JP5122505B2 - Power converter and a control method thereof - Google Patents

Power converter and a control method thereof Download PDF

Info

Publication number
JP5122505B2
JP5122505B2 JP2009054834A JP2009054834A JP5122505B2 JP 5122505 B2 JP5122505 B2 JP 5122505B2 JP 2009054834 A JP2009054834 A JP 2009054834A JP 2009054834 A JP2009054834 A JP 2009054834A JP 5122505 B2 JP5122505 B2 JP 5122505B2
Authority
JP
Grant status
Grant
Patent type
Prior art keywords
phase
voltage
voltage command
current
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2009054834A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2010213407A (en )
Inventor
陽一郎 荒川
浩一郎 永田
祐介 荒尾
滋久 青柳
Original Assignee
株式会社日立産機システム
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Grant date

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M2001/0003Details of control, feedback and regulation circuits
    • H02M2001/0009Devices and circuits for detecting current in a converter

Description

本発明は、直流母線電流を検出して相電流情報を得る電力変換装置及びその制御方法に関する。 The present invention relates to power conversion apparatus and a control method thereof to obtain the phase current information by detecting the DC bus current.

インバータに代表される電力変換装置では、パルス幅変調(以下、「PWM」と記す)により、直流−交流変換、あるいは交流−直流変換の機能を実現している。 In the power conversion apparatus typified by an inverter, the pulse width modulation (hereinafter, referred to as "PWM"), the DC - AC converter, or AC - realizes the DC conversion function. インバータは、同期モータや誘導モータ等の交流電動機(以下、「電動機」と記す)の駆動システムなどに用いられる。 Inverter synchronous motor or an induction motor or the like of the AC motor (hereinafter, referred to as "motor") is used like in the driving system.

電動機を駆動する電力変換装置では、精度の良い制御を実現するために相電流の検出手段が必要となる。 In the power conversion device for driving a motor, it is necessary to detect means of the phase current in order to realize accurate control. 近年、たとえば、特許文献1、特許文献2及び特許文献3等において、電流センサなどの外部電流検出手段を用いずに電力変換装置の直流母線電流から電動機に流れる交流電流の情報を取得する方法が提案されている。 Recently, for example, Patent Document 1, Patent Document 2 and Patent Document 3 or the like, a method of obtaining information of the alternating current flowing from the DC bus current of the power converter without using an external current detection means such as a current sensor in the motor Proposed. これらの技術により、専用の電流センサを用いる必要がなくなり、装置の部品点数が減り、省スペース化と製造コストの低減が可能となる。 These techniques, it is not necessary to use a dedicated current sensor reduces the number of parts of the apparatus, it is possible to reduce the space saving and manufacturing cost.

特開平8−19263号公報 JP 8-19263 discloses 特許第3664040号公報 Patent No. 3664040 Publication 特開2008−131770号公報 JP 2008-131770 JP

まず、後の説明のため、三相電圧指令の瞬間値を大きい順に並べたとき最大となる相を最大相、2番目に大きい相を中間相、3番目に大きい相を最小相と呼称することとする。 First, since the later description, three-phase voltage maximum phase becomes maximum phase when arranged instantaneous values ​​in descending order of, a large phase mesophase second, be referred to as minimum phase large phase third to.

特許文献2では、相電流情報を取得するために、PWM信号を生成する三角波キャリア信号の1周期を前半と後半に分け、前後半いずれかの期間で相電圧指令値に所定値を加算、あるいは減算し、直流母線にパルス状に流れる相電流の通流時間を一時的に長くする。 In Patent Document 2, in order to obtain the phase current information, divided into a first half and a second half of one period of the triangular wave carrier signal for generating a PWM signal, adding a predetermined value before the late phase voltage command value in any one period, or subtraction, temporarily to increase the flowing time of the phase current flowing to the pulsed DC bus. こうすることで、線間電圧値を広げ、直流母線にパルス状に流れる相電流(以下、これをパルス状電流と呼ぶ)の通流時間を一時的に長くして、相電流情報を取得するのである。 In this way, expanding the line voltage value, a phase current flowing to the pulsed DC bus (hereinafter referred to as pulsed current) flowing time temporarily lengthened, to obtain the phase current information than is.

ここで、前記の電圧指令に対する補正は、最大相に補正量を加算あるいは最小相に補正量を減算することが最良の実施形態とされてきた。 The correction for the voltage command, it has been the best embodiment for subtracting the correction amount to the addition or the minimum phase correction amount to the maximum phase.

しかし、一般にPWMパルス生成器において、三角波キャリア信号と比較される各相の電圧指令値には上限値及び下限値が設けられており、補正量を加減算した結果、前記上限値あるいは下限値を超過してしまうことがある。 However, excess in general PWM pulse generator, the voltage command value of each phase to be compared with the triangular wave carrier signal and the upper limit value and the lower limit value is provided, the result obtained by adding or subtracting the correction amount, the upper limit value or lower limit value which may result in. このような場合には、十分に前記パルス状電流の通流時間を確保できず、電流検出が出来ない期間が発生してしまい、電動機制御精度が悪化する問題となる。 In such a case, can not be secured flowing time sufficiently the pulsed current, it will be the period can not be the current detection occurs, a problem that the motor control accuracy is deteriorated.

上記の状況は、例えば電動機が高速で回転している場合のように、補正前の電圧指令値の絶対値が大きく、小さい補正量でも上限値または下限値を超過してしまう場合や、必要となる補正量が大きい場合に発生する。 The above situation, for example, such as when the motor is rotating at high speed, the absolute value of the voltage command value before correction is large, or if the result exceeds the upper limit or the lower limit value even with a small correction amount, required It becomes the correction amount occurs when large. 補正量が大きい場合としては、キャリア周波数が高い場合、あるいは、パルス状電流の立ち上がり時に発生し、検出誤差原因となるリンギングノイズの持続時間が長い場合などがある。 As if the correction amount is large, when the carrier frequency is high, or generated at the rise of the pulsed current, there is a case the duration of the ringing noise to be detected an error caused long.

近年、電動機の高効率化・小型化・低騒音化の傾向が進み、電圧飽和領域の活用やキャリア周波数の高周波化など、上記の状況はますます発生し易くなっており、大きな問題となっている。 In recent years, a tendency of high efficiency and miniaturization and noise of the motor, such as frequency of use and the carrier frequency of the voltage saturation range, the above situation has become increasingly likely to occur, a serious problem there.

また、特許文献3では、PWMのスイッチングに起因して発生する電流リプルによる検出誤差を抑制するための三相電圧指令の補正方法が提案されているが、やはり電圧の上限及び下限による検出不可能状態についての記述はない。 In Patent Document 3, although the three-phase voltage correction method command for inhibiting the detection error due to the current ripple caused by the switching of the PWM has been proposed, also undetectable by upper and lower limits of the voltage It is not description of the state.

本発明の目的は、電圧指令値の上限あるいは下限の制約のために電流検出が不可能となることのない直流母線による相電流の検出を実現し、電動機の安定した高精度運転を可能ならしめる電力変換装置及びその制御方法を提供することにある。 An object of the present invention is to realize the detection of the phase current by the DC bus without the current detection becomes impossible for the upper or lower limitation of the voltage command value, makes it possible a stable high-precision operation was of the motor It is to provide a power conversion apparatus and a control method thereof.

本発明はその一面において、三相電圧指令と三角波キャリア信号とを比較することで電圧指令をPWMパルスに変換するパルス幅変調手段と、前記PWMパルスに基づきスイッチ素子を駆動し直流電圧と三相交流電圧との間に電力変換する電力変換器と、前記電力変換器の主回路の直流母線に流れるパルス状電流を検出する電流検出手段と、前記三相電圧指令の瞬間値をその大きさの順に並べた場合の最大となる相を最大相、2番目に大きい相を中間相、3番目に大きい相を最小相とするとき、最大相と中間相の線間電圧及び中間相と最小相の線間電圧がそれぞれ所定値以上となるように、前記最大相と最小相の電圧指令を補正する電圧指令補正手段とを備えた電力変換装置において、所定の条件において、前記最大相及び/又は最小相の電 The present invention in one aspect thereof, the three-phase voltage command and the pulse width modulation means for converting a voltage command to the PWM pulse by comparing the triangular wave carrier signal, the driving switching element based on the PWM pulse DC voltage and three-phase a power converter for power conversion between the AC voltage, current detecting means for detecting a pulse-like current flowing in the DC bus of the main circuit of the power converter, the magnitude of the instantaneous value of the three-phase voltage maximum phase becomes maximum phase when ordered in decreasing phase mesophase second, when a minimum phase a large phase third, of the maximum phase and between the lines of the intermediate phase voltage and the intermediate phase and the minimum phase as the line voltage is respectively greater than a predetermined value, the power converter and a voltage command correcting means for correcting the voltage command of the maximum phase and the minimum phase, in a predetermined condition, the maximum phase and / or a minimum power of phase 指令のみならず、前記中間相の電圧指令を補正する電圧指令補正手段を備えたことを特徴とする。 Not command only, characterized by comprising a voltage command correcting means for correcting the voltage command of the intermediate phase.

本発明の望ましい実施態様においては、前記所定の条件を、前記最大相あるいは最小相の電圧指令値を補正することによって、電圧指令値の上限値又は下限値を逸脱する場合に設定する。 In the preferred embodiment of the present invention, the predetermined condition, by correcting the voltage command value of the maximum phase or the minimum phase, it is set when a departure from the upper or lower limit of the voltage command value.

また、本発明の望ましい実施態様においては、電圧指令補正手段により、三角波キャリア信号周期の半分を単位周期として電圧指令を補正し、単位周期の整数倍の期間における電圧指令の補正量の平均値が、零あるいは略零となるように設定する。 Further, in the preferred embodiment of the present invention, the voltage command correcting means, a voltage command correcting the half of the triangular wave carrier signal period as a unit period, the average value of the correction amount of the voltage command at an integer multiple period of the unit period It is set to be zero or nearly zero.

さらに、本発明の望ましい実施態様においては、電圧指令補正量の平均を零または略零となる期間を、単位周期の奇数倍に設定するとともに、その中心に当たる単位周期で電流を検出するように設定する。 Furthermore, in the preferred embodiment of the present invention, a period in which the voltage command correction amount average of zero or substantially zero, and sets an odd multiple of the unit periods, set to detect a current in a unit period which corresponds to the center to.

本発明の望ましい実施態様によれば、電圧指令値の上限あるいは下限の制約のために電流検出が不可能となることなく直流母線による相電流の検出を実現し、電動機の安定した高精度運転を実現する電力変換装置及びその制御方法を提供することができる。 According to a preferred embodiment of the present invention, to achieve the detection of the phase current by the DC bus without the current detection for the upper or lower limitation of the voltage command value becomes impossible, a stable high-precision operation was of the motor power converter and a control method for realizing can be provided.

本発明の望ましい実施態様によれば、従来方法では直流母線から電流検出が不可能となる高速運転時、三角波キャリア周波数が高い条件、リンギングノイズ持続時間が長い悪環境などの運転条件においても適切に電流検出を実現できる。 According to a preferred embodiment of the present invention, conventional methods at high speeds operation becomes impossible current detected from the DC bus in a high condition the triangular wave carrier frequency, also suitably in operating conditions, such as ringing noise duration is longer adverse environment a current detection can be realized.

本発明のその他と目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。 Other and objects and features of the present invention will be clarified in the embodiments described below.

本発明の実施例1による電力変換装置の全体構成図である。 According to Example 1 of the present invention is an overall configuration diagram of a power converter. 本発明の実施例1における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 It is a relationship diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the first embodiment of the present invention. 本発明の実施例1における電圧指令補正量演算部の処理フロー図である。 It is a process flow diagram of the voltage command correction amount computing unit in the first embodiment of the present invention. 本発明の実施例2における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 It is a relationship diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the second embodiment of the present invention. 本発明の実施例3における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 It is a relationship diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the third embodiment of the present invention. 本発明の実施例4における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 It is a relationship diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the fourth embodiment of the present invention. 本発明の実施例5における電圧補補償量とそれに起因する電流高調波の関係説明図である。 A voltage auxiliary compensation amount and the relationship diagram of current harmonics caused thereby in the fifth embodiment of the present invention. 本発明の実施例6における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 It is a relationship diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the sixth embodiment of the present invention. 本発明の実施例7における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 It is a relationship diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the seventh embodiment of the present invention. 本発明の実施例9における電圧指令補正量演算部の処理フロー図である。 It is a process flow diagram of the voltage command correction amount computing unit in the ninth embodiment of the present invention.

以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention with reference to the accompanying drawings.

図1は、本発明の実施例1による電力変換装置の全体構成図である。 Figure 1 is an overall configuration diagram of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. 図1では、マイコン4内部は情報の流れを、それ以外は電気回路(実際の電流の流れ)を表している。 In Figure 1, the microcomputer 4 inside the flow of information, otherwise represent electric circuits (actual flow of current).

本実施例においては、直流電源1と、直流母線に接続された電流検出手段3と、前記電流検出手段3から得られた電流情報を基にPWM信号を出力するマイコン4と、前記PWM信号に従って前記直流電源1の電力を交流電力に変換する電力変換部主回路5と、変換された電力によって仕事を行う交流電動機2を備えている。 In this embodiment, a DC power source 1, a current detector 3 connected to the DC bus, the microcomputer 4 outputs a PWM signal based on the current information obtained from said current detection means 3, according to the PWM signal a power conversion unit main circuit 5 for converting the power of the DC power source 1 into AC power, and a AC motor 2 to perform the work by converted power.

前記マイコン4は、まず、前記電流検出手段3により検出される直流母線電流IDC信号が入力され、三相平衡電流Iuc,Ivc,Iwcを再現して出力する電流検出部7を備えている。 The microcomputer 4 first the DC bus current IDC signal detected by the current detection means 3 is input, three-phase balanced currents Iuc, Ivc, and a current detection unit 7 and outputs the reproduced Iwc. 次に、三相平衡電流Iuc,Ivc,Iwcと、外部から任意に与えられる電流指令Iu ,Iv ,Iw (以下、記号添字の「 」は指令値を意味する)とが入力され、第1の三相電圧指令Vu 、Vv 、Vw を演算して出力する電圧指令演算部8を備える。 Then, three-phase balanced currents Iuc, Ivc, and Iwc, current command Iu * given arbitrarily from outside, Iv *, Iw * (hereinafter, symbols subscript "*" means command value) and is input comprises a first three-phase voltage commands Vu *, Vv *, a voltage command calculation unit 8 calculates and outputs Vw *. ここで、電流指令Iu ,Iv ,Iw の代わりに、これを回転座標系に変換したId ,Iq で与えることもある。 Here, the current command Iu *, Iv *, instead of Iw *, Id * obtained by converting it into a rotating coordinate system, sometimes given in Iq *. また、第1の三相電圧指令Vu ,Vv ,Vw から電圧指令補正量ΔVu,ΔVv,ΔVwを演算する電圧指令補正量演算部10と、第1の電圧指令と電圧指令補正量を加算して第2の三相電圧指令Vu ** ,Vv ** ,Vw **を演算する電圧指令補正部9とを備えている。 The first three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * from the voltage command correction amount ΔVu, ΔVv, the voltage command correction amount calculation unit 10 for calculating a Delta] Vw, the first voltage command and the voltage command correction amount the second three-phase voltage command Vu ** adds, Vv **, and a voltage command correction unit 9 for calculating a Vw **. さらに、最終的に得られた第2の三相電圧指令Vu ** ,Vv ** ,Vw **を、PWMによりスイッチ信号へと変換するPWM変換手段11とを備える。 Further comprising the finally obtained second three-phase voltage commands Vu **, Vv **, the Vw **, and PWM conversion unit 11 for converting into a switch signal by PWM.

前記電力変換部主回路5は、前記スイッチ信号により直流電源1の電力を交流電力に変換して交流電動機に三相平衡電流Iu,Iv,Iwを流す。 The power conversion unit main circuit 5, the switching signal by the DC power supply 1 of the AC motor is converted into AC power power three-phase balanced currents Iu, Iv, flow Iw. この相電流は、電力変換部主回路5のスイッチ状態によっては直流母線を流れるため、直流母線電流にはパルス状に相電流が流れることになる。 The phase current, to flow the DC bus by the switch state of the power conversion unit main circuit 5, so that the phase current flows in pulses to the DC bus current. 電流検出部7は、第2の電圧指令値から相電流検出が検出可能かどうかを判定し、検出可能ならば相電流を検出するタイミングを設定して電流検出を行い、検出した電流がどの相に当たるかを判定し、検出したIDCから、Iuc,Ivc,Iwcを再現する。 Current detector 7, the second is the phase current detection from the voltage command value to determine whether detectable performs current detection to set the timing for detecting the phase current if detectable, which phase detected current or it determines impinges on, from the detected IDC, to reproduce Iuc, Ivc, and Iwc.

次に、本実施例の特徴である電圧指令補正部9について述べる。 Next, we describe the voltage command correction unit 9 which is a feature of the present embodiment.

図2は、本発明の実施例1における直流母線電流と三相電圧の関係説明図であり、三角波キャリア信号と直流母線電流波形を模式的に表す。 Figure 2 is a relational diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the first embodiment of the present invention represents a triangular wave carrier signal and the DC bus current waveform schematically. 三角波キャリアの一周期は、三角波の単調増加期間および単調減少期間の各半周期からなる。 One cycle of the triangular wave carrier is made of each half period of monotonically increasing period and monotonically decreasing period of the triangular wave. 直流母線電流IDCには、三角波キャリアの半周期(以下、これを単位周期と呼ぶ。)につき、2相分の相電流情報がパルス状に現れることが知られている。 The DC bus current IDC, a half cycle of the triangular wave carrier (hereinafter referred to as the unit period.) In per phase current information of two phases is known to be present on pulsed. 得られる電流相は、単位周期における電圧最大相と電圧最小相であり、図2に示すように、三角波キャリアの単調増加期間k=1,3と単調減少期間k=2,4でパルスが現れる順番が変わる。 Resulting current phase is the maximum voltage phase and the voltage minimum phase in a unit cycle, as shown in FIG. 2, pulse appears in monotonically decreasing period and monotonically increase period k = 1, 3 of the triangular wave carrier k = 2, 4 the order is changed. 図2では、前記電流検出手段3によって各単位周期に検出する2相分の電流値を、検出する順にIDC1,IDC2と表現している。 In Figure 2, the current value of two phases of detecting the each unit period by the current detection means 3, is expressed as detected by IDC1 sequentially, IDC2.

直流母線電流から単位周期に得られる相電流情報は、三相交流電流のうち2相分のみであるが、三相交流電流Iu,Iv,Iwは平衡交流であるため、Iu+Iv+Iw=0が常に成り立っている。 Phase current information obtained in the unit period from the DC bus current is only two phases of the three-phase alternating current, three-phase AC currents Iu, since Iv, Iw is the equilibrium exchange, Iu + Iv + Iw = 0 is always made up ing. このため、残り1相分の情報は他の2相から求められる。 Therefore, information of the remaining one phase is obtained from the other two phases.

ここで、各瞬間における三相の電圧指令のうち最大のものを最大相としてV1、最小のものを最小相としてV3、中間のものを中間相としてV2と記号で示し、対応した相電流をそれぞれ、I1,I2,I3と表記する。 Here, V1 as largest of the maximum phase of the voltage command of the three-phase at each instant, V3 smallest ones as the minimum phase, shows the intermediate ones as an intermediate phase in V2 and symbols, the corresponding phase current, respectively , it referred to as I1, I2, I3. 図2では、大小関係がVu>Vv>Vwとなっているため、V1=Vu,V2=Vv,V3=Vwである。 In Figure 2, since the magnitude relation has become Vu> Vv> Vw, V1 = Vu, a V2 = Vv, V3 = Vw.

各単位周期において、直流母線電流に現れる電圧最大相電流I1及び電圧最小相電流I3の通流時間(以下、電流パルス幅と呼ぶ)は、V1及びV3の中間相電圧V2からの線間電圧値に依存して決まる。 In each unit period, the DC bus current appearing voltage maximum phase current I1 and flowing time of the voltage minimum phase current I3 (hereinafter, referred to as the current pulse width), line voltage value from the intermediate phase voltage V2 of V1 and V3 It determined depending on the. すなわち、図2における補正前を表す単位周期k=1,2から明らかなように、例えば、最小相電流パルスの通流時間は、V23 =V2 −V3 で決まり、最大相電流パルスの通流時間はV12 =V 1−V2 により決まる。 That is, as is clear from a unit cycle k = 1, 2 representing the before correction in Fig. 2, for example, the minimum phase current pulses flowing time, V23 * = V2 * -V3 * in rules, the maximum phase current pulses flowing time V12 * = V * 1-V2 * by determined.

パルス状電流から電流検出を行うためには、電流パルス幅が所定値以上であることが必要となる。 In order to perform a current detected from the pulsed current, the current pulse width is required to be not less than a predetermined value. ここでいう「所定値」とは、半導体素子のアーム短絡を防止するためのデッドタイム期間や、リンギングノイズが発生している期間、あるいは、A/D変換器のサンプルホールド時間などを考慮した最小幅であり、ハード的な制約で決まると考えてよい。 The "predetermined value", and the dead time period to prevent the arm short circuit of the semiconductor device, the period ringing noise occurs or, considering such a sample and hold time of the A / D converter outermost it is a modest, may be considered to be determined by hardware constraints. この電流検出可能な電流パルス幅の最小値を最小パルス幅Tpwと定義する。 The minimum value of this current detectable current pulse width is defined as the minimum pulse width Tpw.

なお、図2では、k=2において、V12は十分大きいがV23が小さいため、IDC1の検出は可能であるが、IDC2の通流時間tが最小パルス幅Tpwより短く(t<Tpw)なり、電流検出が不可能となっている。 In FIG. 2, in the k = 2, V12 order is sufficiently large but small V23, although it is possible detection of IDC 1, short flowing time t IDC2 is than the minimum pulse width Tpw becomes (t <Tpw), the current detection has become impossible.

まとめると、直流母線電流IDCから相電流検出が可能となる条件は、次の(1)式で表される。 In summary, conditions that allow the phase current detection from the DC bus current IDC is expressed by the following equation (1).

V12>=Vpw、かつ、V23>=Vpw…………………………………(1) V12> = Vpw and,, V23> = Vpw ....................................... (1)
ここで、必要線間電圧Vpwは、最小パルス幅Tpwに相当する線間電圧である。 Here, the required line voltage Vpw is a line voltage corresponding to the minimum pulse width Tpw. 電流検出時における電圧指令補正部9の目的は、第1の電圧指令が(1)式を満たさない場合、第2の電圧指令が(1)式を満たすように電圧指令値を補正することにある。 The purpose of the voltage command correction unit 9 at the time of current detection, when the first voltage command does not satisfy the equation (1), that the second voltage command to correct the voltage command value so as to satisfy the equation (1) is there.

次に、本発明の最も特徴的な電圧指令補正量演算の内容について説明する。 Next, describing the details of the most characteristic voltage command correction calculation of the present invention.

図3は、本発明の実施例1における電圧指令補正量演算部の処理フロー図である。 Figure 3 is a process flow diagram of the voltage command correction amount computing unit in the first embodiment of the present invention. 所定の周期毎に電流検出時の電圧指令補正量演算プロセス30が呼び出されると、入力された第1の電圧指令Vu ,Vv ,Vw を大きい順にV1 ,V2 ,V3 と定義する(処理31)。 When the voltage command correction amount calculating process 30 when the current detected at every predetermined period is called a first voltage command Vu input *, Vv *, Vw * V1 * in descending order, V2 *, V3 * and definition to (processing 31). 続いて、(1)式を満たすように、最大相電圧V1 及び最小相電圧V3 を補正したとき、出力電圧上限値Vmaxあるいは電圧下限値Vminを超過しないかどうかチェックを行う。 Subsequently, (1) so as to satisfy the equation, when correcting the maximum phase voltage V1 * and the minimum phase voltage V3 *, checks whether or not exceed the output voltage maximum value Vmax or voltage lower limit Vmin. なお、Vmax及びVminは、例えば直流電源1の電圧から決まる電力変換部主回路5の出力可能な最大電圧及び最小電圧で与えられる。 Incidentally, Vmax and Vmin are given, for example, at the output can be the maximum voltage and minimum voltage of the power conversion unit main circuit 5, which is determined from the voltage of the DC power source 1.

例えば(1)式を満たすように、V1 に補正量ΔV1を加算するとき、(2)式と(3)式を満たすように、ΔV1及びΔV3を決定する。 For example (1) so as to satisfy the equation, when adding the correction amount ΔV1 to V1 *, so as to satisfy the expression (2) and (3), determines the ΔV1 and .DELTA.V3.

V1 ** −V2 =V1 +ΔV1−V2*>=Vpw………………………(2) V1 ** -V2 * = V1 * + ΔV1-V2 *> = Vpw ........................... (2)
V2 ** −V3 ** =V2 −V3 +ΔV3>=Vpw……………………(3) V2 ** -V3 ** = V2 * -V3 * + ΔV3> = Vpw ........................ (3)
しかし、このとき出力電圧の最大最小がVmax以上Vmin以下に制限されているとすると、 However, the maximum and minimum output voltage at this time is assumed to be limited to not more than Vmax Vmin,
V1 ** <Vmax…………………………………………………………………(4) V1 ** <Vmax ........................................................................... (4)
V3 ** >Vmin…………………………………………………………………(5) V3 **> Vmin ........................................................................... (5)
でなければならない。 Must. この条件をまとめると以下のようになる。 Summarized this condition is as follows.

V2 +Vpw<Vmax…………………………………………………………(6) V2 * + Vpw <Vmax .................................................................. ( 6)
V2 −Vpw>Vmin…………………………………………………………(7) V2 * -Vpw> Vmin .................................................................. (7 )
(6)式を満たしていないとき、第2の電圧指令値V1 **がVmaxを超過し、最大相電流を検出することができなくなる。 (6) when not satisfy the equation, the second voltage command value V1 ** is exceeded Vmax, it becomes impossible to detect the maximum phase current. 同様に(7)式が満たされない場合、第2の電圧指令値V3 **がVminを下回るため、最小相電流を検出することができなくなる。 Similarly (7) If the equation is not satisfied, the second voltage command value V3 ** because below Vmin, it becomes impossible to detect the minimum phase current.

(6)式,(7)式が共に満たされる場合、(2)式,(3)式を満たすΔV1、ΔV3を計算すればよく、通常ΔV1及びΔV3は(2)式および(3)式を満たす最小の値に設定する(処理32)。 (6), a case where (7) are both satisfied, (2), (3) satisfies the equation [Delta] V1, may be calculated to .DELTA.V3, usually [Delta] V1 and .DELTA.V3 (2) and (3) set to the minimum value satisfying (process 32).

(7)式のみが満たされない場合、(3)式を満たすいかなるΔV3でもV3 **がVminを下回ってしまうため、V23 がVpw以上確保することが出来ず、最小相電流を検出することが出来なくなる。 (7) is not satisfied only type, since the (3) in any ΔV3 satisfying equation V3 ** falls below the Vmin, that V23 * is not able to secure more than Vpw, detects the minimum phase current can not.

そこで、本実施例では、V3 ** =Vminとし、V23 がVpwに満たない分をV2 に加算してやることでVpwを確保する。 Therefore, in this embodiment, and V3 ** = Vmin, to ensure Vpw by'll adding amount that V23 * is less than Vpw in V2 *. このとき、V2 の増加に伴いV12 が小さくなるため、(1)式を満たさなくなる可能性がある。 At this time, since the V12 * decreases with an increase in V2 *, there is a possibility that not satisfy the expression (1). そこでV1 もV2 **からVpwを確保できる値になるまで補正する(処理33)。 Therefore V1 * also corrected to a value that can be secured Vpw from V2 ** (process 33).

同様に(6)式のみが満たされない場合、V1 ** =Vmaxとし、V12 がVpwに満たない分、V2 を減算することで確保する(処理34)。 Similarly (6) is not satisfied only type, and V1 ** = Vmax, amount that V12 * is less than Vpw, ensuring by subtracting the V2 * (processing 34).

もし(6)式,(7)式共に満たされない場合は、ΔV1,ΔV2,ΔV3を零として電流検出を諦める(処理35)。 If equation (6), if not satisfied (7) co, [Delta] V1, [Delta] V2, giving up current detected as zero .DELTA.V3 (process 35).

以上のプロセスで演算されたΔV1及びΔV3が、(8)式,(9)式を満たす場合は、補正しなくても、もともと(数1)を満たしている条件である。 Is ΔV1 and ΔV3 calculated in the process described above, if it meets the expression (8), (9), without correction, is a condition that meets the original (the number 1).

ΔV1<0……………………………………………………………………………(8) ΔV1 <0 ....................................................................................... (8)
ΔV3>0……………………………………………………………………………(9) ΔV3> 0 ....................................................................................... (9)
このため、ΔV1=0、ΔV3=0としてよい(処理36,37)。 Therefore, [Delta] V1 = 0, may be the .DELTA.V3 = 0 (processing 36, 37).

処理31の逆の処理を行い、最後に演算したΔV1,ΔV2,ΔV3をΔVu,ΔVv,ΔVwに戻して引数に返して処理を終わる。 Performs the reverse process of the process 31, the last computed [Delta] V1, [Delta] V2, ending ΔVu, ΔVv, the process returns to the argument is returned to ΔVw the .DELTA.V3.

これらの処理により、第2の三相電圧指令は(1),(4),(5)式を全て満たすため、適切な電流検出を実現し、かつ電圧指令補正量を最小に抑えることが出来る。 By these processes, the second three-phase voltage command (1), (4), (5) to satisfy all of the formulas, to achieve proper current sensing and can eliminate the voltage command correction amount to a minimum .

以上の実施例1の動作の一例を、図2の単位周期k=4に示している。 An example of the above operation of Example 1, are shown in a unit cycle k = 4 in FIG. この例では、最小相電圧VW (V3 )をΔV3で補正すると共に、本発明により、中間相電圧VV (V2 )に対しても、ΔV2による補正を追加している。 In this example, the minimum phase voltage VW * a (V3 *) is corrected in .DELTA.V3, the present invention, an intermediate phase voltage VV * (V2 *) against, and add correction by [Delta] V2. この結果、電流IDC2のパルス幅tが、t≧Tpwに延び、電流検出を可能にしている。 As a result, the pulse width t of the current IDC2, extends t ≧ Tpw, and enables the current detection.

次に、本実施例の効果について述べる。 It will now be described effects of the present embodiment.

特許文献2で提案されているように、従来では(1)式を満たすため、電圧指令補正は最大相電圧V1 または最小相電圧V3 の絶対値が大きくなる方向(中間相電圧V2 から離れる方向)に行うことが最良の実施形態であるとされてきた。 As it proposed in Patent Document 2, in the conventional satisfy the formula (1), the voltage command correction from the maximum phase voltage V1 * or the minimum phase voltage V3 * of the absolute value becomes larger direction (intermediate phase voltage V2 * be done away direction) has been to be the best embodiment. これは、V2 を動かすと一方の電流パルス幅は大きくなるが他方の電流パルス幅が小さくなるデメリットがあるためである。 This is one of the current pulse width Moving the V2 * but increases and there is a disadvantage that the other current pulse width decreases.

しかし(1)V1 あるいはV3 の絶対値が大きい場合や、(2)最小パルス幅Tpwを確保するために必要な線間電圧Vpwが大きい状況では、電圧上限値Vmax及び下限値Vminまでの余裕が小さくなり、Vpwを確保することができなくなる。 But (1) or if the absolute value of V1 * or V3 * is large, (2) the minimum pulse width in a situation large line voltage Vpw needed to ensure Tpw, for the voltage upper limit value Vmax and the lower limit value Vmin margin is small, it is impossible to ensure the Vpw.

前記(1)V1 あるいはV3 の絶対値が大きい場合とは、例えば交流電動機2の速度が高速になる場合が挙げられる。 Wherein (1) the case V1 * or V3 * absolute value is large, for example, it includes a case where the speed of the AC motor 2 is faster. このとき内部逆起電力が大きくなるため、第1の電圧指令が大きくなる。 Since the internal counter electromotive force at this time is large, the first voltage command is increased. このように、電動機の高速運転時に、本発明は特に有用である。 Thus, during high-speed operation of the motor, the present invention is particularly useful.

また、前記(2)Vpwが大きい状況とは、例えばキャリア周波数が高い場合が考えられる。 Further, the (2) Vpw is large situation, for example, when the carrier frequency is high are conceivable. 高周波キャリア条件では、同じ最小パルス幅Tpwであっても、最小線間電圧Vpwが大きくなる。 The high frequency carrier conditions, even with the same minimum pulse width Tpw, the minimum line voltage Vpw increases. これは、図2の三角波キャリアの傾きがキャリア周波数の増大に伴って急峻となることを考えれば自明である。 This is obvious given that the slope of the triangular wave carrier of FIG. 2 is steeper with increasing carrier frequency. 近年の半導体素子の低損失化とユーザーの静音化ニーズの高まりによるキャリア周波数の高周波化傾向に対して、本発明は効果的である。 Relative frequency tendency of the carrier frequency with low loss and increasing user noise reduction needs of semiconductor devices in recent years, the present invention is effective.

その他に、Vpwが大きい状況として、リンギングノイズ環境の悪条件が考えられる。 Other, as Vpw is large circumstances, it is considered adverse conditions of the ringing noise environment. 半導体素子のスイッチ動作に伴ってパルス状電流に現れる高周波リンギングノイズは、装置の設置環境に依存して持続時間が変わるため、それに伴いVpwも変化することになる。 High frequency ringing noise appearing in a pulse-like current in accordance with the switching operation of the semiconductor device, since the change installation environment dependent to the duration of the device, Vpw also changes accordingly. 多様な環境に対する適用性に関して、本発明は効果的である。 Respect applicability to diverse environments, the present invention is effective.

本実施形態によれば、電圧指令補正部9は、三角波キャリアの半周期を単位周期として電圧指令値の最大相及び最小相に補正量を加算し、その結果、電圧上限や下限値を超過する場合には、その超過分だけ中間相を加算して電流検出に必要な線間電圧を確保する。 According to this embodiment, the voltage command correction unit 9 adds the correction amount to the maximum phase and the minimum phase voltage command value a half cycle of the triangular wave carrier as a unit period, thereby exceeding the voltage upper and lower limit case, to secure the line voltage required to the current detection by adding the mesophase by that excess. これにより、電圧上限及び下限のために電流検出が不可能であった条件下でも、高精度な電流検出が可能となる。 Thus, even under the condition the current detection was not possible because of the voltage upper and lower limit, it is possible to accurate current detection. すなわち、電動機の高速運転時や三角波キャリア周波数の高周波条件、リンギングノイズ悪環境のような多様な環境に対しても高精度な制御が可能となる。 That is, the high frequency condition of the high-speed operation or the triangular wave carrier frequency of the motor, it becomes possible to accurately control for a variety of environments, such as ringing noise adverse environment.

図4は、本発明の実施例2における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 Figure 4 is a relational diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the second embodiment of the present invention. この図を用いて、本実施例2の特徴を説明する。 Using this figure, illustrating the features of the second embodiment. 本実施例では、実施例1のように電流検出時に加算された電圧指令補正量を、電流検出を行わない期間において補償を行う。 In this embodiment, the voltage command correction amount is added to the time of current detection, as in Example 1, to compensate in the period of not performing current detection. これにより、第2の電圧指令と第1の電圧指令とを同等とし、正常な運転を維持することが出来る。 Accordingly, the second voltage command and a first voltage command is equal, it is possible to maintain normal operation. 補償の方法については、特許文献2及び特許文献3などで提案されている通り、単位周期のN倍の期間を調整期間として考え、調整期間中の各相の補正量の平均が零または略零となるように電流非検出期間の補正量を設定すればよい。 For the method of compensation, as proposed in Patent Document 2 and Patent Document 3, consider a N times period of the unit period as an adjustment period, each phase of the correction amount of the average is zero or substantially zero in the adjustment period it may be set the correction amount of the current non-detection period so that. しかし、本発明では中間相も補正しており、補償時に電圧上限あるいは下限を超過する問題が発生する。 However, the intermediate phase in the present invention are also corrected, the problem of exceeding the voltage upper limit or lower limit occurring during compensation. 本実施例ではその対策について述べる。 In the present embodiment describes a countermeasure. なお、Nは自然数とする。 In addition, N is a natural number.

説明のため調整期間がNであったとき、調整期間内の各単位周期に序数k=1,2,3,・・・Nをつけて考える。 When adjustment period for explanation was N, ordinal k = 1, 2, 3 in each unit period within the adjustment period, considered with the · · · N. このとき、各単位周期の電圧指令補正量をΔV1[k]、ΔV2[k]、ΔV3[k]とする。 At this time, the voltage command correction amount for each unit cycle ΔV1 [k], ΔV2 [k], and .DELTA.V3 [k]. N個の単位周期のうち少なくとも一つでは電流検出を行うため、この単位周期を検出期間と呼び、残りの単位周期は補償期間と呼ぶ。 To perform the current detection, at least one of N unit periods, referred to as the unit period detection period, the period remaining unit is referred to as a compensation period. ここでは検出期間を調整期間中1回とする。 Here, the one during the adjustment period detection period. V1[k],V2[k],V3[k]の計算方法については実施例1で述べた通りである。 V1 [k], V2 [k], the calculation method of the V3 [k] is as described in Example 1. この電流検出時の電圧指令補正量を、ここでは、ΔV10,ΔV20,ΔV30とする。 The voltage command correction amount at the time of current detection, where, Delta V10, Derutabui20, and Derutabui30. また、調整期間における電圧指令補正量の時間平均を零または略零とするために、電圧指令補正量は各相について次の関係を満たす必要がある。 Further, in order to the voltage command correction amount of time average zero or substantially zero in the adjustment period, the voltage command correction amount needs to satisfy the following relationship for each phase.

Σ_k=1〜NΔV1[k]=0………………………………………………(10) Σ_k = 1~NΔV1 [k] = 0 ...................................................... (10)
Σ_k=1〜NΔV2[k]=0………………………………………………(11) Σ_k = 1~NΔV2 [k] = 0 ...................................................... (11)
Σ_k=1〜NΔV3[k]=0………………………………………………(12) Σ_k = 1~NΔV3 [k] = 0 ...................................................... (12)
例えば、調整周期において検出が1回行われると仮定すると、補償期間の序数の単位周期においては、次式のように設定するものとする。 For example, assuming that the detected in adjustment cycle is performed once, in the unit period of the ordinal compensation period shall be set as follows.

ΔV1[k]=−ΔV10/(N−1)………………………………………(13) ΔV1 [k] = - ΔV10 / (N-1) ............................................. (13)
ΔV2[k]=−ΔV20/(N−1)………………………………………(14) ΔV2 [k] = - ΔV20 / (N-1) ............................................. (14)
ΔV3[k]=−ΔV30/(N−1)………………………………………(15) ΔV3 [k] = - ΔV30 / (N-1) ............................................. (15)
式(13)〜(15)ではΔV1[k]、ΔV2[k]、ΔV3[k]を各kについて同値であるとしたが、式(10)〜(12)を満たしていれば値が異なっていてもよい。 Equation (13) to (15), the [Delta] V1 [k], [Delta] V2 [k], .DELTA.V3 but [k] was assumed to be equivalent for each k, the value is different if they meet the equation (10) to (12) it may be. 例えば、検出期間の前の補償期間では補正量を大きく、後では補正量を小さく設定してもよい。 For example, increasing the amount of correction by the compensation period before the detection period may be set low and the correction amount of after.

更に、第2の電圧指令が電圧上限あるいは下限を超過する問題が発生する。 Furthermore, the problem of the second voltage command exceeds the voltage limit or the lower limit occurs. これを防ぐためには、(16)〜(18)式に示す条件を全ての序数kについて満たすようにΔV1[k],ΔV2[k],ΔV3[k]を設定する必要がある。 To prevent this, (16) - (18) to [Delta] V1 [k] satisfy all of the ordinal numbers k the conditions shown in the expression, [Delta] V2 [k], it is necessary to set the .DELTA.V3 [k].

V1 +ΔV1[k]<Vmax、V1 +ΔV1[k]>Vmin……(16) V1 * + ΔV1 [k] < Vmax, V1 * + ΔV1 [k]> Vmin ...... (16)
V2 +ΔV2[k]<Vmax、V2 +ΔV2[k]>Vmin……(17) V2 * + ΔV2 [k] < Vmax, V2 * + ΔV2 [k]> Vmin ...... (17)
V3 +ΔV3[k]<Vmax、V3 +ΔV3[k]>Vmin……(18) V3 * + ΔV3 [k] < Vmax, V3 * + ΔV3 [k]> Vmin ...... (18)
ただし、検出期間(k=1のとき)については、実施例1で述べたように、電圧指令補正量を決定するため(16)〜(18)式は満たされる。 However, the detection period (when k = 1), as described in Example 1, to determine the voltage command correction amount (16) to (18) is satisfied. このため、ここで問題となるのは補償期間においてである。 Therefore, The problem here is is in the compensation period. そこで、ΔV1[k],ΔV2[k],ΔV3[k]が(16)〜(18)式を満たさない場合、検出不能と判断して電圧指令補正及び電流検出はしないものとする。 Therefore, ΔV1 [k], ΔV2 [k], if .DELTA.V3 [k] does not satisfy (16) to (18), it is determined that undetectable shall not voltage command correction and the current detection.

具体的な例として、図4に示すように、N=2とした場合を説明する。 As a specific example, as shown in FIG. 4, the case where the N = 2. 図4では、V23 (=V2 −V3 )<Vpwである。 In Figure 4, V23 * (= V2 * -V3 *) < a Vpw. したがって、(1)式を満たさないため、このままでは相電流が検出できない。 Thus, (1) because it does not satisfy the equation, the phase current in this state can not be detected. また、検出周期はk=1とする。 The detection period is set to k = 1.

単位周期k=1において、実施例1で説明したように、ΔV1[1]=ΔV10,ΔV2[1]=ΔV20,ΔV3[1]=ΔV30とすることで、ΔV23 ** =Vpwとし、相電流情報を得る(なお、ここではΔV10=0である)。 In the unit period k = 1, as described in Example 1, ΔV1 [1] = ΔV10 , ΔV2 [1] = ΔV20, With ΔV3 [1] = ΔV30, and ΔV23 ** = Vpw, the phase current obtaining information (here, a Delta V10 = 0). ここでの補正量を保存しておき、続くk=2の単位周期において、電圧指令補正量ΔV2[2],ΔV3[2]を計算する。 To keep the amount of correction Here, in the subsequent k = 2 of the unit cycle, the voltage command correction amount [Delta] V2 [2], to compute the .DELTA.V3 [2]. N=2より、ΔV1[2]=−ΔV10,ΔV2[2]=−ΔV20,ΔV3[2]=−ΔV30である。 Than N = 2, ΔV1 [2] = - ΔV10, ΔV2 [2] = - ΔV20, ΔV3 [2] = - is Derutabui30. 更に、ΔV1,ΔV2,ΔV3が(16)〜(18)式を満たすかどうかの判定を行う。 Further, [Delta] V1, [Delta] V2, and determines whether it satisfies the ΔV3 is (16) - (18).

もし(16)〜(18)式のいずれかを満たさない場合には、検出不可能と判断し、補正及び検出を行わないものとする。 If if (16) to (18) is not satisfied either type, it is determined that undetectable, and does not conduct correction and detection. この処理により、事前に補償不可能な場合を判断し、補償不全による電動機の運転異常を回避することが出来る。 This process determines if previously impossible compensation, it is possible to avoid the abnormal operation of the motor by compensating insufficiency.

なお、本実施例では、三角波キャリア信号の単調増加期間を検出期間(k=1)としたが、単調減少期間を検出期間としても良い。 Incidentally, in this embodiment, the monotonic increase period of the triangular wave carrier signal and a detection period (k = 1), may be detected period monotonously decreasing period.

図5は、本発明の実施例3における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 Figure 5 is a relational diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the third embodiment of the present invention. この図を用いて、本実施例3について、実施例2と異なる点について説明する。 Using this figure, the third embodiment, description will be made on differences from the second embodiment. 本実施例3では、(16)〜(18)式を満たさない場合には(16)〜(18)式を満たすまで一時的にNを増加させて検出を実施する。 In Example 3, (16) if not satisfied - (18) performing the detection by increasing the temporary N to satisfy (16) to (18).

図5では、補償量ΔV20が著しく大きく、k=2において、V2+ΔV2[2]がVminを下回ってしまう場合である。 In Figure 5, the compensation amount ΔV20 is significantly larger, in k = 2, V2 + ΔV2 [2] is a case where falls below the Vmin. このとき、一時的に調整期間を延長し、次の単位周期(k=3)で補償し切れなかった残りの補償量を補償する。 At this time, temporarily extend the adjustment period, to compensate for the remaining compensation amount that has not been compensated in the period following units (k = 3). もし、N=3でも補償し切れない場合は、更に調整期間を延ばせばよい。 If, if that can not be compensated for even N = 3, it further Nobase the adjustment period. このように調整期間を延長することで、実施例2では検出を諦めていた条件でも相電流検出を行うことが可能となる。 By thus extending the adjustment period, it is possible to perform also the phase current detected by the conditions that had given up the detection in the second embodiment.

図6は、本発明の実施例4における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 Figure 6 is a relational diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the fourth embodiment of the present invention. 本実施例は、調整期間を決定する単位周期数Nを奇数とし、検出する単位周期を調整期間の中心に配置するところを特徴とする。 This embodiment, the unit period number N to determine the adjustment period and odd, and wherein where to place the unit period for detecting the center of the adjustment period. 図6ではN=3の場合を示している。 Shows the case of FIG. 6, N = 3. k=2を検出期間とし、k=1及び3のときを補償期間としている。 The k = 2 as a detection period, and the compensation period when k = 1 and 3. 各検出期間における電圧指令補正量演算は実施例1の方法を用い、補償期間における補正量演算は実施例2で述べた方法を用いて次のように設定する。 Voltage command correction amount calculation in each detection period using the method of Example 1, is set as follows using the method of correction calculation is described in Example 2 in the compensation period.

ΔV1[1]=ΔV1[3]=−ΔV10/2………………………………(19) ΔV1 [1] = ΔV1 [3] = - ΔV10 / 2 .................................... (19)
ΔV2[1]=ΔV2[3]=−ΔV20/2………………………………(20) ΔV2 [1] = ΔV2 [3] = - ΔV20 / 2 .................................... (20)
ΔV3[1]=ΔV3[3]=−ΔV30/2………………………………(21) ΔV3 [1] = ΔV3 [3] = - ΔV30 / 2 .................................... (21)
また、補償期間において電圧指令がVmaxあるいはVminを超過する場合については実施例2による方法あるいは実施例3による方法を同様に適用できる。 Further, similarly applicable to the method according to the method or embodiment 3 according to Example 2 for the case where the voltage command in the compensation period exceeds Vmax or Vmin.

このように調整期間を単位周期の奇数倍としたことで、検出周期が三角波キャリアの単調増加期間と単調減少期間に交互に割り当てられるため、PWMに伴う電流リプルによる電流検出誤差の影響を減らすことが可能となり、高精度な検出が実現できるようになる。 By thus was adjusted period an odd multiple of the unit period, the detection period is allocated alternately monotonically increase period and monotonically decrease period of the triangular wave carrier, to reduce the influence of the current detection error due to the current ripple caused by the PWM It becomes possible, so that highly accurate detection can be realized.

また、その中心に当たる単位周期で検出を行うようにしたことにより、その範囲内での制御量の変動幅を小さく抑えることができ、安定性に優れた制御を実現できる。 Also, by to perform the detection in the unit period which corresponds to the center, the variation width of the control amount within that range can be suppressed to be small, it can be realized control with excellent stability.

次に、本発明の実施例5を説明する。 Next, an embodiment 5 of the present invention. 図6に示した実施例4では、式(19)〜(21)のように補償期間での補正量演算を行ったが、本実施例5では、以下のように補正量演算を行う点が異なっている。 In Example 4 shown in FIG. 6, were subjected to the correction amount calculation in the compensation period as in equation (19) to (21), in Example 5, a point of performing the correction amount calculated as follows It is different.

ΔV1[1]=−ΔV10×m…………………………………………………(22) ΔV1 [1] = - ΔV10 × m ......................................................... (22)
ΔV1[3]=−ΔV10×(1−m)………………………………………(23) ΔV1 [3] = - ΔV10 × (1-m) ............................................. (23)
ΔV2[1]=−ΔV20×m…………………………………………………(24) ΔV2 [1] = - ΔV20 × m ......................................................... (24)
ΔV2[3]=−ΔV20×(1−m)………………………………………(25) ΔV2 [3] = - ΔV20 × (1-m) ............................................. (25)
ΔV3[1]=−ΔV30×m…………………………………………………(26) ΔV3 [1] = - ΔV30 × m ......................................................... (26)
ΔV3[3]=−ΔV30×(1−m)………………………………………(27) ΔV3 [3] = - ΔV30 × (1-m) ............................................. (27)
ここで、mは0<m<1を満たす正の実数である。 Here, m is a positive real number satisfying 0 <m <1. m=0.5とすれば、実施例4に一致する。 If m = 0.5, to match the Example 4. 本実施例5では、mを0.5より大きい値(例えば0.75)などの値とする。 In Example 5, the m is a value such as a value larger than 0.5 (e.g., 0.75).

図7は、本実施例5の効果を実施例4と比較して模式的に示したもので、電圧最大相を補正したことによって生じる最大相電流I1の高調波成分を表している。 7, in which the effect of the present embodiment 5 shown schematically as compared with Example 4, represents the harmonic component of the maximum phase current I1 caused by the correction of the voltage maximum phase. 実施例4の場合、補償量は検出周期に対して対称をなしているため、その結果現れる高調波成分も対称形をなす。 For Example 4, the compensation amount because it has symmetrical with respect to the detection cycle, also form symmetrical harmonic component appearing as a result. 電流検出タイミングは検出周期の末期となるため、結果として高調波成分のピークで検出することとなり、誤差が発生する。 Since the current detection timing as the end of the detection period, it becomes possible to detect the peak of the harmonic component as a result, an error occurs. それに対して本実施例5では、k=1での補償量を大きめに取ることで検出点のピークの値を小さく抑えることが出来る。 In Example 5 In contrast, k = 1 at the compensation amount can be suppressed small values ​​of the peak detection point by taking the larger. これによって、電流検出誤差を小さくすることが出来る。 This makes it possible to reduce the current detection error.

以上のように、補償期間の補償量を非対称とすることで、電圧補償による高調波成分に起因する電流検出誤差を抑制し、より精度良い電動機制御特性を得ることが出来る。 As described above, the compensation amount of the compensation period by asymmetric, and suppressing the current detection error due to the harmonic component by the voltage compensation, it is possible to obtain a more accurate motor control characteristics.

図8は、本発明の実施例6における直流母線電流と三相電圧の関係説明図であり、本発明を、二相変調に適用した実施例である。 Figure 8 is a relational diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the sixth embodiment of the present invention, the present invention is an embodiment applied to two-phase modulation.

電力変換部主回路のスイッチ素子の動作回数を減らして素子のエネルギー損失を低減するため、三相のうち一相のスイッチ動作を無くし、残りの2相のみのスイッチ動作により電動機を駆動することが知られており、これを二相変調と呼ぶ。 To reduce the energy loss of the device by reducing the number of operations of switching elements of the power converter main circuit, eliminating one phase of the switching operation of the three-phase, to drive the motor by switching operation of only the remaining two phases It is known, this is referred to as two-phase modulation. これに対し、実施例1〜4で述べたような通常の変調方式は「三相変調」と呼ばれる。 In contrast, conventional modulation scheme such as described in Examples 1 to 4 are referred to as "three-phase modulation."

一般的に、二相変調は、電圧最大相V1をスイッチON状態に固定するか、電圧最小相をスイッチOFF状態に固定することで実現される。 Typically, two-phase modulation, either fixes the maximum voltage phase V1 to switch ON state is realized by fixing the voltage minimum phase in the switch OFF state. マイコン6内部の動作としては、最大相あるいは最小相を三角波キャリア信号の振幅範囲外に設定する。 The microcomputer 22 inside the operation, setting the maximum phase or minimum phase out amplitude range of the triangular wave carrier signal. これを波形の概観からそれぞれ「最大相張り付き」、「最小相張り付き」と呼ぶ。 This "sticking up phase", respectively with an overview of the waveform is called the "minimum phase sticking". 更に、スイッチ状態が固定されている電圧相を「張り付き相」と呼ぶ。 Furthermore, the voltage phase switch state is fixed is referred to as "sticking phase".

二相変調では、直流母線電流IDCの波形が三相変調方式と比べて変化する。 In the two-phase modulation, the waveform of the DC bus current IDC is changed compared with the three-phase modulation scheme.

図8においては、Vuが最大相張り付きとなっている場合を示している。 8 shows a case where Vu is a conditioned maximum phase tension. このとき、直流母線電流IDCには三角波キャリア信号の単調増加期間と単調減少期間にまたがって電圧最大相電流が流れる。 At this time, the DC bus current IDC flowing the voltage maximum phase current across monotonically increasing period and monotonically decrease period of the triangular wave carrier signal. このため、見かけ上、最大相電流の通流時間は、線間電圧V12から通常考えられる値の2倍となるため、張り付き相のパルス状電流については、張り付き相を含む線間電圧が、従来の必要条件Vpwの半分以上であれば検出が可能となる。 Thus, apparently, flowing time of the maximum phase current, since twice the normal possible values ​​from the line voltages V12, for pulsed current sticking phase, the line voltage comprising a sticking phase, conventional it is possible to detect the if more than half of the necessary conditions Vpw.

そのため、通常の環境では張り付き相のパルス状電流は電圧指令補正を行わなくても検出が可能となる。 Therefore, pulse-like current of sticking phase in a normal environment can be detected even without the voltage command correction.

しかし、Vpwが大きくなる環境では、張り付き相を含む線間電圧(図8では、V12 ** )が十分でなく、相電流が検出できない状況が現れる。 However, in environments where Vpw increases (in FIG. 8, V12 **) line voltage comprising a sticking phase is not sufficient, the phase current appears situation can not be detected. このとき、実施例1と同じ処理によって中間相を補正することで電流検出が可能となる。 At this time, the current can be detected by correcting the intermediate phase by the same treatment as in Example 1. また、補償期間における第2の電圧指令飽和の問題についても、実施例2及び3と同じ方法で対応することが出来る。 Further, the second problem of the voltage command saturation in the compensation period also can be associated in the same manner as in Example 2 and 3.

以上のように、本実施例6により、2相変調において張り付き相のパルス状電流を検出できないような環境においても、相電流を検出することが可能となり、電力変換装置の損失を減らしつつ高精度な電動機制御が可能となる。 As described above, the present embodiment 6, even in an environment that can not be detected the pulsed current of sticking phase in a two-phase modulation, it is possible to detect the phase current, high precision while reducing the loss of the power converter motor control can be such.

図9は、本発明の実施例7における直流母線電流と三相電圧の関係説明図である。 Figure 9 is a relational diagram of the DC bus current and the three-phase voltage in the seventh embodiment of the present invention.

2相変調時においても、調整期間を単位周期の奇数倍とし、検出期間を調整期間の中心と設定することにより精度の向上が可能である。 Even when two-phase modulation, the adjustment period an odd multiple of the unit period, it is possible to improve the accuracy of by setting the center of the adjustment period of the detection period. しかし、実施例6で述べたように、パルス状電流が単位周期を跨って流れることを考慮して電流検出を行うと、張り付き相の検出タイミングが実質的に三角波キャリアの単調増加期間あるいは単調減少期間に限られてしまう。 However, as described in Example 6, the pulse-like current is a current is detected in consideration of the fact that flow across the unit cycle, the detection timing of the sticking phase substantially monotonically increasing period or monotonic decrease of the triangular wave carrier It is limited to the period. このため、実施例4で得られた精度向上の効果が小さくなってしまう。 Therefore, the effect of accuracy obtained in Example 4 becomes small.

そこで、本実施例7では、三角波キャリア信号の単調増加期間と単調減少期間に跨って電圧最大相電流が流れていることは考慮せず、各単位周囲において(1)式を満たすように電圧指令補正量を決定する。 Therefore, in the present embodiment 7, without considering the fact that the voltage maximum phase current flows across the monotonous increase period and monotonically decrease period of the triangular wave carrier signal, voltage command to satisfy in each unit around the (1) to determine the amount of correction.

以上の方法によれば、電力変換装置の損失を減らしつつ、更なる高精度な電流検出を実現することが出来る。 According to the above method, while reducing the loss of the power converter, it is possible to realize highly accurate current detection further.

電圧上限値Vmaxと電圧下限値Vimの差が必要線間電圧Vpwの2倍より小さく、(28)式が成立する場合には、そもそも(1)式が満たされないため、直流母線電流IDCからの相電流検出は不可能である。 Less than 2 times the voltage upper limit value Vmax and the lower limit value of voltage difference between the required line voltage Vim Vpw, (28) when the expression is satisfied, the first place (1) for formula is not satisfied, from the DC bus current IDC phase current detection is impossible.

Vmax−Vmin<2Vpw…………………………………………………(28) Vmax-Vmin <2Vpw ......................................................... (28)
図2から明らかなように、三角波キャリア周波数を下げることで、同じTpwに対するVpwを小さくすることができる。 As is apparent from FIG. 2, by lowering the triangular wave carrier frequency, it can be reduced Vpw for the same Tpw. したがって、(28)式を満たす場合でも、(28)式を満たすような三角波キャリア周波数を設定することで電動機制御が可能となる。 Therefore, even if satisfying the equation (28), it is possible to the motor control by setting the triangular wave carrier frequency that satisfies the equation (28).

図10は、本発明の実施例9による電圧指令補正量演算部の処理フロー図である。 Figure 10 is a process flow diagram of a voltage command correction amount calculation unit according to Embodiment 9 of the present invention. これは、実施例1の異なる実施形態であり、実施例1では、電圧補正により2相共に検出可能な場合の処理32では、中間相は補正しない(ΔV2=0)としていた。 This is different embodiments Example 1, Example 1, the process 32 if detectable both 2-phase by the voltage correction, have an intermediate phase is not corrected (ΔV2 = 0). しかし、本実施例9では、ΔV1及びΔV3のうち、必要な補正量が大きくなる側の補正量の一部を中間相に分担させる点が異なっている。 However, in Example 9, of ΔV1 and .DELTA.V3, are different points to share a part of the correction amount of increase correction amount necessary side to the intermediate phase. 以下、図10を用いて説明する。 Hereinafter will be described with reference to FIG.

V12*とV23*を比較し、最大相と最小相で必要な補正量が大きくなる側を判定する。 V12 * and V23 * comparing, determining the side that correction amount required at the maximum phase and the minimum phase becomes large. ここではV12*の方が大きい場合を例に説明する。 Here it will be described the case towards the V12 * is large as an example. このとき必要な補正量は最大相側Δ1に比べて最小相側ΔV3の方が大きくなる。 Correction amount necessary at this time towards the minimum-phase side ΔV3 than the maximum phase side Δ1 is increased. このときの必要な補正量をV3tとすると、 If the required correction amount at this time and V3t,
ΔV3t=(V2*−V3*)−Vpw………………………………………(29) ΔV3t = (V2 * -V3 *) - Vpw ............................................. (29)
と求められる。 It is determined to be. この必要補正量ΔV3tを、最小相と中間相で分担して補正する。 The required correction amount Derutabui3t, corrected by sharing with a minimum phase and the intermediate phase. 例えばある値a(0<a<1の定数。たとえば0.5)を用いて、 For example a certain value a (0 <a <1 constant. For example 0.5) was used to
ΔV2=−ΔV3t×(1−a)………………………………………………(30) ΔV2 = -ΔV3t × (1-a) ...................................................... (30)
ΔV3=ΔV3t×a……………………………………………………………(31) ΔV3 = ΔV3t × a ..................................................................... (31)
とする。 To. 更に中間相を補正した分V12が小さくなるため、 Since the amount V12 is further corrected intermediate phase decreases,
ΔV1=Vpw−(V1*−(V2*+V2))……………………………(32) ΔV1 = Vpw- (V1 * - (V2 * + V2)) ................................. (32)
と最大相補正量を修正する。 And modifying the maximum phase correction quantity.

なお、ΔV3tが正の場合、電圧補正しなくてもΔV23>Vpwであり、さらにΔV12>ΔV23が分かっているため、全相電圧補正しなくても電流検出が可能である。 In the case ΔV3t is positive, a ΔV23> Vpw without voltage correction, further ΔV12> ΔV23 because you know, a current can be detected even without full phase voltage correction.

また、図10には明示していないが、この処理により電圧補正を行った結果、最大相電圧指令値あるいは最小相電圧指令値が電圧上下限を逸脱した場合は、実施例1と同様に処理33または処理34のように補正量を決めればよい。 Although not explicitly depicted in Figure 10, as a result of the voltage corrected by this processing, if the maximum phase voltage command value or the minimum phase voltage command value deviates from the voltage on the lower limit, in the same manner as in Example 1 treatment it may be determined a correction amount as 33 or processing 34.

この処理により、電圧補正量を三相に分散させることで、一相ごとの補正量が減り、電流の高周波リプルを軽減し、騒音の抑制及び電動機の運転効率を上げることが出来る。 This process, by distributing the voltage correction amount to the three-phase reduces the correction amount for each one phase, to reduce the high frequency ripple current, it is possible to increase the operating efficiency of suppression and the motor noise.

1…直流電源、2…交流電動機、3…電流検出手段、4…マイコン、5…電力変換部主回路、7…電流検出部、8…電圧指令演算部、9…電圧指令補正部、10…電圧指令補正量演算部、11…PWM変換手段。 1 ... DC power source, 2 ... AC motor, 3 ... current detection unit, 4 ... microcomputer, 5 ... power conversion unit main circuit, 7 ... current detection unit, 8 ... voltage command calculation unit, 9 ... voltage command correction unit, 10 ... voltage command correction amount computing unit, 11 ... PWM converter.

Claims (12)

  1. 三相電圧指令と三角波キャリア信号とを比較することで電圧指令をPWMパルスに変換するパルス幅変調手段と、 And pulse width modulation means for converting a voltage command to the PWM pulse by comparing the three-phase voltage and the triangular wave carrier signal,
    前記PWMパルスに基づきスイッチ素子を駆動し直流電圧と三相交流電圧との間に電力変換する電力変換器と、 A power converter for power conversion between the driving switching element DC voltage and three-phase AC voltage based on the PWM pulse,
    前記電力変換器の主回路の直流母線に流れるパルス状電流を検出する電流検出手段と、 Current detecting means for detecting a pulsed current flowing through the DC bus of the main circuit of the power converter,
    前記三相電圧指令の瞬間値をその大きさの順に並べた場合の最大となる相を最大相、2番目に大きい相を中間相、3番目に大きい相を最小相とするとき、最大相と中間相の線間電圧及び中間相と最小相の線間電圧の、2つの線間電圧がそれぞれ所定値以上となるように、前記最大相と最小相の電圧指令を補正する電圧指令補正手段とを備えた電力変換装置において、 Becomes maximum phase the maximum phase in the case of arranging the instantaneous values ​​of the three-phase voltage in the order of their size, the larger the phase mesophase second, when a minimum phase a large phase Third, the maximum phase line voltage between the lines of the intermediate phase voltage and the intermediate phase and the minimum phase, so that the voltage between the two lines is respectively greater than a predetermined value, the voltage command correcting means for correcting the voltage command of the maximum phase and the minimum phase the power conversion device provided with,
    所定の条件において、前記最大相及び/又は最小相の電圧指令のみならず、前記中間相の電圧指令を補正する電圧指令補正手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 In certain conditions, the well voltage command maximum phase and / or the minimum phase, the power conversion device characterized by comprising a voltage command correcting means for correcting the voltage command of the intermediate phase.
  2. 前記所定の条件を、前記最大相あるいは最小相の電圧指令値を補正するとき、補正後の最大相電圧指令あるいは補正後の最小相電圧指令のどちらかが電圧指令値の上限値あるいは下限値に達し、前記2つの線間電圧の一方が前記所定値以上確保できない場合とし、その場合には中間相を必要補正量の不足分だけ補正するよう設定したことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 The predetermined condition, when correcting the voltage command value of the maximum phase or the minimum phase, either of the minimum phase voltage commands after the maximum phase voltage command or correction after correction to the upper limit value or lower limit value of voltage command value reached, and if the the one of the two line voltage can not be ensured the predetermined value or more, according to claim 1, characterized in that set to correct the mesophase by deficiency of the required correction amount in the case that power converter.
  3. 三相電圧指令と三角波キャリア信号とを比較することで電圧指令をPWMパルスに変換するパルス幅変調手段と、 And pulse width modulation means for converting a voltage command to the PWM pulse by comparing the three-phase voltage and the triangular wave carrier signal,
    前記PWMパルスに基づきスイッチ素子を駆動し直流電圧と三相交流電圧との間に電力変換する電力変換器と、 A power converter for power conversion between the driving switching element DC voltage and three-phase AC voltage based on the PWM pulse,
    前記電力変換器の主回路の直流母線に流れるパルス状電流を検出する電流検出手段と、 Current detecting means for detecting a pulsed current flowing through the DC bus of the main circuit of the power converter,
    前記三相電圧指令の瞬間値をその大きさの順に並べた場合の最大となる相を最大相、2番目に大きい相を中間相、3番目に大きい相を最小相とするとき、最大相と中間相の線間電圧及び中間相と最小相の線間電圧の、2つの線間電圧がそれぞれ所定値以上となるように、前記最大相と最小相の電圧指令を補正する電圧指令補正手段とを備えた電力変換装置において、前記最大相あるいは最小相の電圧指令値を補正するとき、電圧補正値の絶対値が大きい側の補正量を一定の割合で削減し、削減された補正量分だけ中間相を補正するよう設定したことを特徴とする電力変換装置。 Becomes maximum phase the maximum phase in the case of arranging the instantaneous values ​​of the three-phase voltage in the order of their size, the larger the phase mesophase second, when a minimum phase a large phase Third, the maximum phase line voltage between the lines of the intermediate phase voltage and the intermediate phase and the minimum phase, so that the voltage between the two lines is respectively greater than a predetermined value, the voltage command correcting means for correcting the voltage command of the maximum phase and the minimum phase the power conversion apparatus having a, when correcting the voltage command value of the maximum phase or minimum phase, reducing the amount of correction of the absolute value is larger side of the voltage correction value at a fixed rate, only reduced correction amount power conversion apparatus characterized by being configured to correct the mesophase.
  4. 前記電圧指令補正手段が確保する線間電圧値の前記所定値は、前記直流母線を流れる前記パルス状電流の通流時間を、前記電流検出手段が前記直流母線の電流を検出するに要する時間以上を確保するために必要な電圧値としたことを特徴とする請求項1または3に記載の電力変換装置。 Wherein the predetermined value of the line voltage value by the voltage command correction means is secured, said flowing time of the pulsed current flowing through the DC bus, the current detecting means or the time required for detecting the current of the DC bus power converter according to claim 1 or 3, characterized in that the voltage required to ensure.
  5. 前記電圧指令補正手段が確保する線間電圧の前記所定値は、前記直流母線を流れる前記パルス状電流の通流時間を、前記電流検出手段が前記直流母線の電流を検出するためのサンプルホールド時間と、前記電力変換器のスイッチ素子に起因するリンギングノイズ持続期間とを合計した時間以上を確保するために必要な電圧値としたことを特徴とする請求項1または3に記載の電力変換装置。 Said voltage said predetermined value of the line voltage command correction means is secured, the DC the flowing time of the pulsed current through the bus, said current detector said DC bus sample hold time for detecting the current When power converter according to claim 1 or 3, characterized in that the voltage required to ensure the above time which is the sum of the ringing noise duration due to the switching elements of the power converter.
  6. 前記電圧指令補正手段により、前記三角波キャリア信号の半周期を単位周期として前記電圧指令を補正し、前記単位周期の整数倍の期間における前記電圧指令の補正量の平均値が、零あるいは略零となるように設定したことを特徴とする請求項1または3に記載の電力変換装置。 By the voltage command correction unit, wherein the correcting the voltage command a half cycle as a unit period of the triangular wave carrier signal, the average value of the correction amount of the voltage command at an integer multiple period of the unit period is zero or substantially zero power converter according to claim 1 or 3, characterized in that the set to be.
  7. 前記電圧指令の補正量の平均を零または略零となる期間を、前記単位周期の奇数倍に設定したことを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。 Power converter according to claim 6, characterized in that the average period becomes zero or nearly zero a correction amount of the voltage command, is set to an odd multiple of the unit cycle.
  8. 前記電圧指令補正量の平均を零または略零となる期間を、前記単位周期の奇数倍に設定するとともに、その中心に当たる単位周期で電流を検出するように設定したことを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。 6. the average period becomes zero or substantially zero of said voltage command correction amount, and sets an odd multiple of the unit period, characterized by being configured to detect the current in the unit period which corresponds to the center power converter according to.
  9. 前記パルス幅変調手段が、三相の内任意の一相のスイッチ動作を停止し、残りの二相のスイッチ素子を駆動させる2相変調手段であることを特徴とする請求項1または3に記載の電力変換装置。 It said pulse width modulating means, and stops the switching operation of the inner any one phase of the three phases, according to claim 1 or 3, characterized in that a two-phase modulation means for driving the switching elements of the remaining two phases power conversion device.
  10. 前記電圧指令の上限値及び下限値の差が、前記所定値の2倍より小さいとき、前記三角波キャリア信号の周波数を低減するキャリア周波数切替え手段を備えたことを特徴とする請求項1または3に記載の電力変換装置。 The difference between the upper and lower limits of the voltage command is, when less than twice the predetermined value, to claim 1 or 3, further comprising a carrier frequency switching means for reducing the frequency of the triangular wave carrier signal power converter according.
  11. 三相電圧指令と三角波キャリア信号とを比較して電圧指令をPWMパルスに変換するステップと、 Converting the voltage command to the PWM pulse by comparing the three-phase voltage and the triangular wave carrier signal,
    前記PWMパルスに基づき電力変換器のスイッチ素子を駆動し直流電圧と三相交流電圧との間に電力変換するステップと、 A step of converting power between driving the switching element DC voltage and three-phase AC voltage of the power converter based on the PWM pulse,
    前記電力変換器の主回路の直流母線に流れるパルス状電流を検出するステップと、 Detecting a pulse-like current flowing in the DC bus of the main circuit of the power converter,
    前記三相電圧指令を補正するステップと、 And correcting the three-phase voltage,
    前記三相電圧指令の瞬間値をその大きさの順に並べた場合の最大となる相を最大相、2番目に大きい相を中間相、3番目に大きい相を最小相とするとき、最大相と中間相の線間電圧及び中間相と最小相の線間電圧がともに所定値以上となるように、前記最大相と最小相の電圧指令を補正するステップとを備えた電力変換装置の制御方法において、 Becomes maximum phase the maximum phase in the case of arranging the instantaneous values ​​of the three-phase voltage in the order of their size, the larger the phase mesophase second, when a minimum phase a large phase Third, the maximum phase as the line voltage between the lines of the intermediate phase voltage and the intermediate phase and the minimum phase are both higher than a predetermined value, the control method of the power converter and a step of correcting the voltage command of the maximum phase and the minimum phase ,
    前記最大相と最小相の電圧指令を補正するステップで、前記最大相あるいは最小相の電圧指令値を補正したとき、電圧指令値の上限値又は下限値を逸脱するとき、前記最大相及び/又は最小相の電圧指令のみならず、前記中間相の電圧指令を補正するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 In the step of correcting the voltage command of the maximum phase and the minimum phase, when correcting the voltage command value of the maximum phase or the minimum phase, when departing from the upper or lower limit of the voltage command value, said maximum phase and / or not only the voltage command of the minimum phase, the control method of the power conversion apparatus characterized by comprising a step of correcting the voltage command of the intermediate phase.
  12. 線間電圧値の前記所定値は、前記直流母線を流れる直流入力電流のパルス幅を所定の幅以上とするための最小の線間電圧であることを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置の制御方法。 Wherein the predetermined value of the line voltage value, the power conversion according to claim 11, characterized in that the pulse width of the DC input current flowing through the DC bus is the minimum of the line voltage for the above predetermined width method of controlling the apparatus.
JP2009054834A 2009-03-09 2009-03-09 Power converter and a control method thereof Active JP5122505B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009054834A JP5122505B2 (en) 2009-03-09 2009-03-09 Power converter and a control method thereof

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009054834A JP5122505B2 (en) 2009-03-09 2009-03-09 Power converter and a control method thereof
CN 201080008248 CN102326328B (en) 2009-03-09 2010-02-17 Power conversion device, and method for controlling thereof
PCT/JP2010/000961 WO2010103733A1 (en) 2009-03-09 2010-02-17 Power conversion device, and method for controlling thereof
EP20100750492 EP2408100A4 (en) 2009-03-09 2010-02-17 Power conversion device, and method for controlling thereof
US13147807 US8710781B2 (en) 2009-03-09 2010-02-17 Power conversion device and method for controlling thereof

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2010213407A true JP2010213407A (en) 2010-09-24
JP5122505B2 true JP5122505B2 (en) 2013-01-16

Family

ID=42728032

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009054834A Active JP5122505B2 (en) 2009-03-09 2009-03-09 Power converter and a control method thereof

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8710781B2 (en)
EP (1) EP2408100A4 (en)
JP (1) JP5122505B2 (en)
CN (1) CN102326328B (en)
WO (1) WO2010103733A1 (en)

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5178799B2 (en) 2010-09-27 2013-04-10 株式会社東芝 Motor controller
JP2012085379A (en) * 2010-10-07 2012-04-26 Hitachi Appliances Inc Motor control system
JP5161985B2 (en) * 2011-02-16 2013-03-13 三菱電機株式会社 Power converter and an electric power steering control device
JP5972545B2 (en) * 2011-09-15 2016-08-17 株式会社東芝 Motor controller
JP5783065B2 (en) * 2012-01-26 2015-09-24 ダイキン工業株式会社 Power converter controller
JP5783066B2 (en) * 2012-01-26 2015-09-24 ダイキン工業株式会社 Power converter controller
JP5783064B2 (en) * 2012-01-26 2015-09-24 ダイキン工業株式会社 Power converter controller
JP5853097B2 (en) * 2012-04-12 2016-02-09 株式会社日立製作所 Three-phase synchronous motor driving device, integrated three-phase synchronous motor, the positioning device and the pump device
JP2014011944A (en) * 2012-07-03 2014-01-20 Mitsubishi Electric Corp Power conversion system and power conversion method
JP6011261B2 (en) * 2012-11-14 2016-10-19 富士電機株式会社 3 phase pwm inverter and the motor control apparatus using the same
JP5908424B2 (en) * 2013-03-25 2016-04-26 日立オートモティブシステムズステアリング株式会社 Motor control device and a power steering device
JP5983567B2 (en) * 2013-09-10 2016-08-31 トヨタ自動車株式会社 A motor control device
JP5920300B2 (en) * 2013-09-18 2016-05-18 株式会社デンソー Power converter, and an electric power steering apparatus using the same
JP5839011B2 (en) * 2013-09-18 2016-01-06 株式会社デンソー Power converter, and an electric power steering apparatus using the same
WO2015083477A1 (en) * 2013-12-03 2015-06-11 日立オートモティブシステムズ株式会社 Electric-motor drive device
JP6327010B2 (en) * 2014-06-26 2018-05-23 富士電機株式会社 Inverter control device
EP3364538A1 (en) * 2015-10-13 2018-08-22 Mitsubishi Electric Corporation Ac rotating machine control device and electric power steering device equipped with same

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69416747T2 (en) * 1993-08-10 1999-07-29 Toyota Motor Co Ltd use device for driving and control of synchronous motors, the permanent magnets as exciting system
JPH0819263A (en) 1994-06-30 1996-01-19 Meidensha Corp Output current detector of pwm inverter
JP3625901B2 (en) * 1995-06-30 2005-03-02 三菱電機株式会社 Automatic optimization method and apparatus of the servo control system
US5790396A (en) * 1995-12-19 1998-08-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Neutral point clamped (NPC) inverter control system
JP3664040B2 (en) * 2000-05-17 2005-06-22 日産自動車株式会社 Motor control pwm inverter
KR100674423B1 (en) * 2001-01-19 2007-01-29 엘지전자 주식회사 Transmitting/receiving system and data processing method
KR100425851B1 (en) * 2001-05-10 2004-04-03 엘지산전 주식회사 Method for measuring three-phase current with single current sensor
US6735537B2 (en) * 2002-03-15 2004-05-11 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via single current sensor
JP4069741B2 (en) * 2002-12-19 2008-04-02 株式会社日立産機システム Pulse width modulation method and power converter
JP3951975B2 (en) * 2003-07-22 2007-08-01 株式会社日立製作所 Controller for an AC motor, an AC motor control method and modules
JP4529488B2 (en) * 2004-03-05 2010-08-25 三菱電機株式会社 Phase voltage command value correcting method and a motor control apparatus using the phase voltage command value correcting method
JPWO2006112033A1 (en) * 2005-04-15 2008-11-27 株式会社日立製作所 AC motor control unit
JP4866216B2 (en) * 2006-11-22 2012-02-01 日立アプライアンス株式会社 Power converter

Also Published As

Publication number Publication date Type
EP2408100A4 (en) 2017-06-28 application
WO2010103733A1 (en) 2010-09-16 application
CN102326328B (en) 2014-04-09 grant
CN102326328A (en) 2012-01-18 application
US8710781B2 (en) 2014-04-29 grant
US20110292700A1 (en) 2011-12-01 application
EP2408100A1 (en) 2012-01-18 application
JP2010213407A (en) 2010-09-24 application

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Munoz et al. On-line dead-time compensation technique for open-loop PWM-VSI drives
US6972534B1 (en) Delay compensation for stable current regulation when using variable-delay random PWM switching
US20070241720A1 (en) Inverter system
US7728537B2 (en) Motor control device and current detecting unit
US20090026988A1 (en) Motor Control Device
US6914409B2 (en) Current detection method and control apparatus for electric motor
US20010015904A1 (en) Power converter apparatus and related method
US20110080125A1 (en) Control device for electric motor drive apparatus
US20110133678A1 (en) Motor control device, motor drive system and inverter control device
US7308192B2 (en) Motor drive control with a single current sensor using space vector technique
US20090134826A1 (en) Controller of multi-phase electric motor
JP2004064948A (en) Control system of pm motor
JP2008131770A (en) Power converting device
US20070176575A1 (en) Electric power converter and motor driving system
US6642690B2 (en) Method for measuring phase current for inverter control apparatus using single current sensor and apparatus therefor
JP2007143316A (en) Motor controller
US20110221366A1 (en) Methods, systems and apparatus for synchronous current regulation of a five-phase machine
JP2001298992A (en) Motor controller
US20120074888A1 (en) Motor control device
JP2006121877A (en) Motor controller
JP2000217365A (en) Power converter
JP2009017671A (en) Power converter
US20070296371A1 (en) Position sensorless control apparatus for synchronous motor
JP2007151344A (en) Magnetic pole position estimating method, motor speed estimating method, and motor controller
US20080106919A1 (en) Power converter control

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20110214

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20121016

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20121024

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20151102

Year of fee payment: 3