JP4997984B2

JP4997984B2 - Synchronous rectification type DC-DC converter.

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Publication number: JP4997984B2
Application number: JP2007007550A
Authority: JP
Inventors: 英人諸見里
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2007-01-17
Filing date: 2007-01-17
Publication date: 2012-08-15
Anticipated expiration: 2027-01-17
Also published as: JP2008178177A

Description

この発明は、トランスの１次巻線に主スイッチ素子を接続し、トランスの２次巻線に整流スイッチ素子と転流スイッチ素子とを備えてなる同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。 The present invention relates to a synchronous rectification type DC-DC converter in which a main switch element is connected to a primary winding of a transformer, and a rectification switch element and a commutation switch element are provided in a secondary winding of the transformer.

従来の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を図１に、その各部の電圧波形を図２にそれぞれ示す。 FIG. 1 shows a circuit example of a conventional synchronous rectification type DC-DC converter, and FIG. 2 shows voltage waveforms of respective parts.

従来の一般的な同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に主スイッチ素子Ｑ１を直列に接続し、この直列回路に入力端子（＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎ）から入力される電圧を印加するように構成し、入力端子（＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎ）の間にノイズフィルタとしてのコンデンサＣ１を接続している。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に、主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフに同期してオン・オフする整流スイッチ素子Ｑ２およびＱ１のオン・オフに同期してオフ・オンする転流スイッチ素子Ｑ３、チョークコイルＬ１および平滑コンデンサＣ２を含む同期整流回路を接続している。また、この例ではトランスＴ１の２次巻線Ｎ２の一端と転流スイッチ素子Ｑ３のゲートとの間にダイオードＤ２を接続し、Ｑ３のゲート−ソース間に制御スイッチ素子Ｑ４を接続している。同期整流器駆動回路２３は主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフに同期して整流スイッチ素子Ｑ２および制御スイッチ素子Ｑ４を駆動する。 In a conventional general synchronous rectification type DC-DC converter, a main switch element Q1 is connected in series to a primary winding N1 of a transformer T1, and a voltage inputted from an input terminal (+ Vin · −Vin) to this series circuit. The capacitor C1 as a noise filter is connected between the input terminals (+ Vin · −Vin). A rectifying switch element Q2 that is turned on / off in synchronization with the on / off of the main switch element Q1 and a commutation switch element Q3 that is turned on / off in synchronization with the on / off of Q1 are connected to the secondary winding N2 of the transformer T1. A synchronous rectifier circuit including a choke coil L1 and a smoothing capacitor C2 is connected. In this example, a diode D2 is connected between one end of the secondary winding N2 of the transformer T1 and the gate of the commutation switch element Q3, and a control switch element Q4 is connected between the gate and source of Q3. The synchronous rectifier drive circuit 23 drives the rectifier switch element Q2 and the control switch element Q4 in synchronization with the on / off of the main switch element Q1.

また、パルス信号発生回路２１はパルストランスＴ２の１次巻線を介して主スイッチ素子Ｑ１のゲートに対して駆動パルスを与える。パルス信号再生回路２２はパルストランスＴ２の２次巻線に発生する信号から、Ｑ１のゲートに与えられるパルス信号を再生して同期整流器駆動回路２３へ与える。なお、パルストランスＴ２の１次巻線にはリセットダイオードＤ１を接続していて、パルストランスＴ２の２次巻線に、Ｑ１のオンの立ち上がりタイミングにのみパルスが発生するように構成している。 The pulse signal generation circuit 21 gives a drive pulse to the gate of the main switch element Q1 through the primary winding of the pulse transformer T2. The pulse signal regeneration circuit 22 regenerates the pulse signal applied to the gate of Q1 from the signal generated in the secondary winding of the pulse transformer T2 and supplies it to the synchronous rectifier drive circuit 23. A reset diode D1 is connected to the primary winding of the pulse transformer T2, and a pulse is generated in the secondary winding of the pulse transformer T2 only at the rise timing of ON of Q1.

パルス信号発生回路２１は、出力端子（＋Ｖｏｕｔ・−Ｖｏｕｔ）間に接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる分圧回路の出力電圧を検出して、出力電圧が所定値を保つように主スイッチ素子Ｑ１のゲートに与えるパルス信号のオンデューティ比を制御する。 The pulse signal generation circuit 21 detects the output voltage of the voltage dividing circuit composed of the resistors R3 and R4 connected between the output terminals (+ Vout and −Vout), and maintains the predetermined value of the main switch element Q1. Controls the on-duty ratio of the pulse signal applied to the gate.

図２の（ａ）に示すように、パルス信号発生回路２１から出力されるパルス信号により、Ｑ１のゲート電圧をＴｏｎ期間に所定の正電圧とし、Ｔｏｆｆ期間を０Ｖとする制御を繰り返す。Ｔｏｎの開始時に同期整流器駆動回路２３はＱ４のゲート・ソース間に図２の（ｃ）に示すパルス信号を出力するので、Ｑ４はオンしてＱ３のゲート・ソース間の充電電荷を放電し、Ｑ３をオフする。 As shown in FIG. 2A, the control of setting the gate voltage of Q1 to a predetermined positive voltage in the Ton period and setting the Toff period to 0 V is repeated by the pulse signal output from the pulse signal generation circuit 21. At the start of Ton, the synchronous rectifier drive circuit 23 outputs the pulse signal shown in FIG. 2 (c) between the gate and source of Q4. Therefore, Q4 is turned on to discharge the charge between the gate and source of Q3, Turn off Q3.

Ｔ１のタイミングでＱ１のゲート電圧が０となってＱ１がオフすると、トランスの２次巻線Ｎ２に発生する逆方向の電圧によってダイオードＤ２が順方向となり、Ｑ３のゲートに巻線電圧が印加される。これによりＱ３はオンする。 When the gate voltage of Q1 becomes 0 and Q1 is turned off at the timing of T1, the reverse voltage generated in the secondary winding N2 of the transformer makes the diode D2 forward, and the winding voltage is applied to the gate of Q3. The As a result, Q3 is turned on.

以上の動作を繰り返すことによって出力端子（＋Ｖｏｕｔ・−Ｖｏｕｔ）には所定の直流電圧が出力される。 By repeating the above operation, a predetermined DC voltage is output to the output terminal (+ Vout · −Vout).

このような同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路自体が動作を停止している時（駆動していない時）、転流スイッチ素子Ｑ３はゲート・ソース間の寄生容量に電荷が溜まったままとなっていてＱ３はオン状態を保つ。すなわちコンバータ自体が動作していない時、制御スイッチ素子Ｑ４はオフ状態であるので、図２においてｔ４以降に示すように、Ｑ２がオフ状態、Ｑ３がオンの状態で止まってしまう。このような状態で出力端子に別のＤＣ−ＤＣコンバータの出力が加わった場合（複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して１つの負荷に電力を供給するような構成である場合）、整流スイッチ素子Ｑ２と転流スイッチ素子Ｑ３とが交互にオン・オフを繰り返す自励発振現象が生じる。また、チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２とで構成される出力フィルタが低インピーダンスでショートされ続けるので、図２の（ｄ）においてＤで示すように出力電圧が低下した後、チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２との共振によって、負電圧が発生するアンダーシュート現象が生じるといった問題があった。 In such a synchronous rectification type DC-DC converter, when the operation of the DC-DC converter circuit itself is stopped (when it is not driven), the commutation switch element Q3 charges the parasitic capacitance between the gate and the source. Q3 remains on and Q3 remains on. That is, when the converter itself is not operating, the control switch element Q4 is in an off state, and therefore, as shown after t4 in FIG. 2, it stops in a state where Q2 is off and Q3 is on. When the output of another DC-DC converter is applied to the output terminal in such a state (when the configuration is such that a plurality of DC-DC converters are connected in parallel to supply power to one load), the rectifying switch A self-excited oscillation phenomenon occurs in which the element Q2 and the commutation switch element Q3 are alternately turned on and off. Further, since the output filter composed of the choke coil L1 and the smoothing capacitor C2 continues to be short-circuited with low impedance, the choke coil L1 and the smoothing capacitor are reduced after the output voltage is lowered as indicated by D in FIG. There is a problem that an undershoot phenomenon in which a negative voltage is generated due to resonance with C2.

そこで、例えば特許文献１ではダイオードＤ２に対して並列に抵抗を接続して、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間の電荷を引き抜くように構成されている。
特許３３７３１９４号公報 Therefore, for example, in Patent Document 1, a resistor is connected in parallel to the diode D2, and the gate-source charge of the commutation switch element Q3 is extracted.
Japanese Patent No. 3373194

ところが特許文献１に示されているような、転流スイッチ素子のゲート・ソース間の寄生容量に充電されている電荷を抵抗によって引き抜く構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力容量が大きくなると、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間容量に充電される電荷も大きくなり、短時間でその電荷を放電させるためには放電用抵抗の値を小さくする必要がある。しかしその結果、放電用抵抗での電力消費が大きくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が低下するという問題および電力容量の大きな抵抗を用いなければならずコストが嵩むという問題が生じる。さらに上記放電用抵抗を設けると、常に放電が生じるので、コンバータの入力電圧範囲が広い場合に転流スイッチ素子Ｑ３のゲート電圧が一定電圧とはならず、効率が低下する。 However, in the configuration in which the charge charged in the parasitic capacitance between the gate and the source of the commutation switch element as shown in Patent Document 1 is extracted by a resistor, when the power capacity of the DC-DC converter increases, The charge charged in the gate-source capacitance of the switch element Q3 also increases. In order to discharge the charge in a short time, it is necessary to reduce the value of the discharge resistor. However, as a result, power consumption at the discharge resistor increases, and there arises a problem that the power conversion efficiency of the DC-DC converter is lowered and a resistor having a large power capacity must be used, resulting in an increase in cost. Further, if the discharging resistor is provided, the discharge always occurs, and therefore, when the input voltage range of the converter is wide, the gate voltage of the commutation switch element Q3 does not become a constant voltage, and the efficiency is lowered.

そこで、この発明の目的は、前述のコンバータ動作停止時の問題を解消して、電力変換効率が高く且つ低コストに構成できる同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a synchronous rectification type DC-DC converter which can solve the above-mentioned problem when the converter operation is stopped and can be configured with high power conversion efficiency and low cost.

この発明の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように構成する。
（１）トランス（Ｔ１）と、該トランス（Ｔ１）の１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、前記トランス（Ｔ１）の２次巻線に対して直列に接続されたチョークコイル（Ｌ１）と、出力部に対して並列接続された平滑コンデンサ（Ｃ２）と、前記トランス（Ｔ１）の２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン・オフに同期してオン・オフするＦＥＴからなる第１のスイッチ素子（Ｑ２）と、前記出力部に対して並列接続され、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期してオフ・オンすることで、前記チョークコイル（Ｌ１）の励磁エネルギの放出経路を形成するＦＥＴからなる第２のスイッチ素子（Ｑ３）と、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチング制御を行うパルス信号発生回路（２１）と、を備えた同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２のスイッチ素子（Ｑ３）のゲート端子とソース端子との間の導通をオン・オフする第３のスイッチ素子（Ｑ５）と、前記第２のスイッチ素子（Ｑ３）のゲート端子とソース端子との間に、前記第２のスイッチ素子（Ｑ３）のゲート端子とソース端子との間の電圧で充電され、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオンにより放電される時定数回路（３０）を設け、前記第３のスイッチ素子（Ｑ５）の制御端子に前記時定数回路を接続したことを特徴としている。
The synchronous rectification type DC-DC converter of the present invention is configured as follows.
(1) A transformer (T1), a main switch element (Q1) connected in series to the primary winding of the transformer (T1), and a secondary winding of the transformer (T1) connected in series The choke coil (L1), the smoothing capacitor (C2) connected in parallel to the output unit, and the secondary winding of the transformer (T1) are connected in series to turn on the main switch element (Q1). A first switch element (Q2) composed of an FET that is turned on / off in synchronization with the off state and connected in parallel to the output unit, and turned off / on in synchronization with the on / off state of the main switch element. A second switch element (Q3) made of an FET that forms a discharge path of the excitation energy of the choke coil (L1), and a pulse signal generation circuit (21) that performs switching control of the main switch element (Q1). In a synchronous rectification type DC-DC converter with,
A third switch element (Q5) for turning on / off the conduction between the gate terminal and the source terminal of the second switch element (Q3); and the gate terminal and the source terminal of the second switch element (Q3). Is provided with a time constant circuit (30) charged with a voltage between the gate terminal and the source terminal of the second switch element (Q3) and discharged when the main switch element (Q1) is turned on. The time constant circuit is connected to the control terminal of the third switch element (Q5).

（２）前記第３のスイッチ素子（Ｑ５）はバイポーラトランジスタとする。
（３）前記時定数回路（３０）は第１の抵抗（Ｒ１）と第２の抵抗（Ｒ２）と第１のコンデンサ（Ｃ３）との直列回路から構成する。 (2) The third switch element (Q5) is a bipolar transistor.
(3) The time constant circuit (30) comprises a series circuit of a first resistor (R1), a second resistor (R2), and a first capacitor (C3).

（４）前記トランス（Ｔ１）は２次側に補助巻線（Ｎ３）を備え、この補助巻線（Ｎ３）の一端は前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオンタイミングでオンするスイッチ素子（Ｑ４）を介して前記第２のスイッチ素子（Ｑ３）のソース端子に接続され、他端は前記第２のスイッチ素子（Ｑ３）のゲート端子に高周波的に接続され、且つ前記第２の抵抗（Ｒ２）と前記第１のコンデンサ（Ｃ３）との接続点に逆流防止ダイオード（Ｄ３）を介して接続されたものとする。 (4) The transformer (T1) includes an auxiliary winding (N3) on the secondary side, and one end of the auxiliary winding (N3) is turned on at the on timing of the main switch element (Q1). And the other end of the second switch element (Q3) is connected to the gate terminal of the second switch element (Q3) at a high frequency, and the second resistor (R2) is connected to the gate terminal of the second switch element (Q3). And a connection point between the first capacitor (C3) and the first capacitor (C3) through a backflow prevention diode (D3).

（５）前記トランス（Ｔ１）は２次側に補助巻線（Ｎ３）を備え、前記補助巻線（Ｎ３）の起電圧を整流平滑して補助電源用直流電圧を得る補助電源用整流平滑回路（３４）を設け、前記補助巻線（Ｎ３）の一端は前記第２のスイッチ素子（Ｑ３）のソース端子に接続され、他端は前記補助電源用整流平滑回路（３４）の前段において、前記第２の抵抗（Ｒ２）と前記第１のコンデンサ（Ｃ３）との接続点に逆流防止ダイオード（Ｄ３）を介して接続されたものとする。 (5) The transformer (T1) includes an auxiliary winding (N3) on the secondary side, and rectifies and smoothes the electromotive voltage of the auxiliary winding (N3) to obtain a DC voltage for auxiliary power. (34), one end of the auxiliary winding (N3) is connected to the source terminal of the second switch element (Q3), and the other end is connected to the rectifying and smoothing circuit (34) for the auxiliary power source in the previous stage. It is assumed that a connection point between the second resistor (R2) and the first capacitor (C3) is connected via a backflow prevention diode (D3).

この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）オンによって転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間の充電電荷を放電する制御スイッチ素子Ｑ５が転流スイッチ素子Ｑ３のゲートとソースに両端が接続された経路中に設けられて、時定数回路３０が転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間に対する駆動電圧を受けて転流スイッチ素子Ｑ３のオンタイミングから一定時間経過後に制御スイッチ素子Ｑ５をオンするので、コンバータの動作が停止した後、上記時定数回路３０および制御スイッチ素子Ｑ５の作用により転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間の充電電荷（以下、ゲート電荷という。）が強制放電されて転流スイッチ素子Ｑ３をオフ状態に保つので、従来の自励発振動作の問題や出力端子に現れるアンダーシュートの問題が解消できる。 According to the present invention, the following effects can be obtained.
(1) A control switch element Q5 that discharges the charge between the gate and the source of the commutation switch element Q3 when it is turned on is provided in a path having both ends connected to the gate and source of the commutation switch element Q3, and has a time constant. Since the circuit 30 receives the driving voltage between the gate and the source of the commutation switch element Q3 and turns on the control switch element Q5 after a predetermined time has elapsed from the on timing of the commutation switch element Q3, after the operation of the converter is stopped, The charge of the commutation switch element Q3 between the gate and the source (hereinafter referred to as gate charge) is forcibly discharged by the action of the time constant circuit 30 and the control switch element Q5, and the commutation switch element Q3 is kept in the OFF state. The problem of the conventional self-oscillation operation and the problem of undershoot appearing at the output terminal can be solved.

（２）前記第３のスイッチ素子Ｑ５を仮にＦＥＴとすると、ＦＥＴの帰還容量によりＦＥＴのゲート電圧が変動し、誤動作によってオンする現象が生じるが、バイポーラトランジスタとすることによって、その問題が避けられる。 (2) If the third switch element Q5 is an FET, the FET gate voltage fluctuates due to the feedback capacitance of the FET and a phenomenon of turning on due to a malfunction occurs. However, the problem can be avoided by using a bipolar transistor. .

（３）前記時定数回路３０は第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２と第１のコンデンサＣ３との直列回路から構成したことにより、コンバータを停止した場合に、前記時定数回路３０の時定数を、主スイッチ素子Ｑ１のオンと同時にオン動作を行うスイッチ素子Ｑ４のオフ期間よりも若干長めに設定することができ、前記コンバータ動作が停止した場合でも、速やかに第２のスイッチ素子Ｑ３をオフさせることができる。 (3) Since the time constant circuit 30 is composed of a series circuit of the first resistor R1, the second resistor R2, and the first capacitor C3, when the converter is stopped, the time constant circuit 30 The constant can be set slightly longer than the OFF period of the switch element Q4 that performs the ON operation simultaneously with the ON of the main switch element Q1, and even if the converter operation stops, the second switch element Q3 can be quickly turned on. Can be turned off.

（４）前記トランスＴ１は２次側に補助巻線Ｎ３を備え、この補助巻線Ｎ３の一端は前記主スイッチ素子Ｑ１のオンタイミングでオンするスイッチ素子Ｑ４を介して前記第２のスイッチ素子Ｑ３のソース端子に接続され、他端は前記第２のスイッチ素子Ｑ３のゲート端子に高周波的に（すなわち直接またはパルス信号を伝搬するコンデンサＣ４等を介して）接続され、且つ前記第２の抵抗Ｒ２と前記第１のコンデンサＣ３との接続点に逆流防止ダイオードＤ３を介して接続されたものとすることによって、主スイッチ素子Ｑ１のオン時に補助巻線Ｎ３に発生する電圧を時定数回路３０のコンデンサＣ３に対して逆極性の電圧を印加する。この電圧はＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧にほぼ比例した補助巻線の起電圧であるので、時定数回路はこの逆極性に充電された電圧から充電を開始することになり、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する入力電圧の変動があっても第２のスイッチ素子Ｑ３のターンオフタイミングをほぼ一定に保つことができる。 (4) The transformer T1 includes an auxiliary winding N3 on the secondary side, and one end of the auxiliary winding N3 is connected to the second switch element Q3 via a switch element Q4 that is turned on when the main switch element Q1 is turned on. The other end of the second switch element Q3 is connected to the gate terminal of the second switch element Q3 in high frequency (that is, directly or via a capacitor C4 that propagates a pulse signal), and the second resistor R2 is connected. And the first capacitor C3 are connected via a backflow prevention diode D3 to the voltage generated in the auxiliary winding N3 when the main switch element Q1 is turned on. A reverse polarity voltage is applied to C3. Since this voltage is an electromotive voltage of the auxiliary winding which is substantially proportional to the input voltage of the DC-DC converter, the time constant circuit starts charging from the voltage charged in the opposite polarity, and the voltage to the DC-DC converter is Even when the input voltage varies, the turn-off timing of the second switch element Q3 can be kept substantially constant.

（５）前記トランスＴ１は２次側に補助巻線Ｎ３を備え、前記補助巻線Ｎ３の起電圧を整流平滑して補助電源用直流電圧を得る補助電源用整流平滑回路３４を設け、前記補助巻線Ｎ３の一端は前記第２のスイッチ素子Ｑ３のソース端子に接続され、他端は前記補助電源用整流平滑回路３４の前段において、前記第２の抵抗Ｒ２と前記第１のコンデンサＣ３との接続点に逆流防止ダイオードＤ３を介して接続されたものとすることによって、上述の場合と同様に、時定数回路３０のコンデンサＣ３に対して逆極性の電圧が充電され、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する入力電圧の変動があっても転流スイッチ素子Ｑ３のターンオフタイミングをほぼ一定に保つことかできる。 (5) The transformer T1 includes an auxiliary winding N3 on the secondary side, and includes an auxiliary power supply rectifying / smoothing circuit 34 for rectifying and smoothing an electromotive voltage of the auxiliary winding N3 to obtain an auxiliary power supply DC voltage. One end of the winding N3 is connected to the source terminal of the second switch element Q3, and the other end of the winding N3 is connected to the second resistor R2 and the first capacitor C3 before the auxiliary power supply rectifying and smoothing circuit 34. By connecting to the connection point via the backflow prevention diode D3, the reverse polarity voltage is charged to the capacitor C3 of the time constant circuit 30 and the input to the DC-DC converter, as in the above case. Even if the voltage fluctuates, the turn-off timing of the commutation switch element Q3 can be kept substantially constant.

《第１の実施形態》
図３は第１の実施形態に係る同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。また図４はその各部の電圧波形図である。
この同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に主スイッチ素子Ｑ１を直列に接続し、この直列回路に入力端子（＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎ）から入力される電圧を印加するように構成し、入力端子（＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎ）の間にノイズフィルタとしてのコンデンサＣ１を接続している。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に、主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフに同期してオン・オフする整流スイッチ素子（この発明に係る「第１のスイッチ素子」）Ｑ２、およびＱ１のオン・オフに同期してオフ・オンする転流スイッチ素子（この発明に係る「第２のスイッチ素子」）Ｑ３、チョークコイルＬ１および平滑コンデンサＣ２を含む同期整流回路を接続している。また、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の一端と転流スイッチ素子Ｑ３のゲートとの間にダイオードＤ２を接続し、Ｑ３のゲート−ソース間に制御スイッチ素子Ｑ４を接続している。同期整流器駆動回路２３は主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフに同期して整流スイッチ素子Ｑ２および制御スイッチ素子Ｑ４を駆動する。 << First Embodiment >>
FIG. 3 is a circuit diagram of the synchronous rectification type DC-DC converter according to the first embodiment. FIG. 4 is a voltage waveform diagram of each part.
In this synchronous rectification type DC-DC converter, a main switch element Q1 is connected in series to a primary winding N1 of a transformer T1, and a voltage input from an input terminal (+ Vin · −Vin) is applied to the series circuit. The capacitor C1 as a noise filter is connected between the input terminals (+ Vin · −Vin). On the secondary winding N2 of the transformer T1, a rectifying switch element (“first switch element” according to the present invention) Q2 that is turned on / off in synchronization with the on / off of the main switch element Q1, and on / off of Q1 Is connected to a synchronous rectifier circuit including a commutation switch element ("second switch element" according to the present invention) Q3, a choke coil L1, and a smoothing capacitor C2 that are turned off and on in synchronization with each other. A diode D2 is connected between one end of the secondary winding N2 of the transformer T1 and the gate of the commutation switch element Q3, and a control switch element Q4 is connected between the gate and source of Q3. The synchronous rectifier drive circuit 23 drives the rectifier switch element Q2 and the control switch element Q4 in synchronization with the on / off of the main switch element Q1.

図１に示した従来例の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なり、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソースに対して並列に制御スイッチ素子（この発明に係る「第３のスイッチ素子」）Ｑ５を接続し、ダイオードＤ２を介して供給される転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間に対する駆動電圧を受けて、転流スイッチ素子Ｑ３のオンタイミングから制御スイッチ素子Ｑ５がオンするまでの時間を定める時定数回路３０を備えている。この時定数回路３０は、第１の抵抗Ｒ１、第２の抵抗Ｒ２、および第１のコンデンサＣ３からなり、抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる回路に対して並列にダイオードＤ３を設けている。その他の構成は図１に示したものと同様である。 Unlike the conventional synchronous rectification type DC-DC converter shown in FIG. 1, a control switch element ("third switch element" according to the present invention) Q5 is provided in parallel with the gate and source of the commutation switch element Q3. When connecting and receiving a driving voltage between the gate and source of the commutation switch element Q3 supplied via the diode D2, the time from when the commutation switch element Q3 is turned on to when the control switch element Q5 is turned on is determined A constant circuit 30 is provided. The time constant circuit 30 includes a first resistor R1, a second resistor R2, and a first capacitor C3, and a diode D3 is provided in parallel to the circuit including the resistors R1 and R2. Other configurations are the same as those shown in FIG.

図３に示した同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作は次のとおりである。
図４の（ａ）に示すように、パルス信号発生回路２１から出力されるパルス信号により、Ｑ１のゲート電圧をＴｏｎ期間に所定の正電圧とし、Ｔｏｆｆ期間に０Ｖとする制御を繰り返す。Ｔｏｎの開始時に同期整流器駆動回路２３はＱ４のゲート・ソース間に図４の（ｄ）に示すパルス信号を出力するので、Ｑ４はオンしてＱ３のゲート・ソース間の充電電荷を放電し、Ｑ３をオフする。 The operation of the synchronous rectification type DC-DC converter shown in FIG. 3 is as follows.
As shown in FIG. 4A, the control of setting the gate voltage of Q1 to a predetermined positive voltage in the Ton period and 0 V in the Toff period is repeated by the pulse signal output from the pulse signal generation circuit 21. At the start of Ton, the synchronous rectifier drive circuit 23 outputs the pulse signal shown in FIG. 4 (d) between the gate and source of Q4, so Q4 is turned on to discharge the charge between the gate and source of Q3, Turn off Q3.

転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧（以下、単にゲート電圧という。）の印加に伴って、時定数回路３０には抵抗Ｒ１→Ｒ２→コンデンサＣ３の経路で充電電流が流れ、コンデンサＣ３の充電電圧が上昇する（ｔ１〜ｔ２）
このコンデンサＣ３の充電電圧が上昇することによってＱ５のベース・エミッタ間電圧が上昇するが、図４の（ｃ）に示すように、Ｑ５のベース・エミッタオン閾値（以下、単にオン閾値という。）を超えるまでにタイミングｔ２でＱ４がオンしてＱ３のゲート電荷が放電されるのでＱ５がオンに至ることはない。 Along with the application of the gate-source voltage (hereinafter simply referred to as the gate voltage) of the commutation switch element Q3, a charging current flows through the time constant circuit 30 through the path of the resistor R1, R2, and the capacitor C3. Charge voltage rises (t1-t2)
As the charging voltage of the capacitor C3 rises, the base-emitter voltage of Q5 rises. As shown in FIG. 4C, the base-emitter on threshold (hereinafter simply referred to as the on-threshold) of Q5. Q4 is turned on at timing t2 and the gate charge of Q3 is discharged before Q5 is exceeded, so that Q5 does not turn on.

同期整流器駆動回路２３からの信号によりｔ２で制御スイッチ素子Ｑ４のゲート電圧が立ち上がると、Ｃ３→Ｄ３→Ｑ４の経路でコンデンサＣ３の電荷が速やかに放電される。これにより次回のＱ３オン時（ｔ３）からの時定数回路としての充電が正しく行われる。 When the gate voltage of the control switch element Q4 rises at t2 by a signal from the synchronous rectifier drive circuit 23, the charge of the capacitor C3 is quickly discharged through a path of C3 → D3 → Q4. As a result, charging as a time constant circuit is correctly performed from the next time Q3 is on (t3).

図４のタイミングｔ４以降に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作が停止（パルス信号発生回路２１のパルス信号の発生が停止）すると、時定数回路３０のコンデンサＣ３の充電電圧が上昇し、制御スイッチ素子Ｑ５のオン閾値を超えた時（タイミングｔ５で）、制御スイッチ素子Ｑ５がオンして転流スイッチ素子Ｑ３のゲート電荷が放電され始め、Ｑ３のゲート電圧がＱ３のゲートオフ閾値を下回った時（タイミングｔ６で）Ｑ３はターンオフする。 As shown after timing t4 in FIG. 4, when the operation of the DC-DC converter is stopped (the generation of the pulse signal of the pulse signal generation circuit 21 is stopped), the charging voltage of the capacitor C3 of the time constant circuit 30 is increased and the control is performed. When the ON threshold value of the switch element Q5 is exceeded (at timing t5), when the control switch element Q5 is turned ON and the gate charge of the commutation switch element Q3 starts to be discharged, and the gate voltage of Q3 falls below the gate OFF threshold value of Q3 Q3 is turned off (at timing t6).

すなわち、時定数回路３０の時定数は制御スイッチ素子Ｑ４のオフ期間より若干長めに設定しておく。このことにより、通常動作時にはＱ４のターンオンでＱ３がターンオフし、本来Ｑ４がターンオンすべき時間が来てターンオンしなかった場合（＝コンバータ停止状態）に、Ｑ５のターンオンによってＱ３が強制的にターンオフされる。 That is, the time constant of the time constant circuit 30 is set slightly longer than the off period of the control switch element Q4. As a result, when Q4 is turned on in normal operation, Q3 is turned off, and when Q4 is not turned on after the time when Q4 should be turned on (= converter stopped state), Q3 is forcibly turned off by turning on Q5. The

このようにしてコンバータが停止すれば、時定数回路３０の充電開始タイミングであるｔ３から時定数回路３０の時定数および制御スイッチ素子Ｑ５のオン閾値により定まる一定時間Ｔ１が経過した時、転流スイッチ素子Ｑ３が強制的にオフされるので、コンバータの動作停止後もＱ３がオン状態を継続するという状態がなくなり、従来の自励発振の問題および出力端子にアンダーシュートが生じる問題が回避できる。 If the converter is stopped in this manner, the commutation switch is turned on when a certain time T1 determined by the time constant of the time constant circuit 30 and the ON threshold value of the control switch element Q5 has elapsed from t3 which is the charging start timing of the time constant circuit 30. Since element Q3 is forcibly turned off, there is no longer a state in which Q3 continues to be on even after the converter has stopped operating, and the conventional self-excited oscillation problem and the problem of undershooting at the output terminal can be avoided.

《第２の実施形態》
図５は第２の実施形態に係る同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。また図６はその各部の電圧波形図である。
第１の実施形態と異なり、トランスＴ１に補助巻線（３次巻線）Ｎ３を備えていて、さらに補助巻線電圧印加回路３１、逆充電回路３２を設けている。 << Second Embodiment >>
FIG. 5 is a circuit diagram of a synchronous rectification type DC-DC converter according to the second embodiment. FIG. 6 is a voltage waveform diagram of each part.
Unlike the first embodiment, the transformer T1 includes an auxiliary winding (tertiary winding) N3, and further includes an auxiliary winding voltage application circuit 31 and a reverse charging circuit 32.

補助巻線Ｎ３の一端は主スイッチ素子Ｑ１のオンタイミングでオンするスイッチ素子Ｑ４を介して転流スイッチ素子Ｑ３のソース端子に接続し、他端は転流スイッチ素子Ｑ３のゲート端子に対して高周波的に（パルス信号を伝搬するコンデンサＣ４を介して）接続している。 One end of the auxiliary winding N3 is connected to the source terminal of the commutation switch element Q3 via the switch element Q4 that is turned on at the on timing of the main switch element Q1, and the other end is high-frequency with respect to the gate terminal of the commutation switch element Q3. (Through a capacitor C4 that propagates a pulse signal).

補助巻線電圧印加回路３１は、主スイッチ素子Ｑ１のオフ時に補助巻線Ｎ３に生じる起電圧を、コンデンサＣ４を介して転流スイッチ素子Ｑ３のゲートへ印加する。逆充電回路３２は、主スイッチ素子Ｑ１のオン時に補助巻線Ｎ３に生じる起電圧によって、ダイオードＤ３を介して時定数回路３０内のコンデンサＣ３に対して時定数回路の充電電圧とは逆極性の電圧を充電する。すなわちＮ３→Ｑ４→Ｃ３→Ｄ３→Ｎ３の経路で逆充電する。 The auxiliary winding voltage application circuit 31 applies an electromotive voltage generated in the auxiliary winding N3 when the main switch element Q1 is turned off to the gate of the commutation switch element Q3 via the capacitor C4. The reverse charging circuit 32 has a polarity opposite to the charging voltage of the time constant circuit with respect to the capacitor C3 in the time constant circuit 30 via the diode D3 due to an electromotive voltage generated in the auxiliary winding N3 when the main switch element Q1 is turned on. Charge the voltage. That is, reverse charging is performed along a route of N3 → Q4 → C3 → D3 → N3.

したがって図６の（ｃ）に示すように、タイミングｔ０で制御スイッチ素子Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が所定のマイナス電位に充電され、ｔ１で転流スイッチ素子Ｑ３のゲート電圧が印加されることに伴って時定数回路３０が時定数回路動作を行い、Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が次第に上昇する。 Therefore, as shown in FIG. 6C, the base-emitter voltage of the control switch element Q5 is charged to a predetermined negative potential at timing t0, and the gate voltage of the commutation switch element Q3 is applied at t1. Along with this, the time constant circuit 30 performs a time constant circuit operation, and the base-emitter voltage of Q5 gradually increases.

コンバータが停止すればＱ１がオンされることなくＱ３がオン状態を保つので、Ｑ５のベース・エミッタ間電圧がプラス方向にまで充電され、その電圧がＱ５のオン閾値に対した時（タイミングｔ４で）Ｑ５がオンしてＱ３のゲート電荷が強制放電される。これによりＱ３のゲート電荷が速やかに放電され、Ｑ３のゲート電圧がＱ３ゲートオフ閾値を下回った時（タイミングｔ５で）Ｑ３はターンオフする。 If the converter is stopped, Q1 is not turned on and Q3 is kept on, so that the base-emitter voltage of Q5 is charged in the positive direction and the voltage reaches the on threshold of Q5 (at timing t4). ) Q5 is turned on and the gate charge of Q3 is forcibly discharged. As a result, the gate charge of Q3 is quickly discharged, and when the gate voltage of Q3 falls below the Q3 gate-off threshold (at timing t5), Q3 is turned off.

ここで、第１の実施形態として図３に示した回路構成と、第２の実施形態として図５に示した回路構成とで作用効果の違いを、図７を基に説明する。 Here, the difference in operation and effect between the circuit configuration shown in FIG. 3 as the first embodiment and the circuit configuration shown in FIG. 5 as the second embodiment will be described with reference to FIG.

図７において（Ａ１），（Ａ２），（Ｂ１），（Ｂ２）はそれぞれＱ３のゲート電圧の立ち上がりタイミングｔ３からＱ５がオンするタイミングｔ５でのＱ３ゲート電圧およびＱ５のベース・エミッタ間電圧の波形を示している。（Ａ１）はＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低い時の状態、（Ｂ１），（Ｂ２）は入力電圧が高い時の状態である。図３に示した同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、そのパルス信号発生回路２１が、抵抗Ｒ３，Ｒ４による出力電圧検出回路からのフィードバックに応じて出力電圧が一定となるように主スイッチ素子Ｑ１をＰＷＭ制御するので、入力端子（＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎ）への入力電圧が低いほどＱ１のオンデューティ比が高くなり、転流スイッチ素子Ｑ３のオン期間Ｔ１が短くなる。すなわち、図７の（Ａ１），（Ｂ１）を比較すれば分かるように、コンバータへの入力電圧が高い時のＱ３のゲート電圧がハイレベルである期間Ｔ１ｂは、コンバータへの入力電圧が低い時のＱ３のゲート電圧がハイレベルである期間Ｔ１ａより長くなる。 7, (A1), (A2), (B1), and (B2) are waveforms of the Q3 gate voltage and the Q5 base-emitter voltage at the timing t5 when Q5 is turned on from the rising timing t3 of the gate voltage of Q3, respectively. Is shown. (A1) is a state when the input voltage of the DC-DC converter is low, and (B1) and (B2) are states when the input voltage is high. In the synchronous rectification type DC-DC converter shown in FIG. 3, the pulse signal generation circuit 21 has the main switch element Q1 so that the output voltage becomes constant according to the feedback from the output voltage detection circuit by the resistors R3 and R4. Since PWM control is performed, the lower the input voltage to the input terminal (+ Vin · −Vin), the higher the on-duty ratio of Q1, and the shorter the on-period T1 of the commutation switch element Q3. That is, as can be seen by comparing (A1) and (B1) in FIG. 7, the period T1b in which the gate voltage of Q3 when the input voltage to the converter is high is at a high level is when the input voltage to the converter is low. Longer than the period T1a in which the gate voltage of Q3 is at the high level.

一方、コンバータへの入力電圧が変化しても、Ｑ１のＰＷＭ制御により、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の起電圧の平均値はほぼ一定であるので、時定数回路３０のコンデンサＣ３の充電電圧の上昇（すなわちＱ５のベース・エミッタ間電圧の上昇）傾向はほぼ一定であり、時定数回路３０の充電開始からＱ５のオンまでの時間Ｔ１はほぼ一定である。そのため転流スイッチ素子Ｑ３がターンオフしてから制御スイッチ素子Ｑ５がオンするまでの時間は、入力電圧が低い時（Ｔ１−Ｔ１ａ）と長く、入力電圧が高い時（Ｔ１−Ｔ１ｂ）と短くなる。すなわち変動する。 On the other hand, even if the input voltage to the converter changes, the average value of the electromotive voltage of the secondary winding N2 of the transformer T1 is almost constant by the PWM control of Q1, so the charging voltage of the capacitor C3 of the time constant circuit 30 (Ie, the increase in the voltage between the base and the emitter of Q5) is substantially constant, and the time T1 from the start of charging of the time constant circuit 30 to the turning on of Q5 is substantially constant. Therefore, the time from when the commutation switch element Q3 is turned off to when the control switch element Q5 is turned on is long when the input voltage is low (T1-T1a) and short when the input voltage is high (T1-T1b). That is, it fluctuates.

これに対して第２の実施形態では、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３の起電圧をそのまま逆充電電圧としているので、時定数回路３０のコンデンサＣ３に対する逆極性（マイナス）の電圧はコンバータへの入力電圧にほぼ比例して変化する。 On the other hand, in the second embodiment, since the electromotive voltage of the auxiliary winding N3 of the transformer T1 is directly used as a reverse charge voltage, a reverse polarity (minus) voltage with respect to the capacitor C3 of the time constant circuit 30 is input to the converter. It changes almost in proportion to the voltage.

入力電圧が低い時、図７（Ａ２）で示すように逆極性の電圧は−Ｖａとその絶対値が小さく、入力電圧が高い時、図７（Ｂ２）で示すように逆極性の電圧は−Ｖｂとその絶対値が大きい。したがってＱ３のゲート電圧が立ち上がって、時定数回路３０の充電が開始されてから制御スイッチ素子Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が０ボルトに達するタイミングを（図７（Ａ２）ではｔ３から時間Ｔ２ａが経過したタイミング、図７（Ｂ２）ではｔ３から時間Ｔ２ｂが経過したタイミング）Ｑ３のたとえばオフタイミングに合わせることができる。そのため、その後、時定数回路の充電がさらに進んでＱ５のオン閾値を超えるまでの時間、図７（Ａ２）では（Ｔ２−Ｔ２ａ）、図７（Ｂ２）では（Ｔ２−Ｔ２ｂ）をほぼ一定にすることができる。 When the input voltage is low, the reverse polarity voltage is −Va and its absolute value is small as shown in FIG. 7A2, and when the input voltage is high, the reverse polarity voltage is − as shown in FIG. 7B2. Vb and its absolute value are large. Therefore, when the gate voltage of Q3 rises and the charging of the time constant circuit 30 is started, the timing at which the base-emitter voltage of the control switch element Q5 reaches 0 volts (time T2a elapses from t3 in FIG. 7A2). The timing at which the time T2b elapses from t3 in FIG. 7B2) Q3, for example, can be matched. Therefore, after that, the time until the charging of the time constant circuit further proceeds to exceed the ON threshold value of Q5, (T2-T2a) in FIG. 7 (A2), (T2-T2b) in FIG. can do.

第１の実施形態の構成では、図７（Ｃ１）に示すように、時定数回路３０の時定数とＱ５のオン閾値との関係で、Ｑ３のオンからＱ５のオンまでの時間を定めた場合、時間Ｔ１をコンバータに対する入力電圧の低い条件（図７（Ａ１））に合わせると、コンバータへの入力電圧が高い状態で、Ｑ３がｔ１で立ち上がってからＱ３がまだターンオフしないタイミングでＱ５が先にオンするような状態が発生し、このＱ５のオンによってＱ３のゲート電圧が低下し、電力変換効率が低下するという問題が生じる。またコンバータへの入力電圧が高い条件（図７（Ｂ１））に合わせると、入力電圧の低い状態でコンバータが停止したときコンバータ出力にアンダーシュートが生じるという問題が生じる。 In the configuration of the first embodiment, as shown in FIG. 7C1, when the time from turning on Q3 to turning on Q5 is determined by the relationship between the time constant of the time constant circuit 30 and the on threshold value of Q5. When the time T1 is matched with the condition where the input voltage to the converter is low (FIG. 7 (A1)), Q5 comes first at the timing when Q3 does not turn off after Q3 rises at t1 in the high input voltage to the converter. A state of turning on occurs, and when Q5 is turned on, the gate voltage of Q3 is lowered, resulting in a problem that power conversion efficiency is lowered. Further, when the condition for the high input voltage to the converter (FIG. 7 (B1)) is met, there arises a problem that undershoot occurs in the converter output when the converter is stopped at a low input voltage.

このようにして第２の実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が変動してもＱ３のオフからＱ５のオンまでの時間をほぼ一定に設定することができる。そのため図７の（Ｃ１）で示したような問題は回避できる。 In this way, in the second embodiment, even when the input voltage of the DC-DC converter fluctuates, the time from turning off Q3 to turning on Q5 can be set substantially constant. Therefore, the problem as shown in (C1) of FIG. 7 can be avoided.

《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態に係る同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。また図９はその各部の電圧波形図である。
図５に示した同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なり、補助電源用整流平滑回路３４および補助電源負荷２４を備えている。また図３の例と同様に、転流スイッチ素子Ｑ３のゲートに対する駆動電圧としてトランスＴ１の２次巻線Ｎ２の起電圧をダイオードＤ２を介して印加するように構成している。さらに図５に示した逆充電回路３２とほぼ同様の逆充電回路３３を設けている。すなわち、補助巻線の一端は転流スイッチ素子Ｑ３のソース端子に接続し、他端は補助電源用整流平滑回路３４の前段において、第２の抵抗Ｒ２と第１のコンデンサＣ３との接続点に逆流防止ダイオードＤ３を介して接続している。 << Third Embodiment >>
FIG. 8 is a circuit diagram of a synchronous rectification DC-DC converter according to the third embodiment. FIG. 9 is a voltage waveform diagram of each part.
Unlike the synchronous rectification type DC-DC converter shown in FIG. 5, an auxiliary power source rectifying and smoothing circuit 34 and an auxiliary power source load 24 are provided. Further, similarly to the example of FIG. 3, the electromotive voltage of the secondary winding N2 of the transformer T1 is applied via the diode D2 as the drive voltage for the gate of the commutation switch element Q3. Further, a reverse charging circuit 33 substantially the same as the reverse charging circuit 32 shown in FIG. 5 is provided. That is, one end of the auxiliary winding is connected to the source terminal of the commutation switch element Q3, and the other end is connected to the connection point between the second resistor R2 and the first capacitor C3 in the preceding stage of the auxiliary power supply rectifying and smoothing circuit 34. The backflow prevention diode D3 is connected.

補助電源用整流平滑回路３４は、トランスＴ１の補助巻線Ｎ３の起電圧を整流平滑するコッククロフト・ウォルトン回路である。この例では倍電圧整流して補助電源負荷２４に対して補助電源電圧を供給している。補助電源負荷２４はたとえば過電流保護回路等、出力端子（＋Ｖｏｕｔ・−Ｖｏｕｔ）の出力とは別に動作させる回路である。 The auxiliary power supply rectifying and smoothing circuit 34 is a Cockcroft-Walton circuit that rectifies and smoothes the electromotive voltage of the auxiliary winding N3 of the transformer T1. In this example, the auxiliary power supply voltage is supplied to the auxiliary power load 24 by voltage rectification. The auxiliary power load 24 is a circuit that operates separately from the output of the output terminal (+ Vout · −Vout), such as an overcurrent protection circuit.

逆充電回路３３は、主スイッチ素子Ｑ１のオン時に補助巻線Ｎ３に生じる起電圧によって、ダイオードＤ３を介して時定数回路３０内のコンデンサＣ３に対して時定数回路の充電電圧とは逆極性の電圧を充電する。すなわちＣ３→Ｄ３→Ｎ３→Ｃ３の経路で逆充電する。 The reverse charging circuit 33 has a polarity opposite to that of the charging voltage of the time constant circuit with respect to the capacitor C3 in the time constant circuit 30 via the diode D3 due to an electromotive voltage generated in the auxiliary winding N3 when the main switch element Q1 is turned on. Charge the voltage. That is, reverse charging is performed along a route of C3 → D3 → N3 → C3.

したがって図９の（ｃ）に示すように、タイミングｔ０で制御スイッチ素子Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が所定のマイナス電位に充電され、ｔ１で転流スイッチ素子Ｑ３のゲート電圧が印加されることに伴って時定数回路３０が時定数回路動作を行い、Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が次第に上昇する。 Therefore, as shown in FIG. 9C, the base-emitter voltage of the control switch element Q5 is charged to a predetermined negative potential at timing t0, and the gate voltage of the commutation switch element Q3 is applied at t1. Along with this, the time constant circuit 30 performs a time constant circuit operation, and the base-emitter voltage of Q5 gradually increases.

コンバータが停止すればＱ１がオンされることなくＱ３がオン状態を保つので、Ｑ５のベース・エミッタ間電圧がプラス方向にまで充電され、その電圧がＱ５のオン閾値に対した時（タイミングｔ４で）Ｑ５がオンしてＱ３のゲート電荷が強制放電される。これによりＱ３のゲート電荷が速やかに放電され、Ｑ３のゲート電圧がＱ３ゲートオフ閾値を下回った時（タイミングｔ５で）Ｑ３はターンオフする。
その他の動作については第２の実施形態の場合と同様である。 If the converter is stopped, Q1 is not turned on and Q3 is kept on, so that the base-emitter voltage of Q5 is charged in the positive direction and the voltage reaches the on threshold of Q5 (at timing t4). ) Q5 is turned on and the gate charge of Q3 is forcibly discharged. As a result, the gate charge of Q3 is quickly discharged, and when the gate voltage of Q3 falls below the Q3 gate-off threshold (at timing t5), Q3 is turned off.
Other operations are the same as those in the second embodiment.

従来の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the conventional synchronous rectification type DC-DC converter. 同回路の各部の電圧波形図である。It is a voltage waveform figure of each part of the circuit. 第１の実施形態に係る同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。1 is a circuit diagram of a synchronous rectification type DC-DC converter according to a first embodiment. FIG. 同回路の各部の電圧波形図である。It is a voltage waveform figure of each part of the circuit. 第２の実施形態に係る同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the synchronous rectification type DC-DC converter which concerns on 2nd Embodiment. 同回路の各部の電圧波形図である。It is a voltage waveform figure of each part of the circuit. 第２の実施形態と第１の実施形態に係る同期整流型コンバータの動作比較を示す電圧波形図である。It is a voltage waveform diagram which shows the operation | movement comparison of the synchronous rectification type | mold converter which concerns on 2nd Embodiment and 1st Embodiment. 第３の実施形態に係る同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the synchronous rectification type DC-DC converter which concerns on 3rd Embodiment. 同回路の各部の電圧波形図である。It is a voltage waveform figure of each part of the circuit.

Explanation of symbols

２１−パルス信号発生回路
２２−パルス信号再生回路
２３−同期整流器駆動回路
２４−補助電源負荷
Ｑ１−主スイッチ素子
Ｑ２−整流スイッチ素子（第１のスイッチ素子）
Ｑ３−転流スイッチ素子（第２のスイッチ素子）
Ｑ４−制御スイッチ素子
Ｑ５−制御スイッチ素子（第３のスイッチ素子）
Ｌ１−チョークコイル
Ｔ１−トランス
Ｔ２−トランス
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｎ３−補助巻線
Ｒ１−第１の抵抗
Ｒ２−第２の抵抗
Ｃ３−第１のコンデンサ
３０−時定数回路
３１−補助巻線電圧印加回路
３２，３３−逆充電回路
３４−補助電源用整流平滑回路 21-Pulse signal generation circuit 22-Pulse signal regeneration circuit 23-Synchronous rectifier drive circuit 24-Auxiliary power supply load Q1-Main switch element Q2-Rectifier switch element (first switch element)
Q3-commutation switch element (second switch element)
Q4-Control switch element Q5-Control switch element (third switch element)
L1-choke coil T1-transformer T2-transformer N1-1 primary winding N2-2 secondary winding N3-auxiliary winding R1-first resistor R2-second resistor C3-first capacitor 30-time constant circuit 31-auxiliary winding voltage application circuit 32, 33-reverse charging circuit 34-rectifier smoothing circuit for auxiliary power supply

Claims

A transformer, a main switch element connected in series to the primary winding of the transformer, a choke coil connected in series to the secondary winding of the transformer, and a smoothing capacitor connected in parallel to the output unit And a first switch element connected in series with the secondary winding of the transformer and turned on / off in synchronization with the on / off of the main switch element, and in parallel with the output unit A second switch element comprising an FET that is connected and is turned on / off in synchronization with the on / off of the main switch element to form a discharge path for the excitation energy of the choke coil, and switching of the main switch element In a synchronous rectification type DC-DC converter comprising a pulse signal generation circuit that performs control,
A third switch element for turning on / off conduction between the gate terminal and the source terminal of the second switch element is provided, and the second switch element is provided between the gate terminal and the source terminal of the second switch element . A time constant circuit that is charged with a voltage between the gate terminal and the source terminal of the switch element and discharged when the main switch element is turned on, and the time constant circuit is connected to the control terminal of the third switch element The synchronous rectification type DC-DC converter characterized by having performed.

The synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 1, wherein the third switch element is a bipolar transistor.

2. The synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 1, wherein the time constant circuit includes a series circuit of a first resistor, a second resistor, and a first capacitor.

The transformer includes an auxiliary winding on the secondary side, and one end of the auxiliary winding is connected to the source terminal of the second switch element via a switch element (Q4) that is turned on when the main switch element is turned on. The other end is connected to the gate terminal of the second switch element at a high frequency, and is connected to a connection point between the second resistor and the first capacitor via a backflow prevention diode. The synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 3.

The transformer includes an auxiliary winding on the secondary side, and an auxiliary power supply rectifying / smoothing circuit that obtains a DC voltage for auxiliary power by rectifying and smoothing an electromotive voltage of the auxiliary winding is provided, and one end of the auxiliary winding is the first 2 is connected to the source terminal of the switch element 2, and the other end is connected to the connection point of the second resistor and the first capacitor via a backflow prevention diode in the previous stage of the auxiliary power supply rectifying and smoothing circuit. The synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 3, wherein