JP4991784B2 - 発振器及びそれを用いた周波数生成回路並びに無線通信システム - Google Patents

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Description

本発明は発振器及びそれを用いた周波数生成回路並びに通信システムに係り、特に、共振器マイクロ波、ミリ波周波数帯の通信システム及びレ−ダシステムの搬送波信号を発生するために組込まれるのに適したLC型の発振器及びそれを用いた周波数生成回路並びに通信システムに関する。
インダクタ、容量からなる共振器を持つLC型発振器の一例として、特許文献１に記載のものが知られている。また、非特許文献１には、小信号モデルにおける発振器の位相雑音電力について記載されている。さらに、非特許文献２には、大信号モデルにおける位相雑音電力について記載されている。一方、非特許文献３には、LCクロスカップル型発振器からテ−ル電流源を取除き、差動増幅器の共通接地点を回路グラウンドに直結した発振器の例が記載されている。非特許文献４にも、テ−ル電流源の無いLCクロスカップル型発振器の例が記載されている。
また、特許文献２には、並列共振回路の直列共振周波数を並列共振周波数に限りなく近づけることで、位相雑音特性を改善した発振回路の例が記載されている。
特開２００４−２６０３０１号公報 特開２００４−０２３７６２号公報
D. B. Leeson, "A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum," Proc. IEEE , vol. 54,pp. no.2, 329-330, Feb. 1966 A. Hajimiri and T. H. Lee, "A general theory of phase noise in electrical oscillators," IEEE J.Solid-State Circuits, vol. 33, pp. 179-194, Feb. 1998 P. -C. Huang, "A 131 GHz Push-push VCO in 90-nm CMOS Technology", IEEE RFIC, 2005 T. Song, "A 5GHz Transformer-Coupled CMOS VCO Using Bias-Level Shifting Technique", IEEE RFIC 2004
発振器の性能を表す重要な指標として、位相雑音がある。非特許文献２に記載のように、理想的な発振器の出力スペクトルは線スペクトルで示されるのに対して、実際の発振器のスペクトルは回路内部や回路外から流入した雑音が起因となり発生する位相変動が、式(1)のように位相変調されることで発振周波数の両側に広がるスカ−ト特性を持つ。
Figure 0004991784
式(1)において、ω0は発振器の発振周波数、βsimωmtは周波数ωm(<<ω0)の正弦波と仮定した場合の発振信号の位相変動を表している。式(1)の２行目の第２項目のＡ0cosω0tは、理想的な発振器の信号であり、その両側の第１,３項目は位相変調されω0近傍へ周波数変換された雑音信号、つまり位相雑音を表している。位相雑音は発振周波数における発振出力レベルと、発振周波数からある一定の周波数離れた周波数における雑音レベルとの比によって定義される。位相雑音の特性は、通信システムの品質を保ち、誤り無く情報を伝達するために最重要視される特性である。
非特許文献１によると、小信号モデルにおける発振器の位相雑音電力は次式（２）で表される。
Figure 0004991784
ここで、fc、Δf、Q、Po、Fvはそれぞれ、発振周波数、fcからの離調周波数、共振器のクオリティファクタ、発振電力、発振器の雑音指数を表している。雑音指数は発振器内で発生する雑音成分の大きさを表し、熱雑音を発生するトランジスタ、抵抗成分などがその原因となる。基本的にはFvは回路内のトランジスタ数、抵抗数に依存する。集積回路内に実装される発振器においては、トランジスタから発生するチャネル熱雑音がFvに関与する雑音成分では主要因となる。
一方、非特許文献２では、式（３）に示すインパルス感度関数ISF（Impulse Sensitivity Function）Γを用いて位相雑音のモデル化を行っている。
Figure 0004991784
インパルス感度関数ＩＳＦは、発振端子にインパルス電流を注入した際の位相変動を表している。つまり、電流入力に対する位相変動のインパルス応答である。
式（３）に示されるとおり、インパルス感度関数ＩＳＦは発振周波数を基本波周波数とする周期関数で表され、その概形は、発振電圧波形の第１階微分したものとなる。式（２）中のC0,Cnはインパルス感度関数をフーリエ級数展開した際のフーリエ係数を表し、C0はインパルス感度関数のDC成分、Cnは、n=1が基本波成分で、n=2,3,・・・はそれぞれ2次高調波成分、３次高調波成分を表している。通常、MOSFETやバイポーラトランジスタなどの能動素子は、非線形特性を持つため、発振器の発振電圧振幅が大きいほど第２次高調波、第３次高調波などの歪み成分は増加していき、その結果、インパルス感度関数Γの歪み成分も増加する。
大信号モデルにおける位相雑音電力はインパルス感度関数を用いて次式（４）で表される。
Figure 0004991784
ここで、qmax，in，Cnはそれぞれ発振ノ−ドにおける最大電荷蓄積量、雑音電流注入量、インパルス感度関数Γをフ−リエ級数展開した際のフ−リエ係数を表している。
上記qmax、inは前述の式（２）におけるPoとFvに関連するパラメ−タであり、qmaxが大きいほど、inが小さいほど位相雑音は改善する。ここで、Cnは前述の通り、発振波形の歪み成分を表す係数であり、歪みの無い理想的な正弦波においてはｎ＞１の場合に零となる。現実の電子式の発振器においてはトランジスタの非線形性等の影響により、ｎ＞１においてCnは零にならない。Cnが小さい、つまり発振波形の歪みが小さい場合は位相雑音が改善されることが式（３），（４）より明らかである。
式（２），式（３），式（４）より、位相雑音低減のためには、（１）発振振幅の増加、（２）共振器のQの増加、（３）トランジスタ、抵抗の熱雑音に起因する雑音指数の低減、（４）発振波形を低歪み化という４つの要素が重要となることがわかる。
しかしながら、以下に述べるように、特許文献１、特許文献２に記載の例も含めて、従来の発振器は上記発振波形の歪みの低減に関しての十分な配慮がなされていない。
図２８は、LC型発振器として一般的に用いられる従来のLCクロスカップル型発振器の一例を示す回路図である。この発振器は、Q1, Q2からなる差動増幅回路と、LC共振器からなる負荷から構成される。差動回路の出力信号はドレイン端子から取り出され所望の発振周波数に調節された共振周波数をもつLC共振器により、周波数選択されて増幅されたのち、他方のトランジスタのゲート端子へ入力される。この動作を繰り返すことで所望の周波数において発振動作を発生し、維持することができる。差動増幅回路の共通接地部分に接続されたテ−ル電流源I1は、発振動作時において発振信号の振幅を一定値に抑え、発振波形を低歪みにする効果を持つ。
一方、図２９は、図２８のLCクロスカップル型発振器からテ−ル電流源を取除き、差動増幅器の共通接地点を回路グラウンドに直結した発振器の一例を示す回路図である。この発振器の構成は、テ−ル電流源の電圧降下が無いため、図２８の発振器と比較して大振幅を得ることが可能となる。また、テ−ル電流源を構成するトランジスタ、抵抗素子を除去したため発振器の雑音指数を下げる効果がある。これにより、上記位相雑音低減への4要素の内、（１）発振振幅の増加、（３）雑音源の低減による位相雑音の低減の効果がある。
しかし、図２９の発振器は、テール電流源による電圧振幅調整機能が無いため、発振電圧波形に大きな高調波歪みが生じてしまう問題がある。このために、上記位相雑音低減への４要素の内の（１）発振振幅の増加は改善するが（４）発振波形を歪みが劣化することで、位相雑音改善効果は限定的となる。
ここで、図２９の発振器の高調波歪みに対する位相雑音劣化を考察するために、図２９の発振器に関する前述のISFの導出を以下に行う。まず第１に高調波が存在せず発振周波数のみの周波数しか存在しない理想的なＬＣクロスカップルのISFを導出する。
図３０の(Ａ)に符号４０１、４０２で示されるVOP, VOMはそれぞれ発振器の出力端子における差動出力電圧波形であり、最大振幅値で正規化した波形を表している。トランジスタQ1に着目した場合には、VOPがドレイン-ソース端子間電圧、VOMがゲート-ソース間端子間電圧となり、VOPがトランジスタの出力電圧となる。図３０の(Ｂ)の符号４０６は、前記トランジスタQ1のドレイン出力端子におけるISFを示している。ここで、図２９の発振器における主要な雑音の発生源は、トランジスタQ1, Q2のチャネル熱雑音である。前記チャネル熱雑音は、次式(５)で表され、ドレイン-ソース間に並列に接続される電流源としてモデルされる。
Figure 0004991784
式（５）中のKはボルツマン定数、Tは絶対温度、γはチャネル熱雑音係数、gmはトランジスタQ1のトランスコンダクタンスを表している。
前記のゲート-ソース間電圧VOM用いて式（５）を変形すると以下の式（６）を導くことができる。尚前記のとおり、VOPは発振器の出力電圧のために、周期的な時間変動を伴う。
Figure 0004991784
式（６）に示されるように、VOMの周期的な時間変動に伴い、チャネル熱雑音電流も周期的な時間変動を伴う。図３０の(Ｃ)の符号４０７は、上記チャネル熱雑音の時間変動を表し、ピーク時の雑音電力密度で正規化したものである。図２９の発振器の主要な雑音源であるチャネル熱雑音は、図３０の(Ｃ)に示したように周期的な時間変動を伴うため、図３０の(Ｂ)で導出したISFもこの時間変動を考慮する必要がある。上記ISFの時間変動は、図３０の(Ｂ)のISFと図３０の(Ｃ)のチャネル熱雑音の正規化波形の乗算で表される。図３０の(Ｄ) の符号４０８は、上記の周期的時間変動を考慮した発振器のISFを表している。
第２に、発振周波数の整数倍の高調波信号が存在する実際の発振器におけるＬＣクロスカップルのISFを導出する。尚、高調波は、解析の複雑化を回避するために２次についてのみ考慮している。図３２の（Ａ）のVOP（４０１）, VOM（４０２）はそれぞれ発振器の差動出力端子’における基本波周波数における出力電圧波形を表し、これらと第２次高調波出力電圧波形４０３をそれぞれ分離した状態で表している。次に、上記出力端子における基本波信号と第２次高調波の位相の関係が図３２の（Ａ）のようになる理由を説明する。図２９に記載されるLCクロスカップル発振器の第２次高調波は、差動出力端子において同相信号にみえる。ここで、基本波信号と第２次高調波との位相の関係は以下のように導出することができる。図２９の発振器に振幅Am, 発振角周波数ω0, 初期位相が０度の正弦波発振電圧信号が入力された際の出力電流は、次式（７）となる。
Figure 0004991784
ここで、VODは、トランジスタQ１のオーバードライブ電圧である。
式（７）のように、トランジスタQ1で電圧-電流変換された信号には、トランジスタの非線形性により、第２次高調波が生じていることが分かる。上記トランジスタQ1にて電圧-電流変換された電流信号は、LC共振器に入力され電圧に変換される。
図３１は、一つの並列共振周波数を持つLC共振器のインピーダンスと位相の関係を表している。並列共振周波数すなわち発振周波数における位相シフトは0度であるのに対し、第２次高調波における位相シフトは-90度になることが分かる。上記LC共振器に、式（７）で表される信号電流を入力した際の、出力電圧は、次式（８）となる。
Figure 0004991784
式（８）より、基本波電圧信号が、帰還ループを一巡した時の基本波と、電圧-電流変換部で発生した第２次高調波の電圧信号の位相は、ともに０度であることがわかる。ただし実際には、前記第２次高調波信号は、再び電圧-電流変換器，共振器を一巡することにより、式（８）の第２次高調波位相は正確には０度とはならない。しかし、第２次高調波に対する一巡ループ利得は、基本波周波数の信号の一巡ループ利得と比較して十分小さいため、式（８）に示される第２次高調波位相と大きく異なることはない。つまり、図２９のLCクロスカップル型発振器の基本波信号と第２次高調波信号との位相の関係は、図３２の(Ａ)のようになることは明らかである。
図３２の(Ｂ)の符号４０４、４０５は図３２の(Ａ)に示した前記VOP, VOMを、基本波信号及び第２次高調波を分離しない状態で、かつ最大振幅値で正規化した電圧波形を示すものである。図３０の(Ａ)に記載される理想的な発振器の発振電圧波形（VOP, VOM）と比較して歪が生じていることが明らかである。図３２の(Ｃ)は、前述した理想的な発振器と同様の手順で導出したISFの波形４０６を示すものである。以下、同様に図３２の(Ｄ)はチャネル熱雑音の正規化周期波形（チャネル熱雑音電流波形）４０７を示し、図３３はチャネル熱雑音の周期的変動を考慮したISF（チャネル熱雑音ＩＳＦ）４０８をそれぞれ表している。
次に、表１は、理想的なLCクロスカップル型発振器と、第２次高調波の影響を考慮した実際のLCクロスカップル型発振器におけるチャネル熱雑音のISF波形をフーリエ級数展開し、各フーリエ係数を導出した結果を表したものである。尚、下記の結果は、基本波と２次高調波の電圧振幅比を１：0.3と仮定して導出を行ったものである。
Figure 0004991784
表１より、従来の構成のLCクロスカップル型発振器は、高調波による歪み成分によりチャネル熱雑音に対するISFが劣化していることが分かる。特に、低周波雑音を位相雑音へ変換してしまうC0の項が発生してしまうため、周波数に逆比例して雑音電力密度が増加する1/f雑音に対する影響が強く現れる。式（３）の位相雑音モデルを拠り所とすると、発振器の位相雑音の劣化を引き起こしていることは明らかである。
つまり、従来例のLCクロスカップル型発振器では、発振器の発振電圧の増大に伴う電圧波形の高調波歪みにより、前記発振電圧の増大による位相雑音の低減効果を得ることは困難である。
本発明の課題は、LC型発振器において、高調波歪みによる位相雑音の劣化が小さく、かつ発振振幅の増大化を図り、これにより良好な低位相雑音特性を有する発振器及びそれを用いた通信システムを提供することである。
本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。本発明の発振器は、１つの電圧−電流変換部と、一対の共振器とを具備して成り、前記電圧−電流変換部は、トランジスタと入力端子及び出力端子を具備し、前記一対の共振器は、容量性素子と誘導性素子からなる第一のＬＣ共振器、容量性素子と誘導性素子からなる第二のＬＣ共振器、前記第一のＬＣ共振器に接続された入力端子、及び、前記第二のＬＣ共振器に接続された出力端子を具備し、前記電圧−電流変換部の前記出力端子が前記一対の共振器の前記入力端子に接続され、該一対の共振器の前記出力端子が前記電圧−電流変換部の前記入力端子に接続された帰還ループが構成されて成り、前記共振器を構成している前記一対のＬＣ共振器の各前記誘導性素子同士が相互誘導結合されており、各前記容量性素子の容量値は同じであり、また各前記誘導性素子は共に同じ自己インダクタンスを有しており、前記誘導性素子同士の相互誘導結合係数が、−０．５〜−０．８であることを特徴とする。
本発明によれば、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ発振器及びそれを用いた通信システムを実現することができる。
本発明の実施の形態に係る発振器の概念を示す回路図である。 本発明の第１の実施例になる発振器の回路構成を示す回路図である。 第１の実施例の発振器を構成する共振器の、マスクレイアウトの一例を示す図である。 図３Ａのマスクレイアウトの斜視図である。 第１の実施例になる発振器を構成する共振器の原理を説明するための、検証回路図である。 第１の実施例になる発振器を構成する共振器において、K＝−０．６の場合の周波数特性を示すグラフである。 比較例として、第１の実施例に相当する共振器において、K＝＋０．６とした場合の周波数特性を示すグラフである。 本発明の第１の実施例になる発振器における、基本波と第２次高調波の位相関係を示す電圧波形等の特性を示す波形図である。 第１の実施例に相当する共振器において、K＝−０．６の前後でK値を変えた場合の位相雑音の特性、及び、K＝−０．６とし、周波数を基本波周波数の２倍の前後でずらした場合の位相雑音の特性を示す図である。 第１の実施例に相当する共振器において、K＝−０．４とした場合の周波数特性を示す図である。 本発明の第２の実施例になる発振器の回路構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施例になる発振器の回路構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施例になる発振器を構成する共振器の原理を示す第１の検証回路図である。 本発明の第３の実施例になる発振器を構成する共振器の原理を示す第２の検証回路図である。 本発明の第３の実施例になる発振器を構成する共振器の原理を示す第３の検証回路図である。 本発明の第３の実施例になる発振器を構成する共振器の原理を示す第４の検証回路図である。 本発明の第３の実施例になる発振器を構成する共振器の周波数特性を示すグラフである。 第３の実施例に相当する共振器において、結合係数Kを-0.1から-0.9まで変えた場合の位相雑音の特性、及び、結合係数K＝−０．６とし、周波数を基本波周波数の２倍の前後でずらした場合の位相雑音の特性を示す図である。 第１の実施例に相当する共振器において、K＝−０．４とした場合の周波数特性を示す図である。 本発明の第４の実施例になる発振器の回路構成を示す回路図である。 本発明の第５の実施例になる発振器の原理を説明するための回路構成図である。 本発明の第５の実施例になる発振器の実際の回路構成を示す回路図である。 本発明の第５の実施例になる発振器を構成する相互誘導結合したインダクタのマスクレイアウトの例を示す図である。 図１９Ａのマスクレイアウトの斜視図である。 本発明の第５の実施例になる発振器と、従来例の発振器の位相雑音特性のシミュレーション結果を示す図である。 従来例の発振器の、過渡解析のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第５の実施例になる発振器の、過渡解析のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第５の実施例に相当する共振器において、結合係数Kを-0.1から-0.9まで変化させた時の、位相雑音特性の変化をシミュレーションした結果、及び、結合係数K＝−０．６の前後でK値を変えた場合の位相雑音の特性を示す図である。 本発明の第６の実施例になる発振器の回路構成を示す回路図である。 本発明の第７の実施例になる２逓倍型発振器を示すブロック図である。 本発明の第８の実施例になる周波数生成回路を示すブロック図である。 本発明の第９の実施例になるダイレクトコンバージョン方式の無線送受信システムのブロック図である。 本発明の第１０の実施例になるスーパーヘテロダイン方式の無線送受信システムのブロック図である。 従来の発振器の構成例を示す回路図である。 従来の発振器の他の構成例を示す回路図である。 従来の発振器の基本波のみを考慮した場合の、発振電圧の波形、及び各種特性を示す波形図である。 従来の発振器に用いられている共振器の周波数特性を示すグラフである。 従来の発振器の、基本波と第２次高調波の位相関係を示す電圧波形、及び各種特性を示す波形図である。 従来の発振器において、基本波と第２次高調波を考慮した場合に導出したチャネル熱雑音に対するインパルス感度関数の波形である。
図１は本発明の、実施の形態に係る発振器の概念を示す回路図である。本発明の発振器は、トランジスタからなる少なくとも１つ以上の電圧-電流変換部１と、並列接続された容量性素子と誘導性素子から構成される、一対のLCタンクからなる共振器１０とを具備して成り、前記の電圧-電流変換部１の出力端子は、前記の共振器１０に接続され電流-電圧変換されたのちに、前記電圧-電流変換部１の入力端子に接続されることにより、帰還ループが構成されている。また、前記共振器１０を構成している２つのLCタンクを構成する誘導性素子が相互誘導結合されており、その相互結合係数Kが、基本波信号と第２次高調波の位相関係に基づいて、所定の値に定められていることを特徴とする。
本発明のより具体的な構成例を示すと、前記相互結合係数Kは、おおよそ−０．５〜−０．８である。すなわち、前記共振器１０は２つの並列共振周波数を有し、前記共振器を構成する２つの相互誘導係数Kが-０．６もしくはその近傍の値（‐0.5~‐0.8）となる関係の場合において、低周波側から数えて第１の並列共振周波数と、第２の並列共振周波数がおおよそ２倍となり、前記おおよそ２倍という値は、前記共振器を構成する誘導性素子、容量性素子の素子値によらずに一定となる。前記の原理については実施例の項において詳細に説明する。すなわち前記共振器を有する本発明の発振器は、前記共振器の低周波側から数えて第１の並列共振周波数を発振周波数とした場合において、第２の並列共振周波を、前記発振器から発生する第２次高調波の周波数とほぼ一致させることができる。すなわち、２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができる。
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
本発明の第１の実施例になる発振器について、図２ないし図９を参照しながら説明する。図２は、第１の実施例になる発振器の回路構成を示す図である。本実施例の発振器は、トランジスタＱ１からなる電圧―電流変換部１と共振器１０（１０Ａ，１０Ｂ）で構成されている。電圧-電流変換部１は、第１，第２の端子を有する。第１の端子は、共振器Bからの出力電圧を入力するための入力端子n-g1であり、第２の端子は、電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子n-d1である。一対の共振器１０Ａ，１０Ｂは、容量Ｃ（ＣA，ＣB）とインダクタＬ（ＬA，ＬB）から構成される。前記２つのLCタンクを構成する２つの容量性素子（ＣA，ＣB）の容量値は実質的に同じであり、また２つの誘導性素子（ＬA，ＬB）は共に実質的に同じ自己インダクタンスを有している。（以下に述べる各実施例でも同じ。）また、２つのLCタンクを構成する誘導性素子が相互誘導結合されており、その相互結合係数Kが、基本波信号と第２次高調波の位相関係に基づいて、所定の値に定められている。所定の値の範囲及びその根拠に関しては、後で詳細に述べる。
各共振器１０Ａ，１０Ｂは、第１、第２、第３の少なくとも３つの端子を有する。本実施例では、共振器１０Ａの第１の端子は、電圧-電流変換部１からの出力電流を入力するための入力端子n-r1であり、第２,第３の端子は、共振器のＤＣ電源，制御電圧等へのACグラウンド接続端子であり、n-C1，n-L1を含んでいる。一方、共振器１０Ｂの第１の端子は、共振器１０Ａの第１の端子n-r1から入力された信号電流を共振器１０の周波数特性により特定の周波数のみの信号を選択した後に、電圧-電流変換部の入力端子と接続するための出力端子n-r2であり、第２、第３の端子は、共振器のＤＣ電源，制御電圧等への接続端子であり、n-C2，n-L2を含んでいる。各共振器１０Ａ，１０Ｂに含まれるインダクタ同士は、相互誘導結合されており、その結合係数はおおよそ-０．６である。
本発明の発振器は、電圧−電流変換部１で、電圧から電流に変換された信号を出力端子n-d1から出力し、共振器１０Ａの入力端子n-c1に接続し、共振器の周波数特性によって、特定の周波数のみを選択した後に、共振器１０Ｂの出力端子n-c2を、前記電圧-電流変換部１の入力端子n-g1にフィードバックさせるという帰還ループを持っている。
上記の電圧-電流変換器１を構成するトランジスタＱ１をCMOSプロセスで実現した場合、電圧-電流変換器１の出力はドレイン端子となり、入力はゲート端子となる。
共振器１０は、２つの並列共振周波数を有し、前記共振器を構成する２つの相互誘導係数Kが-０．６もしくはその近傍の値となる関係に構成されている。上記、本実施例の発振器を構成する負方向（Kが-０．６もしくはその近傍）の相互誘導結合したインダクタは、一例を挙げると図３（図３Ａ、図３Ｂ）のようなチップレイアウト（マスクレイアウト）とすることで実現できる。図３Ｂは図３Ａの斜視図である。図３Ａにおいて、端子500g（図３Ｂの端子500g'）は共振器１０の端子n-r1（もしくは端子n-r2）にあたり、端子500d（図３Ｂの端子500d'）は共振器１０の端子n-r2（もしくは端子n-r1）にあたり、端子500tは共振器１０のn-L1, n-L2にあたる。図３に示すように、インダクタ500_1stが共振器１０Ａ側、インダクタ500_2ndが共振器10B側のインダクタである。外巻きのターンと内巻きのターンの配線層を上下それぞれ別の層として積層構造とすることで、結合係数を所望の値に設計することが可能である。すなわち、インダクタ500_1stは図の左側で上層、右側で下層となり、インダクタ500_2ndは図の左側で下層、右側で上層となり、中間地点で上下の層が逆転している。このように、各配線層をそれぞれ別とし、電流の流れる向きが図中の矢印のように同じ方向となるような、トランス構造とすることで、結合係数を所望の値に設計することが可能である。
また、図３のレイアウトに示すように、共振器10A側と共振器10B側のインダクタ500_1st、500_2ndはそれぞれ中線に対して線対称となるため、それぞれのインダクタンスはほぼ同じ値になることは明らかである。
また、共振器の入力端子である500g, 500d間には、基本波信号に対して差動動作となるため前記外巻きターン500_outと内巻きターン500_inに流れる電流は同一方向となり、信号磁界レベルを強めあうためインダクタのＱ値を高めることができる。
本実施例の発振器の動作原理について詳細に説明する。図４は、図２の発振器を構成する共振器10の周波数特性を説明するための検証回路である。図４の検証回路は、前記共振器１０の入力端子n-r1に解析用の理想的なＡＣ電流源を接続して構成されている。このとき、共振器１０の入力端子n-r1における駆動点インピ-ダンスと、出力端子n-r2における伝達インピーダンスより２つの並列共振周波数を求めると、次式（９）を導くことができる。
Figure 0004991784
また、式（９）より、第一並列共振周波数fosc,p1、第二並列共振周波数fosc,p2との周波数比をRと定義すると、Rは以下の式（１０）になる。
Figure 0004991784
式（１０）においてR=2、つまり本発明の発振器の特徴である低周波側から数えて第１の並列共振周波数と、第２の並列共振周波数がちょうど２倍とするためのKを導出すると、K=±0.6が求められる。つまり、共振器１０を構成するＬＣタンク１０ＡのインダクタＬAとＬＣタンク１０ＢのインダクタＬBが相互誘導結合係数±0.6で結合している場合において、第１並列共振周波数fpr1と第２並列共振周波数fpr2の比は、共振器10を構成するインダクタL（ＬA，ＬB）,キャパシタC（ＣA，ＣB）の値によらず常に２となる。
前述したインダクタL、キャパシタCの値に依存しないという点は、重要な要素であり、本実施例の発振器をキャパシタCの容量値を電圧で制御して、発振周波数を変化させる電圧制御発振器VCO(Voltage-Controlled-Oscillator)を構成した場合、発振周波数を変化させたとしても、式(１０)の関係から、常に第１並列共振周波数fpr1と第２並列共振周波数fpr2の比は、共振器10を構成するインダクタL,キャパシタCの値によらず常に２となる。
図５,図６は、図４の検証回路においてL=200pH, C=150fF, Kを+0.6, -0.6という数値例を代入し、回路シミュレータを用いて解析した結果である。図５の（Ａ）は、K=-0.6の場合のインピーダンス特性を示し、図５の（Ｂ）は、K=-0.6の場合の位相の周波数特性を示したものである。101aは端子n-r2における伝達インピーダンス、102aは端子n-r1における駆動点インピーダンス、103aは端子n-r2における位相特性、104aは端子n-r1における位相特性を、それぞれ表している。図５の（Ａ）を見て分かるとおり、第１,第２の並列共振周波数は、それぞれ23GHz,46GHzである。つまり、K=-0.6の場合、式(１０)に示しめされた通りの結果であるが得られていることが分かる。
また、図５の（Ｂ）において、端子n-r1とn-r2の位相特性は、発振器の発振周波数となる第1並列共振周波数(23GHz)において180°の位相差が発生し、発振器の第2次高調波周波数と一致する第2次並列共振周波数では同位相であることがわかる。つまり、実施例１の回路は、クロスカップル型などの差動増幅器を用いなくても基本波発振周波数において端子n-r1と端子n-r2の間で差動信号を生成することができ、かつ本発明の特徴である低周波側から数えて第１の並列共振周波数を発振器の発振周波数とし、第２の並列共振周波数を発振器の第2次高調波と一致させることが可能となる。
一方、図６は、比較例として、K=+0.6の場合のインピーダンス（Ａ）、及び位相の周波数特性（Ｂ）を示したものである。101bは端子n-r2における伝達インピーダンス、102bは端子n-r1における駆動点インピーダンス、103bは端子n-r2における位相特性、104bは端子n-r1における位相特性をそれぞれ表している。図６の（Ａ）を見て分かるとおり、インピーダンスの周波数特性については、K=-0.6の場合と一致する。しかし、図６の（Ｂ）から明らかな通り、端子n-r1とn-r2間の位相特性については、K=-0.6の場合とは逆に、第1並列共振周波数においては同位相となり、第2並列共振周波数において180°の位相差が生じている。
本発明の実施例１の回路は、発振器の発振条件を満たすため発振周波数においてn-r1とn-r2が逆相信号つまり180°の位相が生じている必要がある。つまり、実施例１相当の比較例の回路（K=+0.6）の場合は、第1並列共振周波数において発振条件を満たすことができず、逆に180°の位相差が発生する第2並列共振周波数で発振動作をする。しかし、第2並列共振周波数を発振器の発振周波数とした場合、本発明の特徴である低周波側から数えて第１の並列共振周波数を発振器の発振周波数とし、第２の並列共振周波数を発振器の第2次高調波と一致させることができず、本発明の効果を得ることはできない。
つまり、本発明の発振器に用いる共振器の結合係数Kは負であることが必要条件であり、-0.6の場合に最大の効果を得ることができる。
次に、本実施例の発振器におけるISFを前述の従来例と同様に導出する。図２の発振器において、電圧-電流変換器1の入力端子n-g1にVOP=Am sinω0tなる発振周波数の電圧信号を入力した場合を仮定する。電圧-電流変換器１に入力された前記の電圧信号は、電圧から電流に変換され、電圧電流変換器１の出力端子n-d1に出力される。前記電流信号は、前述の式（７）と同様となり、トランジスタQ1の非線形性により基本波周波数以外に第２次高調波周波数の信号を有している。前記端子n-d1から出力された電流信号は、共振器10の入力端子n-r1に入力され、出力端子n-r2において電圧に変換され、電圧-電流変換器1の入力端子に戻される。
図５の端子n-r2における位相特性103に示されるように、第１の並列共振周波数fpr1すなわち発振周波数における位相と、第２次高調波の周波数における位相シフトは共に0度であることがわかる。前記帰還ループを経て、一巡してきた電圧信号は、次式（１１）のように表される。
Figure 0004991784
また、前記した一周目のループで発生した第２次高調波が、電圧-電流変換器１の端子n-g1に入力され、再びループを通り一巡してきた際の端子n-g1における２次高調波電圧信号Vout_2nd(t)は、次式(1２)となる。
Figure 0004991784
式(1１),(１２)から、基本波として電圧-電流変換器１に入力されループ内で発生した２次高調波の位相と、２次高調波として電圧-電流変換器１に入力して、ループを一巡してきた信号の位相は、一致することが分かる。つまり、図２８の従来例における発振器の２次高調波の位相は2ω0t+π/2となり、基本波信号と比較して、ω0t+π/2だけ位相が進んでいることがわかる。
図７で、本発明の第１の実施例になる発振器における、基本波と第２次高調波の位相関係を示す電圧波形等の特性について説明する。図７の（Ａ）は、前述の基本波信号と第２次高調波の位相関係を踏まえて、基本波信号105d, 105g、及び第２次高調波106を分離した状態で表した波形であり、図２の発振器の端子n-d1が100d、端子n-g1が100gに対応し、106は端子n-d1,n-g1に同相な信号と見える。図７の（Ｂ）は前記基本波電圧信号と第２次高調波電圧信号を分離せずに示した波形であり、図２の発振器の端子n-d1が107d,端子n-g1が107gに対応する。図７の（Ｃ）は、従来構成の発振器と同様の手順で導出したISF(108)である。チャネル熱雑音の正規化周期波形109、チャネル熱雑音の周期的変動を考慮したISF(110)をそれぞれ表している。
図７の（Ｃ）において、前記ISF(108)のピーク時と,前記チャネル熱雑音波形109のゼロクロス点のタイミングがt=1において一致すること、またt=1において前記ISF108が奇対称,チャネル熱雑音波形109が偶対称という波形特性を持つことにより、前記ISF108と前記チャネル熱雑音波形109の乗算で導出されるチャネル熱雑音ISF110のDC成分C0を打ち消すことが可能となる。また、前記チャネル熱雑音波形109と、従来LCクロスカップル型発振器チャネル熱雑音波形とを比較すると分かるとおり、一周期に占めるチャネル熱雑音の発生時間をおおよそ20%低減している。
また、表２は、実施例１の発振器のチャネル熱雑音ISF(110)をフーリエ級数展開し、フーリエ係数を導出した結果である。尚、従来例の時と同様に、下記の結果は、基本波と２次高調波の電圧振幅比を１：0.3と仮定して導出を行ったものである。
Figure 0004991784
表２より、実施例１のLC型発振器は、２次高調波による歪み成分が存在するにもかかわらず、C4を除いたチャネル熱雑音ISFの全てのフーリエ係数が従来例より改善されており、理想的なLCクロスカップル型発振器に近いチャネル熱雑音ISFの特性を有していることが分かる。特に、低周波雑音を位相雑音へ変換してしまうC0の項が０になっていることより、周波数に逆比例して雑音電力密度が増加する1/f雑音に対して位相変動が非常に低いことを示している。
つまり、本発明の第１の実施例における発振器は、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ発振器及びそれを用いた通信システムを実現することができる。
次に、図８の（Ａ）は、回路シミュレータを用いて、本発明の第１の実施例になる発振器における共振器13（13A, 13B）の相互誘導結合係数を−０．１〜−０．９まで変えた時の、１MHzオフセット時の位相雑音のシミュレーション結果を示したものである。尚、K=０の時が従来例のLCクロスカップル型発振器を示している。図８の（Ａ）に示すシミュレーション結果より、本発明の実施例になる発振器の位相雑音は、理論通りに結合係数−０．６で最も改善されていることがわかる。また結合係数は、−０．６限らず、−０．５〜−０．８の間で約５ｄBの改善効果が得られることが分かる。換言すると、結合係数は理論通りに、−０．６に設計するのが望ましいものの、製造上のばらつきにより、実際の製品の結合係数が−０．６より若干ずれたものと、すなわち、−０．５〜−０．８となっても、かなりの改善効果が得られる。
次に、図８の（Ｂ）は、K＝−０．６とし、周波数を基本波周波数の２倍の前後でずらした場合の位相雑音の特性を示す図である。第２の共振周波数を第１の（基本波）周波数の２としたときに位相雑音の改善効果が最も高いことを示している。また、結合係数の場合と同じ理由により、比率は２のみならずその前後の所定の範囲でも、かなりの改善効果が得られる。
図９は、比較例として、回路シミュレータを用いて、本発明の実施例相当の共振器でK＝−０．４の場合の、周波数特性を示す図である。図９の（Ａ）は、インピーダンス特性を示し、（Ｂ）は、位相の周波数特性を示したものである。図９の（Ａ）、（Ｂ）を見て分かるとおり、第１,第２の並列共振周波数は、それぞれ24.5GHz,37.5GHzである。つまり、K=−０．４の場合、発振周波数を基本波周波数の２倍もしくはその近傍の周波数とするような結果は得られていないことが分かる。
本実施例によれば、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ発振器を実現することができる。
また、本実施例の発振器を構成する負方向の相互誘導結合したインダクタは、電流が同一方向となり、信号磁界レベルを強めあうためインダクタのＱ値を高めることができる。さらに、実施例の共振器のレイアウトでは、スパイラルインダクタ1つ分の占有面積にて、２つのインダクタを実装可能なため、チップ面積低減による低コスト化も可能となる。
次に、本発明の第１の実施例における発振器をPush-Push型発振器に応用した本発明の第２の実施例を説明する。Push-Push型発振器は、発振器の第２次高調波を出力信号として取り出すタイプの発振器である。例を挙げると非特許文献３の例がこのPush-Push型発振器に当たる。Push-Push型発振器は、第２次高調波を積極的に出力するため信号波形を大きく歪ませる、つまり多大な高調波信号を出力させる必要がある。しかし、前述のとおり従来例のLCクロスカップル型発振器では、多大な高調波信号によるチャネル熱雑音ISFの影響により、一般的にPush-Push型発振器の位相雑音特性は悪い。ここで、本発明の実施例１における発振器は、発振周波数のちょうど２倍、つまり第２次高調波に当たる周波数に並列共振点が存在するため、第２次高調波の電圧振幅を大きく取ることができる。さらに、第２次高調波による位相雑音の劣化が無いため、位相雑音特性に優れたPush-Push型発振器を実現することができる。
図１０は、本発明の第１の実施例における発振器をPush-Push型発振器に応用した一例である。図２の発振器の共振器10の入出力端子n-r1とn-r2に、さらに２つの容量301を接続し、その中点n-r2ndから信号を取り出すことで、基本波信号を打ち消し第２次高調波のみを取り出すことができる。これにより、Push-Push型発振器に関しても、第１の実施例と同様に、位相雑音特性を改善できる。
本発明の第３の実施例になる発振器について、図１１ないし図１５を参照しながら説明する。図１１は、本発明の第３の実施例になる発振器の回路構成を示す図である。本実施例の発振器は、共通接地されたトランジスタＱ１,Ｑ２からなる電圧―電流変換部１と共振器１０（１０Ａ，１０Ｂ）で構成されている。
電圧-電流変換部１は、第１，第２の端子を有する。第１の端子は、共振器１０Ｂからの出力電圧を入力するための入力端子と、前記トランジスタQ2で電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子を兼ねた端子n-d2であり、第２の端子は、共振器10Ａからの出力電圧を入力するための入力端子と、電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子を兼ねた端子n-d1である。一対の共振器１０Ａ，１０Ｂは、容量ＣとインダクタＬから構成される。各共振器１０Ａ，１０Ｂは、第１、第２、第３の少なくとも３つの端子を有する。
本実施例において、共振器１０Ａの第１の端子は、電圧-電流変換部１からの出力電流を入力し、共振器10の周波数特性により特定の周波数のみの信号を選択した後に、電圧−電流変換部の入力端子に接続するための入力端子n-r1であり、第２,第３の端子は、共振器のＤＣ電源，制御電圧等へのACグラウンド接続端子であり、n-C1，n-L1を含んでいる。一方、共振器１０Ｂの第１の端子は、電圧-電流変換部１からの出力電流を入力し、共振器１０の周波数特性により特定の周波数のみの信号を選択した後、共振器のＤＣ電源，制御電圧等への接続端子であり、n-C2，n-L2を含んでいる。共振器１０Ａ，１０Ｂに含まれるインダクタ同士は、相互誘導結合されており、その結合係数はおおよそ-０．６である。
本発明の発振器は、電圧−電流変換部１の入力端子n-d2（もしくは、n-d1）から入力された電圧信号を電流に変換した後、出力端子n-d1（もしくは、n-d2）から出力し、共振器１０Ａ(もしくは、１０Ｂ)の入力端子n-r1（もしくは、n-r2）に接続し、共振器の周波数特性によって、特定の周波数のみを選択し電流-電圧変換した後に、前記電圧-電流変換部１の入力端子n-d1（もしくは、n-d2）にフィードバックさせるという帰還ループを持っている。この実施例の発振器は、電圧-電流変換部１を構成するトランジスタQ1とQ2がクロスカップルで接続されているため、出力端子n-d1,n-d2における基本波周波数や奇数次高調波を含む出力電圧信号は差動動作となり、第２次高調波等の偶数次高調波の出力電圧信号は同相信号となる。
上記の電圧-電流変換器１を構成するトランジスタＱ１,Ｑ２をCMOSプロセスで実現した場合、電圧-電流変換器１の端子n-d1はＱ１のドレイン端子かつＱ２のゲート端子となり、端子n-d2はＱ１のゲート端子かつＱ２のドレイン端子となる。
本実施例の発振器を構成する負方向の相互誘導結合したインダクタは前記実施例１の場合と同様に、図３Ａ、図３Ｂのようなチップレイアウトをすることで実現できる。
本実施例の発振器の動作原理について詳細に説明する。図１２Ａ〜図１２Ｄは、図１１の発振器を構成する共振器10の周波数特性を説明するための検証回路である。図１２Ａ〜図１２Ｄの検証回路は、前記共振器１０の入出力端子n-r1に解析用の理想的なＡＣ電流源２００を接続し、もう一つの入出力端子n-r2に前記２００の電流源と逆相,または同相の解析用の理想的なＡＣ電流源２０１を接続して構成されている。図１２Ｂの中の共振器１１は、図１２Ａを構成する共振器１０Ａと１０ＢのインダクタL間の相互結合を、相互インダクタKLを用いて等価変換した共振器１０の検証回路である。
まず第１に、図１２Ｂの共振器端子n-r1,n-r2にそれぞれ差動となるＡＣ電流を入力した場合、つまり基本波を含む奇数次高調波を入力した場合には、共振器10の中の端子n-r3は仮想接地点として振舞うため、図１２Ｂの共振器１0cは、図１２Ｃに示す１対の容量ＣとインダクタL(1-K)からなる共振器１１（１１a, １１b）に変換することができる。図１２Ｃに示す共振器１１(１１a, 11b)からなる共振器の共振周波数fRS,DIFFは次式（１３）になる。つまり、実施例２の発振器の発振周波数は式（１３）となる。
Figure 0004991784
第２に、図１２Ｂの共振器端子n-r1,n-r2にそれぞれ同相となるＡＣ電流を入力した場合、つまり第２次高調波を含む偶数次高調波を入力した場合には、共振器10の中の相互インダクタKLには、両方のAC電流源から入力された電流がキルヒホフの電流則により加算されて流れ込むため、等価的に２倍のインダクタン2KLを持つインダクタに、１つのAC電流源から電流が流れ込むように見ることができ、図１２Ｂの共振器１0cは、図１２Ｄに示す１対の容量ＣとインダクタL(1+K)からなる共振器１2（１2a, １2b）に変換することができる。図１２Ｄに示す共振器１2(１２a, １２b)からなる共振器の共振周波数fRS,COMは次式（１４）になる。
Figure 0004991784
式（１４）より、差動電流が流れ込む場合の並列共振周波数fRS,DIFFと、式（１４）より同相電流が流れ込む場合の並列共振周波数fRS,COMのとの周波数比をR2と定義すると、R2は以下の式（１５）になり、実施例１の式(９)と同じ式になる。
Figure 0004991784
実施例１と同様に、式（１５）において、K=-0.6を代入しR2を求めると、Ｒ=２が導出される。つまり、共振器１０を構成するＬＣタンク１０ＡとＬＣタンク１０ＢのインダクタLが相互誘導結合係数-0.6で結合している場合において、差動電流が入力される場合の並列共振周波数fRS,DIFFと、同相電流が入力される場合の並列共振周波数fRS,COMの比は、共振器10を構成するインダクタL,キャパシタCの値によらず常に2となる。つまり前記は、差動信号の並列共振周波数を発振器の発振周波数とした場合、同相信号の並列共振周波数fRS,COMが、実施例２の発振器の端子n-d1,n-d2に対して同相信号である第２次高調波周波数と一致することを意味している。また、実施例１と同様に、前述したインダクタL、キャパシタCの値に依存しないという点は、重要な要素であり、本実施例の発振器をキャパシタCの容量値を電圧で制御して、発振周波数を変化させるVCOを構成した場合、発振周波数を変化させたとしても、式(１５)の関係から、常に差動信号に対する並列共振周波数fRS,DIFFと同相信号に対する並列共振周波数fRS,COMの比は、共振器10を構成するインダクタL,キャパシタCの値によらず常に2となる。
図１３は、図１２Ａの検証回路の一例を回路シミュレータを用いて解析した結果であり、201は端子n-r1における差動信号に対する駆動点インピーダンス、202は端子n-r1における同相信号に対する駆動点インピーダンス、203は端子n-r2における差動信号に対する位相特性、204は端子n-r1における同相信号に対する位相特性をそれぞれ表し、Ｃ＝80fF,L=0.5nHの場合において第１,第２の並列共振周波数は、それぞれ19.5GHz,39.5GHz、換言すると発振周波数が基本波周波数の２倍となっている。つまり式(1５)に示しめされた通りの結果が得られていることが分かる。
実施例３の発振器は、実施例１と同様の共振器特性、及び電圧-電流変換器１の変換特性を有するため、端子n-r1,n-r2における基本波発振信号と第２次高調波信号の電圧振幅波形、ISF、チャネル熱雑音波形、及びチャネル熱雑音ISFは、図７の（Ａ）〜（Ｃ）に示される諸特性とそれぞれ同様となる。
つまり、本発明の第３の実施例における発振器は、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ発振器及びそれを用いた通信システムを実現することができる。
図１４の（Ａ）は、回路シミュレータを用いて、本発明の第３の実施例になる発振器における共振器13（13A, 13B）の相互誘導結合係数を−０．１〜−０．９まで変化させた時の、１MHzオフセット時の位相雑音のシミュレーション結果を示したものである。尚、K=0の時が従来例のLCクロスカップル型発振器を示している。図１４の（Ａ）に示すシミュレーション結果より、本発明の実施例５の発振器の位相雑音は、理論通りに結合係数−０．６で最も改善されていることがわかる。また結合係数は、−０．６に限らず、−０．５〜−０．８の間で約５dBの改善効果が得られることが分かる。
図１４の（Ｂ）は、K＝−０．６とし、周波数を基本波周波数の２倍の前後でずらした場合の位相雑音の特性を示す図である。第２の共振周波数を第１の（基本波）周波数の２としたときに位相雑音の改善効果が最も高いことを示している。また、結合係数の場合と同じ理由により、比率は２のみならずその前後の所定の範囲でも、かなりの改善効果が得られる。
図１５は、比較例として、回路シミュレータを用いて、本発明の実施例相当の共振器でK＝−０．４の場合の、周波数特性を示す図である。図１５の（Ａ）は、インピーダンス特性を示し、（Ｂ）は、位相の周波数特性を示したものである。図１５の（Ａ）、（Ｂ）を見て分かるとおり、第１,第２の並列共振周波数は、それぞれ24.5GHz,37.5GHzである。つまり、K=−０．４の場合、発振周波数を基本波周波数の２倍もしくはその近傍の周波数とするような結果は得られていないことが分かる。
本実施例によれば、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ発振器を実現することができる。
また、本実施例の発振器を構成する負方向の相互誘導結合したインダクタは、電流が同一方向となり、信号磁界レベルを強めあうためインダクタのＱ値を高めることができる。さらに、実施例の共振器のレイアウトでは、スパイラルインダクタ1つ分の占有面積にて、２つのインダクタを実装可能なため、チップ面積低減による低コスト化も可能となる。
次に、本発明の第４の実施例として、本発明の第３の実施例における発振器をPush-Push型発振器に応用した例を説明する。図１６は、第３の実施例の発振器をPush-Push型発振器に応用した一例である。図１１の発振器の共振器10の入出力端子n-r1とn-r2に２つの容量301を接続し、その中点n-r2ndから信号を取り出すことで、基本波信号を打ち消し第２次高調波のみを取り出すことができる。
実施例３における発振器は、発振周波数のちょうど２倍、つまり第２次高調波に当たる周波数に並列共振点が存在するため、第２次高調波の電圧振幅を大きく取ることができる。さらに、第２次高調波による位相雑音の劣化が無いため、位相雑音特性に優れたPush-Push型発振器を実現することができる。すなわち、Push-Push型発振器に関しても、第３の実施例と同様に、位相雑音特性を改善できる。
本発明の第５の実施例を図１７〜図２２で説明する。まず、図１７は、本発明の第５の実施例になる発振器の原理を説明するための回路構成図である。本実施例の発振器は、共通接地されたトランジスタＱ１１,Ｑ２１からなる第1の電圧―電流変換部１Ａと、もう一つの共通接地されたトランジスタＱ１２,Ｑ２２からなる第2の電圧-電流変換部１Ｂと、第1の共振器１３（１３Ａ，１３Ｂ）と、第2の共振器１４（１４Ａ,１４Ｂ）で構成されている。
第1の電圧-電流変換部１Ａは、第１，第２の端子を有する。第１の端子は、共振器１３Ｂからの出力電圧を入力するための入力端子と、前記トランジスタQ21で電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子を兼ねた端子n-d21であり、第２の端子は、共振器1３Ａからの出力電圧を入力するための入力端子と、電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子を兼ねた端子n-d11である。第2の電圧-電流変換部１Ｂは、第1,第2の端子を有する。第1の端子は、共振器１４Ｂからの出力電圧を入力するための入力端子と、前記トランジスタQ22で電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子を兼ねた端子n-d22であり、第２の端子は、共振器1４Ａからの出力電圧を入力するための入力端子と、電圧-電流変換した電流信号を出力するための出力端子を兼ねた端子n-d12である。
第１の共振器１３Ａ，１３Ｂは、容量ＣとインダクタＬから構成される。各共振器１３Ａ，１４Ｂは、第１、第２、第３の少なくとも３つの端子を有する。本実施例において、共振器１３Ａ（１３Ｂ）の第１の端子は、電圧-電流変換部１Ａからの出力電流を入力し、共振器1３の周波数特性により特定の周波数のみの信号を選択した後に、前記電圧−電流変換部の入力端子に接続するための入力端子n-r11（n-r21）であり、第２,第３の端子は、共振器のＤＣ電源，制御電圧等へのACグラウンド接続端子であり、n-C11，n-L11（n-C21,n-L21）を含んでいる。同様に、共振器１４Ａ（１４Ｂ）の第１の端子は、電圧-電流変換部１Ｂからの出力電流を入力し、共振器１４の周波数特性により特定の周波数のみの信号を選択した後、共振器のＤＣ電源，制御電圧等への接続端子であり、n-C12，n-L12(n-C22, n-L22)を含んでいる。共振器１３Ａ，１４Ａ（１３Ｂ,１４Ｂ）に含まれるインダクタL１１, L１２（L２１, L２２）は、それぞれが相互誘導結合されており、その結合係数Ｋはおおよそ-０．６である。また、インダクタL１１,L１２,L２１,L２２は、ほぼ同値のインダクタンスLを有している。
本実施例の発振器は、第1の電圧−電流変換部１Ａの入力端子n-d21（もしくは、n-d11）から入力された電圧信号を電流に変換した後、出力端子n-d11（もしくは、n-d21）から出力し、共振器１３Ａ(もしくは、１３Ｂ)の入力端子n-r11（もしくは、n-r21）に接続し、共振器の周波数特性によって、特定の周波数のみを選択し電流-電圧変換した後に、前記電圧-電流変換部１Ａの入力端子n-d11（もしくは、n-d21）にフィードバックさせるという帰還ループと、第２の電圧−電流変換部１Ｂの入力端子n-d22（もしくは、n-d12）から入力された電圧信号を電流に変換した後、出力端子n-d12（もしくは、n-d22）から出力し、共振器１４Ａ(もしくは、１４Ｂ)の入力端子n-r12（もしくは、n-r22）に接続し、共振器の周波数特性によって、特定の周波数のみを選択し電流-電圧変換した後に、前記電圧-電流変換部１Ｂの入力端子n-d12（もしくは、n-d22）にフィードバックさせるという２つの帰還ループを持っている。
この実施例の発振器は、電圧-電流変換部１Ａ（１Ｂ）を構成するトランジスタQ11とQ21（Q12, Q22）がクロスカップルで接続されているため、出力端子n-d11とn-d21間(n-d21と n-d22間)における基本波周波数や奇数次高調波を含む出力電圧信号は差動動作となり、第２次高調波等の偶数次高調波の出力電圧信号は同相信号となる。
上記の電圧-電流変換器１Ａ及び1Ｂを構成するトランジスタＱ１１,Ｑ２１，Ｑ１２,Ｑ２２をCMOSプロセスで実現した場合、電圧-電流変換器１Ａの端子n-d11はＱ１１のドレイン端子かつＱ２１のゲート端子となり、端子n-d21はＱ１１のゲート端子かつＱ２１のドレイン端子となる。同様に、電圧-電流変換器１Ｂの端子n-d12はＱ１2のドレイン端子かつＱ２２のゲート端子となり、端子n-d22はＱ１２のゲート端子かつＱ２２のドレイン端子となる。
図１８は、本発明の第５の実施例になる発振器の実際の回路構成を示す回路図である。実際の回路構成では、図１７中の共振器１３Ａと１４Ａを合成し１５Ａとし、図１７中の共振器１３Ｂと１４Ｂを合成し、１５Ｂとしてまとめた共振器１５としている。
図１８中の共振器１５Ａ,１５Ｂは、前記実施例１や実施例３に用いられていた共振器１０と同様の構成となり、前記実施例３で原理を説明したとおり、共振器１５Ａ（１５Ｂ）の端子n-r11と端子n-r21（端子n-r12と端子n-r22）に差動信号を入力した場合の共振周波数fRS,DIFFが前記式（１３）となり、同相信号を入力した場合の共振周波数fRS,COMは前記式（１４）となる。前記原理はまた、共振周波数fRS,DIFFにおいて、端子n-r12と端子n-r11の間（端子n-r21と端子n-r22間）が差動モードで動作することが分かる。
また、前記実施例３と同様に、差動電流が入力される場合の並列共振周波数fRS,DIFFと、同相電流が入力される場合の並列共振周波数fRS,COMの比は、共振器１５Ａ,１５Ｂを構成するインダクタL,キャパシタCの値によらず常に２となる。つまり、差動信号の並列共振周波数fRS,DIFFを発振器の発振周波数とした場合、同相信号の並列共振周波数fRS,COMが、本実施例５の発振器の端子n-d11,n-d21, n-d12, n-d22に対して同相信号である第２次高調波周波数と一致することを意味している。
また、実施例１や３と同様に、前述したインダクタL、キャパシタCの値に依存しないという点は、重要な要素であり、本実施例の発振器をキャパシタCの容量値を電圧で制御して、発振周波数を変化させるVCOを構成した場合、発振周波数を変化させたとしても、式(１５)の関係から、常に差動信号に対する並列共振周波数fRS,DIFFと同相信号に対する並列共振周波数fRS,COMの比は、共振器１０を構成するインダクタL,キャパシタCの値によらず常に２となる。
本実施例の発振器を構成する負方向の相互誘導結合したインダクタは、一例を挙げると図１９（図１９Ａ、図１９Ｂ）のようなチップレイアウトをすることで実現できる。図１９Ａは、本発明の第５の実施例になる発振器を構成する相互誘導結合したインダクタのマスクレイアウトの例を示す図であり、図１９Ｂは、図１９Ａのマスクレイアウトの斜視図である。図１９において、中線503に対して左側のインダクタ50１_1が図１７の第1の共振器１３を構成するL１１、インダクタ50２_1が第２の共振器１４を構成するL１２、前記中線５０３に対して右側のインダクタ５０１_２が第1の共振器１３を構成するL２１、インダクタ５０２_２が第２の共振器１４を構成するＬ２２にそれぞれ対応する。また、図１９Ａの端子５０１_r１１は図１７の第1の共振器１３の端子n-r１１にあたり、同様に端子５０１_r２１は第1の共振器１３の端子n-r２１、端子５０２_ｒ１２は第２の共振器１４の端子n-r12、端子５０２_ｒ２２は第２の共振器１４の端子n-r22にそれぞれ対応する。端子５０１t、５０２ｔは共振器のＤＣ電源等への接続端子である。外側のインダクタ(５０１_１，５０１_２)は厚みのある最上層メタルで、内側のインダクタ（５０２_１，５０２_２）は厚みの薄い下位層メタルをそれぞれ用いることで、４つのインダクタのインダクタンス値をほぼ等しく、さらに相互結合係数を所望の値に設計することが可能である。
第1の共振器１３を構成する２つのインダクタ（L１１とL２１）、第２の共振器１４を構成する２つのインダクタ（L１２とL２２）は、各々、相互誘導作用を無視できる、すなわち、結合係数Kを無視できる程度に離間してチップ上に配置されている。逆に、第1の共振器１３のインダクタ50１_1（L１１）と第２の共振器１４のインダクタ50２_1（L１２）、第1の共振器１３のインダクタ５０１_２（L２２）と第２の共振器１４のインダクタインダクタ５０２_２（L２１）は、結合係数Kによる相互誘導作用を確実なものにするために、互いに近接して、例えば上下の層としてチップ上に配置されている。
また、図１９の共振器の入力端子である端子501_r11, 端子501_r21間（並びに端子502_r12，端子502_r22間）には、基本波信号に対して差動動作となるため外側のインダクタ(５０１_１，５０２_１)と内側のインダクタ（５０１_２，５０２_２）に流れる電流は同一方向となり、信号磁界レベルを強めあうためインダクタのＱ値を高めることができる。本実施例の共振器のレイアウトでは、スパイラルインダクタ1つ分の占有面積にて、４つのインダクタを実装可能なため、チップ面積低減による低コスト化も可能となる。
実施例５の発振器は、実施例１と同様の共振器特性、及び電圧-電流変換器１の変換特性を有するため、端子n-d11,n-d21（n-d12, n-d22）または、端子n-d11,n-d12（n-d21,n-d22）における基本波発振信号と第２次高調波信号の電圧振幅波形、ISF、チャネル熱雑音波形、及びチャネル熱雑音ISFは、図７の（Ａ）〜（Ｃ）に示される諸特性とそれぞれ同様となる。
つまり、本発明の第５の実施例における発振器は、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ発振器及びそれを用いた通信システムを実現することができる。
図２０のグラフは、回路シミュレータを用いて、図２９に示す従来例の発振器の位相雑音６０、図１７の実施例５の発振器の位相雑音５０を、同一の発振周波数（20.5GHz）かつ同一消費電力にて導出した結果を表している。本発明の第５の実施例の発振器の位相雑音は、図２９の従来例の発振器と比較して、オフセット周波数1kHzにおいて23.5dB、オフセット周波数1MHzにおいて7.5dBの改善効果が得られていることが分かる。
図２１Ａは、回路シミュレータを用いて、図２９に示す従来例の発振器の発振波形を過渡解析で導出し、基本波信号71と第２次高調波信号72に分離して表示したものである。一方、図２１Ｂは、同様に図１７に示す本発明の第５の実施例に当たる発振器の発振波形を過渡解析で導出し、基本波信号81と第２次高調波信号８２に分離して表示したものである。
図２１Ａでは、式(８)に示すとおり、基本波71と第２次高調波72との位相関係が、基本波７１：sinω0t, 第２次高調波：‐sin2ω0tとなっていることが分かる。つまり、２次高調波によるチャネル熱雑音ISFの劣化が大きな位相の関係となっている。一方、図２１Ｂに示した本発明の実施例５における発振器の基本波81と第２次高調波８２との位相関係は、式(１１)の通りに、おおよそ、基本波81：sinω0t, 第２次高調波８２：sin(2ω0t − π/2)となっていることがわかる。つまり、本発明の効果に記載したとおり、２次高調波によるチャネル熱雑音ISFの劣化が小さい位相関係になっていることで、位相雑音が改善されていることが明らかにわかる。
図２２の（Ａ）は、回路シミュレータを用いて、本発明の第５の実施例になる発振器における共振器13（13A, 13B）の相互誘導結合係数を−０．１〜−０．９まで変えた時の、１MHzオフセット時の位相雑音のシミュレーション結果を示したものである。尚、K=０の時が従来例のLCクロスカップル型発振器を示している。図２２の（Ａ）に示すシミュレーション結果より、本発明の実施例になる発振器の位相雑音は、理論通りに結合係数−０．６で最も改善されていることがわかる。また結合係数は、−０．６限らず、−０．５〜−０．８の間で約５ｄBの改善効果が得られることが分かる。結合係数は理論通りに、−０．６に設計するのが望ましいものの、製造上のばらつきにより、実際の製品の結合係数が−０．６より若干ずれたものと、すなわち、−０．５〜−０．８となっても、かなりの改善効果が得られる。
次に、図８の（Ｂ）は、K＝−０．６とし、周波数を基本波周波数の２倍の前後でずらした場合の位相雑音の特性を示す図である。第２の共振周波数を第１の（基本波）周波数の２としたときに位相雑音の改善効果が最も高いことを示している。また、結合係数の場合と同じ理由により、比率は２のみならずその前後の所定の範囲でも、かなりの改善効果が得られる。
図２３は、本発明の第５の実施例になる発振器を、Push-Push型発振器に応用した一例である。本発明の第５の実施例の発振器においても、前述の実施例３と同様に発振周波数のちょうど２倍、つまり第２次高調波に当たる周波数に並列共振点が存在するため、第２次高調波の電圧振幅を大きく取ることができる。さらに、第２次高調波による位相雑音の劣化が無いため、位相雑音特性に優れたPush-Push型発振器を実現することができる。すなわち、図２３の発振器の共振器１３（もしくは１４）の入出力端子n-r11とn-r21（もしくは、n-r12とn-r22）に２つの容量302（もしくは、303）を接続し、その中点n-r2nd_1（もしくは、n-r2nd_2）から信号を取り出すことで、基本波信号を打ち消し第２次高調波のみを取り出すことができる。
本発明の第７の実施例になる２逓倍型発振器を、図２４で説明する。本実施例の２逓倍型発振器は、前記実施例１~６における発振器９１の出力部９３,９４を、周波数２逓倍回路９２に接続する構成となっている。これにより、前記発振器９１から出力される基本波信号を減衰させ、第2次高調波のみを効果的に取り出すことができる。本発明における実施例１~６の発振器は、発振周波数のちょうど２倍、つまり第２次高調波に当たる周波数に並列共振点が存在するため、出力端子93, 94における2次高調波の振幅が大きく、さらに効果的に大振幅の2倍波信号を取り出せる。さらに、本発明の実施例１~６の発振器から発生する第２次高調波電圧の位相は、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させているため、発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音な2逓倍型発振器を構成することができる。
次に、図２５は、本発明の第８の実施例になる周波数生成回路の一構成を示すブロックである。この周波数生成回路３００はPLL(Phase-Locked-Loop)にて構成されており、前記いずれかの実施例の発振器を周波数温度特性の良好な基準周波数発生器として採用する。すなわち、周波数生成回路は、前記いずれかの実施例の発振器を有し外部制御電圧にて周波数を変化させることのできる電圧制御発振器ＶＣＯ９１を設け、この電圧制御発振器にて発振させた高周波信号を、外部からの制御信号により分周数を変化させることのできる分周器３０１によりN分周するように構成されている。N分周された信号は、位相比較器302にて基準周波数発生回路305の出力信号であるリファレンスクロック（基準周波数）f REF との位相比較が行われ、上記、N分周された信号とリファレンスクロックとの位相差に比例した時間だけチャージポンプ303をONする切替え信号を出力する。上記チャージポンプは、次段のループフィルタに上記N分周された信号とリファレンスクロックとの位相差に比例して電流を注入または引き抜く動作を行い、VCOに入力される制御電圧の値をコントロールする。上記ループがロックした場合、VCOの出力信号周波数は、fOUT=N・fREFとなる。
一般にPLLを用いた周波数生成回路は、PLLのループ帯域内のVCOの位相雑音を低減させることができる。しかしながら、PLLのループ帯域外のVCOの位相雑音については低減することができず、さらにPLLのループ帯域を広げすぎるとVCOの発振周波数fOUTから±fREF分だけ離れた周波数にスプリアスが発生するという問題があるため、一定以上にループ帯域を上げることができない。つまり、ＶＣＯ自身の位相雑音が十分低いことが求められる。
本発明の発振器は、従来例に関して（１）~（４）で説明した課題を解決し、高調波歪みに対する位相変動感度が低く、かつ発振電圧振幅を大きくすることができ、また上記特徴は前述の通り、可変容量を用いて発振周波数を変化させても常に成立するため、低位相雑音を有する周波数生成回路が実現可能となる。
次に、本発明の第９の実施例になるダイレクトコンバージョン方式の無線送受信システムについて説明する。図２６は本発明の第９の実施例になる無線通信システムの一例を示すブロック図である。本実施例では、ダイレクトコンバージョン形式の無線送受信機に前記各実施例で述べたいずれかの発振器を適用した場合を示している。
本実施例の無線送受信機は、ベースバンドＩＣ３２０と、本発明の発振器を含むRFIC５００と、送信アンテナ311、受信アンテナ312から構成される。RFIC５００は送信系ユニット321Aと受信系ユニット321B、及び周波数生成回路３００を備えている。送信系ユニット321Aでは、ベースバンドＩＣ３２０から供給されるディジタルのI信号とＱ信号をディジタルからアナログへ変換するD/Aコンバータ305a, 305bを通し、アナログ領域に変換されたI, Q信号は、ローパスフィルタ306a, 306bにて不要周波数成分を減衰し、２つのミキサ３０７a，３０７bの入力信号とし、周波数発生回路３００から生成したローカル信号は、90度移相器３１９により、90°の位相差をつけ、前記ミキサの３０７a，３０７bの入力信号とする。前記ミキサの周波数変換機能により、ＲＦ周波数帯にアップコンバートされ、なおかつＩ位相に変換された入力信号は、加算器308によって一つのパスとなり、パワーアンプ３０９で電力増幅が行われ、バンドパスフィルタ３１０で不要周波数成分を減衰させた後、送信アンテナ３１１へと供給され、空間へ放射される。
一方、受信系ユニット321Bでは反対に、受信アンテナ312で受信されたＲＦ周波数帯の受信信号は、バンドパスフィルタ313によって不要周波数成分を減衰させた後、低雑音増幅器31４にてSNRを良好に保ちつつ信号を増幅した後、２つのミキサ３１５a，315bに入力される。周波数発生回路３００から生成したローカル信号は、90度移相器３１９により、90°の位相差をつけ、前記ミキサの３１５a，３１５bの入力信号とする。前記ミキサの出力においては、受信信号はベースバンド周波数に周波数変換されるとともに、I相，Q相の信号へ分離されローパスフィルタ３１６a，316bにより不要周波数成分を減衰させ、可変利得増幅器317a，317bにより適切な受信信号レベルを得た後に、Ａ/D変換器３１８によりディジタル領域の信号へ変換され、ベースバンド回路ICへ信号を出力する。
このように構成されるダイレクトコンバージョン形式の無線通信システムの周波数生成回路３００は、前記各実施例で述べたいずれかの発振器が組み込まれている。これにより、良好な位相雑音特性を持つ周波数生成回路を作製できるため、無線伝送距離が長く、ビット誤り率の低い無線通信システムが実現可能となる。
本実施例では、RFIC内にA/D，D/A変換器を内蔵しディジタル信号をベースバンドＩＣとやり取りしているが、ベースバンドIC側にA/D，D/Aを置き、ＲＦＩＣとベースバンドＩＣ間ではアナログ信号をやり取りする構成としても良い。
本実施例によれば、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ通信システムを実現することができる。
次に、本発明の第１０の実施例になるスーパーヘテロダイン方式の無線送受信システムについて説明する。図２７は、本発明の無線通信システムの一例を示すブロック図である。本実施例では、スライディングIF方式のスーパーヘテロダイン送受信機に前記各実施例で述べたいずれかの発振器を適用した場合を示している。
本実施例の無線送受信機は、ベースバンドＩＣ３２０と、本発明の発振器を含むＲＦＩＣ６００と、送信アンテナ３１１、受信アンテナ３１２から構成される。RFIC６００は送信系ユニット322Aと受信系ユニット322B、及び周波数生成回路３００を備えている。送信系ユニット３２２Ａでは、ベースバンド回路IC320から供給されるディジタルのI信号とＱ信号をディジタルからアナログ信号へ変換するD/Aコンバータ３０５a, 306bを通し、アナログ信号へ変換されたI，Q信号は、ローパスフィルタ３０６a，３０６bにて不要周波数成分を減衰し、２つのミキサ324a，324bの入力信号とし、周波数発生回路３００から生成したローカル信号は、送信ＲＦミキサ325，受信RFミキサ328への入力信号となるとともに、周波数１/2分周器３２３でローカル信号周波数の1/2にされた後、90度移相器３１９により、90°の位相差をつけ、前記ミキサの３２４ａ，３２４bと受信側IFミキサ329a，329bの入力信号となる。
前記ミキサの周波数変換機能により、IF(Intermediate Frequency)周波数帯にアップコンバートされ、なおかつＩ位相に変換された入力信号は、加算器308によって一つのパスとなり、RFミキサ325への入力信号となる。前記ＲＦミキサの出力において、ＲＦ周波数帯にアップコンバートされ、ハイパスフィルタ３２６で、高域の不要周波数成分を減衰させた後、パワーアンプ３０９で電力増幅が行われ、バンドパスフィルタ３１０で不要周波数成分を減衰させた後、送信アンテナ３１１へと供給され、空間へ放射される。
一方、受信系ユニット３２２Ｂでは反対に、受信アンテナ３２２Ｂで受信されたＲＦ周波数帯の受信信号は、バンドパスフィルタ３１３によって不要周波数成分を減衰させた後、低雑音増幅器３１４にてＳＮＲを良好に保ちつつ信号を増幅した後、RFミキサ3２８の入力信号となる。前記ＲＦミキサの出力においては、受信信号はIF周波数に周波数変換され、バンドパスフィルタ327にて不要周波数成分を減衰させた後、ＩＦミキサ329a，329bに入力される。受信信号はベースバンド周波数に周波数変換されるとともに、I相，Q相の信号へ分離されローパスフィルタ３１６a，316bにより不要周波数成分を減衰させ、可変利得増幅器317a，317bにより適切な受信信号レベルを得た後に、Ａ/D変換器３１８によりディジタル領域の信号へ変換され、ベースバンド回路ICへ信号を出力する。
このように構成されるスーパーヘテロダイン形式の無線通信システムの周波数生成回路３００は、前記実施例のいずれかの発振器が組み込まれている。これにより、良好な位相雑音特性を持つ周波数生成回路を作製できるため、無線伝送距離が長く、ビット誤り率の低い無線通信システムが実現可能となる。
本実施例では、RFIC内にA/D，D/A変換器を内蔵しディジタル信号をベースバンドＩＣとやり取りしているが、ベースバンドIC側にA/D，D/Aを置き、ＲＦＩＣとベースバンドＩＣ間ではアナログ信号をやり取りする構成としても良い。
本実施例によれば、発振器から発生する第２次高調波電圧の位相を、チャネル熱雑音のISFが最小となる位相へ固定させることができ、その結果として発振電圧波形の歪みによる位相雑音の劣化を低減し、かつ発振電圧振幅を増加させることが可能となり、低位相雑音特性を持つ通信システムを実現することができる。
１，１Ａ，１Ｂ…電圧-電流変換部、
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１１，１１a，１１b，１２，１２a，１２ｂ，１３，１３Ａ，１３Ｂ，１４，１４Ａ，１４Ｂ，１５，１５Ａ，１５Ｂ…共振器、
Q1，Q２，Q11，Q12，Q21，Q22…トランジスタ，
n-r1，n-r2，n-r11，n-r12，n-r21，n-r22, ５００g, ５００d，５００t，５０１_r11，５０１_r21，５０１t，５０２_r12，５０２_r22,502t n-L1, n-L2, n-c1, n-c2, n-L11, n-L12, n-L21, n-L22…共振器の入出力端子、
n-d1，n-g1, n-d2, n-d11, n-d21, n-d12, n-d22…電圧−電流変換部の入出力端子、
L, ５００_LA，５００LB，５０１_1，５０１_2，５０２_1，５０２_2，Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１，Ｌ２２…インダクタ、
K…相互誘導結合係数、
VOP, VOM, ７１，７２，８１，８２，４０１，４０２，４０３，４０４，４０５，１０５d，１０５g，１０６，１０７d，１０７g…発振電圧波形、
１０８，４０６…ISF、
１０９，４０７…チャネル熱雑音電流波形、
１１０，４０８…チャネル熱雑音ＩＳＦ、
１０１，１０２，２０１，２０２，３９８…共振器のゲイン周波数特性、
１０３，１０４，２０３，２０４，３９９…共振器の位相周波数特性、
n-r2nd, n-r2nd_1, n-r2nd_2…Push-Push発振器出力端子、
３０６a，３０６b，３１６a，316ｂ…ローパスフィルタ、
３０７a，３０７b，３１５a，３１５b，３２４a，３２４b，３２５，３２８，３２９a，３２９b…ミキサ、
３０９…電力増幅器、
３１４…低雑音増幅器、
３１１，３１２…アンテナ、
３１０，３１３…バンドパスフィルタ、
３２６…ハイパスフィルタ、
３１９…９０度移相器、
３２３…１/２分周器、
３１７a，３１７b…可変利得増幅器、
３２０…ベースバンド回路ＩＣ、
３２１Ａ，３２２Ａ…ＲＦＩＣ、
３２１Ｂ，３２２Ｂ…受信システム、
３２１Ａ，３２２Ｂ…送信システム、
３１８a，３１８b…アナログ-ディジタル変換器、
３０５a，３０５b…ディジタル-アナログ変換器、
９２…周波数２逓倍回路、
３０１…分周器、
３０５…基準周波数発生回路、
３０２…位相比較器、
３０３…チャージポンプ、
３０４…ループフィルタ、
９０，９１，３００…周波数生成回路、
Ｉ…交流電流源、
VDD…電源電圧。

Claims (17)

  1. １つの電圧−電流変換部と、一対の共振器とを具備して成り、
    前記電圧−電流変換部は、トランジスタと入力端子及び出力端子を具備し、
    前記一対の共振器は、容量性素子と誘導性素子からなる第一のＬＣ共振器、容量性素子と誘導性素子からなる第二のＬＣ共振器、前記第一のＬＣ共振器に接続された入力端子、及び、前記第二のＬＣ共振器に接続された出力端子を具備し、
    前記電圧−電流変換部の前記出力端子が前記一対の共振器の前記入力端子に接続され、該一対の共振器の前記出力端子が前記電圧−電流変換部の前記入力端子に接続された帰還ループが構成されて成り、
    前記共振器を構成している前記一対のＬＣ共振器の各前記誘導性素子同士が相互誘導結合されており、各前記容量性素子の容量値は同じであり、また各前記誘導性素子は共に同じ自己インダクタンスを有しており、
    前記誘導性素子同士の相互誘導結合係数が、−０．５〜−０．８であることを特徴とする発振器。
  2. 請求項１において、
    前記誘導性素子同士の相互誘導結合係数が−０．６であることを特徴とする発振器。
  3. 請求項１において、
    前記一対の共振器の第１並列共振周波数と第２並列共振周波数の比が２であることを特徴とする発振器。
  4. 請求項１において
    前記一対の共振器を構成する前記容量性素子は、複数の対交流接地間容量の合成容量であることを特徴とする発振器。
  5. 請求項４において、
    前記複数の対交流接地間容量のうち、そのうちの少なくとも１つの前記対交流接地間容量は付加される電圧によって容量値が変化することを特徴とする発振器。
  6. 請求項４において、
    前記電圧−電流変換部が、ＭＯＳトランジスタまたはバイポーラトランジスタから構成され、
    前記電圧−電流変換部の前記入力端子が、前記ＭＯＳトランジスタもしくは前記バイポーラトランジスタのゲート端子もしくはベース端子になり、前記電圧−電流変換部の前記出力端子がドレイン端子もしくはコレクタ端子となることを特徴とする発振器。
  7. 請求項６において、
    前記電圧−電流変換部の入力端子と出力端子との間に直列に接続される、２つの抵抗素子もしくは２つの容量性素子と、
    前記２つの抵抗素子もしくは前記２つの容量性素子の中点に位置する前記発振器の出力端子と、をさらに有していることを特徴とする発振器。
  8. 請求項１において、
    各前記誘導性素子の一方と他方とは、各々、略半周の外巻きのターンと略半周の内巻きのターンとを有し、
    各前記誘導性素子の一方の外巻きのターンと他方の内巻きのターンが上下別々の層として積層され、各前記誘導性素子の他方の外巻きのターンと一方の内巻きのターンが上下別々の層として積層され、中間地点付近で、２つの前記配線層の上下の層が逆転し、電流の流れる向きが同じ方向となるように構成されており、
    各前記誘導性素子の一方の外巻きのターンの一端に前記一対の共振器の前記入力端子が接続され、各前記誘導性素子の他方の外巻きのターンの一端に前記一対の共振器の前記出力端子が接続されていることを特徴とする発振器。
  9. 請求項８において、
    各前記誘導性素子の一方の外巻きのターンと他方の外巻きのターン、及び各前記誘導性素子の一方の内巻きのターンと他方の内巻きのターンは、それぞれ中線に対して線対称に構成されていることを特徴とする発振器。
  10. 第１の端子と第２の端子を有する第１の電圧-電流変換部と、
    第３の端子と第４の端子を有する第２の電圧-電流変換部と、
    第１の容量性素子と第１の誘導性素子からなる第１のＬＣ共振器と、第２の容量性素子と第２の誘導性素子からなる第２のＬＣ共振器と、前記第１のＬＣ共振器に接続された第１の入出力端子と、前記第２のＬＣ共振器に接続された第２の入出力端子と、を有する第１の共振器と、
    第３の容量性素子と第３の誘導性素子からなる第３のＬＣ共振器と、第４の容量性素子と第４の誘導性素子からなる第４のＬＣ共振器と、前記第３のＬＣ共振器に接続された第３の入出力端子と、前記第４のＬＣ共振器に接続された第4の入出力端子と、を有する第２の共振器と、を有し、
    前記第１の端子と前記第１の入出力端子とが、前記第２の端子と前記第２の入出力端子とが、前記第３の端子と前記第３の入出力端子とが、前記第４の端子と前記第４の入出力端子とが、それぞれ接続され、
    前記第１の誘導性素子と前記第２の誘導性素子とは、結合係数を無視できる程度に離間してチップ上に配置され、
    前記第３の誘導性素子と前記第４の誘導性素子とは、結合係数を無視できる程度に離間してチップ上に配置され、
    前記第１の誘導性素子と前記第３の誘導性素子とは相互誘導結合され、
    前記第２の誘導性素子と前記第４の誘導性素子とは相互誘導結合され、
    各前記容量性素子の容量値は同じであり、
    各前記誘導性素子は同じ自己インダクタンスを有し、
    前記第１の電圧-電流変換部の前記第１の端子から入力された電圧信号を電流に変換した後前記第２の端子から前記第１の共振器の前記第２の入出力端子に入力し、前記第２の端子から入力された電圧信号を電流に変換した後前記第１の端子から前記第１の共振器の前記第１の入出力端子に入力し、
    前記第２の電圧-電流変換部の前記第３の端子から入力された電圧信号を電流に変換した後前記第４の端子から前記第２の共振器の前記第４の入出力端子に入力し、前記第４の端子から入力された電圧信号を電流に変換した後前記第３の端子から前記第２の共振器の前記第３の入出力端子に入力し、
    前記第１の誘導性素子と前記第３の誘導性素子との間、および前記第２の誘導性素子と前記第４の誘導性素子との間の相互誘導結合係数は−０．５〜−０．８であることを特徴とする発振器。
  11. 請求項１０において、
    前記第１の誘導性素子と前記第２の誘導性素子は厚みのある最上層メタルで構成され、
    前記第３の誘導性素子と前記第４の誘導性素子は、厚みの薄い下位層メタルで構成されていることを特徴とする発振器。
  12. 請求項１０において、
    前記第１の誘導性素子と前記第２の誘導性素子は外巻きのターンの配線層として、前記第３の誘導性素子と前記第４の誘導性素子は内巻きのターンの配線層として、上下それぞれ別の層に積層して構成され、電流の流れる向きが同じ方向となるようなトランス構造を有し、負方向の相互誘導結合したインダクタで構成されていることを特徴とする発振器。
  13. １つの電圧−電流変換部と、一対の共振器とを具備して成り、前記電圧−電流変換部は、トランジスタと入力端子及び出力端子を具備し、前記一対の共振器は、容量性素子と誘導性素子からなる第一のＬＣ共振器、容量性素子と誘導性素子からなる第二のＬＣ共振器、前記第一のＬＣ共振器に接続された入力端子、及び、前記第二のＬＣ共振器に接続された出力端子を具備し、前記電圧−電流変換部の前記出力端子が前記一対の共振器の前記入力端子に接続され、該一対の共振器の前記出力端子が前記電圧−電流変換部の前記入力端子に接続された帰還ループが構成されて成り、前記共振器を構成している前記一対のＬＣ共振器の各前記誘導性素子同士が相互誘導結合されており、各前記容量性素子の容量値は同じであり、また各前記誘導性素子は共に同じ自己インダクタンスを有しており、前記誘導性素子同士の相互誘導結合係数が、−０．５〜−０．８である発振器と、
    周波数を２倍にする周波数２逓倍回路と、を有し、
    前記発振器から出力された原信号を前記周波数２逓倍回路に入力することで、２倍にされた周波数を出力することを特徴とする周波数生成回路。
  14. 請求項１乃至１２のいずれかに記載の前記発振器を用いて構成された電圧制御発振器と、
    該電圧制御発振器の出力を任意の分周数に可変可能な分周器と、
    基準周波数発生回路の出力信号である基準周波数と前記分周器の出力信号との位相差を検出する位相比較器と、
    前記位相差に応じた電圧を発生させるチャージポンプと、ループフィルタとを具備し、
    前記分周器の分周数と前記基準周波数との乗算された出力信号周波数を生成することを特徴とする周波数生成回路。
  15. 送信系ユニットと、受信系ユニットと、前記送信系ユニットおよび前記受信系ユニットのうちの少なくともいずれか一方に用いられる周波数を生成するための発振器を有する周波数生成回路とを備えて成り、
    前記発振器が、
    １つの電圧−電流変換部と、一対の共振器とを具備して成り、
    前記電圧−電流変換部は、トランジスタと入力端子及び出力端子を具備し、
    前記一対の共振器は、容量性素子と誘導性素子からなる第一のＬＣ共振器、容量性素子と誘導性素子からなる第二のＬＣ共振器、前記第一のＬＣ共振器に接続された入力端子、及び、前記第二のＬＣ共振器に接続された出力端子とを具備し、
    前記電圧−電流変換部の前記出力端子が前記一対の共振器の前記入力端子に接続され、該一対の共振器の前記出力端子が前記電圧−電流変換部の前記入力端子に接続された帰還ループが構成されて成り、
    前記共振器を構成している前記一対のＬＣ共振器の前記誘導性素子同士が相互誘導結合されており、
    前記一対のＬＣ共振器を構成する各前記容量性素子の容量値は同じであり、また各前記誘導性素子は共に同じ自己インダクタンスを有しており、
    前記誘導性素子同士の相互誘導結合係数が、−０．５〜−０．８であることを特徴とする無線通信システム。
  16. ベースバンドからのデータ信号を無線周波数へ変調するための第１のミキサと、
    前記第１のミキサから出力した無線周波数の変調信号からアンテナを駆動するための十分な電力を得るための電力増幅器と、
    アンテナから受信した無線周波数の変調信号を増幅する低雑音増幅器と、
    前記低雑音増幅器から出力した変調信号を復調するための第２のミキサと、
    前記第１のミキサ及び前記第２のミキサを駆動するためのローカル信号を生成するための周波数生成回路と、
    前記第２のミキサで復調されたデータ信号から不要周波数成分を減衰するためのフィルタ回路と、
    前記フィルタ回路から出力したデータ信号を適切な信号レベルに増幅するための可変利得増幅器とを含んで構成され、
    前記ローカル信号を生成するための周波数生成回路が、請求項１４に記載の周波数生成回路である
    ことを特徴とする無線通信システム。
  17. 請求項１５において、
    前記送信系ユニットは、
    ベースバンドＩＣから供給されるディジタルのＩ信号とＱ信号とを各々ディジタルからアナログへ変換する２つのＤ／Ａコンバータと、
    前記アナログ領域に変換された前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを入力信号とする２つの送信用ミキサとを備え、
    前記周波数発生回路から生成したローカル信号に９０°の位相差をつけ、前記２つの送信用ミキサを駆動するための信号とし、
    前記受信系ユニットは、
    ＲＦ周波数帯の受信信号を増幅する低雑音増幅器と、
    増幅された前記受信信号が入力される２つの受信用ミキサと備え、
    前記周波数発生回路から生成した前記ローカル信号に９０°の位相差をつけて、前記２つの受信用ミキサを駆動するための信号とし、前記受信信号を該受信用ミキサでベースバンド周波数に周波数変換するとともに、Ｉ相，Ｑ相の信号へ分離することを特徴とする無線通信システム。
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