JP4964434B2 - レーダーベースのセンサシステム - Google Patents

Description

本発明はフィルタに関し、より詳細には短距離レーダーシステム等の整合フィルタ用途で使用される積分器に関する。

例えば自動車及び他の商業用途に適する短距離レーダーシステムに対するニーズがある。このようなシステムは、約0.15〜30ｍの距離の範囲内で動いている又は動いていない他の車両及び物体の近接を感知することができる。

特許文献１は、従来の高解像度レーダーベースの検出システムを開示する。このシステムは第１狭パルス変調器１０４に接続された「送信」チャンネルを使用し、所定の周波数及び持続時間を有するパルス変調送信信号を放射する。「受信」チャンネルは第２狭パルス変調器１０５に結合され、この第２狭パルス変調器は、（距離Ｒに位置する）物体で反射され受信チャンネルアンテナで受信されるパルス変調された送信信号から元の送信信号を抽出することを補助する。時間遅延（ｔ）回路は（第２狭パルス変調器１０５により生成される信号が好適には受信チャンネルアンテナで受信された反射パルス変調送信信号と位相整合するように）受信チャンネルへの第２狭パルス変調器１０５の出力を遅延し、ミキサ４０２は反射パルス変調送信信号を第２狭パルス変調器１０５の出力と混成し、元の（変調されていない）送信信号を生成する。

（上述したシステムのような）レーダーベース検出システムの距離を増加するために、送信信号の信号エネルギー（電力）は増加されなければならない。しかし、上述のレーダーベース検出システムのようなセンサシステムにより送信され得るエネルギー（電力）量を制限する少なくとも２つの制限がある。第１の制限は、２個の対象物間の識別能力（距離識別）がパルス化レーダーシステムにおけるパルス長の関数であることである。第２の制限は、連続波（ＣＷ）レーダーシステムにおけるチャープ（chirp）すなわち周波数帯域幅である。より長いパルス長は、互いに接近して位置する目標物を識別するセンサの能力が結果として減少したセンサにより送信されるエネルギー量を増加させる。また、一義的な距離測定を維持する必要性により送信エネルギー（電力）を増加するために、パルス間の間隔は無差別に減少しないかもしれない。

さらに、上述のセンサシステムは、センサ作動と電磁（ＥＭ）スペクトルの同じ部分に電磁エネルギーを生成する帯域幅内干渉を受けやすい。干渉源は、他のシステムによる連続波すなわちパルス化された送信、第２センサ又はセンサシステムからの相互干渉、送信チャンネル及び受信チャンネル間の不完全な隔離により生ずる自己妨害電波、及び広帯域熱ノイズからなる。

自動車産業におけるこのようなセンサシステムを使用することは、任意の時刻（例えば高速道路）で特定の空間を占有する自動車の全体積のため、特に問題になる。例えば、１本の高速道路での何百という車は全て、同じ周波数レンジでセンサ信号を発生し受信する。

特許文献２は、上述の欠点のいくつかを無くすレーダーベースのセンサシステムを説明する。特許文献２の図１に示されるシステムは、信号源１０、周波数修正モジュール１１、バッファ増幅器１２、パルス形成器１３、抵抗素子１４、スイッチドライバ１５、２相変調器１６、変調器ドライバ１７、出力増幅器２５，２６、可変利得制御器２７及びスイッチドライバ２８を具備する「送信」アームを開示する。このシステムの「受信」アームは、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）４０，４１、移相器４３、ミキサ４４，４５、積分回路４７，４８、ドップラフィルタ４９，５０、サンプラ回路５１、スイッチ５２，５４、及び積分回路５３，５５を具備する。

送受信選択スイッチ１８は、任意の特定時刻でシステムのどのアーム（例えば送信か受信か）が作動中かを選択する。「送信」アームが作動中の場合、送信アンテナ３０は物体３５に向かって信号を送信する。「受信」アームが作動中の場合、受信アンテナ３１は物体３５で反射される信号を受信する。このセンサシステムの利点は、システムの距離を伸ばすために異なるパルス長のパルスを送信できることである。例えば、１パルスが「チップ」として定義される場合、パルス長は、さらに離れている物体を正確に識別するために３チップ、７チップ、１１チップ等まで増加できる。このレーダーベースのセンサシステムの付加的な利点は、特許文献２に詳細に説明されている。
米国特許６０６７０４０号明細書 米国特許６５８７０７２号明細書

しかし、特許文献２に記載されたレーダーベースのセンサシステムは、可変パルス幅（例えば１チップ、３チップ、５チップ等）にわたって正確に積分できる積分器を必要とする。

従って、多様なパルス幅を有するパルスを正確且つ効率的に積分することができる積分器に対するニーズがある。

解決策は、差動増幅器と、この差動増幅器のコモンモード電圧を調整するため差動増幅器に制御電流を供給するために差動増幅器に結合された少なくとも１個のコモンモード帰還回路とを具備する回路により提供される。ここで、差動増幅器は、少なくとも２モードの第１モードにおいて差動増幅器が信号を積分するよう作動可能であり、少なくとも２モードの第２モードにおいて差動増幅器が以前に積分された信号の少なくとも１代表サンプルを保持するよう作動可能であるように、少なくとも２モードの少なくとも１モードで作動可能である。

また、解決策は、増幅された入力信号を生成するよう入力信号を増幅する増幅器部と、積分された信号を生成するよう増幅された入力信号を積分する積分部と、積分された信号の一部を代表する少なくとも１電圧値をサンプリング及び保持するサンプル及び保持部とを具備する回路により提供される。ここで、回路は、少なくとも２モードの第１モードにおいて回路が増幅された入力信号を積分するよう作動可能であり、少なくとも２モードの第２モードにおいて回路が以前に積分された信号の少なくとも１代表サンプルを保持するよう作動可能であるように、少なくとも２モードの少なくとも１モードで作動可能である。

また、解決策は、送信器及び受信器からなるレーダーベースのセンサシステムにより提供される。受信器は、差動増幅器と、この差動増幅器のコモンモード電圧を調整するために差動増幅器に制御電流を供給する、差動増幅器に結合された少なくとも１個のコモンモード帰還回路とを具備する。ここで、差動増幅器は、少なくとも２モードの第１モードにおいて差動増幅器が信号を積分するよう作動可能であり、少なくとも２モードの第２モードにおいて差動増幅器が以前に積分された信号の少なくとも１代表サンプルを保持するよう作動可能であるように、少なくとも２モードの少なくとも１モードで作動可能である。

以下、添付図面を参照して本発明を説明する。

図１は、本発明の典型的な一実施形態に従ったレーダーベースのセンサシステムの「受信」アーム１００の簡略化したブロック図を示す。受信アーム１００は、特許文献２を参照して上述したシステム等のレーダーベースのセンサシステムの受信アームを具備してもよい。しかし、説明を簡単にするために、特許文献２に示された受信アームの１チャンネルのみが説明される。当業者であれば、ここに説明された受信アーム１００は特許文献２に示されたＩチャンネル及びＱチャンネルの双方に使用できることに気付くであろう。受信アーム１００は、関連する「送信」アームから超広帯域（ＵＷＢ）信号（例えば、３ＧHzより大きな開放ループ帯域幅）に関連して作動することを意図されているが、任意の適当な周波数範囲内で作動してもよい。

受信アーム１００は、ミキサ部１１０、積分器部１５０及びサンプリング部１７０から構成される。ミキサ部１１０は変調信号x(t)及び局在発振器（ＬＯ）信号p(t)を受信し、信号を相関関係化（多重化）して出力信号を生成する。変調信号x(t)は、「送信」アーム（図１には図示せず）により送信され物体（図示せず）から反射された関連する信号を具備するのが好適である。ＬＯ信号p(t)は、「送信」アームの送信信号を変調するのに使用される搬送信号の遅延版を具備するのが好適である。このため、出力信号は、「送信」アームにより送信された信号の変調版を具備するのが好適である。

ミキサ部１１０からの出力信号は、信号がt=0からt=Ｔ_bまでの有限時間にわたって積分されている積分器部１５０に印加される。ここで、Ｔ_bは或る数の「チップ」を処理する時間に等しく、「チップ」は特定のパルス長（持続期間）のより大きなパルス内の単一のサブパルスとして定義される。１「チップ」は「送信」アームによる送信に利用できる最小パルス長から構成することができるが、パルス長（及びレンジ）は送信パルスの「チップ」数（例えば、３チップ、５チップ、７チップ等）が増加することにより増加してもよい。代表的には１「チップ」は0.5ナノ秒（nS）のパルス長を有するが、パルスは、１０倍を超えた（例えば10ＭHz）153ＭHz〜２ＧHzの帯域幅変動に対応する１〜13（すなわち0.5nS〜6.5nS）の複数の「チップ」を含んでもよい。受信アーム１００は、その変動レベルに適合しない従来のフィルタトポロジーとは対照的に、このような帯域幅にわたって可変である。

サンプリング部１７０は各積分された「チップ」又は一連の「チップ」をサンプリングし、サンプリングされた出力y(t)を生成する。特に、サンプリング部１７０は、0からＴ_bまでの積分中は開放のままであるが、積分信号をサンプリング部の出力に結合するＴ_bに到達すると閉成するスイッチを具備する。

図２は、仮想接地（すなわち差動回路の実施）を有する受信アーム１００の一部分を詳細に示す。特に図２は、受信アーム１００の積分器部１５０及びサンプリング部１７０を示す。受信器１００の積分器部１５０は、図１に示されるミキサ部１１０からアナログ入力電圧信号Ｖ_inを受信する第１入力端子２０１を具備する主差動増幅器２００を具備する。差動増幅器２００の第２入力端子２０２は仮想接地に結合されている。積分器部１５０はまた、コモンモード帰還（ＣＭＦＢ）回路２４０を具備する。

積分器部１５０は、入力抵抗１５１、帰還キャパシタ２０５及び少なくとも２個の第１バッファ増幅器２１０，２２０を具備する。同様に、サンプリング部１７０は、少なくとも２個の第２バッファ増幅器２３０，２３５を具備する。サンプリング部はまた、第１サンプリングキャパシタ１８０と、受信アーム１００の出力部に現われる電圧を測定するための第１負荷抵抗１９０とを具備する。出力電圧信号Ｖ_outはバッファ増幅器２３５の出力部に現われる。この出力電圧信号Ｖ_outは図１のy(t)として前に言及されている。

図２は、主差動増幅器２００の１モードを特定する受信アーム１００用の代表的な２進制御信号を示す。例えば、論理０の制御信号はバッファ増幅器２２０及びバッファ増幅２３５に供給され、論理１はバッファ増幅２３０に供給されて第１モードを特定する。論理１がバッファ増幅２２０及びバッファ増幅２３５に供給されると、論理０はバッファ増幅２３０に供給され、第２モードが特定される。

図３は、受信アーム１００のより詳細なブロック図を示す。特に、差動増幅器２００（及びその関連する部品）は差動増幅器３００としてより詳細に示される。差動増幅器３００は、図２を参照して上述した積分器部１５０及びサンプリング部１７０の全機能（図２及び図３の双方で同じ作動を実行するＣＭＦＢ回路２４０により実行される機能を除く）を具備する。

差動増幅器３００は、正電圧入力端子（Ｖ_IN＋）３０１、負電圧入力端子（Ｖ_IN−）３０２、正制御端子（Ｖ_CONTROL＋）３０３、負制御端子（Ｖ_CONTROL−）３０４及び基準電流入力端子（Ｉ_REF）３０７を有する少なくとも５個の入力端子を具備する。

差動制御端子（Ｖ_CONTROL＋、Ｖ_CONTROL−）３０２，３０３は、増幅器３００が２段階（モード）、すなわち積分／サンプリング（Ｉ／Ｓ）モードかリセット／ホールド（Ｒ／Ｈ）モードかの一方にあるかどうかを制御する。例えば、＋３ボルトの電圧が負制御電圧端子（Ｖ_CONTROL−）３０４に印加されると、＋２ボルトの電圧が正制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋）３０３に印加され、次に増幅器３００がＩ／Ｓモードになる。同様に、３ボルトの電圧が正制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋）３０３に印加されると、２ボルトの電圧が負制御電圧端子（Ｖ_CONTROL−）３０４に印加され、次に増幅器３００がＲ／Ｈモードになる。もちろん、当業者は、上述した構造の逆も同じ結果を達成し、ここに意図されていることに気付くであろう。

Ｉ／Ｓモードにおいて、差動入力端子（Ｖ_IN＋、Ｖ_IN−）３０１，３０２で供給される入力信号（単一パルス又は一連のパルス）は、特定時間（例えば、単一パルス又は一連のパルスの長さに等しい０〜Ｔ_b）にわたって積分され、この積分結果に対応するサンプルが生成される。この積分は、後述するようにＲ−Ｃ回路網３１５，３３０及び３２０，３３５及び差動増幅器３００により実行されるのが好適である。

Ｒ／Ｈモードにおいて、サンプリングされた（Ｉ／Ｓモードで生成された）積分結果は（例えばキャパシタに）保持され、積分器（例えばＲ−Ｃ回路網３１５，３３０及び３２０，３３５及び差動増幅器３００）は、次の積分の準備用にリセットされる。

Ｉ／Ｓモード又はＲ／Ｈモードのいずれかにおいて、（ミキサ部１１０からの）入力電圧信号は、抵抗３１５，３２０を通って増幅器３００の差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）に結合されるのが好適である。入力電圧信号は、特許文献２に記載されているように、物体から反射された送信信号の相関関係により生成された単一パルス又は一連のパルスと、ミキサ部１１０により生成された元の信号の遅延版とを具備してもよい。補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）３１０，３１１に供給された差動増幅器３００の出力は、キャパシタ（Ｃ₁，Ｃ₂）３３０，３３５に結合されるのが好適である。キャパシタ（Ｃ₁，Ｃ₂）３３０，３３５は差動増幅器３００及び抵抗３１５，３２０と共に基本的なＲ−Ｃ積分器を形成する。Ｉ／Ｓモードにおいて、積分される信号は、詳細に後述するように増幅器３００（例えばＶ_OCC＋，Ｖ_OCC−）の出力からＲ−Ｃ回路網３１５，３３０及び３２０，３３５を通って帰還される。

また、増幅器３００は電力端子（Ｖ_CC）３０５及び接地端子（ＧＮＤ）３０６を具備する。電力端子３０５は、当業界で周知であるように電圧源（例えば＋５ボルト）に結合してもよい。さらに後述されるように、基準電流信号は、ＣＭＦＢ回路２４０により生成され、増幅器３００の基準電流入力端子（Ｉ_REF）に供給されるのが好適である。

また、増幅器３００は、正出力電圧端子（Ｖ_OUT＋）３０８、負出力電圧端子（Ｖ_OUT−）３０９、正出力補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋）３１０、負出力補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC−）３１１、正スイッチ端子（ＳＷ_P）３１２及び負スイッチ端子（ＳＷ_N）からなる６個の出力端子を具備する。

Ｉ／Ｓモードにおいて、差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）３０１，３０２に供給される入力信号の「積分」である差動出力信号は、補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）３１０，３１１に供給され、それぞれＲ−Ｃ回路網（Ｃ₁／Ｒ₁）３１５，３３０及び（Ｃ₂／Ｒ₂）３２０，３３５により積分される。増幅器３００がＲ／Ｈモードにある場合、差動スイッチ端子（ＳＷ_P，ＳＷ_N）３１２，３１３に生成される帰還信号は差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）に帰還されるので、入力電圧信号を打ち消す。特に、入力信号と等しいが位相（利得を含む）が１８０°異なる信号は、差動スイッチ端子（ＳＷ_P，ＳＷ_N）３１２，３１３で断続的に生成される。増幅器３００が（Ｉ／Ｓモードから）Ｒ／Ｈモードに入ると、この１８０°位相がシフトした信号は入力波を「打ち消す」ように入力部に結合されるので、基本的に零に等しい２つの波を結果として積分する。

ＣＭＦＢ回路２４０は増幅器３００用にコモンモード電圧を特定するよう作動する。ＣＭＦＢ回路２４０は電力端子（Ｖ_CC）２４１及び接地端子（ＧＮＤ）２４２を具備する。また、ＣＭＦＢ回路２４０は差動電圧入力端子（Ｖ_INCM＋，Ｖ_INCM−）及びコモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）２４５を具備する。

上述したように、差動増幅器３００がＩ／Ｓモードにある場合、差動電圧入力端子（Ｖ_INCM＋，Ｖ_INCM−）２４３，２４４は、Ｒ−Ｃ回路網（Ｃ₁／Ｒ₁）３１５，３３０及び（Ｃ₂／Ｒ₂）３２０，３３５に供給された出力に等しい差動増幅器３００（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）の出力部におけるコモンモード直流バイアス電圧を検知するようキャパシタ（Ｃ₁，Ｃ₂）３３０，３３５と、差動増幅器３００に結合されている。コモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）２４５は、積分された出力波形のコモンモード電圧を特定する。

ＣＭＦＢ回路２４０は、差動増幅器３００により生成された積分出力波形のコモンモード電圧を調整するために出力を供給する単一の出力端子（Ｉ_CMFB）２４６を有する。この出力電流Ｉ_CMFBは、上述した基準電流入力端子（Ｉ_REF）３０７で差動増幅器３００に結合されている。

コモンモード電圧（例えば1.6ボルト）は、ＣＭＦＢ回路２４０のコモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）２４５に供給されるのが好適である。このコモンモード電圧（Ｖ_CM）は、差動電圧出力端子（Ｖ_OUT＋，Ｖ_OUT−）３０８，３０９が中心にある中心点を提供する。例えば、コモンモード電圧が1.6ボルトである場合、出力電圧波形は1.6ボルトのあたりで中心に位置するであろう（すなわち、出力電圧波形が矩形波である場合、波形の半分は1.6ボルトより高い電圧で配置され、波形の半分は1.6ボルトより低い電圧で配置されるであろう）。

図４は、受信回路４００としてトランジスタ論理で実施された受信アーム１００（図３の差動増幅器３００を含む）を示す。図４に示されるトランジスタはＮＰＮバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であるのが好適であるが、当業者であれば受信回路４００を形成するために種々のタイプのトランジスタが適合することに気付くであろう。

受信回路４００は以下の３つの主部分、すなわち増幅器部４１０、積分帰還部４４０、並びにサンプル及び保持部４７０から構成される。増幅器部４１０は、差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）３０１，３０２に印加された入力電圧波形を増幅する。積分帰還部４４０は、受信回路４００が（図３を参照して上述したＩ／Ｓモードに対応する）積分／サンプリング（Ｉ／Ｓ）モードにある場合、差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）３０１，３０２に印加された入力電圧波形を積分する。差動制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋，Ｖ_CONTROL−）３０３，３０４の一方、特に制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋）３０３はサンプル及び保持部４７０と同様に積分帰還部４４０に結合されるのに対し、他の差動制御電圧端子、特に制御電圧端子（Ｖ_CONTROL−）３０４はサンプル及び保持部４７０に結合されることに留意されたい。差動制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋，Ｖ_CONTROL−）３０３，３０４に供給される制御信号は、電流を導くと共にＩ／Ｓモードから（図３を参照して上述したＲ／Ｈモードに対応する）Ｒ／Ｈモードへの遷移を可能にする。サンプル及び保持部４７０は、積分帰還部４４０及び増幅器部４１０で実行される積分に基づいて差動電圧出力端子（Ｖ_OUT＋，Ｖ_OUT−）３０８，３０９においてサンプリングされた出力電圧波形を生成する。

増幅器部４１０は、差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）３０１，３０２にそれぞれ結合された第１差動トランジスタ対４１１，４１２を具備する。第２差動トランジスタ対４１３，４１４は第１差動トランジスタ対４１１，４１２のエミッタ端子に結合され、電流源として作用する。第１差動トランジスタ対４１３，４１４のエミッタ端子は、第１抵抗対４１５，４１６を通って接地（ＧＮＤ）に結合される。第１差動トランジスタ対４１１，４１２のコレクタ端子は、第２抵抗対４１７，４１８を通って電源（Ｖ_CC）に結合される。第２差動トランジスタ対４１３，４１４のベース端子は第３トランジスタ対４１９，４２０に結合されている。第３トランジスタ対４１９，４２０と共に抵抗４２１，４２２は、第１差動トランジスタ対４１１，４１２のコレクタ電流を、（電流鏡映として作用する）第２差動トランジスタ対４１３，４１４を介して抵抗４１５，４１６に設定する。

基準電流入力端子（Ｉ_REF）３０７はトランジスタ４１９に結合されているので、ＣＭＦＢ回路２４０により供給されるコモンモード制御電流Ｉ_CMFBはトランジスタ４１９のコレクタに直接（及び究極的にはトランジスタ４２５を介してベースに）印加され、コレクタ電流は、第１差動トランジスタ対４１１，４１２用に全コレクタ電流を提供するトランジスタ４１３で「鏡映」される。

バイアストランジスタ４２３〜４２５の第１回路網は電源（Ｖ_CC）及びトランジスタ４１３，４１９間を結合する。バイアストランジスタ４２６〜４２８の第２回路網はまた、電源（Ｖ_CC）及びトランジスタ４１４，４２０間を結合する。また、バイアストランジスタ４２６〜４２８の第２回路網はトランジスタ４２８のベース及びトランジスタ４２０のコレクタに結合される抵抗４２９を具備する。

上述したように、基準電流入力端子（Ｉ_REF）３０７は、第３トランジスタ対４１９，４２０のトランジスタ４１９のコレクタに、及び第２トランジスタ対４１３，４１４のトランジスタ４１３のベースにバイアス電流（Ｉ_REF）を供給する。このバイアス電流は、基準電流入力端子（Ｉ_REF）にコモンモード制御電流（Ｉ_CMFB）を供給するＣＭＦＢ回路２４０に変更してもよい。増幅器部４１０からの出力信号（Ｖ_AMP（＋），Ｖ_AMP（−））は、第１差動トランジスタ対４１１，４１２のコレクタ端子で積分帰還部４４０に供給される。

図５は、増幅器部４１０を詳細に示す。上述したように、差動電圧出力信号（Ｖ_AMP（＋），Ｖ_AMP（−））は、第１差動トランジスタ対４１１，４１２のコレクタ端子で積分帰還部４４０に供給される。積分帰還部４４０と導通している増幅器部４１０と、サンプル及び保持部４７０からのキャパシタ４７１，４７２は、積分器の基本要素を構成する。

図４に戻ると、積分帰還部４４０は、増幅器部４１０から差動電圧出力信号（Ｖ_AMP（＋），Ｖ_AMP（−））に結合された第１トランジスタ組４４１〜４４３及び第２トランジスタ組４４４〜４４６を具備する。第１トランジスタ組４４１〜４４３及び第２トランジスタ組４４４〜４４６は、差動増幅器３００の端子３１０，３１１で差動補償キャパシタ出力電圧（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）を供給するよう作動する。トランジスタ４４１，４４４は（トランジスタ４５３，４５５，４５８，４６１がするように）電圧バッファとして作用するので、トランジスタ４４１，４４４の出力は、異なるモードの差動を可能にするよう「スイッチされた」点を除き、（後述する第３トランジスタ組４５３，４５４及び第４トランジスタ組４５５，４５６の）トランジスタ４５３，４５５の出力と同一である。例えば、制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋）３０３での電圧が制御電圧端子（Ｖ_CONTROL−）３０４での電圧より小さい場合、トランジスタ４５３，４５５に流れる電流はほぼ零であるので、これらはオフに「スイッチされて」いる。上述したように、差動補償キャパシタ出力電圧（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）はＣＭＦＢ回路２４０により検知され、Ｒ−Ｃ積分回路網（Ｃ₁／Ｒ₁）３１５，３３０及び（Ｃ₂／Ｒ₂）３２０，３３５に供給される。また、積分帰還部４４０は、要求バイアスを提供するために、電源（Ｖ_CC）及び接地（ＧＮＤ）の間に結合された第１抵抗４４７及びトランジスタ４４８〜４５２の回路網を具備する。

増幅器部４１０からの差動電圧出力信号Ｖ_AMP（＋），Ｖ_AMP（−）はまた、第３トランジスタ組４３５，４５４及び第４トランジスタ組４５５，４５６に供給される。これら第３トランジスタ組及び第４トランジスタ組は、増幅器３００の端子３１２，３１３で切り換えられた差動出力電圧（ＳＷ_P，ＳＷ_N）を供給するよう作動する。上述したように、この切り換えられた出力電圧は、１８０°位相が異なって増幅された点を除き、差動入力端子（Ｖ_IN＋，Ｖ_IN−）３０１，３０２に結合された入力電圧信号と同等であるのが好適である。第３トランジスタ組４５３，４５４は（電流源として作用する）トランジスタ４５７に結合され、第４トランジスタ組４５５，４５６は（電流源として作用する）トランジスタ４７７に結合される。第３トランジスタ組４５３，４５４及び第４トランジスタ組４５５，４５６は信号を切り換える電流操縦回路網であり、トランジスタ４５７，４７７は電流源として作用する。さらに、トランジスタ４５２のベースに接続されたいずれもトランジスタ（例えば、トランジスタ４４３，４４６，４６０，４６３，４７７，４７８，４７９，４８０，４８１，４８２，４８３）もトランジスタ４５２の電流の「鏡映」（すなわち同等）である電流を有する。

差動制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋，Ｖ_CONTROL−）３０３，３０４の一方（例えば「＋」端子３０３）は、第３トランジスタ組４５３，４５４及び第４トランジスタ組４５５，４５６のトランジスタ４５４，４５６のベースに結合されるのが好適であり、サンプル及び保持部４７０のトランジスタ４８４，４８５のベースにも結合される。トランジスタ４５４，４５６はトランジスタ４７３，４７４の補完であり、同様にトランジスタ４８４，４８６はトランジスタ４７５，４７６の補完である。例えば、トランジスタ４５４，４５６が「オン」（すなわちそれらトランジスタを流れる電流がある）場合、補完するトランジスタ４７３，４７４は「オフ」である。

差動制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋，Ｖ_CONTROL−）３０３，３０４の他方（例えば「−」端子３０４）は、後述するようにサンプル及び保持部４７０に結合されるのが好適である。上述したように、差動制御電圧端子３０３，３０４の第１端子（例えば３０３）に印加される電圧が第２端子（例えば３０４）よりも若干大きい場合、増幅器は２モードのうちの一方のモード（例えばＩ／Ｓモード）にある。同様に、第２端子に印加される電圧が第１端子よりも若干大きい場合、増幅器は２モードのうちの他方のモード（例えばＲ／Ｈモード）にある。このため、差動制御電圧端子３０３，３０４に変更制御電圧を印加することにより、増幅器３００のモードを正確に制御することができる。図４に示される典型的な受信回路４００において、差動制御電圧端子３０３へのより大きな電圧の印加はＲ／Ｈモードを駆動し、差動制御電圧端子３０４へのより大きな電圧の印加はＩ／Ｓモードを駆動する。

最後に、増幅器部４１０からの差動電圧出力信号Ｖ_AMP（＋），Ｖ_AMP（−）も第５トランジスタ組４５８〜４６０及び第６トランジスタ組４６１〜４６３に供給される。トランジスタ４４１，４４４，４５３，４５８，５６１は電圧バッファとして作用する同等のトランジスタであるのが好適であることに留意されたい。第５トランジスタ組４５８〜４６０及び第６トランジスタ組４６１〜４６３は積分帰還部４４０の残りと共に作動し、サンプル及び保持部４７０の第１及び第２サンプリングキャパシタ４７１，４７２に差動積分電圧Ｖ_INT（＋），Ｖ_INT（−）を供給する。

入力波形の積分が進むと（すなわち、受信回路４００がＩ／Ｓモードにあると）、第１及び第２サンプリングキャパシタ４７１，４７２は差動積分電圧Ｖ_INT（＋），Ｖ_INT（−）で充電される。積分が終了すると（すなわち受信回路４００がＲ／Ｈモードに入ると）、サンプリングキャパシタ４７１，４７２の差動電圧（電荷）は、後述するように差動出力電圧Ｖ_OUT＋，Ｖ_OUT−として出力端子３０８，３０９に保持され供給されるキャパシタの反対側に変換される。

負制御電圧端子（Ｖ_CONTROL−）３０４は、複数の第１トランジスタ４７３〜４７６のベースに印加されるサンプル及び保持部４７０に差動バイアス信号を供給する。正制御電圧端子（Ｖ_CONTROL＋）３０３は、（上述したように、積分帰還部４４０のトランジスタ４５４，４５６と共に）複数の第３トランジスタ４８３，４８５に差動バイアス信号を供給する。第１抵抗４９０は複数の第２トランジスタのうちトランジスタ４７８のエミッタ端子に結合され、バイアス回路（トランジスタバンク）５００の電流を維持する。同様に、第２抵抗４９１は複数の第２トランジスタのうちトランジスタ４８１のエミッタ端子に結合され、バイアス回路（トランジスタバンク）５５０の電流を維持する。

第１及び第２のサンプリングキャパシタ４７１，４７２は複数の第５トランジスタ４８８，４８９にバイアス信号を供給し、これらトランジスタは、差動増幅器３００がＲ／Ｈモードにある場合、正負の電圧出力端子（Ｖ_OUT＋，Ｖ_OUT−）３０８，３０９に結合される。（Ｉ／Ｓモードである）その他の場合、コモンモードバイアス信号が、オンにバイアスされたトランジスタ４７５，４７６，５６０，５６５により供給される。

サンプリング及び保持部４７０はまた、積分帰還部４４０から差動積分電圧Ｖ_INT（＋），Ｖ_INT（−）をバイアスするための２つのバイアス回路５００，５５０を具備する。各バイアス回路５００（５５０）は、第１及び第２抵抗５８０，５８５（５９０，５９５）に結合された複数の第１トランジスタ５０１〜５０６（５５１〜５５６）と、複数の第２トランジスタ５１０，５１５（５６０，５６５）とを具備する。バイアス回路５００（５５０）は、抵抗５８０，５８５（５９０，５９５）間の中間点でそれぞれ複数の第１トランジスタ４７３，４７４及び第３トランジスタ５８０，５８５に結合される。複数の第１及び第３トランジスタ４７３〜４７６，４８４，４８５及び抵抗５８０，５８５，５９０，５９５は、バイアス回路５００，５５０をバイアスする。例えば、バイアスが抵抗５８０，５８５（５９０，５９５）内に導かれると、複数の第２トランジスタ５１０，５１５（５６０，５６５）の電位が下がる。バイアスが抵抗５８０，５８５（５９０，５９５）内に導かれないと、トランジスタ４７８，４９０（４８１，４９１）からなる電流源はトランジスタ５１０，５１５（５６０，５６５）のエミッタで電圧をずっと高く設定する。

上述したように、「積分された」差動電圧は、Ｉ／ＳモードからＲ／Ｈモードへ切り換える直前にサンプリングキャパシタ４７１，４７２の入力部（すなわち左側）に供給される。Ｒ／Ｈモードに切り換えられる際、入力部でのサンプリングキャパシタ４７１，４７２への電圧は、差動モードで０ボルトに固定される（すなわち、両キャパシタはＣＭＦＢ回路２４０により特定されるコモンモード電圧よりも若干高い電圧に固定される）。例えば、Ｒ／Ｈモードに切り換える直前に、入力部でのサンプリングキャパシタ４７１，４７２への電圧は約1.6ボルト（すなわちコモンモード電圧）であるが、サンプリングキャパシタが固定されると、新たな電圧は上述したようにトランジスタ５１０，５１５のエミッタ端子での電圧により設定される。これが起こると、トランジスタ４５８，４６１のベース・エミッタ電圧（Ｖ_be）は減少し「オフ」に切り換える。

サンプリングキャパシタ４７１，４７２は電圧の過渡的変化に応答するので、スイッチング時間における電圧の差はサンプリングキャパシタの出力に変換される。Ｉ／ＳモードからＲ／Ｈモードに切り換える直前に、サンプリングキャパシタ４７１，４７２の出力は（トランジスタ５６０，５６５のエミッタ端子での電圧により設定される）コモンモード電圧で固定され、この電圧はスイッチングモードのときに解除されるので、例えば、（正電圧出力端子（Ｖ_OUT＋）３０８での）正の側の電圧は次式で定義される。
Ｖ_OUT＋＝［Ｖ_CL＋］＋［Ｖ_CR＋］−［Ｖ_INT（＋）］
ここでＶ_CR＋はキャパシタ（例えばキャパシタ４７２）の右側の電圧である。
例えば、（負電圧出力端子（Ｖ_OUT−）３０９での）負の側の電圧は次式で定義される。
Ｖ_OUT−＝［Ｖ_CL−］＋［Ｖ_CR−］−［Ｖ_INT（−）］
ここでＶ_CR−はキャパシタ（例えばキャパシタ４７１）の右側の電圧である。
例えば、次の状況、すなわち、
Ｖ_CL＋/−＝Ｖ_CR＋/−＝−2.0Ｖ、
Ｖ_INT（＋）＝1.6Ｖ（ＤＣ）＋100ｍＶ（ＡＣ）、及び
Ｖ_INT（−）＝1.6Ｖ（ＤＣ）−100ｍＶ（ＡＣ）
の場合を考えると、次の通りになる。
Ｖ_OUT＋＝2.0Ｖ＋2.0Ｖ−［1.6Ｖ（ＤＣ）＋100ｍＶ（ＡＣ）］＝2.3Ｖ、及び
Ｖ_OUT−＝2.0Ｖ＋2.0Ｖ−［1.6Ｖ（ＤＣ）−100ｍＶ（ＡＣ）］＝2.5Ｖ

出力電圧Ｖ_OUT＋及びＶ_OUT−は、特許文献２を参照して上述したシステム等のレーダーベースのセンサシステムでもよい。Ｖ_OUT＋及びＶ_OUT−の電圧差（ΔＶ）は、送信パルス及び受信パルスの相関の積分値から構成されてもよい。当業者でれば理解されるように、この電圧差信号ΔＶは、アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）に印加され、さらに送信されたレーダー信号を反射した物体の距離を決定するために処理されてもよい。

図６は、本発明の典型的一実施形態に従ったコモンモード帰還（ＣＭＦＢ）回路６００（例えば、図３を参照して上述したＣＭＦＢ回路２４０）の回路図を示す。このＣＭＦＢ回路６００は、上述した受信回路４００と共にコモンモード電圧を特定するよう作用する。ＣＭＦＢ回路６００は電力端子（Ｖ_CC）６０１及び接地端子（ＧＮＤ）６０２を具備する。ＣＭＦＢ回路６００はまた、差動電圧入力端子（Ｖ_O＋，Ｖ_O−）６０３，６０４及びコモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）６０５を具備する。

コモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）６０５は、入力端子（Ｉ_CMFB）６０６を介して差動増幅器（例えば、図３の差動増幅器３００；増幅器部４１０及び積分帰還部４４０）に供給される特定コモンモード電圧を特定する。特に、出力端子（Ｉ_CMFB）６０６は、差動増幅器により生成される積分波形のコモンモード電圧を調整するために出力電流（Ｉ_CMFB）を供給する。より特定すると、ＣＭＦＢ回路２４０は、（図４に示されるサンプリング及び保持部４７０の）サンプリングキャパシタ４７１，４７２の入力（左）側での電圧を、コモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）６０５に供給されたコモンモード電圧に設定する。従って、電流は、正の側では1.6Ｖ＋Ｖ_IN（＋）であり負の側では1.6Ｖ−Ｖ_IN（−）である差動電圧入力端子（Ｖ_O＋，Ｖ_O−）６０３，６０４に現われる差動電圧に基づいてコモンモード帰還（ＣＭＦＢ）回路６００の出力部に現われる。

バッファトランジスタ４４１，４４４，４５３，４５５，４５８，４６１は同等であるので、キャパシタ４７１，４７２の入力部での出力コモンモード電圧は特定される。このため、トランジスタ４４１のベース端子からトランジスタ４４１のエミッタ端子への経路は、トランジスタ４５８のベース端子からトランジスタ４５８のエミッタ端子への経路と同等であるので、コモンモード電圧は、（トランジスタ４４１，４４４のエミッタ端子である）差動増幅器３００の補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）３１０，３１１での電圧と同等である。出力電流Ｉ_CMFBは基準電流入力端子（例えば、図３の基準電流入力端子（Ｉ_REF）３０７）での差動増幅器（例えば、図３の差動増幅器３００）に結合される。

コモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）６０５に印加される電圧は、最初に第１トランジスタ６１０のベースに印加される。第１トランジスタ６１０のコレクタ端子は、第２トランジスタ６１１のベース端子及び第３トランジスタ６１２のコレクタ端子に結合されている。第３トランジスタ６１２のエミッタ端子は、第３トランジスタに電圧を供給するＣＭＦＢ回路６００の電力端子（Ｖ_CC）６０１に結合されている。第１ないし第３トランジスタ６１０〜６１２の反対側には、差動配置された第４ないし第６トランジスタ６１３から６１５がある。例えば、トランジスタ６２２が（トランジスタ６２１から「鏡映」された）500μＡの電流を生成する場合、トランジスタ６１０，６１３からなる差動対の両アームは500μＡのみが利用できる。このため、静的作動の観点では、一側（例えばトランジスタ６１０）に250μＡが、他側（例えばトランジスタ６１３）に250μＡがある。このため、トランジスタ６１０，６１３のベース電圧が互いに変化する（例えば、一方のベース電圧が他方より高い）場合、より高いベース電圧のトランジスタは他方より電流がより多いであろう。

第１トランジスタグループ６１６〜６２０は、ＣＭＦＢ回路６００の電力端子（Ｖ_CC）６０１及び第６トランジスタ６１５のベース端子に結合されている。理想的には、トランジスタ６１６〜６２０を通る電流は、トランジスタの数が５倍であるのでトランジスタ６１５，６１３の電流の５倍に等しい。第６トランジスタ６２１は、第１抵抗６２５を通ってＣＭＦＢ回路６００の電力端子（Ｖ_CC）６０１に結合されている。第７トランジスタ６２１のエミッタ端子は第２抵抗６２６に結合されている。抵抗６２５，６２６と共にトランジスタ６１６〜６２１はＣＭＦＢ回路６００のバイアス電流を設定する。第８トランジスタ６２２は第１及び第４トランジスタ６１０，６１３のエミッタ端子に結合され、第３抵抗６２７に結合されたエミッタ端子を有する。第７トランジスタ６２１は「電流の鏡」として作用し、第８トランジスタ６２２に鏡映電流を生成する。

ＣＭＦＢ回路６００の作動は以下の通りである。留意されるように、ＣＭＦＢ回路６００の差動電圧入力端子（Ｖ_O＋，Ｖ_O−）６０３，６０４は、第４及び第５抵抗６２８ｍ６２９と、トランジスタ６１３のベースにそれぞれ結合されている。トランジスタ６１０，６１３での電圧差（ΔＶ）は、トランジスタ６１２，６１５（及びトランジスタ６１０，６１３）間のコレクタ電流の差となる。特に、Ｖ_CMがトランジスタ６１３（Ｖ_b613）のベースでの電圧より大きい場合、トランジスタ６１０，６１２のコレクタ電流はトランジスタ６１３，６１５のコレクタ電流より大きい。トランジスタ６１５の電流はトランジスタ６１６〜６２０の鏡映であり、結局はコモンモード制御電流Ｉ_CMFB（図４参照）として基準電流入力端子（Ｉ_REF）３０７を通って増幅器部４１０のトランジスタ４１３，４１９に供給される。

上述した条件（Ｖ_CM＞Ｖ_b613）の下では、トランジスタ４１１，４１２を通る電流が減少すると、抵抗４１７，４１８でのコモンモード電圧が増加する。抵抗４１７，４１８での増加したコモンモード電圧はバッファトランジスタ４４１，４４４を通過し、差動増幅器３００の補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）３１０，３１１に供給される。補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）３１０，３１１に現われる増加したコモンモード電圧は、コモンモード差動電圧入力端子（Ｖ_O＋，Ｖ_O−）６０３，６０４に結合される。コモンモード差動電圧入力端子（Ｖ_O＋，Ｖ_O−）６０３，６０４は抵抗６２８，６２９を介してトランジスタ６１３のベースに結合される。このため、増加したコモンモード電圧は、減少した（すなわちＶ_CMより小さい）電圧が以前に現われたトランジスタ６１３のベースに現われる。

同様に、トランジスタ６１３，６１５のコレクタ電流が増加すると、抵抗４１７，４１８でのコモンモード電圧が対応して減少し、上述の作動が生じてトランジスタ６１３のベースに減少したコモンモード電圧が現われる。結局、補償キャパシタ電圧端子（Ｖ_OCC＋，Ｖ_OCC−）３１０，３１１（及びその結果のコモンモード差動電圧入力端子（Ｖ_O＋，Ｖ_O−）６０３，６０４）がコモンモード電圧入力端子（Ｖ_CM）６０５でのコモンモード電圧（Ｖ_CM）（例えば1.6ボルト）に等しい点に到達する。

本発明の典型的一実施形態に従ったレーダーベースのセンサシステムの受信アームのブロック図である。 図１の受信アームを詳細に示すブロック図である。 図２の受信アームを詳細に示すブロック図である。 トランジスタ論理回路で実施された図３の受信アームの概略図である。 図４の受信アームの増幅器を詳細に示す概略図である。 本発明の典型的な一実施形態に従ったコモンモード帰還（ＣＭＦＢ）回路を示す回路図である。

符号の説明

１００ 受信アーム（受信器）
２００，３００，４００ 差動増幅器
２４０ コモンモード帰還（ＣＭＦＢ）回路
３０１，３０２ 差動電圧入力端子
３０３，３０４ 差動制御電圧端子
４１０ 増幅器部
４４０ 積分部
４７０ サンプル及び保持部
４７１，４７２ キャパシタ

Claims (6)

1. 受信器を具備するレーダーベースのセンサシステムであって、
   前記受信器は、差動増幅器と、該差動増幅器のコモンモード電圧を調整するために前記差動増幅器に制御電流を供給する、前記差動増幅器に結合された少なくとも１個のコモンモード帰還回路とを具備し、
   前記差動増幅器は、少なくとも２モードの第１モードにおいて前記差動増幅器が信号を積分するよう作動可能であり、前記少なくとも２モードの第２モードにおいて前記差動増幅器が以前に積分された信号の少なくとも１代表サンプルを保持するよう作動可能であるように、前記少なくとも２モードの少なくとも１モードで作動可能であることを特徴とするレーダーベースのセンサシステム。
2. 前記差動増幅器に印加された電圧信号を積分するために、前記差動増幅器に結合された少なくとも１個のキャパシタ及び少なくとも１個の抵抗をさらに具備することを特徴とする請求項１記載のレーダーベースのセンサシステム。
3. 前記差動増幅器は、少なくとも２個の差動電圧入力端子及び少なくとも２個の差動制御電圧端子を具備することを特徴とする請求項１記載のレーダーベースのセンサシステム。
4. 前記差動増幅器は、入力信号を増幅する増幅器部と、前記入力信号を積分する積分部と、前記入力信号の積分の結果得られる少なくとも１電圧値をサンプリング及び保持するサンプル及び保持部とを具備することを特徴とする請求項１記載のレーダーベースのセンサシステム。
5. 前記サンプル及び保持部は、前記入力信号の積分の結果得られる電圧値を保存する少なくとも２個のキャパシタを具備することを特徴とする請求項４記載のレーダーベースのセンサシステム。
6. 前記少なくとも２つの差動制御電圧端子が前記少なくとも２モードの一方の選択を可能にすることを特徴とする請求項３記載のレーダーベースのセンサシステム。

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