CN114578358A - 互质编码(cpc)多普勒分割复用(ddm)mimo雷达方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种互质编码的DDM MIMO雷达系统、设备、架构和方法配备有参考信号发生器(112)，其产生发射参考信号；多个DDM发射模块(11)，其产生、调节和发射多个发射信号，每个发射信号具有与所述发射参考信号不同的互质编码(CPC)的渐进式相位偏移；接收器模块(12)，其接收通过目标从所述多个发射信号反射的目标返回信号并且根据所述目标返回信号产生数字信号；以及雷达控制处理单元(20)，其被配置成检测所述数字信号中的多普勒频谱峰值，其中所述雷达控制处理单元包括多普勒消歧模块(25)，所述多普勒消歧模块(25)被配置成具有CPC解码器以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。

Description

互质编码(CPC)多普勒分割复用(DDM)MIMO雷达方法和系统

技术领域

本发明大体上涉及雷达系统和相关联的操作方法。在一个方面，本发明涉及一种由多输入多输出(MIMO)雷达阵列形成的汽车雷达系统。

背景技术

雷达系统可用于检测附近目标的范围、速度和角度。随着技术的进步，雷达系统现在可以应用于许多不同的应用，例如汽车雷达安全系统越来越多地使用雷达系统检测周围环境的变化，例如接近另一汽车以进行盲点检测或检测改进巡航控制的领先车辆。准确的雷达检测也是自主车辆控制系统不可或缺的一部分。然而，在使用可构造在汽车上的雷达系统准确地检测对象的位置和移动方面存在挑战。提高汽车雷达系统的角度分辨率的常用方法是使用多个发射天线和接收天线来实施多输入多输出(MIMO)汽车雷达系统。在MIMO雷达系统中，虚拟阵列由多个阵列元件组成，所述多个阵列元件等于多个发射天线和接收天线的乘积。MIMO雷达相比于单个发射器系统具有增大的孔径会提高基于对象的到达方向(DOA)而分离对象的能力。但是，MIMO雷达发射器必须从多个发射器发射正交波形，以分离接收器端的综合响应。

用于提供正交性的现有解决方案包括对发射的雷达波形进行编码，例如通过在不同的时刻或以不同的中心频率发射频率调制连续波(FMCW)波形，或通过改变FMCW波形的相位或幅度。在传统的汽车雷达系统中，特别是在多普勒分割复用(DDM)MIMO汽车雷达系统中，最大多普勒频率通常不足以防止汽车因多个发射天线的多普勒频谱重叠而产生的速度模糊。DDM MIMO系统产生的歧义是，每个检测到的多普勒频谱峰值必须与其对应的照明发射器正确地相关联，但如果目标的径向速度超出分配给发射器的预算最大速度，则频谱峰值将出现在分配给另一发射器的频谱部分，从而导致不正确的关联。对于服务于具有许多发射器和有限多普勒频谱带宽的高度动态驾驶场景的系统而言，所述问题更加严重。

现有的雷达系统试图通过对每个FMCW波形进行两次测量来解决这些挑战，所述FMCW波形具有一个增加频率的“向上线性调频脉冲”和一个减少频率的“向下线性调频脉冲”，但此类解决方案过于复杂，因为向上线性调频脉冲和向下线性调频脉冲需要与彼此相关联以进行雷达处理。其它解决方案使用时分(TD)复用技术在时间上分离来自不同发射器的LFM波形，从而在每个接收信道处分离来自不同发射器的信号，从而构造虚拟MIMO阵列。然而，由于相干停留时间(即目标的回波信号可以在移动目标上相干地集成的持续时间)通常是有限的，因此可与TD-MIMO系统一起使用的发射器的数量是有限的。常规TD-MIMO系统的另一缺点是，较长的帧或线性调频脉冲序列持续时间可能会导致可以在没有歧义的情况下测量的最大多普勒频移(或实际上为目标的径向速度)多次下降，又限制了可用于TD-MIMO系统的发射器的数量。由于这些限制，现有的MIMO汽车雷达系统通常仅限于使用少量发射器(例如，3个)来构造一个相对较小的MIMO虚拟阵列。综上所述，在现有雷达系统应用的性能、设计、复杂性和成本限制下，现有雷达系统解决方案在实践层面上是极其困难的，因为要实现更大尺寸雷达的性能优势，以实现更高分辨率的雷达成像都面临挑战。

发明内容

现在应了解，已经提供一种雷达架构、电路、方法和系统，其中参考信号发生器被配置成产生发射参考信号波形序列(例如，线性调频脉冲信号)。另外，雷达系统包括多个多普勒分割复用(DDM)发射模块，所述多个DDM发射模块被连接并且被配置成在N个发射天线上产生、调节和发射多个发射信号，每个发射信号具有与发射参考信号不同的互质编码(CPC)的渐进式相位偏移。在选定实施例中，每个DDM发射模块包括缓慢时间相位偏移移位器，所述缓慢时间相位偏移移位器被连接以从发射参考信号产生互质编码的渐进式相位偏移信号。在选定实施例中，缓慢时间相位偏移移位器可实施为用于提供在0和2^L之间的CPC编码整数值以将CPC编码的渐进式相位偏移引入到发射参考信号的L位相位旋转器。另外，每个DDM发射模块可包括信号编码器，所述信号编码器使用信号调节和功率放大对互质编码的渐进式相位偏移信号进行编码，以产生多个发射信号中的一个发射信号并且通过发射天线将多个发射信号中的一个发射信号作为射频编码的发射信号发射。在其它实施例中，多个DDM发射模块对发射参考信号进行编码以限定DDM发射器模块的零径向速度位置，以使其具有与基于互质数的值一致的间隔值。所述雷达系统还包括至少第一接收器模块，所述至少第一接收器模块被连接并且被配置成接收通过至少一个目标从多个发射信号反射的目标返回信号并且根据所述目标返回信号产生数字信号。所述雷达系统还包括雷达控制处理单元，所述雷达控制处理单元被配置成检测数字信号中的多普勒频谱峰值，其中所述雷达控制处理单元包括多普勒消歧模块，所述多普勒消歧模块被配置成具有CPC解码器以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。在选定实施例中，所述多普勒消歧模块被配置成针对每个DDM发射模块构造具有遵循与所述发射模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器。在此类实施例中，所述多普勒消歧模块可被配置成对从数字信号产生的多普勒频谱执行阈值检测，并且产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本的二进制检测序列。另外，所述多普勒消歧模块可被配置成通过每个二进制FIR发射器滤波器对二进制检测序列进行滤波，以用于在对应滤波器输出超出预定义阈值的情况下使频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此标识与发射器相关联的检测。另外，所述多普勒消歧模块可被配置成针对每个与发射器相关联的检测，对照评估阈值评估与所述二进制FIR发射器滤波器中的抽头延迟位置匹配的所述多普勒频谱样本的量值的方差，以确认每个与发射器相关联的检测具有等于或低于所述评估阈值的方差。在选定实施例中，所述雷达控制处理单元还可被配置成根据多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测构造MIMO虚拟阵列。

在另一形式中，提供一种雷达系统架构及其操作方法。在所公开的方法中，产生线性调频(LFM)线性调频脉冲信号。另外，通过多个DDM发射器模块从所述LFM线性调频脉冲信号产生多个DDM发射信号，所述多个DDM发射信号各自具有与LFM线性调频脉冲信号不同的互质编码(CPC)相位偏移。在选定实施例中，通过对LFM线性调频脉冲信号进行编码来产生DDM发射信号，以限定多个DDM发射器模块的零径向速度位置，以使其具有与基于互质数的值一致的间隔值。在其它实施例中，通过使用对应多个多位缓慢时间相位偏移移位器将多个相移应用到LFM线性调频脉冲信号来产生DDM发射信号，以从LFM线性调频脉冲信号产生多个CPC渐进式相位偏移信号，每个CPC渐进式相位偏移信号具有从LFM线性调频脉冲信号偏移的不同的CPC相位。在此类实施例中，多位缓慢时间相位偏移移位器中的每一个可实施有用于提供在0和2^L之间的CPC编码整数值以将CPC编码的渐进式相位偏移引入到LFM线性调频脉冲信号的L位相位旋转器。在所公开的方法中，接收器模块的一个或多个接收天线接收从多个DDM发射信号通过目标反射的目标返回信号。所公开的方法还包括在接收器模块处将目标返回信号与LFM线性调频脉冲信号混合以产生中频信号，并且接着在接收器模块处使用模数转换器将中频信号转换成数字信号。在所公开的方法中，随后处理数字信号以检测数字信号中的多普勒频谱峰值。最后，所公开的方法应用CPC解码器以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应DDM发射器模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。在选定实施例中，可通过针对每个DDM发射器模块构造具有遵循与所述DDM发射器模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器来应用CPC解码器。在此类实施例中，可通过对从数字信号产生的多普勒频谱执行阈值检测，并且接着产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本的二进制序列来执行CPC解码来应用CPC解码器。另外，应用CPC解码器可包括通过每个二进制FIR发射器滤波器对所述二进制检测序列进行滤波，以用于在对应滤波器输出超出预定义阈值的情况下使频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此标识与发射器相关联的检测。另外，所公开的方法可包括针对每个与发射器相关联的检测，对照评估阈值评估与所述二进制FIR发射器滤波器中的抽头延迟位置匹配的所述多普勒频谱样本的量值的方差，以确认每个与发射器相关联的检测具有等于或低于所述评估阈值的方差。所公开的方法还可根据多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测构造MIMO虚拟阵列。

在又另一形式中，提供雷达架构、电路、方法和系统。在所公开的系统中，多个发射器模块被配置成在具有固定脉冲重复频率(PRF)速率的单个发射帧中同时发射多个多普勒分割复用(DDM)线性调频脉冲波形，其中每个DDM线性调频脉冲波形使用可编程的多位相位旋转器以不同的互质编码(CPC)相位偏移进行编码，使得当来自不同发射器模块的频谱之间存在重叠时，不同发射器模块的多普勒频谱信号可在单个发射帧中分离。另外，至少第一接收器模块被连接并且被配置成接收通过至少一个目标从所述多个DDM线性调频脉冲波形反射的目标返回信号并且根据所述目标返回信号产生数字信号。另外，雷达控制处理单元被配置成检测所述数字信号中的多普勒频谱峰值并且应用CPC解码以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应发射器模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。在选定实施例中，雷达控制处理单元被配置成针对每个发射器模块构造具有遵循与所述发射器模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器。另外，所述雷达控制处理单元可被配置成对从所述数字信号产生的多普勒频谱执行阈值检测，并且产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本的二进制检测序列。所述雷达控制处理单元还可被配置成通过每个二进制FIR发射器滤波器对所述二进制检测序列进行滤波，以用于在对应滤波器输出超出预定义阈值的情况下使频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此标识与发射器相关联的检测。最后，所述雷达控制处理单元可被配置成针对每个与发射器相关联的检测，对照评估阈值评估与所述二进制FIR发射器滤波器中的抽头延迟位置匹配的所述多普勒频谱样本的量值的方差，以确认每个与发射器相关联的检测具有等于或低于所述评估阈值的方差。

附图说明

当结合以下图式考虑优选实施例的以下详细描述时，可以理解本发明及其获得的许多目标、特征和优点。

图1是根据本公开的选定实施例的线性调频脉冲DDM MIMO雷达系统的简化示意框图。

图2是示出均匀DDM MIMO雷达系统的线性调频脉冲发射时间表的时序图。

图3是均匀DDM MIMO雷达系统的多普勒频谱的曲线图，其中目标的最大径向速度不超出所分配的频谱预算，从而产生目标峰值和发射天线的明确关联。

图4是均匀DDM MIMO雷达系统的多普勒频谱的曲线图，其中目标的最大径向速度超出所分配的频谱预算，从而产生目标峰值与发射天线的明确关联。

图5是示出根据本公开的选定实施例的使用采用互质编码的非均匀多普勒分割方案的DDM MIMO雷达系统的线性调频脉冲发射时间表的时序图。

图6是非均匀DDM MIMO雷达系统的CPC多普勒频谱的曲线图，其中即使在不同发射器的频谱之间存在重叠的情况下，也可以使用CPC解码技术将每个接收器的检测峰值分配给每个发射器。

图7示出了简化流程图，示出使用CPC DDM技术形成虚拟的大型MIMO雷达阵列的逻辑。

图8是根据本公开的选定实施例的由3-TX和4-RX天线提供的物理雷达孔径和MIMO虚拟阵列孔径的简化图形描绘。

图9描绘根据本公开的选定实施例的3-TX CPC DDM MIMO雷达系统的频谱曲线图，其中模拟三个目标以示出CPC消歧过程。

图10描绘3-TX CPC DDM MIMO雷达系统的频谱曲线图，其中模拟三个目标以及三个假多普勒信号以示出产生CPC解码错误的CPC消歧过程。

图11描绘根据本公开的选定实施例的3-TX CPC DDM MIMO雷达系统的频谱曲线图，其中模拟三个目标以及三个假多普勒信号以示出CPC消歧过程，所述CPC消歧过程产生通过方差检查过程校正的CPC解码错误。

具体实施方式

描述了一种互质编码(CPC)的多普勒分割复用(DDM)MIMO雷达系统、硬件电路、系统、架构和方法，用于通过使用基于互质的零径向速度频率间隔对多普勒分割MIMO波形进行编码以允许对各个发射器多普勒频谱检测进行稳定和明确的重构来消除来自多个发射器的重叠多普勒频谱。在选定实施例中，通过使用每个发射信道中的可编程相位旋转器，CPC编码实施在单独的LFM DDM MIMO发射器中以在缓慢时间(即，线性调频脉冲时间)中实施渐进式相位编码，使得间隔值(在频段(bin)的数目中，在两个邻近的零径向速度多普勒频段之间)与互质数值一致。通过对线性调频脉冲信号应用渐进式相移，使得发射器之间的进展量使用基于互质的值，每个发射信号具有与发射参考信号不同的互质编码的相位偏移。结果，缓慢时间相位变化的缓慢时间导数(即，渐进式相位变化函数或线性相位曲线在线性调频脉冲时间上的斜率)是由相位编码产生的多普勒频移的量。通过控制斜率(进展量)，可控制用于发射器的多普勒频谱上的零径向速度的放置。在每个发射信道发射不同的CPC编码LFM信号的情况下，接收器可以使用CPC解码器通过将多普勒频谱中的峰值出现与解码向量中每个发射器的唯一峰值出现位置代码匹配来使多普勒峰值与其对应发射器相关联，由此对DDM MIMO波形进行消歧。在选定实施例中，接收信号处理步骤可以包括：FIR滤波，其用于通过限定CPC解码向量直接分离各个发射器的多普勒频谱峰值；检测多普勒峰值；以及通过对接收到的雷达信号的多普勒频谱执行阈值检测并且产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本长度的二进制序列来执行CPC解码。另外，通过对照预定义阈值评估滤波器匹配频谱样本的方差，可以应用方差检查过程以进一步减少错误关联，使得在方差等于或低于预定义阈值的情况下，将关联标记为真。通过此方法，额外的发射器可以共享从快速线性调频脉冲雷达系统中最大可实现的脉冲重复频率(PRF)速率获得的有限多普勒频谱，从而能够构造大型MIMO虚拟阵列和更高的角度分辨率性能。结果，当各个发射器的频谱彼此高度重叠时，不同发射器的多普勒频谱信号可有效地在单个发射帧中分离。通过提供用于使用互质编码和解码对多个发射器的重叠多普勒频谱进行消歧的硬件和软件解决方案，所公开的LFM DDM MIMO雷达系统和方法有效地提供具有比组合的总物理孔径大许多倍的孔径的MIMO虚拟阵列，由此实现更好的灵敏度、更精细的角度分辨率和较低的误检率。

在本公开的上下文中，应了解，雷达系统可在多种不同应用中用作传感器，包括但不限于用于例如高级驾驶辅助系统(ADAS)和自主驾驶(AD)系统之类的道路安全系统的汽车雷达传感器。在此类应用中，雷达系统用于测量到反射目标的径向距离、其相对径向速度和角度信息，并且其特征在于性能标准，例如，角度分辨率(在相同距离和距离变化率(或径向速度)的分辨率单元处，雷达能够相互区分和分离的两个给定大小的目标之间的最小距离)、灵敏度、误检率等。通常，调频连续波(FMCW)调制雷达用于通过从多个发射天线发送线性调频(LFM)波形来标识例如汽车或行人之类的雷达目标的距离、速度和/或角度，使得来自雷达目标的反射信号在多个接收天线处被接收并被处理以确定雷达目标的径向距离、相对径向速度和角度(或方向)。然而，在当前汽车设计的情况下，车辆可包括能够独立于彼此操作的多个雷达发射器。虽然存在可用于区分各个发射器的不同编码域(时间、频率和代码)，但本公开的选定实施例涉及LFM波形收发器，所述LFM波形收发器被配置成通过使每个发射器将具有编码到整个线性调频脉冲序列的各个线性调频脉冲上的指定相位偏移值的相同频率斜升线性调频脉冲信号发射到源自多普勒域中的不同发射器的频谱上分离的信号来实施多普勒分割复用(DDM)MIMO操作，使得接收信道可清楚地检测每个信号并且因此构造虚拟MIMO阵列。

为了在上下文中理解DDM MIMO雷达系统的设计和操作，现在参考图1，其描绘线性调频脉冲DDM-MIMO汽车雷达系统100的简化示意框图，所述线性调频脉冲DDM-MIMO汽车雷达系统100包括连接到雷达微控制器单元(MCU)20的LFM DDM-MIMO雷达装置10。在选定实施例中，LFM DDM-MIMO雷达装置10可体现为被设计成在操作位置快速替换的线路可替换单元(LRU)或模块化组件。类似地，雷达MCU 20可体现为线路可替换单元(LRU)或模块化组件。尽管示出了单个或单基地LFM DDM-MIMO雷达装置10，但是应了解，可以使用额外的分布式雷达装置来形成分布式或多基地雷达。另外，所描绘的雷达系统100可以集成电路形式实施，其中LFM DDM-MIMO雷达装置10和雷达MCU 20由单独的集成电路(芯片)或由单芯片形成，这取决于应用。

每个雷达装置10包括分别连接到一个或多个射频(RF)发射器(TX)单元11和接收器(RX)单元12的一个或多个发射天线元件TX_i和接收天线元件RX_j。例如，每个雷达装置(例如，10)示出为包括分别连接到三个发射器模块(例如，11)和四个接收器模块(例如，12)的各个天线元件(例如，TX_1，i、RX_1，j)，但是这些数目不是限制性的，并且其它数目也是可能的，例如四个发射器模块11和六个接收器模块12，或者单个发射器模块11和/或单个接收器模块12。每个雷达装置10还包括线性调频脉冲发生器112，所述线性调频脉冲发生器112被配置并且被连接以将线性调频脉冲输入信号供应到发射器模块11。为此目的，线性调频脉冲发生器112被连接以接收输入程序和控制信号110，包括参考本地振荡器(LO)信号、线性调频脉冲开始触发信号和程序控制信号。产生线性调频脉冲信号113并且将其发射到多个发射器11，其中使用相位旋转器114应用相位编码，所述相位旋转器114由MCU 20产生的程序控制信号110控制。虽然相移器114可在发射器11之间提供均匀相移，但可编程相位旋转器114还向每个发射器11提供使用例如下文更全面描述的CPC编码技术之类的非均匀编码技术实施渐进式相移的能力。在每个发射器11处，相位编码的线性调频脉冲信号随后在RF调节模块115处进行滤波并且在馈送到对应发射天线TX_1，i并且进行辐射之前在功率放大器116处放大。通过使用每个发射天线来TX_1，i来发射线性调频脉冲信号的渐进相移的序列，每个发射器元件11以多普勒分割复用方式与其它发射器元件一起操作，因为这些发射器元件被编程来在相位分离的时间表上同时发射相同波形。

通过发射器天线单元TX_1，i、TX_2，i发射的雷达信号可以通过目标反射，并且反射雷达信号的一部分到达雷达装置10处的接收器天线单元RX_1，i。在每个接收器模块12处，接收到的(射频)天线信号由低噪声放大器(LNA)120放大，并且然后馈送到混合器121，其中所述接收到的(射频)天线信号与由RF调节单元115产生的所发射的线性调频脉冲信号混合。将所得中频信号馈送到第一高通滤波器(HPF)122。将所得滤波后的信号馈送到第一可变增益放大器123，所述第一可变增益放大器123在将所述信号馈送到第一低通滤波器(LPF)124之前放大所述信号。此再滤波后的信号被馈送到模/数转换器(ADC)125并且由每个接收器模块12输出为数字信号D1。以此方式，接收器模块12将各种延迟的目标回波压缩为多个正弦频调，所述多个正弦频调的频率对应于回波的往返延迟。

在雷达系统100中，雷达MCU 20可以被连接并且被配置成将输入控制信号110供应到雷达装置10并且从其接收由接收器模块12产生的数字输出信号D1。在选定实施例中，雷达MCU 20包括雷达控制器处理单元21，所述雷达控制器处理单元21可体现为被配置并且被布置成用于信号处理任务的微控制器单元(MCU)或其它处理单元，所述信号处理任务例如但不限于目标标识、目标距离、目标速度和目标方向的计算，以及产生控制信号。

为了控制发射模块11，雷达控制器处理单元21可例如被配置成产生发射器输入信号110，例如程序、控制触发、参考LO信号、校准信号、频谱整形信号(例如FMCW雷达的情况下的斜升产生)，并且接收用于RF(射频)电路启用序列的数据信号、传感器信号和/或寄存器编程或状态机信号。具体地说，雷达控制器处理器21可以被配置成通过渐进地相移并且发射LFM线性调频脉冲以用于发射天线TX_1，i、RX_1，j之间的通信来使用发射器输入信号110对发射模块11进行编程以按DDM方式操作。在选定实施例中，雷达控制器处理器21被配置成通过在发射之前编程可编程相位旋转器114来使用CPC编码渐进地相移LFM线性调频脉冲113。在每个发射模块11发射具有用可编程缓慢时间相移器114产生的不同CPC编码的LFM信号的发射信道信号的情况下，接收器模块12可调节目标返回信号以产生数字域信号D1，所述数字域信号D1由雷达MCU 20处理以分离并且标识CPC编码的发射信道信号。

在接收器模块处，从目标返回信号产生数字输出信号D1以由雷达模块22-26进行数字处理，以构造和累积多输入多输出(MIMO)阵列向量输出，从而形成MIMO孔径以用于计算由角度估计(例如，空间或角度FFT)模块27产生的曲线图和由目标跟踪模块28产生的目标轨迹。具体地说，数字输出信号D1可由一个或多个快速傅里叶变换(FFT)模块处理，所述FFT模块例如产生距离线性调频脉冲天线立方体(RCAC)的快速时间(距离)FFT模块22和产生距离-多普勒天线立方体或映射(RDM)的缓慢时间(多普勒)FFT模块23。继而，接着使RDM输出通过一个或多个检测模块24，例如恒定虚警率(CFAR)检测模块，以获得距离-多普勒峰值检测(DET′NS)。如下文更充分地描述，可由多普勒消歧模块25处理距离-多普勒峰值检测以通过使用CPC解码器使多普勒峰值与对应发射器相关联以将多普勒频谱中的峰值出现与每个发射器的唯一峰值出现位置代码匹配来产生与发射器相关联的检测(TX-ASSOCIATEDDET′NS)，由此对DDM MIMO波形进行消歧。可在空间角度估计模块27和目标跟踪模块28处进一步处理与发射器相关联的检测峰值，其中将所得目标轨迹输出29到其它汽车计算装置或用户接口装置以用于进一步处理或显示。

在选定实施例中，多普勒消歧模块25被配置成针对每个发射器构造或访问具有遵循与发射器相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR滤波器，并且然后对接收到的雷达信号的多普勒频谱执行阈值检测以产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本长度的二进制序列。通过用发射器滤波器中的每个发射器滤波器对所形成的二进制检测序列进行滤波，如果对应滤波器输出超出预定义阈值，则频谱峰值与发射器相关联。为了在密集目标环境中提高性能，如果方差不大于预定义阈值，则通过评估与抽头延迟位置匹配的多普勒频谱样本的方差来分析每个关联，以确认关联。一旦多普勒峰值与起始发射器模块11正确地相关联，

为了在上下文中理解常规DDM MIMO雷达系统的操作，现在参考图2，其为使用均匀多普勒分割方案的四个发射器201-204的线性调频脉冲发射时间表的时序图图示200。如所描绘，每个发射器TX₁-TX₄被编程来在单个雷达发射帧中同时发射DDM线性调频脉冲波形201-204的序列。每个发射器(例如，TX₁)以固定且均匀的脉冲重复频率(PRF)速率发射线性调频脉冲波形(例如，201A、201B)，所述速率是脉冲重复间隔的倒数(例如，PRF＝PRI^-1)或线性调频脉冲间隔时间的倒数(例如，PRF＝CIT^-1)。另外，每个发射器通过使用前端电路中的相位旋转器以额外的渐进式相位偏移对每个线性调频脉冲进行编码。作为渐进相位偏移编码的结果，每个接收到的源自每个不同发射器TX₁-TX₄的线性调频脉冲有效地具有不同的零径向速度多普勒频移，并且各个目标检测可以与正确的起始发射器相关联，这是正确运行后续MIMO虚拟阵列构造所必需的。

基于以下等式，零径向速度的位置是由应用于每个发射器的线性调频脉冲的渐进式相位偏移控制的：

其中f_zrv，i是发射器i的零径向速度多普勒频移频率，并且其中A_i是两个邻近线性调频脉冲之间的渐进式相移(弧度)。例如，在4-TX DDM MIMO系统中，每个发射器可以被分配以下渐进式相位偏移，并且因此获得零径向速度频率：

TX₁：A₁＝0→f_zrv，1＝0[Hz]

在图2的例子中，此结果描绘为第一发射器TX₁以0度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形201进行编码，第二发射器TX₂以90度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形202进行编码，第三发射器TX₃以180度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形203进行编码，并且第四发射器TX₄以270度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形204进行编码。在使用均匀多普勒分割的此类DDM MIMO雷达系统中，可通过判断目标在分区多普勒频谱内的位置来明确地使目标与正确发射器相关联，其条件是目标在应用DDM之前具有±PRF/(2N)以内的真实多普勒偏移，其中N是DDM发射器的数目。

为了说明多普勒峰值检测和发射器关联的原理，现在参考图3，其描绘随着均匀DDM MIMO雷达系统的弧频率(和多普勒频移)变化的多普勒频谱的曲线图300，其中目标的最大径向速度不超出所分配的频谱预算，从而产生目标峰值和发射天线的明确关联。如所描绘，每个发射器TX₁-TX₄具有以对应的零径向速度频率(例如，0、π/2、和3π/2)有效居中的所分配的频谱部分311-314。因此，具有每个发射器TX₁-TX₄的零径向速度频率的±PRF/(2N)以内的真实多普勒频移的每个目标测量301-304可以通过判断其在分区多普勒频谱300内的位置来明确地与正确的发射器相关联。只要目标的径向速度落在为每个发射器TX₁-TX₄分配的频谱预算部分311-314内，这个结果就成立。

在现有的76-81GHz的快速线性调频脉冲汽车雷达前端的单片微波集成电路(MMIC)的情况下，最快线性调频脉冲信号受到不短于约15微秒时段的线性调频脉冲间隔时间(CIT)的限制。因此，最大明确多普勒径向检测速度为±65m/s(或±234km/hr)，并且然后将可检测速度的整个范围分割为N个部分以用于N个发射器进行明确DDM操作。如可以清楚地看到，在目标和雷达以100km/hr的速度或更快的速度行进的高动态驱动场景中，大约470km/hr多普勒频谱带宽的范围仅对于极少的发射器是足够的。虽然通过将CIT显著缩短到约微秒的时段可支持较多发射器而不会带来不明确性，但是此类超短线性调频脉冲为雷达系统提供了额外的成本和复杂性。代替支持超短线性调频脉冲或更大频谱预算分配的雷达系统，当目标的径向速度超过其所分配频谱预算时DDM多普勒频谱中将出现不明确性，从而使得来自第一发射器的频谱峰值在分配给另一发射器的部分中出现，使得出现不正确的关联。

为了说明发射器与频谱峰值之间的关联会如何失效，现在参考图4，其描绘随着均匀DDM MIMO雷达系统的弧频率或多普勒频移变化的多普勒频谱的曲线图400，其中目标的最大径向速度超出所分配的频谱预算，从而产生目标峰值和发射天线的不明确关联。来自每个发射器的CPC多普勒频谱400的份额用实线401(对于TX₁)、虚线402(对于TX₂)、虚线403(对于TX₃)以及虚线604(对于TX₄)指示。如所描绘，每个发射器TX₁-TX₄具有以对应的零径向速度频率(例如，0、π/2、和3π/2)有效居中的所分配的频谱部分411-414。然而，发射器TX₁-TX₄的检测401-404侵占不同发射器的所分配的频谱部分，使得它们无法明确地相关联。具体地说，用于第一发射器TX₁的检测401A、401C存在于第一发射器TX₁的所分配频谱411A、411B中，但用于第一发射器TX₁的一个或多个额外检测(例如，用灰色圈出的401B)存在于不同发射器的所分配的频谱(例如，用于第四发射器TX₄的频谱414)中。另外，用于第二发射器TX₂的检测402B、402C存在于第二发射器TX₂的所分配的频谱412中，但用于第二发射器TX₂的一个或多个额外检测(例如，用灰色圈出的检测402A)存在于不同发射器的所分配的频谱(例如，用于第一发射器TX₁的频谱411)中。同样地，用于第三发射器TX₃的检测403B、403C存在于第三发射器TX₃的所分配的频谱413中，但用于第三发射器TX₃的一个或多个额外检测(例如，用灰色圈出的检测403A)存在于不同发射器的所分配的频谱(例如，用于第二发射器TX₂的频谱412)中。最后，用于第四发射器TX₄的检测404B、404C存在于第四发射器TX₄的所分配的频谱414中，但用于第四发射器TX₄的一个或多个额外检测(例如，用灰度圈出的检测404A)存在于不同发射器的所分配的频谱(例如，用于第三发射器TX₃的频谱413)中。

随着晶体管峰值检测侵占其它晶体管的所分配的频谱，在将检测与发射器相关联时产生的错误使得无法在不校正关联的情况下构造MIMO虚拟阵列输出。因此，需要一种对DDM发射器的重叠多普勒频谱进行消歧的方法。

为了解决来自常规解决方案和所属领域的技术人员已知的其它局限性，现在参考图5，其为根据本公开的选定实施例的使用采用互质编码的非均匀多普勒分割方案的用于具有三个发射器501-503的DDM MIMO雷达系统的线性调频脉冲发射时间表的时序图图示500。如所描绘，每个发射器TX₁-TX₃被编程来同时发射具有固定且均匀的脉冲重复频率(PRF)速率的一系列DDM线性调频脉冲波形501-503，所述速率是脉冲重复间隔的倒数(例如，PRF＝PRI^-1)或线性调频脉冲间隔时间的倒数(例如，PRF＝CIT^-1)。在发射之前，通过在前端电路中使用可编程相位旋转器，使用本文所公开的CPC编码技术，用额外的渐进式相移对每个线性调频脉冲进行编码。通过使用渐进式相位偏移CPC编码，根据互质数理论原理对发射器TX₁-TX₃的多普勒频谱进行有效分配，使得当各个发射器的频谱相互严重重叠时，可以将不同发射器的多普勒频谱信号分离在单个发射帧中。通过使用基于互质的零径向速度频率间隔对DDM MIMO波形进行编码，各个发射器多普勒频谱检测可稳定且明确地重构以与正确的发射器相关联，由此使得更多的发射器能够共享受最大可实现的PRF限制的有限多普勒频谱。因此，每个接收到的源自每个不同发射器TX₁-TX₃的线性调频脉冲有效地具有不同的零径向速度多普勒频移，并且各个目标检测可以与正确的起始发射器相关联，这是正确运行后续MIMO虚拟阵列构造所必需的。

在图5的例子中，所区分的CPC编码方案描绘为第一发射器TX₁以0度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形501进行编码，第二发射器TX₂以17/64×PRF＝95.625度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形502进行编码，并且第三发射器TX₃以43/64×PRF＝241.875度的渐进式相位偏移对其线性调频脉冲波形503进行编码。因此，对于来自第一发射器TX₁的零径向速度检测，第一发射器TX₁具有以0×PRF＝0度为中心的所分配的频谱部分。另外，对于来自第二发射器TX₂的零径向速度检测，第二发射器TX₂具有以17/64×PRF＝95.625度为中心的所分配的频谱部分。最后，对于来自第三发射器TX₃的零径向速度检测，第三发射器TX₃具有以43/64×PRF＝241.875度为中心的所分配的频谱部分。通过使用基于互质的零径向速度频率间隔对各个DDM发射器TX₁-TX₃进行编码，接收到的多普勒分割MIMO波形可使用CPC解码来处理以正确地将各个发射器多普勒频谱检测与正确的发射器相关联。如将注意，产生间隔值{17，26，21}的零径向速度的布置是以PRF/64[Hz]为单位的互质数。

为了更好地理解本公开的选定实施例，现在参考图6，其描绘非均匀DDM MIMO雷达系统的CPC多普勒频谱600的曲线图，所述非均匀DDM MIMO雷达系统具有来自三个发射器TX₁-TX₃的检测峰值，即使在用于不同发射器的频谱之间存在重叠的情况下，也可以使用CPC解码技术将接收器正确地分配给对应发射器或与对应发射器相关联。来自每个发射器的CPC多普勒频谱600的份额用实线601(TX₁)、灰线602(TX₂)和虚线603(TX₃)指示。在此情况下，每个发射器TX₁-TX₃具有以Hz(或以弧度2π)为单位的全PRF范围的大小的所分配的频谱611-613，其中的每个频谱以对应零径向速度频率(例如，0、2πx(17/64)以及2πx(43/64))为中心。通过CPC多普勒频谱600的此布置和所公开的解码方法，接收器可使第一发射器的频谱611A/B中的峰值检测601A与第一发射器TX₁相关联。另外，接收器可使第二发射器的频谱612A/B中的峰值检测602A与第二发射器TX₂相关联，并且接收器可使第三发射器的频谱613A/B中的峰值检测603A与第三发射器TX₃相关联。

从图6所示的并且在下文参照图9-11所描述的例子可以看出，在多普勒频谱600上发射器的零速度点之间使用互质间隔或准质间距可以防止峰值检测601A-603A与不正确的发射器相关联，甚至当频谱是重叠的时，由此实现每个检测到的峰值与对应发射器的明确关联。在接收器处，可通过观察应用于各个发射器的每个所发射的线性调频脉冲的相移、通过使用频谱分析器的发射器的整个发射帧的中心频率的偏移或通过在缓慢时间内每个距离单元的输出可产生的多普勒频谱来物理地检测此多普勒频谱布置。在选定实施例中，雷达接收器可以被配置成执行不同的信号处理步骤，所述信号处理步骤将FIR滤波应用于接收到的雷达信号波形以分离各个发射器的多普勒频谱峰值，由此消除任何复杂的if/then动态决策逻辑运算。另外，雷达接收器处的数字处理步骤可通过评估滤波器匹配频谱样本的方差来提供额外的合理性检查以进一步减少错误关联率。通过所公开的FIR滤波方法，不同发射器的接收到的多普勒频谱信号可被有效地分离并且与单个雷达发射帧中的对应发射器相关联，甚至当各个发射器频谱相互严重重叠(达到全2π范围)时也是如此。这表示对需要多个帧和复杂决策逻辑来完成任何消歧任务的常规方法的改进。另外，所公开的FIR滤波方法的性能随着发射器的数目按比例调整，因为滤波器长度随着发射器的数目线性地增长。实际上，与不可扩展且性能随着发射器的数目增加而降低的常规方法进行比较，较长的FIR滤波器具有更好的辨别能力来补偿较稠密频谱的影响。

为了提供能更好地理解本公开的选定实施例的额外细节，现在参考图7，其描绘示出使用CPC DDM技术形成虚拟的大型MIMO雷达阵列的逻辑的简化流程图700。在示例实施例中，图7所示的控制逻辑和方法可以实施为主机计算系统、处理器或微控制器单元上的硬件和/或软件，所述主机计算系统、处理器或微控制器单元包括处理器和用于存储编程控制代码的存储器，所述编程控制代码用于通过将基于CPC的相位偏移调制信号引入到参考线性调频脉冲信号以实现用于每个距离单元的输出的多普勒频谱频域中的发射器信号的分离来构造和操作大型虚拟MIMO雷达阵列。

过程开始(步骤701)，例如当雷达系统开始使用在多个发射天线上发送的一个或多个发射雷达信号感测一个或多个目标对象的位置和移动的过程时。为了产生发射雷达信号，雷达系统首先产生参考线性调频脉冲信号(步骤702)，例如，通过以频率和/或相移周期性地调制发射雷达信号。例如，对于汽车调频连续波(FMCW)雷达，参考线性调频脉冲信号可产生为被分布到分别与多个发射天线相关联的多个发射信道电路的线性调频(LFM)波形。

在步骤703处，参考线性调频脉冲信号被应用到多个缓慢时间相移器，以产生用于多个发射信道的互质编码(CPC)相移线性调频脉冲信号。在选定实施例中，相移步骤可通过将参考线性调频脉冲信号应用到分别由相移控制信号控制的多个相移器来实施，以遵循互质数理论原理仔细地强加发射器的多普勒频谱的设计分配。另外，发射信道电路中的一个可以被连接以在没有任何相移调制的情况下直接接收参考线性调频脉冲信号。代替均匀地分布多普勒频谱部分(如在典型的DDM实施方案中)，在步骤703处的处理可使用相移器将非均匀渐进式相移引入到发射信道处的参考线性调频脉冲信号以控制发射器的零径向速度的位置，使得间隔值(在频段的数目中，在两个邻近零径向速度多普勒频段之间)在一些单元中与互质数值一致。

在具有64个线性调频脉冲(即N_c＝64，其中N_c是线性调频脉冲的数目)的3-TX DDMMIMO雷达系统的示例实施例中，可以选择供应到移相器的相移控制信号以产生以PRF/64[Hz]为单位的间隔[17，26，21](在包裹频谱中呈模数Nc含义)，使得三个发射器的零径向速度频段指数(基于0，从0～N_c-1)分别为以PRF/64[Hz]为单位的[0，17，43]。在这个例子中，间隔值是以PRF/64[Hz]为单位的互质数，因为它们的质数分解(例如，17＝1*17、26＝1*2*13，以及21＝1*3*7)除了1之外没有其它公因数，所以它们只能被质数分解。使用基于互质的间隔确保各个多普勒检测峰值可在稍后步骤中正确地与其发射器相关联。

在选定实施例中，可通过使用用于每个发射信道的相位旋转器来实现在缓慢时间(即，线性调频脉冲时间)内的渐进式相位编码。对于L位相位旋转器，可在

弧度或

弧度的量化步长下编程多达2^L个相移位置。例如，6位相位旋转器的步长为

弧度或5.625度。在此情况下，两个线性调频脉冲之间的最小相位进展量为5.625度，并且两个线性调频脉冲之间的最大相位进展量为

或354.375度。一般来说，第k相位级数设置可以定义为

其中k＝0，1，2，...2^L-1，并且因此，第m个线性调频脉冲的相位偏移量为

其中m＝1，2，...N_c并且mod{·，2π}表示模数2π的运算符。在这种情况下，第k相位级数设置将使得在多普勒频谱上以

出现零径向速度。

为了执行其中零径向速度位于64频段长多普勒频谱的第[0，17，43]频段的例子，用于k的设置也是用于6位相位旋转器的[0，17，43]。将在k＝0、在k＝17处针对第二发射器TX₂，并且在k＝43处针对第三发射器TX₃(即，针对TX₁，线性调频脉冲之间为0°；针对TX₂，线性调频脉冲之间为95.625°；并且针对TX₃，线性调频脉冲之间为241.875°)评估第一发射器TX₁的缓慢时间内的渐进式相位编码。

如将了解，6位相位旋转器提供在0与63之间的可能的CPC编码整数值。如果多普勒频段的数目为64，则可用互质数对频段间隔进行编码。如果有超过2^L个频段(例如，6位情况下为64个频段)，则可以基于等式

计算零径向速度频段数目N_zrv，k，其中N_Dop是多普勒频段的数目(可能大于N_c)，并且其中在2^L不除kN_Dop的情况下N_zrv，k可能不是整数。通过选择N_Dop以使得N_zrv，k是整数，零径向速度可与多普勒频段的中心对准。当N_Dop大于2^L时，零径向速度之间的间隔值可能不再恰好是互质数，但是此近似值应该不影响CPC编码方案的有效性。

如上文所描述，CPC编码可用以实现多普勒频谱上的发射器的零速度点之间的互质间隔，但将了解，可使用其它非均匀间隔技术，包括但不限于准-互质间隔技术，以防止峰值检测不正确地与发射器相关联。另外，可代替互质方法使用零径向速度位置的一些伪随机间隔，并且仍然能实现良好的性能。使用互质间隔确保了最优解码稳定性，但可仍通过使用非互质但伪随机间隔来实现可接受的良好性能。

在步骤704处，使用多普勒分割复用技术调节和放大CPC线性调频脉冲信号以用于在对应发射信道电路上发射。在选定实施例中，此处理由发射信道电路执行，所述发射信道电路各自包括RF调节模块(其可包括对对应相移器的输出进行滤波、调平、应用额外相位编码或应用RF切换)和功率放大器(其放大用于在对应发射天线上发射的RF调节模块输出)。

在步骤705处，接收、调节和转换来自不同发射信道的反射的CPC编码的线性调频脉冲信号以用于在接收器处进行数字处理。在选定实施例中，接收器模块处的一个或多个接收天线从所发射的CPC编码的相位偏移参考线性调频脉冲信号波形接收目标返回作为(射频)天线信号以用于后续放大，例如通过使用低噪声放大器以从目标返回产生放大的RF信号。另外，由目标(即，目标信号)反射的接收到的发射信道信号在接收器处与参考线性调频脉冲信号混合以产生中频(IF)信号。在选定实施例中，混合步骤可以通过将参考线性调频脉冲信号应用到接收器模块混合器来实施，所述接收器模块混合器还被连接以接收接收到的目标信号以用于与参考线性调频脉冲信号混合，由此产生中频信号。另外，可调节中频信号以用于数字转换。在选定实施例中，调节过程包括将中频信号馈送到高通滤波器，在被馈送到低通滤波器之前用可变增益放大器放大滤波信号，由此产生重新滤波的信号。另外，重新滤波的已调节IF信号可被馈送到高速模/数转换器(ADC)，所述ADC具有适合于数字处理的数字信号输出。

在步骤706处，应用数字处理以使用DDM MIMO CPC消歧信号处理步骤来分离每个发射器的反射的发射信道信号。虽然可在步骤706处使用任何合适的CPC消歧信号处理步骤，但在选定实施例中，所述处理可在通过针对每个发射器构造具有遵循与发射器模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器来限定CPC解码向量的步骤711处开始。

在操作中，可通过将多普勒频谱中的峰值出现与每个发射器的唯一峰值出现位置代码匹配来使多普勒峰值与其发射器相关联。结合图6中所示的例子，发射器的代码(以频段编号)为：

对于1号发射器，C1＝[0，17，17+26]＝[0，17，43]，

对于2号发射器，C2＝[0，26，26+21]＝[0，26，47]，并且

对于3号发射器，C3＝[0，21，21+17]＝[0，21，38]

因为值{17，26，21}为互质数，并且值{43，47，38}也为互质数，所以三个解码向量(或简称为代码)C1、C2、C3保证了对于每个发射器的峰值出现的明确匹配。由于互质数的特性为互质数的和也是互质数，所述代码值也是互质数。

继续此例子，三个峰值位置代码可以二进制序列格式表示以形成三个二进制FIR滤波器解码向量。在这种情况下，每个序列中与每个代码的指示位置相对应的位位置设置为‘1’，而其余设置为‘0’。例如，三个代码C1、C2、C3可以二进制形式写入为：

C1＝[10000000000000000100000000000000000000000001]

C1＝[1←16“0”s→1←25“0”s→1]

C2＝[100000000000000000000000001000000000000000000001]

C2＝[1←25“0”s→1←20“0”s→1]

C3＝[100000000000000000000100000000000000001]

C3＝[1←20“0”s→1←16“0”s→1]

数字消歧处理步骤706还可包括多普勒峰值检测步骤712，所述多普勒峰值检测步骤712对接收到的雷达信号的多普勒频谱执行阈值检测以产生仅在与满足阈值要求的检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本长度的二进制序列。虽然可使用任何合适的多普勒峰值检测处理步骤，但可通过基于用于每个检测到的距离频段和用于每个接收器的多普勒频谱的峰值检测结果创建二进制序列来实施步骤712处的处理。峰值幅度(复值)应针对后续MIMO阵列构造和角度估计过程而缓冲，并且任选地针对如下文所描述的额外方差检查而缓冲。

在步骤713处，执行CPC解码以通过用二进制FIR滤波器(在步骤711处创建)对二进制序列(在步骤712处创建)进行滤波以标识滤波器输出超出预定义阈值的关联来对来自不同发射器的多普勒频谱信号进行消歧，由此恢复正确的峰值-发射器关联。在选定实施例中，CPC解码过程以任何多普勒检测峰值开始以通过匹配随后的N-1峰值位置来测试N_cCPC解码向量假设。如果在所有N-1代码指示的峰值位置中存在峰值检测，则声明候选匹配。由于代码的唯一性，所以只有一个假设会产生完全匹配。

虽然可在步骤713处使用任何合适的CPC解码过程，但可通过使二进制检测序列与解码环二进制FIR滤波器中的每一个相关并且在相关器输出等于N时检测相关器位置处的匹配来实施CPC解码技术的选定实施例。换句话说，对于第一发射器(例如，TX₁)的滤波器输出，如果相关器输出值N在峰值位置中，则峰值与第一发射器相关联，等等。一般来说，对于N较大的情况，可使用低于N的解码器滤波器输出阈值以允许遗漏检测。对于N值较小，例如3-TX的情况，阈值应被设置成N(即，3)。

作为任选的步骤714，可对照一个或多个评估准则将方差检查处理应用于评估关联(在步骤713处标识)以进一步减少错误关联率。如虚线所指示，可在所公开的序列700中省略或跳过方差检查处理步骤。然而，方差检查处理步骤的选定实施例可用于通过针对每个所标识的关联对照预定义方差检查评估阈值评估与抽头延迟位置匹配的多普勒频谱样本的方差，并且接着在方差不大于预定义评估阈值的情况下将每个所标识的关联标识为“真”来改进密集目标环境中的性能。

在方差检查处理步骤中，可以进一步分析用CPC解码步骤713标识的匹配位置峰值幅度，以确保匹配不是由于错误目标检测或拥挤目标场景引起的重合。虽然可使用任何合适的评估处理，但在选定实施例中，可对照用户定义的方差检查评估阈值来计算和检查简单的测试统计测量，例如N峰值幅度(以绝对值计)的方差或标准差。如果测试统计低于用户定义的评估阈值，则进行最终关联决定。方差检查处理步骤714可用于处理其中在编码位置中发生其它目标的检测使得错误地检测到匹配的低概率事件。在此类情况下，将很可能产生大方差，因为其它目标的幅度不大可能与合法目标的幅度相同。相反地，幅度对于真实匹配应是一致的，因此通过确保方差低于评估阈值来获得解码输出中的较高置信度。

在步骤707处，根据从源自不同发射信道的反射的发射信道信号提取的与发射器相关联的检测构造虚拟MIMO阵列。在选定实施例中，来自步骤714(其使多普勒检测峰值与起始DDM发射器相关联)处的处理的输出用于使用单基地和/或双基地雷达原理构造MIMO虚拟阵列。为此目的，所估计的多普勒频移或径向速度可由相对于每个发射器的零径向速度频段的频段位置来确定，并且相同径向速度(即，相同的相对频段数目)的接收器输出根据标准的MIMO虚拟阵列构造过程被分组为形成MIMO阵列输出。

在步骤708处，MIMO虚拟阵列输出由距离估计过程、多普勒估计过程和角度估计过程处理，并且产生目标映射以标识每个检测到的目标的距离值、多普勒值和角度值。所述距离估计器、多普勒估计器和角度估计器通常基于快速傅里叶变换(FFT)处理器和离散傅里叶变换(DFT)处理器。还可使用更先进的频谱估计器进行角度处理，所述更先进的频谱估计器包括但不限于多信号分类器(MUSIC)和经由旋转不变性技术的信号参数估计器(ESPRIT)处理器。在选定实施例中，雷达控制器处理器可以被配置成产生标识每个检测到的/目标对象的配对距离(r)值、多普勒

值和角度(θ)值的映射数据。

为了提供能更好地理解本公开的选定实施例的额外细节，现在参考图8，其描绘由具有3-TX天线801和4-RX天线802的示例雷达装置提供的物理雷达孔径801、802和MIMO虚拟阵列孔径803的简化图解描述800。在所描绘的雷达装置中，三个发射天线TX₁-TX₃801和四个接收器天线RX₁-RX₄802的分布式布置相对于彼此定位和分布，如图所示。在不损失一般性的情况下，将物理天线示出为以线性方式定位，但其可以非线性和/或穿插方式布置。所描绘的MIMO虚拟阵列天线803通过从在接收天线R₁-R₄处接收的三个发射天线T1-T₃发射雷达信号而形成。在MIMO虚拟阵列天线803的左侧，MIMO虚拟阵列元件VR_1，1、VR_1，2、VR_1，3、VR_1，4通过接收天线R₁-R₄产生，所述接收天线接收由第一发射天线T₁辐射的雷达发射信号。在MIMO虚拟阵列天线803的中间，MIMO虚拟阵列元件VR_2，1、VR_2，2、VR_2，3、VR_2，4通过接收天线R₁-R₄产生，所述接收天线接收由第二发射天线T₂辐射的雷达发射信号。在MIMO虚拟阵列天线803的右侧，MIMO虚拟阵列元件VR_3，1、VR_3，2、VR_3，3、VR_3，4通过接收天线R₁-R₄产生，所述接收天线接收由第三发射天线T₃辐射的雷达发射信号。因此，MIMO虚拟阵列天线803具有比发射天线和接收天线801、802的物理阵列更多的元件，并且占据更大(更宽)区域。由于角度分辨率与孔径大小成反比，因此MIMO虚拟阵列孔径803提供改进的角度分辨率。

通过从3-TX天线801发射CPC编码线性调频脉冲信号，可使用CPC解码处理在4-RX天线802处接收的目标返回以使来自目标返回的多普勒峰值检测样本与起始发射器相关联，并且接着用于构造12元素虚拟阵列天线VR_i，j803。另外，接着构造和处理12元素阵列空间测量输出向量

804以估计一个或多个目标的到达角度(AoA)。然后对下一个感兴趣的距离频段重复此过程，直到处理完所有感兴趣的距离频段。

为了提供能更好地理解本公开的选定实施例的额外细节，现在参考图9，其描绘3-TX CPC DDM MIMO雷达系统的频谱曲线图900，其中模拟三个目标以示出CPC消歧过程。在所描绘的例子中，共256个CPC编码的线性调频脉冲由三个DDM发射器发射，并且对含有由三个DDM发射器照明的三个目标的256个线性调频脉冲的模拟距离单元输出样本进行处理，以产生观察到的共质编码的DDM频谱920。出于参考目的，在顶部曲线图910中描绘用相同CPC编码产生的真实目标-发射器关联。在两种情况下，CPC编码器被编程来使得三个发射器TX1、TX2、TX3的零径向速度位置位于k＝[0，68，152]处(或等效地位于[68，84，104]的间隔值处)，其基于具有按比例调整的互质间隔值[17，21，26]，比例因数为4(或等效地，基于零径向速度位置[0，17，38]，比例因数为4)。观察到的互顾编码的DDM频谱920还描绘高于检测阈值924的检测到的峰值(例如，921-923)，其中检测到的峰值用‘，’标记。从与参考互质编码的DDM频谱910的比较可以看出，由于噪声，在观察到的互质编码的DDM频谱920中存在许多错误检测(例如，925-927)。

如本文所公开，通过使用CPC解码向量FIR滤波器，CPC解码过程可以滤出错误检测。解码结果在消歧滤波器输出曲线图930中示出，所述曲线图930以用于第一发射器931(点划线)、第二发射器932(虚线)和第三发射器933(实线)的不同图线示出每个发射器的相关器输出。通过发现相关器输出值接近校正值N(例如，在此情况下为3)，针对每个发射器标识正确的关联。在消歧滤波器输出曲线图930中，检测阈值线934上方所标识的解决方案标记有数字1、2和3以指示与多普勒峰值相关联的发射器。在此情况下，所有多普勒检测正确地与起始发射器相关联。

为了提供能更好地理解本公开的选定实施例的额外细节，现在参考图10，其描绘3-TX CPC DDM MIMO雷达系统的频谱曲线图1000，其中模拟三个目标以及三个假多普勒信号以示出产生CPC解码错误的CPC消歧过程。在所描绘的例子中，共256个CPC编码的线性调频脉冲由三个DDM发射器发射，并且对256个线性调频脉冲的模拟距离单元输出样本进行处理，以产生其中存在三个目标的模拟缓慢时间距离频段输出的共质编码的DDM频谱曲线图1010。除了与第一发射器(例如，1011)、第二发射器(例如，1012)和第三发射器(例如，1013)相关联的目标信号之外，模拟曲线图1010还包括经添加以混淆解码过程的三个假多普勒信号1014、1015、1016(用‘◆’标记)。因此，分别与发射器Tx1、Tx2、Tx3相关联的互质编码的DDM频谱曲线图1020、1030、1040示出在检测1021(在第一发射器的曲线图1020中)、1031(在第二发射器的曲线图1030中)和1041(在第三发射器的曲线图1040中)处的解码器输出中的错误关联。如果不执行另外的处理，则将使用这些错误关联1021、1031、1041来构造不正确的MIMO阵列输出。

为了解决由错误关联引起的问题，现在参考图11，其描绘根据本公开的选定实施例的3-TX CPC DDM MIMO雷达系统的频谱曲线图1100，其中模拟三个目标以及三个假多普勒信号以示出CPC消歧过程，所述CPC消歧过程产生通过方差检查过程校正的CPC解码错误。同样，通过模拟由三个DDM发射器发射256个CPC编码的线性调频脉冲来产生互质编码的DDM频谱曲线图1110，这样产生其中存在三个目标的模拟时间距离频段输出的距离单元输出样本。除了与第一发射器(例如，1111)、第二发射器(例如，1112)和第三发射器(例如，1113)相关联的目标信号之外，模拟参考CPC DDM频谱曲线图1110还包括经添加以混淆解码过程的三个假多普勒信号1114、1115、1116(用‘◆’标记)。为了滤出错误关联，发射器Tx1、Tx2、Tx3的发射器滤波的向量方差读数曲线图1120、1130、1140描绘与解码向量或相关器的指示为‘1’的位置相对应的样本的量值的方差。如每个曲线图1120、1130、1140中所示，阈值用于检测具有足够小方差的相关联峰值。以此方式，在此过程中滤出趋向于具有高于可接受方差的错误关联。例如，第一发射器滤波的向量方差读数1120中的检测阈值1127用于标识具有低于检测阈值1127的方差的最终相关联的峰值1123-1126(用

标记)，并且用于滤出具有高于检测阈值1127的方差的峰1121-1122(用

标记)。另外，第二发射器滤波的向量方差读数1130中的检测阈值1137用于标识具有低于检测阈值1137的方差的最终相关联的峰值1133-1136(用

标记)，并且滤出具有高于检测阈值1137的方差的峰值1131-1132(用

标记)。最后，第三发射器滤波的向量方差读数1140中的检测阈值1147用于标识具有低于检测阈值1147的方差的最终相关联的峰值1143-1146(用

标记)，并且用于滤出具有高于检测阈值1147的方差的峰1141-1142(用

标记)。以此方式，可恢复正确结果。

如本文所公开，所公开的CPC相位偏移DDM MIMO雷达系统的选定实施例在与常规雷达系统相比较时可提供若干增强。除了实现用于发射线性调频(LFM)波形的汽车调频连续波(FMCW)雷达的极大MIMO阵列的构造之外，所公开的雷达系统可在无显著修改的情况下使用现有雷达设计的RF前端和信号处理块，由此最小化开发新解决方案的成本。例如，所公开的CPC编码线性调频脉冲编程和处理方法可以在电流和下一代雷达前端MMIC和雷达微控制器/处理器单元(MCU)上实施，以实现完整的DDM MIMO能力而不依赖于超短线性调频脉冲雷达系统。另外，由于互质数的性质，所公开的使用互质值对具有非均匀间隔的不同发射器进行编码确保了使多普勒峰值与起始发射器正确地相关联的概率高得多。另一优点是所公开的CPC编码技术的稳定性，其随着代码长度增加随着发射器的数目而按比例调整，而常规方法无法稳定地按比例调整，因为单个中断可能不是强烈的区分并且仍然可能出现不明确性。例如，Jansen的第2020/049812Al号美国专利教授了使用具有沃尔什-阿达马(Walsh-Hadamard)二进制相位编码序列的二进制相移器模拟具有均匀间隔的DDM频谱的编码方案，其中4个均匀零速度发射器使用沃尔什-阿达马方案进行编码，使得一个发射器位置空出，并且支持3个发射器执行DDM MIMO雷达处理。使用此常规方法，解码能力要弱得多，这是因为使用次优阿达马代码仅能产生均匀间隔，从而产生高度类似的代码，并且更糟糕的是，其中多普勒频谱将由于使用二进制代码的渐进式相移的模拟而含有杂散响应(假峰值)，而本公开使用多位相位旋转器直接对信号进行编码以提供非均匀间隔，从而实现发射器关联之间的区分。

上文关于特定实施例描述了益处、其它优点和问题解决方案。然而，这些益处、优点、问题解决方案以及可能使任何益处、优点或解决方案发生或变得更显著的任何要素不应被理解为任何或所有权利要求的重要、必要或基本的特征或要素。如本文所使用，术语“包括(comprises、comprising)”或其任何其它变化意图涵盖非排它的包括，使得包括一系列元件的过程、方法、物件或设备并不只是包括那些元件，而是可包括并未明确地列出的或并非此类过程、方法、物件或设备固有的其它元件。

Claims (10)

1.一种雷达系统，其特征在于，包括：

参考信号发生器，其被配置成产生包括波形序列的发射参考信号；

多个多普勒分割复用(DDM)发射模块，其被连接并且被配置成在N个发射天线上产生、调节和发射多个发射信号，每个发射信号具有与所述发射参考信号不同的互质编码(CPC)相位偏移；

至少第一接收器模块，其被连接并且被配置成接收通过至少一个目标从所述多个发射信号反射的目标返回信号并且根据所述目标返回信号产生数字信号；以及

雷达控制处理单元，其被配置成检测所述数字信号中的多普勒频谱峰值，所述雷达控制处理单元包括多普勒消歧模块，所述多普勒消歧模块被配置成具有CPC解码器以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。

2.根据权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，每个DDM发射模块包括：

缓慢时间相位偏移移位器，其被连接以从所述发射参考信号产生互质编码的渐进式相位偏移信号；以及

信号编码器，其使用信号调节和功率放大对所述互质编码的渐进式相位偏移信号进行编码，以产生所述多个发射信号中的一个发射信号并且通过发射天线将所述多个发射信号中的一个发射信号作为射频编码的发射信号发射。

3.根据权利要求1所述的雷达系统，其特征在于，所述多普勒消歧模块被配置成针对每个DDM发射模块构造具有遵循与所述发射模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器。

4.根据权利要求3所述的雷达系统，其特征在于，所述多普勒消歧模块被配置成对从所述数字信号产生的多普勒频谱执行阈值检测，并且产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本的二进制检测序列。

5.一种用于操作多普勒分割复用(DDM)多输入-多输出(MIMO)雷达系统的方法，其特征在于，包括：

产生线性调频(LFM)线性调频脉冲信号；

通过多个DDM发射器模块从所述LFM线性调频脉冲信号产生多个DDM发射信号，所述多个DDM发射信号各自具有与所述LFM线性调频脉冲信号不同的互质编码(CPC)相位偏移；

在接收器模块的一个或多个接收天线处，接收从所述多个DDM发射信号通过目标反射的目标返回信号；

在所述接收器模块处将所述目标返回信号与所述LFM线性调频脉冲信号混合以产生中频信号；

在所述接收器模块处使用模数转换器将所述中频信号转换成数字信号；

处理所述数字信号以检测所述数字信号中的多普勒频谱峰值；以及

应用CPC解码器以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应DDM发射器模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，产生所述多个DDM发射信号包括使用对应多个多位缓慢时间相位偏移移位器将多个相移应用到所述LFM线性调频脉冲信号，以从所述LFM线性调频脉冲信号产生多个CPC渐进式相位偏移信号，每个CPC渐进式相位偏移信号具有从所述LFM线性调频脉冲信号偏移的不同的CPC相位。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，应用所述CPC解码器包括针对每个DDM发射器模块构造具有遵循与所述DDM发射器模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，应用所述CPC解码器包括：

对从所述数字信号产生的多普勒频谱执行阈值检测；以及

产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本的二进制检测序列。

9.一种雷达系统，其特征在于，包括：

多个发射器模块，其被配置成在具有固定脉冲重复频率(PRF)速率的单个发射帧中同时发射多个多普勒分割复用(DDM)线性调频脉冲波形，其中每个DDM线性调频脉冲波形使用可编程的多位相位旋转器以不同的互质编码(CPC)相位偏移进行编码，使得当来自不同发射器模块的频谱之间存在重叠时，不同发射器模块的多普勒频谱信号可在单个发射帧中分离；

至少第一接收器模块，其被连接并且被配置成接收通过至少一个目标从所述多个DDM线性调频脉冲波形反射的目标返回信号并且根据所述目标返回信号产生数字信号；以及

雷达控制处理单元，其被配置成检测所述数字信号中的多普勒频谱峰值并且应用CPC解码以使每个检测到的多普勒频谱峰值与对应发射器模块相关联，由此产生多个与发射器相关联的多普勒频谱峰值检测。

10.根据权利要求9所述的雷达系统，其特征在于，所述雷达控制处理单元被配置成：

针对每个发射器模块构造具有遵循与所述发射器模块相关联的唯一互质间隔序列的抽头延迟的二进制FIR发射器滤波器；

对从所述数字信号产生的多普勒频谱执行阈值检测，并且产生仅在与检测到的单元相对应的条目处具有‘1’的多普勒频谱样本的二进制检测序列；

通过每个二进制FIR发射器滤波器对所述二进制检测序列进行滤波，以用于在对应滤波器输出超出预定义阈值的情况下使频谱峰值与对应DDM发射模块相关联，由此标识与发射器相关联的检测；并且

针对每个与发射器相关联的检测，对照评估阈值评估与所述二进制FIR发射器滤波器中的抽头延迟位置匹配的所述多普勒频谱样本的量值的方差，以确认每个与发射器相关联的检测具有等于或低于所述评估阈值的方差。

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