JP5124349B2 - Power supply device and power supply device for arc machining - Google Patents

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本発明は、インバータ回路を有する電源装置及びアーク加工用電源装置に関するものである。   The present invention relates to a power supply device having an inverter circuit and a power supply device for arc machining.

アーク加工機等に用いられる電源装置は、例えば特許文献1に示されるように、商用電源(三相交流電源)を整流回路にて整流し平滑コンデンサにて平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、スイッチング素子のフルブリッジ回路で構成されるインバータ回路とを備えている。インバータ回路は、各スイッチング素子が組毎に交互にオンオフ制御されることで、直流変換回路からの直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換している。そして、インバータ回路からの所定の高周波交流電圧がアーク溶接やアーク切断等のアーク加工に適したアーク加工用直流電圧に更に変換されている。   For example, as disclosed in Patent Document 1, a power supply device used for an arc machine or the like is a DC converter that converts a commercial power supply (three-phase AC power supply) into a DC voltage that is rectified by a rectifier circuit and smoothed by a smoothing capacitor. A circuit and an inverter circuit composed of a full bridge circuit of a switching element. The inverter circuit converts the DC voltage from the DC conversion circuit into a predetermined high-frequency AC voltage by alternately switching on and off each switching element for each group. A predetermined high-frequency AC voltage from the inverter circuit is further converted into a DC voltage for arc machining suitable for arc machining such as arc welding or arc cutting.

また、特許文献1の第1図及び第16図に示される電源装置では、直流変換回路を構成する平滑コンデンサとインバータ回路との間の一対の電源線間に補助コンデンサが接続されるとともに、平滑及び補助コンデンサ間の電源線上に補助スイッチング素子が配置されてなる。補助スイッチング素子は、インバータ回路のスイッチング素子のオンと同時オンされ、インバータ回路のスイッチング素子のオフ時にはそのオフよりも先にオフされる。このような補助スイッチング素子のオンオフ制御に基づく補助コンデンサの充放電動作を利用することで、各スイッチング素子におけるスイッチング損失を低減するソフトスイッチング制御が実施可能な構成となっている。尚、第1図の電源装置は200Vの入力交流電源対応であり、第16図の電源装置は400Vの入力交流電源対応となっている。
特開2003−311408号公報
Further, in the power supply device shown in FIG. 1 and FIG. 16 of Patent Document 1, an auxiliary capacitor is connected between a pair of power supply lines between a smoothing capacitor and an inverter circuit constituting a DC conversion circuit, and a smoothing is performed. An auxiliary switching element is disposed on the power line between the auxiliary capacitor and the auxiliary capacitor. The auxiliary switching element is turned on simultaneously with the switching element of the inverter circuit being turned on, and is turned off before the switching element of the inverter circuit is turned off. By utilizing the charging / discharging operation of the auxiliary capacitor based on the on / off control of the auxiliary switching element, the soft switching control for reducing the switching loss in each switching element can be performed. 1 is compatible with a 200 V input AC power supply, and the power supply apparatus of FIG. 16 is compatible with a 400 V input AC power supply.
JP 2003-31408 A

しかしながら、軽負荷時や無負荷時等において、補助コンデンサの充放電が不完全となる場合がある。この補助コンデンサの不完全な充放電動作は、スイッチング損失の増大やサージ電圧発生によるスイッチング素子の破損に繋がるため、これらを解決することが要望されている。   However, the charging and discharging of the auxiliary capacitor may be incomplete during light load or no load. This incomplete charging / discharging operation of the auxiliary capacitor leads to an increase in switching loss and breakage of the switching element due to the generation of a surge voltage. Therefore, it is desired to solve these problems.

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ソフトスイッチング制御で用いる補助コンデンサの充放電を負荷状態にかかわらず確実とし、スイッチング損失の低減や電圧サージの抑制を図ることができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することにある。   The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to ensure charging / discharging of the auxiliary capacitor used in soft switching control regardless of the load state, to reduce switching loss and to suppress voltage surge. An object of the present invention is to provide a power supply device and an arc machining power supply device capable of achieving the above.

上記課題を解決するために、請求項1に記載の発明は、整流回路及びその出力側の一対の電源線間に接続された平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流・平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、複数個のスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路で構成され、第1組及び第2組のスイッチング素子が交互にオンオフして前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記平滑コンデンサと前記インバータ回路との間の前記各電源線間に接続された補助コンデンサを有するとともに、前記平滑コンデンサと前記補助コンデンサとの間の前記電源線上に前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子と連動して動作される補助スイッチング素子が配置されてなる補助スイッチング回路とを備え、前記補助コンデンサの充電状態で前記インバータ回路のスイッチング素子のオフに先立って前記補助スイッチング素子をオフさせ、前記補助スイッチング素子のオフによる前記補助コンデンサの放電に伴いその放電後に前記インバータ回路のスイッチング素子をオフさせるソフトスイッチング制御が行われる構成の電源装置であって、前記インバータ回路の出力端子間に設けられ、前記補助コンデンサの放電開始となる前記補助スイッチング素子のオフ以前に共振動作を開始させ、前記補助コンデンサの放電電流に基づく前記インバータ回路のスイッチング素子の出力電流を増大させる共振電流を生じさせる共振回路を備えたことをその要旨とする。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 includes a rectifier circuit and a smoothing capacitor connected between a pair of power supply lines on the output side thereof, and a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an input AC power supply. A DC converter circuit for converting to a full bridge circuit using a plurality of switching elements, wherein the first set and the second set of switching elements are alternately turned on and off and supplied via the power lines. An inverter circuit that converts a DC voltage into a predetermined AC voltage; and an auxiliary capacitor connected between the power supply lines between the smoothing capacitor and the inverter circuit; and between the smoothing capacitor and the auxiliary capacitor. Auxiliary switching elements, in which auxiliary switching elements that are operated in conjunction with the first and second sets of switching elements of the inverter circuit, are disposed on the power supply line. A switching circuit, and turns off the auxiliary switching element prior to turning off the switching element of the inverter circuit in a charged state of the auxiliary capacitor. A power supply device configured to perform soft switching control to turn off a switching element of an inverter circuit, and is provided between output terminals of the inverter circuit and resonates before the auxiliary switching element is turned off to start discharging of the auxiliary capacitor. The gist of the invention is to provide a resonance circuit that starts operation and generates a resonance current that increases the output current of the switching element of the inverter circuit based on the discharge current of the auxiliary capacitor.

この発明では、インバータ回路の出力端子間(ブリッジアームの中間点間)に共振回路が設けられ、該共振回路は、補助コンデンサの放電開始となる補助スイッチング素子のオフ以前(オフと同時又はオフに先立って)に共振動作を開始させ、補助コンデンサの放電電流に基づくインバータ回路のスイッチング素子の出力電流が増大するような共振電流を生じさせる。これにより、補助コンデンサの放電速度が速くなり、該補助コンデンサの放電時間が短縮化される。従って、補助コンデンサの放電が短時間で速やかに行われ、軽負荷時や無負荷時であっても補助コンデンサの放電を確実に行うことが可能となる。   In this invention, a resonance circuit is provided between the output terminals of the inverter circuit (between the intermediate points of the bridge arm), and the resonance circuit is before the auxiliary switching element that starts the discharge of the auxiliary capacitor is turned off (at the same time as off or off). In advance, the resonance operation is started, and a resonance current is generated such that the output current of the switching element of the inverter circuit is increased based on the discharge current of the auxiliary capacitor. Thereby, the discharge speed of the auxiliary capacitor is increased, and the discharge time of the auxiliary capacitor is shortened. Therefore, the auxiliary capacitor is discharged quickly in a short time, and the auxiliary capacitor can be surely discharged even during light load or no load.

請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の電源装置において、前記共振回路は、前記補助スイッチング素子のオフに先立って前記共振動作が開始されることをその要旨とする。   The invention according to claim 2 is characterized in that, in the power supply device according to claim 1, the resonance circuit starts the resonance operation prior to turning off the auxiliary switching element.

この発明では、共振回路は、補助スイッチング素子のオフに先立って共振動作が開始される。つまり、補助スイッチング素子のオフに先立ってその共振動作にて生じる共振電流を予め増大させておくことができ、これにより補助スイッチング素子のオフにより補助コンデンサの放電が開始された時からその放電が速やかとなる。そのため、補助コンデンサの放電時間がより短縮化される。   In the present invention, the resonance circuit starts a resonance operation before the auxiliary switching element is turned off. That is, it is possible to increase in advance the resonance current generated by the resonance operation prior to turning off the auxiliary switching element, so that the discharge of the auxiliary capacitor is started quickly when the discharge of the auxiliary capacitor is started by turning off the auxiliary switching element. It becomes. Therefore, the discharge time of the auxiliary capacitor is further shortened.

請求項3に記載の発明は、請求項1又は2に記載の電源装置において、前記共振回路は、前記インバータ回路のスイッチング素子のオフに基づいて、前記共振電流を前記補助コンデンサの充電電流として供給するように構成されていることをその要旨とする。   According to a third aspect of the present invention, in the power supply device according to the first or second aspect, the resonant circuit supplies the resonant current as a charging current for the auxiliary capacitor based on the switching element of the inverter circuit being turned off. The gist of this is to be configured.

この発明では、インバータ回路のスイッチング素子のオフ時には既に放電が完了している補助コンデンサに対し、共振回路は、共振動作にて生じる共振電流をその補助コンデンサの充電電流として供給する。これにより、共振回路からの共振電流が補助コンデンサの充電電流としても用いられることから、補助コンデンサの充電速度が速くなり、該補助コンデンサの充電時間が短縮化される。従って、補助コンデンサの充電が短時間で速やかに行われ、軽負荷時や無負荷時であっても補助コンデンサの充電を確実に行うことが可能となる。   In the present invention, the resonance circuit supplies the resonance current generated in the resonance operation as the charging current of the auxiliary capacitor to the auxiliary capacitor that has already been discharged when the switching element of the inverter circuit is turned off. Thereby, since the resonance current from the resonance circuit is also used as the charging current of the auxiliary capacitor, the charging speed of the auxiliary capacitor is increased and the charging time of the auxiliary capacitor is shortened. Therefore, the auxiliary capacitor can be charged quickly in a short time, and the auxiliary capacitor can be reliably charged even during light loads or no loads.

請求項4に記載の発明は、請求項1〜3のいずれか1項に記載の電源装置において、前記共振回路は、還流ダイオードを有し前記補助スイッチング素子と連動して交互に動作される一対の共振用スイッチング素子を共振インダクタの両側にそれぞれ逆向きに接続し、前記各共振用スイッチング素子を前記インバータ回路の各出力端子にそれぞれ接続して構成されていることをその要旨とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the power supply device according to any one of the first to third aspects, the resonance circuit includes a free wheel diode and is operated alternately in conjunction with the auxiliary switching element. The resonance switching elements are connected to opposite sides of the resonance inductor in opposite directions, and the resonance switching elements are connected to the output terminals of the inverter circuit, respectively.

この発明では、共振回路は、還流ダイオードを有し補助スイッチング素子と連動して交互に動作される一対の共振用スイッチング素子が共振インダクタの両側にそれぞれ逆向きに接続され、各共振用スイッチング素子がインバータ回路の各出力端子にそれぞれ接続されて構成される。つまり、共振回路を2個のスイッチング素子と共振インダクタとで簡素に構成可能である。   In the present invention, the resonant circuit includes a pair of resonant switching elements that have a free-wheeling diode and operate alternately in conjunction with the auxiliary switching element, and are connected in opposite directions to both sides of the resonant inductor. It is configured to be connected to each output terminal of the inverter circuit. That is, the resonance circuit can be simply configured with two switching elements and the resonance inductor.

請求項5に記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源装置において、前記直流変換回路は、1個の前記平滑コンデンサが前記各電源線間に接続されてなり、前記補助スイッチング回路は、前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子の両者と連動して動作される1個の前記補助スイッチング素子が一方の前記電源線上に配置されてなることをその要旨とする。   According to a fifth aspect of the present invention, in the power supply device according to any one of the first to fourth aspects, the DC conversion circuit is configured such that one smoothing capacitor is connected between the power supply lines. The auxiliary switching circuit is configured such that one auxiliary switching element operated in conjunction with both the first set and the second set of switching elements of the inverter circuit is disposed on one of the power supply lines. The gist.

この発明では、直流変換回路は、1個の平滑コンデンサが各電源線間に接続され、補助スイッチング回路は、インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子の両者と連動して動作される1個の補助スイッチング素子が一方の電源線上に配置される。つまり、直流変換回路及び補助スイッチング回路が簡素に構成され、電源装置の構成の簡素化に寄与できる。   In this invention, the DC converter circuit has one smoothing capacitor connected between the power supply lines, and the auxiliary switching circuit is operated in conjunction with both the first set and the second set of switching elements of the inverter circuit. One auxiliary switching element is arranged on one power supply line. That is, the DC conversion circuit and the auxiliary switching circuit are simply configured, which can contribute to the simplification of the configuration of the power supply device.

請求項6に記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源装置において、前記直流変換回路は、2個の前記平滑コンデンサが前記各電源線間に直列に接続されてなり、前記各平滑コンデンサは、自身の前記直流電圧を後段の前記インバータ回路にそれぞれ供給可能に接続され、前記補助スイッチング回路は、前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子の対応する素子とそれぞれ連動して動作される前記補助スイッチング素子が前記各電源線上にそれぞれ配置されてなることをその要旨とする。   According to a sixth aspect of the present invention, in the power supply device according to any one of the first to fourth aspects, the DC converter circuit includes two smoothing capacitors connected in series between the power supply lines. Each of the smoothing capacitors is connected to be able to supply its own DC voltage to the subsequent inverter circuit, and the auxiliary switching circuit corresponds to the first set and the second set of switching elements of the inverter circuit. The gist of the invention is that the auxiliary switching elements operated in conjunction with the elements are respectively arranged on the power supply lines.

この発明では、直流変換回路は、2個の平滑コンデンサが各電源線間に直列に接続され、各平滑コンデンサは、自身の直流電圧を後段のインバータ回路にそれぞれ供給可能に接続される。補助スイッチング回路は、インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子の対応する素子とそれぞれ連動して動作される補助スイッチング素子が各電源線上にそれぞれ配置される。これにより、各平滑コンデンサからの直流電圧が後段のインバータ回路にて交互に使用されることから、インバータ回路を低い耐圧で構成しながらも高い電圧の入力交流電源に対応することが可能である。   In the present invention, in the DC conversion circuit, two smoothing capacitors are connected in series between the respective power supply lines, and each smoothing capacitor is connected so as to be able to supply its own DC voltage to the subsequent inverter circuit. In the auxiliary switching circuit, auxiliary switching elements that are operated in conjunction with the corresponding elements of the first set and the second set of switching elements of the inverter circuit are arranged on the respective power supply lines. As a result, the DC voltage from each smoothing capacitor is alternately used in the inverter circuit in the subsequent stage, so that it is possible to cope with a high voltage input AC power source while the inverter circuit is configured with a low breakdown voltage.

請求項7に記載の発明は、複数個のスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路で構成され、第1組及び第2組のスイッチング素子が交互にオンオフして一対の電源線を介して供給された直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続された補助コンデンサを有するとともに、その補助コンデンサ前段の前記電源線上に前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子と連動して動作される補助スイッチング素子が配置されてなる補助スイッチング回路とを備え、前記補助コンデンサの充電状態で前記インバータ回路のスイッチング素子のオフに先立って前記補助スイッチング素子をオフさせ、前記補助スイッチング素子のオフによる前記補助コンデンサの放電に伴いその放電後に前記インバータ回路のスイッチング素子をオフさせるソフトスイッチング制御が行われる構成の電源装置であって、前記インバータ回路の出力端子間に設けられ、前記補助コンデンサの放電開始となる前記補助スイッチング素子のオフ以前に共振動作を開始させ、前記補助コンデンサの放電電流に基づく前記インバータ回路のスイッチング素子の出力電流を増大させる共振電流を生じさせる共振回路を備えたことをその要旨とする。   The invention according to claim 7 is constituted by a full bridge circuit using a plurality of switching elements, and the first set and the second set of switching elements are alternately turned on and off and supplied via a pair of power supply lines. An inverter circuit for converting a DC voltage into a predetermined AC voltage; and an auxiliary capacitor connected between the power supply lines before the inverter circuit; and a first set of the inverter circuits on the power line before the auxiliary capacitor. And an auxiliary switching circuit in which an auxiliary switching element that is operated in conjunction with the second set of switching elements is disposed, and the auxiliary switching is performed before the switching element of the inverter circuit is turned off in a charged state of the auxiliary capacitor. As the auxiliary capacitor is discharged by turning off the auxiliary switching element, the element is turned off. A power supply apparatus configured to perform soft switching control to turn off a switching element of the inverter circuit after discharging, and is provided between output terminals of the inverter circuit and turns off the auxiliary switching element that starts discharging of the auxiliary capacitor. The gist of the present invention is to provide a resonance circuit that starts a resonance operation before and generates a resonance current that increases the output current of the switching element of the inverter circuit based on the discharge current of the auxiliary capacitor.

この発明では、直流電源入力型の電源装置であり、該電源装置においても上記請求項1と同様の作用効果を有する。
請求項8に記載の発明は、請求項1〜7のいずれか1項に記載の電源装置を用い、加工対象物のアーク加工を行うアーク加工用電圧を生成するように構成されているアーク加工用電源装置である。
In this invention, it is a direct-current power input type power supply device, and this power supply device has the same effect as that of the first aspect.
The invention according to claim 8 uses the power supply device according to any one of claims 1 to 7, and is configured to generate an arc machining voltage for performing arc machining on a workpiece. Power supply device.

この発明では、請求項1〜7のいずれか1項に記載の電源装置が用いられてアーク加工用電源装置が構成されるため、上記各請求項の作用効果が得られるアーク加工用電源装置を提供できる。   In this invention, since the power supply device according to any one of claims 1 to 7 is used to constitute the power supply device for arc machining, the power supply device for arc machining that can obtain the effects of the above-mentioned claims is provided. Can be provided.

本発明によれば、ソフトスイッチング制御で用いる補助コンデンサの充放電が負荷状態にかかわらず確実となり、スイッチング損失の低減や電圧サージの抑制を図ることができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a power supply apparatus and an arc machining power supply apparatus that can reliably charge and discharge an auxiliary capacitor used in soft switching control regardless of a load state, and can reduce switching loss and voltage surge. be able to.

(第1実施形態)
以下、本発明を具体化した第1実施形態を図面に従って説明する。
図1は、本実施形態のアーク加工用電源装置11を備えたアーク加工機10を示す。アーク加工機10は、その電源装置11から出力される加工用直流電圧をトーチTHに供給し、そのトーチTHから加工対象物Mに向けてアークを発生させることで、加工対象物Mに対してアーク溶接やアーク切断等のアーク加工を行う装置である。
(First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows an arc machine 10 provided with a power supply device 11 for arc machining of this embodiment. The arc machine 10 supplies the machining DC voltage output from the power supply device 11 to the torch TH, and generates an arc from the torch TH toward the workpiece M, thereby causing the workpiece M to be processed. It is a device that performs arc processing such as arc welding and arc cutting.

アーク加工用電源装置11は、200Vの入力交流電源対応であり、その交流電圧を直流電圧に変換する直流変換回路12と、その直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換するインバータ回路13とを備えてなる。   The arc machining power supply device 11 is compatible with a 200 V input AC power supply, and includes a DC conversion circuit 12 that converts the AC voltage into a DC voltage, and an inverter circuit 13 that converts the DC voltage into a predetermined high-frequency AC voltage. It becomes.

直流変換回路12は、ダイオードを用いたブリッジ回路で構成され三相の入力交流電源を全波整流する一次側整流回路DR1と、該整流回路DR1の出力側の電源線L1,L2間に接続され該整流回路DR1の出力電圧を平滑化する1個の平滑コンデンサC0を有してなる。直流変換回路12は、この整流回路DR1及び平滑コンデンサC0にて入力交流電源から直流電圧を生成している。   The DC conversion circuit 12 is configured by a bridge circuit using a diode, and is connected between a primary side rectifier circuit DR1 for full-wave rectification of a three-phase input AC power supply, and power supply lines L1 and L2 on the output side of the rectifier circuit DR1. It has one smoothing capacitor C0 that smoothes the output voltage of the rectifier circuit DR1. The DC conversion circuit 12 generates a DC voltage from the input AC power supply by the rectifier circuit DR1 and the smoothing capacitor C0.

インバータ回路13は、電源線L1,L2に接続され、IGBTよりなる4個のスイッチング素子S1〜S4を用いたフルブリッジ回路で構成されている。この場合、スイッチング素子S1,S2が電源線L1,L2間に直列に接続されて一方のブリッジアームが構成されるとともに、スイッチング素子S3,S4が電源線L1,L2間に直列に接続されてもう一方のブリッジアームが構成されている。尚、これらのスイッチング素子S1〜S4には、それぞれ還流ダイオードD1〜D4が逆接続されている。各スイッチング素子S1〜S4は、ゲートに入力される出力制御回路SCからの制御信号に基づいて、スイッチング素子S1,S4とスイッチング素子S2,S3とがそれぞれ組をなして交互にオンオフ駆動され、直流変換回路12から出力された直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換し、該高周波交流電圧を変圧器INTの一次側コイルに供給している。   The inverter circuit 13 is connected to the power supply lines L1 and L2, and is configured by a full bridge circuit using four switching elements S1 to S4 made of IGBT. In this case, the switching elements S1 and S2 are connected in series between the power supply lines L1 and L2 to form one bridge arm, and the switching elements S3 and S4 are connected in series between the power supply lines L1 and L2. One bridge arm is configured. These switching elements S1 to S4 are reversely connected to freewheeling diodes D1 to D4, respectively. Each of the switching elements S1 to S4 is alternately turned on / off by the switching elements S1 and S4 and the switching elements S2 and S3 being paired based on a control signal from the output control circuit SC input to the gate. The DC voltage output from the conversion circuit 12 is converted into a predetermined high-frequency AC voltage, and the high-frequency AC voltage is supplied to the primary coil of the transformer INT.

また本実施形態では、インバータ回路13及び前記直流変換回路12の間に補助スイッチング回路14が備えられているとともに、インバータ回路13の一対のブリッジアームの中間点N1,N2間、即ちインバータ回路13の出力端子間に共振回路15が備えられている。   In this embodiment, an auxiliary switching circuit 14 is provided between the inverter circuit 13 and the DC conversion circuit 12, and between the intermediate points N 1 and N 2 of the pair of bridge arms of the inverter circuit 13, that is, the inverter circuit 13. A resonant circuit 15 is provided between the output terminals.

補助スイッチング回路14は、IGBTよりなる1個のスイッチング素子S6と、1個の補助コンデンサC1とを備えている。スイッチング素子S6は平滑コンデンサC0の後段の電源線L2上に配置され、該スイッチング素子S6には還流ダイオードD6が逆接続されている。スイッチング素子S6は、ゲートに入力される出力制御回路SCからの制御信号に基づいて交互にオンオフ駆動される。スイッチング素子S6の後段の電源線L1,L2間には補助コンデンサC1が接続されている。   The auxiliary switching circuit 14 includes one switching element S6 made of IGBT and one auxiliary capacitor C1. The switching element S6 is disposed on the power supply line L2 at the subsequent stage of the smoothing capacitor C0, and a free wheel diode D6 is reversely connected to the switching element S6. The switching element S6 is alternately turned on and off based on a control signal from the output control circuit SC input to the gate. An auxiliary capacitor C1 is connected between the power supply lines L1 and L2 at the subsequent stage of the switching element S6.

共振回路15は、前記インバータ回路13のスイッチング素子S1,S2間の中間点(出力端子)N1と、スイッチング素子S3,S4間の中間点(出力端子)N2との間に接続されている。共振回路15は、IGBTよりなる2個のスイッチング素子S7,S8と、2個のインダクタ(共振インダクタLr及び直列インダクタLs)とを備えている。スイッチング素子S7は、そのコレクタが中間点N1に接続されるとともに、エミッタが共振インダクタLrを介してスイッチング素子S8のエミッタに接続され、該スイッチング素子S8のコレクタは中間点N2に接続されている。各スイッチング素子S7,S8には、それぞれ還流ダイオードD7,D8が逆接続されている。各スイッチング素子S7,S8は、ゲートに入力される出力制御回路SCからの制御信号に基づいて交互にオンオフ駆動される。直列インダクタLsは、一端が中間点N1に接続されるとともに、他端が変圧器INTの一次側コイルを介して中間点N2に接続されている。   The resonance circuit 15 is connected between an intermediate point (output terminal) N1 between the switching elements S1 and S2 of the inverter circuit 13 and an intermediate point (output terminal) N2 between the switching elements S3 and S4. The resonance circuit 15 includes two switching elements S7 and S8 made of IGBT and two inductors (resonance inductor Lr and series inductor Ls). The switching element S7 has a collector connected to the intermediate point N1, an emitter connected to the emitter of the switching element S8 via the resonant inductor Lr, and a collector of the switching element S8 connected to the intermediate point N2. Reflux diodes D7 and D8 are reversely connected to the switching elements S7 and S8, respectively. The switching elements S7 and S8 are alternately turned on and off based on a control signal from the output control circuit SC input to the gate. The series inductor Ls has one end connected to the intermediate point N1 and the other end connected to the intermediate point N2 via the primary coil of the transformer INT.

そして、補助スイッチング回路14のスイッチング素子S6及び共振回路15のスイッチング素子S7,S8は、前記インバータ回路13のスイッチング素子S1〜S4の動作に付随したオンオフ駆動がなされ、このスイッチング素子S1〜S4のスイッチング損失を低減、及びスイッチング素子S6〜S8自身のスイッチング損失を低減するソフトスイッチング制御が行われる。尚、この制御についての詳細は、インバータ回路13の制御と合わせて後述する。   The switching element S6 of the auxiliary switching circuit 14 and the switching elements S7 and S8 of the resonance circuit 15 are turned on / off in association with the operation of the switching elements S1 to S4 of the inverter circuit 13, and the switching elements S1 to S4 are switched. Soft switching control is performed to reduce the loss and reduce the switching loss of the switching elements S6 to S8 themselves. Details of this control will be described later together with the control of the inverter circuit 13.

インバータ回路13で生成された高周波交流電圧は、変圧器INTの一次側コイルに供給され、該変圧器INTの二次側には、二次側整流回路DR2及び直流リアクトルDCLが備えられる。二次側整流回路DR2は、変圧器INTの二次側コイルの両端にそれぞれアノードが接続される2個のダイオードD11,D12を備え、各ダイオードD11,D12のカソードが接続される該整流回路DR2の出力側には、直流リアクトルDCLが接続されている。直流リアクトルDCLは、出力線L3を介してトーチTHと接続される。二次側整流回路DR2及び直流リアクトルDCLは、インバータ回路13からの高周波交流電圧をアーク加工用直流電圧に変換してトーチTHに出力する。一方、変圧器INTの二次側コイルの中間タップに接続された出力線L4は加工対象物Mと接続され、トーチTHへのアーク加工用直流電圧の供給に基づきトーチTHから加工対象物Mに向けてアークが生じるようになっている。   The high-frequency AC voltage generated by the inverter circuit 13 is supplied to the primary coil of the transformer INT, and the secondary side rectifier circuit DR2 and the DC reactor DCL are provided on the secondary side of the transformer INT. The secondary side rectifier circuit DR2 includes two diodes D11 and D12 each having an anode connected to both ends of the secondary coil of the transformer INT, and the rectifier circuit DR2 to which the cathodes of the diodes D11 and D12 are connected. A DC reactor DCL is connected to the output side. DC reactor DCL is connected to torch TH via output line L3. The secondary side rectifier circuit DR2 and the DC reactor DCL convert the high-frequency AC voltage from the inverter circuit 13 into an arc machining DC voltage and output it to the torch TH. On the other hand, the output line L4 connected to the intermediate tap of the secondary coil of the transformer INT is connected to the workpiece M, and from the torch TH to the workpiece M based on the supply of the arc machining DC voltage to the torch TH. An arc is generated toward it.

次に、上記したインバータ回路13のスイッチング素子S1〜S4と、補助スイッチング回路14のスイッチング素子S6、及び共振回路15のスイッチング素子S7,S8とをスイッチング制御する出力制御回路SCのその制御について図2を参照しつつ説明する。尚、図2において、「S1」〜「S4」,「S6」〜「S8」は、スイッチング素子S1〜S4,S6〜S8のオンオフ状態を示しており、電圧「V」及び電流「I」の添え字「s1〜s4,s6〜s8,c1」は各素子の符号に対応付けてあり、各素子にかかる電圧及び電流を示している。尚、この電圧「V」及び電流「I」の添え字「s1〜s4,s6〜s8」については、還流ダイオードD1〜D4,D6〜D8も含んでいる。   Next, the control of the output control circuit SC that controls the switching elements S1 to S4 of the inverter circuit 13, the switching element S6 of the auxiliary switching circuit 14, and the switching elements S7 and S8 of the resonance circuit 15 will be described with reference to FIG. Will be described with reference to FIG. In FIG. 2, “S1” to “S4”, “S6” to “S8” indicate the on / off states of the switching elements S1 to S4 and S6 to S8, and the voltage “V” and the current “I”. The subscripts “s1 to s4, s6 to s8, c1” are associated with the symbols of the respective elements, and indicate the voltage and current applied to each element. Note that the subscripts “s1 to s4, s6 to s8” of the voltage “V” and the current “I” include freewheeling diodes D1 to D4 and D6 to D8.

出力制御回路SCは、先ずはインバータ回路13の主たる動作として直流電圧から高周波交流電圧を生成するために、インバータ回路13のスイッチング素子S1,S4の組とスイッチング素子S2,S3の組とを所定周波数で交互にオンオフさせる。ここで、出力制御回路SCは、出力線L4等から実出力電流値の検出を行っており、その実出力電流値と出力設定値とに基づいてPWM制御を実施、即ちオンパルス幅W(デューティ)の変更にてスイッチング素子S1〜S4のオン時間を調整し、その高周波交流電圧を制御している。   The output control circuit SC first generates a high-frequency AC voltage from a DC voltage as a main operation of the inverter circuit 13, and sets the switching elements S1 and S4 and the switching elements S2 and S3 of the inverter circuit 13 to a predetermined frequency. Turn on and off alternately with. Here, the output control circuit SC detects the actual output current value from the output line L4 and the like, and performs the PWM control based on the actual output current value and the output set value, that is, the on-pulse width W (duty). The on-time of the switching elements S1 to S4 is adjusted by the change, and the high-frequency AC voltage is controlled.

また、この出力制御回路SCは、インバータ回路13のスイッチング素子S1〜S4のオンオフ動作に付随してスイッチング素子S6を動作させるとともに、スイッチング素子S1,S4と組でスイッチング素子S7を、スイッチング素子S2,S3と組でスイッチング素子S8をそれぞれ動作させ、インバータ回路13の主たる動作に付随して補助スイッチング回路14及び共振回路15の各スイッチング素子S6〜S8を動作させるソフトスイッチング制御も行っている。   The output control circuit SC operates the switching element S6 in association with the on / off operation of the switching elements S1 to S4 of the inverter circuit 13, and sets the switching element S7 in combination with the switching elements S1 and S4. Soft switching control for operating the switching elements S6 to S8 of the auxiliary switching circuit 14 and the resonance circuit 15 in association with the main operation of the inverter circuit 13 is also performed by operating the switching element S8 in combination with S3.

詳述すると、出力制御回路SCは、インバータ回路13のスイッチング素子S1,S4のオン側では、補助スイッチング回路14のスイッチング素子S6を同時にオンさせる。これに対し、インバータ回路13のスイッチング素子S1,S4のオフ側では、出力制御回路SCは、そのオフよりも所定時間T1前にスイッチング素子S6をオフ、更にそのスイッチング素子S6をオフよりも所定時間T2前に共振回路15のスイッチング素子S7をオンさせる。そして、出力制御回路SCは、もう一方の組のスイッチング素子S2,S3のオンと同時にスイッチング素子S7をオフさせる。因みに、スイッチング素子S1,S4のオンからスイッチング素子S7のオフまでの間は少なくとも、もう一方の組のスイッチング素子S2,S3,S8をオフ状態に維持している。もう一方の組のスイッチング素子S2,S3,S8のオンオフ動作については、スイッチング素子S2,S3のオン以降、スイッチング素子S1,S4,S7の上記オンオフ動作と同様に実施される。   More specifically, the output control circuit SC simultaneously turns on the switching element S6 of the auxiliary switching circuit 14 on the on side of the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit 13. On the other hand, on the off side of the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit 13, the output control circuit SC turns off the switching element S6 a predetermined time T1 before the off, and further turns off the switching element S6 for a predetermined time from the off. The switching element S7 of the resonance circuit 15 is turned on before T2. Then, the output control circuit SC turns off the switching element S7 simultaneously with turning on the other pair of switching elements S2, S3. Incidentally, at least the other pair of switching elements S2, S3, and S8 is maintained in the OFF state during a period from when the switching elements S1 and S4 are turned on to when the switching element S7 is turned off. The on / off operation of the other pair of switching elements S2, S3, S8 is performed after the switching elements S2, S3 are turned on in the same manner as the on / off operation of the switching elements S1, S4, S7.

このような出力制御回路SCのスイッチング制御により、各タイミングでの回路各所の電流及び電圧変化を見てみると、先ず、スイッチング素子S1,S4,S6がオン状態、スイッチング素子S2,S3,S7,S8がオフ状態にある時刻t0前においては、平滑コンデンサC0(補助コンデンサC1)の端子間電圧がインバータ回路13のスイッチング素子S1,S4に供給される。スイッチング素子S1,S4からの出力電圧は、直列インダクタLsを介して変圧器INTの一次側コイルに供給され、これに伴い変圧器INTの二次側では、二次側整流回路DR2のダイオードD11側から直流リアクトルDCLを介してトーチTHにアーク加工用直流電圧が出力される。   With the switching control of the output control circuit SC, when the current and voltage changes in various parts of the circuit at each timing are viewed, first, the switching elements S1, S4, S6 are in the ON state, and the switching elements S2, S3, S7, Before time t0 when S8 is in the off state, the voltage across the terminals of the smoothing capacitor C0 (auxiliary capacitor C1) is supplied to the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit 13. The output voltage from the switching elements S1 and S4 is supplied to the primary coil of the transformer INT via the series inductor Ls. Accordingly, on the secondary side of the transformer INT, on the diode D11 side of the secondary rectifier circuit DR2 The DC voltage for arc machining is output to the torch TH through the DC reactor DCL.

「時刻t0」になると、スイッチング素子S7がオンされる。このオンに基づいて共振回路15が共振動作を開始し、共振インダクタLrに共振電流が生じて、中間点N1からスイッチング素子S7、共振インダクタLr及び還流ダイオードD8の経路でこの共振電流が流れる。これにより、スイッチング素子S7を流れる電流Is7が増加し、これに連動してスイッチング素子S1,S4を流れる電流(出力電流)Is1,Is4も増加する。尚、共振インダクタLrにより生じる共振電流はゼロからの立ち上がりが緩やかであるため、スイッチング素子S7はゼロ電流でのオンとなり、そのスイッチング損失が低減されている。スイッチング素子S1,S4からは、変圧器INTの一次側コイル側に平滑コンデンサC0の端子間電圧に基づく出力電圧の供給が継続され、変圧器INTの二次側ではダイオードD11側からの直流リアクトルDCLへの電流供給が継続される。補助コンデンサC1の端子間電圧は、依然、平滑コンデンサC0の端子間電圧と同等に維持されている。   At “time t0”, the switching element S7 is turned on. Based on this ON, the resonance circuit 15 starts a resonance operation, a resonance current is generated in the resonance inductor Lr, and this resonance current flows from the intermediate point N1 through the path of the switching element S7, the resonance inductor Lr, and the return diode D8. As a result, the current Is7 that flows through the switching element S7 increases, and the currents (output currents) Is1 and Is4 that flow through the switching elements S1 and S4 increase accordingly. Note that since the resonance current generated by the resonance inductor Lr rises slowly from zero, the switching element S7 is turned on at zero current, and its switching loss is reduced. The switching elements S1 and S4 continue to supply the output voltage based on the voltage across the smoothing capacitor C0 to the primary coil side of the transformer INT, and the DC reactor DCL from the diode D11 side on the secondary side of the transformer INT. The current supply to is continued. The voltage between the terminals of the auxiliary capacitor C1 is still maintained equal to the voltage between the terminals of the smoothing capacitor C0.

「時刻t1」になると、スイッチング素子S6がオフされる。このオフに基づいて、スイッチング素子S1,S4への平滑コンデンサC0からの端子間電圧の供給が遮断されるものの、補助コンデンサC1の放電が開始され該コンデンサC1の端子間電圧の供給に替わる。尚、このスイッチング素子S6のオフ時には、時刻t1以前に補助コンデンサC1の端子間電圧が平滑コンデンサC0の端子間電圧まで充電されていることから、スイッチング素子S6をゼロ電圧(端子間の電位差がゼロ)でオフでき、そのスイッチング損失が低減されている。スイッチング素子S1,S4からは、変圧器INTの一次側コイル側に今度は補助コンデンサC1の端子間電圧に基づく出力電圧の供給が継続され、変圧器INTの二次側では同様にダイオードD11側からの直流リアクトルDCLへの電流供給が継続される。   At “time t1”, the switching element S6 is turned off. Although the supply of the inter-terminal voltage from the smoothing capacitor C0 to the switching elements S1 and S4 is cut off based on this off, the discharge of the auxiliary capacitor C1 is started and replaced with the supply of the inter-terminal voltage of the capacitor C1. When the switching element S6 is turned off, the voltage across the auxiliary capacitor C1 is charged up to the voltage across the smoothing capacitor C0 before time t1, so that the switching element S6 is set to zero voltage (the potential difference between the terminals is zero). ) And the switching loss is reduced. From the switching elements S1 and S4, the supply of the output voltage based on the voltage across the terminal of the auxiliary capacitor C1 is continued to the primary coil side of the transformer INT, and the secondary side of the transformer INT similarly starts from the diode D11 side. The current supply to the direct current reactor DCL is continued.

また、このときにおいてもスイッチング素子S1,S4を流れる電流Is1,Is4が変圧器INTの一次側コイル側のみ流れる態様とした場合の電流値と比較して大きく、しかも本実施形態ではスイッチング素子S7を流れる電流Is7が時刻t1直前よりも更に増加する設定となっているため、これに連動してスイッチング素子S1,S4を流れる電流Is1,Is4も一層増加する。これにより、補助コンデンサC1の放電速度が速くなり、該補助コンデンサC1の放電時間が短縮化される。従って、スイッチング素子S1,S4がオフされるよりも前に補助コンデンサC1の放電が短時間で速やかに行われるようになっている。   Also at this time, the current values Is1 and Is4 that flow through the switching elements S1 and S4 are larger than the current value when the current flows only on the primary coil side of the transformer INT, and in this embodiment, the switching element S7 is Since the flowing current Is7 is set to further increase than immediately before time t1, the currents Is1 and Is4 flowing through the switching elements S1 and S4 are further increased in conjunction with this. Thereby, the discharge speed of the auxiliary capacitor C1 is increased, and the discharge time of the auxiliary capacitor C1 is shortened. Accordingly, the auxiliary capacitor C1 is quickly discharged in a short time before the switching elements S1 and S4 are turned off.

「時刻t2」において、補助コンデンサC1の放電が完了すると、オン状態のスイッチング素子S1、変圧器INTの一次側コイル(直列インダクタLs)、及び還流ダイオードD3を使用した経路と、オン状態のスイッチング素子S4、変圧器INTの一次側コイル(直列インダクタLs)、及び還流ダイオードD2を使用した経路とに還流電流が流れる。また、共振インダクタLrの共振電流に基づいてスイッチング素子S7側に分岐した経路でも還流電流が流れる。変圧器INTの二次側では、時刻t2前までに直流リアクトルDCLに蓄積された電磁エネルギーの放出に基づいて、両方のダイオードD11,D12を経路とした還流電流が流れる。   When the discharge of the auxiliary capacitor C1 is completed at “time t2,” the path using the switching element S1 in the on state, the primary coil (series inductor Ls) of the transformer INT, and the freewheeling diode D3, and the switching element in the on state A return current flows through S4, a path using the primary coil (series inductor Ls) of the transformer INT and the return diode D2. Further, the return current also flows through the path branched to the switching element S7 side based on the resonance current of the resonance inductor Lr. On the secondary side of the transformer INT, based on the release of the electromagnetic energy accumulated in the DC reactor DCL before time t2, a reflux current flows through both the diodes D11 and D12.

「時刻t3」になると、スイッチング素子S1,S4がオフされる。このスイッチング素子S1,S4のオフ時には、補助コンデンサC1が既に時刻t2で放電されていることから、スイッチング素子S1,S4をゼロ電圧(端子間の電位差がゼロ)でオフでき、そのスイッチング損失が低減されている。また、このオフに基づいて、直列インダクタLsに蓄積された電磁エネルギーの放出に基づいて還流ダイオードD2,D3を使用した経路で還流電流が流れ、共振インダクタLrに蓄積された電磁エネルギーの放出に基づいてスイッチング素子S7側に分岐した経路でも引き続き還流電流が流れる。そして、変圧器INTの一次側コイル側のみ流れる態様とした場合の電流値と比較して大きくなるこれら双方の還流電流に基づいて、補助コンデンサC1の充電が再び開始される。これにより、補助コンデンサC1の充電速度が速くなり、該補助コンデンサC1の充電時間が短縮化される。従って、次にスイッチング素子S2,S3,S6がオンされるよりも前に補助コンデンサC1の充電が短時間で速やかに行われる。変圧器INTの二次側では、ダイオードD11,D12の両経路を流れる還流電流が継続して生じている。   At “time t3”, the switching elements S1 and S4 are turned off. Since the auxiliary capacitor C1 is already discharged at time t2 when the switching elements S1 and S4 are turned off, the switching elements S1 and S4 can be turned off with zero voltage (the potential difference between the terminals is zero), and the switching loss is reduced. Has been. Also, based on this off, based on the release of electromagnetic energy stored in the series inductor Ls, a return current flows through the path using the return diodes D2 and D3, and based on the release of electromagnetic energy stored in the resonant inductor Lr. Thus, the reflux current continues to flow through the path branched to the switching element S7 side. Then, charging of the auxiliary capacitor C1 is started again based on both of these return currents, which are larger than the current value in the case where only the primary coil side of the transformer INT flows. Thereby, the charging speed of the auxiliary capacitor C1 is increased, and the charging time of the auxiliary capacitor C1 is shortened. Therefore, the auxiliary capacitor C1 is quickly charged in a short time before the switching elements S2, S3, and S6 are turned on next time. On the secondary side of the transformer INT, a return current flowing through both paths of the diodes D11 and D12 is continuously generated.

「時刻t4」になると、補助コンデンサC1の充電が完了する。これにより、直列インダクタLs及び共振インダクタLrに蓄積された電磁エネルギーの放出に基づいて生じる還流電流が還流ダイオードD6を使用した経路に切り替わり、これにより平滑コンデンサC0の充電が開始される。尚、変圧器INTの二次側では、依然としてダイオードD11,D12の両経路を流れる還流電流が生じている。   At “time t4”, the charging of the auxiliary capacitor C1 is completed. As a result, the return current generated based on the release of the electromagnetic energy accumulated in the series inductor Ls and the resonant inductor Lr is switched to a path using the return diode D6, and thereby the charging of the smoothing capacitor C0 is started. Note that, on the secondary side of the transformer INT, a reflux current still flows through both paths of the diodes D11 and D12.

「時刻t5」において、直列インダクタLs及び共振インダクタLrの電磁エネルギーがやがて消失すると、平滑コンデンサC0への充電が完了し、変圧器INTの一次側で生じていた還流電流(共振電流)が消失する。   When the electromagnetic energy of the series inductor Ls and the resonant inductor Lr eventually disappears at “time t5”, the charging of the smoothing capacitor C0 is completed, and the return current (resonant current) generated on the primary side of the transformer INT disappears. .

「時刻t6」になると、スイッチング素子S7がオフされるとともに、スイッチング素子S2,S3,S6がともにオンされる。この場合、変圧器INTの一次側での還流電流(共振電流)が消失していることから、スイッチング素子S7は、ゼロ電流でのオフとなり、そのスイッチング損失が低減されている。また、直列インダクタLsによりスイッチング素子S2,S3,S6にかかる電流のゼロからの立ち上がりが緩やかであるため、該スイッチング素子S2,S3,S6はゼロ電流でのオンとなり、これらのスイッチング損失が低減されている。また、スイッチング素子S6においては、補助コンデンサC1と平滑コンデンサC0との端子間電圧が同電圧となっていることからゼロ電圧でのオンとなり、このことからもスイッチング損失が低減されている。   At “time t6”, the switching element S7 is turned off and the switching elements S2, S3, and S6 are both turned on. In this case, since the return current (resonance current) on the primary side of the transformer INT has disappeared, the switching element S7 is turned off at zero current, and the switching loss is reduced. In addition, since the rise from zero of the current applied to the switching elements S2, S3, and S6 is gentle due to the series inductor Ls, the switching elements S2, S3, and S6 are turned on at zero current, and these switching losses are reduced. ing. Further, in the switching element S6, since the voltage between the terminals of the auxiliary capacitor C1 and the smoothing capacitor C0 is the same voltage, the switching element S6 is turned on at zero voltage, which also reduces the switching loss.

スイッチング素子S2,S3,S6のオンに基づいて、平滑コンデンサC0の端子間電圧がインバータ回路13のスイッチング素子S2,S3に供給される。スイッチング素子S2,S3からの出力電圧は、直列インダクタLsを介して変圧器INTの一次側コイルに供給され、これに伴い変圧器INTの二次側では、二次側整流回路DR2のダイオードD12側から直流リアクトルDCLを介してトーチTHにアーク加工用直流電圧が出力される。   Based on the switching elements S2, S3, and S6 being turned on, the voltage across the terminals of the smoothing capacitor C0 is supplied to the switching elements S2 and S3 of the inverter circuit 13. The output voltage from the switching elements S2 and S3 is supplied to the primary coil of the transformer INT via the series inductor Ls. Accordingly, on the secondary side of the transformer INT, the diode D12 side of the secondary rectifier circuit DR2 is provided. The DC voltage for arc machining is output to the torch TH through the DC reactor DCL.

「時刻t7」になると、スイッチング素子S8がオンされ、以降は上記した動作と同様の動作をスイッチング素子S2,S3,S6,S8が行い、アーク加工用直流電圧の出力が継続されるようになっている。   At “time t7”, the switching element S8 is turned on, and thereafter, the switching elements S2, S3, S6, and S8 perform the same operation as described above, and the output of the arc machining DC voltage is continued. ing.

次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
(1)本実施形態では、インバータ回路13の各ブリッジアームの中間点N1,N2間(出力端子間)に共振回路15が設けられている。共振回路15は、補助コンデンサC1の放電開始となる補助スイッチング回路14のスイッチング素子S6のオフに時間T2だけ先立って共振動作を開始し、補助コンデンサC1の放電電流に基づくインバータ回路13のスイッチング素子S1〜S4の出力電流(電流Is1〜Is4)が増大するような共振電流を生じさせる。これにより、補助コンデンサC1の放電速度が速くなり、該補助コンデンサC1の放電時間が短縮化される。従って、補助コンデンサC1の放電が短時間で速やかに行われ、軽負荷時や無負荷時であっても補助コンデンサC1の放電を確実に行うことができる。その結果、スイッチング損失の低減や電圧サージの抑制を図ることができるアーク加工用電源装置11を提供することができる。
Next, characteristic effects of the present embodiment will be described.
(1) In this embodiment, the resonance circuit 15 is provided between the intermediate points N1 and N2 (between the output terminals) of each bridge arm of the inverter circuit 13. The resonance circuit 15 starts a resonance operation by a time T2 prior to turning off the switching element S6 of the auxiliary switching circuit 14 that starts discharging of the auxiliary capacitor C1, and switches the switching element S1 of the inverter circuit 13 based on the discharge current of the auxiliary capacitor C1. A resonance current is generated such that the output current (currents Is1 to Is4) of .about.S4 increases. Thereby, the discharge speed of the auxiliary capacitor C1 is increased, and the discharge time of the auxiliary capacitor C1 is shortened. Therefore, the auxiliary capacitor C1 is discharged quickly in a short time, and the auxiliary capacitor C1 can be reliably discharged even during light load or no load. As a result, it is possible to provide the arc machining power supply device 11 that can reduce switching loss and suppress voltage surge.

(2)本実施形態では、共振回路15のスイッチング素子S7,S8は、その時々のオン時においてスイッチング素子S6のオフに先立ってオンされ、該スイッチング素子S6のオフに先立って共振インダクタLrによる共振動作が開始される。つまり、補助スイッチング回路14のスイッチング素子S6のオフに先立ってこの共振回路15のスイッチング素子S7,S8がその時々でオンされることで、立ち上がりの緩やかなインダクタLrの共振電流(共振エネルギー)を補助コンデンサC1の放電開始前に予め増大させておくことができ、これによりスイッチング素子S6のオフにより補助コンデンサC1の放電が開始された時からその放電が速やかとなる。そのため、本実施形態では、補助コンデンサC1の放電時間をより短縮化できる構成となっている。   (2) In the present embodiment, the switching elements S7 and S8 of the resonance circuit 15 are turned on before the switching element S6 is turned off at the time of turning on, and the resonance by the resonance inductor Lr before the switching element S6 is turned off. Operation starts. That is, the switching elements S7 and S8 of the resonance circuit 15 are turned on from time to time before the switching element S6 of the auxiliary switching circuit 14 is turned off, thereby assisting the resonance current (resonance energy) of the inductor Lr that gradually rises. It can be increased in advance before the start of the discharge of the capacitor C1, so that the discharge becomes quicker when the discharge of the auxiliary capacitor C1 is started by turning off the switching element S6. Therefore, in the present embodiment, the discharge time of the auxiliary capacitor C1 can be further shortened.

(3)本実施形態では、インバータ回路13のスイッチング素子S1〜S4のオフ時には既に放電が完了している補助コンデンサC1に対し、共振回路15は、共振動作にて生じる共振電流をその補助コンデンサC1の充電電流として供給する。これにより、共振回路15からの共振電流が補助コンデンサC1の充電電流としても用いられることから、補助コンデンサC1の充電速度が速くなり、該補助コンデンサC1の充電時間が短縮化される。従って、補助コンデンサC1の充電が短時間で速やかに行われ、軽負荷時や無負荷時であっても補助コンデンサC1の充電を確実に行うことができる。   (3) In the present embodiment, the resonance circuit 15 supplies the resonance current generated in the resonance operation to the auxiliary capacitor C1 with respect to the auxiliary capacitor C1 that has already been discharged when the switching elements S1 to S4 of the inverter circuit 13 are turned off. Supply as charging current. Thereby, since the resonance current from the resonance circuit 15 is also used as the charging current of the auxiliary capacitor C1, the charging speed of the auxiliary capacitor C1 is increased, and the charging time of the auxiliary capacitor C1 is shortened. Therefore, the auxiliary capacitor C1 is charged quickly in a short time, and the auxiliary capacitor C1 can be reliably charged even at a light load or no load.

(4)本実施形態では、共振回路15は、還流ダイオードD7,D8を有しスイッチング素子S6と連動して交互に動作されるスイッチング素子S7,S8が共振インダクタLrの両側にそれぞれ逆向きに接続され、各スイッチング素子S7,S8がインバータ回路13の各ブリッジアームの中間点N1,N2間に接続されて構成されている。また、本実施形態の共振回路15は、変圧器INTの一次側コイルに直列接続される直列インダクタLsを有している。つまり、共振回路15を2個のスイッチング素子S7,S8とインダクタLr,Lsとで簡素に構成することができる。   (4) In the present embodiment, the resonance circuit 15 includes the free-wheeling diodes D7 and D8, and the switching elements S7 and S8 that are alternately operated in conjunction with the switching element S6 are connected in opposite directions on both sides of the resonance inductor Lr. The switching elements S7 and S8 are connected between the intermediate points N1 and N2 of the bridge arms of the inverter circuit 13. Further, the resonance circuit 15 of the present embodiment includes a series inductor Ls connected in series to the primary coil of the transformer INT. That is, the resonance circuit 15 can be simply configured by the two switching elements S7 and S8 and the inductors Lr and Ls.

(5)本実施形態では、直流変換回路12を1個の平滑コンデンサC0を用い、補助スイッチング回路14を1個のスイッチング素子S6を用いてそれぞれ簡素に構成され、電源装置11の構成の簡素化に寄与できる。   (5) In the present embodiment, the DC conversion circuit 12 is configured simply using one smoothing capacitor C0, and the auxiliary switching circuit 14 is configured simply using one switching element S6, thereby simplifying the configuration of the power supply device 11. Can contribute.

(第2実施形態)
以下、本発明を具体化した第2実施形態を図面に従って説明する。
図3は、本実施形態のアーク加工用電源装置11aを備えたアーク加工機10を示す。本実施形態のアーク加工用電源装置11aは、400Vの入力交流電源対応である。
(Second Embodiment)
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 3 shows an arc machine 10 provided with the arc machining power supply device 11a of the present embodiment. The arc machining power supply device 11a of this embodiment is compatible with a 400V input AC power supply.

詳述すると、直流変換回路12aでは、一次側整流回路DR1の出力側の電源線L1,L2間に同容量の2個の平滑コンデンサCa,Cbが直列に接続されている。
補助スイッチング回路14aでは、IGBTよりなるスイッチング素子S5が平滑コンデンサCa,Cbの後段の電源線L1上に配置され、IGBTよりなるスイッチング素子S6が平滑コンデンサCa,Cbの後段の電源線L2上に配置されている。各スイッチング素子S5,S6には、それぞれ還流ダイオードD5,D6が逆接続されている。各スイッチング素子S5,S6は、ゲートに入力される出力制御回路SCからの制御信号に基づいて交互にオンオフ駆動される。スイッチング素子S5,S6と補助コンデンサC1との間の電源線L1,L2間にはダイオードD9,D10が直列に接続されており、該ダイオードD9,D10は電源線L2から電源線L1に向けて順方向となるように接続されている。そして、このダイオードD9,D10間と前記平滑コンデンサCa,Cb間とは互いに接続されている。
More specifically, in the DC converter circuit 12a, two smoothing capacitors Ca and Cb having the same capacity are connected in series between the power supply lines L1 and L2 on the output side of the primary side rectifier circuit DR1.
In the auxiliary switching circuit 14a, the switching element S5 made of IGBT is arranged on the power supply line L1 after the smoothing capacitors Ca and Cb, and the switching element S6 made of IGBT is arranged on the power supply line L2 after the smoothing capacitors Ca and Cb. Has been. Reflux diodes D5 and D6 are reversely connected to the switching elements S5 and S6, respectively. The switching elements S5 and S6 are alternately turned on and off based on a control signal from the output control circuit SC input to the gate. Diodes D9 and D10 are connected in series between the power supply lines L1 and L2 between the switching elements S5 and S6 and the auxiliary capacitor C1, and the diodes D9 and D10 are sequentially connected from the power supply line L2 toward the power supply line L1. Connected to be in the direction. The diodes D9 and D10 and the smoothing capacitors Ca and Cb are connected to each other.

次に、上記したインバータ回路13のスイッチング素子S1〜S4と、補助スイッチング回路14aのスイッチング素子S5,S6、及び共振回路15のスイッチング素子S7,S8とをスイッチング制御する出力制御回路SCのその制御について図4を参照しつつ説明する。尚、図4において、本実施形態においても「S1」〜「S8」は、スイッチング素子S1〜S8のオンオフ状態を示しており、電圧「V」及び電流「I」の添え字「s1〜s8,c1」は各素子の符号に対応付けてあり、各素子にかかる電圧及び電流を示している。尚、この電圧「V」及び電流「I」の添え字「s1〜s8」については、還流ダイオードD1〜D8も含んでいる。   Next, the control of the output control circuit SC that controls the switching elements S1 to S4 of the inverter circuit 13, the switching elements S5 and S6 of the auxiliary switching circuit 14a, and the switching elements S7 and S8 of the resonance circuit 15 will be described. This will be described with reference to FIG. In FIG. 4, “S1” to “S8” also indicate the on / off states of the switching elements S1 to S8 in this embodiment, and the subscripts “s1 to s8,” indicating the voltage “V” and the current “I”. “c1” is associated with the symbol of each element, and indicates the voltage and current applied to each element. The subscripts “s1 to s8” of the voltage “V” and the current “I” include the freewheeling diodes D1 to D8.

本実施形態の出力制御回路SCは、インバータ回路13のスイッチング素子S1,S4のオン側では、補助スイッチング回路14aのスイッチング素子S5を同時にオンさせる。これに対し、インバータ回路13のスイッチング素子S1,S4のオフ側では、出力制御回路SCは、そのオフよりも所定時間T1前にスイッチング素子S5をオフ、更にそのスイッチング素子S5をオフよりも所定時間T2前に共振回路15のスイッチング素子S7をオンさせる。そして、出力制御回路SCは、もう一方の組のスイッチング素子S2,S3のオンと同時にスイッチング素子S7をオフさせる。因みに、スイッチング素子S1,S4のオンからスイッチング素子S7のオフまでの間は少なくとも、もう一方の組のスイッチング素子S2,S3,S6,S8をオフ状態に維持している。もう一方の組のスイッチング素子S2,S3,S6,S8のオンオフ動作については、スイッチング素子S2,S3のオン以降、スイッチング素子S1,S4,S5,S7の上記オンオフ動作と同様に実施される。   The output control circuit SC of the present embodiment simultaneously turns on the switching element S5 of the auxiliary switching circuit 14a on the on side of the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit 13. On the other hand, on the off side of the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit 13, the output control circuit SC turns off the switching element S5 a predetermined time T1 before the off and further turns off the switching element S5 for a predetermined time from the off. The switching element S7 of the resonance circuit 15 is turned on before T2. Then, the output control circuit SC turns off the switching element S7 simultaneously with turning on the other pair of switching elements S2, S3. Incidentally, at least the other pair of switching elements S2, S3, S6, and S8 is maintained in the OFF state during a period from when the switching elements S1 and S4 are turned on to when the switching element S7 is turned off. The on / off operation of the other set of switching elements S2, S3, S6, and S8 is performed in the same manner as the on / off operation of the switching elements S1, S4, S5, and S7 after the switching elements S2 and S3 are turned on.

つまり、上記のような制御を実施することで、インバータ回路13のスイッチング素子S1,S4の組のオンオフ動作時には、一方の平滑コンデンサCaとダイオードD10とを使用した経路で一次側整流回路DR1の出力電圧の半分の直流電圧がそのインバータ回路13に供給され、スイッチング素子S2,S3の組のオンオフ動作時には、一方の平滑コンデンサCbとダイオードD9とを使用した経路で一次側整流回路DR1の出力電圧の半分の直流電圧がそのインバータ回路13に供給されて、400Vの入力交流電源であっても前記第1実施形態と同様に動作するように構成されている。   That is, by performing the control as described above, during the on / off operation of the set of the switching elements S1 and S4 of the inverter circuit 13, the output of the primary side rectifier circuit DR1 through a path using one smoothing capacitor Ca and the diode D10. A DC voltage that is half of the voltage is supplied to the inverter circuit 13 and when the switching elements S2 and S3 are turned on and off, the output voltage of the primary side rectifier circuit DR1 is obtained through a path using one of the smoothing capacitors Cb and the diode D9. Half of the DC voltage is supplied to the inverter circuit 13 so that the input AC power supply of 400 V operates in the same manner as in the first embodiment.

次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
(1)本実施形態では、直流変換回路12a及び補助スイッチング回路14aの構成が前記第1実施形態と若干異なるが、前記第1実施形態の作用効果(1)〜(4)と同様の作用効果を得ることができる。
Next, characteristic effects of the present embodiment will be described.
(1) In this embodiment, the configurations of the DC conversion circuit 12a and the auxiliary switching circuit 14a are slightly different from those of the first embodiment, but the same effects as the effects (1) to (4) of the first embodiment. Can be obtained.

(2)本実施形態では、直流変換回路12aにて2個の平滑コンデンサCa,Cbを用いるとともに、補助スイッチング回路14aにて2個のスイッチング素子S5,S6とダイオードD9,D10を用いて上記接続とすることで、補助スイッチング回路14aよりも後段のインバータ回路13及び共振回路15等を同一回路構成としながら、前記第1実施形態よりも高い400Vの入力交流電源に対応することができる。   (2) In the present embodiment, the DC converter circuit 12a uses two smoothing capacitors Ca and Cb, and the auxiliary switching circuit 14a uses the two switching elements S5 and S6 and the diodes D9 and D10 to make the above connection. As a result, the inverter circuit 13 and the resonance circuit 15 and the like subsequent to the auxiliary switching circuit 14a have the same circuit configuration, and can correspond to an input AC power supply of 400V higher than that of the first embodiment.

尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態では、共振回路15を2個のスイッチング素子S7,S8とインダクタLr,Lsとで構成したが、スイッチング素子やインダクタの数や配置等、適宜変更してもよい。またこれらの素子の他に、コンデンサや抵抗等を付加又は置換して構成してもよい。
In addition, you may change embodiment of this invention as follows.
In each of the above embodiments, the resonance circuit 15 is configured by the two switching elements S7 and S8 and the inductors Lr and Ls. However, the number and arrangement of the switching elements and inductors may be appropriately changed. In addition to these elements, a capacitor, a resistor, or the like may be added or replaced.

・上記各実施形態では、共振回路15のスイッチング素子S7,S8をスイッチング素子S5,S6のオフに先立ってオンさせて共振動作を開始させたが、スイッチング素子S7,S8のオンをスイッチング素子S5,S6のオフと同時としてもよい。また、スイッチング素子S1〜S4のオフよりも前なら、スイッチング素子S7,S8のオンをスイッチング素子S5,S6のオフよりも若干遅らせることもできる。また、スイッチング素子S7,S8のオフは、次にオンするスイッチング素子S1〜S4のオンと同時でなくとも、共振電流が消失したスイッチング素子S1〜S4のオンより手前でオフさせてもよい。   In each of the above embodiments, the switching elements S7 and S8 of the resonance circuit 15 are turned on prior to the switching elements S5 and S6 being turned off to start the resonance operation, but the switching elements S7 and S8 are turned on by the switching elements S5 and S6. It may be simultaneously with turning off S6. Further, before the switching elements S1 to S4 are turned off, the switching elements S7 and S8 can be turned on slightly later than the switching elements S5 and S6 are turned off. Further, the switching elements S7 and S8 may be turned off not before the switching elements S1 to S4 to be turned on next, but before the switching elements S1 to S4 in which the resonance current has disappeared.

・上記各実施形態では、共振回路15は、スイッチング素子S1〜S4のオフに基づいてその共振電流を補助コンデンサC1の充電電流として供給するように構成されているが、その共振電流が補助コンデンサC1の放電時のみに生じる構成とし、共振電流を充電電流としてまで用いない構成としてもよい。   In each of the above embodiments, the resonance circuit 15 is configured to supply the resonance current as the charging current of the auxiliary capacitor C1 based on the switching elements S1 to S4 being turned off. It is also possible to adopt a configuration that occurs only at the time of discharging, and that does not use the resonance current as the charging current.

・上記各実施形態では、スイッチング素子S1〜S8にIGBTを用いたが、IGBT以外のスイッチング素子を用いて構成してもよい。
・上記各実施形態では、アーク加工用電源装置11に実施したが、アーク加工用以外の目的で用いられる交流−交流変換電源装置に実施してもよい。また、直流変換回路12,12aを省略した直流−交流変換電源装置に実施してもよい。
In each of the above embodiments, the IGBT is used for the switching elements S1 to S8. However, a switching element other than the IGBT may be used.
In each of the above embodiments, the arc machining power supply device 11 is used. However, the arc machining power supply device 11 may be used for purposes other than arc machining. Moreover, you may implement in the DC-AC conversion power supply device which abbreviate | omitted DC conversion circuits 12 and 12a.

第1実施形態におけるアーク加工用電源装置(200V入力対応)を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power supply apparatus for arc processing (corresponding to 200V input) in the first embodiment. 第1実施形態における電源装置各所の波形図である。It is a wave form diagram of each place of the power supply device in 1st Embodiment. 第2実施形態におけるアーク加工用電源装置(400V入力対応)を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power supply apparatus (400V input corresponding) for arc processing in 2nd Embodiment. 第2実施形態における電源装置各所の波形図である。It is a wave form diagram of the power supply device various places in 2nd Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

11,11a…電源装置、12…直流変換回路、13…インバータ回路、
14,14a…補助スイッチング回路、15…共振回路、C1…補助コンデンサ、
C0,Ca,Cb…平滑コンデンサ、
D7,D8…還流ダイオード、DR1…一次側整流回路(整流回路)、
L1,L2…電源線、Lr…共振インダクタ、M…加工対象物、
N1,N2…中間点(出力端子)、
S1〜S4…スイッチング素子、
S5,S6…スイッチング素子(補助スイッチング素子)、
S7,S8…スイッチング素子(共振用スイッチング素子)。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11, 11a ... Power supply device, 12 ... DC conversion circuit, 13 ... Inverter circuit,
14, 14a ... auxiliary switching circuit, 15 ... resonance circuit, C1 ... auxiliary capacitor,
C0, Ca, Cb ... smoothing capacitor,
D7, D8 ... freewheeling diode, DR1 ... primary side rectifier circuit (rectifier circuit),
L1, L2 ... power line, Lr ... resonant inductor, M ... workpiece,
N1, N2 ... Intermediate point (output terminal),
S1 to S4 ... switching elements,
S5, S6 ... switching elements (auxiliary switching elements),
S7, S8... Switching elements (resonance switching elements).

Claims (8)

整流回路及びその出力側の一対の電源線間に接続された平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流・平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、
複数個のスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路で構成され、第1組及び第2組のスイッチング素子が交互にオンオフして前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記平滑コンデンサと前記インバータ回路との間の前記各電源線間に接続された補助コンデンサを有するとともに、前記平滑コンデンサと前記補助コンデンサとの間の前記電源線上に前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子と連動して動作される補助スイッチング素子が配置されてなる補助スイッチング回路とを備え、
前記補助コンデンサの充電状態で前記インバータ回路のスイッチング素子のオフに先立って前記補助スイッチング素子をオフさせ、前記補助スイッチング素子のオフによる前記補助コンデンサの放電に伴いその放電後に前記インバータ回路のスイッチング素子をオフさせるソフトスイッチング制御が行われる構成の電源装置であって、
前記インバータ回路の出力端子間に設けられ、前記補助コンデンサの放電開始となる前記補助スイッチング素子のオフ以前に共振動作を開始させ、前記補助コンデンサの放電電流に基づく前記インバータ回路のスイッチング素子の出力電流を増大させる共振電流を生じさせる共振回路を備えたことを特徴とする電源装置。
A DC conversion circuit having a smoothing capacitor connected between the rectifier circuit and a pair of power supply lines on its output side, and converting the input AC power supply into a DC voltage obtained by rectifying and smoothing;
It is composed of a full bridge circuit using a plurality of switching elements, and the first set and the second set of switching elements are alternately turned on and off to convert the DC voltage supplied through the power lines into a predetermined AC voltage. An inverter circuit to convert;
And having an auxiliary capacitor connected between the power supply lines between the smoothing capacitor and the inverter circuit, and a first set of the inverter circuit and a first capacitor on the power supply line between the smoothing capacitor and the auxiliary capacitor. An auxiliary switching circuit in which auxiliary switching elements that are operated in conjunction with two sets of switching elements are arranged;
The auxiliary switching element is turned off prior to turning off the switching element of the inverter circuit in a charged state of the auxiliary capacitor, and the switching element of the inverter circuit is discharged after the discharge of the auxiliary capacitor due to the auxiliary switching element being turned off. A power supply device configured to perform soft switching control to be turned off,
An output current of the switching element of the inverter circuit based on a discharge current of the auxiliary circuit, which is provided between the output terminals of the inverter circuit, starts a resonance operation before the auxiliary switching element is turned off and starts discharging of the auxiliary capacitor. A power supply apparatus comprising: a resonance circuit that generates a resonance current that increases the current.
請求項1に記載の電源装置において、
前記共振回路は、前記補助スイッチング素子のオフに先立って前記共振動作が開始されることを特徴とする電源装置。
The power supply device according to claim 1,
The resonance circuit starts the resonance operation prior to turning off the auxiliary switching element.
請求項1又は2に記載の電源装置において、
前記共振回路は、前記インバータ回路のスイッチング素子のオフに基づいて、前記共振電流を前記補助コンデンサの充電電流として供給するように構成されていることを特徴とする電源装置。
The power supply device according to claim 1 or 2,
The resonance circuit is configured to supply the resonance current as a charging current for the auxiliary capacitor based on turning off of a switching element of the inverter circuit.
請求項1〜3のいずれか1項に記載の電源装置において、
前記共振回路は、還流ダイオードを有し前記補助スイッチング素子と連動して交互に動作される一対の共振用スイッチング素子を共振インダクタの両側にそれぞれ逆向きに接続し、前記各共振用スイッチング素子を前記インバータ回路の各出力端子にそれぞれ接続して構成されていることを特徴とする電源装置。
The power supply device according to any one of claims 1 to 3,
The resonant circuit includes a freewheeling diode, and a pair of resonant switching elements that are alternately operated in conjunction with the auxiliary switching element are connected in opposite directions to both sides of the resonant inductor, and the resonant switching elements are connected to the resonant circuit. A power supply device comprising: an inverter circuit connected to each output terminal.
請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源装置において、
前記直流変換回路は、1個の前記平滑コンデンサが前記各電源線間に接続されてなり、
前記補助スイッチング回路は、前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子の両者と連動して動作される1個の前記補助スイッチング素子が一方の前記電源線上に配置されてなることを特徴とする電源装置。
In the power supply device according to any one of claims 1 to 4,
The DC conversion circuit is formed by connecting one smoothing capacitor between the power lines.
The auxiliary switching circuit is characterized in that one auxiliary switching element that operates in conjunction with both the first set and the second set of switching elements of the inverter circuit is disposed on one of the power supply lines. Power supply.
請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源装置において、
前記直流変換回路は、2個の前記平滑コンデンサが前記各電源線間に直列に接続されてなり、前記各平滑コンデンサは、自身の前記直流電圧を後段の前記インバータ回路にそれぞれ供給可能に接続され、
前記補助スイッチング回路は、前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子の対応する素子とそれぞれ連動して動作される前記補助スイッチング素子が前記各電源線上にそれぞれ配置されてなることを特徴とする電源装置。
In the power supply device according to any one of claims 1 to 4,
The DC conversion circuit includes two smoothing capacitors connected in series between the power supply lines, and each of the smoothing capacitors is connected to be able to supply its own DC voltage to the subsequent inverter circuit. ,
The auxiliary switching circuit is configured such that the auxiliary switching elements that are operated in conjunction with corresponding elements of the first set and the second set of switching elements of the inverter circuit are respectively arranged on the power supply lines. Power supply.
複数個のスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路で構成され、第1組及び第2組のスイッチング素子が交互にオンオフして一対の電源線を介して供給された直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続された補助コンデンサを有するとともに、その補助コンデンサ前段の前記電源線上に前記インバータ回路の第1組及び第2組のスイッチング素子と連動して動作される補助スイッチング素子が配置されてなる補助スイッチング回路とを備え、
前記補助コンデンサの充電状態で前記インバータ回路のスイッチング素子のオフに先立って前記補助スイッチング素子をオフさせ、前記補助スイッチング素子のオフによる前記補助コンデンサの放電に伴いその放電後に前記インバータ回路のスイッチング素子をオフさせるソフトスイッチング制御が行われる構成の電源装置であって、
前記インバータ回路の出力端子間に設けられ、前記補助コンデンサの放電開始となる前記補助スイッチング素子のオフ以前に共振動作を開始させ、前記補助コンデンサの放電電流に基づく前記インバータ回路のスイッチング素子の出力電流を増大させる共振電流を生じさせる共振回路を備えたことを特徴とする電源装置。
Consists of a full-bridge circuit using a plurality of switching elements. The first and second sets of switching elements are alternately turned on and off to convert a DC voltage supplied via a pair of power lines into a predetermined AC voltage. An inverter circuit to
It has an auxiliary capacitor connected between the power supply lines in the previous stage of the inverter circuit, and is operated in conjunction with the first and second sets of switching elements of the inverter circuit on the power supply line in the previous stage of the auxiliary capacitor. An auxiliary switching circuit in which an auxiliary switching element is disposed;
The auxiliary switching element is turned off prior to turning off the switching element of the inverter circuit in a charged state of the auxiliary capacitor, and the switching element of the inverter circuit is discharged after the discharge of the auxiliary capacitor due to the auxiliary switching element being turned off. A power supply device configured to perform soft switching control to be turned off,
An output current of the switching element of the inverter circuit based on a discharge current of the auxiliary circuit, which is provided between the output terminals of the inverter circuit, starts a resonance operation before the auxiliary switching element is turned off and starts discharging of the auxiliary capacitor. A power supply apparatus comprising: a resonance circuit that generates a resonance current that increases the current.
請求項1〜7のいずれか1項に記載の電源装置を用い、加工対象物のアーク加工を行うアーク加工用電圧を生成するように構成されていることを特徴とするアーク加工用電源装置。   An arc machining power supply device configured to generate an arc machining voltage for performing arc machining on a workpiece using the power supply device according to any one of claims 1 to 7.
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