄ変換器１１またはコモンモード入力手段１０２またはシングルエンド入力手段１０４の入力電圧範囲が狭い場合には同様にしてコモンモード入力手段１０２またはシングルエンド入力手段１０４の前にバイアス補正回路１０８をおけばよい。

図２３は周波数分割入力手段１０６がレゾルバ信号周波数付近の周波数領域をシングルエンド入力とした実施例である。本実施例はレゾルバ信号周波数付近でのノイズの影響が小さく、それ以外の周波数領域でのノイズの影響が大きい場合に特に効果がある。たとえば、主なノイズ源となるモータを駆動するＰＷＭインバータのスイッチング周波数がレゾルバ信号周波数に比べて極めて低いか、極めて高い場合がこれに相当する。

図２３の周波数特性を実現するためには以下の３つの方法がある。

まず第１の方法は、差動入力回路の２本の入力線の内、一方にレゾルバ信号周波数付近の周波数領域除去する通過除去フィルタを挿入する方法である。本方法によれば他の周波数領域では差動入力となる。

第２の方法は、差動入力回路の２本の入力線の内、一方にレゾルバ信号周波数よりも十分低い周波数をカットオフ周波数とする高域通過フィルタ、他方にレゾルバ信号周波数よりも十分高い周波数をカットオフ周波数とする高域通過フィルタを挿入する方法である。
本方法によれば、レゾルバ信号周波数領域より高い周波数帯域は差動入力となり、レゾルバ信号周波数領域より低い周波数帯域はカットオフされる。

第３の方法は差動入力回路の２本の入力線の内、一方にレゾルバ信号周波数よりも十分低い周波数をカットオフ周波数とする低域通過フィルタ、他方にレゾルバ信号周波数よりも十分高い周波数をカットオフ周波数とする低域通過フィルタを挿入する方法である。本方法によれば、レゾルバ信号周波数領域より低い周波数帯域は差動入力となり、レゾルバ信号周波数領域より高い周波数帯域はカットオフされる。

一例として第２の方法を実現するための具体的な回路の実施例を図３４に示す。高域通過フィルタのカットオフ周波数はそれぞれ時定数、Ｃ１・Ｒｉ，Ｃ２・Ｒｉ、により概ね定められる。

ここで、レゾルバ信号の周波数をｆrezとし、
１／（２πＣ１・Ｒｉ）＜ｆrez＜１／（２πＣ２・Ｒｉ）
とすると、周波数の極めて低い、即ちｆ≪１／（２πＣ１・Ｒｉ）となる周波数領域ではオペアンプの＋入力側も−入力側もカットされ、
Ｖｏ＝Ｖｂ２
となる。

１／（２πＣ１・Ｒｉ）≪ｆ≪１／（２πＣ２・Ｒｉ）
の範囲では、オペアンプの＋入力側がカットされるため
Ｖｏ＝Ｒｆ・（Ｖｂ２−Ｖinn）／Ｒｉ＋Ｖｂ２
とシングルエンド動作となる。

周波数の極めて高い、即ち１／（２πＣ２・Ｒｉ）≪ｆとなる周波数領域ではオペアンプの＋入力側も−入力側も通過するため、
Ｖｏ＝Ｒｆ・（Ｖinp−Ｖinn）／Ｒｉ＋Ｖｂ２
と差動動作となる。

以上述べた、図１５〜図２４の実施例によれば相間ショートの影響を受けずかつ相間ショートの発生を検出できる制御システムを実現できる。

以上述べた実施例によれば図２５に示すように、
（１）レゾルバからのあるいはレゾルバへの信号が断線したりする信号波形の異常に関する故障
はレゾルバ／デジタル変換部２に備えられた故障検出機能に加えて本発明の提供する誤り検出機能１２により検出できる。また、故障（１）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能はレゾルバ／デジタル変換部２ならびに誤り検出機能１２に冗長に備わっているため、
（２）故障（１）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能の故障
も、一方が故障しても他方の機能により検出することができる。

（３）レゾルバからの信号に基づきθを求めるプロセスであるレゾルバ／デジタル変換機能自体の故障
はレゾルバ／デジタル変換部２に備えられた故障検出機能に加えて本発明の提供する誤り検出機能１２により検出できる。また、故障（３）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能はレゾルバ／デジタル変換部２ならびに誤り検出機能１２に冗長に備わっているため、
（４）故障（３）を検出しマイクロコンピュータに通知する機能の故障
も、一方が故障しても他方の機能により検出することができる。

以上のべた実施例によればレゾルバ及びレゾルバ／デジタル変換器の故障を検出でき、電動パワーステアリングなどの用途には故障が検出された場合には電動アシストを停止する処置をとることによりフェールセーフな動作を確保することができる。またx-by-wire特にsteer-by-wire，fly-by-wireではシステムの動作停止が許されないため故障が発生しても操作を継続できるフォールトトレランスが要求される。そこで図２６のようにレゾルバ５−１，５−２及びレゾルバ／デジタル変換部２−１，２−２を２重化し、誤り検出機能１２と組み合わせれば実質的に３重化システムとなりフォールトトレランスが実現できる。２重化したレゾルバ５−１，５−２及びレゾルバ／デジタル変換部２−１，２−２のうち一方に故障が発生した場合には、レゾルバ／デジタル変換部２−１，２−２に備えられている故障検出機能に加えて、誤り検出機能１２により検出でき、故障した部位が特定できる。続いて２重化したレゾルバ５−１，５−２及びレゾルバ／デジタル変換部２−１，２−２のうち故障が発生していない側を用いて動作を継続することができる。またマイクロコンピュータ１も多重化すればさらに望ましい。

図２７は本発明が提供するモータ制御系の実施例である。マイクロコンピュータ１はレゾルバ／デジタル変換部２からの角度の推定値φに基づきモータへの駆動指令をＰＷＭ信号を生成するタイマ６に出力する。タイマ６ではマイクロコンピュータ１からの指令に基づき、所定のデューティサイクルのＰＷＭ信号を生成し、その波形に従ってモータドライバ７によりモータ８をドライブする。モータ８の出力軸は制御対象９に接続され制御対象９を動かすとともにレゾルバ５に接続され回転角度が計測され、マイクロコンピュータ１に入力される。

なお電動パワーステアリング制御装置では、制御対象９がステアリング系全体となる。
またステアバイワイヤ制御装置では制御対象９がステアリングコラム及びステアリング機構（舵取り機構）となる。

更にパワーステアリング制御装置では図２８に示すようにトルクセンサ１３からのトルク信号をトルク監視機能１４で監視することによりさらに安全性を向上させることができる。動力で操舵を補助して運転者の操舵力を低減するのがパワーステアリング装置の機能である。万一、故障によりパワーステアリング装置が運転者の意に反して動作すると、運転者は通常以上の操舵力（トルク）を出してこれに抗おうとするはずである。そこで、トルク監視機能１４でパワーステアリング装置故障時の運転者の通常以上の操舵力（トルク）を検出してアシストを停止する処置をとることによりフェールセーフな動作を確保することができる。

パワーステアリングにより操舵力が補助されている場合には操舵力（トルク）は概ね２〜３［Ｎｍ］程度であるが、大幅転舵時には１５［Ｎｍ］程度である。したがって、余裕を見て２０〜３０［Ｎｍ］を超える操舵力（トルク）があった場合にはパワーステアリング装置故障とみなしアシストを停止する処置をとることによりフェールセーフな動作を確保することができる。また大幅な転舵は車速が低速時に限られるため、図２９に示すように異常検出のための操舵力（トルク）しきい値を車速によって高速時には５〜６［Ｎｍ］に低速時には２０〜３０［Ｎｍ］段階的に、または連続的に変えればよりきめ細かい異常検出ができる。また、過渡的な操舵トルクで正常であるのにも関わらずアシストを停止してしまわないように、操舵トルクが一定時間以上上記しきい値を超えたときにアシストを停止させることも考えられる。

図３０は制御器を冗長化した実施例である。冗長化した制御器１００−１〜１００−ｎからはアクチュエータ２００−１〜２００−ｎへの制御指令である制御信号１１０−１〜１１０−ｎが出力され、アクチュエータ２００−１〜２００−ｎに入力される。また制御器１００−１〜１００−ｎは自己についての診断結果１１１−１〜１１１−ｎを出力する。信頼度順位判定部４００−１〜４００−ｎでは制御器１００−１〜１００−ｎからの診断結果１１１−１〜１１１−ｎに基づき、ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−１〜４１０−ｎをそれぞれ出力する。

アクチュエータ２００−ｉは入力されたＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＮの場合には入力された制御信号１１０−ｉに基づく操作量を制御対象３００に及ぼし、制御対象３００を制御し、入力されたＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＦＦの場合には操作量を制御対象３００に及ぼさない。

信頼度順位判定部４００−１〜４００−ｎでの判断、即ち、診断結果１１１−１〜１１１−ｎとＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−１〜４１０−ｎとの関係を図３１に示す。なおここで、信頼度順位判定部４００−１については、ｉ＝１，ｊ＝２〜ｎ、信頼度順位判定部４００−２についてはｉ＝２，ｊ＝１、３〜ｎとなる。この表では、自系からの診断結果１１１−ｉに基づく自系の障害度が他系からの診断結果１１１−ｊに基づく他系の障害度よりも低い場合には自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＮとしている。その逆に、自系からの診断結果１１１−ｉに基づく自系の障害度が他系からの診断結果１１１−ｊに基づく他系の障害度よりも低い場合には自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＦＦとしている。

例えばケース１では、自系の診断結果１１１−ｉが全く障害を示していないため、自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＮとしている。またケース２では自系の診断結果１１１−ｉが軽度の障害を示しているものの、他系の診断結果１１１−ｊも軽度の障害を示しているため自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＮとしている。ケース３では、他系の診断結果１１１−ｊは全く障害を示していないのに自系の診断結果１１１−ｉが軽度の障害を示しているため、自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＦＦとしている。ケース４では自系の診断結果１１１−ｉ，他系の診断結果１１１−ｊが共に中度の障害を示しているため、自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＮとしている。ケース５では他系の診断結果１１１−ｊは中度の障害を示しているのに対して、自系の診断結果１１１−ｉが重度の障害を示しているので自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＦＦとしている。

さらに、自系の診断結果１１１−ｉある一定以上の障害度を示す場合には他系の診断結果１１１−ｊによらず自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＦＦとするという判断を加えることも可能である。例えばケース６では、自系の診断結果１１１−ｉが重度の障害を示しているので他系の診断結果１１１−ｊによらず自系のＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉをＯＦＦとしている。

図３２に障害度の区分の実施例を示す。障害の軽重は、障害により喪失した機能の大小で区分する方法と、診断結果が示す障害の発生確率の大小で区分する方法が考えられる。
本実施例ではセンサについては障害が顕在化して初めて診断により検出されるので、前者の障害により喪失した機能の大小で区分する方法によっている、メモリについては誤り訂正符号（ＥＣＣ）により障害からの回復が可能であるので、回復の可能性、即ち、後者の診断結果が示す障害の発生確率の大小で区分する方法によっている。プロセッサにおいては軽障害，中障害は診断結果が示す障害の発生確率の大小で区分する方法により、さらに著しいプロセッサの機能喪失を重障害と区別している。

ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉによりアクチュエータ２００−ｉの動作を制御するための実施例を図３３から図３６に示す。図３３は半導体素子２０１〜２０６からなるインバータでモータ２１０を駆動するアクチュエータ２００−ｉにおいて、ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉにより電源のメインスイッチ２１１を制御する実施例である。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＮの時にはメインスイッチ２１１を閉じることにより、アクチュエータ２００−ｉでは制御信号１１０−ｉに従って半導体素子２０１〜２０６からなるインバータが動作し、モータ２１０を駆動する。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＦＦの時にはメインスイッチ２１１を開くことにより、半導体素子２０１〜２０６からなるインバータの出力を停止させて、モータ２１０の駆動も停止させる。

図３４はインバータのモータ２１０への出力をＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉに従ってスイッチ２１２で開閉する実施例である。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＮの時にはスイッチ２１２を閉じることにより、アクチュエータ２００−ｉでは制御信号１１０−ｉに従って半導体素子２０１〜２０６からなるインバータが動作し、モータ２１０を駆動する。
ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＦＦの時にはスイッチ２１２を開くことにより、半導体素子２０１〜２０６からなるインバータの出力を停止させて、モータ２１０の駆動も停止させる。

図３５は論理積（ＡＮＤ）２１３によりＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉに基づき、半導体素子２０１〜２０６のゲート信号を制御する実施例である。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＮの時には制御信号１１０−ｉに従って、半導体素子２０１〜２０６からなるインバータが動作し、モータ２１０を駆動する。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＦＦの時には半導体素子２０１〜２０６のゲート信号は常にＯＦＦとなるのでインバータの出力を停止させて、モータ２１０の駆動も停止させる。

図３６はモータ２１０の出力シャフトにクラッチ２１４を設けて、ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉに基づいてクラッチ２１４を断続させる実施例である。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＮの時にはクラッチ２１４が締結され、モータ２１０を駆動することによりその出力が出力シャフトを介して出力される。ＯＮ／ＯＦＦ信号４１０−ｉがＯＦＦの時にはクラッチ２１４が開放され、モータ２１０の出力が出力されなくなる。

以上述べた本発明の実施例によれば高信頼制御システム、特にSreer-by-wireを初めとするx-by-wireシステムや、大型車用電動パワーステアリング装置などの信頼性，安全性を確保することができる。

図３７は本発明をブレーキに適用した実施例である。制御器１００−１，１００−２，アクチュエータ２００−１，２００−２，信頼度順位判定部４００−１，４００−２からなる一組の２重化した制御器により制御対象（自動車）３００の右前ブレーキ，右後ブレーキを制御する。制御器１００−３，１００−４，アクチュエータ２００−３，２００−４，信頼度順位判定部４００−３，４００−４からなるもう一組の２重化した制御器により制御対象（自動車）３００の左前ブレーキ，左後ブレーキを制御する。本実施例によれば、もし制御器１００−１，アクチュエータ２００−１，信頼度順位判定部４００−１の何れかで重い障害が発生し、右前ブレーキの動作ができなくなった場合には制御器１００−２，アクチュエータ２００−２，信頼度順位判定部４００−２で軽度の障害が発生しても動作を継続させて、右後ブレーキを制御することにより、制御対象（自動車）３００の右側のブレーキの動作を維持することによりヨーモーメントを発生することなしに所定のブレーキ力を作用させることができる。これは制御器１００−２〜４，アクチュエータ２００−２〜４，信頼度順位判定部４００−２〜４で重度の障害が発生した場合でも同様である。

図３８はセレクタ５００で制御信号１１０−１，１１０−２を切り替えて一重のアクチュエータ２００に入力した実施例である。セレクタ５００は発明者らが既に発明している特許２０８５８７９に示すModified Votor（ＭＶ）を用いても良い。また、図３９に示すようにセレクタ５００−１〜ｎ，アクチュエータ２００−１〜ｎを冗長化することも可能である。

以上のとおり、本発明の一の実施形態によれば、簡単な演算で故障検出ができるレゾルバ／デジタル変換器を提供することができる。

また、本発明の他の実施形態によれば、相間短絡により直ちに動作に影響を受けず、かつ直ちに検出できるレゾルバ／デジタル変換器を提供することができる。

さらに、本発明の他の実施形態によれば、双方のサブシステムでともに故障が発生した場合でも、システム全体としては動作を継続できるフォールトトレラントシステムを提供することができる。

１…マイクロコンピュータ、２…レゾルバ／デジタル変換部、３…励磁信号生成部、４…変換トリガ生成部、５…レゾルバ、１１…Ａ／Ｄ変換器、１２…誤り検出機能。

Claims (2)

1. 少なくとも２つ以上のサブシステムを有し、
   それぞれの該サブシステムは、制御信号と診断結果を出力する制御器と、
   複数のサブシステムの制御器からの該診断結果に基づきＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する信頼度順位判定部と、
   該制御信号と該ＯＮ／ＯＦＦ信号に基づき、制御対象に作用を及ぼすアクチュエータと、から構成され、
   該診断結果は、前記制御器の障害の軽重の情報を含み、
   前記２つ以上のサブシステムのそれぞれの前記アクチュエータは、前記制御対象を介して互いに接続されており、
   該信頼度順位判定部は、自サブシステムの制御器の障害が他サブシステムの制御器の障害よりも軽い場合には、該アクチュエータの動作を有効にするＯＮ／ＯＦＦ信号を出力し、自サブシステムの制御器の障害が他サブシステムの制御器の障害よりも重い場合には、該アクチュエータの動作を無効にするＯＮ／ＯＦＦ信号を出力することを特徴とする制御器。
2. 請求項１記載の第１及び第２の制御器を有し、
   第１の制御器が車両の右前、及び右後のブレーキを制御し、
   第２の制御器が車両の左前、及び左後ろのブレーキを制御することを特徴とする車両運動制御システム。

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