JP5097064B2 - Pipeline type A / D converter and control method for pipeline type A / D converter - Google Patents
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Description
本発明は、パイプライン型A/Dコンバータ及びパイプライン型A/Dコンバータの制御方法に関する。 The present invention relates to a pipeline type A / D converter and a method for controlling a pipeline type A / D converter.
図14は、パイプライン型A/Dコンバータの従来技術を説明するための図である。このようなパイプライン型A/Dコンバータの従来技術は、例えば、特許文献1に記載されている。この図は、特許文献1に記載されているパイプライン型A/Dコンバータを構成するステージの回路図であり、A/D変換部40と、2つのD/A変換部D/A1、D/A2を備えている。A/D変換部40にはアナログ入力信号Vinが入力され、A/D変換される。変換後のデジタル信号は、デジタル信号を使って演算を実行する制御回路に出力されると共に、D/A変換される。D/A変換されたアナログ信号は、2つの多値出力回路M1、M2によって多値出力値に振り分けられる。
FIG. 14 is a diagram for explaining the prior art of the pipeline type A / D converter. The prior art of such a pipeline type A / D converter is described in
また、図示したステージは、アナログ入力信号Vinをサンプル、ホールドする2つの切り替え可能なサンプルホールド回路S/H10、S/H20を備えている。サンプルホールド回路の一方がホールド動作中、他方のサンプルホールド回路はサンプル動作を行う。
2つのサンプルホールド回路は、それぞれアナログスイッチSW1、SW2、キャパシタC1、C2を直列に接続した回路と、アナログスイッチSW3、SW4、キャパシタC3、C4直列に接続した回路とで構成され、両者は並列接続されている。各サンプルホールド回路において2つのキャパシタの静電容量は相等しい。
The illustrated stage includes two switchable sample and hold circuits S / H10 and S / H20 that sample and hold the analog input signal Vin. While one of the sample and hold circuits is in the hold operation, the other sample and hold circuit performs the sample operation.
The two sample and hold circuits are composed of a circuit in which analog switches SW1 and SW2 and capacitors C1 and C2 are connected in series, and a circuit in which analog switches SW3 and SW4 and capacitors C3 and C4 are connected in series, both connected in parallel. Has been. In each sample and hold circuit, the capacitances of the two capacitors are equal.
サンプルホールド回路の一方が備えるキャパシタのうち一方が演算増幅器71の入力端子に接続されている場合、サンプルホールド回路の他方が備えるキャパシタのうちの一方は演算増幅器71の入力端子に接続されていない。また、サンプルホールド回路の一方が備えるキャパシタのうちの他方が多値出力回路の一方の出力端に接続されている場合、サンプルホールド回路の他方が備えるキャパシタのうちの他方は多値出力回路の他方に接続されていない。
When one of the capacitors included in one of the sample and hold circuits is connected to the input terminal of the
このような構成により、従来技術は、2つのサンプルホールド回路S/H10、S/H20を交互にサンプルまたはホールド動作させることができる。
しかしながら、上述したパイプライン型A/Dコンバータでは、D/A変換部D/A1、D/A2の演算結果が、図中に示したノードMXに反映されるまでに時間がかかる。このため、ノードMXへのステップ入力が、サンプルホールド回路S/H10、S/H20によるホールド動作時に起こる。このため、従来技術では、ステップ入力に応答する出力(ステップ応答)に無駄な時間が発生する。その上、アナログ出力信号Voutに、HPF(High-pass filter)の特性をもつ伝達関数のステップ応答が重畳される。 However, in the pipeline type A / D converter described above, it takes time until the calculation results of the D / A converters D / A1 and D / A2 are reflected on the node MX shown in the drawing. For this reason, the step input to the node MX occurs during the hold operation by the sample hold circuits S / H10 and S / H20. For this reason, in the prior art, useless time occurs in the output (step response) in response to the step input. In addition, a step response of a transfer function having a high-pass filter (HPF) characteristic is superimposed on the analog output signal Vout.
ステップ応答を無視できる程度にセトリングさせるには、出力電流を大きくすることが考えられる。しかし、この方法によれば、出力電流を増大させる必要があり、パイプライン型A/Dコンバータの消費電流を増大させることになる。
本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、高速動作が可能でありながら、消費電力を増大させることがないパイプライン型A/Dコンバータを提供することを目的とする。
Increasing the output current can be considered to settle the step response to a negligible level. However, according to this method, it is necessary to increase the output current, which increases the consumption current of the pipeline type A / D converter.
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a pipeline type A / D converter that can operate at high speed but does not increase power consumption.
以上の課題を解決するため、本発明の請求項1に記載のパイプライン型A/Dコンバータは、アナログ入力信号を入力してデジタル信号に変換して出力すると共に、当該デジタル信号と前記アナログ入力信号とによって生成されたアナログ出力信号を後段の他のステージに出力するステージを複数備えたパイプライン型A/Dコンバータであって、前記ステージは、 前記アナログ入力信号をサンプリングするサンプルキャップと、前記アナログ入力信号の入力端子と前記サンプルキャップの一方の端子との間並びに前記サンプルキャップの他方の端子と基準電位との間に設けられ、前記サンプルキャップのサンプリング動作タイミングを決定するサンプルタイミング切替スイッチと、前記サンプルキャップにおいてサンプリングされた前記アナログ入力信号の値を、前記デジタル信号の値に応じて前記後段のステージの前記アナログ入力信号に調整する多値出力回路と、前記サンプルキャップと前記アナログ出力信号の出力端子との間に設けられ、前記多値出力回路による調整後の信号を前記後段の他のステージに出力する転送スイッチと、を備え、前記多値出力回路は、複数の調整スイッチを備え、前記デジタル信号の値に応じて前記調整スイッチを切替えることによって前記アナログ入力信号の値を調整する回路であり、前記サンプルタイミング切替スイッチの切替によるサンプリング動作開始のタイミング以前に発生したトリガーにより確定された前記デジタル信号にしたがって前記調整スイッチを切替えることで、前記転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、前記デジタル信号の値に応じた前記アナログ入力信号の値の調整を完了することを特徴とする。
In order to solve the above problems, a pipelined A / D converter according to
また、請求項2に記載のパイプライン型A/Dコンバータは、請求項1に記載の発明において、前記ステージが、前記サンプルキャップによってサンプリングされた前記アナログ入力信号を保存するサミングノードをさらに含み、前記多値出力回路は、前記転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、前記調整スイッチの切替によって生じる電圧値の変動を前記サミングノードにかかる電圧に反映させることを特徴とする。
Further, a pipeline type A / D converter according to
また、請求項3に記載のパイプライン型A/Dコンバータの制御方法は、アナログ入力信号を入力してデジタル信号に変換して出力すると共に、当該デジタル信号と前記アナログ入力信号とによって生成されたアナログ出力信号を後段の他のステージに出力するステージを複数備え、前記ステージが、前記アナログ入力信号をサンプリングするサンプルキャップと、前記アナログ入力信号の入力端子と前記サンプルキャップの一方の端子との間並びに前記サンプルキャップの他方の端子と基準電位との間に設けられ、前記サンプルキャップのサンプリング動作タイミングを決定するサンプルタイミング切替スイッチと、前記サンプルキャップにおいてサンプリングされた前記アナログ入力信号の値を、前記デジタル信号の値に応じて前記後段のステージの前記アナログ入力信号に調整する多値出力回路と、前記サンプルキャップと前記アナログ出力信号の出力端子との間に設けられ、前記多値出力回路による調整後の信号を前記後段の他のステージに出力する転送スイッチと、を備えたパイプライン型A/Dコンバータの制御方法であって、前記転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、前記多値出力回路が前記デジタル信号の値に応じた前記アナログ入力信号の値の調整を完了する調整ステップを含み、前記調整ステップは、前記デジタル信号の値に応じて前記調整スイッチを切替えることによって前記アナログ入力信号の値を調整し、前記サンプルタイミング切替スイッチの切替によるサンプリング動作開始のタイミング以前に発生したトリガーにより確定された前記デジタル信号にしたがって前記調整スイッチを切替えることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a method for controlling a pipelined A / D converter, wherein an analog input signal is input, converted into a digital signal and output, and the digital signal and the analog input signal are generated. a plurality of stages for outputting an analog output signal to the other stages of the subsequent stage, the stage, the sample cap for sampling the analog input signal, with one terminal of input terminals of the analog input signal and the sample cap provided between and between the other terminal and a reference potential of the sample cap, said sump and sample timing changeover switch for determining the sampling operation timing of Le cap, the sample values of the analog input signal sampled in the cap a second-stage in accordance with the value of the digital signal And the multi-level output circuit for adjusting the analog input signal of the stage, the sample cap and said provided between the output terminal of the analog output signal, other stages of the subsequent signals adjusted by said multi-value output circuit a transfer switch for outputting, a pipeline type a / D converter control method comprising the in the, at a timing earlier than the start transfer by switching of the transfer switches, the multi-value output circuit to the value of the digital signal depending said saw including a complete adjustment step adjusts the value of the analog input signal, said adjusting step adjusts the value of the analog input signal by switching the adjustment switch in accordance with the value of the digital signal, the Confirmed by a trigger generated before the sampling operation start timing by switching the sample timing selector switch And switches the adjustment switch in accordance with said digital signal.
請求項1に記載の発明によれば、多値出力回路が、転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、デジタル信号の値に応じたアナログ入力信号の値の調整を完了するため、目標値となるアナログ出力信号がホールド動作の開始後に変化することがない。このため、アナログ出力信号のセトリング時間をなくす、あるいは短縮することができる。また、セトリングを抑えるために出力電流を増大させる必要がないため、パイプライン型A/Dコンバータの消費電力の増大させることもない。したがって、高速動作が可能でありながら、消費電力を増大させることがないパイプライン型A/Dコンバータを提供することができる。 According to the first aspect of the present invention, the multi-value output circuit completes the adjustment of the value of the analog input signal according to the value of the digital signal at a timing earlier than the start of transfer by switching the transfer switch. The analog output signal that becomes the value does not change after the start of the hold operation. For this reason, the settling time of the analog output signal can be eliminated or shortened. Further, since it is not necessary to increase the output current in order to suppress settling, the power consumption of the pipeline type A / D converter is not increased. Therefore, it is possible to provide a pipeline type A / D converter that can operate at high speed and does not increase power consumption.
即ち、本発明に係るパイプライン型A/Dコンバータは、サンプリング動作開始のタイミング以前に発生したトリガーにしたがって調整スイッチを切替えることができる。このため、アナログ出力信号において、調整スイッチの切替によって生じるステップ応答が、転送スイッチの切替によるステップ応答よりも先に発生するので、調整スイッチに対応するステップ応答をホールド動作の以前に発生させることができる。そして、ホールド動作時には転送スイッチ切替に対するステップ応答だけが発生するので、ホールド動作以降に目標値が変化せず、セトリング性能を高めることができる。また、このような動作を、多値出力回路がサンプリングを開始する以前に発生するトリガーにしたがって調整スイッチを切替えることによって実行できるので、出力電流を増大させることがなく、高速動作のために消費電力を高めることも回避することができる。 That is, the pipeline type A / D converter according to the present invention can switch the adjustment switch according to the trigger generated before the timing of starting the sampling operation. For this reason, in the analog output signal, the step response generated by the switching of the adjustment switch occurs before the step response due to the switching of the transfer switch. Therefore, the step response corresponding to the adjustment switch may be generated before the hold operation. it can. Since only the step response to the transfer switch switching occurs during the hold operation, the target value does not change after the hold operation, and the settling performance can be improved. In addition, such an operation can be performed by switching the adjustment switch according to a trigger generated before the multi-value output circuit starts sampling, so that the output current does not increase and the power consumption for high-speed operation. Can also be avoided.
また、請求項2に記載のパイプライン型A/Dコンバータは、ホールド動作開始以前に、調整スイッチの切替によって生じるステップ応答をサミングノードにかかる電圧に反映させるので、調整スイッチに対応するステップ応答をホールド動作の以前に発生させることができる。そして、ホールド動作時には転送スイッチの切替に対するステップ応答だけが発生するので、ホールド動作以降に目標値が変化せず、セトリング性能を高めることができる。また、出力電流を増大させることがなく、高速動作のために消費電力を高めることも回避することができる。
Further, the pipeline type A / D converter according to
また、請求項3に記載のパイプライン型A/Dコンバータの制御方法は、アナログ出力信号のセトリング時間をなくす、あるいは短縮することができる。また、セトリングを抑えるために出力電流を増大させる必要がないため、パイプライン型A/Dコンバータの消費電力の増大させることもない。したがって、高速動作が可能でありながら、費電力を増大させることがないパイプライン型A/Dコンバータの制御方法を提供することができる。 Further, the pipeline type A / D converter control method according to the third aspect can eliminate or shorten the settling time of the analog output signal. Further, since it is not necessary to increase the output current in order to suppress settling, the power consumption of the pipeline type A / D converter is not increased. Therefore, it is possible to provide a method for controlling a pipelined A / D converter that can operate at high speed and does not increase power consumption.
即ち、本発明に係るパイプライン型A/Dコンバータの制御方法は、ホールド動作時には転送スイッチ切替に対するステップ応答だけが発生するので、ホールド動作以降に目標値が変化せず、セトリング性能を高めることができる。また、このような動作を、多値出力回路がサンプリングを開始する以前に発生するトリガーにしたがって調整スイッチを切替えることによって実行できるので、出力電流を増大させることがなく、高速動作のために消費電力を高めることも回避することができる。 That is, since the pipeline type A / D converter control method according to the present invention generates only a step response to the transfer switch switching during the hold operation, the target value does not change after the hold operation, and the settling performance can be improved. it can. In addition, such an operation can be performed by switching the adjustment switch according to a trigger generated before the multi-value output circuit starts sampling, so that the output current does not increase and the power consumption for high-speed operation. Can also be avoided.
以下、本発明の一実施の形態を、図面を使って説明する。
(パイプライン型A/Dコンバータの構成)
図1は、本実施形態のパイプライン型A/Dコンバータのブロック図である。本実施形態のパイプライン型A/Dコンバータは、アナログ入力信号AinをNビットのデジタル出力信号Doutに変換するコンバータである。このため、アナログ入力信号Ainをサンプルホールドする入力サンプルホールド回路(図中にS/Hと記す)101と、各ビットを決定するための縦列接続されたk個のステージ(図中にSと記す)S1、S2…Skと、各ステージにおいて決定されたn桁のデジタル出力信号dj(jは1〜k)を格納するメモリ103と、メモリ103に格納されたデジタル出力信号djに基づいてアナログ入力信号AinのA/D変換値をデジタル出力信号Doutを演算する演算回路104と、を有している。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Configuration of pipeline type A / D converter)
FIG. 1 is a block diagram of the pipeline type A / D converter of the present embodiment. The pipeline type A / D converter of this embodiment is a converter that converts an analog input signal Ain into an N-bit digital output signal Dout. Therefore, an input sample hold circuit (denoted as S / H in the figure) 101 that samples and holds the analog input signal Ain, and k stages connected in cascade for determining each bit (denoted as S in the figure). ) S1, S2... Sk, a
サンプルホールド回路101はアナログ入力信号Ainをサンプルし、ホールドした値をアナログ入力信号Vinとして第1番目のステージS1に送出する回路である。サンプルホールド回路101には、アナログスイッチとキャパシタを含む無帰還サンプルホールド回路等が適用される。
ステージS1〜Skは直列に接続され、各々入力されるアナログ入力信号Vinに基づいてn桁のデジタル出力信号djをメモリ103に送出する。また、各ステージでは、入力されたアナログ入力信号Vinが、デジタル出力信号djのD/A変換結果に基づいて変換され、アナログ出力信号Voutとして次のステージに出力される。
The
The stages S <b> 1 to Sk are connected in series, and send an n-digit digital output signal dj to the
メモリ103は、k個のステージS1〜Skの各々からn桁のデジタル出力信号djを入力し、格納する。このため、メモリ103には、少なくとも、nビットのアドレスをk個格納できる半導体メモリ等が用いられる。
演算回路104は、メモリ103に格納されたデジタル出力信号djに基づいて演算し、N桁のデジタル出力信号Doutを出力する。デジタル出力信号Doutを算出するための演算は、次のように行われる。
The
The
すなわち、演算回路104は、ステージSkのデジタル出力dkの最上位の桁と、ステージS(k−1)のデジタル出力d(k−1)の最下位桁を2進法で加算する。さらに、加算の結果(加算値)に基づいて、d(k−1)の最上位桁と、ステージS(k−2)のデジタル出力d(k−2)の最下位桁を、同じく2進法で加算する。
このような処理を繰り返し、ステージS1のデジタル出力d1の最下位桁とステージS2のデジタル出力d2の最上位桁までを足し合わせる。足し合わされた最終的な結果は、デジタル出力信号Doutとして出力される。
That is, the
Such processing is repeated to add up the least significant digit of the digital output d1 of the stage S1 and the most significant digit of the digital output d2 of the stage S2. The final result of the addition is output as a digital output signal Dout.
図2は、以上述べたデジタル出力信号Doutを算出する演算を例示するための図である。図2の例では、4個のステージS1〜S4があって、各ステージS1〜S4が、3桁のデジタル出力d1〜d4をそれぞれ図1に示したメモリ103に出力するものとする。より具体的には、デジタル出力d1〜d4の値を、以下のように定める。
d1=001、d2=100、d3=101,d4=111
図2の例では、隣接するステージによって出力されるデジタル出力の最上位桁と最下位桁とを加算した結果、デジタル出力信号Doutとして、「010011011」の値が得られる。
FIG. 2 is a diagram for illustrating the calculation for calculating the digital output signal Dout described above. In the example of FIG. 2, there are four stages S1 to S4, and each of the stages S1 to S4 outputs three-digit digital outputs d1 to d4 to the
d1 = 001, d2 = 100, d3 = 101, d4 = 111
In the example of FIG. 2, as a result of adding the most significant digit and the least significant digit of the digital output output by the adjacent stages, a value of “010011011” is obtained as the digital output signal Dout.
(ステージ)
図3は、本実施形態のパイプライン型A/Dコンバータのステージを説明するための図であって、複数のステージのうちの1つの回路構成を示している。なお、図1に示したステージS1〜Skの各々は、同一の回路構成を有しているから、図3によるステージの説明を、全てのステージS1〜Skの説明に代えるものとする。
各ステージは、前段のステージ(ステージS1についてはサンプルホールド回路S/H101)からアナログ入力信号Vinを入力し、デジタル出力信号djを出力すると共に、後段のステージがある場合には、後段のステージにアナログ出力信号Voutを出力する回路である。
(stage)
FIG. 3 is a diagram for describing the stages of the pipeline type A / D converter of the present embodiment, and shows a circuit configuration of one of the plurality of stages. Since each of the stages S1 to Sk shown in FIG. 1 has the same circuit configuration, the description of the stage according to FIG. 3 is replaced with the description of all the stages S1 to Sk.
Each stage receives an analog input signal Vin from the preceding stage (sample hold circuit S / H101 for stage S1) and outputs a digital output signal dj. If there is a subsequent stage, each stage is set to the subsequent stage. This circuit outputs an analog output signal Vout.
このために、各ステージは、入力されたアナログ入力信号Vinをサンプリングするサンプルキャップ(図中にCAPと示す)307a、307bと、アナログ入力信号Vinをデジタル出力信号djに変換するA/D変換器301と、サンプルキャップ307aの出力を所定の多値出力に振り分ける多値出力回路306と、を有している。
また、本実施形態のパイプライン型A/Dコンバータは、図1に示したサンプルホールド回路S/H101の出力をA/D変換器301のデジタル出力のビット数に応じた所定のゲインGで増幅する増幅器305を備えている。パイプライン型A/D変換器では、増幅器305のゲインGを、入力されたA/D変換器301のデジタル出力信号djの桁数がnの時、2の(n−1)乗としなければならない。
For this purpose, each stage includes sample caps (shown as CAP in the figure) 307a and 307b that sample the input analog input signal Vin, and an A / D converter that converts the analog input signal Vin into a digital output signal dj. 301 and a
Further, the pipeline type A / D converter of the present embodiment amplifies the output of the sample hold circuit S / H101 shown in FIG. 1 with a predetermined gain G corresponding to the number of bits of the digital output of the A /
また、本実施形態のパイプライン型A/Dコンバータは、サンプルトリガーφ1Fにしたがって開閉するスイッチ304a、クロックφ2にしたがって開閉するスイッチ304b、クロックφ1にしたがって開閉するスイッチ304c及びスイッチ304d、サンプルトリガーφ2Fにしたがって開閉するスイッチ304eを有している。
多値出力回路306に含まれるスイッチ304f、スイッチ304g、スイッチ304hの開閉は、A/D変換器301の出力結果にしたがって行われる。以上のスイッチ304a〜304hは、いずれもアナログスイッチである。
Further, the pipeline type A / D converter of this embodiment includes a switch 304a that opens and closes according to the sample trigger φ1F, a switch 304b that opens and closes according to the clock φ2, a switch 304c and a switch 304d that opens and closes according to the clock φ1, and a
The switches 304f, 304g, and 304h included in the
なお、本実施形態では、パイプライン型A/Dコンバータが制御回路302を有し、サンプルトリガーφ1F、φ2F、クロックφ1、φ2が制御回路302によって出力されるものとする。
また、図中に符号303を付して示した箇所は、サミングノード(図中にNodeと記す)であり、電荷を保存することができる。
また、サンプルキャップ307a、307b、スイッチ304a、304c、304d、304e及び多値出力回路306はデジタル出力信号djをアナログ信号に変換する構成であって、D/Aサブコンバータとして機能する。
In the present embodiment, the pipeline type A / D converter has a
A portion indicated by reference numeral 303 in the figure is a summing node (denoted as Node in the figure), and can store charges.
The sample caps 307a and 307b, the switches 304a, 304c, 304d, and 304e and the
(A/D変換器)
図4は、図3に示したA/D変換器301を説明するためのブロック図である。A/D変換器301は、サンプルトリガーφ1Fを入力し、サンプルトリガーφ1Fの立下がりに同期してアナログ入力信号Vinの値を確定する。判定回路401、402は、確定されたアナログ入力信号Vinの値と、予め設定されている基準電圧(1/3)Vr、(−1/3)Vrとを比較し、結果をデジタル出力信号djとして出力する。
(A / D converter)
FIG. 4 is a block diagram for explaining the A /
デジタル出力信号djは、多値出力回路306に入力されてスイッチ304f〜304hを制御する。また、図1に示したメモリ103に蓄積された後に図1に示した演算回路104に入力される。演算回路104は、デジタル出力信号d1〜dkを入力し、演算してデジタル出力信号Dout[1:0]を出力する。判定回路401、402は離散システムのコンパレータであって、この際、サンプルトリガーφ1Fの立下がりに対して遅延を生じる。
なお、図4は、1.5bitのA/D変換器におけるコンパレータの構成を表している。(m+0.5)bitA/D変換器の場合は、コンパレータが(2の(m+1)乗−1)個必要であり、その基準電圧は(1、3、5、…、(2の(m+1)乗−3))/(2の(m+1)乗−1)としなければならない。
The digital output signal dj is input to the
FIG. 4 shows the configuration of a comparator in a 1.5-bit A / D converter. In the case of an (m + 0.5) bit A / D converter, (2 (m + 1) th power-1) comparators are required, and the reference voltages are (1, 3, 5,..., (2 (m + 1)). (Multiplier-3)) / (2 to the (m + 1) th power-1).
(動作)
以下、以上説明した構成のステージの動作を説明する。
アナログ入力信号Vinは、スイッチ304cのオンによってサンプルキャップ307aに導かれ、スイッチ304dのオンによってサンプルキャップ307bに導かれる。サンプルキャップ307a、307bは、アナログ入力信号Vinの電荷をチャージしてサンプリング(サンプル動作とも記す)を行う。
また、アナログ入力信号Vinは、A/D変換器301にも入力し、デジタル出力信号djに変換される。デジタル出力信号djは、図1に示したメモリ103に出力され、また、分岐されて多値出力回路306を介し、スイッチ304f〜304hに導かれる。
(Operation)
The operation of the stage having the above-described configuration will be described below.
The analog input signal Vin is guided to the sample cap 307a when the switch 304c is turned on, and is guided to the sample cap 307b when the switch 304d is turned on. The sample caps 307a and 307b perform sampling by charging the charge of the analog input signal Vin (also referred to as sample operation).
The analog input signal Vin is also input to the A /
ここで、A/D変換器301では公知の方法によって演算がされ、デジタル出力信号djの値が決定する。多値出力回路306では、スイッチ304f〜304hが、デジタル出力信号djの値に応じてオン、またはオフする。スイッチ304f〜304hのオン、オフにより、多値出力回路306は、アナログ入力信号Vinを、予め設定されている上限値と下限値との範囲内の値になるように調整する。
図3に示した例では、スイッチ304fがオンして電圧値+VrVを出力する端子と接続している。また、スイッチ304gがオンした場合には電圧値0Vを出力する端子と接続し、スイッチ304hがオンした場合には電圧値−VrVを出力する端子と接続する。
Here, the A /
In the example shown in FIG. 3, the switch 304f is turned on and connected to a terminal that outputs a voltage value + VrV. Further, when the switch 304g is turned on, it is connected to a terminal that outputs a voltage value 0V, and when the switch 304h is turned on, it is connected to a terminal that outputs a voltage value -VrV.
(サンプルトリガー及びクロック)
ここで、図3中に示したサンプルトリガーφ1F、φ2F及びクロックφ1、φ2について説明する。
図5(a)〜(d)は、サンプルトリガーφ1F、φ2F及びクロックφ1、φ2の出力タイミングを説明するためのタイミングチャートであって、縦軸に信号値High(H)、Low(L)を、横軸に時間を示している。図5(a)は、サンプルトリガーφ1Fのタイミングチャートである。図5(b)は、クロックφ1のタイミングチャートである。図5(c)はクロックφ2のタイミングチャートであり、図5(d)はサンプルトリガーφ2Fのタイミングチャートである。図5(e)は、多値出力回路306の動作Stateを示したタイミングチャートである。
(Sample trigger and clock)
Here, the sample triggers φ1F and φ2F and the clocks φ1 and φ2 shown in FIG. 3 will be described.
FIGS. 5A to 5D are timing charts for explaining the output timing of the sample triggers φ1F and φ2F and the clocks φ1 and φ2, and the vertical axis indicates the signal values High (H) and Low (L). The horizontal axis indicates time. FIG. 5A is a timing chart of the sample trigger φ1F. FIG. 5B is a timing chart of the clock φ1. FIG. 5C is a timing chart of the clock φ2, and FIG. 5D is a timing chart of the sample trigger φ2F. FIG. 5E is a timing chart showing the operation state of the
パイプライン型A/Dコンバータでは、クロックφ1とサンプルトリガーφ1Fが共にHである期間がサンプルフェイズとなる。また、クロックφ2とサンプルトリガーφ2Fが共にHである期間がホールドフェイズとなる。
図中に示したt1、t2、t3、t4、t5は、いずれもパイプライン型A/Dコンバータの動作タイミングを示すものであって、t1はサンプリングフェイズに含まれる任意のタイミングである。また、t2はサンプリングが行われるサンプリングタイムを示している。t3はサンプリングフェイズの終了からホールドフェイズの開始以までの任意のタイミングを示し、t4はA/D変換器301の演算結果がサミングノード(Node303)へ反映されるタイミングを示している。t5は、ホールドフェイズの開始タイミングを示している。
In the pipeline type A / D converter, a period in which both the clock φ1 and the sample trigger φ1F are H is a sample phase. In addition, a period in which both the clock φ2 and the sample trigger φ2F are H is a hold phase.
In the figure, t 1 , t 2 , t 3 , t 4 , and t 5 all indicate the operation timing of the pipeline type A / D converter, and t 1 is an arbitrary one included in the sampling phase. It is timing. T 2 represents a sampling time for sampling. t 3 indicates an arbitrary timing from the end of the sampling phase to the start of the hold phase, and t 4 indicates a timing at which the calculation result of the A /
なお、演算結果がサミングノード(Node303)へ反映されるタイミングとは、多値出力回路306に含まれるスイッチ304f〜304hの開閉が完了され、動作StateがN−1からNに切替わり、スイッチ304eがオンするタイミング(φ2F)をいう。また、本実施形態でいうスイッチの開閉が完了するとは、スイッチ304f〜304hが、サンプル動作の開始からホールド動作開始までに実行すべき所定の開閉動作を完了することをいう。さらに、本実施形態では、スイッチの開閉が完了したことによって「アナログ入力信号の値の調整を完了する」ものとする。
The timing at which the calculation result is reflected on the summing node (Node 303) means that the switches 304f to 304h included in the
本実施形態では、演算結果が反映されるタイミングで多値出力回路306のスイッチ304f、304g、304hが切替えられる。このとき、本実施形態では、後述するように、スイッチ304fがオフし、代わりにスイッチ304hがオンに切替えられる。この結果、A/D変換器301の演算結果が図3に示したノードMXに反映され、ノードMXにかかる電圧が+Vrから−Vrに変化する。
In the present embodiment, the switches 304f, 304g, and 304h of the
また、本実施形態では、サンプルトリガーφ1Fの立上りがクロックφ1の立上りよりも1ns程度早く、サンプルトリガーφ1Fの立下がりがクロックφ1の立下りよりも1ns程度早く設定されている。同様に、サンプルトリガーφ2Fの立上りがクロックφ2の立上りよりも1ns程度早く、サンプルトリガーφ2Fの立下がりがクロックφ2の立下りよりも1ns程度早く設定されている。なお、クロックφ1とクロックφ2は、従来技術と同様に、同時にHにならないノンオーバーラップクロックとなっている。 In the present embodiment, the rise of the sample trigger φ1F is set about 1 ns earlier than the rise of the clock φ1, and the fall of the sample trigger φ1F is set about 1 ns earlier than the fall of the clock φ1. Similarly, the rise of the sample trigger φ2F is 1ns about earlier than the rising edge of the clock φ2, the fall of the sample trigger φ2F is 1ns about earlier setting than the falling edge of the clock φ2. Note that the clocks φ1 and φ2 are non-overlapping clocks that do not simultaneously become H, as in the prior art.
ここで、本実施形態と比較するため、従来技術のクロックφ1、φ2のタイミングチャートを図6に示して説明する。図6(a)、(b)は、いずれも縦軸に信号値High(H)、Low(L)を、横軸に時間を示している。図6(a)は、クロックφ1のタイミングチャートであり、図6(b)はクロックφ2のタイミングチャートである。図6(c)は、多値出力回路306の動作Stateのタイミングチャートである。なお、図中に示したt1、t3、t5は、図5に示したt1、t3、t5と同様のタイミングを示している。なお、t6は、多値出力回路306の動作Stateが切替わるタイミングを示している。
Here, for comparison with the present embodiment, a timing chart of the conventional clocks φ1 and φ2 will be described with reference to FIG. 6A and 6B, the vertical axis represents signal values High (H) and Low (L), and the horizontal axis represents time. FIG. 6A is a timing chart of the clock φ1, and FIG. 6B is a timing chart of the clock φ2. FIG. 6C is a timing chart of the operation state of the
図6に示したタイミングチャートを図5のタイミングチャートと比較すると、本実施形態は、従来技術がホールドフェイズの開始後、t6のタイミングで多値出力回路306の動作Stateが切替わるのに対し、ホールドフェイズ開始(t5のタイミング)の前に多値出力回路306の動作Stateが切替わっている。
When the timing chart shown in FIG. 6 is compared with the timing chart of FIG. 5, the present embodiment shows that the operation state of the
このような相違は、本実施形態では図3に示したA/D変換器301のサンプリングタイミングがサンプルトリガーφ1Fによって制御されているのに対し、従来技術ではクロックφ1がA/D変換器301のサンプリングタイミングを制御するために生じる。つまり、本実施形態は、従来よりも多値出力回路306におけるスイッチの切替を早期に開始し、ホールドフェイズの開始時には多値出力回路306のスイッチの切替を完了するものである。
なお、本実施形態では、サンプルトリガーφ1F、サンプルトリガーφ2Fとクロックφ1、クロックφ2との立上り、立下りの時間差を1ns程度としている。しかし、本実施形態は、このような構成に限定されるものでなく、時間差をさらに大きく、または小さく設定することができるのは言うまでもない。
Such differences, whereas in the present embodiment the sampling timing of the A /
In the present embodiment, the time difference between the rise and fall of the sample trigger φ1F and sample trigger φ2F and the clock φ1 and clock φ2 is about 1 ns. However, the present embodiment is not limited to such a configuration, and it goes without saying that the time difference can be set larger or smaller.
次に、図5に示したt1〜t5のタイミングにおける本実施形態のステージの動作を順を追って説明する。
図7は、図5に示したt 1 のタイミング、すなわちサンプルフェイズにおけるステージの状態を表した図である。サンプルフェイズでは、スイッチ304cがオンされてアナログ入力信号Vinがサンプルキャップ307aに導かれる。また、スイッチ304dがオンされて、アナログ入力信号Vinがサンプルキャップ307bに導かれる。さらに、スイッチ304aがオンするので、サンプルキャップ307a、307bに電荷がチャージされてサンプル動作が行われる。
Then, sequentially illustrating the operation of the stage of the present embodiment at the timing of t 1 ~t 5 shown in FIG.
Figure 7 is a diagram showing the timing of t 1 shown in FIG. 5, i.e., the state of the stage in the sample phase. In the sample phase, the switch 304c is turned on to guide the analog input signal Vin to the sample cap 307a. Further, the switch 304d is turned on, and the analog input signal Vin is guided to the sample cap 307b. Further, since the switch 304a is turned on, the sample caps 307a and 307b are charged and the sample operation is performed.
また、図7では、スイッチ304fのオンと、スイッチ304g及びスイッチ304hのオフとが多値出力回路306の動作StateN−1において行われている。この際、A/D変換器301はサンプル動作の制御中であり、スイッチ304fがオンして+Vrに接続されている。
図8は、図5中t2のタイミング、すなわちサンプリングタイミングにおけるステージの状態を表した図である。サンプリングタイミングでは、スイッチ304aがオフされる。このため、サンプルキャップ307a、307bにサンプリングされたアナログ入力信号Vinの電荷がサミングノード303に保存、確定される。
図9は、図5中t3のタイミング、すなわちサンプルフェイズ終了後におけるステージの状態を表した図である。サンプルフェイズ終了後、スイッチ304c、スイッチ304dがオフされて、サンプルキャップ307a、307bがアナログ入力信号Vinから切り離される。
In FIG. 7, the switch 304 f is turned on and the switches 304 g and 304 h are turned off in the operation StateN−1 of the
FIG. 8 is a diagram showing the stage state at the timing t 2 in FIG. 5, that is, the sampling timing. At the sampling timing, the switch 304a is turned off. Therefore, the charge of the analog input signal Vin sampled in the sample caps 307 a and 307 b is stored and determined in the summing node 303.
FIG. 9 is a diagram showing the timing of t 3 in FIG. 5, that is, the state of the stage after the end of the sample phase. After the sample phase is completed, the switches 304c and 304d are turned off, and the sample caps 307a and 307b are disconnected from the analog input signal Vin.
図10は、図5中のt4のタイミング、すなわちA/D変換器301の演算結果がサミングノード(Node303)へ反映されるタイミングにおけるステージの状態を表した図である。本実施形態では、演算結果がサミングノード(Node303)へ反映されるタイミングにおいて、多値出力回路306を介してスイッチ304f、スイッチ304hの開閉が完了してスイッチ304hが−Vrに接続された後に、スイッチ304eがオンする。スイッチ304hのオンにより、前記した多値出力回路306の動作StateN−1は、次の動作StateNに切替わり、スイッチ304eのオンにより演算結果がサミングノード(Node303)へ反映される。
FIG. 10 is a diagram showing the state of the stage at the timing of t 4 in FIG. 5, that is, the timing at which the calculation result of the A /
ここで、図6を参照すると、従来技術のように、クロックφ1によってA/D変換器301のサンプリングを制御した場合、スイッチ304f、スイッチ304hの開閉を完了するタイミングt6が、φ2の立上りタイミングt5、すなわちホールド動作の開始の後となる。したがって、従来技術では、図10に示した回路の状態が動作中に存在しないことになる。このような従来技術では、ホールド動作時に多値出力回路306のスイッチ304hの切替えによるステップ入力がスイッチ304bの切替によるステップ応答とホールド動作後に重畳し、目標値が変動してしまう。
Referring now to FIG. 6, as in the prior art, when controlling the sampling of the A /
一方、本実施形態では、φ1よりも立上り、立下りのタイミングがわずかに早いサンプルトリガーφ1Fを導入し、サンプルトリガーφ1FによってA/D変換器301のサンプリング動作を制御している。このため、多値出力回路306のスイッチ304f、304g、304hの開閉が完了してからホールド動作が開始されるので、ホールド動作中にスイッチ304hによるステップ入力が発生することがなく、入力ステップ応答にむだな時間がかからず、また、HPFの特性をもつ伝達関数のステップ応答が目標値に重畳することがなくなる。
On the other hand, in the present embodiment, by introducing the rise, slightly timing falling early sample trigger Fai1F than .phi.1, it controls the sampling operation of the A /
図11は、図5中t 5 のタイミング、すなわちホールドフェイズのタイミングにおけるステージの状態を表した図である。ホールドフェイズでは、サミングノード303に保存された電荷に対し、サンプルキャップ307a、307bで演算が行われる。スイッチ304e、スイッチ304bは、サンプルトリガーφ2F、クロックφ2にしたがってオンされる。サンプルキャップ307a、307bにチャージされた電荷は、スイッチ304e、スイッチ304bのオンによる影響を反映し、後段に転送される。転送の結果、アナログ出力信号Voutが目標値として後段のステージに出力される。 Figure 11 is a diagram showing the timing of FIG. 5 in t 5, namely the state of the stage at the timing of the hold phase. In the hold phase, calculation is performed on the charges stored in the summing node 303 by the sample caps 307a and 307b. The switches 304e and 304b are turned on according to the sample trigger φ2F and the clock φ2. The charges charged in the sample caps 307a and 307b are transferred to the subsequent stage, reflecting the influence of turning on the switches 304e and 304b. As a result of the transfer, the analog output signal Vout is output to the subsequent stage as a target value.
(実施形態の効果)
次に、本実施形態の効果について説明する。図12(a)〜(f)は、本実施形態の効果について説明するための図である。図12(d)〜(f)は本実施形態について示し、図12(a)〜(c)は本実施形態と対比するために記した従来例について示している。図12(a)〜(f)のいずれにおいても、縦軸は目標値であるアナログ出力信号Vout、横軸は時間を示している。図12中に示したt 4 、t 5 は、いずれも図5に示したt 4 、t 5 と同様のタイミングを指している。
(Effect of embodiment)
Next, the effect of this embodiment will be described. FIGS. 12A to 12F are diagrams for explaining the effects of the present embodiment. Figure 12 (d) ~ (f) shows about the present type state, FIG. 12 (a) ~ (c) shows the conventional example noted for comparison with the present embodiment. 12A to 12F, the vertical axis represents the analog output signal Vout that is the target value, and the horizontal axis represents time. T 4 and t 5 shown in FIG. 12 indicate the same timing as t 4 and t 5 shown in FIG.
また、図12中のt 6 は、図6中のt 6 と同様のタイミングを指している。t 6 は、従来技術と同様にクロックφ1を基準にして多値出力回路306を制御した場合にスイッチ304f〜304hの開閉が完了され、動作StateがN−1からNに切替わるタイミングをいう。図12に示した例では、アナログ出力信号Voutに表れる最終目標値を1と規格化している。そして、アナログ入力信号Vinに目標値が1.3になるステップ入力を入力し、図3中に示したノードMXに目標値が−0.3となるステップ入力を入力した。
Also, t 6 in FIG. 12 refers to the same timing as t 6 in FIG. t 6, the opening and closing of the switch 304f~304h is completed when controlling the
図12(a)、(d)は、アナログ入力信号Vinからアナログ出力信号Voutへの伝達関数において、アナログ入力信号Vinにステップ入力した場合の目標値を示している。図12(b)、(e)は、図3に示したノードMXからアナログ出力信号Voutへの伝達関数において、ノードMXにステップ入力がされた場合の目標値を示している。また、図12(c)は、図12(a)と(b)とに示した出力信号Voutを加算した、アナログ出力信号Voutに表れる目標値を示している。図12(f)は、図12(d)と(e)とに示した出力信号Voutを加算した、アナログ出力信号Voutに表れる目標値を示している。 FIGS. 12A and 12D show target values when the analog input signal Vin is step-inputted in the transfer function from the analog input signal Vin to the analog output signal Vout. FIGS. 12B and 12E show target values when a step input is made to the node MX in the transfer function from the node MX to the analog output signal Vout shown in FIG. FIG. 12C shows a target value appearing in the analog output signal Vout obtained by adding the output signals Vout shown in FIGS. 12A and 12B. FIG. 12F shows a target value appearing in the analog output signal Vout obtained by adding the output signals Vout shown in FIGS. 12D and 12E.
図12(a)、(d)に示したように、アナログ出力信号Voutには、ホールドフェイズの開始と同時にステップ応答が表れる。ただし、従来技術では、図12(b)に示したように、ホールドフェイズの開始後、ノードMXへのステップ入力に応答するステップ応答が表れ、ホールドフェイズが開始するt 5 において2つのステップ応答が目標値に重畳される。このため、図12(c)に示すように、ホールド動作の開始後に目標値であるアナログ出力信号Voutが変動する。 As shown in FIGS. 12A and 12D, a step response appears in the analog output signal Vout simultaneously with the start of the hold phase. However, in the prior art, as shown in FIG. 12B, after the start of the hold phase, a step response responding to the step input to the node MX appears, and at step 5 when the hold phase starts, two step responses are obtained. It is superimposed on the target value. For this reason, as shown in FIG. 12C, the analog output signal Vout which is the target value varies after the start of the hold operation.
一方、本実施形態では、図12(e)に示すように、ノードMXへのステップ入力に応答するステップ応答がt 5 以前に表れる。このため、図12(f)に示すように、ホールドフェイズの開始時にはアナログ出力信号VoutにノードMXへのステップ入力が影響することがない。したがって、本実施形態は、スイッチ304bと多値回路306とでステップ応答が表れるタイミングをずらすことにより、ホールド動作開始後にステップ応答が重畳することを防ぎ、目標値の変動を防ぐことができる。
On the other hand, in the present embodiment, as shown in FIG. 12 (e), the step response which responds to a step input to the node MX appears to t 5 previously. Therefore, as shown in FIG. 12 (f), the step input to the node MX does not affect the analog output signal Vout at the start of the hold phase. Therefore, in this embodiment, by shifting the timing at which the step response appears between the switch 304b and the
図13は、本実施形態の、目標値であるアナログ出力Voutの変化を説明するための図であって、縦軸にアナログ出力Vout、横軸に時間を示している。縦軸に示したアナログ出力Voutは、図3に示したステージに単位ステップを入力した場合の出力波形をプロットしたものである。「従来技術」として示したプロットは、図12(c)に示した例の出力波形を示し、「本発明」として示したプロットは図12(f)に示した例の出力波形を示すシミュレーションの結果である。 FIG. 13 is a diagram for explaining a change in the analog output Vout, which is a target value, in this embodiment, where the vertical axis indicates the analog output Vout and the horizontal axis indicates time. The analog output Vout shown on the vertical axis is a plot of the output waveform when a unit step is input to the stage shown in FIG. The plot shown as “prior art” shows the output waveform of the example shown in FIG. 12C, and the plot shown as “present invention” shows the output waveform of the example shown in FIG. It is a result.
なお、図13では、アナログ出力信号Voutに表れる最終目標値を1に規格化し、アナログ入力信号Vinに目標値が1.3、ノードMXに目標値が−0.3となるステップ入力を入力したものとする。
図13によれば、従来技術では、A/D変換器301による演算の結果、ホールドフェイズに入ってから多値出力回路306におけるスイッチの切替によるステップ応答がアナログ出力信号Voutに表れる。このため、図3に示したノードMXからアナログ出力信号Voutへの伝達関数のステップ応答と、アナログ入力信号Vinからアナログ出力信号Voutへの伝達関数のステップ応答とがホールド動作後に重畳する。したがって、ホールド動作後のステップ応答が大きくなり、このステップ応答が収束するまでの時間、つまりセトリングが遅くなっている。
In FIG. 13, the final target value appearing in the analog output signal Vout is normalized to 1, and a step input with the target value 1.3 is input to the analog input signal Vin and the target value is −0.3 is input to the node MX. Shall.
According to FIG. 13, in the conventional technique, as a result of calculation by the A /
一方、本実施形態では、図13中、ノードMX→Voutの伝達関数のステップ応答がアナログ目標値である出力信号Voutにおいてホールド動作の前に表れる。このため、ホールド動作開始後にアナログ入力信号Vinと重畳されることなく、セトリング性能が大きく向上している。このため、従来技術と同程度のセトリングエラーを許容する場合、その消費電力を大きく削減することが可能である。 On the other hand, in this embodiment, the step response of the transfer function of the node MX → Vout in FIG. 13 appears before the hold operation in the output signal Vout that is the analog target value. For this reason, the settling performance is greatly improved without being superimposed on the analog input signal Vin after the start of the hold operation. For this reason, when the settling error of the same level as the prior art is allowed, the power consumption can be greatly reduced.
なお、図5に示したt 5 以降のホールドフェイズは、図1に示した後段のステージにおいてサンプルフェイズとなる。後段のステージは、図3で説明したステージのφ1をφ2、φ1Fをφ2F、φ2をφ1、φ2Fをφ1Fに置き換えて本実施形態と同様に動作する。
また、別の方法として、本実施形態は、A/D変換とD/A変換とを行うステージを複数個縦列接続したパイプライン型A/Dコンバータにおいて、D/Aサブコンバータによる変換の結果がサミングノード303に反映される期間の短い構造を用いるようにしてもよい。
Incidentally, t 5 after the hold phase, shown in Figure 5, the sample phase in the subsequent stage shown in FIG. Subsequent stage, .phi.1 the .phi.2 stage described in FIG. 3, φ2F the Fai1F, the .phi.2 .phi.1, operates similarly to the embodiment by replacing
As another method, in the present embodiment, in a pipeline type A / D converter in which a plurality of stages for performing A / D conversion and D / A conversion are connected in cascade, the result of conversion by the D / A sub-converter is obtained. A structure with a short period reflected in the summing node 303 may be used.
101 サンプルホールド回路
103 メモリ
104 演算回路
301 A/D変換器
302 制御回路
303 サミングノード
304a,304b,304c,304d,304e,304f,304g,304h スイッチ
305 増幅器
306 多値出力回路
307a,307b サンプルキャップ
401,402 判定回路
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記ステージは、
前記アナログ入力信号をサンプリングするサンプルキャップと、
前記アナログ入力信号の入力端子と前記サンプルキャップの一方の端子との間並びに前記サンプルキャップの他方の端子と基準電位との間に設けられ、前記サンプルキャップのサンプリング動作タイミングを決定するサンプルタイミング切替スイッチと、
前記サンプルキャップにおいてサンプリングされた前記アナログ入力信号の値を、前記デジタル信号の値に応じて前記後段のステージの前記アナログ入力信号に調整する多値出力回路と、
前記サンプルキャップと前記アナログ出力信号の出力端子との間に設けられ、前記多値出力回路による調整後の信号を前記後段の他のステージに出力する転送スイッチと、
を備え、
前記多値出力回路は、
複数の調整スイッチを備え、前記デジタル信号の値に応じて前記調整スイッチを切替えることによって前記アナログ入力信号の値を調整する回路であり、
前記サンプルタイミング切替スイッチの切替によるサンプリング動作開始のタイミング以前に発生したトリガーにより確定された前記デジタル信号にしたがって前記調整スイッチを切替えることで、前記転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、前記デジタル信号の値に応じた前記アナログ入力信号の値の調整を完了することを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータ。 Pipeline type having a plurality of stages for inputting an analog input signal, converting it to a digital signal and outputting it, and outputting an analog output signal generated by the digital signal and the analog input signal to another stage after An A / D converter,
The stage is
A sample cap for sampling the analog input signal,
Provided between the other terminal and a reference potential between and the sample cap with one terminal of the sample cap and the input terminal of said analog input signal, the sample timing switch which determines the sampling operation timing of the sample cap A switch,
And the multi-level output circuit for adjusting the value of the sampled said analog input signal, to the analog input signal of the subsequent stage in accordance with the value of the digital signal in the sample cap,
A transfer switch that is provided between the sample cap and an output terminal of the analog output signal, and outputs a signal after adjustment by the multi-value output circuit to the other stage of the subsequent stage;
With
The multi-value output circuit is
A circuit that includes a plurality of adjustment switches and adjusts the value of the analog input signal by switching the adjustment switch according to the value of the digital signal;
By switching the adjustment switch according to the digital signal determined by the trigger generated before the sampling operation start timing by switching the sample timing switch, at a timing earlier than the transfer start by switching the transfer switch, A pipeline type A / D converter characterized in that the adjustment of the value of the analog input signal according to the value of the digital signal is completed.
前記サンプルキャップによってサンプリングされた前記アナログ入力信号を保存するサミングノードをさらに含み、
前記多値出力回路は、
前記転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、前記調整スイッチの切替によって生じる電圧値の変動を前記サミングノードにかかる電圧に反映させることを特徴とする請求項1に記載のパイプライン型A/Dコンバータ。 The stage is
Further comprising a summing node for storing the analog input signals sampled by the sample cap,
The multi-value output circuit is
2. The pipeline type A according to claim 1, wherein a change in a voltage value caused by switching of the adjustment switch is reflected in a voltage applied to the summing node at a timing earlier than a transfer start by switching of the transfer switch. / D converter.
前記ステージが、
前記アナログ入力信号をサンプリングするサンプルキャップと、前記アナログ入力信号の入力端子と前記サンプルキャップの一方の端子との間並びに前記サンプルキャップの他方の端子と基準電位との間に設けられ、前記サンプルキャップのサンプリング動作タイミングを決定するサンプルタイミング切替スイッチと、前記サンプルキャップにおいてサンプリングされた前記アナログ入力信号の値を、前記デジタル信号の値に応じて前記後段のステージの前記アナログ入力信号に調整する多値出力回路と、前記サンプルキャップと前記アナログ出力信号の出力端子との間に設けられ、前記多値出力回路による調整後の信号を前記後段の他のステージに出力する転送スイッチと、を備えたパイプライン型A/Dコンバータの制御方法であって、
前記転送スイッチの切替による転送開始よりも早いタイミングで、前記多値出力回路が前記デジタル信号の値に応じた前記アナログ入力信号の値の調整を完了する調整ステップを含み、
前記調整ステップは、
前記デジタル信号の値に応じて前記調整スイッチを切替えることによって前記アナログ入力信号の値を調整し、前記サンプルタイミング切替スイッチの切替によるサンプリング動作開始のタイミング以前に発生したトリガーにより確定された前記デジタル信号にしたがって前記調整スイッチを切替えることを特徴とするパイプライン型A/Dコンバータの制御方法。 A plurality of stages for inputting an analog input signal, converting it to a digital signal and outputting it, and for outputting an analog output signal generated by the digital signal and the analog input signal to other stages subsequent thereto,
The stage is
Wherein the sample cap for sampling an analog input signal, provided between the other terminal and a reference potential between and the sample cap with one terminal of the sample cap and the input terminal of said analog input signal, said sump and sample timing changeover switch for determining the sampling operation timing of Le cap, adjusting the value of the analog input signal sampled in the sample cap, to the analog input signal of the subsequent stage in accordance with the value of the digital signal A multi-value output circuit, and a transfer switch that is provided between the sample cap and the analog output signal output terminal and outputs the signal adjusted by the multi-value output circuit to the other stage after the multi-value output circuit. A pipelined A / D converter control method comprising:
Wherein at a timing earlier than the start transfer by switching of the transfer switches, viewed contains a complete adjustment step adjusts the value of the analog input signal corresponding to the value of the multi-value output circuit said digital signal,
The adjustment step includes
The value of the analog input signal is adjusted by switching the adjustment switch according to the value of the digital signal, and the digital signal is determined by a trigger generated before the timing of starting the sampling operation by switching the sample timing switch. A control method for a pipeline type A / D converter, wherein the adjustment switch is switched according to the above .
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