JP3816396B2 - Switching power supply - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、動作停止時における出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートや振動が防止されたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、コンピュータに代表される電子機器・電気機器の電源装置としてスイッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】
図７は、従来のスイッチング電源装置の回路である。
【０００４】
図７に示すように、従来のスイッチング電源装置は、トランスＴ１と、トランスＴ１の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランスＴ１の２次側に設けられた自己ドライブ型の整流回路及び平滑回路とを備え、１次側のスイッチング回路に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを負荷に供給する装置である。負荷は、図７に示すように、抵抗成分ＲＬｏａｄと容量成分ＣＬｏａｄとリアクトル成分ＬＬｏａｄによって表される。
【０００５】
１次側のスイッチング回路を構成するメインスイッチＱ１、Ｑ２の動作は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて制御回路１０により制御される。より具体的には、制御回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて高くなるほどメインスイッチＱ１、Ｑ２のデューティを低下させることによって負荷に供給される電力を減らし、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて低くなるほどメインスイッチＱ１、Ｑ２のデューティを上昇させることによって負荷に供給される電力を増やす。このようにして、負荷に与えられる出力電圧Ｖｏｕｔの値が常に上記目標電圧となるように制御される。尚、制御回路１０は１次側回路に属するため、出力電圧Ｖｏｕｔを直接受けることはできず、図７に示すように、絶縁回路２０を介して出力電圧Ｖｏｕｔに連動する電圧Ｖｏｕｔ’が制御回路１０に与えられる。
【０００６】
制御回路１０の動作電圧Ｖｃｃは、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺ１からなる動作電圧生成回路によって生成される。制御回路１０の電源端子間に接続されているコンデンサＣ３は、動作電圧Ｖｃｃの安定化を目的とした平滑コンデンサである。かかる動作電圧生成回路は、動作スイッチＳ１がオンであると活性状態となり、動作スイッチＳ１がオフであると非活性状態となる。動作スイッチＳ１のオン／オフは、外部から任意に切り替えることができ、図７に示すスイッチング電源装置を動作させたい場合には、外部から動作スイッチＳ１をオンさせ、スイッチング電源装置の動作を停止させたい場合には、外部から動作スイッチＳ１をオフさせればよい。
【０００７】
一方、２次側の整流回路を構成する整流スイッチＱ３、Ｑ４は、トランスＴ１の２次側電圧によって自己ドライブされる。また、整流スイッチＱ３、Ｑ４のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗Ｒ２、Ｒ３が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【０００８】
次に、図７に示す従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。
【０００９】
図８は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。
【００１０】
図８に示すように、動作スイッチＳ１がオンである状態では、制御回路１０による制御のもと、メインスイッチＱ１、Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ１）、ＶＧＳ（Ｑ２）は、ある決まったスイッチング周波数にて交互にハイレベルとされる。これにより、トランスＴ１の１次側電圧ＶＬｐの極性は交互に反転し、１次側コンデンサＣ１、Ｃ２は充放電を繰り返す。
【００１１】
これに連動して、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２に発生する２次側電圧の極性も交互に反転し、これにより整流スイッチＱ３、Ｑ４は、上記スイッチング周波数にて交互にオン／オフする。より具体的には、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ１）がハイレベルであるためにメインスイッチＱ１がオン状態である期間においては、２次巻線Ｌｓ２に発生する２次側電圧によって整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）がしきい値電圧以上の電圧となり、これにより整流スイッチＱ３がオン状態となる。逆に、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ２）がハイレベルであるためにメインスイッチＱ２がオン状態である期間においては、２次巻線Ｌｓ１に発生する２次側電圧によって整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）がしきい値電圧以上の電圧となり、これにより整流スイッチＱ４がオン状態となる。
【００１２】
これにより、極性が交互に反転する２次側電圧が整流され、出力リアクトルＬｏｕｔ及び出力コンデンサＣｏｕｔからなる平滑回路によって平滑されて安定した出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００１３】
そして、任意のタイミングにて動作スイッチＳ１をオフに変化させると、トランジスタＴｒ１がオフ状態となるため制御回路１０の動作が停止し、これにより、メインスイッチＱ１、Ｑ２はともにオフ状態となる。すなわち、スイッチング動作が停止する。
【００１４】
しかしながら、動作スイッチＳ１をオフに変化させると、１次側のスイッチング回路の動作が停止することから、整流スイッチＱ３及びＱ４のいずれか一方がオン状態のままとなり、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄより出力リアクトルＬｏｕｔに逆方向電流が流れ始める。
【００１５】
図８においては、動作スイッチＳ１がオフに変化したことにより、まず、整流スイッチＱ３がオン状態のままとなった場合が示されている。この場合、１次側のスイッチング回路の動作が停止していることから、整流スイッチＱ３のゲートに蓄えられた電荷の放電ルートは、実質的に抵抗Ｒ２のみとなり、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）は、抵抗Ｒ２を流れる電流により緩やかに低下する。この間、出力リアクトルＬｏｕｔには逆方向電流が流れ続ける。
【００１６】
その後、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄからの放電によるＶｏｕｔの低下及び巻線の２次側電圧の低下と抵抗Ｒ２を介したゲート電荷の放電によって、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）がしきい値電圧未満まで低下し、これがオフ状態に変化すると、トランスＴ１にフライバック電圧が発生する。かかるフライバック電圧は、トランスＴ１を介してスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチＱ４がオン状態のままとなる。
【００１７】
また、図８に示すように、整流スイッチＱ４を介して出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流は一旦順方向となるため、かかる期間において出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄが充電され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００１８】
その後、整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）は、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流が逆方向となった時点から、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄからの放電によるＶｏｕｔの低下及び巻線の２次側電圧の低下と抵抗Ｒ３を流れる電流により緩やかに低下しはじめ、これがしきい値電圧未満まで低下し整流スイッチＱ４がオフ状態に変化すると、再びトランスＴ１にフライバック電圧が発生し、トランスＴ１を介してスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチＱ３がオン状態のままとなる。
【００１９】
このような動作は、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄが、スイッチング電源装置の２次側回路及び負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄによって消費されるまで繰り返し行われ、これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下し、またスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐは段階的に上昇する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させても出力電圧Ｖｏｕｔは単調に低下せず、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下することから、負荷において誤動作を生じるおそれがある。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下まで低下すれば、スイッチング電源装置の動作が停止されたものと負荷において判断し所定の動作を行うような場合、出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下すると、負荷においてスイッチング電源装置の動作が停止したのか否かの判断が困難となってしまうという問題が生じる。
【００２１】
また、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させると、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することから、１次側回路において用いる素子が破壊されるおそれがある。これを防止するためには、耐圧の高い素子を用いる必要があり、スイッチング電源装置のコストを増大させる原因となってしまう。
【００２２】
さらに、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させると２次側の出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４に大きな電流が流れることから、出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４において大きな発熱を生じ、スイッチング電源装置の信頼性の低下を招くおそれもある。
【００２３】
上述した問題は、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが大きいほど顕著となることから、例えば、軽負荷時にスイッチング電源装置の動作が停止された場合に特に問題となる。さらに、上述した問題は、負荷が有する容量成分ＣＬｏａｄが大きいほど問題となることから、容量成分ＣＬｏａｄが大きい負荷に電力を供給する場合に特に問題となる。
【００２４】
一方、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に小さい場合（負荷が大きい場合）には、上述した問題は比較的起きにくいが、抵抗成分ＲＬｏａｄが小さい場合（負荷が大きい場合）、スイッチング電源装置の動作を停止させると出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じ、負荷において誤動作を生じるおそれがある。出力電圧Ｖｏｕｔがマイナス電圧となると、負荷装置に含まれるＩＣ内の寄生ダイオード等が導通状態となってＩＣに過大な電流が流れ、場合によってはＩＣが誤動作したり、破損してしまう可能性がある。
【００２５】
図９は、動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートする様子を示すタイミング図である。
【００２６】
図９に示すように、動作スイッチＳ１をオフに変化させることにより１次側のスイッチング回路の動作が停止すると、抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流（ＩＲＬｏａｄ）は、出力リアクトルＬｏｕｔの出力電流（ＩＬｏｕｔ）から出力コンデンサＣｏｕｔの放電電流（ＩＣｏｕｔ）に切り替わるとともに、負荷が有するリアクトル成分ＬＬｏａｄに電圧（ＶＬＬｏａｄ）が発生し、電流を流し続けようとする。これにより出力電圧Ｖｏｕｔはマイナス側に振れ、アンダーシュートとなる。そして、このアンダーシュート電圧が整流スイッチＱ３、Ｑ４のボディダイオードの順方向電圧Ｖｆに達すると、これらボディダイオードが導通状態となり、整流スイッチＱ３（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路、並びに、整流スイッチＱ４（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ２、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路に電流が流れる。このため、アンダーシュート電圧のピーク値はほぼ−Ｖｆにクランプされる。
【００２７】
ここで、抵抗成分ＲＬｏａｄ、リアクトル成分ＬＬｏａｄ及び出力コンデンサＣｏｕｔが次式を満たしている場合、上記ＬＣＲ直列回路は振動的となり、上述したアンダーシュートが発生する。
【００２８】
【数１】

Figure 0003816396
式（１）から明らかなように、抵抗成分ＲＬｏａｄが小さい（負荷が大きい）ほど、アンダーシュートが発生しやすいことが分かる。ここで、抵抗成分ＲＬｏａｄ及びリアクトル成分ＬＬｏａｄは負荷側の成分であることから、スイッチング電源装置側においてアンダーシュートを防止するためには、十分な容量を持った付加コンデンサＣｅｘを出力コンデンサＣｏｕｔに対して並列に付加する必要があり、部品点数の増大を招くという問題があった。アンダーシュートを防止するために必要な付加コンデンサＣｅｘの容量は、次式によって表すことができる。
【００２９】
【数２】
Figure 0003816396
また、かかる問題は、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが小さいほど顕著となることから、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動する場合に問題となる。
【００３０】
このように、従来のスイッチング電源装置においては、動作の停止を指示すると出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下したり、出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じるという問題があり、前者の問題は負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが大きいほど顕著となり、後者の問題は抵抗成分ＲＬｏａｄが小さいほど顕著となっていた。特に後者の問題は、整流回路が自己ドライブ型であるか否かに関わらず生じてしまう。
【００３１】
したがって、本発明の目的は、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じることのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３２】
また、本発明の他の目的は、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動することのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３３】
また、本発明のさらに他の目的は、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３４】
また、本発明のさらに他の目的は、動作の停止が指示された際に、出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４に大きな電流が流れることがないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、トランスと、入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に接続され、前記入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に直列に接続された少なくともバックコンバータまたはブーストコンバータ回路によって構成された第１コンバータ及びハーフブリッジ、フォワードコンバータ、フルブリッジまたはプッシュプル回路によって構成された第２のコンバータからなるスイッチング回路と、前記トランスの２次巻線に接続された自己ドライブ型の整流回路と、前記スイッチング回路の動作を制御する制御回路と、前記制御回路の動作電圧を生成する第１及び第２の動作電圧生成回路とを備え、前記制御回路が、少なくとも、前記第１のコンバータの動作を制御する第１コンバータ制御回路及び前記第２のコンバータの動作を制御する第２コンバータ制御回路からなり、前記第１の動作電圧生成回路が、前記第１コンバータ制御回路及び第２コンバータ制御回路に対して共通に設けられた動作電源配線に対して前記第１の動作電圧を供給し、前記第２の動作電圧生成回路が、前記動作電源配線に対して前記第２の動作電圧を供給するように構成され、さらに、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線に現れる電圧を用いて前記動作電源配線に第３の動作電圧を供給する補助電源回路を備え、前記第１の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路及び前記第２コンバータ制御回路は動作状態となり、前記第２の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路の動作が停止するように構成され、前記補助電源回路の最低動作電圧Ｖｃｃ１、前記第１コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ２および前記第２コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ３が、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３の関係にあることを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００３６】
本発明の好ましい実施態様においては、前記第１の動作電圧生成回路には前記第１の動作電圧を決める第１のツェナーダイオードが含まれ、前記第２の動作電圧生成回路には前記第２の動作電圧を決める第２のツェナーダイオードが含まれており、前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧よりも高い。
【００３７】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記第１の動作電圧生成回路には、前記第１のツェナーダイオードに対して並列に接続された動作スイッチがさらに含まれている。
【００４６】
このように、本発明によれば、第１の動作電圧生成回路により生成される第１の動作電圧と、第２の動作電圧生成回路により生成される第２の動作電圧とが互いに異なることから、通常動作時においては一方の動作電圧生成回路による動作電圧で制御回路を動作させ、動作終了時においては他方の動作電圧生成回路による動作電圧で制御回路を動作させることにより、動作終了後においてもスイッチング動作を継続させることが可能となる。これにより、振動やアンダーシュートを発生させることなく、出力電圧を実質的に単調に低下させることが可能となるので、負荷の誤動作を効果的に防止することができる。
【００４７】
特に、整流回路が自己ドライブ型の整流回路からなる場合には、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧の段階的な上昇が防止されることから、１次側回路において用いる素子の破壊を効果的に防止することが可能となる。また、耐圧の高い素子を用いる必要がなくなるので、スイッチング電源装置のコストを低減させることもできる。さらに、動作の停止が指示された際に、出力リアクトル、トランスの２次巻線及び整流回路に大きな電流が流れることがないので、信頼性を高めることが可能となる。
【００４８】
したがって、本発明にかかるスイッチング電源装置は、容量成分ＣＬｏａｄの大きい負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、軽負荷状態となることが多い負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。さらに、本発明は、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動するためのスイッチング電源装置としても好適である。すなわち、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、大負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、軽負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、出力電圧を単調低下させることが可能となる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００５８】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００５９】
図１に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子４１、４２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して、一対の出力電源端子４３、４４に直流出力電圧Ｖｏｕｔを発生させ、これを負荷に供給する装置であり、入力電源端子４１、４２に接続されたバックコンバータ回路５０と、バックコンバータ回路５０に接続されトランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１を励磁するハーフブリッジ回路６０と、バックコンバータ回路５０の動作を制御するバックコンバータ制御回路７１と、ハーフブリッジ回路６０の動作を制御するハーフブリッジ制御回路７２と、通常動作時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧Ｖｃｃを生成する補助電源回路８０と、起動時において上記動作電圧Ｖｃｃを生成する第１の動作電圧生成回路９０と、動作終了時において上記動作電圧Ｖｃｃを生成する第２の動作電圧生成回路１００と、トランスＴ２の２次側に設けられた自己ドライブ型の整流回路１１０と、整流回路１１０の後段に設けられ出力電源端子４３、４４に接続された平滑回路１２０とを備える。
【００６０】
また、直流入力電源と入力電源端子４１との間には、動作スイッチＳ１１が設けられており、スイッチング電源装置による変圧動作を行う場合には、これを外部からオンさせる必要がある。本実施態様においては、動作スイッチＳ１１はスイッチング電源装置の一部を構成する要素ではないが、これをスイッチング電源装置の一部に含めても構わない。
【００６１】
バックコンバータ回路５０は、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２と、平滑リアクトルＬｂとを備えている。図１に示すように、メインスイッチＱ１１と平滑リアクトルＬｂは、高位側の入力電源端子４１とハーフブリッジ回路６０との間に直列に接続されており、メインスイッチＱ１２は、低位側の入力電源端子４２とメインスイッチＱ１１及び平滑リアクトルＬｂの接続点との間に接続されている。バックコンバータ回路５０は、バックコンバータ制御回路７１による制御のもと、入力電源端子４１、４２間に現れる直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して一対の内部配線４５、４６間に内部電圧Ｖｐを発生させる。
【００６２】
ハーフブリッジ回路６０は、一対の内部配線４５、４６間に直列に接続されたメインスイッチＱ１３、Ｑ１４と、同じく一対の内部配線４５、４６間に直列に接続された１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２とを備えている。図１に示すように、メインスイッチＱ１３及びＱ１４の接続点と１次側コンデンサＣ１１及びＣ１２の接続点との間には、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１が接続されている。
【００６３】
バックコンバータ制御回路７１は、バックコンバータ回路５０を構成するメインスイッチＱ１１、Ｑ１２のスイッチング動作を制御する回路であり、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２は、バックコンバータ制御回路７１による制御のもと、所定のデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされる。バックコンバータ制御回路７１は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてメインスイッチＱ１１のデューティを制御し、より具体的には、バックコンバータ制御回路７１は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて高くなるほどメインスイッチＱ１１のデューティを低下させることによって、内部配線４５、４６を介してハーフブリッジ回路６０に供給される電力を減らし、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて低くなるほどメインスイッチＱ１１のデューティを上昇させることによって、ハーフブリッジ回路６０に供給される電力を増やす。このようにして、ハーフブリッジ回路６０には、直流入力電圧Ｖｉｎ及びメインスイッチＱ１１のデューティにより決まる一定の内部電圧Ｖｐが与えられる。
【００６４】
尚、バックコンバータ制御回路７１は１次側回路に属するため、出力電圧Ｖｏｕｔを直接受けることはできず、図１に示すように、絶縁回路１３０を介して出力電圧Ｖｏｕｔに連動する電圧Ｖｏｕｔ’がバックコンバータ制御回路７１に与えられる。バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧については後述する。
【００６５】
ハーフブリッジ制御回路７２は、ハーフブリッジ回路６０を構成するメインスイッチＱ１３、Ｑ１４のスイッチング動作を制御する回路であり、常に、一定のデューティでこれらを駆動する。これにより、一対の出力電源端子４３、４４間には、内部電圧Ｖｐ及びトランスＴ２の巻数比により決まる一定の直流出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。ハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧についても後述する。
【００６６】
補助電源回路８０は、通常動作時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧を生成する回路であり、ダイオードブリッジ回路Ｂと、平滑コンデンサＣ１３、Ｃ１４と、トランジスタＴｒ１１と、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とを備える。ダイオードブリッジ回路Ｂは、トランスＴ２の１次側に設けられた補助巻線Ｌｐ１２に現れる電圧を整流する回路であり、その出力端間に現れる電圧は、平滑コンデンサＣ１３により平滑されて補助電源電圧Ｖｓｕｂとなる。また、トランジスタＴｒ１１は、ダイオードブリッジ回路Ｂの高位側の出力端とＶｃｃ配線との間に設けられており、そのベース−エミッタ間には抵抗Ｒ１１が設けられている。ダイオードブリッジ回路Ｂの低位側の出力端は、内部配線４６に直接接続されている。かかる構成により、補助電源回路８０は、ハーフブリッジ回路６０がスイッチング動作を開始すると、補助巻線Ｌｐ１２に現れる電圧を用いてＶｃｃ配線に所定の動作電圧を供給する。ここで、補助電源回路８０によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ１」と定義する。
【００６７】
第１の動作電圧生成回路９０は、起動時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧Ｖｃｃを生成する回路であり、トランジスタＴｒ１２と、抵抗Ｒ１３と、ツェナーダイオードＺ１１と、ダイオードＤ１１と、動作スイッチＳ１２とを備える。図１に示すように、トランジスタＴｒ１２とダイオードＤ１１は、高位側の入力電源端子４１とＶｃｃ配線との間に直列に接続されており、抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺ１１は、高位側の入力電源端子４１と低位側の入力電源端子４２との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺ１１との接続点は、トランジスタＴｒ１２のベースに接続されており、これによりトランジスタＴｒ１２のベースには、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１が与えられる。したがって、トランジスタＴｒ１２がオン状態となると、Ｖｃｃ配線に与えられる電圧は、ＶＺ１１−２Ｖｔｈ（Ｖｔｈは、トランジスタＴｒ１２のベース−エミッタ間電圧及びダイオードＤ１１の順方向電圧）となる。このようにして第１の動作電圧生成回路９０によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ２」と定義する。
【００６８】
ここで、本実施態様においては、
Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２
となるように、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１が選択されている。このため、第１の動作電圧生成回路９０はスイッチング電源装置の起動時においてのみ動作し、ハーフブリッジ回路６０がスイッチング動作を開始するとトランジスタＴｒ１２はオフ状態となる。これにより、第１の動作電圧生成回路９０は、スイッチング電源装置の動作に実質的に寄与しなくなる。
【００６９】
さらに、第１の動作電圧生成回路９０に備えられた動作スイッチＳ１２は、ツェナーダイオードＺ１１の両端間に接続されており、スイッチング電源装置による変圧動作を行う場合には、これを外部からオフさせる必要がある。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置を動作させるためには、動作スイッチＳ１１をオン状態とし、動作スイッチＳ１２をオフ状態とする必要がある。逆に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作を停止させるためには、動作スイッチＳ１１をオフ状態とするか、動作スイッチＳ１２をオン状態とすればよい。
【００７０】
第２の動作電圧生成回路１００は、動作終了時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧を生成する回路であり、トランジスタＴｒ１３と、トランジスタＴｒ１４と、ダイオードＤ１２と、ツェナーダイオードＺ１２とを備える。トランジスタＴｒ１３とダイオードＤ１２は内部配線４５とＶｃｃ配線との間に直列に接続されており、トランジスタＴｒ１４は内部配線４５とトランジスタＴｒ１３のベースとの間に接続されており、ツェナーダイオードＺ１２はトランジスタＴｒ１３のベースと内部配線４６との間に接続されている。トランジスタＴｒ１４のゲート−ソース間は短絡されており、これにより定電流素子として機能する。尚、トランジスタＴｒ１４の代わりに抵抗を用いても構わない。
【００７１】
また、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２は、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定されている。このため、動作スイッチＳ１１がオンであり、動作スイッチＳ１２がオフである状態においては、トランジスタＴｒ１２のベース電圧は常にトランジスタＴｒ１３のベース電圧はよりも高くなることから、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧はしきい値電圧未満となり、トランジスタＴｒ１３のオフ状態が保たれる。トランジスタＴｒ１３がオフ状態である場合においては、第２の動作電圧生成回路１００はスイッチング電源装置の動作に実質的に寄与しない。
【００７２】
一方、トランジスタＴｒ１３がオン状態となると、Ｖｃｃ配線に与えられる電圧は、ＶＺ１２−２Ｖｔｈ（Ｖｔｈは、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧及びダイオードＤ１２の順方向電圧）となる。このようにして第２の動作電圧生成回路１００によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ３」と定義する。
【００７３】
上述のとおり、本実施態様においては、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２がツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定されていることから、
Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３
である。このため、第２の動作電圧生成回路１００は、動作スイッチＳ１１がオフするか動作スイッチＳ１２がオンすることにより、トランジスタＴｒ１２がオフ状態となっている期間においてのみ動作可能となる。
【００７４】
ここで、本実施態様においては、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧はＶｃｃ２未満、Ｖｃｃ３以上に設定されており、ハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧はＶｃｃ３未満に設定されている。これにより、バックコンバータ制御回路７１は、補助電源回路８０又は第１の動作電圧生成回路９０が活性状態となっている場合には、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２の駆動を行うことができる一方、これらが非活性状態となっており、代わりに第２の動作電圧生成回路１００が活性状態となっている場合には、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２の駆動を行うことができない。一方、ハーフブリッジ制御回路７２は、補助電源回路８０、第１の動作電圧生成回路９０及び第２の動作電圧生成回路１００のいずれかが活性状態となっている限り、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４の駆動を行うことができる。
【００７５】
整流回路１１０は、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６と、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５とを備える。整流スイッチＱ１５はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１と低位側の出力電圧端子４４との間に接続されており、整流スイッチＱ１６はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１２と低位側の出力電圧端子との間に接続されている。また、整流スイッチＱ１５のゲートは２次巻線Ｌｓ１２に接続され、整流スイッチＱ１６のゲートは２次巻線Ｌｓ１１２に接続されている。これにより、整流回路１１０は、いわゆる自己ドライブ型の整流回路を構成している。さらに、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗Ｒ１４、Ｒ１５が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【００７６】
平滑回路１２０は、整流回路１１０の整流出力端と高位側の出力電圧端子４３との間に接続された出力リアクトルＬｏｕｔと、一対の出力電圧端子４３、４４間に接続された出力コンデンサＣｏｕｔとを備える。
【００７７】
そして、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の一部を構成する要素ではないが、一対の出力電圧端子４３、４４間に接続される負荷は、抵抗成分ＲＬｏａｄと容量成分ＣＬｏａｄとリアクトル成分ＬＬｏａｄによって表すことができる。
【００７８】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。
【００７９】
図２は、図１に示すスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。
【００８０】
本実施態様にかかるスイッチング電源装置を動作させるためには、まず、動作スイッチＳ１１を外部からオンさせるとともに、動作スイッチＳ１２を外部からオフさせる必要がある。動作スイッチＳ１１をオン、動作スイッチＳ１２をオフさせると、第１の動作電圧生成回路９０内のトランジスタＴｒ１２がオンし、Ｖｃｃ配線に与えられる動作電圧はＶｃｃ２となる。
【００８１】
これにより、バックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２はいずれも動作状態となり、バックコンバータ制御回路７１はメインスイッチＱ１１、Ｑ１２を電圧Ｖｏｕｔ’に基づくデューティにて交互にオン／オフさせ、ハーフブリッジ制御回路７２はメインスイッチＱ１３、Ｑ１４をある決まったデューティで交互にオン／オフさせる。
【００８２】
これにより、トランスＴ２の１次側電圧ＶＬｐ１１の極性は交互に反転し、これに連動して、トランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１及びＬｓ１２に発生する２次側電圧の極性も交互に反転することから、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６は交互にオン／オフする。これにより極性が交互に反転する２次側電圧が整流され、平滑回路１２０によって平滑されて安定した出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００８３】
図３は、図２に示したタイミング図の主要部を拡大してより詳細に示した図である。
【００８４】
図３に示すように、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がハーフブリッジ制御回路７２の制御によってスイッチング動作を繰り返すと、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流ＩＬｏｕｔの波形はスイッチング周波数の２倍の周波数を持った波形となり、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の波形はスイッチング周波数と同じ周波数を持った波形となる。この場合、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流ＩＬｏｕｔの方向が正である場合には出力コンデンサＣｏｕｔが充電され、負である場合には出力コンデンサＣｏｕｔが放電されることになる。
【００８５】
また、メインスイッチＱ１３がオンしている期間においては、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の方向が正である場合には１次側コンデンサＣ１１は放電され、負である場合には１次側コンデンサＣ１１は充電されることになる。図３には示されていないが、同様に、メインスイッチＱ１４がオンしている期間においては、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の方向が正である場合には１次側コンデンサＣ１２は充電され、負である場合には１次側コンデンサＣ１２は放電されることになる。
【００８６】
一方、ハーフブリッジ回路６０のスイッチング動作によりトランスＴ２の１次側に設けられた補助巻線Ｌｐ１２に電圧が発生すると、補助電源回路８０によってＶｃｃ配線に与えられる動作電圧はＶｃｃ１となり、これに伴って第１の動作電圧生成回路９０は非活性化される。
【００８７】
そして、任意のタイミングにて動作スイッチＳ１２をオンに変化させると、トランジスタＴｒ１２のベース電圧が低下し、トランジスタＴｒ１２がターンオフする。トランジスタＴｒ１２がターンオフすると、トランジスタＴｒ１１のベース電圧も低下するので、トランジスタＴｒ１１がターンオフする。
【００８８】
これによりＶｃｃ配線の電位が低下するので、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧はしきい値電圧を越えてターンオンする。これにより、Ｖｃｃ配線の電位はＶｃｃ３となるので、バックコンバータ制御回路７１の動作が停止する。すなわち、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２はいずれもオフ状態となる。一方、ハーフブリッジ制御回路７２については、最低動作電圧がＶｃｃ３未満に設定されていることから、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４によるスイッチング動作は継続される。
【００８９】
したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、整流スイッチＱ１５及びＱ１６も通常のスイッチング周期にて交互にオン／オフすることになり、従来のスイッチング電源装置のように一方の整流スイッチがオン状態のままとなる現象は生じない。
【００９０】
このように、本実施態様によるスイッチング電源装置では、動作スイッチＳ１２のオンにより動作の停止が指示された後においても、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がスイッチング動作を継続することから、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄに蓄積されているエネルギーは、負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄやメインスイッチＱ１３、Ｑ１４、並びに、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６等により徐々に消費され、これにより出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。この場合、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４は通常のスイッチング周波数で動作を行っていることから、従来のスイッチング電源装置のように出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動しながら低下することはなく、実質的に単調に低下することになる。
【００９１】
また、動作スイッチＳ１２がオンされた後においてもスイッチング動作が継続されることから、従来のスイッチング電源装置のようにフライバック電圧が発生することはなく、このためスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが押し上げられることもない。スイッチング回路内の内部電圧Ｖｐは図２に示すように単調に低下し、これによりＶｃｃ配線の電位がハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧を下回ると、全てのスイッチング動作は停止する。この時点においては、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄに蓄積されているエネルギーの多くは既に消費されていることから、従来のように、スイッチング周期よりも非常に長い周期での発振が生じることはない。
【００９２】
さらに、動作スイッチＳ１２がオンされた後におけるスイッチング動作は、通常動作時におけるスイッチング動作と全く同じであることから、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流も通常動作時における電流と同じであり、異常な電流が流れることはない。
【００９３】
しかも、本実施態様によるスイッチング電源装置では、動作スイッチＳ１２のオンにより動作の停止が指示された後においても、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がスイッチング動作を継続することから、整流スイッチＱ１５（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１１、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路、並びに、整流スイッチＱ１６（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１２、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路が振動し出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生する条件を次式によって表すことができる。
【００９４】
【数３】
Figure 0003816396
式（３）において、Ｎ１はトランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１の巻数を示し、Ｎ２はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１及びＬｓ１２の巻数を示している。
【００９５】
式（３）から明らかなように、本実施態様によれば、従来のスイッチング電源装置に比べて１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量が付加される分、ＬＣＲ直列回路が振動的となりにくいことが分かる。したがって、付加コンデンサＣｅｘを用いることなく、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量を利用して出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートを防止することが可能となる。
【００９６】
図４は、図２に示したタイミング図の主要部を拡大して示すとともに、負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流ＩＲＬｏａｄの変化を示す図である。
【００９７】
図４に示すように、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量の付加によって、式（３）の条件が満たされなくなれば、動作スイッチＳ１２がオンされたことによりリアクトル成分ＬＬｏａｄに電圧（ＶＬＬｏａｄ）が発生しても、上記ＬＣＲ直列回路が共振条件を満たしていないことから出力電圧Ｖｏｕｔがマイナス側に振れることはない。すなわち、アンダーシュートの発生を防止することが可能となる。
【００９８】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、動作スイッチＳ１２をターンオンさせることによって、従来のスイッチング電源装置における種々の問題を生じさせることなく、動作を停止させることができるので、動作スイッチＳ１１をオンしたままの状態で、動作の開始及び停止を行うことが可能となる。したがって、本実施態様は、動作スイッチＳ１１がスイッチング電源装置の外部に配置されている場合において特に好適である。
【００９９】
また、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、通常動作時においては補助電源回路８０がＶｃｃ配線に動作電圧を供給し、第１の動作電圧生成回路９０が非活性化されることから、動作電圧を生成する際に生じる損失が低減される。
【０１００】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、ハーフブリッジ回路６０の前段にバックコンバータ回路５０が備えられ、これら２段のコンバータによって降圧を行っていることから、各コンバータにて発生する損失が大幅に低減され、全体としての変換効率が高められる。
【０１０１】
尚、図２及び図４に示したタイミング図には、動作スイッチＳ１２をターンオンさせることによって動作を停止させた例が示されているが、動作を停止させる方法としてはこれに限らず、動作スイッチＳ１１をターンオフすることによって動作を停止させても構わない。この場合も、動作スイッチＳ１２をターンオンさせた場合と同様、従来のスイッチング電源装置における種々の問題を生じさせることなく、動作を停止させることができる。
【０１０２】
また、上記実施態様スイッチング電源装置においては、第２の動作電圧生成回路１００を構成するトランジスタＴｒ１３のコレクタ及びトランジスタＴｒ１４のドレインがいずれも内部配線４５に接続されているが、図５に示すように、これらを補助電源回路８０を構成するダイオードブリッジ回路の高位側出力端に接続しても構わない。この場合も、図１に示すスイッチング電源装置とほぼ同じ動作を行うことができる。
【０１０３】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【０１０４】
図６は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１０５】
図６に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置に付加回路１４０を付加した構成を有しており、その他の点は図１に示したスイッチング電源装置と同様の構成を有している。
【０１０６】
付加回路１４０は、内部配線４５、４６間に直列接続された付加コンデンサＣａ及び付加抵抗Ｒａによって構成され、スイッチング電源装置の動作停止時においてＬＣＲ直列回路が振動的となる共振条件を緩和する役割を果たす。本実施態様においては、ＬＣＲ直列回路が振動的となって出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生する条件は次式によって表すことができる。
【０１０７】
【数４】
Figure 0003816396
式（４）から明らかなように、本実施態様によれば、図１に示したスイッチング電源装置に比べて付加コンデンサＣａの容量がさらに付加される分、ＬＣＲ直列回路がより振動的となりにくいことが分かる。したがって、本実施態様は、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量を利用するのみでは出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートを防止することができない場合（式（３）の条件を満たしてしまう場合）に有効である。また、付加コンデンサＣａ及び付加抵抗Ｒａは時定数回路を構成していることから、付加回路１４０がスイッチング電源装置の動作中において何らかの悪影響を及ぼすことはない。
【０１０８】
尚、本実施態様は、当然ながら、図５に示すスイッチング電源装置に対しても適用することが可能である。
【０１０９】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【０１１０】
例えば、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２を、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定することにより上記動作を実現しているが、動作スイッチＳ１１がオン状態であり、動作スイッチＳ１２がオフ状態である場合にトランジスタＴｒ１２のベース電圧がトランジスタＴｒ１３のベース電圧よりも高くなるように構成されている限り、例えば、ツェナーダイオードＺ１１に対して１又は２以上の通常のダイオードを直列に接続すれば、ツェナー電圧ＶＺ１１とツェナー電圧ＶＺ１２とが同じ電圧であっても構わないし、逆に、ツェナー電圧ＶＺ１１の方がツェナー電圧ＶＺ１２よりも低くても構わない。
【０１１１】
また、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧をハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧よりも高く設定することにより上記動作を実現しているが、第２の動作電圧生成回路１００が活性化した状態においてバックコンバータ制御回路７１の動作が停止し、ハーフブリッジ制御回路７２の動作が停止しない限り、例えば、Ｖｃｃ配線とバックコンバータ制御回路７１のＶｃｃ入力端との間に、１又は２以上のダイオードを直列に接続すれば、これら最低動作電圧が等しくても構わないし、逆に、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧の方がハーフブリッジ制御回路７２のそれよりも低くても構わない。
【０１１２】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、トランスＴ２の１次側回路として、バックコンバータ回路５０とハーフブリッジ回路６０の直列回路を用いているが、本発明に適用可能な１次側回路としてはこれに限定されず、他のコンバータ回路を直列に用いても構わない。例えば、バックコンバータ回路５０の代わりに、ブーストコンバータ回路等の別の回路を用いてもよく、また、ハーフブリッジ回路６０の代わりにフォワードコンバータ、フルブリッジ、プッシュプル回路等の別の回路を用いても構わない。
【０１１３】
また、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、整流回路１１０として自己ドライブ型の整流回路を用いているが、上述のとおり、スイッチング電源装置の動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じるという問題は、整流回路が自己ドライブ型であるか否かに関わらず生じる問題であることから、本発明において、自己ドライブ型の整流回路１１０の代わりに、ダイオードを用いた通常の整流回路や、ドライバによって動作が制御される同期整流型の整流回路を用いても構わない。
【０１１４】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、バックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２が１次側回路に属しているが、これらが２次側回路に属するように構成しても構わない。
【０１１５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動したりアンダーシュートを起こすことがなく、実質的に単調に低下することから、負荷の誤動作を効果的に防止することが可能となる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することがなく、ゆるやかに低下することから、１次側回路において用いる素子の破壊を効果的に防止することが可能となる。また、耐圧の高い素子を用いる必要がなくなるので、スイッチング電源装置のコストを低減させることもできる。さらに、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、出力リアクトルＬｏｕｔに大きな電流が流れることがないので、スイッチング電源装置の信頼性を高めることが可能となる。
【０１１６】
したがって、本発明にかかるスイッチング電源装置は、容量成分ＣＬｏａｄの大きい負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、軽負荷状態となることが多い負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。さらに、本発明は、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動するためのスイッチング電源装置としても好適である。すなわち、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、大負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、軽負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔを単調低下させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源装置の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に大きい場合の動作を示すタイミング図である。
【図３】図２に示したタイミング図の主要部を拡大してより詳細に示した図である。
【図４】図１に示すスイッチング電源装置の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に小さい場合の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流ＩＲＬｏａｄの変化を示す図である。
【図５】図１に示すスイッチング電源装置の変形例を示す回路図である。
【図６】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路である。
【図８】従来のスイッチング電源装置において、動作停止時に出力電圧が振動する様子を示すタイミング図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置において、動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートする様子を示すタイミング図である。
【符号の説明】
１０ 制御回路
２０ 絶縁回路
４１，４２ 入力電源端子
４３，４４ 出力電源端子
４５，４６ 内部配線
５０ バックコンバータ回路
６０ ハーフブリッジ回路
７１ バックコンバータ制御回路
７２ ハーフブリッジ制御回路
８０ 補助電源回路
９０ 第１の動作電圧生成回路
１００ 第２の動作電圧生成回路
１１０ 整流回路
１２０ 平滑回路
１３０ 絶縁回路
１４０ 付加回路
Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１４ メインスイッチ
Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１５，Ｑ１６ 整流スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ １次側コンデンサ
Ｃ３，Ｃ１３，Ｃ１４ 平滑コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
ＣＬｏａｄ 容量成分
Ｃａ 付加コンデンサ
Ｌｐ１，Ｌｐ１１ １次巻線
Ｌｐ１２ 補助巻線
Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ１１，Ｌｓ１２ ２次巻線
Ｌｂ 平滑リアクトル
Ｌｏｕｔ 出力リアクトル
ＬＬｏａｄ リアクトル成分
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ１１〜Ｒ１５ 抵抗
ＲＬｏａｄ 抵抗成分
Ｒａ 付加抵抗
Ｔｒ１，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４ トランジスタ
Ｚ１，Ｚ１１，Ｚ１２ ツェナーダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１，Ｓ１２ 動作スイッチ
Ｂ ダイオードブリッジ回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to a switching power supply device in which undershoot and vibration of an output voltage Vout when operation is stopped are prevented.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a switching power supply device has been widely used as a power supply device for electronic equipment and electrical equipment represented by computers.
[0003]
FIG. 7 is a circuit of a conventional switching power supply device.
[0004]
As shown in FIG. 7, the conventional switching power supply device includes a transformer T1, a half-bridge type switching circuit provided on the primary side of the transformer T1, and a self-drive type provided on the secondary side of the transformer T1. The apparatus includes a rectifier circuit and a smoothing circuit, generates a DC output voltage Vout by stepping down the DC input voltage Vin supplied to the switching circuit on the primary side, and supplies this to a load. As shown in FIG. 7, the load is represented by a resistance component RLoad, a capacitance component CLoad, and a reactor component LLoad.
[0005]
The operations of the main switches Q1 and Q2 constituting the primary side switching circuit are controlled by the control circuit 10 based on the output voltage Vout. More specifically, the control circuit 10 reduces the power supplied to the load by decreasing the duty of the main switches Q1 and Q2 as the output voltage Vout becomes higher than the target voltage. The power supplied to the load is increased by increasing the duty of the main switches Q1 and Q2 as it becomes lower than the target voltage. In this way, the value of the output voltage Vout applied to the load is controlled so as to always become the target voltage. Since the control circuit 10 belongs to the primary circuit, the control circuit 10 cannot directly receive the output voltage Vout. As shown in FIG. 7, the voltage Vout ′ linked to the output voltage Vout is supplied via the insulation circuit 20 as shown in FIG. 10 is given.
[0006]
The operating voltage Vcc of the control circuit 10 is generated by an operating voltage generation circuit including a transistor Tr1, a resistor R1, and a Zener diode Z1. A capacitor C3 connected between the power supply terminals of the control circuit 10 is a smoothing capacitor for the purpose of stabilizing the operating voltage Vcc. The operation voltage generation circuit is activated when the operation switch S1 is on and deactivated when the operation switch S1 is off. The operation switch S1 can be turned on / off arbitrarily from the outside. When the switching power supply shown in FIG. 7 is to be operated, the operation switch S1 is turned on from the outside to stop the operation of the switching power supply. If desired, the operation switch S1 may be turned off from the outside.
[0007]
On the other hand, the rectifying switches Q3 and Q4 constituting the secondary side rectifier circuit are self-driven by the secondary side voltage of the transformer T1. Also, resistors R2 and R3 are inserted between the gates and sources of the rectifying switches Q3 and Q4, respectively, thereby preventing the gate electrode from being in a floating state.
[0008]
Next, the operation of the conventional switching power supply device shown in FIG. 7 will be described.
[0009]
FIG. 8 is a timing chart showing the operation of the conventional switching power supply device.
[0010]
As shown in FIG. 8, when the operation switch S1 is on, under the control of the control circuit 10, the gate-source voltage V of the main switches Q1, Q2 GS (Q1), V GS (Q2) is alternately set to a high level at a certain switching frequency. Thus, the primary side voltage V of the transformer T1 Lp The primary side capacitors C1 and C2 are repeatedly charged and discharged.
[0011]
In conjunction with this, the polarity of the secondary voltage generated in the secondary windings Ls1 and Ls2 of the transformer T1 is also alternately inverted, whereby the rectifier switches Q3 and Q4 are alternately turned on / off at the switching frequency. To do. More specifically, the gate-source voltage V GS During a period in which the main switch Q1 is on because (Q1) is at a high level, the gate-source voltage V of the rectifying switch Q3 is generated by the secondary side voltage generated in the secondary winding Ls2. GS (Q3) becomes a voltage equal to or higher than the threshold voltage, whereby the rectifying switch Q3 is turned on. Conversely, the gate-source voltage V GS During a period in which the main switch Q2 is on because (Q2) is at a high level, the gate-source voltage V of the rectifier switch Q4 is generated by the secondary side voltage generated in the secondary winding Ls1. GS (Q4) becomes a voltage equal to or higher than the threshold voltage, whereby the rectifying switch Q4 is turned on.
[0012]
As a result, the secondary voltage whose polarity is alternately inverted is rectified and smoothed by the smoothing circuit including the output reactor Lout and the output capacitor Cout to generate a stable output voltage Vout.
[0013]
When the operation switch S1 is changed to OFF at an arbitrary timing, the transistor Tr1 is turned off, so that the operation of the control circuit 10 is stopped. As a result, both the main switches Q1 and Q2 are turned off. That is, the switching operation is stopped.
[0014]
However, when the operation switch S1 is changed to OFF, the operation of the primary side switching circuit stops, so that either one of the rectifying switches Q3 and Q4 remains on, and the output capacitor Cout and the load capacitance component. A reverse current starts to flow from CLoad to the output reactor Lout.
[0015]
FIG. 8 shows a case where the rectification switch Q3 remains in the on state first because the operation switch S1 is turned off. In this case, since the operation of the switching circuit on the primary side is stopped, the discharge route of the charge stored in the gate of the rectifying switch Q3 is substantially only the resistor R2, and between the gate and the source of the rectifying switch Q3. Voltage V GS (Q3) gradually decreases due to the current flowing through the resistor R2. During this time, a reverse current continues to flow through the output reactor Lout.
[0016]
Thereafter, the gate-source voltage V of the rectifier switch Q3 is reduced by the decrease in Vout due to the discharge from the output capacitor Cout and the capacitive component CLoad of the load, the decrease in the secondary voltage of the winding, and the discharge of the gate charge through the resistor R2. GS When (Q3) drops below the threshold voltage and changes to an off state, a flyback voltage is generated in the transformer T1. Such a flyback voltage pushes up the internal voltage Vp in the switching circuit via the transformer T1, and at the same time, the gate-source voltage V of the rectifying switch Q4. GS Jump up (Q4). As a result, the rectification switch Q4 is now kept on.
[0017]
Further, as shown in FIG. 8, since the current flowing through the output reactor Lout through the rectifier switch Q4 is once in the forward direction, the output capacitor Cout and the load capacitance component CLoad are charged during this period, and the output voltage Vout increases. To do.
[0018]
After that, the gate-source voltage V of the rectifier switch Q4 GS (Q4) shows a decrease in Vout due to discharge from the output capacitor Cout and the load capacitance component CLoad, a decrease in the secondary voltage of the winding, and the resistance R3 from the time when the current flowing through the output reactor Lout is reversed. When the current begins to slowly drop due to the flowing current and falls below the threshold voltage and the rectifier switch Q4 changes to the OFF state, a flyback voltage is generated again in the transformer T1, and the internal voltage in the switching circuit is passed through the transformer T1. While pushing up Vp, the gate-source voltage V of the rectifier switch Q3 GS Jump up (Q4). As a result, the rectifying switch Q3 is now kept in the on state.
[0019]
Such an operation is repeated until the output capacitor Cout and the load capacitance component CLoad are consumed by the secondary circuit of the switching power supply device and the load resistance component RLoad, whereby the output voltage Vout The internal voltage Vp in the switching circuit rises stepwise while oscillating with a period much longer than the switching period.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional switching power supply device, even if the operation is stopped, the output voltage Vout does not decrease monotonously, but decreases while oscillating at a cycle longer than the normal switching cycle. May occur. For example, if the output voltage Vout decreases to a predetermined value or less, the load is determined to be stopped and the predetermined operation is performed. When the output voltage Vout decreases while oscillating, the load There arises a problem that it becomes difficult to determine whether or not the operation of the switching power supply has stopped.
[0021]
Further, in the conventional switching power supply device, when the operation is stopped, the internal voltage Vp in the primary side switching circuit increases stepwise, and there is a possibility that elements used in the primary side circuit are destroyed. . In order to prevent this, it is necessary to use an element with a high breakdown voltage, which increases the cost of the switching power supply device.
[0022]
Further, in the conventional switching power supply device, when the operation is stopped, a large current flows through the output reactor Lout on the secondary side, the secondary windings Ls1 and Ls2 of the transformer, and the rectifier switches Q3 and Q4. Therefore, the output reactor Lout, Large heat is generated in the secondary windings Ls1 and Ls2 of the transformer and the rectifying switches Q3 and Q4, and there is a possibility that the reliability of the switching power supply device is lowered.
[0023]
The above-described problem becomes more prominent as the resistance component RLoad of the load is larger. For example, this problem is particularly problematic when the operation of the switching power supply device is stopped at a light load. Furthermore, the above-described problem becomes more problematic as the capacitance component CLoad of the load increases, and is particularly problematic when power is supplied to a load having a large capacitance component CLoad.
[0024]
On the other hand, when the resistance component RLoad of the load is sufficiently small (when the load is large), the above-described problem is relatively difficult to occur, but when the resistance component RLoad is small (when the load is large), the operation of the switching power supply device When the operation is stopped, an undershoot occurs in the output voltage Vout, which may cause a malfunction in the load. If the output voltage Vout becomes a negative voltage, the parasitic diode in the IC included in the load device becomes conductive, and an excessive current flows through the IC. In some cases, the IC may malfunction or be damaged. is there.
[0025]
FIG. 9 is a timing chart showing how the output voltage Vout undershoots when operation is stopped.
[0026]
As shown in FIG. 9, when the operation of the primary side switching circuit is stopped by changing the operation switch S1 to OFF, the current (I) flowing through the resistance component RLoad RLoad ) Is the output current (I) of the output reactor Lout. Lout ) To the discharge current (I Cout ), And the voltage (V) is applied to the reactor component LLoad of the load. LLoad ) Occurs and tries to keep current flowing. As a result, the output voltage Vout fluctuates to the negative side, causing an undershoot. When this undershoot voltage reaches the forward voltage Vf of the body diodes of the rectifying switches Q3 and Q4, these body diodes become conductive, and the rectifying switch Q3 (body diode), the transformer secondary winding Ls1, and the output reactor. Current flows through the LCR series circuit composed of Lout and the output capacitor Cout, and the LCR series circuit composed of the rectifier switch Q4 (body diode), the transformer secondary winding Ls2, the output reactor Lout, and the output capacitor Cout. For this reason, the peak value of the undershoot voltage is clamped to approximately −Vf.
[0027]
Here, when the resistance component RLoad, the reactor component LLoad, and the output capacitor Cout satisfy the following expression, the LCR series circuit becomes oscillating and the above-described undershoot occurs.
[0028]
[Expression 1]
Figure 0003816396
As is clear from the equation (1), it can be seen that the smaller the resistance component RLoad (the larger the load), the easier the undershoot occurs. Here, since the resistance component RLoad and the reactor component LLoad are components on the load side, an additional capacitor Cex having a sufficient capacity is connected to the output capacitor Cout in order to prevent undershoot on the switching power supply device side. There is a problem that it is necessary to add them in parallel, resulting in an increase in the number of parts. The capacity of the additional capacitor Cex necessary to prevent undershoot can be expressed by the following equation.
[0029]
[Expression 2]
Figure 0003816396
Further, such a problem becomes more prominent as the resistance component RLoad of the load is smaller, and thus becomes a problem when driving a load that requires a low voltage and a large current, such as a server.
[0030]
As described above, in the conventional switching power supply device, there is a problem that when the operation stop is instructed, the output voltage Vout decreases while oscillating or an undershoot occurs in the output voltage Vout, and the former problem is the resistance of the load. The larger the component RLoad, the more prominent, and the latter problem becomes more prominent as the resistance component RLoad is smaller. In particular, the latter problem occurs regardless of whether or not the rectifier circuit is a self-drive type.
[0031]
Therefore, an object of the present invention is to provide a switching power supply device in which an undershoot does not occur in the output voltage Vout when an instruction to stop the operation is given.
[0032]
Another object of the present invention is to provide a switching power supply device in which the output voltage Vout does not vibrate greatly when an instruction to stop the operation is given.
[0033]
Still another object of the present invention is to provide a switching power supply apparatus in which the internal voltage Vp in the primary side switching circuit does not increase stepwise when an instruction to stop the operation is given. .
[0034]
Still another object of the present invention is to provide a switching power supply in which a large current does not flow through the output reactor Lout, the secondary windings Ls1 and Ls2 of the transformer, and the rectifying switches Q3 and Q4 when an instruction to stop the operation is given. Is to provide a device.
[0035]
[Means for Solving the Problems]
Such an object of the present invention is connected between the transformer, the input power supply terminal and the primary winding of the transformer. By a first converter and a half bridge, a forward converter, a full bridge or a push-pull circuit constituted by at least a buck converter or a boost converter circuit connected in series between the input power supply terminal and the primary winding of the transformer Consists of a configured second converter Connected to the switching circuit and the secondary winding of the transformer Self-driven A rectifier circuit; a control circuit that controls the operation of the switching circuit; and first and second operation voltage generation circuits that generate an operation voltage of the control circuit; The control circuit includes at least a first converter control circuit that controls the operation of the first converter and a second converter control circuit that controls the operation of the second converter, and the first operating voltage generation circuit includes Supplying the first operating voltage to an operating power supply line provided in common to the first converter control circuit and the second converter control circuit, and the second operating voltage generating circuit is configured to supply the operating power supply. The second operating voltage is supplied to the wiring, and the third operating voltage is applied to the operating power supply wiring using the voltage appearing in the auxiliary winding provided on the primary side of the transformer. An auxiliary power supply circuit for supplying, and when the first operating voltage generating circuit is in an active state, the first converter control circuit and the second converter control circuit are in an operating state; When the second operating voltage generation circuit is in an active state, the operation of the first converter control circuit is stopped, the minimum operating voltage Vcc1 of the auxiliary power supply circuit, the first converter control circuit The minimum operating voltage Vcc2 and the minimum operating voltage Vcc3 of the second converter control circuit have a relationship of Vcc1>Vcc2> Vcc3. This is achieved by the switching power supply device.
[0036]
In a preferred embodiment of the present invention, the first operating voltage generating circuit includes a first Zener diode that determines the first operating voltage, and the second operating voltage generating circuit includes the second operating voltage generating circuit. A second Zener diode for determining the operating voltage is included, the Zener voltage of the first Zener diode; But The zener voltage of the second zener diode Higher than .
[0037]
In a further preferred aspect of the present invention, the first operating voltage generation circuit further includes an operation switch connected in parallel to the first Zener diode.
[0046]
As described above, according to the present invention, the first operating voltage generated by the first operating voltage generating circuit and the second operating voltage generated by the second operating voltage generating circuit are different from each other. In normal operation, the control circuit is operated with the operating voltage of one operating voltage generation circuit, and at the end of operation, the control circuit is operated with the operating voltage of the other operating voltage generation circuit. The switching operation can be continued. As a result, the output voltage can be reduced substantially monotonously without causing vibrations or undershoots, so that malfunction of the load can be effectively prevented.
[0047]
In particular, when the rectifier circuit is a self-drive type rectifier circuit, when an instruction to stop the operation is given, the internal voltage in the switching circuit on the primary side is prevented from being increased stepwise. It becomes possible to effectively prevent destruction of elements used in the secondary circuit. In addition, since it is not necessary to use an element with a high breakdown voltage, the cost of the switching power supply device can be reduced. Furthermore, when an instruction to stop the operation is given, a large current does not flow through the output reactor, the secondary winding of the transformer, and the rectifier circuit, so that reliability can be improved.
[0048]
Therefore, the switching power supply device according to the present invention is particularly suitable as a switching power supply device for supplying power to a load having a large capacitance component CLoad. The switching power supply according to the present invention is particularly suitable as a switching power supply for supplying electric power to a load that is often in a light load state. Furthermore, the present invention is also suitable as a switching power supply device for driving a load that requires a low voltage and a large current, such as a server. That is, according to the switching power supply device according to the present invention, the output voltage is monotonously reduced even when the operation stop is instructed at a heavy load or the operation stop is instructed at a light load. It becomes possible to make it.
[0057]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0058]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a preferred embodiment of the present invention.
[0059]
As shown in FIG. 1, the switching power supply according to the present embodiment steps down the DC input voltage Vin supplied to the pair of input power supply terminals 41 and 42 and applies the DC output voltage to the pair of output power supply terminals 43 and 44. Vout is a device that generates Vout and supplies it to a load, and includes a buck converter circuit 50 connected to the input power supply terminals 41 and 42, and a half that excites the primary winding Lp11 of the transformer T2 connected to the buck converter circuit 50. Bridge circuit 60, buck converter control circuit 71 that controls the operation of buck converter circuit 50, half bridge control circuit 72 that controls the operation of half bridge circuit 60, and buck converter control circuit 71 and half bridge control during normal operation Auxiliary power supply circuit 80 for generating operating voltage Vcc of circuit 72, and A first operating voltage generating circuit 90 for generating the working voltage Vcc, a second operating voltage generating circuit 100 for generating the operating voltage Vcc at the end of the operation, and a self-drive type provided on the secondary side of the transformer T2. Rectifier circuit 110 and a smoothing circuit 120 provided at a subsequent stage of the rectifier circuit 110 and connected to the output power supply terminals 43 and 44.
[0060]
In addition, an operation switch S11 is provided between the DC input power supply and the input power supply terminal 41, and it is necessary to turn it on from the outside when performing a transformation operation by the switching power supply device. In the present embodiment, the operation switch S11 is not an element constituting a part of the switching power supply device, but may be included in a part of the switching power supply device.
[0061]
The buck converter circuit 50 includes main switches Q11 and Q12 and a smoothing reactor Lb. As shown in FIG. 1, the main switch Q11 and the smoothing reactor Lb are connected in series between the high-order side input power supply terminal 41 and the half-bridge circuit 60, and the main switch Q12 is connected to the low-order side input power supply terminal. 42 and the connection point of the main switch Q11 and the smoothing reactor Lb. The buck converter circuit 50 steps down the DC input voltage Vin appearing between the input power supply terminals 41 and 42 under the control of the buck converter control circuit 71 to generate the internal voltage Vp between the pair of internal wires 45 and 46.
[0062]
The half-bridge circuit 60 includes main switches Q13 and Q14 connected in series between a pair of internal wires 45 and 46, and primary-side capacitors C11 and C12 connected in series between a pair of internal wires 45 and 46. It has. As shown in FIG. 1, the primary winding Lp11 of the transformer T2 is connected between the connection point of the main switches Q13 and Q14 and the connection point of the primary side capacitors C11 and C12.
[0063]
The buck converter control circuit 71 is a circuit that controls the switching operation of the main switches Q11 and Q12 constituting the buck converter circuit 50. The main switches Q11 and Q12 are controlled by the back converter control circuit 71 under a predetermined dead state. It is turned on alternately with the time between. The buck converter control circuit 71 controls the duty of the main switch Q11 based on the output voltage Vout. More specifically, the buck converter control circuit 71 determines that the main switch Q11 has a higher output voltage Vout than the target voltage. By reducing the duty, the power supplied to the half-bridge circuit 60 via the internal wirings 45 and 46 is reduced, and conversely, the duty of the main switch Q11 is increased as the output voltage Vout becomes lower than the target voltage. Thus, the power supplied to the half-bridge circuit 60 is increased. In this way, the half bridge circuit 60 is given a constant internal voltage Vp determined by the DC input voltage Vin and the duty of the main switch Q11.
[0064]
Note that since the buck converter control circuit 71 belongs to the primary circuit, it cannot directly receive the output voltage Vout. As shown in FIG. 1, the voltage Vout ′ linked to the output voltage Vout via the insulating circuit 130 is This is given to the buck converter control circuit 71. The minimum operating voltage of the buck converter control circuit 71 will be described later.
[0065]
The half-bridge control circuit 72 is a circuit that controls the switching operation of the main switches Q13 and Q14 constituting the half-bridge circuit 60, and always drives them with a constant duty. As a result, a constant DC output voltage Vout determined by the internal voltage Vp and the turn ratio of the transformer T2 appears between the pair of output power supply terminals 43 and 44. The minimum operating voltage of the half bridge control circuit 72 will also be described later.
[0066]
The auxiliary power supply circuit 80 is a circuit that generates operating voltages of the buck converter control circuit 71 and the half-bridge control circuit 72 during normal operation, and includes a diode bridge circuit B, smoothing capacitors C13 and C14, a transistor Tr11, and a resistor R11. , R12. The diode bridge circuit B is a circuit that rectifies the voltage appearing in the auxiliary winding Lp12 provided on the primary side of the transformer T2, and the voltage appearing between its output terminals is smoothed by the smoothing capacitor C13 and is supplied to the auxiliary power supply voltage Vsub. It becomes. The transistor Tr11 is provided between the output terminal on the higher level side of the diode bridge circuit B and the Vcc wiring, and a resistor R11 is provided between the base and emitter. The lower output side of the diode bridge circuit B is directly connected to the internal wiring 46. With this configuration, when the half bridge circuit 60 starts the switching operation, the auxiliary power supply circuit 80 supplies a predetermined operating voltage to the Vcc wiring using the voltage appearing in the auxiliary winding Lp12. Here, the operating voltage applied to the Vcc wiring by the auxiliary power supply circuit 80 is defined as “Vcc1”.
[0067]
The first operating voltage generation circuit 90 is a circuit that generates the operating voltage Vcc of the buck converter control circuit 71 and the half-bridge control circuit 72 at the time of startup, and includes a transistor Tr12, a resistor R13, a Zener diode Z11, and a diode D11. And an operation switch S12. As shown in FIG. 1, the transistor Tr12 and the diode D11 are connected in series between the high-level input power supply terminal 41 and the Vcc wiring, and the resistor R13 and the Zener diode Z11 are connected to the high-level input power supply terminal 41. And the low-side input power supply terminal 42 are connected in series. The connection point between the resistor R13 and the Zener diode Z11 is connected to the base of the transistor Tr12, whereby the Zener voltage V of the Zener diode Z11 is applied to the base of the transistor Tr12. Z11 Is given. Therefore, when the transistor Tr12 is turned on, the voltage applied to the Vcc wiring is V Z11 −2Vth (Vth is the base-emitter voltage of the transistor Tr12 and the forward voltage of the diode D11). Thus, the operating voltage applied to the Vcc wiring by the first operating voltage generation circuit 90 is defined as “Vcc2”.
[0068]
Here, in this embodiment,
Vcc1> Vcc2
Zener voltage V of zener diode Z11 so that Z11 Is selected. Therefore, the first operating voltage generation circuit 90 operates only when the switching power supply device is activated, and the transistor Tr12 is turned off when the half-bridge circuit 60 starts the switching operation. Thereby, the first operating voltage generation circuit 90 does not substantially contribute to the operation of the switching power supply device.
[0069]
Further, the operation switch S12 provided in the first operating voltage generation circuit 90 is connected between both ends of the Zener diode Z11, and when performing a transformation operation by the switching power supply device, it is necessary to turn it off from the outside. There is. Therefore, in order to operate the switching power supply device according to this embodiment, it is necessary to turn on the operation switch S11 and turn off the operation switch S12. Conversely, in order to stop the operation of the switching power supply device according to the present embodiment, the operation switch S11 may be turned off or the operation switch S12 may be turned on.
[0070]
The second operating voltage generating circuit 100 is a circuit that generates operating voltages of the buck converter control circuit 71 and the half bridge control circuit 72 at the end of the operation, and includes a transistor Tr13, a transistor Tr14, a diode D12, and a Zener diode Z12. With. The transistor Tr13 and the diode D12 are connected in series between the internal wiring 45 and the Vcc wiring, the transistor Tr14 is connected between the internal wiring 45 and the base of the transistor Tr13, and the Zener diode Z12 is connected to the transistor Tr13. Connected between the base and the internal wiring 46. The gate and source of the transistor Tr14 are short-circuited, thereby functioning as a constant current element. A resistor may be used instead of the transistor Tr14.
[0071]
Also, the Zener voltage V of the Zener diode Z12 Z12 Is the Zener voltage V of the Zener diode Z11. Z11 Is set lower. Therefore, when the operation switch S11 is on and the operation switch S12 is off, the base voltage of the transistor Tr12 is always higher than the base voltage of the transistor Tr13. Becomes less than the threshold voltage, and the transistor Tr13 is kept off. When the transistor Tr13 is in the off state, the second operating voltage generation circuit 100 does not substantially contribute to the operation of the switching power supply device.
[0072]
On the other hand, when the transistor Tr13 is turned on, the voltage applied to the Vcc wiring is V Z12 −2Vth (Vth is the base-emitter voltage of the transistor Tr13 and the forward voltage of the diode D12). Thus, the operating voltage applied to the Vcc wiring by the second operating voltage generation circuit 100 is defined as “Vcc3”.
[0073]
As described above, in this embodiment, the Zener voltage V of the Zener diode Z12 Z12 Is the Zener voltage V of the Zener diode Z11. Z11 Because it is set lower than
Vcc2> Vcc3
It is. For this reason, the second operating voltage generation circuit 100 can operate only during a period in which the transistor Tr12 is in an OFF state by turning off the operation switch S11 or turning on the operation switch S12.
[0074]
Here, in this embodiment, the minimum operating voltage of the buck converter control circuit 71 is set to less than Vcc2 and Vcc3 or more, and the minimum operating voltage of the half bridge control circuit 72 is set to less than Vcc3. Thus, the buck converter control circuit 71 can drive the main switches Q11 and Q12 when the auxiliary power supply circuit 80 or the first operating voltage generation circuit 90 is in an active state. When the second operating voltage generation circuit 100 is in an inactive state instead, the main switches Q11 and Q12 cannot be driven. On the other hand, the half-bridge control circuit 72 drives the main switches Q13 and Q14 as long as any one of the auxiliary power supply circuit 80, the first operating voltage generating circuit 90, and the second operating voltage generating circuit 100 is active. It can be performed.
[0075]
The rectifier circuit 110 includes rectifier switches Q15 and Q16 and resistors R14 and R15. The rectifying switch Q15 is connected between the secondary winding Ls11 of the transformer T2 and the lower output voltage terminal 44, and the rectifying switch Q16 is connected between the secondary winding Ls12 of the transformer T2 and the lower output voltage terminal. Connected between. The gate of the rectification switch Q15 is connected to the secondary winding Ls12, and the gate of the rectification switch Q16 is connected to the secondary winding Ls112. As a result, the rectifier circuit 110 constitutes a so-called self-drive rectifier circuit. Further, resistors R14 and R15 are inserted between the gates and sources of the rectifying switches Q15 and Q16, respectively, thereby preventing the gate electrode from being in a floating state.
[0076]
The smoothing circuit 120 includes an output reactor Lout connected between the rectified output terminal of the rectifier circuit 110 and the output voltage terminal 43 on the higher side, and an output capacitor Cout connected between the pair of output voltage terminals 43 and 44. Prepare.
[0077]
And although it is not an element which comprises a part of switching power supply device concerning this embodiment, the load connected between a pair of output voltage terminals 43 and 44 is represented by resistance component RLoad, capacity component CLoad, and reactor component LLoad. be able to.
[0078]
Next, the operation of the switching power supply device according to this embodiment will be described.
[0079]
FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the switching power supply device shown in FIG.
[0080]
In order to operate the switching power supply device according to this embodiment, first, the operation switch S11 needs to be turned on from the outside and the operation switch S12 needs to be turned off from the outside. When the operation switch S11 is turned on and the operation switch S12 is turned off, the transistor Tr12 in the first operation voltage generation circuit 90 is turned on, and the operation voltage applied to the Vcc wiring becomes Vcc2.
[0081]
As a result, the buck converter control circuit 71 and the half bridge control circuit 72 are both in an operating state, and the buck converter control circuit 71 alternately turns on / off the main switches Q11 and Q12 with a duty based on the voltage Vout ′. The control circuit 72 turns on / off the main switches Q13 and Q14 alternately with a certain duty.
[0082]
As a result, the primary side voltage V of the transformer T2 Lp11 The polarity of the inverting switches Q15 and Q16 are alternately turned on, since the polarity of the secondary side voltage generated in the secondary windings Ls11 and Ls12 of the transformer T2 is also alternately reversed. / Turn off. As a result, the secondary side voltage whose polarity is alternately inverted is rectified and smoothed by the smoothing circuit 120 to generate a stable output voltage Vout.
[0083]
FIG. 3 is an enlarged view showing the main part of the timing diagram shown in FIG. 2 in more detail.
[0084]
As shown in FIG. 3, when the main switches Q13 and Q14 repeat the switching operation under the control of the half bridge control circuit 72, the current I flowing through the output reactor Lout Lout Is a waveform having a frequency twice the switching frequency, and the current I flowing through the primary winding Lp11 of the transformer T2 Lp11 This waveform has the same frequency as the switching frequency. In this case, the current I flowing through the output reactor Lout Lout When the direction is positive, the output capacitor Cout is charged, and when it is negative, the output capacitor Cout is discharged.
[0085]
Further, during the period in which the main switch Q13 is on, the current I flowing through the primary winding Lp11 of the transformer T2 Lp11 When the direction is positive, the primary side capacitor C11 is discharged. When the direction is negative, the primary side capacitor C11 is charged. Although not shown in FIG. 3, similarly, during the period in which the main switch Q14 is on, the current I flowing through the primary winding Lp11 of the transformer T2 Lp11 When the direction is positive, the primary side capacitor C12 is charged, and when the direction is negative, the primary side capacitor C12 is discharged.
[0086]
On the other hand, when a voltage is generated in the auxiliary winding Lp12 provided on the primary side of the transformer T2 by the switching operation of the half bridge circuit 60, the operating voltage applied to the Vcc wiring by the auxiliary power supply circuit 80 becomes Vcc1, and accordingly. The first operating voltage generation circuit 90 is deactivated.
[0087]
When the operation switch S12 is turned on at an arbitrary timing, the base voltage of the transistor Tr12 decreases and the transistor Tr12 is turned off. When the transistor Tr12 is turned off, the base voltage of the transistor Tr11 is also lowered, so that the transistor Tr11 is turned off.
[0088]
As a result, the potential of the Vcc wiring is lowered, so that the base-emitter voltage of the transistor Tr13 is turned on exceeding the threshold voltage. As a result, the potential of the Vcc line becomes Vcc3, and the operation of the buck converter control circuit 71 is stopped. That is, the main switches Q11 and Q12 are both turned off. On the other hand, for the half bridge control circuit 72, since the minimum operating voltage is set to less than Vcc3, the switching operation by the main switches Q13 and Q14 is continued.
[0089]
Therefore, in the switching power supply device according to this embodiment, the rectifier switches Q15 and Q16 are also turned on / off alternately in the normal switching cycle, and one rectifier switch is in the on state as in the conventional switching power supply device. The phenomenon that remains is not generated.
[0090]
As described above, in the switching power supply according to this embodiment, the main switches Q13 and Q14 continue the switching operation even after the operation stop is instructed by turning on the operation switch S12. The energy accumulated in the capacitance component CLoad is gradually consumed by the load resistance component RLoad, the main switches Q13 and Q14, the rectifier switches Q15 and Q16, and the output voltage Vout is thereby lowered. In this case, since the main switches Q13 and Q14 operate at a normal switching frequency, the output voltage Vout does not decrease while oscillating greatly unlike the conventional switching power supply device, and decreases substantially monotonously. Will do.
[0091]
Further, since the switching operation is continued even after the operation switch S12 is turned on, the flyback voltage is not generated unlike the conventional switching power supply device, and therefore the internal voltage Vp in the switching circuit is pushed up. It will never be done. The internal voltage Vp in the switching circuit decreases monotonously as shown in FIG. 2, and when the potential of the Vcc wiring falls below the minimum operating voltage of the half bridge control circuit 72, all switching operations are stopped. At this point in time, much of the energy stored in the output capacitor Cout and the capacitive component CLoad of the load has already been consumed, so that oscillation with a period much longer than the switching period occurs as in the prior art. There is no.
[0092]
Further, since the switching operation after the operation switch S12 is turned on is exactly the same as the switching operation in the normal operation, the current flowing through the output reactor Lout is the same as the current in the normal operation, and an abnormal current is generated. There is no flow.
[0093]
Moreover, in the switching power supply device according to the present embodiment, the main switches Q13 and Q14 continue the switching operation even after the operation stop is instructed by turning on the operation switch S12, so that the rectifying switch Q15 (body diode), An LCR series circuit comprising a transformer secondary winding Ls11, an output reactor Lout, and an output capacitor Cout, and an LCR series comprising a rectifier switch Q16 (body diode), a transformer secondary winding Ls12, an output reactor Lout, and an output capacitor Cout. Conditions under which the circuit oscillates and undershoot occurs in the output voltage Vout can be expressed by the following equation.
[0094]
[Equation 3]
Figure 0003816396
In Expression (3), N1 indicates the number of turns of the primary winding Lp11 of the transformer T2, and N2 indicates the number of turns of the secondary windings Ls11 and Ls12 of the transformer T2.
[0095]
As apparent from the equation (3), according to the present embodiment, the LCR series circuit is less likely to be oscillating as much as the capacitances of the primary side capacitors C11 and C12 are added compared to the conventional switching power supply device. I understand. Therefore, undershoot of the output voltage Vout can be prevented by using the capacitances of the primary side capacitors C11 and C12 without using the additional capacitor Cex.
[0096]
4 is an enlarged view of the main part of the timing diagram shown in FIG. 2, and the current I flowing through the resistance component RLoad of the load. RLoad It is a figure which shows the change of.
[0097]
As shown in FIG. 4, if the condition of the expression (3) is not satisfied by adding the capacitances of the primary side capacitors C11 and C12, the voltage (V) is applied to the reactor component LLoad when the operation switch S12 is turned on. LLoad ), The output voltage Vout does not swing to the negative side because the LCR series circuit does not satisfy the resonance condition. That is, it is possible to prevent the occurrence of undershoot.
[0098]
As described above, according to the switching power supply device according to the present embodiment, the operation can be stopped without causing various problems in the conventional switching power supply device by turning on the operation switch S12. It is possible to start and stop the operation with the switch S11 kept on. Therefore, this embodiment is particularly suitable when the operation switch S11 is disposed outside the switching power supply device.
[0099]
Further, according to the switching power supply device according to the present embodiment, the auxiliary power supply circuit 80 supplies the operating voltage to the Vcc wiring during the normal operation, and the first operating voltage generating circuit 90 is deactivated. Loss that occurs when generating the operating voltage is reduced.
[0100]
Furthermore, according to the switching power supply apparatus according to the present embodiment, the buck converter circuit 50 is provided in the previous stage of the half-bridge circuit 60, and the step-down is performed by these two-stage converters. Is greatly reduced, and the overall conversion efficiency is increased.
[0101]
2 and 4 show an example in which the operation is stopped by turning on the operation switch S12. However, the method for stopping the operation is not limited to this, and the operation switch is not limited thereto. The operation may be stopped by turning off S11. Also in this case, similarly to the case where the operation switch S12 is turned on, the operation can be stopped without causing various problems in the conventional switching power supply device.
[0102]
In the above-described switching power supply device, the collector of the transistor Tr13 and the drain of the transistor Tr14 that constitute the second operating voltage generation circuit 100 are both connected to the internal wiring 45, but as shown in FIG. These may be connected to the higher output side of the diode bridge circuit constituting the auxiliary power supply circuit 80. Also in this case, substantially the same operation as the switching power supply device shown in FIG. 1 can be performed.
[0103]
Next, another preferred embodiment of the present invention will be described.
[0104]
FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply device according to another preferred embodiment of the present invention.
[0105]
As shown in FIG. 6, the switching power supply according to this embodiment has a configuration in which an additional circuit 140 is added to the switching power supply shown in FIG. 1, and the other points are the switching power supply shown in FIG. It has the same configuration as the device.
[0106]
The additional circuit 140 includes an additional capacitor Ca and an additional resistor Ra connected in series between the internal wirings 45 and 46, and serves to alleviate a resonance condition in which the LCR series circuit becomes oscillating when the operation of the switching power supply device is stopped. Fulfill. In the present embodiment, the condition under which the LCR series circuit is oscillating and undershoot occurs in the output voltage Vout can be expressed by the following equation.
[0107]
[Expression 4]
Figure 0003816396
As is apparent from the equation (4), according to this embodiment, the LCR series circuit is less likely to be more vibrant than the switching power supply device shown in FIG. I understand. Therefore, this embodiment is effective when the undershoot of the output voltage Vout cannot be prevented only by using the capacitances of the primary side capacitors C11 and C12 (when the condition of the expression (3) is satisfied). is there. In addition, since the additional capacitor Ca and the additional resistor Ra constitute a time constant circuit, the additional circuit 140 does not have any adverse effect during the operation of the switching power supply device.
[0108]
Needless to say, this embodiment can also be applied to the switching power supply device shown in FIG.
[0109]
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and these are also included in the scope of the present invention. Needless to say.
[0110]
For example, in the switching power supply according to each of the above embodiments, the Zener voltage V of the Zener diode Z12 Z12 Zener voltage V of zener diode Z11 Z11 However, when the operation switch S11 is in the on state and the operation switch S12 is in the off state, the base voltage of the transistor Tr12 becomes higher than the base voltage of the transistor Tr13. For example, if one or more ordinary diodes are connected in series to the Zener diode Z11, the Zener voltage V Z11 And Zener voltage V Z12 May be the same voltage, and conversely, the Zener voltage V Z11 Is the zener voltage V Z12 It may be lower.
[0111]
In the switching power supply according to each of the above embodiments, the above operation is realized by setting the minimum operating voltage of the buck converter control circuit 71 higher than the minimum operating voltage of the half bridge control circuit 72. As long as the operation of the buck converter control circuit 71 is stopped while the operation voltage generation circuit 100 of FIG. 2 is activated and the operation of the half bridge control circuit 72 is not stopped, for example, the Vcc wiring and the Vcc input terminal of the back converter control circuit 71 If one or two or more diodes are connected in series with each other, these minimum operating voltages may be equal. Conversely, the lowest operating voltage of the buck converter control circuit 71 is greater than that of the half-bridge control circuit 72. It may be lower than that.
[0112]
Furthermore, in the switching power supply device according to each of the above embodiments, the series circuit of the buck converter circuit 50 and the half bridge circuit 60 is used as the primary side circuit of the transformer T2, but the primary side applicable to the present invention is used. The circuit is not limited to this, and other converter circuits may be used in series. For example, another circuit such as a boost converter circuit may be used instead of the buck converter circuit 50, and another circuit such as a forward converter, a full bridge, or a push-pull circuit may be used instead of the half bridge circuit 60. It doesn't matter.
[0113]
In the switching power supply device according to each of the above embodiments, a self-drive rectifier circuit is used as the rectifier circuit 110. As described above, an undershoot occurs in the output voltage Vout when the operation of the switching power supply device is stopped. Since the problem arises regardless of whether or not the rectifier circuit is a self-drive type, in the present invention, instead of the self-drive type rectifier circuit 110, a normal rectifier circuit using a diode or a driver is used. Alternatively, a synchronous rectification type rectifier circuit whose operation is controlled by the above may be used.
[0114]
Further, in the switching power supply device according to each of the above embodiments, the buck converter control circuit 71 and the half bridge control circuit 72 belong to the primary side circuit, but they may be configured to belong to the secondary side circuit. I do not care.
[0115]
【The invention's effect】
As described above, according to the switching power supply device according to the present invention, when the stop of the operation is instructed, the output voltage Vout does not vibrate greatly or causes an undershoot, and substantially decreases monotonously. Therefore, it is possible to effectively prevent a load malfunction. Further, according to the switching power supply device of the present invention, when the operation stop is instructed, the internal voltage Vp in the primary side switching circuit does not increase stepwise but gradually decreases. It becomes possible to effectively prevent destruction of elements used in the primary side circuit. In addition, since it is not necessary to use an element with a high breakdown voltage, the cost of the switching power supply device can be reduced. Furthermore, according to the switching power supply device according to the present invention, when the operation stop is instructed, a large current does not flow through the output reactor Lout, so that the reliability of the switching power supply device can be improved.
[0116]
Therefore, the switching power supply device according to the present invention is particularly suitable as a switching power supply device for supplying power to a load having a large capacitance component CLoad. The switching power supply according to the present invention is particularly suitable as a switching power supply for supplying electric power to a load that is often in a light load state. Furthermore, the present invention is also suitable as a switching power supply device for driving a load that requires a low voltage and a large current, such as a server. That is, according to the switching power supply device of the present invention, the output voltage Vout is monotonously controlled even when the operation stop is instructed at a heavy load or the operation stop is instructed at a light load. It can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a preferred embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart showing an operation when a resistance component RLoad of a load of the switching power supply device shown in FIG. 1 is sufficiently large.
FIG. 3 is an enlarged view showing a main part of the timing diagram shown in FIG. 2 in more detail.
4 is a diagram showing a current I flowing through a load resistance component RLoad when the load resistance component RLoad of the switching power supply device shown in FIG. 1 is sufficiently small. RLoad It is a figure which shows the change of.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the switching power supply device shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply device according to another preferred embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit of a conventional switching power supply device.
FIG. 8 is a timing diagram illustrating how the output voltage oscillates when operation is stopped in a conventional switching power supply device;
FIG. 9 is a timing diagram illustrating how the output voltage Vout undershoots when operation is stopped in a conventional switching power supply device;
[Explanation of symbols]
10 Control circuit
20 Insulation circuit
41, 42 Input power supply terminal
43,44 Output power terminal
45, 46 Internal wiring
50 Buck converter circuit
60 half-bridge circuit
71 Buck converter control circuit
72 Half-bridge control circuit
80 Auxiliary power circuit
90 First operating voltage generation circuit
100 Second operating voltage generation circuit
110 Rectifier circuit
120 Smoothing circuit
130 Insulation circuit
140 Additional circuit
T1, T2 transformer
Q1, Q2, Q11 to Q14 Main switch
Q3, Q4, Q15, Q16 Rectifier switch
C1, C2, C11, C12 Primary side capacitor
C3, C13, C14 Smoothing capacitor
Cout output capacitor
CLoad capacitance component
Ca addition capacitor
Lp1, Lp11 primary winding
Lp12 Auxiliary winding
Ls1, Ls2, Ls11, Ls12 Secondary winding
Lb Smooth reactor
Lout output reactor
LLoad reactor component
R1-R3, R11-R15 resistance
RLoad resistance component
Ra additional resistance
Tr1, Tr11 to Tr14 transistors
Z1, Z11, Z12 Zener diode
D11, D12 Diode
S1, S2, S11, S12 Operation switch
B Diode bridge circuit

Claims (3)

トランスと、入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に接続され、前記入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に直列に接続された少なくともバックコンバータまたはブーストコンバータ回路によって構成された第１コンバータ及びハーフブリッジ、フォワードコンバータ、フルブリッジまたはプッシュプル回路によって構成された第２のコンバータからなるスイッチング回路と、前記トランスの２次巻線に接続された自己ドライブ型の整流回路と、前記スイッチング回路の動作を制御する制御回路と、前記制御回路の動作電圧を生成する第１及び第２の動作電圧生成回路とを備え、前記制御回路が、少なくとも、前記第１のコンバータの動作を制御する第１コンバータ制御回路及び前記第２のコンバータの動作を制御する第２コンバータ制御回路からなり、前記第１の動作電圧生成回路が、前記第１コンバータ制御回路及び第２コンバータ制御回路に対して共通に設けられた動作電源配線に対して前記第１の動作電圧を供給し、前記第２の動作電圧生成回路が、前記動作電源配線に対して前記第２の動作電圧を供給するように構成され、さらに、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線に現れる電圧を用いて前記動作電源配線に第３の動作電圧を供給する補助電源回路を備え、前記第１の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路及び前記第２コンバータ制御回路は動作状態となり、前記第２の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路の動作が停止するように構成され、前記補助電源回路の最低動作電圧Ｖｃｃ１、前記第１コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ２および前記第２コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ３が、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３の関係にあることを特徴とするスイッチング電源装置。By a transformer, at least a buck converter or a boost converter circuit connected between the input power supply terminal and the primary winding of the transformer and connected in series between the input power supply terminal and the primary winding of the transformer A switching circuit comprising a first converter and a second converter constituted by a half bridge, a forward converter, a full bridge or a push-pull circuit, and a self-drive rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer And a control circuit for controlling the operation of the switching circuit, and first and second operation voltage generation circuits for generating an operation voltage of the control circuit , wherein the control circuit is at least of the first converter. A first converter control circuit for controlling the operation and a second converter for controlling the operation of the second converter; An inverter control circuit, and the first operating voltage generation circuit supplies the first operating voltage to an operating power supply line provided in common to the first converter control circuit and the second converter control circuit. The second operating voltage generating circuit is configured to supply the second operating voltage to the operating power supply wiring, and further appears in an auxiliary winding provided on the primary side of the transformer. An auxiliary power supply circuit that supplies a third operating voltage to the operating power supply wiring using a voltage, and when the first operating voltage generation circuit is in an active state, the first converter control circuit and the second The converter control circuit is in an operating state, and when the second operating voltage generation circuit is in an active state, the operation of the first converter control circuit is stopped, Operating voltage Vcc1, the minimum operating voltage Vcc3 of minimum operating voltage Vcc2 and the second converter control circuit of the first converter control circuit, Vcc1>Vcc2> switching power supply unit, characterized in that a relationship of Vcc3. 前記第１の動作電圧生成回路には前記第１の動作電圧を決める第１のツェナーダイオードが含まれ、前記第２の動作電圧生成回路には前記第２の動作電圧を決める第２のツェナーダイオードが含まれており、前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧よりも高いことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。The first operating voltage generating circuit includes a first Zener diode that determines the first operating voltage, and the second operating voltage generating circuit includes a second Zener diode that determines the second operating voltage. are included, the Zener voltage of the first zener diode, the switching power supply device according to claim 1, wherein the higher than the Zener voltage of the second Zener diode. 前記第１の動作電圧生成回路には、前記第１のツェナーダイオードに対して並列に接続された動作スイッチがさらに含まれていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。  The switching power supply device according to claim 2, wherein the first operating voltage generation circuit further includes an operation switch connected in parallel to the first Zener diode.
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