JP4963097B2

JP4963097B2 - 伝送システム、送信機、受信機及び伝送方法

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Publication number: JP4963097B2
Application number: JP2007250312A
Authority: JP
Inventors: 浩古川; 征規比嘉
Original assignee: Kyushu University NUC
Current assignee: Kyushu University NUC
Priority date: 2007-09-27
Filing date: 2007-09-27
Publication date: 2012-06-27
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Description

本願発明は、伝送システム、送信機、受信機及び伝送方法に関し、特にソース信号を変調して得られる送信信号を送信アンテナより伝送する送信手段を少なくとも１つ有する送信機と、受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機を備える伝送システム等に関する。

高速伝送の要求に応えるため、従来、複数のアンテナを用いたＭＩＭＯ伝送技術及びマルチパス伝送に強いＯＦＤＭの適用が盛んに行われている（非特許文献１参照）。

図１２は、従来の、ＭＩＭＯ伝送技術とＯＦＤＭを用いた信号の伝送を行う伝送システム３０１の概要ブロック図である。伝送システム３０１において、信号は、複数のアンテナ３０９及び３１１を有する送信機３０３から、複数のアンテナ３１３及び３１５を有する受信機３０５へ、ＭＩＭＯ伝送路３０７により伝送される。

送信機３０３は、アンテナ３０９に対応して線形変調部３１７及び線形アンプ部３１９を有し、アンテナ３１１に対応して線形変調部３２１及び線形アンプ部３２３を有する。アンテナ３０９より送信される信号は、線形変調部３１７により例えばＯＦＤＭなどの線形変調が行われ、線形アンプ部３１９による電力変換処理が行われたものである。また、アンテナ３１１より送信される信号も、同様に、線形変調部３２１及び線形アンプ部３２３による処理が行われたものである。

受信機３０５は、アンテナ３１３に対応して多値量子化ＡＤ部３２５及び線形復調部３２７を有し、アンテナ３１５に対応して多値量子化ＡＤ部３２９及び線形復調部３３１を有し、ＭＩＭＯ復調部３３３を有する。アンテナ３１３により受信された受信信号は、多値量子化ＡＤ部３２５によりディジタル信号へ変換される。多値量子化ＡＤ部３２５は、通常、アナログ・ディジタル変換器（以下、「ＡＤＣ」という。）を用いて実現されている。このＡＤＣは、一つのサンプル信号に対して変換後のディジタル信号が１０ビットで表せるような多値のものが用いられている。多値量子化ＡＤ部３２５により変換されたディジタル信号は、線形復調部３２７により線形復調される。また、アンテナ３１５により受信された信号も、多値量子化ＡＤ部３２９及び線形復調部３３１により同様の処理が行われる。ＭＩＭＯ復調部３３３は、線形復調部３２７及び３３１により線形復調が行われた各信号に含まれる干渉成分を分離する。

Ye(Geoffrey)Li，外２名著，MIMO-OFDM for WirelessCommunications:Signal Detection With Enhanced Channel Estimation，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，Vol.50，No.9，September 2002

しかしながら、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのような線形変調方式を採用すると、線形送信アンプの適用が必須となる（図１２の線形アンプ部３１９及び３２３参照）。線形送信アンプの適用は、高くても２０％前後の電力変換効率しか実現できず、低消費電力化の最大の阻害要因である。

また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のような線形変調方式を採用すると、受信機側で高精度なＡＤＣが必須となる（図１２の多値量子化ＡＤ部３２５及び３２９参照）。ＡＤＣはコンパレータなどのアナログ回路を必要とする。このアナログ回路はＬＳＩ微細化の恩恵が受けられない。そのため、単純な機能であるにもかかわらず、大きなチップ面積を必要とし、回路規模と消費電力をともに増大させてしまう。特に、ＭＩＭＯを適用する場合、各アンテナに高精度なＡＤＣの適用が必要となるため、アンテナ本数分のＡＤＣが必要となる。さらに、高精度ＡＤＣの性能を最大限に発揮するためには、ＡＧＣ回路の適用が必須であるが、当該回路はアナログ回路を含む複雑な制御機構を必要とし、回路面積と消費電力をさらに増大させてしまう。このような課題は、ＭＩＭＯの場合だけでなく、ＳＩＳＯの場合でも問題となりうるものである。

そこで、本願発明は、高効率かつ大容量な伝送方式の達成を阻害する前記課題を解決し、小型化、低消費電力化を実現可能な伝送システム等を提案することを目的とする。

本願発明の第１の観点は、ソース信号を変調して得られる送信信号を送信アンテナより伝送する送信手段を少なくとも１つ有する送信機と、受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機を備える伝送システムにおいて、前記送信手段は、前記ソース信号を定包絡線変調して前記送信信号を得る変調手段を有し、前記受信手段は、前記受信信号をＩＦ信号へ変換する第１変換手段と、前記ＩＦ信号をサンプリングして実サンプリング信号を生成するアナログ・ディジタル変換手段を有するものである。

本願発明の第２の観点は、第１の観点の伝送システムであって、前記ソース信号が符号分割多重信号により生成されるものである。

本願発明の第３の観点は、第１又は第２の観点の伝送システムであって、前記アナログ・ディジタル変換手段が、信号の振幅を基準として異なる値を出力する１ビット・アナログ・ディジタル変換処理を行うものであって、信号の振幅が所定の値以上の場合と所定の値より小さい場合で、又は、所定の値より大きい場合と所定の値以下の場合で、異なる値を出力するものである。

本願発明の第４の観点は、第１から第３のいずれかの観点の伝送システムであって、前記受信手段が、前記実サンプリング信号を複素ベースバンド信号へ変換する第２変換手段と、前記複素ベースバンド信号を微分して微分複素ベースバンド信号を生成する微分手段と、を有し、前記受信機が、前記微分複素ベースバンド信号を、前記複素ベースバンド信号を参照信号として相関受信し、相関受信の出力値を一端判定して仮判定ビットを生成する第１相関受信手段と、前記仮判定ビットに基づいて、変調信号レプリカを生成し、前記変調信号レプリカから参照信号を生成する再合成手段と、前記微分複素ベースバンド信号を、前記再合成手段により生成された参照信号により相関受信する第２相関受信手段と、を有するものである。

本願発明の第５の観点は、第４の観点の伝送システムであって、前記送信信号が受信機へと到達するときの伝送路がマルチパス伝送路である場合、前記第１相関受信手段及び前記第２相関受信手段が、前記伝送路の各パス毎に相関受信を行い、相関受信後の出力信号を合成するものである。

本願発明の第６の観点は、第１から第５のいずれかの観点の伝送システムであって、前記送信機は複数の送信手段を有し、前記受信機は複数の受信手段を有し、前記各送信手段により生成された送信信号は各送信手段の送信アンテナよりそれぞれ同時に同じ搬送波周波数を用いて伝送され、前記各送信信号が伝送路を経由し合成された後、各受信手段の受信アンテナに到達し、前記各受信手段がそれぞれの受信アンテナと前記複数の送信手段のいずれかの送信アンテナとを結ぶ伝送路に対して当該伝送路のパス毎に相関受信を行ない、前記受信機は、前記各受信手段から出力される相関受信後の出力値に含まれる干渉成分を除去する干渉除去回路を有するものである。

本願発明の第７の観点は、ソース信号を変調して得られる送信信号を送信アンテナより伝送する送信手段を少なくとも１つ有する送信機において、前記各送信手段は、前記ソース信号を非線形変調して前記送信信号を得る変調手段を有し、前記送信信号は、伝送路を経由して到達した受信機において、ＩＦ信号へ変換され、ＩＦ信号はサンプリングされて実サンプリング信号が生成されるものである。

本願発明の第８の観点は、受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機において、前記受信信号は送信機において非線形変調して得られた送信信号が伝送路を経由して受信機に到達したものであり、前記受信信号をＩＦ信号へ変換する変換手段と、前記ＩＦ信号をサンプリングして実サンプリング信号を生成するアナログ・ディジタル変換手段を有するものである。

本願発明の第９の観点は、ソース信号を変調して得られる送信信号を送信アンテナより伝送する送信手段を少なくとも１つ有する送信機と、受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機を備える伝送システムにおける伝送方法であって、前記送信手段の変調手段が前記ソース信号を定包絡線変調して前記送信信号を得るステップと、前記受信手段の第１変換手段が前記受信信号をＩＦ信号へ変換するステップと、前記受信手段のアナログ・ディジタル変換手段が前記ＩＦ信号をサンプリングして実サンプリング信号を生成するステップと、前記受信手段の第２変換手段が前記実サンプリング信号を複素ベースバンド信号へ変換するステップと、前記受信手段の微分手段が前記複素ベースバンド信号を微分して微分複素ベースバンド信号を生成するステップと、前記受信機の相関受信手段が前記微分複素ベースバンド信号を相関受信するステップと、を含むものである。

なお、定包絡線変調の一例は、ＦＭ変調である。

本願発明の各観点によれば、定包絡線変調（例えばＦＭ変調など）のような非線形変調による信号の伝送が実現可能となる。

そのため、非線形アンプの適用が可能となり、電力変換効率は９０％以上を達成することができる。線形アンプでは、２０％前後の電力変換効率しか実現できない。そのため、効率のよい信号の伝送を実現することが可能となる。

また、本願発明の第３の観点にあるように、直接サンプルの１ビットＡＤＣの適用が可能となる。このような低量子化ＡＤＣを利用することができ、さらに、ＡＧＣ回路も不要となるため、小型化することが可能となる。

例えばブロードバンド無線アクセスは、どこでも可能とすることが肝要である。しかし、ブロードバンドが進めば進むほど、１つの基地局が守備可能な通信エリアは狭くなり、その結果、膨大な基地局を設置しなければならない。多大な設置コストが必要となる。そこで、各基地局を咽んで中継し、基地局設置に際して有線通信回線の敷設が不要なセルラアーキテクチャが検討されている。これらは無線メッシュネットワークと呼ばれている。このような無線メッシュネットワークでは、基地局間を結ぶ無線中継回線の高効率化、大容量化が重要である。無線中継回線の高効率化、大容量化のためにはＭＩＭＯ伝送を当該回線に採用することが効果的である。無線中継機能を有する基地局の設置コストを低減するためには、小型で低消費電力な実装を可能とするＭＩＭＯ伝送方式の適用が必要である。本願発明によれば、このような小型で低消費電力な実装が可能となる。

図面を参照して、本願発明の実施例について説明する。

図１は、本願発明の実施の形態に係る伝送システム１の一例を示す概要ブロック図である。伝送システム１において、信号は、送信機３から受信機５へ、伝送路７により伝送される。

送信機３は、送信部９（請求項記載の「送信手段」に対応。）を備える。送信部９は、ソース信号に対して定包絡線変調（例えばＦＭ変調など）のような非線形変調を行う非線形変調部１１と、電力変換処理を行って送信信号を生成するアンプ部１３と、送信アンテナ１５を有する。非線形変調部１１がＦＭ変調のような非線形変調を行うことから、アンプ部１３は、電力変換効率９０％以上を達成可能な飽和アンプを用いて実現することができる。送信信号は、送信アンテナ１５より伝送される。ソース信号は、符号分割多重信号により生成されてもよい。

受信機５は、受信部１７（請求項記載の「受信手段」に対応。）と相関受信処理部１８を備える。受信部１７は、受信アンテナ１９と、アナログ処理部２１と、ディジタル処理部２３を有する。受信アンテナ１９を経て得られた受信信号は、アナログ処理部２１とディジタル処理部２３と相関受信処理部１８により復調される。アナログ処理部２１は、受信信号をＩＦ信号へ変換し、ＩＦ信号をサンプリングして実サンプリング信号を生成する。本実施例では、アナログ処理部２１は１ビットＡＤＣを用いて実現されている（図５の１ビットＡＤＣ４７参照）。ディジタル処理部２３は、実サンプリング信号を複素ベースバンド信号へ変換し、複素ベースバンド信号を微分して微分複素ベースバンド信号を生成する。相関受信処理部１８は、微分複素ベースバンド信号を参照信号により相関受信する。伝送路がマルチパス伝送路である場合、伝送路の各パス毎に相関受信を行い、相関受信後の出力信号が合成される。

続いて、図２〜図４を参照して、図１の送信機３について具体的に説明する。

図２は、図１の送信機３の具体例を示す図である。非線形変調部１１は、Ｎ本のソース信号ｂ₀、ｂ₁、・・・、ｂ_(N-1)に対し符号分割多重するＣＤＭ（Code Devision Multiple）部３１と、帯域制限のためのパルス整形を行なうパルス整形部３３と、ＦＭ変調処理を行うＦＭ変調部３５を有する。アンプ部１３は、例えば送信アンプやフィルタ等を含むＲＦ部３７を有する。

まず、図３を参照して、図２のＣＤＭ部３１の動作について説明する。図３は、送信機３により同時に処理が行われるシンボルの時間関係を示す図である。１シンボルはＮ_CM個のチップからなり（シンボルｋにおける一つのチップをチップ３９で表した。）、Ｎ個のシンボルが拡散後に多重されているものとする。Ｎ_CM（≧Ｎ）は拡散率と等価である。Ｃ_i（ｔ）はｉ番目拡散符号の拡散系列、Ｔ_Cはチップ周期、Ｔ_Bはシンボル周期（＝Ｎ_CM・Ｔ_C）である。このとき、ある情報シンボルｋに対するＣＤＭ部３１の出力Ω_I（ｔ）は、（１）式のように表される。Ｓ_iは情報シンボルを表している。

次に、図４を参照して、図２のパルス整形部３３の動作について説明する。図４（ａ）は図２のパルス整形部３３によるパルス整形前のΩ_I（ｔ）のスペクトルの一例を示す図であり、図４（ｂ）はパルス整形後のΩ_O（ｔ）のスペクトルの一例を示す図である。図４により、パルス整形により帯域が制限されていることが分かる。

次に、図２のＦＭ変調部３５の動作について説明する。ＦＭ変調部３５は、Ω_O（ｔ）を入力して、（２）式により示されるｆ_FM（ｔ）を出力する。ここで、ω_Cは搬送波周波数であり、ｋ_FMは変調指数である。

ｆ_FM（ｔ）に対し、ＲＦ部３７が電力変換処理等を行い、処理後の信号が送信アンテナ１５より送信される。

続いて、図５〜図８を参照して、図１の受信機５について具体的に説明する。

図５は、図１の受信機５の具体例を示す図である。アナログ処理部２１は、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）やフィルタ等を含むＲＦ部４１と、周波数選択を行いＩＦ信号を生成するＭＩＸ部４３と、バンド・パス・フィルタ（ＢＰＦ）４５と、１ビットＡＤＣ４７を有する。ディジタル処理部２３は、ディジタルＭＩＸ部４９とロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）５１と微分回路５２を有する。相関受信処理部１８は、３段コリレータの場合の構成であり、遅延素子５６及び５９、コリレータバンク５３、５５及び５８並びに再合成器５４及び５７を有する。相関受信処理部１８において、コリレータバンク５３は、ＬＰＦ５１を通過して生成されたベースバンド信号Ｒ_０（ｔ）を参照信号とし、Ｒ_０（ｔ）が微分回路５３を通過して生成された信号を相関受信する。コリレータバンク５３の出力は再合成器５４により再合成される。コリレータバンク５５には、再合成器５４による再合成処理後の信号Ｒ_r,01（ｔ）及び遅延素子５６により遅延処理された微分回路５２の出力信号が入力される。コリレータバンク５５は、Ｒ_r,01（ｔ）を参照信号とし、遅延素子５６による遅延処理後の信号を相関受信する。コリレータバンク５５の出力は再合成器５７により再合成される。コリレータバンク５８には、再合成器５７による再合成処理後の信号Ｒ_r,02（ｔ）及び遅延素子５９により遅延処理された信号が入力される。コリレータバンク５８は、Ｒ_r,02（ｔ）を参照信号とし、遅延素子５９による遅延処理後の信号を相関受信する。

各部の動作について、より具体的に説明する。

ＲＦ部４１は、ＬＮＡ、フィルタ等を有し、アンテナ１９により受信された信号の増幅や雑音除去を行なう。

ＭＩＸ部４３は、ＲＦ部４１による処理後の信号の周波数ω_cからより低い周波数ω_iへ周波数変換を行なう。

ＢＰＦ４５は、ＭＩＸ部４３によりω_iへ周波数変換された信号に対して、周波数ω_i付近の成分のみを抽出しＳＮ比を向上させてＩＦ信号を生成する。

１ビットＡＤＣ４７は、ＢＰＦ４５により生成されたＩＦ信号に対し、基準振幅と比較して−１又は１を出力する。例えば、基準振幅を０とすると、１ビットＡＤＣ４７に入力された信号の振幅が０よりも大きければ１を出力し、そうでなければ−１を出力する。

ディジタルＭＩＸ部４９及びＬＰＦ５１は、１ビットＡＤＣ処理されたＩＦ信号に再度周波数変換処理を行い、入力された信号を周波数０付近の信号、すなわちベースバンド信号へと変換する。ＬＰＦ５１の出力ベースバンド信号は（３）式で表される信号Ｒ₀（ｔ）で表される。ここで、Ａ（ｔ）は振幅を表す。

微分回路５２は、ベースバンド信号Ｒ₀（ｔ）を微分し、（４）式で表される信号Ｄ₀（ｔ）を生成する。ここで、ＦＭ変調を用いるため、（５）式にあるように振幅Ａ（ｔ）は時間によらない定数αによりほぼ与えられる。したがって、（４）式で表される信号Ｄ₀（ｔ）は、（６）式のように与えられる。

１ビットＡＤＣの適用は大きな量子化誤差を生じさせる。そのため、振幅に情報を乗せ伝送される線形変調方式の復調回路に適用することは不可能である。しかし、本発明が採用するＦＭ変調は、振幅に情報を乗せず周波数（あるいは位相）に情報を乗せる。そのため、周波数情報を損なわない程度に十分なサンプリング速度によりサンプリングを行なえば、１ビットＡＤＣであっても情報の復元が可能になると考えられる。本願発明が、ベースバンド信号に比べてより高い周波数に情報エネルギーが集中するＩＦ信号に対してサンプリングを行なうのはそのためである。

図６を参照して、ＩＦ信号サンプリングにより実際に情報の復元が可能であることを説明する。図６は、（ｃ）で与えられるインパルス応答の伝送路が与えられた場合に、１ビットＡＤＣを採用する本願発明の伝送方式により当該伝送路のインパルス応答を検出した結果（ａ）と、１０ビットＡＤＣに変更した場合の当該伝送路のインパルス応答を検出した結果（ｂ）とを表している。

具体的には、送信機のΩ_I（ｔ）（図２参照）を１つのＰＮ系列符号ＣＰＮ（ｔ）のみにより与え、同時には１本の送信アンテナからのみ出力し、以下に具体的に説明するパス検出を受信アンテナで実行した。

図５の微分回路５２の出力にＣＰＮ（ｔ）に整合するフィルタＭ（以下、「整合フィルタ」という。）を通す。整合フィルタのインパルス応答はｈ_M（ｔ）＝Ｃ^* _PN（Ｔ_M−ｔ）で与えられる。ここで、アスタリスク＊は複素共役を表し、Ｔ_Mは時間オフセット量を表す。

図６は整合フィルタＭの出力インパルス応答の一例を示す図であり、前述の通り、（ａ）は１ビットＡＤＣを適用した場合、（ｂ）は高密度量子化ＡＤＣ（１０ビットＡＤＣ）を適用した場合の結果を示している。また、（ｃ）は与えたマルチパス伝送路のインパルス応答である。横軸は時間の経過を示す。

図６の（ａ）に示されるように、１ビットＡＤＣを適用した場合でも、同図（ｃ）に示されるマルチパス伝送路に対応する２つのピークが表れていることが分かる。図６の（ａ）と同図（ｂ）に示される高密度量子化ＡＤＣを適用した場合の結果との差異は僅少であることが分かる。よって、１ビットＡＤＣを適用しても正しくパス検出を行うことが可能であることが示された。図６に示すように１ビットＡＤＣを適用してもパス分離が可能であるから、ＣＰＮ（ｔ）に情報ビットを乗じて伝送し、整合フィルタ通過後に出現するピーク値を合成、すなわちＲＡＫＥ受信すれば、当該情報ビットの検出が直ちに可能となるのである。本実施例において、本処理は、微分回路５２に後続するコリレータバンク５３、５５及び５８により行なわれる。

続いて、図７と図８を参照してコリレータバンク５３、５５及び５８の動作について説明する。図７は、図５のコリレータバンク５３、５５及び５８の構成の一例を示す図である。コリレータバンク５３においては、まず、式（３）で規定される微分回路通過前のベースバンド信号Ｒ₀（ｔ）を参照信号Ｒ_r（ｔ）として処理が行われる。

信号Ｄ_０（ｔ）に対して、遅延部６１が時間オフセットＴ₀を与え、乗算器６３がｐ₀ ^*ｃ₀（ｔ）Ｒ₀（ｔ）を乗じ、積分器６５が積分処理を行う。

ここで、ｃ₀（ｔ）は０番目拡散符号の拡散系列である。図８を参照して、Ｔ₀、ｐ₀について説明する。図８は、マルチパス伝送路の一例を示す図である。ｐ₀、ｐ₁、ｐ₂は、それぞれ時刻α₀、α₁、α₂における各パスの振幅を表し、複素数である。図８に示されるマルチパス伝送路の場合、Ｔ₀、Ｔ₁及びＴ₂は、シンボル周期Ｔ_Bに対してＴ_B＞Ｔ_D＞α₂＞α₁＞α₀となるＴ_Dに対し、Ｔ₀＝Ｔ_D−α₀、Ｔ₁＝Ｔ_D−α₁、Ｔ₂＝Ｔ_D−α₂のように設定する。

同様に遅延部６７、乗算器６９及び積分器７１、並びに、遅延部７３、乗算器７５及び積分器７７などにより、各マルチパス成分をいわゆる相関受信により得て、最後に加算７９において同相合成され、出力ｂ^ｃ ₀を生成する。

同様の処理により、ｂ^c ₁、・・・、ｂ^c _(N-1)が得られる。

再合成器５４は、ｂ^c ₀、ｂ^c ₁、・・・、ｂ^c _(N-1)を再合成する。再合成器５４は、（７）式により信号Ω_r,I（ｔ）を生成する。ここで、ｄｅｔ（ｂ^c _i）（ｉは０からＮ−１の数）は仮判定ビットであり、各ｂ^c ₀、ｂ^c ₁、・・・、ｂ^c _(N-1)に対し−１又は１を判定して決定されるものである。次に、再合成器５４は、（８）式により変調信号レプリカΩ_r,O（ｔ）を生成する。ここで、Ｆｉｌ（・）は、図２のパルス整形部３３と等価なパルス整形フィルタである。次に、再合成器５４は、（９）式により信号Ｒ_r,01（ｔ）を生成する。再合成器５４は、この信号Ｒ_r,01（ｔ）をコリレータバンク５５へ入力する。

微分回路５２の出力信号は、遅延素子５６により遅延処理（Ｔ_D（＞Ｔ_B））がなされてコリレータバンク５５に入力される。コリレータバンク５５は、コリレータバンク５３と同様に、信号Ｒ_r,01（ｔ）を参照信号Ｒ_r（ｔ）とし、遅延素子５６により遅延処理がなされた信号に対して、図７を参照して説明した処理と同様の処理を行う。

再合成器５７は、コリレータバンク５５の出力信号に対して、再合成器５４と同様にして信号Ｒ_r,02（ｔ）を生成し、信号Ｒ_r,02（ｔ）をコリレータバンク５８に入力する。

遅延素子５６の出力信号は、遅延素子５９によりさらに遅延処理がなされてコリレータバンク５８に入力される。コリレータバンク５８は、コリレータバンク５３及び５５と同様に、信号Ｒ_r,02（ｔ）を参照信号Ｒ_r（ｔ）とし、遅延素子５９により遅延処理がなされた信号に対して、図７を参照して説明した処理と同様の処理を行う。

なお、図５の相関受信処理部１８において、コリレータバンク５３、５５及び５８の少なくとも１つの出力信号に対して干渉除去回路を設けるようにしてもよい。干渉除去回路は、ある信号に含まれる干渉成分（バス間干渉など）を分離した信号を生成するものである。干渉除去回路については、後により具体的に説明する（図１０の干渉除去回路１６３の説明を参照。）。コリレータバンク５３又は５５の出力信号に対して干渉除去回路を設ける場合には、再合成器５４又は５７は、干渉除去回路による干渉除去処理後の信号に対して再合成処理を行うようにしてもよい（図１０の再合成器１６４、１６７、１７３及び１７６参照）。

続いて、図９及び図１０を参照して、ＭＩＭＯ伝送の場合について説明する。

図９は、本願発明の他の実施の形態に係る伝送システム１２１の例を示す概要ブロック図である。伝送システム１２１において、信号は、送信部１２９及び１３１を有する送信機１２３から受信部１３３及び１３５を有する受信機１２５へ、ＭＩＭＯ伝送路１２７により伝送される。

送信機１２３について、送信部１２９及び１３１の構成は、図２を参照して説明したものと同様である。

続いて、図１０を参照して、図９の受信機１２５について具体的に説明する。図１０は、図９の受信機１２５の具体例を示す図である。

受信機１２５は、受信部１３３及び１３５並びに相関受信処理部１３７を有する。

受信部１３３は、受信アンテナ１４１とアナログ処理部１４２とディジタル処理部１４３を有する。ディジタル処理部１４３は、ディジタルＭＩＸ部１４４とＬＰＦ１４５と微分回路１４６を有する。受信部１３５は、受信アンテナ１４７とアナログ処理部１４８とディジタル処理部１４９を有する。ディジタル処理部１４９は、ディジタルＭＩＸ部１５１とＬＰＦ１５２と微分回路１５３を有する。受信部１３３及び１３５は、図５の受信部１７について説明したものと同様の処理を行う。

本実施例においては、相関受信処理部１３７は、図５の相関受信処理部１８と同様の処理を行う。ただし、再合成器１６４、１６７、１７１及び１７４は、コリレータバンクの出力信号ではなく、干渉除去回路の出力信号に基づいて再合成処理を行う。以下では、この相関受信処理部１３７の動作について具体的に説明する。

コリレータバンク１６１は、ＬＰＦ１４５の出力信号を参照信号とし、微分回路１４６の出力信号を相関受信する（図７参照）。この出力信号をｂ^ｃ ₀₀、ｂ^ｃ ₀₁、・・・、ｂ^ｃ _0(N-1)とする。また、コリレータバンク１６２は、ＬＰＦ１５２の出力信号を参照信号とし、微分回路１５３の出力信号を相関受信する。この出力信号をｂ^ｃ ₁₀、ｂ^ｃ ₁₁、・・・、ｂ^ｃ _1(N-1)とする。コリレータバンク１６１及び１６２のＴ_i，ｐ_iの設定は、例えば、コリレータバンク１６１の場合、図９の送信部１２９の送信アンテナと図１０の受信アンテナ１４１を結ぶ伝送路を対象とする。また、コリレータバンク１６２の場合、図９の送信部１３１の送信アンテナと図１０の受信アンテナ１４７を結ぶ伝送路を対象とする。

干渉除去回路１６３は、コリレータバンク１６１及び１６２により生成された各信号ｂ^c ₀₀、・・・、ｂ^c _1(N-1)に含まれる干渉成分（シンボル間干渉成分、符号間干渉成分、アンテナ間干渉成分など）を分離した信号Ｂ₀₀、・・・、Ｂ_1(N-1)を生成する。例えば、マルチパスの遅延拡がりが１シンボル周期内に収まっている場合には、干渉除去回路１６３では符号間干渉及びアンテナ間干渉のみを除去の対象とすればよいだろう。１シンボル周期内のマルチパス成分はコリレータバンクによりパスダイバーシチ合成される。この場合、符号間干渉及びアンテナ間干渉の様子を記述する伝送路行列をＨとし、ｂ^c _00、・・・、ｂ^c _1(N-1)のベクトルをβ^cとし、Ｂ₀₀、・・・、Ｂ_1(N-1)のベクトルをＢとすると、β^c＝Ｈ・βであるから、干渉除去回路は、β^cに対し、Ｂ＝Ｈ^-1・β^c＝Ｈ^-1・Ｈ・β＝βを満たすような行列Ｈ^-1を乗じる回路により実現される。

再合成器１６４は、信号Ｂ₀₀、・・・、Ｂ_0(N-1)に基づいて再合成処理を行い（（７）式〜（９）式参照）、再合成処理後の信号をコリレータバンク１６５に入力する。また、コリレータバンク１６５には、図５のコリレータバンク５５と同様に、微分回路１４６の出力信号が遅延素子１６６により遅延処理されて入力されている（Ｔ_D（＞Ｔ_B））。また、再合成器１６７も、同様に、信号Ｂ₁₀、・・・、Ｂ_1(N-1)に基づいて再合成処理を行い、再合成処理後の信号をコリレータバンク１６８に入力する。また、コリレータバンク１６８には、図５のコリレータバンク５５と同様に、微分回路１４６の出力信号が遅延素子１６６により遅延処理されて入力されている。コリレータバンク１６５及び１６８は、図５のコリレータバンク５５と同様にして相関受信処理を行う。

コリレータバンク１６５及び１６８による相関受信処理後の信号は、干渉除去回路１７０により、干渉除去回路１６３と同様にして、干渉信号が除去される。干渉除去回路１７０による処理後の信号は、再合成器１７１及び１７４により再合成処理がなされ、それぞれ、コリレータバンク１７２及び１７５に入力される。また、遅延素子１６６及び１６９の遅延処理後の信号も、それぞれ、遅延素子１７３及び１７６により遅延処理がなされてコリレータバンク１７２及び１７５に入力される。コリレータバンク１７２及び１７５は、図５のコリレータバンク５８と同様にして相関受信処理を行う。

コリレータバンク１７２及び１７５による相関受信処理後の信号は、干渉除去回路１７７により干渉除去処理がなされる。

続いて、図１１を参照して、本願発明の実施の形態の他の実施例について説明する。変調指数ｋ_FMが低変調指数（ｋ_FM≪π／（２Ｔ_C））である場合には、（１０）式のように（６）式中の指数関数部がほぼ定数とみなすことができる。その結果、ｋ_FMが低変調指数である場合には、（６）式は（１１）式のごとく大幅に簡素化され、Ｄ₀（ｔ）は線形変調されたＣＤＭ信号とほぼみなすことができる。

図１１は、本願発明の他の実施の形態である、変調指数ｋ_FMが低変調指数である場合のＭＩＭＯ伝送における受信機１８１の一例を示す図である。本実施例における送信機の構成は、図９の送信機１２３と同様である。

受信機１８１は、受信部１８３及び１８５と、相関受信処理部１８７を有する。

まず、受信部１８３について説明する。受信部１８３は、受信アンテナ１８９とアナログ処理部１９１とディジタル処理部１９３を有する。受信アンテナ１８９とアナログ処理部１９１は、それぞれ、図１の受信アンテナ１９及びアナログ処理部２１と同様に動作する。ディジタル処理部１９３は、ディジタルＭＩＸ部２０１とＬＰＦ２０３と微分回路２０５を有する。ディジタルＭＩＸ部２０１とＬＰＦ２０３と微分回路２０５は、それぞれ、図５のディジタルＭＩＸ部４９とＬＰＦ５１と微分回路５３と同様に動作する。また、受信部１８５も、受信部１８３と同様に動作する。

相関受信処理部１８７は、コリレータバンク２１３及び２１５並びに干渉除去回路２１７を有する。上記のように、ｋ_FMが低変調指数である場合には、Ｄ₀（ｔ）は線形変調されたＣＤＭ信号とほぼみなすことができることから、コリレータバンク２１３は参照信号を１として（すなわち、例えば、図７の乗算器６３はｐ₀ ^*ｃ₀（ｔ）を乗算する等して）、信号ｂ^c ₀₀、・・・、ｂ^c _0(N-1)を生成する。また、コリレータバンク２１５も、コリレータバンク２１３と同様にして信号ｂ^ｃ ₁₀、・・・、ｂ^ｃ _1(N-1)を生成する。

干渉除去回路２１７は、図１０の干渉除去回路１６３、１７０及び１７７と同様に動作して、信号ｂ^c ₀₀、・・・、ｂ^c _1(N-1)から各信号に含まれる干渉成分（シンボル間干渉成分、符号間干渉成分、アンテナ間干渉成分など）を分離した信号Ｂ₀₀、・・・、Ｂ_1(N-1)を生成する。

本願発明の実施の形態に係る伝送システム１の一例を示す概要ブロック図である。図１の送信機３の具体例を示す図である。図１の送信機３により同時に処理が行われるシンボルの時間関係を示す図である。（ａ）は図２のパルス整形部３３によるパルス整形前のΩ_I（ｔ）のスペクトルの一例を示す図であり、（ｂ）はパルス整形後のΩ_O（ｔ）のスペクトルの一例を示す図である。図１の受信機５の具体例を示す図である。（ｃ）で与えられるインパルス応答の伝送路が与えられた場合に、１ビットＡＤＣを採用する本願発明の伝送方式により当該伝送路のインパルス応答を検出した結果（ａ）と、１０ビットＡＤＣに変更した場合の当該伝送路のインパルス応答を検出した結果（ｂ）とを示す図である。図５のコリレータバンク５３、５５、５７の構成の一例を示す図である。マルチパス伝送路の一例を示す図である。本願発明の他の実施の形態に係る伝送システム１２１の例を示す概要ブロック図である。図９の受信機１２５の具体例を示す図である。本願発明の他の実施の形態である、変調指数ｋ_FMが低変調指数である場合のＭＩＭＯ伝送における受信機１８１の一例を示す図である。従来の、ＭＩＭＯ伝送技術とＯＦＤＭを用いた信号の伝送を行う伝送システム３０１の概要ブロック図である。

符号の説明

１伝送システム、３送信機、５受信機、７伝送路、９送信部、１１非線形変調部、１３アンプ部、１７受信部、１８相関受信処理部、１９受信アンテナ、２１アナログ処理部、２３ディジタル処理部、３５ＦＭ変調部、３７ＲＦ部、４３ＭＩＸ部、４７１ビットＡＤＣ、４９ディジタルＭＩＸ部、５１ＬＰＦ、５２微分回路、５３，５５，５８コリレータバンク、５４，５７再合成器、１２１伝送システム、１２３送信機、１２５受信機、１２９，１３１送信部、１３３，１３５受信部、１３７相関受信処理部、１４１，１４７受信アンテナ、１４２，１４８アナログ処理部、１４３，１４９ディジタル処理部、１４４，１５１ディジタルＭＩＸ部、１４５，１５２ＬＰＦ、１４６，１５３微分回路、１６１，１６２，１６５，１６８，１７２，１７５コリレータバンク、１６４，１６７，１７１，１７４再合成器、１６３，１７０，１７７干渉除去回路、１８１受信機、１８３，１８５受信部、１８７相関受信処理部、１８９，１９５受信アンテナ、１９１，１９７アナログ処理部、１９３，１９９ディジタル処理部、２０１，２０７ディジタルＭＩＸ部、２０３，２０９ＬＰＦ、２０５，２１１微分回路、２１３，２１５コリレータバンク、２１７干渉除去回路、

Claims

ソース信号を変調して得られる送信信号を送信アンテナより伝送する送信手段を少なくとも１つ有する送信機と、受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機を備える伝送システムにおいて、
前記送信手段は、前記ソース信号を定包絡線変調して前記送信信号を得る変調手段を有し、
前記受信手段は、
前記受信信号をＩＦ信号へ変換する第１変換手段と、
前記ＩＦ信号をサンプリングして実サンプリング信号を生成するアナログ・ディジタル変換手段を有し、
前記アナログ・ディジタル変換手段は、
前記ＩＦ信号の振幅を基準として異なる値を出力する１ビット・アナログ・ディジタル変換処理を行うものであって、
前記ＩＦ信号の周波数情報を損なわないサンプリング速度によって、前記ＩＦ信号の振幅が所定の値以上の場合と所定の値より小さい場合で、又は、所定の値より大きい場合と所定の値以下の場合で異なる値を出力することにより、前記ＩＦ信号のサンプリングと同時に２値化を行い、前記実サンプリング信号を生成する、伝送システム。
前記受信手段は、
前記実サンプリング信号を複素ベースバンド信号へ変換する第２変換手段と、
前記複素ベースバンド信号を微分して微分複素ベースバンド信号を生成する微分手段と、
を有し、
前記受信機は、
前記微分複素ベースバンド信号を、前記複素ベースバンド信号を参照信号として相関受信し、相関受信の出力値を一端判定して仮判定ビットを生成する第１相関受信手段と、
前記仮判定ビットに基づいて、変調信号レプリカを生成し、前記変調信号レプリカから参照信号を生成する再合成手段と、
前記微分複素ベースバンド信号を、前記再合成手段により生成された参照信号により相関受信する第２相関受信手段と、
を有する、
請求項１に記載の伝送システム。
前記送信信号が受信機へと到達するときの伝送路がマルチパス伝送路である場合、
前記第１相関受信手段及び前記第２相関受信手段は、前記伝送路の各パス毎に相関受信を行い、相関受信後の出力信号を合成する、
請求項２に記載の伝送システム。
前記ソース信号は符号分割多重信号により生成される、請求項１から３のいずれかに記載の伝送システム。
前記送信機は複数の送信手段を有し、前記受信機は複数の受信手段を有し、
前記各送信手段により生成された送信信号は各送信手段の送信アンテナよりそれぞれ同時に同じ搬送波周波数を用いて伝送され、
前記各送信信号は伝送路を経由し合成された後、各受信手段の受信アンテナに到達し、
前記各受信手段はそれぞれの受信アンテナと前記複数の送信手段のいずれかの送信アンテナとを結ぶ伝送路に対して当該伝送路のパス毎に相関受信を行ない、
前記受信機は、前記各受信手段から出力される相関受信後の出力値に含まれる干渉成分を除去する干渉除去回路を有する、
請求項１から４のいずれかに記載の伝送システム。
受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機において、
前記受信信号は送信機において非線形変調して得られた送信信号が伝送路を経由して受信機に到達したものであり、
前記受信信号をＩＦ信号へ変換する変換手段と、
前記ＩＦ信号をサンプリングして実サンプリング信号を生成するアナログ・ディジタル変換手段
を有し、
前記アナログ・ディジタル変換手段は、
前記ＩＦ信号の振幅を基準として異なる値を出力する１ビット・アナログ・ディジタル変換処理を行うものであって、
前記ＩＦ信号の周波数情報を損なわないサンプリング速度によって、前記ＩＦ信号の振幅が所定の値以上の場合と所定の値より小さい場合で、又は、所定の値より大きい場合と所定の値以下の場合で異なる値を出力することにより、前記ＩＦ信号のサンプリングと同時に２値化を行い、前記実サンプリング信号を生成する、受信機。
ソース信号を変調して得られる送信信号を送信アンテナより伝送する送信手段を少なくとも１つ有する送信機と、受信アンテナを経て得られた受信信号を復調する受信手段を少なくとも１つ有する受信機を備える伝送システムにおける伝送方法であって、
前記送信手段の変調手段が前記ソース信号を定包絡線変調して前記送信信号を得るステップと、
前記受信手段の第１変換手段が前記受信信号をＩＦ信号へ変換するステップと、
前記受信手段のアナログ・ディジタル変換手段が、前記ＩＦ信号の周波数情報を損なわないサンプリング速度によって、前記ＩＦ信号の振幅が所定の値以上の場合と所定の値より小さい場合で、又は、所定の値より大きい場合と所定の値以下の場合で異なる値を出力する１ビット・アナログ・ディジタル変換処理を行うことにより、前記ＩＦ信号のサンプリングと同時に２値化を行って、実サンプリング信号を生成するステップと、
前記受信手段の第２変換手段が前記実サンプリング信号を複素ベースバンド信号へ変換するステップと、
前記受信手段の微分手段が前記複素ベースバンド信号を微分して微分複素ベースバンド信号を生成するステップと、
前記受信機の相関受信手段が前記微分複素ベースバンド信号を相関受信するステップと、
を含む伝送方法。