JP6783181B2 - Power converter - Google Patents
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Description
この発明は、リアクトルとスイッチング素子とを有しスイッチング素子のオンオフに伴うリアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、およびスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置に関するものである。 The present invention is a converter having a reactor and a switching element, which converts voltage between input / output ends by utilizing the stored and release operation of the reactor accompanying on / off of the switching element, and a control means for controlling the on / off of the switching element. It relates to a power conversion device equipped with.
例えば、太陽光発電装置のパワーコンディショナー（以下、ＰＶ−ＰＣＳと表記）は、太陽電池の直流電圧のレベルを調整変換するコンバータと、レベル変換した直流電圧を交流電圧に変換するインバータを持つ。ＰＶ−ＰＣＳのコンバータは、太陽光が日射急変などで変化する条件下であっても、常に最大電力が発電できるよう最適な電圧動作点への高速な追従機能と、系統電圧の瞬時電圧低下や位相跳躍など系統擾乱時の運転継続を可能とするため太陽電池の発電電力を急峻に調整する機能とを実現するため、太陽電池電圧の高速な制御を必要とする。 For example, a power conditioner of a photovoltaic power generation device (hereinafter referred to as PV-PCS) has a converter that adjusts and converts the DC voltage level of a solar cell, and an inverter that converts the level-converted DC voltage into an AC voltage. The PV-PCS converter has a high-speed tracking function to the optimum voltage operating point so that maximum power can always be generated even under conditions where sunlight changes suddenly due to sudden changes in solar radiation, and the instantaneous voltage drop of the system voltage. High-speed control of the solar cell voltage is required to realize the function of sharply adjusting the generated power of the solar cell in order to enable the continuation of operation during system disturbance such as phase jump.
これに対して、コンバータの入力電圧と出力電圧と通流率との関係より、入力電圧もしくは出力電圧が変動した際にフィードフォワード制御（以下、ＦＦ制御と表記）で制御応答性を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献１、２参照）。また、コンバータのリアクトル電流の連続性、即ち、スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、リアクトルに常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れる電流連続モードとリアクトルに電流が流れない非通流期間が存在する電流不連続モードとを判別し、電流連続モードと電流不連続モードとで制御を可変することで電流不連続モードにおける制御応答性を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献３参照）。
On the other hand, a technology for improving control responsiveness by feedforward control (hereinafter referred to as FF control) when the input voltage or output voltage fluctuates based on the relationship between the input voltage, output voltage, and flow rate of the converter. Is disclosed (see, for example,
コンバータに関係する各回路条件の変動幅が比較的大きく、機器の設計において電流連続モードだけでなく電流不連続モードの発生も考慮する必要がある場合を想定すると、特許文献１、２の発明は、電流連続モードのみを扱っており、電流連続モードと電流不連続モードとのモード変化における応答性変化を改善する方策をこれらの開示内容から期待することは出来ない。
Assuming that the fluctuation range of each circuit condition related to the converter is relatively large and it is necessary to consider the occurrence of not only the current continuous mode but also the current discontinuous mode in the design of the device, the inventions of
また、特許文献３では、電流連続モードと電流不連続モードとの制御モデルそれぞれに対して個別に異なる制御系を設計する必要があるという課題に加え、電流不連続モードの制御モデルは電流連続モードの制御モデルに比べて複雑な数式で成り立ち高速な制御応答設計が困難であるという課題がある。
Further, in
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電圧のレベルを調整変換するコンバータにおける電流連続モードと電流不連続モードとを区別しない単一の制御構成により処理し、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られる電力変換装置を実現することを目的とする。
更に、電流不連続モードにおけるスイッチング素子の同期整流を実現してその損失低減を図ることを目的とする。
The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and is processed by a single control configuration that does not distinguish between the current continuous mode and the current discontinuous mode in the converter that adjusts and converts the DC voltage level. It is an object of the present invention to realize a power conversion device capable of obtaining constant control response characteristics regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode.
Another object of the present invention is to realize synchronous rectification of the switching element in the current discontinuous mode to reduce the loss thereof.
第１の発明になる電力変換装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有しスイッチング素子のオンオフに伴うリアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、およびスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置であって、スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、リアクトルに常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れるモードを電流連続モード、リアクトルに電流が流れない非通流期間が存在するモードを電流不連続モードと称する場合、
制御手段は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず単一の制御構成で制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊として出力する第一制御器、非通流期間のスイッチング周期に対する比率を電流非通流率Ｄｎ（１＞Ｄｎ≧０）としたとき、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器、および第二通流率指令値Ｄ２＊に基づきスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を生成する駆動回路を備えたものである。
The power conversion device according to the first invention is a converter having a reactor and a switching element, and converting a voltage between the input / output ends by utilizing the charge-and-release operation of the reactor accompanying the on / off of the switching element, and switching. A power conversion device equipped with a control means for controlling the on / off of an element. In a switching cycle in which a switching element is turned on / off, a mode in which a current of either storage or release always flows in the reactor is a current continuous mode, and a current in the reactor. When a mode in which there is a non-current period in which current does not flow is called a current discontinuous mode,
The control means calculates the flow rate so that the controlled object value matches the control command value in a single control configuration regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode, and outputs it as the first current flow rate command value D1 *. When the ratio of the first controller to the switching cycle of the non-current flow period is the current non-current flow rate Dn (1> Dn ≧ 0), the control response characteristics are constant regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode. The second controller that corrects the first flow rate command value D1 * based on the current non-flow rate Dn and outputs it as the second flow rate command value D2 *, and the second flow rate command value D2. It is equipped with a drive circuit that generates a drive signal that drives the switching element on and off based on *.
第２の発明になる電力変換装置は、リアクトルとこのリアクトルの一端で互いに直列に接続された第一スイッチング素子および第二スイッチング素子とを有しこれらスイッチング素子のオンオフに伴うリアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、およびスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置であって、
スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、リアクトルに常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れる電流連続モードまたはリアクトルに電流が流れない非通流期間が存在する電流不連続モードで制御する場合、
制御手段は、制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率指令値を生成するとともに非通流期間のスイッチング周期に対する比率である電流非通流率を生成する制御器、対称三角波と通流率指令値とによるパルス幅変調で第一スイッチング素子をオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号を生成する第一三角波比較器、および第一ＰＷＭ信号に同期するのこぎり波と電流非通流率とによるパルス幅変調で非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、第一ＰＷＭ信号と非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで第二スイッチング素子をオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する第二三角波比較器を備えたものである。
The power conversion device according to the second invention has a reactor and a first switching element and a second switching element connected in series with each other at one end of the reactor, and the reactor is charged and released as the switching elements are turned on and off. A power conversion device equipped with a converter that converts voltage between input / output ends using operation and a control means that controls switching elements on and off.
When controlling in the current continuous mode in which the current always flows in the reactor or in the current discontinuous mode in which the current does not flow in the reactor in the switching cycle in which the switching element is turned on and off.
The control means is a controller that generates a flow rate command value so that the controlled object value matches the control command value and also generates a current non-flow rate, which is a ratio to the switching cycle of the non-flow period, and a symmetric triangular wave. A first triangular wave comparator that generates a first PWM signal that drives the first switching element on and off by pulse width modulation with a flow rate command value, and a pulse with a saw wave and current non-flow rate synchronized with the first PWM signal. The second PWM that drives the second switching element on and off by generating a non-current period pulse corresponding to the non-current period by width modulation and inverting the combined pulse of the first PWM signal and the non-current period pulse. It is equipped with a second triangular wave comparator that generates a signal.
以上のように、第１の発明になる電力変換装置は、電流連続モードか電流不連続モードかという定性的な判別ではなく、電流が流れない非通流期間を定量的に扱う電流非通流率Ｄｎという要素を新たに導入するとともに、第一制御器においてこの電流非通流率Ｄｎに関係なく単に制御対象値を制御指令値に一致させるという条件下で求められた第一通流率指令値Ｄ１＊を、電流非通流率Ｄｎの影響を抑制すべく電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるようこの電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器を備えたので、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る。 As described above, the power conversion device according to the first invention does not qualitatively determine whether the current is continuous mode or current discontinuous mode, but quantitatively handles the non-current non-current period during which no current flows. In addition to introducing a new element called rate Dn, the first flow rate command obtained under the condition that the controlled target value simply matches the control command value regardless of the current non-current flow rate Dn in the first controller. The value D1 * is set to the first value based on this current non-conduction rate Dn so that a constant control response characteristic can be obtained regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode in order to suppress the influence of the current non-current flow rate Dn. Since it is equipped with a second controller that corrects the flow rate command value D1 * and outputs it as the second current flow rate command value D2 *, the control response in the current discontinuous mode is improved to the same level as the control response in the current continuous mode. Can be done.
また、第２の発明になる電力変換装置は、電流非通流率を生成するとともに、第一三角波比較器で生成された第一スイッチング素子をオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号に対し、この第一ＰＷＭ信号に同期するのこぎり波と電流非通流率とによるパルス幅変調で非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、第一ＰＷＭ信号と非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで第二スイッチング素子をオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する第二三角波比較器を備えたので、第一スイッチング素子と第二スイッチング素子とによるいわゆる同期整流動作が実現し、電流連続性の有無に拘わらず、スイッチング素子の損失低減効果が得られる。 Further, the power conversion device according to the second invention generates the current non-current flow rate, and with respect to the first PWM signal for turning on / off the first switching element generated by the first triangular wave comparator. The pulse width modulation by the saw wave synchronized with the PWM signal and the current non-passing rate generates a non-passing period pulse corresponding to the non-passing period, and a combined pulse of the first PWM signal and the non-passing period pulse. Since it is equipped with a second triangular wave comparator that generates a second PWM signal that drives the second switching element on and off by inverting, so-called synchronous rectification operation by the first switching element and the second switching element is realized, and the current The effect of reducing the loss of the switching element can be obtained regardless of the presence or absence of continuity.
実施の形態１．
図１は、本願発明を適用する電力変換装置の基本的な構成を示す図で、ここでは、主として、そのコンバータ部分を中心とした構成について説明する。
電力変換装置１００は、直流電源１と負荷１０１、直流電源１０２、電力変換装置１０３のいずれかとの間で電力変換の動作を行う。そして、電力変換装置１００は、リアクトルＬ１と、このリアクトルＬ１の一端で互いに直列に接続された第一スイッチング素子Ｓａおよび第二スイッチング素子Ｓｂとを有しこれらスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのオンオフ動作に伴うリアクトルＬ１の蓄勢放勢動作を利用して入力端電圧Ｖｉｎと出力端電圧Ｖｏｕｔとの間で電圧電力の変換を行うコンバータ２と、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂをオンオフ制御する制御手段としての制御装置３とを備えている。
FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration of a power conversion device to which the present invention is applied, and here, a configuration centered on a converter portion thereof will be described.
The
なお、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに代表される自己消弧形の半導体スイッチング素子が使用され、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードが接続されている。ＭＯＳＦＥＴの場合は寄生ダイオードを利用してもよい。また、直流電源１が放電動作に限定される場合はスイッチング素子Ｓｂをダイオードに置き換えてよく、同様に直流電源１が充電動作に限定される場合はスイッチング素子Ｓａをダイオードに置き換えてよい。
As the switching elements Sa and Sb, for example, self-extinguishing semiconductor switching elements typified by IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and the like are used. A freewheel diode is connected. In the case of MOSFET, a parasitic diode may be used. Further, when the
コンバータ２の入力側にはコンデンサＣ１、出力側にはコンデンサＣ２が接続されている。また、入力端電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出器としての第一電圧検出器４および出力端電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出器としての第二電圧検出器５、更に、リアクトルＬ１の電流ＩＬを検出する電流検出器としての第一電流検出器６を備えている。
A capacitor C1 is connected to the input side of the
図１に示すコンバータ２は、その汎用性を考慮して２個のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂを有するとともに、特にスイッチング素子Ｓｂに供給する駆動信号の回路に切替スイッチＳＷを挿入し、スイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号を供給する場合と供給しない（ＯＦＦ）場合とを切替可能な構成としている。
The
先ず、これら各ケースにおけるコンバータ２の動作の概略を説明する。
スイッチング素子Ｓｂにスイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号を供給する場合、コンバータ２の放電動作（直流電源１から負荷１０１へ放電）においては、スイッチング素子Ｓａがオンのとき、直流電源１からスイッチング素子Ｓａに電流が流入しリアクトルＬ１にエネルギーを蓄える（蓄勢）。次いで、スイッチング素子Ｓａがオフすると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは負荷１０１に供給される（放勢）。
First, the outline of the operation of the
When the inversion signal of the drive signal to the switching element Sa is supplied to the switching element Sb, in the discharge operation of the converter 2 (discharging from the
コンバータ２の充電動作（負荷１０１から直流電源１に充電）においては、スイッチング素子Ｓｂがオンのとき、負荷１０１からリアクトルＬ１にエネルギーを蓄える（蓄勢）。スイッチング素子Ｓｂがオフのとき、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは直流電源１に供給される（放勢）。
In the charging operation of the converter 2 (charging the
これに対し、スイッチング素子Ｓｂに駆動信号を供給しない（ＯＦＦ）場合、従って、この場合は、直流電源１から負荷１０１への放電動作のみの動作となるが、スイッチング素子Ｓｂをダイオードで構成できその分装置が簡便安価なものとし得る。しかし、この場合、特に次の点で、上述した、スイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号で駆動されるスイッチング素子Ｓｂを備えた場合の動作と異なる。
On the other hand, when the drive signal is not supplied to the switching element Sb (OFF), therefore, in this case, only the discharge operation from the
即ち、コンバータ２に関係する各回路条件、例えば、直流電源１の電圧電流、負荷１０１の電圧電流の変動幅が比較的大きく、リアクトルＬ１がその放勢動作の課程でその電流が零まで低下すると、以降、スイッチング素子Ｓａがオンとなるまでの期間では電流零の状態が継続する（非通流期間）。ちなみに、スイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号で駆動されるスイッチング素子Ｓｂを設けている場合は、リアクトルＬ１の電流が一旦零になった後は、スイッチング素子Ｓｂを経て負荷１０１からリアクトルＬ１に反転した電流が流入し非通流期間は生じない。
That is, when each circuit condition related to the
以下、本願では、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂをオンオフするスイッチング周期において、リアクトルＬ１に常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れるモードを電流連続モード、リアクトルＬ１に電流が流れない非通流期間が存在するモードを電流不連続モードと称することとする。 Hereinafter, in the present application, in the switching cycle in which the switching elements Sa and Sb are turned on and off, the mode in which either the accumulating or releasing current always flows in the reactor L1 is the current continuous mode, and the non-current period in which the current does not flow in the reactor L1. The mode in which is present is referred to as a current discontinuous mode.
以上のように、電流連続モードのみでなく電流不連続モードでの動作が避けられない電力変換装置においては、この電流不連続モードでの非通流期間の存在が電圧制御系の外乱となり、先の発明が解決しようとする課題の欄で既述した通り、電流連続モードと電流不連続モードとの制御モデルそれぞれに対して個別に異なる制御系を設計する必要があるという課題に加え、電流不連続モードの制御モデルは電流連続モードの制御モデルに比べて複雑な数式で成り立ち高速な制御応答設計が困難であるという課題等がある。 As described above, in the power conversion device in which the operation in the current discontinuous mode is unavoidable as well as the current continuous mode, the existence of the non-current flow period in the current discontinuous mode causes disturbance of the voltage control system. As described in the section of the problem to be solved by the present invention, in addition to the problem that it is necessary to individually design different control systems for each of the control models of the current continuous mode and the current discontinuous mode, the current failure Compared to the current continuous mode control model, the continuous mode control model consists of complicated mathematical formulas, and there is a problem that it is difficult to design a high-speed control response.
本願第１の発明は、以上の課題を解決すべく、電流連続モードと電流不連続モードとを区別しない単一の制御構成により処理し、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られる電力変換装置を実現することを目的とするものである。 In order to solve the above problems, the first invention of the present application processes by a single control configuration that does not distinguish between the current continuous mode and the current discontinuous mode, and is constant regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode. The purpose is to realize a power conversion device that can obtain control response characteristics.
なお、上述した通り、本願の各図では、コンバータの汎用性を考慮した、切替スイッチＳＷとともにスイッチング素子Ｓｂを備えた構成としているが、本願発明は、電流不連続モードの運転をも対象とするものである。従って、以下では特に触れないが、切替スイッチＳＷは常にＯＦＦとした状態、または、スイッチング素子Ｓｂをダイオードで置換した場合との前提で、制御装置３を中心とした構成および動作について詳細に説明する。
As described above, in each of the drawings of the present application, the switching element Sb is provided together with the changeover switch SW in consideration of the versatility of the converter, but the present invention also covers the operation in the current discontinuous mode. It is a thing. Therefore, although not particularly described below, the configuration and operation centering on the
ここでは、下記のケースについて説明する。即ち、先ず制御装置３の制御対象値として、（１）コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎとする場合、（２）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔとする場合、更に、（３）リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬとする場合を取り上げる。
また、非通流期間のスイッチング周期に対する比率で定義される、本願発明で要部を成す電流非通流率Ｄｎを得る方法として、リアクトルＬ１の電流検出値に基づき算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合と演算により求める電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合とを取り上げる。
Here, the following cases will be described. That is, first, when the control target value of the
Further, as a method of obtaining the current non-flow rate Dn which is the main part in the present invention, which is defined by the ratio to the switching cycle of the non-flow period, the current non-flow rate detection calculated based on the current detection value of the reactor L1. The case where the value Dndet is used and the case where the current non-current rate estimated value Dnhat obtained by calculation is used will be taken up.
以下、本願発明の実施の形態１として、（１）制御装置３の制御対象値をコンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎとし、かつ、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合を代表例としてこれを中心に詳細に説明し、電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合は、主として、後段の実施の形態２で詳細に説明するものとする。
Hereinafter, as the first embodiment of the present invention, (1) the case where the control target value of the
図２は、本願発明の実施の形態１としての電力変換装置１００の構成を示す図で、コンバータ２の入力側には、図１の直流電源として電圧調整可能な太陽電池２０１が接続され、出力側には、図１の電力変換装置１０３が接続されている。なお、この電力変換装置１０３は、詳細は省略するが、内部に備えた電圧センサとＤＣバス電圧制御器とにより、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔ、即ち、コンデンサＣ２の電圧を予め設定された一定の電圧に維持する機能を有している。
FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the
図２の制御装置３は、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔを一定とする条件下、制御対象値として第一電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎとし、制御指令値として、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊とする制御を実行する。
第一制御器３１は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらずコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎが入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。
The
The
第二制御器３２は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき内部で算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
駆動回路としてのＰＷＭ変調部３３は、第二制御器３２からの第二通流率指令値Ｄ２＊と対称三角波Ｃとの比較演算を行い、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）によりスイッチング素子Ｓａをオンオフ駆動する駆動信号を出力する。
The
The
図３は、ＰＷＭ変調部３３の動作の一例を示すもので、第二スイッチング素子Ｓｂに駆動信号を供給せず（ＳＷ：ＯＦＦ）電流不連続モードが発生した場合の第一スイッチング素子Ｓａに供給される駆動信号およびリアクトルＬ１の電流ＩＬを示す。非通流期間が存在し電流非通流率Ｄｎ＞０が発生していることが分かる。
FIG. 3 shows an example of the operation of the
図４は、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する点のみが異なり、その他の構成は図２と同様とした場合の電力変換装置１００の構成を示す図である。
この場合、第二制御器３２は、第一電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとから内部で電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算により求め、この電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the
In this case, the
但し、上述した通り、本願では、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合は、主として後段の実施の形態２で説明するとしているので、以下、先の図２に示す電力変換装置の動作特性について説明する。 However, as described above, in the present application, when the current non-flow rate estimated value Dnhat is used as the current non-flow rate, it is mainly described in the second embodiment, so the following is shown in FIG. The operating characteristics of the power converter shown will be described.
ここで、図２で上述した第一制御器３１および第二制御器３２の担うべき機能について確認する。
第一制御器３１は、上述の通り、コンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎが入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。即ち、いわゆるフィードバック制御により、電流連続モードか電流不連続モードかに拘わらず、従って、例えば、電流非通流率Ｄｎ＝０の電流連続モードからＤｎ＞０の電流不連続モードに移行しても、第一制御器３１は、このＤｎの変化に関係なく、もっぱら制御対象値の検出値Ｖｉｎを指令値Ｖｉｎ＊に追従させる制御を継続する。
Here, the functions to be played by the
As described above, the
従って、定常状態での検出値Ｖｉｎを指令値Ｖｉｎ＊に一致させるという目標は、第一制御器３１のみにより実現できる。
しかし、既述したように、例えば、日射急変や系統騒乱等の外乱に対処するため高い制御応答性が要求されるなか、電流非通流率Ｄｎの変化が更なる外乱として加わり、制御特性に悪影響を及ぼし得ることが懸念される。
Therefore, the goal of matching the detected value Vin in the steady state with the command value Vin * can be realized only by the
However, as described above, while high control responsiveness is required to deal with disturbances such as sudden changes in solar radiation and system disturbance, changes in the current non-flow rate Dn are added as further disturbances to the control characteristics. There is concern that it may have an adverse effect.
第二制御器３２は、この制御応答特性における電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する機能を担うものである。このため、制御装置３を含むコンバータ２における制御系入出力間のブロック線図およびそれに基づく伝達関数の検討が必要となる。以下、この方向に沿って説明を続ける。
The
図５は、図２に対応する制御系のブロック線図である。図５において、左半分は、制御装置３に相当する部分、その右は、制御装置３からの駆動信号に基づき動作するコンバータ２に相当する部分、更にその右は、太陽電池２０１およびコンデンサＣ１を模擬する部分を示す。
FIG. 5 is a block diagram of the control system corresponding to FIG. In FIG. 5, the left half corresponds to the
制御装置３内の第一制御器３１に相当する部分は、一般的なＰＩ制御系で示し、第二制御器３２は演算Ｇを実行する演算系、ＰＷＭ変調部３３は、むだ時間要素を統合してｅ−ｓτと表現している。
コンバータ２に相当する部分で、電流非通流率Ｄｎ（１＞Ｄｎ≧０）は、（１）式に示す通り、リアクトルＬ１に電流が流れない非通流期間Ｔｎをスイッチング周期Ｔｃで規格化した値である。
The part corresponding to the
In the part corresponding to the
電圧Ｖｉｎ０とインピーダンスＺは、太陽電池２０１の発電特性に依存する値である。太陽電池２０１は、開放電圧近傍で電源インピーダンス零の電圧源のように振る舞い、短絡電流近傍で電源インピーダンス無限大の電流源のように振る舞う。つまり、太陽電池２０１は、その動作点の変化により電源インピーダンスＺが変化する特性を持ち、この電源インピーダンスＺが制御系に影響を与えることになる。
The voltage Vin0 and the impedance Z are values that depend on the power generation characteristics of the
コンバータ２に相当する部分のブロック線図は以下に示す根拠で求まる。即ち、スイッチング周期において、リアクトルＬ１の入力側の端子は、常に電圧Ｖｉｎとなり、一方出力側の端子の電圧は、通流率をＤ（Ｄ２＊）とすると、Ｄの期間（スイッチング素子Ｓａがオン）では０、（１−Ｄ−Ｄｎ）の期間（Ｓａがオフ）ではＶｏｕｔ、Ｄｎの期間（非通流期間）ではＶｉｎとなる。このことから、リアクトルＬ１の両端に係る平均電圧ＶＬａは、（２）式で表される。
The block diagram of the portion corresponding to the
ＶＬａ＝（１−Ｄｎ）・Ｖｉｎ−（１−Ｄ−Ｄｎ）・Ｖｏｕｔ ・・・（２） VLa = (1-Dn), Vin- (1-D-Dn), Vout ... (2)
この電圧ＶＬａをリアクトルＬ１のリアクタンスｓＬ１で除すことでリアクトルＬ１に流れる電流が求まる。そして、太陽電池２０１からの電流からリアクトルＬ１の電流を差し引いたコンデンサＣ１の電流にコンデンサＣ１のリアクタンス（１／ｓＣ１）を掛けることで電圧Ｖｉｎが得られる。
By dividing this voltage VLa by the reactance sL1 of the reactor L1, the current flowing through the reactor L1 can be obtained. Then, the voltage Vin is obtained by multiplying the current of the capacitor C1 obtained by subtracting the current of the reactor L1 from the current from the
（３）、（４）式は、図５のブロック線図に基づき得られる伝達関数で、（３）式は、第一電圧検出器４からの検出値Ｖｉｎに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨを示す。ここでは、第二制御器３２で実行する演算Ｇは１、従って、この発明に係る補正処理を行わないという条件で表現している。
（４）式は、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）である。なお、表示を簡単にするため、検出値Ｖｉｎに対する制御系の閉ループ伝達関数は、指令値Ｖｉｎ＊を用いてＶｉｎ／Ｖｉｎ＊で表している。
Equations (3) and (4) are transfer functions obtained based on the block diagram of FIG. 5, and equation (3) is an open-loop transfer function GH of the control system for the detection value Vin from the
Equation (4) is a Dn disturbance transfer function (Vin / Dn). In order to simplify the display, the closed loop transfer function of the control system for the detected value Vin is represented by Vin / Vin * using the command value Vin *.
次に、以上の伝達関数の導出根拠について解説する。
図６は、図５のブロック線図を、外乱Ｄｎを典型的な形で表したブロック線図である。（３）式の開ループ伝達関数ＧＨは、図６に示す閉ループ制御系における一巡伝達関数Ａ・Ｂ・Ｃに相当し、（５）式で表現される。
Next, the rationale for deriving the above transfer function will be explained.
FIG. 6 is a block diagram showing the disturbance Dn in a typical form from the block diagram of FIG. The open-loop transfer function GH of Eq. (3) corresponds to the one-round transfer functions A, B, and C in the closed-loop control system shown in FIG. 6, and is expressed by Eq. (5).
ここで、Ｋｐ、Ｋｉは、制御装置３の第一制御器３１におけるＰＩ制御系のそれぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン、Ｇは、制御装置３の第二制御器３２が実行する演算の内容、Ｄは、制御装置３の出力、Ｃは、−１に対応する。ｓは、ラプラス演算子を示す。
（６）式は、（５）式のＶｉｎ／Ｄを導出するため、図５の制御装置３を除く部分の関係式である。ここでは、個々の伝達関数であるブロックＡとブロックＢとの間で発生する外乱Ｄｎは無視している。
Here, Kp and Ki are the proportional gain and the integral gain of the PI control system in the
Eq. (6) is a relational expression of a part excluding the
（７）式は、（６）式の電圧関数を左辺にまとめたものである。 Equation (7) is a compilation of the voltage functions of Equation (6) on the left side.
（８）式は、Ｖｉｎ／Ｄの開ループ伝達関数に関係しない図５の外部入力「１」、「Ｖｉｎ０」の関数を（７）式から除外した関数である。 Equation (8) is a function excluding the functions of the external inputs “1” and “Vin0” of FIG. 5 which are not related to the open loop transfer function of Vin / D from the equation (7).
更に、（９）式は、（８）式を整理した関数である。 Further, Eq. (9) is a function in which Eq. (8) is arranged.
（１０）式は、（９）式を（５）式に代入した結果である。（１０）式においてＧ＝１と置いたのが、先の（３）式に該当するわけである。
なお、以上ではＤｎの影響を（３）式で表される開ループ伝達関数ＧＨで評価しているが、これは、閉ループ伝達関数に比べＤｎの影響がより顕著に現れるからである。
Equation (10) is the result of substituting equation (9) into equation (5). The fact that G = 1 is set in the equation (10) corresponds to the above equation (3).
In the above, the influence of Dn is evaluated by the open-loop transfer function GH represented by the equation (3), because the influence of Dn appears more prominently than the closed-loop transfer function.
（１１）式は、図６と（１０）式をもとに導出したＶｉｎ／Ｖｉｎ＊の伝達関数である。ここでは、数式を簡単にするためｅ−ｓτを１と置いている。また、ブロックＣとブロックＡとの間で発生する指令値Ｖｉｎ＊は除いている。
Equation (11) is a Vin / Vin * transfer function derived based on
同様にして、Ｖｉｎ／Ｄｎの伝達関数は（１２）式で求められる。 Similarly, the transfer function of Vin / Dn is obtained by Eq. (12).
（１１）式と（１２）式を用いて、Ｖｉｎは（１３）式で表される。 Vin is represented by Eq. (13) using Eqs. (11) and (12).
以上の各伝達関数を基に、本願発明の要部である第二制御器３２の機能、即ち、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する機能について詳述する。
Based on each of the above transfer functions, the function of the
以下、（１３）式を参照して図７に示す第二制御器３２の内部構成図により説明する。図７において、第一非通流率補償部３２１は、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき、コンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと制御指令値であるＶｉｎ＊とを関係づける伝達関数、即ち、（１３）式の左辺と右辺第１項との関係、従って（１１）式に示す伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊＝−ＡＢ／（１＋ＡＢＣ）に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正の演算Ｇ１を担う。
Hereinafter, the description will be made with reference to the equation (13) with reference to the internal configuration diagram of the
第二非通流率補償部３２２は、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき、コンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数、即ち、（１３）式の左辺と右辺第２項との関係、従って（１２）式に示す伝達関数Ｖｉｎ／Ｄｎ＝−Ｂ／（１＋ＡＢＣ）に対する電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正の演算Ｇ２を担う。
The second non-current flow
先ず、第一非通流率補償部３２１について説明する。（１１）式の中で、Ｄｎに依存する関数は、
First, the first non-flow
である。この内、前者の関数は、Ｄｎの増加に伴い全周波数領域のゲインを増加させる関数で、制御特性への影響が大きい。一方、後者の関数は、２次標準形の関数 Is. Of these, the former function is a function that increases the gain in the entire frequency region as Dn increases, and has a large effect on the control characteristics. On the other hand, the latter function is a quadratic standard function.
に対応し、Ｄｎの増加に伴い固有角周波数が低下する関数で、制御特性への影響は前者の関数に比べて小さい。
そこで、上述の前者の関数のみを考慮して、演算Ｇ１として、Ｄ１＊に（１−Ｄｎｄｅｔ）を乗算する演算を行う。これにより、（３）式の開ループ伝達関数ＧＨは、（１４）式となる。
This is a function in which the natural angular frequency decreases as Dn increases, and the effect on the control characteristics is smaller than that of the former function.
Therefore, in consideration of only the former function described above, the operation of multiplying D1 * by (1-Dndet) is performed as the operation G1. As a result, the open-loop transfer function GH of Eq. (3) becomes Eq. (14).
閉ループ伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊で、電流連続モードの場合と電流不連続モードの場合とを比較すると、それぞれ（１５）式および（１６）式となる。 Comparing the case of the current continuous mode and the case of the current discontinuous mode with the closed loop transfer function Vin / Vin *, the equations (15) and (16) are obtained, respectively.
ここで、 here,
は、固有角周波数として十分高い値であることを考えると、両者の閉ループ伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊は、ほぼ同一とみなすことが出来る。
即ち、第一非通流率補償部３２１において、演算Ｇ１として、（１−Ｄｎｄｅｔ）×Ｄ１＊を実行することにより、閉ループ伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊に及ぼす電流非通流率の影響を取り除くことが出来る。
Considering that is a sufficiently high value as the natural angular frequency, both closed-loop transfer functions Vin / Vin * can be regarded as substantially the same.
That is, in the first non-flow
次に、第二非通流率補償部３２２について説明する。先ず、この第二非通流率補償部３２２が存在しない場合を想定し、簡単のため、（１２）式のＶｉｎとＶｉｎ＊とが定常時に一致するとしてＶｉｎ／Ｖｉｎ＊＝１と置くと、（１２）式は（１７）式で表される。
Next, the second non-flow
仮に、ＰＩ制御系の積分ゲインＫｉが０の場合、（１７）式は（１８）式に収束する。 If the integral gain Ki of the PI control system is 0, the equation (17) converges to the equation (18).
また、ＰＩ制御系の積分ゲインＫｉが０でない場合、最終値の定理により、（１７）式は（１９）式に収束する。 Further, when the integral gain Ki of the PI control system is not 0, the equation (17) converges to the equation (19) according to the final value theorem.
以上の通り、ＰＩ制御系の積分ゲインＫｉが０の場合、（１３）式、（１８）式から電流非通流率Ｄｎによる定常偏差が発生することが分かる。
そこで、第二非通流率補償部３２２において、演算Ｇ２として、第一通流率指令値Ｄ１＊から電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを差し引くと、（１７）式は（２０）式に改善出来る。
As described above, when the integrated gain Ki of the PI control system is 0, it can be seen from the equations (13) and (18) that a steady deviation due to the current non-flow rate Dn occurs.
Therefore, in the second non-flow
また、（２０）式は、（２１）式の形でも表現できる。ここで、（１２）式から（１７）式の導出過程で省略したＶｉｎ／Ｖｉｎ＊を再度記載する。 Further, the equation (20) can be expressed in the form of the equation (21). Here, Vin / Vin * omitted in the derivation process of equations (12) to (17) will be described again.
ここで、ΔＤｎ＝Ｄｎ−Ｄｎｄｅｔである。
従って、実機の電流非通流率Ｄｎと電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔとが一致すると、たとえ、積分ゲインＫｉが０であっても、電流非通流率Ｄｎの発生に伴う電圧Ｖｉｎの変化を相殺することが出来る。
Here, ΔDn = Dn−Dndet.
Therefore, if the current non-flow rate Dn of the actual machine and the current non-flow rate detection value Dndet match, even if the integrated gain Ki is 0, the voltage Vin changes due to the generation of the current non-flow rate Dn. Can be offset.
第二制御器３２の全体の機能、即ち、演算Ｇの内容を、先の（１３）式に対応して示すと（２２）式となる。
When the overall function of the
この（２２）式のＤｎに、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを代入することにより、コンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと制御指令値であるＶｉｎ＊とを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正およびコンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正の両者の補正を実効あらしめることができ、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る。
By substituting the current non-passage rate detection value Dndet calculated based on the current detection value IL of the reactor L1 from the first
以下は、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用して第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を得るという点では以上で説明した事例と同様であるが、制御装置３の制御対象値が異なる場合である。但し、本願発明の要旨としては、先に詳述した内容と変わるところがないので、回路構成の先の事例と異なる部分およびそれに伴うブロック線図、更には各伝達関数について説明するに留め、詳細な説明は省略するものとする。
The following is the same as the case described above in that the first flow rate command value D1 * is corrected by using the current non-flow rate detection value Dndet to obtain the second flow rate command value D2 *. However, there is a case where the controlled object value of the
図８は、制御装置３の制御対象値を、（２）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔとする場合の代表的な構成を示す。コンバータ２の入力側には太陽電池２０１が接続されており、入力端電圧Ｖｉｎは、別途一定に保持されており、コンバータ２の出力側には、負荷１０１が接続されている。
FIG. 8 shows a typical configuration when the controlled object value of the
図８の制御装置３は、コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎを一定とする条件下、制御対象値として第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとし、制御指令値として、コンバータ２の出力端電圧の指令値Ｖｏｕｔ＊とする制御を実行する。
第一制御器３１は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらずコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔが出力端電圧の指令値Ｖｏｕｔ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。
The
The
第二制御器３２は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき内部で算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
The
図９は、参考までに示すもので、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する点のみが異なり、その他の構成は図８と同様とした場合の電力変換装置１００の構成を示す図である。
この場合、第二制御器３２は、第１電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとから内部で電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算により求め、この電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
FIG. 9 is shown for reference only, except that the estimated current non-flow rate Dnhat is used as the current non-flow rate, and the other configurations are the same as those of FIG. 8 of the
In this case, the
図１０は、制御装置３の制御対象値を、（３）リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬとする場合の代表的な構成を示す。コンバータ２の入力側には太陽電池２０１が接続され、コンバータ２の出力側には、電力変換装置１０３が接続され、出力端電圧Ｖｏｕｔは、この電力変換装置１０３により一定に保持されている。
FIG. 10 shows a typical configuration in the case where the controlled object value of the
図１０の制御装置３は、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔを一定とする条件下、制御対象値として第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流の検出値ＩＬとし、制御指令値として、リアクトルＬ１の電流の指令値ＩＬ＊とする制御を実行する。
第一制御器３１は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらずリアクトルＬ１の電流の検出値ＩＬが電流の指令値ＩＬ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。
In the
The
第二制御器３２は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき内部で算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
The
図１１は、参考までに示すもので、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する点のみが異なり、その他の構成は図１０と同様とした場合の電力変換装置１００の構成を示す図である。
この場合、第二制御器３２は、第１電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとから内部で電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算により求め、この電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
FIG. 11 is shown for reference only, except that the estimated current non-flow rate Dnhat is used as the current non-flow rate, and the other configurations are the same as those in FIG. 10. It is a figure which shows the structure.
In this case, the
図１２は、図８に対応する制御系のブロック線図である。
図１３は、図１０に対応する制御系のブロック線図である。
FIG. 12 is a block diagram of the control system corresponding to FIG.
FIG. 13 is a block diagram of the control system corresponding to FIG.
（２３）、（２４）式は、図１２のブロック線図に基づき得られる伝達関数で、先の事例の（３）、（４）式に対応するものである。 Equations (23) and (24) are transfer functions obtained based on the block diagram of FIG. 12, and correspond to equations (3) and (4) of the previous example.
（２３）式は、指令値Ｖｏｕｔ＊の検出値Ｖｏｕｔに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨを示す。ここでは、第二制御器３２で実行する演算Ｇは１、従って、この発明に係る補正処理を行わないという条件で表現している。
（２４）式は、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｏｕｔ／Ｄｎ）である。なお、表示を簡単にするため、検出値Ｖｏｕｔに対する制御系の閉ループ伝達関数は、指令値Ｖｏｕｔ＊を用いてＶｏｕｔ／Ｖｏｕｔ＊で表している。
Equation (23) shows the open-loop transfer function GH of the control system with respect to the detected value Vout of the command value Vout *. Here, the operation G executed by the
Equation (24) is a Dn disturbance transfer function (Vout / Dn). In order to simplify the display, the closed loop transfer function of the control system for the detected value Vout is represented by Vout / Vout * using the command value Vout *.
（２５）、（２６）式は、図１３のブロック線図に基づき得られる伝達関数で、先の事例の（３）、（４）式に対応するものである。 Equations (25) and (26) are transfer functions obtained based on the block diagram of FIG. 13, and correspond to equations (3) and (4) of the previous example.
（２５）式は、指令値ＩＬ＊の検出値ＩＬに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨを示す。ここでは、第二制御器３２で実行する演算Ｇは１、従って、この発明に係る補正処理を行わないという条件で表現している。
（２６）式は、Ｄｎ外乱伝達関数（ＩＬ／Ｄｎ）である。なお、表示を簡単にするため、検出値ＩＬに対する制御系の閉ループ伝達関数は、指令値ＩＬ＊を用いてＩＬ／ＩＬ＊で表している。
Equation (25) shows the open-loop transfer function GH of the control system with respect to the detected value IL of the command value IL *. Here, the operation G executed by the
Equation (26) is a Dn disturbance transfer function (IL / Dn). In order to simplify the display, the closed-loop transfer function of the control system for the detected value IL is represented by IL / IL * using the command value IL *.
先の事例で説明したと同様の要領により、（２３）、（２４）式に示す伝達関数を基に、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器３２の機能である演算Ｇを求めた結果を（２７）式に示す。先の事例の（２２）式に対応するものである。
Based on the transfer functions shown in equations (23) and (24) in the same manner as described in the previous example, the current is obtained so that a constant control response characteristic can be obtained regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode. The result of obtaining the calculation G, which is a function of the
なお、（２７）式における右辺のＤ２＊には、過去の演算結果、例えば、スイッチング周期などの時間に同期したＮ回目の演算時に、（Ｎ−１）回目の値を用いることで制御の安定化を図るようにする。 For D2 * on the right side in Eq. (27), control is stabilized by using the value of the (N-1) th time when the past calculation result, for example, the Nth calculation synchronized with the time such as the switching cycle, is used. Try to make it.
第二制御器３２により、（２７）式による演算Ｇを機能させることにより、（２３）式の伝達関数は（２８）式の伝達関数に、（２４）式の伝達関数は（２９）式の伝達関数に改善される。
By making the operation G according to the equation (27) function by the
同様に、（２５）、（２６）式に示す伝達関数を基に、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器３２の機能である演算Ｇを求めた結果を（３０）式に示す。先の事例の（２２）式に対応するものである。
Similarly, based on the transfer functions shown in Eqs. (25) and (26), the first is based on the current non-current flow rate Dn so that a constant control response characteristic can be obtained regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode. Equation (30) shows the result of obtaining the calculation G, which is a function of the
第二制御器３２により、（３０）式による演算Ｇを機能させることにより、（２５）式の伝達関数は（３１）式の伝達関数に、（２６）式の伝達関数は（３２）式の伝達関数に改善される。
By making the operation G according to the equation (30) function by the
以上のように、詳細な説明は省略したが、制御装置３の制御対象値を、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔとする場合、また、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬとする場合も、コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎとする先の事例の場合と同様、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る。
As described above, although detailed description has been omitted, the input of the
なお、以上の第二制御器３２では、第一非通流率補償部３２１と第二非通流率補償部３２２との両者を設けたものとしたが、これに限らず、いずれか一方のみを備えたものとしても良い。
この場合、電流非通流率Ｄｎｄｅｔを利用した、上述した線形補正または外乱補正による効果が得られ、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれても制御応答性の変化を抑制することができる。
In the above
In this case, the effect of the above-mentioned linear correction or disturbance correction using the current non-flow rate Dndet can be obtained, and the change in control response can be suppressed even if the current continuity of the reactor L1 is impaired.
以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置は、その第二制御器３２において、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを算出し、制御対象値と制御指令値とを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正の演算Ｇ１を担う第一非通流率補償部３２１および制御対象値と電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正の演算Ｇ２を担う第二非通流率補償部３２２のいずれかまたは双方を備えたので、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれても制御応答性の変化を抑制することができる。
As described above, in the
実施の形態２．
図１４は、本願発明の実施の形態２としての電力変換装置１００の構成を示す図である。
図１４は、太陽光発電装置として、先の図２の構成を更に具体化したもので、電力変換装置１００および電力変換装置１０３を含むパワーコンディショナー２００として図示している。ここでは、第一制御器３１に出力する、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊を生成するＭＰＰＴ演算部３０を備えている。
FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a
FIG. 14 is a further embodiment of the configuration of FIG. 2 as a photovoltaic power generation device, and is illustrated as a
ＭＰＰＴ演算部３０は、電力検出器７からの、パワーコンディショナー２００への入力電力Ｖｉｎ×Ｉｉｎが最大となるよう電圧目標値である、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊を生成する。ここで、パワーコンディショナー２００の出力電力を検出可能として、この出力電力Ｖｏｕｔ×Ｉｌｏａｄが最大となるよう電圧目標値である、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊を生成するようにしてもよい。
The
なお、太陽光発電装置において、日射量が変化する中、常にその電力を最大にするよう目標電圧を追従させる制御機構自体については、種々の方式が公知であるので、ここでは説明を省略する。
また、この図１４のＭＰＰＴ演算部３０は、第二電圧検出器５からの検出出力Ｖｏｕｔを取り込み、上記の機能に加え、電力変換装置１００と電力変換装置１０３との接続点の電圧が、系統等の何らかの原因で予め定められた値を超えたとき、上記した最大電力制御に優先して、太陽電池２０１から発電する電力を抑制する機能を備えている。
In the photovoltaic power generation device, various methods are known for the control mechanism itself that always follows the target voltage so as to maximize the electric power while the amount of solar radiation changes, and thus the description thereof will be omitted here.
Further, the
図において、第一制御器３１は、先の実施の形態１の図２と同様、コンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎが入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。
In the figure, as in FIG. 2 of the first embodiment, the
第二制御器３２は、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊補正して第二通流率指令値Ｄ２＊を生成するが、既述したように、先の実施の形態１の第二制御器３２では、電流非通流率Ｄｎとして、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値を基に算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用して第二通流率指令値Ｄ２＊を演算していたのに対し、この実施の形態２では、リアクトルＬ１の電流検出値を用いることなく、第二制御器３２の内部で演算により求めた電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用して第二通流率指令値Ｄ２＊を求める。
従って、以下では、この実施の形態１と異なる点を中心に詳細に説明し、その他実施の形態１と共通する部分は、簡略化して説明するものとする。
The
Therefore, in the following, the points different from the first embodiment will be described in detail, and the other common parts with the first embodiment will be briefly described.
以上、太陽光発電装置をより具体化して示す図１４から理解されるように、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊は、太陽光による日射量の変化や系統運転状態の変化等によりその値が時間の経過で変動する。この結果、電流連続モードに限らず電流不連続モードでの運転も含めた設計が必要となり、しかも、指令値Ｖｉｎ＊の変化への高速応答が要求され、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る本願発明の要請が高まるわけである。
As described above, as can be understood from FIG. 14 showing the photovoltaic power generation device more concretely, the command value Vin * of the input terminal voltage of the
図１５は、図１４に対応する制御系のブロック線図である。以下、先の図５で示す実施の形態１の場合と異なる第二制御器３２を中心に以下詳細に説明する。
即ち、ここでは、リアクトルＬ１の電流検出値を用いることなく、第二制御器３２の内部で演算により求めた電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用して第二通流率指令値Ｄ２＊を求める。
そのため、実施の形態２の第二制御器３２では、後段で詳述するように、リアクトルＬ１の電流連続性の有無によって変化する通流率と昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）との関係に着目することで電流非通流率Ｄｎを演算により推定する電流非通流率推定手段３２３を備える。
FIG. 15 is a block diagram of the control system corresponding to FIG. Hereinafter, the
That is, here, without using the current detection value of the reactor L1, the second flow rate command value D2 * is set by using the current non-flow rate estimated value Dnhat obtained by calculation inside the
Therefore, in the
リアクトルＬ１の電流連続性が存在する定常状態のとき、通流率Ｄｃｃｍは、第一電圧検出器４からの入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からの出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとを用いて（３３）式で表すことができる。
In the steady state where the current continuity of the reactor L1 exists, the flow rate Dccm is the detection value of the input end voltage from the
リアクトルＬ１の電流連続性が存在しない定常状態のとき、通流率Ｄｄｃｍは、第一電圧検出器４からの検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からの検出値Ｖｏｕｔと、電流非通流率Ｄｎを用いて（３４）式で表すことができる。
In the steady state where the current continuity of the reactor L1 does not exist, the flow rate Ddcm is the detection value Vin from the
（３３）式と（３４）式のＶｉｎとＶｏｕｔとが同じとき、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれた条件にて発生する電流非通流率Ｄｎは（３５）式で表すことができる。 When the Vin and Vout of the equations (33) and (34) are the same, the current non-flow rate Dn generated under the condition that the current continuity of the reactor L1 is impaired can be expressed by the equation (35).
そこで、電流非通流率推定手段３２３を設け、（３５）式に基づき、リアクトルＬ１の電流連続性の有無に関係なく、電流非通流率Ｄｎを推定演算するため、（３５）式のＤｃｃｍに、そのときの第一電圧検出器４からの入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からの出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとを使って、（３３）式右辺により演算される通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔ（電流連続性が存在するときＤｃｃｍｈａｔ＝Ｄｃｃｍが成立する）を代入し、（３５）式のＤｄｃｍに、第二制御器３２の出力である第二通流率指令値Ｄ２＊を代入する。
以上の推定演算により得られる電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを（３６）式に示す。
Therefore, the current non-current flow rate estimation means 323 is provided, and the current non-current flow rate Dn is estimated and calculated based on the equation (35) regardless of the presence or absence of the current continuity of the reactor L1. Therefore, the Dccm of the equation (35) Then, using the detection value Vin of the input end voltage from the
The current non-flow rate estimated value Dnhat obtained by the above estimation calculation is shown in Eq. (36).
図１６は、図１５の第二制御器３２の内部構成を示すブロック線図である。
既述したように、図１５のブロック線図は、第二制御器３２の演算Ｇの内容を除けば、実施の形態１の図５と同様であるので、各伝達関数を基に電流非通流率Ｄｎの影響を抑制すべく実施の形態１の（２２）式で求められた演算Ｇの内容を踏襲したものを図１６（１）に示す。
但し、図１６（１）では、制御の安定化を確保する目的で、（３６）式の演算結果Ｄｎｈａｔに対して時定数Ｔの低域通過フィルタの処理を施した値である、
（１／（１＋ｓＴ））・Ｄｎｈａｔ
を（２２）式に適用した（３７）式による演算構成を示す。
FIG. 16 is a block diagram showing the internal configuration of the
As described above, the block diagram of FIG. 15 is the same as that of FIG. 5 of the first embodiment except for the content of the calculation G of the
However, in FIG. 16 (1), for the purpose of ensuring the stability of control, the calculation result Dnhat of the equation (36) is subjected to the processing of the low-pass filter having the time constant T.
(1 / (1 + sT)) ・ Dnhat
Is applied to the equation (22), and the arithmetic configuration by the equation (37) is shown.
なお、同じ制御の安定化を図るため、上述の低域通過フィルタ処理に替わり、（３６）式の演算結果Ｄｎｈａｔに対して離散系の処理により発生するむだ時間要素に相当する時間だけ遅らせた値を使用するようにしてもよい。 In order to stabilize the same control, instead of the above-mentioned low-pass filter processing, the calculation result Dnhat of Eq. (36) is delayed by a time corresponding to the waste time element generated by the discrete system processing. May be used.
（３７）式に（３６）式を代入することで（３８）式が得られる。 By substituting the equation (36) into the equation (37), the equation (38) can be obtained.
（３８）式の右辺第１項と第２項で共通である分母の関数は、「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」が「０」以上「１」以下の値を取ることから、ｓ関数０次項の「１＋Ｄ１＊−Ｄｃｃｍｈａｔ」が、「０」以上「２」以下の値を取るため、常に負の時定数をもつ１次形のラプラス関数を意味する。負の時定数とは、即ち、発散を意味するので、第二制御器３２の補正演算に（３７）式、（３８）式を利用することは制御安定性の面から適切ではない。
The denominator function that is common to the first and second terms on the right side of equation (38) has a value of "0" or more and "1" or less for "D1 *" and "Dccmhat". "1 + D1 * -Dccmhat" takes a value of "0" or more and "2" or less, so it means a linear Laplace function that always has a negative time constant. Since the negative time constant means divergence, it is not appropriate to use the equations (37) and (38) for the correction calculation of the
（３８）式の共通の分母にある、「Ｄ１＊＋１」の項が「Ｄｃｃｍｈａｔ」の項より常に小さい値であれば正の時定数を持つラプラス関数を意味するため制御不安定の問題が解決するが、この条件は一般に成立しない。 If the term "D1 * + 1" in the common denominator of equation (38) is always smaller than the term "Dccmhat", it means a Laplace function with a positive time constant, so the problem of control instability is solved. However, this condition generally does not hold.
図１６（２）に示す第二制御器３２は、この制御安定性を確保するため検討されたものである。図１６（１）の構成は、上述した通り、先の実施の形態１の（２２）式に準じたもので、先の図７で説明した、第一非通流率補償部３２１および第二非通流率補償部３２２の両者を備えたものである。即ち、線形補正の演算Ｇ１と外乱補正の演算Ｇ２との両演算を実行するものであるが、これに対し、図１６（２）の構成は、第二非通流率補償部３２２、従って、演算Ｇ２を不採とし、第一非通流率補償部３２１、従って、線形補正の演算Ｇ１のみを実行するものである。
The
図１６（２）に示す第二制御器３２の演算内容Ｇ（Ｇ１）を（３９）式に、（３６）式をこの（３９）式に代入したものを（４０）式に示す。
The calculation content G (G1) of the
（４０）式は、「Ｄ１＊」が「Ｄｃｃｍｈａｔ」より大きいとき分母のｓ関数０次項が負の時定数を取り制御不安定になる得ることを意味している。つまり、（３６）式に示した通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔの演算値が、第一制御器３１の出力である第一通流率指令値Ｄ１＊以上の値を取るように制限することで制御発散を抑制でき、図１６（２）に示す第二制御器３２の適用が可能となる。
この制御発振を確実に抑制するためには、例えば、常に、「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」とを比較し、前者が後者より大きくなったときは、両者を等しいと置く回路を設ければ良い。
Equation (40) means that when "D1 *" is larger than "Dccmhat", the 0th-order term of the s function of the denominator takes a negative time constant and control instability can occur. That is, it is controlled by limiting the calculated value of the flow rate estimated value Dccmhat shown in equation (36) to be equal to or higher than the first flow rate command value D1 * which is the output of the
In order to surely suppress this control oscillation, for example, it is sufficient to provide a circuit that always compares "D1 *" and "Dccmhat", and when the former becomes larger than the latter, puts both equal. ..
この場合の第一電圧検出器４からの検出値Ｖｉｎに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨと、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）を、それぞれ（４１）式および（４２）式に示す。
The open-loop transfer function GH of the control system and the Dn disturbance transfer function (Vin / Dn) with respect to the detected value Vin from the
なお、（４１）式の開ループ伝達関数ＧＨの右辺第２項は、（４０）式に示した演算Ｇ（Ｇ１）に相当する、図１６（２）のＤ２＊／Ｄ１＊の閉ループ伝達関数であり、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）は、開ループ伝達関数ＧＨの右辺第２項の逆数に相当する。 また、（３６）式の演算結果が零のとき、（４１）式の開ループ伝達関数ＧＨと、（４２）式のＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）は、それぞれ先の（３）式、（４）式と同一の形で表すことができる。 The second term on the right side of the open-loop transfer function GH of equation (41) corresponds to the operation G (G1) shown in equation (40), and is the closed-loop transfer function of D2 * / D1 * in FIG. 16 (2). The Dn disturbance transfer function (Vin / Dn) corresponds to the inverse of the second term on the right side of the open-loop transfer function GH. When the calculation result of Eq. (36) is zero, the open-loop transfer function GH of Eq. (41) and the Dn disturbance transfer function (Vin / Dn) of Eq. (42) are the above Eqs. (3), respectively. It can be expressed in the same form as the equation (4).
次に、図１７および図１８を参照して、図１６（２）の第二制御器３２を採用した場合の制御特性を評価する。
図１７は、（３）式と（４１）式に対応する開ループ伝達関数ＧＨの（１）ゲイン特性
および（２）位相特性を示す。また、図１８は、（４）式と（４２）式に対応するＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）の（１）ゲイン特性および（２）位相特性を示す。
Next, with reference to FIGS. 17 and 18, the control characteristics when the
FIG. 17 shows (1) gain characteristics and (2) phase characteristics of the open-loop transfer function GH corresponding to equations (3) and (41). Further, FIG. 18 shows (1) gain characteristics and (2) phase characteristics of the Dn disturbance transfer function (Vin / Dn) corresponding to the equations (4) and (42).
図１７において、ＣＣＭは電流連続モード、ＤＣＭは電流不連続モードを示す。また、図１７および図１８において、＜１＞は、電流連続モードに相当する代表特性、＜２＞は、従来の電流不連続モードに相当する代表特性、＜３＞は、本発明に係る定常時の電流不連続モードに相当する代表特性、＜４＞は、本発明に係る過渡時の電流不連続モードに相当する代表特性を意味する。 In FIG. 17, CCM indicates a continuous current mode and DCM indicates a discontinuous current mode. Further, in FIGS. 17 and 18, <1> is a representative characteristic corresponding to the current continuous mode, <2> is a representative characteristic corresponding to the conventional current discontinuous mode, and <3> is a constant according to the present invention. The representative characteristic corresponding to the constant current discontinuous mode, <4> means the representative characteristic corresponding to the current discontinuous mode at the time of the transient according to the present invention.
なお、電流連続モードの場合は、第二制御器３２による補正機能の有無に拘わらず図１７の電流連続モード（ＣＣＭ）の特性になる。これに対して、電流不連続モードの場合、第二制御器３２による補正機能の有無により（３）式と（４１）式の特性になる。
（４１）式の開ループ伝達関数ＧＨは、先の実施の形態１の（１４）式と異なり非通流率Ｄｎの影響を意味する（４１）式右辺第４項を（４１）式右辺第２項により相殺できない。（４１）式右辺第２項は、分母のｓ関数０次項に相当する時定数の高域通過フィルタを意味しており、この時定数は「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」の値により変化する特性を持つため低周波側ゲインを低下させる効果を持つ。
In the case of the current continuous mode, the characteristics of the current continuous mode (CCM) shown in FIG. 17 are obtained regardless of the presence or absence of the correction function by the
The open-loop transfer function GH of the equation (41) is different from the equation (14) of the first embodiment, which means the influence of the non-flow rate Dn, and the fourth term on the right side of the equation (41) is changed to the right side of the equation (41). It cannot be offset by
図１７の特性を用いて（４１）式の特性を説明する。定常状態においては、「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」の値がほぼ一致するため図１７の＜４＞に示す特性になるが、過渡状態においては、「Ｄ１＊」が「Ｄｃｃｍｈａｔ」より小さい値を取るため、図１７の＜３＞に示す特性になる。つまり、過渡急変時に低域ゲインが低下するため、電流不連続モード時の制御安定性が向上することを意味している。 The characteristics of Eq. (41) will be described with reference to the characteristics of FIG. In the steady state, the values of "D1 *" and "Dccmhat" are almost the same, so the characteristics are shown in <4> of FIG. 17, but in the transient state, "D1 *" is smaller than "Dccmhat". Therefore, the characteristics shown in <3> of FIG. 17 are obtained. That is, since the low frequency gain decreases at the time of a sudden transient change, it means that the control stability in the current discontinuous mode is improved.
一方、（４２）式のＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）は、（２１）式と異なり非通流率Ｄｎの外乱を相殺できない。
これは前述した通り、図１６（１）に示した（３７）式に相当する構成を適用した構成では制御安定性が低下するため、図１６（２）の（３９）式に相当する構成を採用したためである。なお、図１８の特性を見ると、＜２＞＜４＞に比べ＜３＞は、１００ｒａｄ／ｓ以下では外乱の低域ゲインを抑制する傾向を確認できる。
On the other hand, the Dn disturbance transfer function (Vin / Dn) of the equation (42) cannot cancel the disturbance of the non-flow rate Dn unlike the equation (21).
As described above, since the control stability is lowered in the configuration to which the configuration corresponding to the equation (37) shown in FIG. 16 (1) is applied, the configuration corresponding to the equation (39) in FIG. 16 (2) is used. This is because it was adopted. Looking at the characteristics of FIG. 18, it can be confirmed that <3> tends to suppress the low-frequency gain of disturbance at 100 rad / s or less as compared with <2> and <4>.
次に、以上の実施の形態２による本願発明を適用した場合の効果を検証するため、即ち、第二制御器３２が先の（４０）式に示す補正演算Ｇを実行した場合と、それとの比較のためＧ＝１、即ち、この発明の補正演算を実行しない場合とのシミュレーション結果について説明する。
Next, in order to verify the effect of applying the present invention according to the second embodiment, that is, when the
図１９は、Ｇ＝１とした場合のシミュレーション結果で、上段から順次、（１）コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎ、（２）リアクトルＬ１の電流ＩＬ、（３）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔ、（４）第二通流率指令値Ｄ２＊（ここでは、Ｄ２＊＝Ｄ１＊）を示す。
FIG. 19 shows the simulation results when G = 1, in order from the top, (1) the input end voltage Vin of the
（１）では、入力端電圧として、電圧レベルＶ１からＶ２にステップ状で立ち上がりまた電圧レベルＶ２からＶ１にステップ状で立ち下がる指令値Ｖｉｎ＊に対して応答する検出値Ｖｉｎを示している。Ｖ１＝０．８４×Ｖ２である。
また、リアクトルＬ１のインダクタンスが、大、中、小の３種類の場合について示している。そして、Ｌ大特性では、電圧レベルＶ１、Ｖ２いずれでもリアクトルＬ１の電流連続性は成立し、Ｌ小特性では、電圧レベルＶ１、Ｖ２いずれでも電流連続性は成立せず、従って、電流は不連続となり、Ｌ中特性では、電圧レベルＶ１のとき電流連続性が成立し、電圧レベルＶ２のとき電流は不連続となる。
In (1), as the input terminal voltage, the detection value Vin that responds to the command value Vin * that rises stepwise from the voltage level V1 to V2 and falls stepwise from the voltage level V2 to V1 is shown. V1 = 0.84 × V2.
Further, the case where the inductance of the reactor L1 is large, medium, and small is shown. Then, in the L large characteristic, the current continuity of the reactor L1 is established at both the voltage levels V1 and V2, and in the L small characteristic, the current continuity is not established at any of the voltage levels V1 and V2. Therefore, the current is discontinuous. Therefore, in the L medium characteristic, the current continuity is established when the voltage level is V1, and the current is discontinuous when the voltage level is V2.
（２）のリアクトルＬ１の電流ＩＬでは、スイッチングによるリプル電流が、リアクトルＬ１のインダクタンスが小さいほど大きくなっていることが分かる。 In the current IL of the reactor L1 of (2), it can be seen that the ripple current due to switching increases as the inductance of the reactor L1 decreases.
図２０は、先の（４０）式に示す補正演算Ｇを実行した場合のシミュレーション結果で、図１９と同様、（１）コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎ、（２）リアクトルＬ１の電流ＩＬ、（３）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔ、（４）第二通流率指令値Ｄ２＊を示す。
図２０（１）と図１９（１）とを比較すると、Ｌの大中小の大きさの変化に対する、入力端電圧Ｖｉｎのステップ応答のばらつきが、従来のＧ＝１のときよりこの発明の場合小さくなっていることが確認できる。
FIG. 20 shows the simulation results when the correction calculation G shown in the above equation (40) is executed. As in FIG. 19, (1) the input terminal voltage Vin of the
Comparing FIG. 20 (1) and FIG. 19 (1), in the case of the present invention, the variation in the step response of the input terminal voltage Vin with respect to the change in the magnitude of L is larger than that in the conventional case of G = 1. It can be confirmed that it is getting smaller.
図２１は、図２０と同様、先の（４０）式に示す補正演算Ｇを実行した場合のシミュレーション結果で、同図（１）は、リアクトルＬ１の電流ＩＬを示し、便宜上、図２０（２）を再録したものである。図２１（２）は、先の（３６）式に示す電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔで、同図（１）からも分かるように、Ｌ小特性では、全域で電流が不連続でＤｎｈａｔ＞０となっており、Ｌ中特性では、電圧レベルＶ２となった部分のみでＤｎｈａｔ＞０となり、他の部分では、Ｄｎｈａｔ＝０と電流連続性が成立している。 FIG. 21 is a simulation result when the correction calculation G shown in the above equation (40) is executed as in FIG. 20, and FIG. 21 shows the current IL of the reactor L1. For convenience, FIG. 20 (2) ) Is reprinted. FIG. 21 (2) is the current non-current flow rate estimated value Dnhat shown in the above equation (36). As can be seen from FIG. 21 (1), in the L small characteristic, the current is discontinuous over the entire area and Dnhat>. It is 0, and in the characteristic in L, Dnhat> 0 only in the portion where the voltage level is V2, and Dnhat = 0 and current continuity is established in the other portions.
図２１（３）は、第一通流率指令値Ｄ１＊で、Ｇ＝１とした図１９（４）に対比されるものである。即ち、従来のＧ＝１の場合の第一通流率指令値Ｄ１＊は、Ｌの大中小でその値が変化するのに対し、この発明による図２１（３）では、Ｌの大中小ではその値がほとんど変化せず、従って、電流連続性の有無によっては第一通流率指令値Ｄ１＊が変化せず、この点からも制御特性の改善がなされることが分かる。 FIG. 21 (3) is the first flow rate command value D1 *, which is compared with FIG. 19 (4) in which G = 1. That is, the conventional first flow rate command value D1 * in the case of G = 1 changes depending on the size of L, whereas in FIG. 21 (3) according to the present invention, the value of L is large, medium and small. It can be seen that the value hardly changes, and therefore the first flow rate command value D1 * does not change depending on the presence or absence of current continuity, and the control characteristics are improved from this point as well.
図２１（４）は、第二通流率指令値Ｄ２＊を示し、Ｇ＝１の場合の図１９（４）と比較すると、この発明では、Ｌの大中小の変化、従って、電流連続性の有無による、入力端電圧Ｖｉｎのステップ変化時の応答期間のバラツキが小さくなっていることが分かる。 FIG. 21 (4) shows the second flow rate command value D2 *, and when compared with FIG. 19 (4) when G = 1, in the present invention, the large, medium and small changes in L, and therefore the current continuity. It can be seen that the variation in the response period when the step change of the input terminal voltage Vin is small depending on the presence or absence of.
なお、リアクトルＬ１の電流連続性が存在する状態にて、先の（３３）式右辺から求める通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔと補正前の第一通流率指令値Ｄ１＊とは、回路インピーダンスの影響で誤差を持つため、両者の差分値を用いて通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔと第一通流率指令値Ｄ１＊との誤差が小さくなるよう、第二通流率指令値Ｄ２＊に対して（４３）式に示す関数を加算もしくは減算しても良い。
ここで、Ｋは、通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔと第一通流率指令値Ｄ１＊との誤差を抑制可能な比例ゲインを意味する。
なお、（４３）式の補正をする場合、（３６）式に示した電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを求める演算式は、（４４）式に置き換える必要がある。これにより、制御特性がより安定したものとなる。
In the state where the current continuity of the reactor L1 exists, the flow rate estimated value Dccmhat obtained from the right side of the above equation (33) and the first flow rate command value D1 * before correction are affected by the circuit impedance. Since there is an error in, the difference between the two is used to reduce the error between the estimated flow rate Dccmhat and the first flow rate command value D1 * with respect to the second flow rate command value D2 *. 43) The functions shown in Eq. 43) may be added or subtracted.
Here, K means a proportional gain capable of suppressing an error between the flow rate estimated value Dccmhat and the first flow rate command value D1 *.
When correcting the equation (43), it is necessary to replace the arithmetic equation for obtaining the current non-flow rate estimated value Dnhat shown in the equation (36) with the equation (44). As a result, the control characteristics become more stable.
なお、以上では、コンバータ２の入力端電圧を制御対象値とする場合について説明したが、この発明は、先の実施の形態１で説明したように、制御対象値として入力端電圧とは異なる場合にもこの発明は同様に適用でき同等の効果を奏する。
また、実施の形態１、２の説明では一般的な昇圧コンバータを用いたが、電流連続モードにおいて通流率を入力電圧と出力電圧の比で表すことができる他のコンバータおよびインバータに対してそれぞれの制御モデルに応じた形で適用しても良い。
In the above description, the case where the input end voltage of the
Further, although a general boost converter is used in the description of the first and second embodiments, the flow rate can be expressed by the ratio of the input voltage and the output voltage in the current continuous mode, respectively, for other converters and inverters. It may be applied in a form according to the control model of.
以上のように、この発明の実施の形態２による電力変換装置の第二制御器３２は、リアクトルＬ１の電流検出値を用いることなく、内部の電流非通流率推定手段３２３により電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを求め、制御対象値と制御指令値とを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正の演算Ｇ１を担う第一非通流率補償部３２１を備えたので、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれても制御応答性の変化を抑制することができる。
As described above, the
また、第一制御器３１から得られる第一通流率指令値Ｄ１＊とコンバータ２の入出力端電圧から演算で得られる通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔとの差分が小さくなるよう電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを補正することで、制御特性がより安定化する。
Further, the current non-flow rate is such that the difference between the first flow rate command value D1 * obtained from the
実施の形態３．
図２２は、本願発明の実施の形態３としての電力変換装置３００の構成を示す図である。この実施の形態３は、特に、電流不連続モードにおけるスイッチング素子の損失低減を実現するものである。
図２２は、全体として先の図１および図４で説明した構成を踏襲したもので、以下、これらと異なる点を中心に説明する。
FIG. 22 is a diagram showing the configuration of the
FIG. 22 follows the configurations described in FIGS. 1 and 4 as a whole, and the points different from these will be mainly described below.
先の第二制御器３２およびＰＷＭ変調部３３に替わって、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊に基づき第一スイッチング素子Ｓａおよび第二スイッチング素子Ｓｂをオンオフ駆動するそれぞれ第一ＰＷＭ信号および第二ＰＷＭ信号を生成する、後述する低損失ＰＷＭ変調部を備える。
従って、先の形態例では、第二スイッチング素子Ｓｂには駆動信号が供給されないか第一スイッチング素子Ｓａへの駆動信号を反転した信号が供給されていたが、この実施の形態３では、第二スイッチング素子Ｓｂには、後段で説明する第二ＰＷＭ信号が供給される。
Instead of the
Therefore, in the previous embodiment, the drive signal is not supplied to the second switching element Sb, or a signal obtained by inverting the drive signal to the first switching element Sa is supplied. However, in the third embodiment, the second is The second PWM signal described later is supplied to the switching element Sb.
図２３は、低損失ＰＷＭ変調部３４の内部構成を示し、図２４は、その動作を説明するための図である。図２４において、（１）は、Ｓａがオン、Ｓｂがオフで、Ｓａを介して直流電源１からリアクトルＬ１に電流が流入する蓄勢期間の動作を示すものである。（２）は、Ｓａがオフ、Ｓｂがオンで、Ｓｂを介してリアクトルＬ１から負荷側へ電流が流れる放勢期間の動作を示すものである。（３）は、Ｓａ、Ｓｂが共にオフで、リアクトルＬ１に電流が流れない非通流期間の動作を示すものである。
図２４（４）は、低損失ＰＷＭ変調部３４による各信号生成の様子を示すタイミングチャートである。
FIG. 23 shows the internal configuration of the low-loss
FIG. 24 (4) is a timing chart showing the state of each signal generation by the low-loss
なお、以下、図２２ないし図２４を参照して説明する低損失ＰＷＭ変調部３４は、先の実施の形態２で説明した第二制御器３２と同様の機能を内蔵し、即ち、（３６）式で求まる電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを用い、（４０）式により、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正した第二通流率指令値Ｄ２＊に基づきＰＷＭ信号を生成するものとしている。
The low-loss
但し、この実施の形態３の発明に係る低損失ＰＷＭ変調部３４は、上述の場合に限らず、電流非通流率Ｄｎとして、電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに替わり、先の実施の形態１で説明した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを用いても良く、その場合は、図２４（４）のＤｎｈａｔは、Ｄｎｄｅｔに置き替えれば良い。
また、第二通流率指令値Ｄ２＊への補正をせず、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を使ってＰＷＭ信号を生成するようにしても良い。その場合は、図２３および図２４（４）のＤ２＊はＤ１＊に置き替えれば良い。
However, the low-loss
Further, the PWM signal may be generated by using the first flow rate command value D1 * from the
図２３において、制御器３４１は、先の実施の形態２の第二制御器３２に相当するもので、再度の説明は割愛するが、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正した第二通流率指令値Ｄ２＊および電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを生成して出力する。
第一三角波比較器３４２は、図２４（４）上段の波形図に示すように、対称三角波３３１と制御器３４１からの第二通流率指令値Ｄ２＊とによるパルス幅変調で第一スイッチング素子Ｓａをオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号を生成する。
In FIG. 23, the
As shown in the waveform diagram in the upper part of FIG. 24 (4), the first
第二三角波比較器３４３は、図２４（４）２段、３段目の波形図に示すように、第一ＰＷＭ信号のパルスエッジにゼロ位相を同期する、対称三角波３３１と同じ周期の、のこぎり波３３２と（１−Ｄｎｈａｔ）とによるパルス幅変調により非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、第一ＰＷＭ信号と非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで第二スイッチング素子Ｓｂをオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する。
As shown in the waveform diagram of the second and third stages of FIG. 24 (4), the second
このように、スイッチング素子ＳａとＳｂとによるいわゆる同期整流動作が実現するので、電流不連続モードにおいて、スイッチング素子Ｓｂを、単にスイッチング素子Ｓａへの駆動信号を反転させた信号で動作させる場合やスイッチング素子Ｓｂをダイオードに置換した場合に比較し、スイッチング素子の損失が低減する。 In this way, the so-called synchronous rectification operation by the switching elements Sa and Sb is realized. Therefore, in the current discontinuous mode, the switching element Sb is simply operated by a signal obtained by inverting the drive signal to the switching element Sa, or switching. Compared with the case where the element Sb is replaced with a diode, the loss of the switching element is reduced.
なお、上述の非通流期間パルスを実現できる範囲で、のこぎり波３３２は、第一ＰＷＭ信号のオンパルスエッジとオフパルスエッジのどちらで同期しても良く、カウントアップとカウントダウンのどちらの形を取っても良い。
また、図２４では、直流電源１から負荷１０１に放電する場合を取り上げたが、負荷１０１から直流電源１を充電する場合は、第一ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｓｂに、第二ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｓａに供給することで同様の同期整流による損失低減が実現する。
また、実施の形態３の説明では一般的な昇圧コンバータを用いたが、電流連続モードにおいて通流率を入力電圧と出力電圧の比で表すことができる他のコンバータおよびインバータに対してそれぞれの制御モデルに応じた形で適用しても良い。
The sawtooth wave 332 may be synchronized with either the on-pulse edge or the off-pulse edge of the first PWM signal within the range in which the above-mentioned non-current period pulse can be realized, and either the count-up or the count-down form can be used. You may take it.
Further, in FIG. 24, the case of discharging from the
Further, although a general boost converter is used in the description of the third embodiment, each control is performed for other converters and inverters whose flow rate can be expressed by the ratio of the input voltage and the output voltage in the continuous current mode. It may be applied in a form according to the model.
以上のように、この発明の実施の形態３による電力変換装置の低損失ＰＷＭ変調部３４は、所定の第一三角波比較器３４２および第二三角波比較器３４３を備えたので、電流連続性の有無に拘わらず、スイッチング素子ＳａとＳｂとによるいわゆる同期整流動作が実現し、その損失低減効果が得られる。
As described above, since the low-
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 In the present invention, each embodiment can be freely combined, and each embodiment can be appropriately modified or omitted within the scope of the invention.
１，１０２ 直流電源、２ コンバータ、３ 制御装置、４ 第一電圧検出器、
５ 第二電圧検出器、６ 第一電流検出器、７ 電力検出器、３０ ＭＰＰＴ演算部、
３１ 第一制御器、３２ 第二制御器、３３ ＰＷＭ変調部、
３４ 低損失ＰＷＭ変調部、１００，１０３，３００ 電力変換装置、１０１ 負荷、
２００ パワーコンディショナー、２０１ 太陽電池、３２１ 第一非通流率補償部、
３２２ 第二非通流率補償部、３２３ 電流非通流率推定手段、３３１ 対称三角波、
３３２ のこぎり波、３４１ 制御器、３４２ 第一三角波比較器、
３４３ 第二三角波比較器、Ｓａ 第一スイッチング素子、
Ｓｂ 第二スイッチング素子、Ｌ１ リアクトル、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、
ＳＷ 切替スイッチ、Ｄｎ 電流非通流率、Ｄｎｄｅｔ 電流非通流率検出値、
Ｄｎｈａｔ 電流非通流率推定値、Ｄ１＊ 第一通流率指令値、
Ｄ２＊ 第二通流率指令値、Ｄｃｃｍｈａｔ 通流率推定値。
1,102 DC power supply, 2 converter, 3 controller, 4 first voltage detector,
5 Second voltage detector, 6 First current detector, 7 Power detector, 30 MPPT calculation unit,
31 1st controller, 32 2nd controller, 33 PWM modulator,
34 Low loss PWM modulator, 100, 103, 300 power converter, 101 load,
200 power conditioner, 201 solar cell, 321 first non-flow rate compensation unit,
322 Second non-flow rate compensator, 323 Current non-flow rate estimation means, 331 Symmetric triangle wave,
332 sawtooth wave, 341 controller, 342 first triangle wave comparator,
343 Second triangle wave comparator, Sa first switching element,
Sb second switching element, L1 reactor, C1, C2 capacitors,
SW changeover switch, Dn current non-flow rate, Dndet current non-flow rate detection value,
Dnhat Current non-flow rate estimated value, D1 * 1st flow rate command value,
D2 * Second flow rate command value, Dccmhat flow rate estimated value.
Claims (14)
前記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、前記リアクトルに常に前記蓄勢または前記放勢のいずれかの電流が流れるモードを電流連続モード、前記リアクトルに電流が流れない非通流期間が存在するモードを電流不連続モードと称する場合、
前記制御手段は、前記電流連続モードと前記電流不連続モードとに拘わらず単一の制御構成で制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊として出力する第一制御器、前記非通流期間の前記スイッチング周期に対する比率を電流非通流率Ｄｎ（１＞Ｄｎ≧０）としたとき、前記電流連続モードと前記電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう前記電流非通流率Ｄｎに基づき前記第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器、および前記第二通流率指令値Ｄ２＊に基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を生成する駆動回路を備えた電力変換装置。 A converter having a reactor and a switching element and converting a voltage between input / output ends by utilizing the accumulator release operation of the reactor accompanying the on / off of the switching element, and a control means for controlling the on / off of the switching element. It is a power converter equipped with
In the switching cycle in which the switching element is turned on and off, the mode in which the current of either the stored current or the released current always flows in the reactor is the current continuous mode, and the mode in which the current does not flow in the reactor has a non-current flow period. When referred to as current discontinuous mode
The control means calculates the flow rate so that the control target value matches the control command value in a single control configuration regardless of the current continuous mode and the current discontinuous mode, and the first flow rate command value D1. When the ratio of the non-current flow period to the switching cycle of the first controller output as * is set to the current non-current flow rate Dn (1> Dn ≧ 0), the current continuous mode and the current discontinuous mode are set. The second controller, which corrects the first flow rate command value D1 * based on the current non-flow rate Dn and outputs it as the second flow rate command value D2 * so that a constant control response characteristic can be obtained regardless of the above. A power conversion device including a drive circuit that generates a drive signal that drives the switching element on and off based on the second current flow rate command value D2 *.
Ｄｃｃｍｈａｔ＝１−（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ） ・・・（ａ）
Ｄｎｈａｔ＝１−（Ｄ２＊／Ｄｃｃｍｈａｔ）・・・（ｂ） The current non-current flow rate estimating means includes a voltage detector that detects the voltage at the input / output end of the converter, and obtains a detection value Vin of the input end voltage and a detection value Vout of the output end voltage from the voltage detector. The current non-current flow rate estimated value Dnhat is calculated by the following formula (b) using the current flow rate estimated value Dccmhat obtained from the following formula (a) and the second flow rate command value D2 *. The power conversion device according to claim 5.
Dccmhat = 1- (Vin / Vout) ... (a)
Dnhat = 1- (D2 * / Dccmhat) ... (b)
（１／（１＋ｓＴ））・Ｄｎｈａｔ ・・・（ｃ）
但し、ｓはラプラス演算子を示す。 The second controller is obtained by subjecting the value Dnhat obtained by the equation (b) of claim 6 to a low-pass filter having a time constant T as the estimated current non-flow rate ( c) A power converter that uses the value of the equation.
(1 / (1 + sT)) ・ Dnhat ・ ・ ・ (c)
However, s indicates a Laplace operator.
前記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、前記リアクトルに常に前記蓄勢または前記放勢のいずれかの電流が流れる電流連続モードまたは前記リアクトルに電流が流れない非通流期間が存在する電流不連続モードで制御する場合、
前記制御手段は、制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率指令値を生成するとともに前記非通流期間の前記スイッチング周期に対する比率である電流非通流率を生成する制御器、対称三角波と前記通流率指令値とによるパルス幅変調で前記第一スイッチング素子をオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号を生成する第一三角波比較器、および前記第一ＰＷＭ信号に同期するのこぎり波と前記電流非通流率とによるパルス幅変調で前記非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、前記第一ＰＷＭ信号と前記非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで前記第二スイッチング素子をオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する第二三角波比較器を備えた電力変換装置。 It has a reactor and a first switching element and a second switching element connected in series with each other at one end of this reactor, and uses the accumulator and release operation of the reactor accompanying the on / off of these switching elements between the input and output ends. A power conversion device including a converter that converts voltage and a control means that controls the switching element on and off.
In the switching cycle in which the switching element is turned on and off, the current continuous mode in which the current of either the accumulator or the discharge always flows in the reactor or the current discontinuous mode in which the current does not flow in the reactor exists. When controlling with
The control means is a controller that generates a flow rate command value so that the controlled object value matches the control command value and also generates a current non-flow rate that is a ratio of the non-flow period to the switching cycle. A first triangular wave comparator that generates a first PWM signal that drives the first switching element on and off by pulse width modulation using a triangular wave and the flow rate command value, and a saw wave and the current synchronized with the first PWM signal. The pulse width modulation based on the non-flow rate generates a non-flow period pulse corresponding to the non-flow period, and inverts the combined pulse of the first PWM signal and the non-flow period pulse. A power conversion device including a second triangular wave comparator that generates a second PWM signal that drives the second switching element on and off.
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