JP4940933B2 - PWM inverter output voltage control device - Google Patents
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本発明は、UPS(無停電電源装置)や並列型瞬低補償装置に用いられて負荷に交流電力を供給するPWMインバータに係り、特にPWMインバータの出力段ACフィルタと負荷電流による出力電圧歪みを補償する制御装置に関する。 The present invention relates to a PWM inverter that is used in a UPS (uninterruptible power supply) or a parallel type sag compensator and supplies alternating current power to a load. The present invention relates to a controller for compensation.
UPSの回路構成例を図6に示す。平常時は、交流入力を順変換器1で直流に変換し、蓄電池2を充電するとともに、PWMインバータ3へ電力を供給する。インバータ3はこの直流電力を交流電力に変換し負荷4に供給する。この構成になるUPSは、交流を直流に変換した後に交流に再変換して負荷に供給するため、交流入力電源の電圧変動・周波数変動・波形歪みの影響を受けない安定した品質の電力を負荷へ供給できる。また、交流入力停電時は、蓄電池2より直流電力を供給し、インバータ3は無停電で負荷へ安定した交流電力を供給し続けることができる。
A circuit configuration example of the UPS is shown in FIG. In normal times, the AC input is converted to DC by the forward converter 1 to charge the storage battery 2 and supply power to the
ACフィルタ5は交流入力電流から高調波成分を除去し、ACフィルタ6はインバータ3のPWM出力に含まれる高調波成分(キャリア成分)を除去する。
The
UPSのインバータ電圧制御ブロックを図7に示す。電圧実効値を指令値に保つAVR制御(自動電圧制御)部11と、インバータ出力電圧瞬時値と正常電圧瞬時値との偏差に基づく歪み補正制御部12と、ACフィルタ6のL分(インダクタンス)による電圧降下分を補償する電圧補償制御部13により構成される。
The inverter voltage control block of UPS is shown in FIG. An AVR control (automatic voltage control)
並列型瞬低補償装置の回路構成例を図8に示す(例えば、特許文献1参照)。平常時は、高速スイッチ7を介して負荷4に電力を供給する。双方向電力変換機能をもつ交直変換装置8は、平常時には停止または直流電源としての電気二重層キャパシタ9を浮動充電する。系統の停電時は高速スイッチ7を切り離し、電気二重層キャパシタ9に蓄積された直流電力を交直変換装置8により交流電力に変換し、ACフィルタ6を通して負荷4へ無瞬断で電力を供給する。制御装置は、瞬低補償動作中では、UPSの場合と同様の検出および制御になる。
FIG. 8 shows an example of the circuit configuration of the parallel type voltage sag compensator (see, for example, Patent Document 1). In normal times, power is supplied to the
ここで、負荷4に整流器負荷などが存在する場合、インバータ3や交直変換装置8の出力電圧が負荷電流の影響を受けて、歪んでしまう。この電圧波形の歪みを正常電圧波形に整形するために、歪み補正制御を行っている。
Here, when the
同様に、交流系統電源から見て、UPSの順変換器1や並列型瞬低補償装置の交直変換装置が整流器負荷になり、それに流れる高調波電流が系統電圧を歪ませてしまう。この高調波電流の抑制には、一般的にはLCフィルタで行われ、さらには交流系統にアクティブフィルタを設ける場合もある。
前記のように、PWMインバータと負荷の間には、PWMキャリアを除去するためのACフィルタ6を設けている。このACフィルタの介在とこれに流れる負荷電流の影響で、インバータ出力電圧(ACフィルタを通した負荷端電圧)はインバータ電圧指令値通りにならないという問題がある。
As described above, the
すなわち、インバータ出力電圧瞬時値と正常電圧瞬時値との偏差に基づく歪み補正制御部12は、正常電圧との差を電圧指令値に加算する。一方、ACフィルタのL分による電圧降下分を補償する電圧補正制御部13では、L分電流の微分(sLI)を電圧指令値に加算する。これらの歪み補正と電圧補正制御の指令値を電圧指令値にそのまま加算しても、ACフィルタの介在とこれに流れる負荷電流の影響で高精度な制御ができない。
That is, the distortion
本発明の目的は、PWMインバータの出力段ACフィルタと負荷電流によるインバータの出力電圧歪みを高い精度で補償できるPWMインバータの出力電圧制御装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide an output voltage control device for a PWM inverter that can compensate for the output voltage distortion of the inverter due to the output stage AC filter and load current of the PWM inverter with high accuracy.
本発明は、前記の課題を解決するため、ACフィルタと負荷を考慮した電圧指令値をPWMインバータの電圧制御部で作成するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。 In order to solve the above-described problems, the present invention creates a voltage command value in consideration of an AC filter and a load by a voltage control unit of a PWM inverter, and has the following configuration.
(1)PWMインバータと負荷との間に、リアクトルL1とL2の直列接続点に、コンデンサCfと抵抗Rfの直列接続回路を設けたLCLフィルタ構成のPWMキャリア除去用ACフィルタを介挿し、制御装置は出力電圧指令に従ってPWMインバータの出力電圧を制御する装置であって、
負荷の電流瞬時値Iloadを入力とし、以下の伝達関数G(s)をもつ第1の演算要素と、
( 1 ) A PWM carrier removing AC filter having an LCL filter configuration in which a series connection circuit of a capacitor Cf and a resistor Rf is provided at a series connection point of the reactors L1 and L2 between the PWM inverter and the load, and the control device Is a device for controlling the output voltage of the PWM inverter according to the output voltage command,
A first calculation element having a load current instantaneous value Iload as an input and having a transfer function G (s) below;
PWMインバータの正常電圧瞬時値VrefとPWMインバータの出力電圧瞬時値Voutとの偏差を該正常電圧瞬時値Vrefに加算し、これに正常電圧実効値VrefrmsとPWMインバータの出力電圧実効値Voutrmsの偏差に応じた自動電圧制御(AVR)出力を加算した入力とし、以下の伝達関数H(s)をもつ第2の演算要素と、 The deviation between the normal voltage instantaneous value Vref of the PWM inverter and the output voltage instantaneous value Vout of the PWM inverter is added to the normal voltage instantaneous value Vref. A second arithmetic element having the following transfer function H (s) as an input obtained by adding the corresponding automatic voltage control (AVR) output;
前記第1及び第2の演算要素の演算出力を加算して前記PWMインバータの電圧指令値とする電圧制御部を備えたことを特徴とする。 A voltage control unit is provided which adds the calculation outputs of the first and second calculation elements to obtain a voltage command value of the PWM inverter.
(2)PWMインバータと負荷との間に、リアクトルL1を介在させ、このリアクトルL1と負荷との接続点にコンデンサCfと抵抗Rfの直列接続回路を設けたLCフィルタ構成のPWMキャリア除去用ACフィルタを介挿し、制御装置は出力電圧指令に従ってPWMインバータの出力電圧を制御する装置であって、
負荷の電流瞬時値Iloadを入力とし、以下の伝達関数G(s)をもつ第1の演算要素と、
( 2 ) AC filter for PWM carrier removal having an LC filter configuration in which a reactor L1 is interposed between the PWM inverter and the load, and a series connection circuit of a capacitor Cf and a resistor Rf is provided at a connection point between the reactor L1 and the load. The control device is a device that controls the output voltage of the PWM inverter according to the output voltage command,
A first calculation element having a load current instantaneous value Iload as an input and having a transfer function G (s) below;
PWMインバータの正常電圧瞬時値VrefとPWMインバータの出力電圧瞬時値Voutとの偏差を該正常電圧瞬時値Vrefに加算し、これに正常電圧実効値VrefrmsとPWMインバータの出力電圧実効値Voutrmsの偏差に応じた自動電圧制御(AVR)出力を加算した入力とし、以下の伝達関数H(s)をもつ第2の演算要素と、 The deviation between the normal voltage instantaneous value Vref of the PWM inverter and the output voltage instantaneous value Vout of the PWM inverter is added to the normal voltage instantaneous value Vref, and this is added to the deviation of the normal voltage effective value Vrefrms and the output voltage effective value Voutrms of the PWM inverter. A second arithmetic element having the following transfer function H (s) as an input obtained by adding the corresponding automatic voltage control (AVR) output;
前記第1及び第2の演算要素の演算出力を加算して前記PWMインバータの電圧指令値とする電圧制御部を備えたことを特徴とする。 A voltage control unit is provided which adds the calculation outputs of the first and second calculation elements to obtain a voltage command value of the PWM inverter.
(3)前記電圧制御部は、
前記正常電圧瞬時値Vrefとインバータ出力電圧瞬時値Voutの偏差に対して比例微分(PD)制御して該正常電圧瞬時値Vrefの加算入力とする制御手段と、
負荷の前記電流瞬時値Iloadに対して比例微分(PD)制御して前記伝達関数G(s)の入力とする制御手段と、
を備えたことを特徴とする。
( 3 ) The voltage control unit
Control means for performing proportional differentiation (PD) control on the deviation between the normal voltage instantaneous value Vref and the inverter output voltage instantaneous value Vout and adding the normal voltage instantaneous value Vref as an input;
Control means for performing proportional differentiation (PD) control on the instantaneous current value Iload of the load and inputting the transfer function G (s);
It is provided with.
以上のとおり、本発明によれば、PWMインバータの出力段ACフィルタと負荷電流によるインバータの出力電圧歪みを高い精度で補償できる。 As described above, according to the present invention, the output voltage distortion of the inverter due to the output stage AC filter of the PWM inverter and the load current can be compensated with high accuracy.
(実施形態1)
図1は、本実施形態を示す制御装置のブロック構成図であり、図7に示す電圧制御ブロック図と異なる部分はAVR制御部11と歪み補正部12および電圧補正制御部13に代えて、電圧制御部14を設けた点にある。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block configuration diagram of a control device according to the present embodiment. A portion different from the voltage control block diagram shown in FIG. 7 is replaced with an
電圧制御部14は、負荷電流瞬時値Iloadの入力を伝達関数G(s)を通した電圧制御信号を得る演算要素14Aと、正常電圧瞬時値Vrefの入力を伝達関数H(s)を通した電圧制御信号を得る演算要素14Bと、両演算要素14Aと14Bの演算結果を加算したものをインバータ3の電圧指令値とする演算要素14Cを備える。以下、電圧制御部14における伝達関数G(s)とH(s)による電圧指令値演算を原理的に説明する。
The
図1において、UPSのPWMインバータ3と負荷4との間に介挿されるACフィルタ6の回路構成は、リアクトルL1とL2の直列接続点に、コンデンサCfと抵抗Rfの直列接続回路を設けたLCLフィルタ構成とする。
In FIG. 1, the circuit configuration of the
このフィルタ構成において、リアクトルL1の電流Iinv0、リアクトルL2の電流Iinv1、コンデンサCfと抵抗Rfの電流(Iinv1−Iinv0)として回路方程式を立てると、インバータ3の出力電圧Vinvと負荷4の電圧Vloadは以下の(1)式、(2)式で表せる。sはラプラス演算子である。
In this filter configuration, when the circuit equation is established as the current Iinv0 of the reactor L1, the current Iinv1 of the reactor L2, the current of the capacitor Cf and the resistor Rf (Iinv1-Iinv0), the output voltage Vinv of the
上記の(1)、(2)式を以下の(3)式のようにまとめる。 The above formulas (1) and (2) are summarized as the following formula (3).
上記の(3)式は以下の(4)式で表せる。 The above equation (3) can be expressed by the following equation (4).
上記の(4)式および(5)〜(8)式より、負荷電圧Vloadについて解くと、以下の(9)式になる。 When the load voltage Vload is solved from the above equations (4) and (5) to (8), the following equation (9) is obtained.
この(9)式より、VinvとVloadには誤差が生じることが分かる。(9)式において、Vloadをインバータの正常電圧瞬時値Vrefに一致させるためには、Vinvを以下の(10)式の値にすればよい。 From this equation (9), it can be seen that there is an error in Vinv and Vload. In equation (9), in order to make Vload coincide with the normal voltage instantaneous value Vref of the inverter, Vinv may be set to the value of the following equation (10).
上記の(10)式において、伝達関数H(s)、G(s)を、 In the above equation (10), transfer functions H (s) and G (s) are
とおくと、以下の(13)式に従った演算でインバータ出力電圧Vinvを制御すればよい。 In other words, the inverter output voltage Vinv may be controlled by calculation according to the following equation (13).
以上のことから、本実施形態における電圧制御部14は、上記の(13)式に基づいた演算によって電圧指令値を得る。このうち、伝達関数H(s)は正常電圧瞬時値Vrefを入力とし、(11)式に従った演算を行う。伝達関数G(s)は負荷電流瞬時値Iloadを入力とし、(12)式に従った演算を行う。これら演算結果の和をインバータの電圧指令値とする。
From the above, the
本実施形態によれば、ACフィルタと負荷電流を考慮した出力電圧制御になるため、従来の制御装置に比べて出力電圧歪みを補償した高精度制御ができる。また、インバータ電圧指令値をフィードフォワード演算のみで求めることができるため、応答性を高めることができる。また、以下に説明する実施形態2,3と比較して演算量を少なくできる。 According to the present embodiment, the output voltage control is performed in consideration of the AC filter and the load current. Therefore, the high-accuracy control that compensates for the output voltage distortion can be performed as compared with the conventional control device. Moreover, since an inverter voltage command value can be calculated | required only by feedforward calculation, responsiveness can be improved. Further, the amount of calculation can be reduced as compared with the second and third embodiments described below.
(実施形態2)
本実施形態では、図1の電圧制御部14に代えて、図2に示す演算ブロック構成の電圧制御部15とする。
(Embodiment 2)
In the present embodiment, instead of the
電圧制御部15の伝達関数H(s)は、正常電圧瞬時値Vrefとインバータ出力電圧瞬時値Voutとの偏差を該正常電圧検出値Vrefに加算したものを入力とし、(11)式に従った演算を行う。伝達関数G(s)は負荷電流瞬時値Iloadを入力とし、(12)式に従った演算を行う。
The transfer function H (s) of the
本実施形態によれば、実施形態1と比較して、インバータ出力電圧のフィードバックがかかるため、より高精度な制御を行うことができる。 According to the present embodiment, the feedback of the inverter output voltage is applied as compared with the first embodiment, so that more accurate control can be performed.
(実施形態3)
本実施形態では、図2の電圧制御部15に代えて、図3に示す演算ブロック構成の電圧制御部16とする。
(Embodiment 3)
In the present embodiment, the
図3の制御ブロックでは、図2の電圧制御部15がもつ演算ブロックに加えて、AVR部11で求めるAVR指令値を伝達関数H(s)への加算入力とする。伝達関数H(s)は、正常電圧瞬時値Vrefとインバータ出力電圧瞬時値Voutとの偏差を該正常電圧検出値Vrefに加算したものと、AVR指令値との和を入力とし、(11)式に従った演算を行う。
In the control block of FIG. 3, in addition to the calculation block of the
本実施形態によれば、AVR制御により、インバータ出力電圧の基本波成分は正常電圧と一致する。よって、実施形態2と比較してインバータ出力電圧瞬時値と正常電圧瞬時値との偏差に基づく制御の負担が軽減される。 According to this embodiment, the fundamental wave component of the inverter output voltage matches the normal voltage by AVR control. Therefore, compared to the second embodiment, the control burden based on the deviation between the inverter output voltage instantaneous value and the normal voltage instantaneous value is reduced.
(実施形態4)
本実施形態は、ACフィルタ6をLCフィルタ構成(図1のリアクトルL2を省いた構成)とする場合の電圧制御装置とするものである。
(Embodiment 4)
The present embodiment is a voltage control device in the case where the
前記の(4)式および(5)〜(8)式より、負荷電圧Vloadについて解くと、以下の(14)式で表せる。 When the load voltage Vload is solved from the above equations (4) and (5) to (8), it can be expressed by the following equation (14).
この(14)式より、VinvとVloadには負荷電流Iinv1によって誤差が生じることが分かる。(14)式において、Vloadをインバータの正常電圧瞬時値Vrefに一致させるためには、Vinvを以下の(15)式の値にすればよい。 From this equation (14), it can be seen that an error occurs in Vinv and Vload due to the load current Iinv1. In equation (14), in order to make Vload coincide with the normal voltage instantaneous value Vref of the inverter, Vinv may be set to the value of the following equation (15).
上記の(14)式と(15)式について、以下の(16)式を代入すると、インバータの電圧制御系が理想的な場合、インバータ電圧指令値Vrefに負荷電圧Vloadを一致させることができる。 By substituting the following equation (16) for the above equations (14) and (15), the load voltage Vload can be matched with the inverter voltage command value Vref when the inverter voltage control system is ideal.
この(16)式において、伝達関数H(s)、G(s)を以下の(17)式、(18)式とおき、 In this equation (16), transfer functions H (s) and G (s) are set as the following equations (17) and (18),
上記の(15)式を以下の(19)式のように表すとする。 The above equation (15) is expressed as the following equation (19).
ここで、ACフィルタが図1のLCL構成に代えてLC構成の場合、上記の(17)式、(18)式において、図1のリアクトルL2の値が「0」であるため、伝達関数H(s)、G(s)はそれぞれ以下の(20)式、(21)式となり、簡単な式で表せる。 Here, when the AC filter is an LC configuration instead of the LCL configuration of FIG. 1, in the above formulas (17) and (18), the value of the reactor L2 of FIG. (S) and G (s) are the following expressions (20) and (21), respectively, and can be expressed by simple expressions.
以上のことから、本実施形態は図4に示す演算ブロック構成の電圧制御装置とするものである。同図における電圧制御部17は、上記の(19)〜(21)式に基づいた演算によって電圧指令値を得る。このうち、17Bで示す伝達関数H(s)は、正常電圧瞬時値Vrefとインバータ出力電圧瞬時値Voutとの偏差を該正常電圧検出値Vrefに加算したものを入力とし、(20)式に従った演算を行う。17Aで示す伝達関数G(s)は負荷電流瞬時値Iinv1(=load)を入力とし、(21)式に従った演算を行う。これら演算結果の和をインバータの電圧指令値とする。
From the above, this embodiment is a voltage control device having a calculation block configuration shown in FIG. The
ここで、(19)式において、伝達関数G(s)、H(s)に入力する項について説明する。伝達関数H(s)に入力する正常電圧瞬時値Vrefとインパータ出力電圧Voutには偏差があるため,この偏差に対してアンプ17Dによる比例(P)動作による利得と、微分項演算部17Eとアンプ17Fによる微分(D)動作によって制御特性の改善を図る、すなわちPD制御を施す。そして、この値に正常電圧瞬時値Vrefを加算し、H(s)に入力する。同様に、伝達関数G(s)に入力する項は、負荷電流瞬時値Iinv1に対して、アンプ17Gと微分項演算部17Hおよびアンプ17IによってPD制御を施した値とする。
Here, the terms input to the transfer functions G (s) and H (s) in the equation (19) will be described. Since there is a deviation between the normal voltage instantaneous value Vref and the inverter output voltage Vout that are input to the transfer function H (s), the gain by the proportional (P) operation by the
本実施形態によれば、インバータ出力電圧瞬時値と正常電圧瞬時値との偏差に基づくPD制御を行い、かつACフィルタと負荷を考慮した電圧指令値を作成できる。そのため、PD制御による利得及び制御特性の改善とACフィルタの影響を取り除くことが可能となり、従来の方法よりも高精度な電圧制御ができる。 According to the present embodiment, PD control based on the deviation between the inverter output voltage instantaneous value and the normal voltage instantaneous value can be performed, and a voltage command value can be created in consideration of the AC filter and the load. Therefore, it becomes possible to improve the gain and control characteristics by PD control and remove the influence of the AC filter, and to perform voltage control with higher accuracy than the conventional method.
(実施形態5)
本実施形態は、実施形態4に示す演算ブロック構成に、AVR指令値を追加した電圧制御装置とするものである。
(Embodiment 5)
The present embodiment is a voltage control device in which an AVR command value is added to the arithmetic block configuration shown in the fourth embodiment.
図5は、図4の電圧制御部17がもつ演算ブロックに加えて、AVR部11で求めるAVR指令値を伝達関数H(s)への加算入力とする電圧制御部18とする。伝達関数H(s)は、正常電圧瞬時値Vrefとインバータ出力電圧瞬時値Voutとの偏差をPD制御して該正常電圧検出値Vrefに加算したものと、AVR指令値との和を入力とし、(20)式に従った演算を行う。
FIG. 5 shows a
本実施形態によれば、AVR制御により、インバータ出カ電圧の基本波成分は正常電圧と一致する。よって、実施形態4と比較して、インバータ出力電圧瞬時値と正常電圧との偏差に基づく制御の負担が軽減される。 According to the present embodiment, the fundamental component of the inverter output voltage matches the normal voltage by AVR control. Therefore, as compared with the fourth embodiment, the control burden based on the deviation between the inverter output voltage instantaneous value and the normal voltage is reduced.
なお、実施形態4、5におけるPD制御は、実施形態1〜3に適用して利得及び制御特性の改善を図ることができる。 The PD control in the fourth and fifth embodiments can be applied to the first to third embodiments to improve the gain and control characteristics.
3 PWMインバータ
4 負荷
6 ACフィルタ
11 AVR制御部
12 歪み補正部
14〜18 電圧制御部
3
Claims (3)
負荷の電流瞬時値Iloadを入力とし、以下の伝達関数G(s)をもつ第1の演算要素と、
A first calculation element having a load current instantaneous value Iload as an input and having a transfer function G (s) below;
負荷の電流瞬時値Iloadを入力とし、以下の伝達関数G(s)をもつ第1の演算要素と、
A first calculation element having a load current instantaneous value Iload as an input and having a transfer function G (s) below;
前記正常電圧瞬時値Vrefとインバータ出力電圧瞬時値Voutの偏差に対して比例微分(PD)制御して該正常電圧瞬時値Vrefの加算入力とする制御手段と、
負荷の前記電流瞬時値Iloadに対して比例微分(PD)制御して前記伝達関数G(s)の入力とする制御手段と、
を備えたことを特徴とする請求項1または2に記載のPWMインバータの出力電圧制御装置。 The voltage controller is
Control means for performing proportional differentiation (PD) control on the deviation between the normal voltage instantaneous value Vref and the inverter output voltage instantaneous value Vout and adding the normal voltage instantaneous value Vref as an input;
Control means for performing proportional differentiation (PD) control on the instantaneous current value Iload of the load and inputting the transfer function G (s);
The output voltage control apparatus of the PWM inverter according to claim 1 or 2 , further comprising:
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Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR102513991B1 (en) | 2016-04-15 | 2023-03-23 | 엘에스일렉트릭(주) | Apparatus for controlling solar light voltage |
KR102485699B1 (en) * | 2016-04-28 | 2023-01-05 | 엘에스일렉트릭(주) | Apparatus and method for damping of converter system |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09205774A (en) * | 1995-11-21 | 1997-08-05 | Hitachi Ltd | Controller of power converter |
JPH09224332A (en) * | 1996-02-15 | 1997-08-26 | Shinko Electric Co Ltd | Power converter |
JPH1023756A (en) * | 1996-06-28 | 1998-01-23 | Mitsubishi Electric Corp | Voltage inverter device and method for controlling it |
JP2004120820A (en) * | 2002-09-24 | 2004-04-15 | Meidensha Corp | Power converter |
JP2006146525A (en) * | 2004-11-19 | 2006-06-08 | Meidensha Corp | Power supply and method for compensating load voltage of power supply |
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