JP5005614B2 - 適応ダイナミックレンジ最適化サウンドプロセッサ - Google Patents

Description

本発明は、音響を処理するための装置及び方法に関するものであり、また、特に聴覚障害者の言語感覚及び言語の楽しみを高めるためのプロセッサに関するものである。但し、本発明は、聴覚障害者による使用に適する一方、他の通信分野においても利用できるものと考えられる。

一般に、聴覚障害の影響は、音響信号、例えば話された言葉を聞く者の聴覚連鎖に沿って望み通り加減することができず、その結果、信号の減衰が、またしばしば信号の歪みが生じることによって特徴づけられる。

相対的に単純な直線利得型の補聴器、例えば固定利得型の補聴器は、音を聴こえるようにし、認識できるようにするために音声を増幅する点で成功した。しかしながら、固定利得型補聴器には１つ、音周波数及び音響レベルの広い範囲にわたっての使用に適さないという問題がある。例えば固定利得型補聴器を使用する時、ある聴き手には、聴取閾値より低い音が聴き取れないのに、他の聴き手には、音の大きさの不快レベル（ＬＤＬ）以上の音が聴き取れるという具合である。このような問題が起こるのは、主に、聴き手が閾値とＬＤＬの間のダイナミックレンジが狭い人の場合である。

多帯域圧縮方式では、多数の周波数帯域の中で入力音響レベルの変化に応答して補聴器の利得を適合させることによって狭いダイナミックレンジの問題を克服しようとしている。すなわち、非線形圧縮方式を利用するのである。しかしながら、非線形圧縮方式は、出力信号に、音声了解度を減じる歪みを持ち込む。多帯域圧縮方式を取り入れる補聴器はまた、装着が難しく、患者によっては聴覚応答を長時間調べることが必要となる。

多重チャネル補聴器の一タイプが、提案されている（特許文献１）。その特許文献１に述べられているのは、入力信号を多数の並列のフィルタ付きチャネルに分ける多重チャネル補聴器である。濾過された入力信号は各々、百分位数評価器（percentile estimator）によって監視され、この百分位数評価器によって発生させられた制御信号に基づいて、濾過された信号の各々の利得が調整される。濾過された利得調整信号は、次に再結合させられ、増幅された上で、音響信号に変換される。

特許文献１に開示された補聴器には、百分位数評価器が監視中の信号の振幅の大きな振れを吸収できなければならないという問題がある。従って、ディジタル方式で実現させるとなると、百分位数評価計算を行うためにかなりの処理力が必要とされる。

多重チャネル補聴器の使用中に起こるもう一つの問題は、最高快適レベルを超える大きさを有する高速過渡信号が生じ得ることである。代表的には、このような過渡信号は特定の時期に少数のチャネルに生じるに過ぎないが、補聴器使用者の不快感を無くすために、一般の先行技術では補聴器の出力を減じるアプローチがなされてきた。こうしたアプローチの仕方は、不快感を無くす反面、高速過渡信号が進入しなかったチャネルにおいてかなりの信号歪みを生じさせる。

単一チャネル自動利得制御（ＡＧＣ）型の補聴器は、音響レベルが所定のポイントに達した場合にあらゆる周波数において利得を減じるよう働く。このような補聴器は、音響レベルが患者のＬＤＬに達するのを防ぐ反面、音声信号のいくつかの周波数成分を、音声了解度が減じられるような程度に減衰する。

要約すると、先行技術による補聴器は、使用上さまざまな問題と結び付いていた。それは、不適切な信号圧縮、その結果生じる過度の信号歪みの問題から、補聴器を高価かつ実現困難なものにする厄介な信号処理が必要となる問題にまで及ぶ。

米国特許第５,６８７,２４１号明細書

先行技術に照らして、本発明の目的は、周囲音響信号の存在下で、可聴周波数の範囲内で所定の振幅要件に合致する変換音響信号を発生させる装置を提供することである。

本発明のさらなる目的は、多重チャネル補聴器の使用者に不快感を与えないようにするためにチャネルに信号歪みを持ち込むことなく高速過渡信号を抑制し得る手段を提供することである。

本発明の第１の観点では、下記の段階を包含する周囲音響信号を処理するための方法を提供する。
ａ）前記信号に対応する複数の周波数成分からなる入力スペクトルを発生させる。
ｂ）前記周波数成分の各々に、対応する複数の利得値の１つを乗算し、それで、複数の調整周波数成分を生成する。
ｃ）１周期分の時間にわたって前記複数の調整周波数成分の各々の振幅分布の特性値を決定する。
ｄ）前記利得値を、前記分布値と複数の聴覚応答パラメータとの比較結果に基づいて設定する。

本発明のもう一つの観点では、下記の手段を包含する周囲音響信号を処理するための装置を提供する。
ａ）前記周囲信号に対応する複数の周波数成分からなる入力スペクトルを発生させるように配置された周波数分析手段。
ｂ）前記周波数分析手段に結合され、周囲音響信号に関連して調整された音響信号に対応する前記複数の周波数成分からなる出力スペクトルを生成するために、前記周波数成分の各々の大きさを調整するように配置された大きさ調整手段。
ｃ）前記複数の調整周波数成分に応答し、１周期分の時間にわたって前記複数の調整周波数成分の各々の振幅分布の特性値を決定できるように配置された分布評価手段。
ｄ）前記分布評価手段に結合され、前記分布値を聴覚応答パラメータと比較するように配置された比較手段であって、該比較結果に基づいて前記大きさ調整手段を制御する比較手段。

望ましくは、周波数分析手段、大きさ調整手段、分布評価手段及び比較手段は、メモリ記憶手段に結合されたプログラム式マイクロプロセッサによって実現される。

望ましくは、その装置は、さらに、出力スペクトルを聴き手に対して表出できる音響信号に変換する信号変換手段を包含する。

あるいは、出力スペクトルは、さらに別の信号プロセッサ、例えば人工内耳によって処理されることもあり得る。

望ましくは、聴覚応答のパラメータ特性値は、複数の周波数成分の各々について最高快適レベル、閾値レベル及び最適可聴レベルを包含する。

望ましくは、前記の周波数分析手段、大きさ調整手段、分布評価手段及び比較手段は、プログラム式マイクロプロセッサによって実現させられる。それでも、他の実現の仕方も可能であり、例えば、マイクロプロセッサよりむしろ専用のハードウェアを使って実現させることができ、あるいは、ほぼアナログの形でさえ、そのような構造が実現できることは、以下の好適実施態様の説明に照らして当業者には明白であると思われる。

本発明の好適な実施形態において、本発明の好適な第１の観点に従って、補聴器が、複数のチャネルを有し、この複数のチャネルに対応して各々に結合された複数のハードリミッタを包含し、前記各リミッタは、前記対応するチャネルの信号が対応する所定のレベルを超えることを阻止するように配置された多重チャネル補聴器が、提供される。
本発明の好適な実施形態において、本発明のもう一つの好適な観点に従って、補聴器が、複数のチャネルを有し、この複数のチャネルに対応して各々に結合された複数のハードリミッタを包含し、前記各リミッタは、前記対応するチャネルの信号が対応する所定のレベルを超えることを阻止するように配置された多重チャネル補聴器が、提供される。

望ましくは、前記リミッタは各々、目立つほどの遅れなしに、例えば、０．１ミリ秒の範囲内で作動できるように配置される。

本発明の大きさ調整手段を制御する比較手段が入力スペクトルよりむしろ出力スペクトルに基づいて比較を行うことから、調整された音響信号が可聴周波数範囲にまたがって所定の振幅要件に確実に合致するように前記装置を働かせ、それによって、少なくとも本発明の目的が達成されることは、当業者によって十分理解されるであろう。

多重チャネル補聴器の各チャネルにおいて高速過渡信号を制限するための手段を設けることによって、前記過渡信号と結び付いた不快感は回避され、過渡信号が進入しなかったチャネルに信号歪みが持ち込まれることもない。

図１について説明すると、ここに示すのは、横軸に周波数（単位Ｈｚ）、縦軸に振幅（単位ｄＢ）を取った音圧レベル（ＳＰＬ）のグラフである。グラフには、静かな室内における単独の話し手の音声の振幅と周波数の分布を表す音声信号領域１が描かれている。領域１は、線２、４、８、９、１０及び１２によって区切られた５つの小領域に分けられる。線２と４の間の小領域は、２５０〜６０００Ｈｚの周波数範囲にまたがる単独の話し手の音声信号の９０〜１００番目の百分位数の分布を表す。同様に、線４と８は７０〜９０番目の百分位数の区切りを表し、線８と９は３０〜７０番目の百分位数の区切りを表し、線９と１０は１０〜３０番目の百分位数の区切りを表し、線１０と１２は００〜１０番目の百分位数の区切りを表す。このようなグラフの詳細については、“Statistical Measurements oｎ Conventional Speech”と題したHK Dunn及びSD Whiteの論文（Jourｎal of the Acoustical Society of America, １１:２７８-２８８, １９４０）を参考にすることができる。論文には、静かな室内における男性と女性の話し手についての振幅分布の測定結果が含まれている。

図１のグラフにはまた、重度聴覚障害者の聴覚応答３が描かれている。聴覚応答３は、その下の境界が閾値レベル５によって区切られ、上の境界がＬＤＬ ７によって区切られている。これら２つのレベルの間に入る音声信号周波数成分は聴覚障害者によって知覚されるが、それより低い周波数成分は知覚されない。図１のケースでは、１０００〜６０００Ｈｚの範囲内の音声信号周波数成分はすべて聴き手の閾値より低いことは十分理解されよう。例えば４０００Ｈｚでは、聴き手の閾値レベルは約９５ｄＢで、最大音声レベルは約６０ｄＢである。図１のグラフにはまた、最適可聴レベル６も描かれている。

次に図２について説明すると、ここに示すのも、静かな室内における単独の話し手の音声の周波数分布１であり、また、図１の重度聴覚障害者の聴覚応答である。今度は、振幅分布が約１００ｄＢである。従って、４０００Ｈｚにおける音声信号の上１０％の分が聴こえる。４０００Ｈｚにおける音声信号の振幅分布の残り９０％は閾値レベルより下になり、まったく聴こえない。１０００Ｈｚにおける音声振幅分布の上部分は、ＳＰＬ １１０ｄＢのＬＤＬより上にあり、４０００Ｈｚ及び他の周波数における聴度を下げるようなAＧＣによって、又は、広い周波数範囲にまたがって歪みを持ち込むようなピーククリッピング（瞬時非線形圧縮の形式）によって制限されなければ、不快な大きい音を生じさせることになる。

次に図３について説明すると、ここに示すのは第３のグラフで、今度は、図１の重度聴覚障害者が本発明による適応ダイナミックレンジ最適化（ADRO）補聴器を付けた時の聴覚応答が描かれている。注目されるのは、音声信号の振幅／周波数分布１が今度はほとんど全部、補聴器使用者にとって受入れ可能なレベルの境界内に入っており、従って、音声信号の周波数成分のすべてが聴き手によって知覚されることである。その結果としてあるのは、患者によって知覚された信号の聴度の顕著な増大、歪みの顕著な減少、そして、それに呼応する音声了解度の増大である。

同時に、出力信号の周波数成分の中で聴き手のＬＤＬを超えるものはまったくない。では次に、本発明による補聴器の構成及び操作手順について説明する。

図４について説明すると、ここに示すのは、実現した補聴器のディジタルハードウェアである。音波がマイクロホン１１によって変換され、そこで発生された電気信号がアナログ調整モジュール１３によって調整される。調整モジュール１３は、信号をアナログ／ディジタル変換器１５による処理に先立って予め増幅し、低域フィルタに通すための標準回路を包含する。アナログ／ディジタル変換器１５は１６ビットディジタル信号を生じさせ、この信号がマイクロプロセッサ１７に送られる。マイクロプロセッサ１７は、ＥＰＲＯＭ １９に保存されたプログラムに従って動作する。マイクロプロセッサは、高速フーリエを実行し、入力スペクトルを発生させる。入力スペクトルは、後述の通り、複数の周波数成分からなる出力スペクトルを発生させるように処理される。出力スペクトルは、次に、ディジタル出力信号を生じさせるためにフーリエ逆変換にかけられる。ディジタル出力信号は、アナログ信号を発生させる適当なディジタル／アナログ変換器２１に送られる。発生させられたアナログ信号は、スムージングフィルタ２３に通され、電力増幅器２５に送られる。増幅された信号がそこでイヤピース２７を駆動する。

図４Ａは、本発明の専用ハードウェアで、説明を目的とする実施態様を示す。図４Ａは、あたかもプロセッサ１７の部分々々が専用のハードウェアにおいて具体化されたかのように本発明を描いているが、本発明は、図４の配置によってこの上なく容易に実現させられる。

図４Ａについて説明すると、ＡＤＣ １５からの信号は、多重チャネル周波数分析にかけられ、分析セクション４０１においてｎ個の周波数帯域（例えばｎ＝８）に分類される。描かれた周波数分析は、ｎ帯域のスイッチドキャパシタ・フィルタによって行われる。周波数分析セクション４０１から出てくるｎ個の周波数分析信号は、次に大きさ調整セクション４０３に送られる。ｎ個の信号の各々の大きさは、ｎ個の利得計算エレメント４１０、４１２、４１４からなる利得計算セクション４０９の制御下でｎ個の利得制御エレメント４０５〜４０７の１つによって調整される。ｎ個の利得計算エレメントの各々が、対応するｎ個の利得調整信号の１つを監視し、その信号を、手短に図４Ｂを参照して説明されるような仕方で処理し、大きさ調整セクション４０３の利得制御エレメント４０５〜４０７によって適用された利得の量を制御する。マップ４１１は、予め求められた１組の聴覚応答パラメータを記憶するメモリからなる。その予め求められたパラメータが、ｎ個のチャネルの中心周波数の各々における予定された装置使用者にとっての閾値レベル（ＴＬ）、最高快適レベル（ＭＣＬ）、最高出力レベル（ＭＰＯ）、最適可聴レベル（ＯＰＴ）及び最大利得レベル（MAXGAIN）である。最大利得レベルは、補聴器の使用中に問題のチャネルについてフィードバックが起こるレベルよりわずかに低いレベルである。最大利得レベルは、補聴器の装着中に求められる。

大きさ調整のなされた分析信号は、ｎ個の信号の各々を、マップ４１１に保存された対応する所定の最大出力レベルと比較する最大出力（ＭＰＯ）リミッタからなる最大出力制限セクション４１３に通される。出力リミッタは、確実に信号が各チャネルの所定のＭＰＯ値を超え得ないようにする。このＭＰＯリミッタは、高速過渡信号を抑制するために０．１ミリ秒の範囲内で作動できるように設計されている。注目されるのは、あるチャネルに高速過渡信号が発生した場合、特定チャネルの信号だけが影響を受けるようにＭＰＯリミッタが個々に独立して作動することである。ｎ個の信号は次に再生ステージ４１５に通され、そこで、代表的には各チャネルからの波形を総和することによって、大きさ調整のなされたｎ個の信号は再結合させられる。

次に、大きさ調整段階４０９の第１の利得計算エレメントの信号処理操作について、第１の利得計算エレメント４１０の内部構成を示す図４Ｂを参照してより詳細に説明する。他の利得計算エレメントも同様の配置である。見ての通り、調整エレメント４０５から発出する信号は、３つの百分位数評価器４３１〜４３３によって監視される。百分位数評価器は、各々、信号レベルを表わす頂上値信号を出力し、各頂上値は、監視中の信号のうち当該頂上値が表わす信号レベルより小さい強度を持つ信号が、監視期間内において特定の割合で発生することを示している。本実施態様では、百分位数評価器４３１〜４３３は、監視された信号の値が頂上値に達する割合がそれぞれ時間全体の９８％、時間全体の７０％、時間全体の３０％と評価されるようにセットされる。図１〜３から分かる通り、音声の中から引き出された信号を監視すると、その信号が時間全体の９８％属する値は、それが時間全体の３０％属する値よりはるかに大きい。この百分位数評価器ハードウェアの設計については、ここに参考として組み入れた米国特許第４,２０４,２６０号に解説がある。

百分位数評価器４３１〜４３３によって発生させられた百分位数レベル評価信号は、コンパレータ４３５〜４３７に通される。コンパレータ４３５が、９８番目の百分位数の評価値を、マップ４１１に保存されたチャネル１に関する最高快適レベルと比較する。同様に、コンパレータ４３６及び４３７がそれぞれ、７０番目、３０番目の百分位数の評価値を、マップ４１１に保存された所定の最適可聴レベル、閾値レベルと比較する。比較の結果は利得調整ユニット４３９に送られる。利得調整ユニット４３９は、代表的には、下記のロジックに従って増幅器４０５の利得を制御するプログラマブルロジックアレイとして実現させられる。９８番目の百分位数の評価値が最高快適レベルを超える場合、利得は徐々に減少することになる。そうでなければ、７０番目の百分位数の評価値が最適可聴レベルより低い場合、利得は、それがマップ４１１に保存された対応するMAＸGAINレベルに等しくなるまで、又は９８番目の百分位数の評価値が最高快適レベルに達するまで、徐々に増大することになる。そうでなければ、３０番目の百分位数の評価値が閾値レベルより高い場合、利得は、徐々に下降することになる。利得制御ユニット４０５の上昇と下降の速度は、代表的には毎秒３〜１０ｄＢである。適用される利得のレベルは、利得調整セクション４３９から利得調整エレメント４０５に伝送され、信号の大きさはそれに応じて調整される。

上の説明は、本発明の専用ハードウェアの一実施態様について述べたものであるが、先に述べた通り、これは、図４に示す通りのプログラム式ディジタル信号プロセッサ集積回路によって本発明を実現させるのに最も便利であると思われる。

次に図５について説明すると、ここに示すのは、図４のＥＰＲＯＭ １９に保存されたプログラムによって実行される手順段階のブロック図である。

ボックス５０３において、マイクロプロセッサ１７が、ＡＤＣ １５のディジタル出力信号に基づいて高速フーリエ変換を実行する。高速フーリエ変換により、ボックス５０５において、揮発性メモリに保存されたＮ個の大きさ成分とＮ個の位相成分からなる入力スペクトルを生成する。代表的には、Ｎは６４又は１２８に値を取る。ボックス５０７において、Ｎ個の大きさ成分の各々に対応するＮ個の利得値の１つを乗じる。ボックス５０７において実行されたこの乗算の結果は、ボックス５０９において揮発性メモリに保存される。

ボックス５１５において、周波数成分の大きさ分布の時間全体にわたっての３０番目、７０番目及び９８番目のＮ個の百分位数の一つ一つを、対応する出力スペクトルのＮ個の大きさ評価値の一つと比較する。評価値は、後に図６を参照して述べる通り、比較結果に基づいて調整される。

ボックス５１７において、百分位数評価値を特定の聴覚応答の特性値と比較し、比較結果に基づいて各周波数の利得値を、後に図７を参照して述べる通りに調整する。

ボックス５１１において、Ｎ個の周波数成分の各々の大きさを、その特定の周波数成分に関する所定の最大出力レベル（ＭＰＯ）と比較する。ある周波数成分の大きさが所与の周波数におけるＭＰＯより大きいと判定した時は、それをＭＰＯに等しいレベルに設定する。この操作は、ある一定の周波数の高速過渡信号の値がその周波数におけるＬＤＬより高くなるのを阻止できるように、それも、他の周波数の信号に影響することなく阻止できるように設計する。ＭＰＯ値は、ADRO補聴器の装着の間に、聴き手個々人の聴覚応答に適合するように設定する。使用されるＭＰＯ値は、同じく補聴器装着の間に予め定められるＬＤＬ値と、通常、同等であるが、必ずしも両方の値が同じである必要はない。

ボックス５１３において、高速フーリエ逆変換を、Ｎ個の大きさ成分とＮ個の位相成分に基づいて実行し、それで、後続のディジタル／アナログ変換器２１による処理に向けてディジタル時間ドメイン信号を再構築する。

次に図６を参照して説明すると、図６では、図５のボックス５１５を実行するのに必要な手順段階のフローチャートの詳細を示している。

フローチャートの手順段階を説明する前に、図６及び７の中に現れる下記変数について定義する。
ＴＬ[]：Ｎ個の閾値レベルの値を保持するための１次元配列。
ＭＣＬ[]：Ｎ個の最高快適レベルの値を保持するための１次元配列。ＭＣＬは普通、各周波数においてＬＤＬよりわずかに低い値に設定される。
ＯＰＴ[]：Ｎ個の最大可聴レベルの値を保持するための１次元配列。ＯＰＴは、代表的には、各周波数においてＴＬ[ｎ]とＭＣＬ[ｎ]の中間の値に設定される。
Ｘ３０[]：Ｎ個の相異なる周波数成分各々に係るの大きさ分布の３０番目の百分位数の評価値を表すための１次元配列。
Ｘ７０[]：Ｎ個の周波数成分各々に係るの大きさ分布の７０番目の百分位数の評価値を表すための１次元配列。
Ｘ９８[]：Ｎ個の周波数成分各々に係る大きさ分布の９８番目の百分位数の評価値を表すための１次元配列。
Gain[]：Ｎ個の利得値を、Ｎ個の周波数成分各々について１つずつ保持するための１次元配列。
GainUp：Gain[]で保存された値をステップで増大させ、そのステップの大きさを保持するための変数。
GainDown：Gain[]で保存された値をステップで減少させ、そのステップの大きさを保持するための変数。
ｎ：Ｎ個の周波数成分のうち、特定の１つを割り出すためのカウンタ変数。
EstUp３０：Ｘ３０[]の値をステップで増大させ、そのステップの大きさを保持するための変数。
EstDown３０：Ｘ３０[]の値をステップで減少させ、そのステップの大きさを保持するための変数。
EstUp７０、EstDown７０、EstUp９８、EstDown９８：上記に対応する、７０番目及び９８番目の百分位数の評価値に関する変数。
OutSpec[]：図５のボックス５０９の出力スペクトルにおけるＮ個の周波数成分の大きさを保持するための１次元配列。

図６に戻ると、ボックス６０３においてカウンタ変数ｎを１に設定する。ボックス６１１において、周波数ｎにおける出力スペクトルの大きさを、周波数ｎにおける大きさ分布の３０番目の百分位数の評価値と比較する。出力スペクトルの大きさが３０番目の百分位数の評価値に等しいか、それより大きければ、評価値は、ボックス６１３においてEstUp３０の数量だけ増大させられる。そうでなければ、評価値は、ボックス６１５においてEstDown３０の数量だけ減少させられる。この増減のステップの比、EstUp対EstDownはｉ/（１００−ｉ）に等しい。ここで、ｉは所要の百分位数である。従って、９８番目の百分位数（すなわちｉ＝９８）については、EstUpのステップがEstDownのステップの４９倍ということになる。

７０番目の百分位数（すなわちｉ＝７０）については、EstUp対EstDownのステップ比は７：３である。３０番目の百分位数（すなわちｉ＝３０）については、EstUp対EstDownのステップ比は３：７である。図５のプロセス全体を繰り返した後、百分位数の評価値は妥当な値で安定することになる。

例えば９８番目の百分位数については、時間の２％で現れる大きい上向きのステップは、これの１/４９と小さいが、４９倍もの高い頻度で現れる下向きのステップによって釣り合わされることになる。TotalStepSize（EstUp＋EstDownに等しい）を変えることによって、評価値の最大適合量を制御することができる。ボックス６１７〜６２７は、振幅分布の７０番目と９８番目の百分位数を３０番目の百分位数に相似の仕方で評価するのに使用される。周波数カウンタは、ボックス６２９において増分される。周波数ごとの百分位数評価値が更新された時、ボックス６３１が制御信号を主プロセスに戻す。

次に図７について説明すると、ここに示すのは、各周波数について利得を調整する段階である。図６に示す通り、変数ｎは、周波数を一つ時に１つ処理するのに使用される。９８番目の百分位数の評価値が所与の周波数における最高快適レベルより大きい場合、所与の周波数における利得は、ボックス７０７においてGainDownのステップ１つ分減少させられる。ボックス７０９において、現在の周波数成分の百分位数評価値を、その周波数成分の最適可聴レベルと比較する。現在の周波数成分について７０番目の百分位数がＯＰＴ値より小さい場合、所与の周波数における利得は、ボックス７１３においてGainUpのステップ１つ分増大させられる。あるいは、ボックス７０５及び７０９の両方におけるテストの結果がマイナスである場合、制御信号は決定ボックス７１１に向かう。３０番目の百分位数の評価値が最適可聴レベルの値を超える場合、制御信号はボックス７０７に流れ、そこで、当該周波数における利得がGainDownのステップ１つ分減少させられる。ボックス７１５では、現在の周波数成分の利得値がフィードバックを生じさせそうになるほど高いかどうか見るため、その値をテストする。ボックス７１５におけるテストの結果がプラスである場合、現在の周波数に関する利得値は、ボックス７１７においてフィードバックを生じさせない最高値に設定される。すると、制御信号はボックス７１９に流れ、そこで、周波数カウンタｎは増分される。制御信号はそれからボックス７２１に流れ、そこで、プロセス全体が次の周波数成分に応答して繰り返される。

注目されるのは、上の手順によって利得値を入力スペクトルの実際値に関係なく調整できることである。結果として、マイクロホン１１は、任意周波数応答のマイクロホン、誘導ループ、RFマイクロホンと取り替えことも、電話又は他の電子機器に直結することもでき、しかも、ＬＤＬレベル、閾値レベルなど、聴き手の聴覚に関する補聴器操作パラメータの再調整を必要としない。

その上、本発明が出力スペクトルの成分のダイナミックレンジを入力スペクトルのそれとの相関において縮小するのに役立つことも理解されよう。例えば入力音響信号は、代表的には１００ｄＢのレンジ全体にわたって変化し得るが、どのように変化した場合でも、入力スペクトルに応答する百分位数評価器をディジタル方式で実現させるためには１９ビット演算が必要とされよう。対照的に、重度聴覚障害者に適した出力信号は約５０ｄＢのレンジにわたって変化するだけであるので、有利なことに、本発明の配置において百分位数評価器を実現させるのに１０ビット演算しか必要とされない。

一般にマイクロホン交換時に調整しなければならないパラメータの１つが、MAXGAIN[]配列で保存された値のセットである。その理由は、利得が入力信号と出力信号との差に左右され、出力信号側で単純でないことにある。誘導ループや電話コイルの場合のように、入力マイクロホンが音響的に出力からうまく隔絶されているところでは、フィードバックの問題が起こりそうにない。

上の説明では、本発明の限られた数の実施態様について述べるに留めたが、バリエーションが可能であることは十分理解されよう。例えば、さまざまなプロセス段階で作られた出力スペクトル、ディジタル出力信号又は対応するアナログ出力信号などは、直接、人工内耳プロセッサ又はディジタルサウンドプロセッサに通すことができよう。どのケースにおいても、本発明は、さらなる信号プロセッサのフロントエンドとして役立つことになろう。本発明はまた、ハム、ホイッスルなどの大きい背景騒音の存在下で人間の普通の会話を聴き取るのを助ける目的で補聴器の耳当てに適用することもできる。そのような騒音は静止音と呼ばれ、ダイナミックレンジが狭いので、そのLow、Mid、High各百分位数が互いに接近している。Low百分位数は、上に述べた本発明の実施態様では、閾値より低いレベルに抑えられている。従って、背景騒音は低いレベルに減少させられる。背景騒音が、例えばホイッスルのように周波数範囲も狭い場合、本発明による装置は、その騒音が出力信号から除去される一方、他の（ダイナミック）スペクトルがほとんど影響を受けないまま保持されるようにセットすることができる。

電話や無線通信システムもまた、補聴器使用者が必要とするのと同程度の最大可聴レベルと最大出力レベルが確保できることを要求する。本発明は、処理パラメータを適正値に設定することによってかかる要求を確実に満たすのに使用することができる。この場合、閾値パラメータ及びＬＤＬパラメータは、聴覚の正常な聴き手を対象として決定することになり、聴き手個々人に合わせて調整する必要はなかろう。本発明はまた、信号をさらなる分析に先立って、例えば自動音声認識システムで最適化するのに使用することもできる。

従って、特許請求の範囲における各請求項は幅広く構築すべきものであり、上述した好適実施態様だけに制限されるものではない。

図１は、補聴器を使用しない重度聴覚障害者にとっての仮定の閾値と音の大きさの不快レベルを含む振幅の大きさ対周波数のグラフを示す。陰影を付けた領域は、背景騒音の小さい空間における音声信号の仮定の振幅分布を表す。 図２は、図１と類似のグラフで、音声信号が線形利得型補聴器によって増幅されたケースを示す。 図３は、図１及び図２と類似のグラフで、音声信号が本発明に従って処理されたケースを示す。 図４は、本発明に従って構成された補聴器の概略を示す。 図４Ａは、本発明に従って構成された補聴器の専用ハードウェアの概略を示す。 図４Ｂは、図４Ｂに示された装置の一部分を拡大した細部の概略を示す。 図５は、図４に示された補聴器の操作方法のブロック図である。 図６は、図５のボックス５１５で実行される手順の詳細ブロック図である。 図７は、図５のボックス５１７で実行される手順の詳細ブロック図である。

Claims (20)

1. 補聴システムに用いる周囲音響信号を処理する装置において、
   ａ）前記補聴システムで取得された前記周囲音響信号について分析した複数の分析信号を発生させる周波数分析手段と、
   ｂ）前記周波数分析手段から出力された前記複数の分析信号の各々について該分析信号の大きさを調整し、複数の大きさ調整された分析信号を生成する大きさ調整手段と、
   ｃ）前記複数の大きさ調整された分析信号に基づいて、１期間における該分析信号の各々に係る振幅分布の特性値を求める分布評価手段と、
   ｄ）前記分布評価手段に結合され、求められた前記特性値を複数の聴覚応答パラメータと比較する比較手段と、を含み、
   前記比較手段の比較結果に基づいて前記大きさ調整手段が制御されることを特徴とする前記装置。
2. 前記大きさ調整手段、前記分布評価手段及び前記比較手段は、メモリ記憶手段に結合されたプログラム式マイクロプロセッサによって実現させられることを特徴とする請求項１に記載の前記装置。
3. さらなる信号プロセッサのフロントエンドとして組み込まれることを特徴とする請求項１又は２に記載の前記装置。
4. 出力スペクトルを聴き手に対して表出できる音響信号に変換する信号変換手段をさらに包含することを特徴とする請求項１又は２に記載の前記装置。
5. 聴覚応答パラメータが前記メモリに保存され、前記複数の周波数成分の各々について最高快適レベル、最適可聴レベル及び閾値レベルを包含することを特徴とする請求項２に記載の前記装置。
6. マイクロプロセッサが、１期間にわたって前記複数の調整された周波数成分の各々の大きさの分布を表す分布値を計算し、メモリに保存するようにプログラムされることを特徴とする請求項２又は５に記載の前記装置。
7. 前記マイクロプロセッサが、１期間にわたって前記複数の調整された周波数成分各々の大きさのほぼ３０番目、７０番目、９８番目の百分位数である分布値を求め、メモリに保存するようにプログラムされることを特徴とする請求項６に記載の前記装置。
8. 前記大きさ調整された分析信号に応答し、前記信号の各々の出力を、対応する複数の所定値より低い値に制限するように配置された制限手段をさらに包含することを特徴とする請求項１に記載の前記装置。
9. 補聴システムに用いる周囲音響信号を処理する方法において、
   ａ）前記補聴システムで取得された前記周囲音響信号に基づいて周波数分析を実行し、複数の分析信号を発生させる段階と、
   ｂ）前記複数の分析信号の各々に、該分析信号毎に対応して設定された利得値を掛け、複数の大きさ調整された分析信号を生成する段階と、
   ｃ）１期間にわたって前記複数の大きさ調整された分析信号の各々に係る振幅分布の特性値を求める段階と、
   ｄ）求めた前記振幅分布の特性値と複数の聴覚応答パラメータとの比較結果に基づいて前記利得値を設定する段階と、
   を包含することを特徴とする前記方法。
10. 前記複数の聴覚応答のパラメータが最高快適レベル、最適可聴レベル及び閾値レベルを包含することを特徴とする請求項９に記載の前記方法。
11. 前記分布値が、１期間にわたる前記複数の大きさ調整された分析信号各々の大きさ分布を表す統計値からなることを特徴とする請求項９又は１０に記載の前記方法。
12. 前記分布値が、１期間にわたる前記複数の大きさ調整された分析信号各々の大きさ分布のｉ番目の百分位数の値を包含することを特徴とする請求項１１に記載の前記方法。
13. 求められた分布値が、ほぼ３０番目、７０番目、９８番目の百分位数であるｉ番目の百分位数の値であることを特徴とする請求項１２に記載の前記方法。
14. 前記段階ｃ）において、前記分布値の決定には、大きさ調整された分析信号の大きさを前記ｉ番目の百分位数の値の１つである分布値と比較する段階が包含され、前記分布値が、この比較の結果に応じて第１のステップ幅１つ分だけ減少させられ、又は第２のステップ幅１つ分だけ増大させられることを特徴とする請求項１３に記載の前記方法。
15. 第１のステップ幅と第２のステップ幅との比が、ｉ／（１００−ｉ）に等しいことを特徴とする請求項１４に記載の前記方法。
16. ｅ）複数の大きさ調整された分析信号の各々の値が対応する所定の最大出力レベルより小さくなるようにする段階とをさらに包含することを特徴とする請求項９乃至１５のいずれか一項に記載の前記方法。
17. 前記周波数分析が前記周囲信号へのフーリエ変換を適用することからなることを特徴とする請求項９乃至１６のいずれか一項に記載の前記方法。
18. ディジタル時間ドメイン信号を生成するために、前記複数の調整された周波数成分に対して高速フーリエ逆変換を実行する段階と、前記ディジタル時間ドメイン信号をアナログ信号に変換する段階とをさらに包含することを特徴とする請求項１７に記載の前記方法。
19. 請求項１ないし８のいずれか一項に記載の装置を備える、複数のチャネルを有する多重チャネル補聴器において、
    各々、前記複数のチャネルの対応する１つに結合させられた複数のハードリミッタを包含し、
    各リミッタが、前記対応するチャネルの信号が対応する所定のレベルを超えることを阻止するように配置された多重チャネル補聴器。
20. 前記ハードリミッタが各々０．１ミリ秒の範囲内で作動できるように配置されることを特徴とする請求項１９に記載の多重チャネル補聴器。

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