JP4992139B2 - ターゲット識別装置 - Google Patents

Description

本発明は、広帯域信号を用いてターゲットを識別するターゲット識別装置に関する。

従来より、各種のターゲットを識別する装置として、レーダ装置が広く利用されている。このレーダ装置は、基本的に電波を送信してターゲットからの反射波を受信し、送信波と反射波の相違に基づきターゲットを識別する。例えば、パルスを送信して、送信から受信するまでの時間からターゲットまでの距離を検出する。

ここで、このようなレーダ装置における距離分解能は送信パルスの帯域幅に比例する（非特許文献１）。従って、距離分解能を上げるには送信パルスを広帯域化することが必要となる。

しかし、送信パルスを広帯域化すると、受信側では高周波の信号を処理する必要がありその処理が難しくなる。例えば、受信信号をＡＤ変換処理する場合に、そのサンプリングクロックが非常に早くなってしまうという問題がある。

ここで、超長基線干渉計（ＶＬＢＩ）という距離計測技術が知られている（非特許文献２）。このＶＬＢＩは、電波を送信するものではないが、２つの広帯域信号の比較から距離を求める。そして、このＶＬＢＩにおいては、広帯域信号をサブバンド信号に分割し、サブバンド信号同士の比較を行っており、これによって、比較の対象をサブバンドとして、演算処理を容易にしている。

なお、車両に搭載するレーダ装置については、特許文献１などに記載がある。

特開平１０−５４８７４号公報 吉田孝、「改訂 レーダ技術」、電子情報通信学会、１９９６年 高橋富士信、近藤哲朗、高橋幸雄、「ＶＬＢＩ技術」、オーム社、１９９７年

ここで、広帯域信号を送信して、その受信波からターゲット識別を行うが、この際に受信信号の処理を容易にしたいという要求があり、さらに複数ターゲットの識別の精度を上げたいという要求がある。

本発明は、広帯域信号または広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号からなる送信信号を送信する送信機と、ターゲットからの反射波を受信して、受信信号を得る受信機と、受信信号から得られる複数のサブバンド信号について、広帯域信号における対応する信号との相関を示す粗決定サーチ関数を算出する粗決定サーチ関数算出部と、粗決定サーチ関数算出部で得られた粗決定サーチ関数から、その中で相関が最も大きい第１ターゲットを抽出しその第１ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第１粗サーチ部と、第１粗サーチ部によって得られた第１ターゲットに基づいて、その第１ターゲットしか存在しないと仮定して得られる粗決定サーチ関数である第１ターゲット粗サーチレプリカを生成する第１粗サーチレプリカ生成部と、前記粗決定サーチ関数から、前記第１粗サーチレプリカ生成部によって生成した第１ターゲット粗サーチレプリカを減算する減算部と、この減算部で得た減算結果の粗決定サーチ関数について、その中で相関が最も大きい第２のターゲットを抽出しその第２ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第２粗サーチ部と、を有し、前記第１および第２粗サーチ部の遅延時間に基づいて第１および第２ターゲットを識別する情報を得ることを特徴とする。

また、本発明は、広帯域信号または広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号からなる送信信号を送信する送信機と、ターゲットからの反射波を受信して、受信信号を得る受信機と、受信信号から得られる複数のサブバンド信号について、広帯域信号における対応する信号との相関を示す粗決定サーチ関数を算出する粗決定サーチ関数算出部と、粗決定サーチ関数算出部で得られた粗決定サーチ関数から、その中で相関が最も大きい第１ターゲットを抽出しその第１ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第１粗サーチ部と、前記第１粗サーチ部において求めた遅延時間の受信信号における複数のサブバンド信号についての相関関数間の位相差に基づいて、各相関関数の帯域を合成して精決定サーチ関数を算出する第１精決定サーチ関数算出部と、この精決定サーチ関数算出部で得られた精決定サーチ関数の中で相関の最も大きな第１ターゲットから受信した信号の遅延時間を求める第１精サーチ部と、第１精サーチ部によって得られた第１ターゲットに基づいて、その第１ターゲットしか存在しないと仮定して得られる粗決定サーチ関数である第１ターゲット粗サーチレプリカを生成する第１粗サーチレプリカ生成部と、前記受信信号についての粗決定サーチ関数から、前記第１粗サーチレプリカ生成部によって生成した第１ターゲット粗サーチレプリカを減算する減算部と、この減算部で得た減算結果の粗決定サーチ関数について、その中で相関が最も大きい第２のターゲットを抽出しその第２ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第２粗サーチ部と、第２粗サーチ部において求めた遅延時間の受信信号における複数のサブバンド信号についての相関関数間の位相差に基づいて、各相関関数の帯域を合成して精決定サーチ関数を算出する第２精決定サーチ関数算出部と、第１精サーチ部によって得られた第１ターゲットに基づいて、その第１ターゲットしか存在しないと仮定して得られる精決定サーチ関数である第１ターゲット精サーチレプリカを生成する第１精サーチレプリカ生成部と、前記第２精決定サーチ関数算出部で得られた精決定サーチ関数から前記精サーチレプリカ生成部によって生成した第１ターゲット精サーチレプリカを減算する減算部と、この減算部で得た減算結果の精決定サーチ関数から、第２ターゲットから受信した信号の遅延時間を求める第２精サーチ部と、を有し、前記第１および第２精サーチ部の遅延時間に基づいて第１および第２ターゲットを識別する情報を得ることを特徴とする。

また、本発明は、広帯域信号または広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号からなる送信信号を送信する送信機と、ターゲットからの反射波を受信して、受信信号を得る受信機と、受信信号から得られる複数のサブバンド信号について、広帯域信号における対応する信号との相関を示す粗決定サーチ関数を算出する粗決定サーチ関数算出部と、前回検出したターゲットがある場合に、前回検出ターゲットに基づいて、その前回検出ターゲットしか存在しないと仮定して得られる粗決定サーチ関数である前回検出ターゲット粗サーチレプリカを生成する粗サーチレプリカ生成部と、前記粗決定サーチ関数から、前記粗サーチレプリカ生成部によって生成した前回検出ターゲット粗サーチレプリカを順次減算する減算部と、この減算部で得た減算結果の粗決定サーチ関数について、その中で相関が最も大きい今回検出ターゲットを抽出しその今回検出ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する粗サーチ部と、この粗サーチ部において求めた今回検出ターゲット遅延時間の受信信号における複数のサブバンド信号についての相関関数間の位相差に基づいて、各相関関数の帯域を合成して精決定サーチ関数を算出する精決定サーチ関数算出部と、前回検出ターゲットがある場合に、前回検出ターゲットに基づいて、その前回検出ターゲットしか存在しないと仮定して得られる精決定サーチ関数である前回検出ターゲット精サーチレプリカを生成するとともにこれを積算する精サーチレプリカ生成積算部と、前記精決定サーチ関数算出部で得られた精決定サーチ関数から前記精サーチレプリカ生成積算部によって生成した検出ターゲット精サーチレプリカの積算を減算する減算部と、この減算部で得た減算結果の精決定サーチ関数から、今回検出ターゲットから受信した信号の遅延時間を求める精サーチ部と、前記精サーチ部の遅延時間に基づいて複数のターゲットを識別する情報を順次得ることを特徴とする。

また、前記受信信号は、前記送信信号の送信周期を複数に分割した区間に分割し、各区間の受信信号であり、各区間の受信信号についてターゲットを識別する情報を得ることが好適である。

本発明によれば、受信側の処理においてもサブバンド毎の処理を行う。従って、処理対象の帯域幅が小さくなりその処理が容易になる。そして、ターゲットが複数ある場合に、今回の処理対象である粗決定サーチ関数または精決定サーチ関数から先に検出したターゲットのみが存在すると仮定して得られた粗サーチまたは精サーチターゲットレプリカを減算した決定サーチ関数に基づいてターゲットの検出を行う。従って、先に検出したターゲットのサイドローブによる悪影響を減少して残りのターゲットの識別が行える。

以下、本発明に係るターゲット識別装置の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、一実施形態に係るレーダ装置の全体構成を示すブロック図である。広帯域信号発生回路１０１は、例えば０〜２ＧＨｚの帯域幅を有する広帯域信号を発生する。発生された広帯域信号はレーダパルス生成回路１０２において複数の互いに周波数が異なるサブバンド信号に分割される。これら複数の送信側のサブバンド信号は、それぞれ別の送信回路１０３に供給される。

送信回路１０３において所定の搬送波（例えば２４ＧＨｚ等）が混合され、高周波信号にアップコンバートされる。アップコンバートされた広帯域信号は複数の送信アンテナ１０４からターゲットを識別したい方向（ターゲットが存在する方向）に放射される。

ここで、複数の送信回路１０３は、独立して設けられているため、ここで混合する搬送波の周波数は同一でなくてもよく、任意に選択できる。

送信アンテナ１０４から放射された送信波（複数の送信側サブバンド信号）は、ターゲットで反射され、複数の受信アンテナ１０５において受信される。

なお、送信アンテナ１０４および受信アンテナ１０５は、それぞれのサブバンド信号に応じて設けるため、送受信する電波の周波数に応じて適切な数にできる。複数としても１つとしてもよい。

複数の受信アンテナ１０５において受信した受信信号は複数の受信回路１０６に供給される。複数の受信回路１０６は、上述の複数の送信回路１０３の１つ１つに対応して設けられており、受信信号に対し送信回路１０３において混合した搬送波と同じ周波数及び位相の信号を混合して受信側サブバンド信号をそれぞれ得る。受信回路１０６において得られた受信側サブバンド信号は、レーダパルス合成回路１０７に供給される。

ここで、図２は、広帯域信号発生回路１０１において得られる広帯域信号、レーダパルス生成回路１０２におけるサブバンド信号の生成および送信および受信サブバンド信号を説明する図である。

すなわち、図２の左図に示すように、広帯域信号は０〜２ＧＨｚ程度の広帯域信号２０１である。レーダパルス生成回路１０２は、この広帯域信号２０１について、狭帯域のサブバンド信号２０２に分割する。このサブバンド信号２０２は、周波数軸上で互いに離隔している。そして、この複数のサブバンド信号が送受信される。

ベースバンド帯域に変換された複数のサブバンド信号は、レーダパルス合成回路１０７に供給され、ここでデジタルデータに変換された後、送信信号との相関演算が行われ、受信信号の送信信号に対する遅延時間が演算され、これが出力する。なお、この相関演算において、粗サーチと精サーチという２種類の相関演算が行われるがこれについては後述する。

レーダパルス合成回路１０７の計算結果である遅延時間が距離測定部１０８に供給され、供給される遅延時間から識別すべきターゲット（目標物）との相対距離が算出される。

図３には、図１の回路についての具体的な構成が示されている。パルス発生器４０１は、帯域幅２ＧＨｚ程度の広帯域信号を発生する。このパルス発生器４０１の発生する信号は、図４の左側に示すような出力される信号の周波数が時間軸において順次変化するチャープ信号、もしくは図４の右側に示すように時間軸上におけるパルス幅が広帯域信号に対応して十分狭いインパルス状のパルス信号である。

このパルス信号は、周波数軸上では、図５に示すように占有帯域０Ｈｚ〜２ＧＨｚで帯域幅２ＧＨｚの広帯域信号である。

パルス発生器４０１において発生した広帯域信号は、レーダパルス生成回路４０２に供給される。このレーダパルス生成回路４０２は、電力分配機４２１とサブバンド信号の数に応じたバンドパスフィルタ４２２からなっている。電力分配機４２１は、パルス発生器４０１から供給される広帯域信号を所望の数（予め定められたサブバンド信号の数）に電力分配し、それぞれ別の帯域の信号を取り出す複数のバンドパスフィルタ４２２に供給する。例えば８つのバンドパスフィルタ４２２が設けられる。各バンドパスフィルタ４２２は、数十〜数百（例えば、８５ＭＨｚ）の帯域幅を有し、またその中心周波数は、０〜２ＧＨｚの帯域の中で互いに離隔して配置されている。そこで、この複数のバンドパスフィルタ４２２において、０〜２ＧＨｚ帯域の広帯域信号を分割した互いに離隔した狭帯域のサブバンド信号が得られる。

例えば、図６に示すように、各サブバンドの帯域幅ｆｂは８５ＭＨｚであって、サブバンドの中心周波数ｆ_k（ｋ＝１〜８）はそれぞれ、４２ＭＨｚ、１２５ＭＨｚ、３７５ＭＨｚ、８７５ＭＨｚ、１３７５ＭＨｚ、１５４２ＭＨｚ、１７９２ＭＨｚ、１９５９ＭＨｚに設定される。ここで、ｋ番目のサブバンド信号をｘ_k（ｔ）と定義する。

各バンドパスフィルタ４２２からの送信側のサブバンド信号は、送信回路４０３の対応するミキサ４３２に供給される。この複数のミキサ４３２にはそれぞれ対応する局部発振器４３１から搬送波（周波数ｆｃ）が供給されている。従って、バンドパスフィルタ４２２から供給される各サブバンド信号がミキサ４３２においてそれぞれＲＦ帯信号に周波数変換（アップコンバート）される。すなわち、図７に示すように０〜２ＧＨｚのサブバンド信号が、ｆｃ〜ｆｃ＋２ＧＨｚ帯のサブバンド信号に周波数変換される。

各ミキサ４３２の出力は、対応するパワーアンプ４３３によって送信信号として適した振幅にまで増幅され、その後バンドパスフィルタ４３４によって、アップコンバートされた各サブバンド信号を含む必要な帯域のみに帯域制限される。

送信回路４０３の出力である、ＲＦ帯の複数のサブバンド信号（レーダパルス）は対応する送信アンテナ４０４からターゲットに向けて放射される。例えば、車載レーダであって、前方監視用であれば、前方のみに放射されるが、周辺すべての監視用であれば、周辺すべてに向けて放射される。また、送信側のサブバンド信号はｆｃから幅２ＧＨｚの帯域内に分散して存在するため、高い分解能でターゲットの識別が可能である。

なお、上述のように、各局部発振器４３１の供給する搬送波周波数ｆｃは互いに異なっていることが好ましい。これによって、各サブバンド信号を任意の帯域を用いて送信することができる。

送信された複数のサブバンド信号を含むレーダパルスは、ターゲットで反射され、このターゲットからの反射波は、複数の受信アンテナ４０５に受信される。受信アンテナ４０５には、受信回路４０６が接続されており、受信信号がここに供給される。この受信回路４０６は複数の受信アンテナ４０５のそれぞれに対応して複数のバンドパスフィルタ４６１を有しており、受信信号はまずバンドパスフィルタ４６１に供給される。各バンドパスフィルタ４６１は、複数の送信信号のそれぞれに対応した周波数帯域の信号を取り出すものであり、それらのターゲットによる反射波の帯域の信号が取り出される。バンドパスフィルタ４６１には、低雑音アンプ４６２が接続されており、バンドパスフィルタ４６１からの受信信号がここで増幅され、ミキサ４６３に供給される。ミキサ４６３には、対応する局部発振器４６７からの信号が供給されている。この局部発振器４６７の発振周波数は、送信側の局部発振器４３１の搬送波の周波数ｆｃに対応して設定されており、これによってミキサ４６３によりダウンコンバートされて０〜２ＧＨｚ帯域の受信側サブバンド信号に変換される。

複数のミキサ４６３からの出力は、それぞれ対応するバンドパスフィルタ４６４に供給され、ここにおいて各サブバンド信号の帯域の信号が選択されてノイズが除去される。

このようにして得られた各バンドパスフィルタ４６４の各送信側サブバンド信号に対応する受信側サブバンド信号が、受信回路４０６から出力され、レーダパルス合成回路４０７に供給される。レーダパルス合成回路４０７は、複数のＡＤ変換回路４７１を有しており、複数のバンドパスフィルタ４６４からの信号がそれぞれ対応するＡＤ変換回路４７１に供給される。

ＡＤ変換回路４７１は、供給されるサブバンド信号をデジタル信号に変換する。ここで、各ＡＤ変換回路４７１には、レーダパルス生成回路４０２からの対応する送信側サブバンド信号も供給されており、この送信側サブバンド信号もデジタル信号に変換する。

このようにして、各ＡＤ変換回路４７１において得られたデジタルの送信側および受信側サブバンド信号（この例では８つのチャンネル）は、それぞれ対応する相関器４７２に供給され、送信側と受信側のサブバンド信号間の相関演算が行われる。この相関演算の結果はバンド幅合成回路４７３に供給される。このバンド幅合成回路４７３は、１つのサブバンドの中の周波数の相違に基づくスペクトルの位相の相違に基づく遅延時間の補正を行うと共に、複数のサブバンド信号を統合した全体（全チャンネル）の相関を求め、補正された遅延時間Δτを求める。

このようにして、送信波に対する受信波の到達遅延時間Δτを求め、これが距離測定部４０８に供給される。そして、求めた到達遅延時間Δτに基づいて、距離測定部４０８がターゲットとの相対距離Ｒを、Ｒ＝ｃΔτ／２により求める。ここで、ｃは光速である。

＜ベースバンド帯域への変換＞
図８には、図３の構成の変形例が示してある。この例では、送信側のバンドパスフィルタ４２２からの出力について、図９に示すように、ベースバンド帯域に周波数変換する。すなわち、バンドパスフィルタ４２２からの信号は、それぞれミキサ４９１に供給され、ここで局部発振器４９２からの信号と混合される。この局部発振器４９２の発振周波数はバンドパスフィルタ４２２からのサブバンド信号の中心周波数ｆ_k（上記例ではｋ＝１〜８）に設定してある。従って、各ミキサ４９１の出力は、すべて中心周波数がｆｂ（サブバンド信号帯域幅）／２のベースバンド帯域の信号に周波数変換される。

ここで、送信側サブバンド信号をｘ_k（ｔ）、受信側サブバンド信号をｙ_k（ｔ）とすると、ベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_k ^v（ｔ），ｙ_k ^v（ｔ）との間には、次の関係が成り立つ。

［数１］
ｘ_k（ｔ）＝ｘ_k ^v（ｔ）・ｅⁱ²π^(fk-0.5fb)t
ｙ_k（ｔ）＝ｙ_k ^v（ｔ）・ｅⁱ²π^(fk-0.5fb)t
ここで、ｆｋは、ｋ番目のサブバンド信号の中心周波数である。

各ＡＤ変換回路４７１は、供給されるベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_k ^v（ｔ），ｙ_k ^v（ｔ）をデジタル信号に変換する。ここで、ＡＤ変換回路４７１は、ベースバンド帯域のサブバンド信号ｙ_k ^v（ｔ）をデジタル変換するので、ＡＤ変換回路４７１に必要なサンプリング周波数は、２・ｆｂ（Ｈｚ）以上となる。例えば、サンプリング周波数として１７０ＭＨｚが採用される。このように、この例によれば、ＡＤ変換回路４７１のサンプリング周波数を小さなものとできるという効果が得られる。

次に、図１８に基づいて、本実施形態におけるバンド幅合成回路４７３の構成について説明する。本実施形態において、バンド幅合成回路４７３においては、遅延時間を求める相関演算として、１つ１つのサブバンド信号と対応する送信信号の相関を求める粗サーチと、複数のサブバンド信号全体を統合した相関を考慮する精サーチの両方を行う。そこで、これらの内容について、以下に説明する。なお、以下の説明では、図８におけるベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_k ^v（ｔ），ｙ_k ^v（ｔ）を用いる。

＜粗サーチ＞
まず、粗サーチについて説明する。相関器４７２では、送信する広帯域信号における対応するサブバンド信号（送信サブバンド信号）との相関演算により遅延時間を求める。ここで、受信側のサブバンド信号ｙ_k（ｔ_j）に対応する送信側のレーダパルスのサブバンド信号をｘ_k（ｔ_j）とし、このベースバンド帯域の信号をｘ_k ^v（ｔ_j）とすれば、相関器４７２では、ｘ_k（ｔ_j）とｙ_k（ｔ_j）との相関を求めることになる。しかし、ここではｘ_k ^v（ｔ_j）と、ｙ_k ^v（ｔ_j）をフーリエ変換したスペクトルである、Ｘ_k ^v（ｆ_j）と、Ｙ_k ^v（ｆ_j）との相互スペクトルＳ_k ^v（ｆ_j）を求める。

［数２］
Ｓ_k ^v（ｆ_j）＝Ｘ_k ^v（ｆ_j）・Ｙ_k ^v*（ｆ_j）
なお、^*は複素共役を表す。

次に、各チャネルの相互スペクトルＳ_k ^v（ｆ_j）について、次の式により相関関数Ｆ_k（Δτ）を求める。

［数３］
Ｆ_k（Δτ）＝（１／（Ｊ−１））Σ［Ｓ_k ^v（ｆ_j）・ｅ^-i2π^fjvΔτ］（ｊ＝１〜Ｊ）
ここで、Ｊはサブバンド信号の数、ｆｊｖはベースバンド帯域の指標ｊに対する周波数である。

この相関関数Ｆ_k（Δτ）は、平均化部５０２に供給され、ここで次式のように、各チャネルの相関関数を合計（平均化）した粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）を求める。

［数４］
Ｆ（Δτ）＝Σ［Ｆ_k（Δτ）］（ｋ＝１〜ｎ）

そして、この粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）は、最大値探索部５０４に供給され、ここで、Ｆ（Δτ）を最大にするΔτが探索される。ここでは、得られたΔτの値をΔτ_s1とする。

ここで、受信波は、ターゲットに反射して戻ってきたものであり、その遅延時間だけ送信側信号を遅延させれば、送信側信号と受信側信号の相関が最も大きくなる。例えば、図９に示すように、送信波および受信波のパルスを鈍らせたものについて、比較的粗くサンプリングし、送信波に所定の遅延時間τを与えながらこれらの相互スペクトルＸ（ｆ）・Ｙ^*（ｆ）を求める場合を考える。

τを変化させることで送信波と受信波の全体として相関が最も大きくなる遅延時間τが求められる。

ここで、送信波ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ｆ）とした場合、ｘ（ｔ）についてΔτだけ時間をずらした、ｘ（ｔ＋Δτ）のフーリエ変換は、Ｘ’（ｆ）＝ｅ^-iφＸ（ｆ）と表される。ここで、φ＝２πｆΔτであり、ｆは周波数である。

時間軸におけるΔτの遅延は、フーリエ変換後において周波数に比例した位相ずれとして現れる。すなわち、図１０に示すように、時間軸上で送信波をΔτだけ遅延させるとフーリエ変換（ＦＦＴ）後においては周波数軸上においては高い周波数においてその成分の位相が大きく回転されることになる。

従って、ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の相互スペクトルＸ（ｆ）・Ｙ^*（ｆ）に対して、Δτだけ遅延を補正したものはＸ（ｆ）・Ｙ^*（ｆ）・ｅ^-i2π^fΔτと表せる。

Δτを動かすことはＹ^*（ｆ）の位相を回転させることに対応し、図１１に示すように相関値が最大になるところを探すことによって、最も尤もらしい遅延時間Δτを求めることができる。

これによって、サブバンド信号毎に別々の演算によって遅延時間Δτを求めることができる。

そして、すべてのサブバンド信号についての相関の和である粗サーチ関数Ｆ（Δτ）が最大になるようなΔτを求めて粗サーチの検索結果Δτ_s1が得られる。

＜精サーチ＞
次に、粗サーチによって得られた遅延時間Δτ_s1は、残差補正部５０６に送られる。残差補正部５０６は、次式によって、遅延時間Δτ_s1に基づいて得られる各サブバンド信号についての相関関数Ｆ_k（Δτ_s1）について、ｅ^-i(2π^f0vΔτ⁺Δφ^kを乗算して残差補正を行う。

ここで、ｆ０ｋは、ｋ番目のサブバンドチャネルのＲＦ周波数帯の中心周波数であり、Δφｋはｋ番目のサブバンドの送受信回路内での位相シフトの値であり、Ｎはサブバンドの数である。

そして、残差補正された相関関数は、合成部５０８に送られ、ここで全チャンネル合成した相関関数である精決定サーチ関数Ｄ₁（Δτ）が求められる。

［数５］
Ｄ₁（Δτ）＝（１／Ｎ）Σ［Ｆ_k（Δτ_s1）・ｅ^-i(2π^f0vΔτ⁺Δφ^k］（ｋ＝１〜Ｎ）

全チャネルを合成した相関関数である精決定サーチ関数Ｄ₁（Δτ）は、最大値探索部５１０に送られ、ここで相関が最大となる遅延時間Δτが求められる。すなわち、Ｄ（Δτ）を最大にするΔτが求められる。ここで、得られた得られたΔτがレーダパルスの遅延時間となり、この遅延時間ΔτをΔτ１と表す。

遅延時間Δτ１は、図１における距離測定部１０８に送られ、ここでΔτ１から検出したターゲットとの相対距離Ｒが求められる。

ここで、このような精サーチについて、説明する。図１２に示すように、粗サーチによって、サブバンド信号の１つについてその位相について補償して遅延時間が求められている。しかし、これは１つ１つのサブバンド信号についての演算である。従って、図１３に示すように、広帯域信号の帯域全体を見れば、１つのサブバンド信号の相互スペクトルについて位相が回転していなくても他のサブバンド信号の相互スペクトルについて位相が回転しているかもしれない。

そこで、遅延時間を微小に変更して、全チャンネルのサブバンド信号を統括した相関について最大値を求めれば、サブバンド毎の周波数の相違に基づく位相の回転を補償することができる。前述のＤ₁（Δτ）の最大値となるΔτを求めることがこれに該当する。

ここで、本実施形態においては、サブバンド信号は互いに離隔したとびとびの中心周波数を持った信号である。従って、３６０度を単位とする位相ずれは判定できない。すなわち、０．１回転の位相ずれか１．１、２．１、３．１回転の位相ずれかの判定はできない。

しかし、本実施形態では、精サーチの前に粗サーチを行っている。従って、粗サーチで求めたΔτ_s1により、正しいΔτ₁を選択することができる。粗サーチによるΔτ_s1は位相ずれにおいて３６０度以上の誤差はないと考えられるからである。

ここで、本実施形態では、上述のようにして、第１ターゲットを識別した場合には、第２ターゲットを識別する。ここで、第２ターゲットの相関関数（決定サーチ関数）は、より信号レベルが強い第１ターゲットの干渉により最大値探索では見つかりにくい。すなわち、第１ターゲットのサイドローブの影響によって、決定サーチ関数における２番目に強いピークを検出しても第２ターゲットを検出できるとは限らない。

そこで、本実施形態においては、検出対象となる決定サーチ関数から第１ターゲットの影響を排除する。

このために、最大値探索部５１０において検出した第１ターゲットについての遅延時間Δτ₁が粗レプリカ生成部５１２に供給され、ここで第１ターゲットのみが存在すると仮定した場合における粗決定サーチ関数である第１ターゲット粗決定サーチ関数レプリカを算出する。

まず、遅延時間Δτ₁の第１ターゲットのみが存在すると仮定すると、その受信信号は次のように表される。

［数６］
ｙ_rep（ｔ）＝ａ_1rep・ｘ（ｔ−Δτ₁）

従って、この受信信号ｙ_rep（ｔ）から、粗決定サーチ関数の第１ターゲット粗決定サーチ関数レプリカは、次のように求められる。

［数７］
Ｆ_rep（Δτ）＝ΣＦ_rep#k（Δτ）

ここで、このＦ_rep#k（Δτ）は、演算で推定したｘ（ｔ）とｙ_rep（ｔ）のサブバンド信号の相関関数であり、Ｆ（Δτ）Ｆ_rep（Δτ）は、各々の第１ピーク値が等しくなるように正規化されている。

このようにして計算された第１ターゲット粗決定サーチ関数レプリカＦ_rep（Δτ）は、減算部５１４に供給され、平均化部５０２の出力される相関関数である粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）から、第１ターゲット粗決定サーチ関数レプリカＦ_rep（Δτ）が減算され、第１ターゲットの干渉を排除した第２ターゲット用の粗決定サーチ関数Ｆ_c2（Δτ）が求められる。

［数８］
Ｆ_c2（Δτ）＝Ｆ（Δτ）−Ｆ_rep（Δτ）

得られた第２ターゲット用の粗決定サーチ関数Ｆ_c2（Δτ）は、最大値探索部５１６に供給され、ここで最大値検索によって第２ターゲットの大まかな位置（遅延時間）τ_s2が求められる。

このようにして、第１ターゲットの存在の影響を排除して、第２ターゲットについての粗サーチが完了する。次に、この第２ターゲットの粗サーチ結果である遅延時間τ_s2を用いて、第２ターゲットについての精サーチを行う。

このために粗サーチ結果である遅延時間τ_s2が残差補正部５１８に供給される。この残差補正部５１８には、各サブバンドについての相関器４７２からの出力であるＦ_k（Δτ）が供給されており、遅延時間τ_s2について各サブバンド（各チャンネル）の相関関数毎に遅延時間を微調整して位相を調整し、得られた各サブバンドについての相関関数を合成部５２０に供給する。合成部５２０では、全チャンネルを合成した相関関数である第２ターゲットの精決定サーチ関数Ｄ₂（Δτ）を求める。

［数９］
Ｄ₂（Δτ）＝（１／Ｎ）Σ［Ｆ_k（Δτ_s2）・ｅ^-i(2π^f0vΔτ⁺Δφ^k］（ｋ＝１〜Ｎ）

一方、最大値探索部５１０において求められた遅延時間Δτ₁は、精レプリカ生成部５２２に供給される。

この精レプリカ生成部５２２は、第１ターゲットのみが存在すると仮定した場合の精決定サーチ関数のレプリカ信号（第１ターゲット精サーチレプリカ）Ｄ_rep（Δτ）を次式で算出する。

［数１０］
Ｄ_rep（Δτ）＝（１／Ｎ）Σ［Ｆ_k（Δτ_s2）・ｅ^-i(2π^f0vΔτ⁺Δφ^k］（ｋ＝１〜Ｎ）

そして、減算部５２４において、合成部５２０の出力である精決定サーチ関数Ｄ₂（Δτ）から、精レプリカ生成部５２２の出力である第１ターゲット精サーチレプリカ）Ｄ_rep（Δτ）が減算され、第１ターゲットの影響を排除した第２ターゲット精決定サーチ関数Ｄ_c2（Δτ）が得られる。

［数１１］
Ｄ_c2（Δτ）＝Ｄ₂（Δτ）−Ｄ_rep（Δτ）

この減算部５２４の出力は、最大値探索部５２６に送られ、ここで最大値探索が行われて、第２ターゲットの遅延時間Δτ₂が得られる。

このように、合成部５２０からの出力である精決定サーチ関数には、第１ターゲットに起因する受信信号の影響が含まれているが、減算部５２４の出力では第１ターゲットの干渉が排除されている。従って、最大値探索部５２６の最大値探索で、正確な第２ターゲットの検出が行える。

＜ｎ個のターゲットの検出＞
図１９には、ｎ個のターゲットを検出するための構成を示してある。第１ターゲットの検出の構成は、図１８に示す、相関器４７２、平均化部５０２、最大値探索部５０４、残差補正部５０６、合成部５０８、最大値探索部５１０と同一であり、省略してある。

この構成においては、減算部５１４からの出力である最大値探索部５１６に供給する粗決定サーチ関数レプリカ減算後の粗決定サーチ関数Ｆ_cn（Δτ）を記憶する前回メモリ５３０と、精レプリカ生成部の出力であるＤ_repn-1（Δτ）を順次積算して記憶していく積算メモリ５３２を有している。

そして、粗レプリカ生成部５１２には、直前の粗サーチ結果である第ｎ−１ターゲットの遅延時間Δτ_n-1が供給され、この第ｎ−１ターゲットのみが存在するとした場合の第ｎ−１ターゲット粗決定サーチ関数レプリカＦ_repn-1（Δτ）が求められる。この第ｎ−１粗決定サーチ関数レプリカＦ_repn-1（Δτ）は、減算部５１４に供給されるが、この減算部５１４には、前回メモリ５３０からの前回の第ｎ−１ターゲット検出に利用した粗決定サーチ関数Ｆ_cn-1（Δτ）が供給されている。従って、減算部５１４においては、Ｆ_cn（Δτ）＝Ｆ_cn-1（Δτ）−Ｆ_repn-1（Δτ）の演算が行われ、第ｎターゲット用の粗決定サーチ関数Ｆ_cn（Δτ）が算出される。すなわち、前回メモリ５３０に記憶される粗決定サーチ関数は、毎回算出される１つ前の粗決定サーチ関数レプリカが順次減算されたものであり、減算部５１４からの出力は、それまで検出したターゲットの影響が除去されたものになっている。

例えば、第２ターゲットの検出の場合であれば、粗レプリカ生成部５１２では第１ターゲットのみが存在すると仮定した場合の第１ターゲット粗決定サーチ関数レプリカＦ_rep1（Δτ）が算出され、減算部５１４は、Ｆ_c2（Δτ）＝Ｆ_c1（Δτ）−Ｆ_rep1（Δτ）の演算が行われることになる。上述の説明ではｎ＝１の場合における「ｃ１」の記載を省略してあるが両者は同一である。

精レプリカ生成部５２２では、１つ前のターゲットの遅延時間Δτ_n-1から、この第ｎ−１ターゲットのみが存在するとした場合の第ｎ−１精サーチレプリカＤ_repn-1（Δτ）が求められる。そして、この第ｎ−１精サーチレプリカＤ_repn-1（Δτ）が積算メモリ５３２に供給され、ここで積算される。すなわち、この積算メモリ５３２の出力は、Ｄ_rep1（Δτ）＋Ｄ_rep2（Δτ）＋ ・・・ ＋Ｄ_repn（Δτ）である。

また、残差補正部５１８では、最大値探索部５１６において得られた第ｎターゲットの遅延時間Δτ_snに基づき、ｋ個の各サブバンドの相関関数Ｆ_k（Δτ）を位相補正して遅延時間を補正し、合成部５２０にてこれらを合成して第ｎターゲット精決定サーチ関数Ｄ_n（Δτ）が求められる。

そして、減算部５２４では、第ｎターゲット精決定サーチ関数Ｄ_n（Δτ）から、積算メモリ５３２からの出力であるこれまで検出済みのターゲットの精サーチレプリカの全部が減算され、これらの影響が排除された精決定サーチ関数Ｄ_cn（Δτ）が得られる。

そして、この精決定サーチ関数Ｄ_cn（Δτ）が最大値探索部５２６に供給され、第ｎターゲットの遅延時間Δτ_nが得られる。なお、次のターゲットの検出の際には、算出された遅延時間Δτ_nが次回のΔτ_n-1として粗レプリカ生成部５１２および精レプリカ生成部５２２に供給される。

このように、この構成によれば、前回までに識別したターゲットの影響が減算部５１４、５２４において排除されて遅延時間の検出が行われる。従って、ｎ個のターゲットを順次正確に検出することができる。

＜簡略化した構成＞
前述の実施形態では、第１ターゲットを識別するための構成を独立して設けた。しかし、第１ターゲットを独立して検出する必要はない。図２０においては、図１８における一部の構成を省略してある。第１ターゲット検出の際には、まず平均化部５０２の出力が、前回メモリ５３０に供給される。一方、第１ターゲット検出の際には、前回の検出結果は存在せず、粗レプリカ生成部５１２および精レプリカ生成部５２２には、遅延時間は供給されず、これらからの出力は０とする。

従って、減算部５１４の出力は、Ｆ_c0（Δτ）＝Ｆ（Δτ）、すなわち平均化部５０２から出力された粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）となり、これが最大値探索部５１６に供給される。なお、ΔＦ（Δτ）は、前回メモリ５３０に記憶させることなく直接減算部５１４に供給してもよい。

最大値探索部５１６においては、上述の例と同様に粗サーチの結果である第１ターゲットの遅延時間Δτ_snが算出される。そして、この遅延時間Δτ_snが残差補正部５１８に供給される。減算部５２４には、積算メモリ５３２の出力が供給されるが、１回目はその出力は０であり、従って最大値探索部５２６においては、精決定サーチ関数Ｄ（Δτ）を用いて第１ターゲットについての遅延時間Δτ₁が算出される。

第２ターゲット以下は、第１ターゲット識別によって得られた遅延時間Δτ₁を用いて、レプリカが算出され、上述と同様にして遅延時間が算出される。

さらに、図２１には、粗サーチのみを行う構成を示してある。上述の実施形態においては、粗サーチと精サーチの両方を行ったが、遅延時間の検出精度が悪くてもよい場合には、粗サーチのみを行ってもよい。これによって、回路を簡略化することができる。この構成では、最大値探索部５１６の出力として検出遅延時間Δτ_snを出力する。また、第２ターゲット以下のターゲット検出の際には、前回に遅延時間Δτ_snをΔτ_sn-1として粗レプリカ生成部５１２に供給する。この構成によっても、レプリカの減算によって複数ターゲットの検出を確実に行えるという効果については維持することができる。

＜受信信号の分割＞
図２２には、受信信号を分割して受信する例が示されている。上述のように、送信波は複数のサブバンド信号からなる広帯域信号であって、一定の繰り返し間隔で送信されるパルス信号である。そして、受信信号の遅延時間を検出してターゲットを識別する。遅延時間は、ターゲットの距離に関係しており、受信信号を受信タイミングにより分割することでターゲットを距離毎に分割することができる。

本実施形態では、送信信号の送信繰り返し間隔内において、受信信号を複数の区間に分割し、この分割した信号について、それぞれ上述の複数ターゲットの識別（遅延時間の検出）処理を行う。

例えば、図２２における区間Ｒ１では、区間Ｒ１において受信した受信信号のみ（その他区間の受信信号を０とする）を相関処理の入力として、上述の遅延時間検出を行う。そして、各区間Ｒ２〜Ｒｋについて、同様の処理を繰り返す。

このような構成によって、他の区間の受信信号による干渉を排除して処理が行える。従って、各処理における識別対象となるターゲットの数を減少することができ、１回の処理におけるターゲット検出のための処理の繰り返し回数を少なくして、誤認識率を低減することができる。

＜メモリの利用＞
図１４には、さらに他の実施形態の構成が示されている。この例では、送信側のバンドパスフィルタ４２２から送信側のサブバンド信号ｘ_k（ｔ）またはｘ_k ^v（ｔ）をレーダパルス合成回路４０７に入力するのに代えてレーダパルス合成回路４０７がメモリ４７４を有しており、このメモリ４７４に相関演算に用いる送信側のサブバンド信号を記憶している。

ここで、このメモリ４７４には、送信側サブバンド信号ｘ_k（ｔ_j）をベースバンドに周波数変換し、さらにフーリエ変換した周波数スペクトルＸ_k（ｆ_j）を予め計算して保持しておく。これによって、レーダパルスである広帯域信号から、サブバンド信号ｘ_k（ｔ_j）を得、これをベースバンド帯域のサブバンド信号ｘ_k ^v（ｔ_j）に変換し、さらにフーリエ変換したＸ_k ^v（ｆ_j）を得るという処理をレーダパルス合成回路４０７において行う必要がなくなる。

なお、到達遅延時間を検出するためには、パルス発生器４０１から広帯域信号が発生されるタイミング（送信タイミング）を知っておく必要がある。また、送信側サブバンド信号の遅延は、メモリ４７４から読み出すタイミングを広帯域信号発生のタイミングからずらすことによって達成できる。

＜波形の例＞
図１５に、ターゲット（目標）との相対距離が９．２４６ｍの場合の相関関数を示す。粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）は粗い精度だが６０ｎｓｅｃ近辺に１つだけ相関ピークが出ている。一方、精決定サーチ関数Ｄ（Δτ）は、ピークの幅が０．５ｎｓｅｃ程度と高い精度が出ているが、同じ高さのピークが複数出ている。そこで、Ｆ（Δτ）と、Ｄ（Δτ）の両方が最大になるということで、相関関数が最大となるのはΔτは６１．５ｎｓｅｃの方だということがわかる。遅延時間を距離に変換すると、９．２４ｍとなる。

このように、１つのターゲットであっても、粗決定サーチ関数Ｆ（Δτ）精決定サーチ関数Ｄ（Δτ）には、サイドローブが現れる。ターゲットの距離が遠くなれば、ピークはそれだけ小さくなり、前検出ターゲットによる悪影響は大きくなる。本実施形態によれば、前検出のターゲットについてのレプリカの減算によってこの悪影響を減少している。

＜その他＞
図１６は、図３，８，１４におけるパルス発生器の代わりに周波数ホッピング回路を用いた例を示している。この周波数ホッピング回路では、パルス発生器１１０１からは図９に示すベースバンド帯域のサブバンド信号が発生される。例えば、帯域幅がｆｂ＝８７ＭＨｚで、中心周波数がｆｂ／２＝４３．５ＭＨｚのパルス信号（ベースバンドの送信側サブバンド信号）である。このサブバンド信号はミキサ１１０５に供給される。このミキサ１１０５には、ＰＬＬ（位相ロックループ）回路１１０４からの周波数ホッピングする搬送波が供給されている。

すなわち、ＰＬＬ回路１１０４には、局部発振器１１０３からの信号および擬似乱数系列符号発生器１１０２からの信号が供給されており、ＰＬＬ回路１１０４は局部発振器１１０３からの信号を擬似乱数系列符号発生器１１０２からの信号に応じて逓倍する。これによって、ＰＬＬ回路１１０４からは、図６に示すｆ１〜ｆ８の信号が出力される。なお、このようなＰＬＬ回路１１０４の出力の逓倍は、擬似乱数系列符号発生器１１０２からの係数によって、ＰＬＬ回路内の逓倍器の係数を変更することによって容易に達成できる。

ここで、擬似乱数系列符号発生器１１０２は、例えばＧＯＬＤ系列符号を発生する。ここで、パルス発生器１１０１から発生されるパルス信号の電力は一定であり、ミキサ１１０５の出力であるサブバンド信号の電力は図１７の左側に示すように一定である。一方、パルス信号の周波数は、ミキサ１１０５の出力であるサブバンド信号の周波数は、図１７の右側に示すように、ランダムに変化する。すなわち、ミキサ１１０５からは、周波数ｆ０〜ｆｎ（例えばｎ＝８）の信号がＧＯＬＤ系列符号に応じて順次出力されることになる。

このようにして、図６におけるｆ１〜ｆ８の送信側サブバンド信号がミキサ１１０５の出力として得られる。ここで、この実施形態では、複数の送信側サブバンド信号は、時系列で順番に得られるため、レーダパルス生成回路４０２、送信回路４０３、受信回路４０６，レーダパルス合成回路４０７において、時間的に切り替えて利用できるものについては、時間的に切り替えて利用することができる。また、送信アンテナ４０４，受信アンテナ４０５についても、ある程度共用することも可能である。特に、レーダパルス合成回路４０７の相関器４７２は、順次相関演算を行えばよい。

このように、本実施形態では、直接サブバンド信号を発生するため、広帯域信号を発生する必要がない。従って、装置が簡単に構成でき、低コスト化を図ることができる。また、擬似乱数系列符号発生器１１０２にそれぞれ固有の初期値を割り当てることで、異なるレーダ間の相関関係を低くし、複数のレーダが存在する環境においても自己のレーダ波の反射波を他のレーダ波から識別することもできる。すなわち、レーダ毎にそれぞれ異なる符号系列を与えると、他のレーダからの干渉を抑制することができる。車載レーダでは、渋滞中などレーダレンジ内に複数のレーダが存在し、互いに干渉するおそれがある。その際に反射波における符号系列を識別することで、自己のレーダの反射波を他社のレーダの反射から識別することができる。なお、符号系列はＧＯＬＤ系列符号以外でもよい。

上記実施形態によれば、受信側において広帯域信号を互いに離隔した複数のサブバンド信号に分割した。これによって、計算量を減少して効率的な遅延時間の検出が行えるが、必ずしもこれに限定されることなく、広帯域信号の全帯域についてカバーするようにサブバンド信号に分割してもよい。

また、インパルス型のレーダパルスを利用することによって、搬送波を使用せずに送受信を行うことも可能である。

上記実施形態においては、ターゲットとの相対距離を求めた。しかし、距離に限らず送信信号と受信信号の相関情報に基づき、相対速度、相対加速度などターゲットについての各種の情報を得ることもできる。

さらに、上述の実施形態では、サブバンド合成において、各サブバンドについて差をつけなかった。しかし、ターゲット識別の状況や目的に応じてサブバンド信号の中心周波数に重みをつけて処理を行ってもよい。例えば、近傍のターゲットの場合には、低周波のサブバンド信号については重みを０にし、中間の周波数については重みを小さくするなどの手法を採用することができる。

さらに、送信される広帯域信号について周波数特性を均一でなくしてもよい。これによって、受信側においては条件付きの相関演算を行い、検出したい対象に応じた処理を行うことができる。さらに、送信チャープ信号について、アップチャープや、ダウンチャープを適宜用いることによって、送信元の識別が行える。

このように、本実施形態においては、サブバンド信号を用いるが、そのサブバンド信号がどのような送信信号に基づいて発生されたかという送信信号について情報を持っておくことができる。従って、この送信信号についての情報に応じて受信側における相関演算を検出対象に応じて適切なものに変更することができる。

また、受信信号の周波数特性などに基づき、送信信号についての重み付けを変更し、受信信号が検出に適切なものになるように、フィードバック制御することも可能である。

さらに、図２３には、他の構成例を示してある。この構成では、広帯域信号を送信し、受信側において、受信信号をサブバンド信号に分割する。サブバンド信号に分割した後の処理は上述の場合と同様である。

パルス発生器３０１は、帯域幅２ＧＨｚ程度の広帯域信号を発生する。このパルス発生器３０１の発生する信号は、図４の左側に示すような出力される信号の周波数が時間軸において順次変化するチャープ信号、もしくは図４の右側に示すように時間軸上におけるパルス幅が広帯域信号に対応して十分狭いインパルス状のパルス信号である。

このパルス信号は、周波数軸上では、図５に示すように占有帯域０Ｈｚ〜２ＧＨｚで帯域幅２ＧＨｚの広帯域信号である。

パルス発生器３０１において発生した広帯域信号は、送信回路３０２に供給される。この送信回路３０２は、局部発振器３２１、ミキサ３２２、パワーアンプ３２３、およびバンドパスフィルタ３２４からなっている。広帯域信号はミキサ３２２に供給され、ここで局部発振器３２１から供給される周波数ｆｃ（例えば２６ＧＨｚ）の搬送波と混合され、ＲＦ帯（この場合２４ＧＨｚ〜２８ＧＨｚ）の信号に周波数変換（アップコンバート）される。すなわち、図６に示すように０〜２ＧＨｚの広帯域信号が、ｆｃ−２ＧＨｚ〜ｆｃ＋２ＧＨｚ帯の信号に周波数変換される。

ミキサ３２２の出力は、パワーアンプ３２３によって送信信号として適した振幅にまで増幅され、その後バンドパスフィルタ３２４によって、アップコンバートされた広帯域信号を含む必要な帯域のみに帯域制限される。

送信回路３０２の出力である、ＲＦ帯の広帯域信号（レーダパルス）は送信アンテナ３０３から対象物に向けて放射される。例えば、車載レーダであって、前方監視用であれば、前方のみに放射されるが、周辺すべての監視用であれば、周辺すべてに向けて放射される。また、広帯域信号は２ＧＨｚの帯域を有するため、高い分解能で対象物の識別が可能である。

送信されたレーダパルスは、対象物で反射され、この対象物からの反射波は、受信アンテナ３０４に受信される。受信アンテナ３０４には、受信回路３０５が接続されており、受信信号がここに供給される。この受信回路３０５はバンドパスフィルタ３５１を有しており、受信信号はまずバンドパスフィルタ３５１に供給される。バンドパスフィルタ３５１は、受信信号中のノイズを除去しレーダパルスについての対象物による反射波の帯域の信号が取り出される。バンドパスフィルタ３５１には、低雑音アンプ３５２が接続されており、受信信号がここで増幅され、ミキサ３５４に供給される。ミキサ３５４には、局部発振器３５３からの信号も供給されている。この局部発振器３５３の発振周波数は、搬送波の周波数ｆｃであり、ミキサ３５４によりダウンコンバートされて０〜２ＧＨｚ帯域の広帯域信号（ＩＦ信号）が取り出される。

０〜２ＧＨｚ帯域のＩＦ信号は、サブバンド分割回路３０６に供給される。サブバンド分割回路３０６は、電力分配機３６１を有しており、０〜２ＧＨｚ帯域の広帯域信号は、ここで所望の数（予め定められたサブバンド信号の数）に電力分配されて、それぞれ別の帯域の信号を取り出す複数のバンドパスフィルタ３６２に供給される。図においては３つのみを記載したが、例えば８つのバンドパスフィルタ３６２が設けられる。各バンドパスフィルタ３６２は、数十〜数百（例えば、８５ＭＨｚ）の帯域幅を有し、またその中心周波数は、０〜２ＧＨｚの帯域の中で互いに離隔して配置されている。そこで、この複数のバンドパスフィルタ３６２において、０〜２ＧＨｚ帯域の広帯域信号を分割した互いに離隔した狭帯域のサブバンド信号が得られる。

このようにして得られたサブバンド信号は、図１４と同様の構成によって処理される。

実施形態のレーダ装置の全体構成を示すブロック図である。 サブバンド信号への変換などを説明する図である。 実施形態のレーダ装置の一構成例を示すブロック図である。 レーダパルスの例を示す図である。 広帯域信号を示す図である。 サブバンド信号を示す図である。 アップコンバートした送信信号を示す図である。 変形例のレーダ装置の構成を示す図である。 ベースバンド帯域への周波数変換を説明する図である。 細かなずれを示す図である。 位相のずれを説明する図である。 サブバンド内の位相ずれを示す図である。 サブバンド間の位相ずれを示す図である。 他の実施形態の構成を示す図である。 粗決定サーチ関数および精決定サーチ関数の例を示す図である。 周波数ホッピングを利用する構成を示す図である。 周波数ホッピングの状態を示す図である。 実施形態のレーダ装置のバンド幅合成回路の構成を示す図である。 実施形態のレーダ装置のバンド幅合成回路の他の構成例を示す図である。 実施形態のレーダ装置のバンド幅合成回路のさらに他の構成例を示す図である。 実施形態のレーダ装置のバンド幅合成回路のさらに他の構成例を示す図である。 受信信号の分割を説明する図である。 他の構成例のレーダ装置の構成を示す図である。

符号の説明

１０１ 広帯域信号発生回路、１０２，４０２ レーダパルス生成回路、１０３，４０３ 送信回路、１０４，４０４ 送信アンテナ、１０５，４０５ 受信アンテナ、１０６，４０６ 受信回路、１０７ レーダパルス合成回路、１０８ 距離測定部、３０１，４０１，１１０１ パルス発生器、４０７ レーダパルス合成回路、４２１ 電力分配機、４２２，４３４，４６１，４６４ バンドパスフィルタ、４３１，４６７，４９２，１１０３ 局部発振器、４３２，４６３，４９１，１１０５ ミキサ、４３３ パワーアンプ、４６２ 低雑音アンプ、４７１ ＡＤ変換回路、４７２ 相関器、４７３ バンド幅合成回路、４７４ メモリ、５０２ 平均化部、５０４，５１０，５１６，５２６ 最大値探索部、５０６，５１８ 残差補正部、５０８，５２０ 合成部、５１２ 粗レプリカ生成部、５１４，５２４ 減算部、５２２ 精レプリカ生成部、５３０ 前回メモリ、５３２ 積算メモリ、１１０２ 擬似乱数系列符号発生器、１１０４ ＰＬＬ回路。

Claims (4)

1. 広帯域信号または広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号からなる送信信号を送信する送信機と、
   ターゲットからの反射波を受信して、受信信号を得る受信機と、
   受信信号から得られる複数のサブバンド信号について、広帯域信号における対応する信号との相関を示す粗決定サーチ関数を算出する粗決定サーチ関数算出部と、
   粗決定サーチ関数算出部で得られた粗決定サーチ関数から、その中で相関が最も大きい第１ターゲットを抽出しその第１ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第１粗サーチ部と、
   第１粗サーチ部によって得られた第１ターゲットに基づいて、その第１ターゲットしか存在しないと仮定して得られる粗決定サーチ関数である第１ターゲット粗サーチレプリカを生成する第１粗サーチレプリカ生成部と、
   前記粗決定サーチ関数から、前記第１粗サーチレプリカ生成部によって生成した第１ターゲット粗サーチレプリカを減算する減算部と、
   この減算部で得た減算結果の粗決定サーチ関数について、その中で相関が最も大きい第２のターゲットを抽出しその第２ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第２粗サーチ部と、
   を有し、
   前記第１および第２粗サーチ部の遅延時間に基づいて第１および第２ターゲットを識別する情報を得ることを特徴とするターゲット識別装置。
2. 広帯域信号または広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号からなる送信信号を送信する送信機と、
   ターゲットからの反射波を受信して、受信信号を得る受信機と、
   受信信号から得られる複数のサブバンド信号について、広帯域信号における対応する信号との相関を示す粗決定サーチ関数を算出する粗決定サーチ関数算出部と、
   粗決定サーチ関数算出部で得られた粗決定サーチ関数から、その中で相関が最も大きい第１ターゲットを抽出しその第１ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第１粗サーチ部と、
   前記第１粗サーチ部において求めた遅延時間の受信信号における複数のサブバンド信号についての相関関数間の位相差に基づいて、各相関関数の帯域を合成して精決定サーチ関数を算出する第１精決定サーチ関数算出部と、
   この精決定サーチ関数算出部で得られた精決定サーチ関数の中で相関の最も大きな第１ターゲットから受信した信号の遅延時間を求める第１精サーチ部と、
   第１精サーチ部によって得られた第１ターゲットに基づいて、その第１ターゲットしか存在しないと仮定して得られる粗決定サーチ関数である第１ターゲット粗サーチレプリカを生成する第１粗サーチレプリカ生成部と、
   前記受信信号についての粗決定サーチ関数から、前記第１粗サーチレプリカ生成部によって生成した第１ターゲット粗サーチレプリカを減算する減算部と、
   この減算部で得た減算結果の粗決定サーチ関数について、その中で相関が最も大きい第２のターゲットを抽出しその第２ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する第２粗サーチ部と、
   第２粗サーチ部において求めた遅延時間の受信信号における複数のサブバンド信号についての相関関数間の位相差に基づいて、各相関関数の帯域を合成して精決定サーチ関数を算出する第２精決定サーチ関数算出部と、
   第１精サーチ部によって得られた第１ターゲットに基づいて、その第１ターゲットしか存在しないと仮定して得られる精決定サーチ関数である第１ターゲット精サーチレプリカを生成する第１精サーチレプリカ生成部と、
   前記第２精決定サーチ関数算出部で得られた精決定サーチ関数から前記精サーチレプリカ生成部によって生成した第１ターゲット精サーチレプリカを減算する減算部と、
   この減算部で得た減算結果の精決定サーチ関数から、第２ターゲットから受信した信号の遅延時間を求める第２精サーチ部と、
   を有し、
   前記第１および第２精サーチ部の遅延時間に基づいて第１および第２ターゲットを識別する情報を得ることを特徴とするターゲット識別装置。
3. 広帯域信号または広帯域信号に合成可能な複数のサブバンド信号からなる送信信号を送信する送信機と、
   ターゲットからの反射波を受信して、受信信号を得る受信機と、
   受信信号から得られる複数のサブバンド信号について、広帯域信号における対応する信号との相関を示す粗決定サーチ関数を算出する粗決定サーチ関数算出部と、
   前回検出したターゲットがある場合に、前回検出ターゲットに基づいて、その前回検出ターゲットしか存在しないと仮定して得られる粗決定サーチ関数である前回検出ターゲット粗サーチレプリカを生成する粗サーチレプリカ生成部と、
   前記粗決定サーチ関数から、前記粗サーチレプリカ生成部によって生成した前回検出ターゲット粗サーチレプリカを順次減算する減算部と、
   この減算部で得た減算結果の粗決定サーチ関数について、その中で相関が最も大きい今回検出ターゲットを抽出しその今回検出ターゲットから受信した信号の遅延時間を検出する粗サーチ部と、
   この粗サーチ部において求めた今回検出ターゲット遅延時間の受信信号における複数のサブバンド信号についての相関関数間の位相差に基づいて、各相関関数の帯域を合成して精決定サーチ関数を算出する精決定サーチ関数算出部と、
   前回検出ターゲットがある場合に、前回検出ターゲットに基づいて、その前回検出ターゲットしか存在しないと仮定して得られる精決定サーチ関数である前回検出ターゲット精サーチレプリカを生成するとともにこれを積算する精サーチレプリカ生成積算部と、
   前記精決定サーチ関数算出部で得られた精決定サーチ関数から前記精サーチレプリカ生成積算部によって生成した検出ターゲット精サーチレプリカの積算を減算する減算部と、
   この減算部で得た減算結果の精決定サーチ関数から、今回検出ターゲットから受信した信号の遅延時間を求める精サーチ部と、
   前記精サーチ部の遅延時間に基づいて複数のターゲットを識別する情報を順次得ることを特徴とするターゲット識別装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載のターゲット識別装置において、
   前記受信信号は、前記送信信号の送信周期を複数に分割した区間に分割し、各区間の受信信号であり、各区間の受信信号についてターゲットを識別する情報を得ることを特徴とするターゲット識別装置。

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