JP4934814B2 - Dead time compensation digital amplifier - Google Patents
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Description
本発明は、スピーカを駆動し音響信号を生成することを想定したオーディオアンプであるデジタルアンプに関するものである。 The present invention relates to a digital amplifier that is an audio amplifier that is assumed to drive a speaker and generate an acoustic signal.
音響信号のためのスピーカを駆動するアンプとしてフルデジタルアンプがある。これは、入力がＰＣＭ信号であるとき、デジタル的な手段により入力信号に相当するＰＷＭ信号を生成し、得られたＰＷＭ信号によりスイッチングアンプを駆動し、出力信号である電力信号を得るものである。フルデジタルアンプは入力信号がＰＣＭ信号であるとき、A/D変換器を必要としない、扱うアナログ信号が最小限で済む、電力効率が高いなどの利点を持っている。 There is a full digital amplifier as an amplifier for driving a speaker for an acoustic signal. In this method, when the input is a PCM signal, a PWM signal corresponding to the input signal is generated by digital means, and the switching amplifier is driven by the obtained PWM signal to obtain a power signal as an output signal. . A full digital amplifier has advantages such as no need for an A / D converter, minimal handling of analog signals, and high power efficiency when the input signal is a PCM signal.
図２に従来のフルデジタルアンプの構成例を示す。ＰＣＭ信号である入力信号r[i]はオーバサンプルされ、ノイズ・シェーピング・フィルタ３を通ったあと、再量子化器１において粗い量子化が成された後、パルス幅変調器２によりＰＷＭ信号に変換され、スイッチングアンプ５を駆動し、その出力はローパスフィルタ６を経たあと、スピーカに入力される。再量子化はパルス幅変調器２の分解能が低いことにより必要となるので、ノイズ・シェーピング・フィルタ３により再量子化によって発生した量子化ノイズをフィードバック補償し、可聴帯域内における量子化ノイズのレベルを抑えている。 FIG. 2 shows a configuration example of a conventional full digital amplifier. The input signal r [i], which is a PCM signal, is oversampled, passes through the noise shaping filter 3, is subjected to coarse quantization in the requantizer 1, and is then converted into a PWM signal by the pulse width modulator 2. After being converted, the switching amplifier 5 is driven, and its output passes through the low-pass filter 6 and is then input to the speaker. Since re-quantization is necessary because the resolution of the pulse width modulator 2 is low, the noise shaping filter 3 feedback compensates for the quantization noise generated by the re-quantization, and the level of the quantization noise within the audible band. Is suppressed.
ノイズ・シェーピング・フィルタ３はデジタル信号処理により実行されるので、所望の精度での信号処理が可能となるが、ＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換する際の信号歪やスイッチングアンプ５のデッドタイムに起因する信号歪などがフルデジタルアンプの性能を悪化させていた。 Since the noise shaping filter 3 is executed by digital signal processing, it is possible to perform signal processing with a desired accuracy. However, the noise shaping filter 3 is caused by signal distortion when the PCM signal is converted into a PWM signal and the dead time of the switching amplifier 5. The signal distortion and the like that deteriorated the performance of the full digital amplifier.
この問題に対し、特許文献１ではＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変換する際の歪を抑制する方法（図３）を提案しており、この結果、スイッチングアンプ５の入力信号には歪の少ない信号が供給できるようになった。しかし、スイッチングアンプ５の内部において発生するデッドタイムに起因する歪の問題は残されたままである。デッドタイムを短くすればその歪も小さくなるが、デッドタイムはある程度確保しておく必要がある。
解決しようとする問題点は、デジタルアンプのスイッチングアンプにおけるデッドタイムに起因する信号歪を抑制することである。 The problem to be solved is to suppress the signal distortion caused by the dead time in the switching amplifier of the digital amplifier.
本発明は、スイッチングアンプの出力電流を推定または測定し、出力電流の値からスイッチングアンプのデッドタイムが出力信号に与える影響を推定し、それをノイズ・シェーピング・フィルタを通してフィードバック補償することにより、デッドタイムにより発生する信号歪を抑止することを最も主要な特徴とする。 The present invention estimates or measures the output current of the switching amplifier, estimates the effect of the dead time of the switching amplifier on the output signal from the value of the output current, and compensates it through a noise shaping filter to compensate for the dead. The most important feature is to suppress signal distortion caused by time.
具体的には、本発明は、ＰＣＭ信号を入力し、スイッチング回路により出力信号を生成するデジタルアンプにおいて、ノイズ・シェーピング・フィルタ、再量子化器、前記スイッチング回路の出力電流を測定する電流検出器および前記電流検出器の出力信号から前記スイッチング回路において発生するデッドタイムによる歪をフィードバック補償するための補償信号を算出する手段を持ち、前記ノイズ・シェーピング・フィルタは入力信号として少なくとも前記ＰＣＭ信号および前記再量子化器の出力信号に前記算出された補償信号を加算した信号を持つことを特徴とする。 Specifically, the present invention receives the PCM signals, the digital amplifier for generating an output signal by the switching circuit, a current detector for measuring noise shaping filter, re-quantizer, the output current of said switching circuit And means for calculating a compensation signal for feedback compensation of distortion due to dead time generated in the switching circuit from the output signal of the current detector , wherein the noise shaping filter has at least the PCM signal and the input signal as input signals. characterized as having a signal adding the compensation signal the calculated output signal of the re-quantizer.
本発明のデジタルアンプは、スイッチングアンプのデッドタイムの影響をフィードバック補償するため、デッドタイムが存在しても、そのことによるデジタルアンプの信号歪を抑えることができるという利点がある。
Since the digital amplifier of the present invention compensates for the influence of the dead time of the switching amplifier, there is an advantage that even if the dead time exists, the signal distortion of the digital amplifier due to the dead time can be suppressed.
以下、本発明の実施の形態について説明する。なお、実施の形態１、２は参考例であり、実施の形態３が特許請求の範囲に記載した発明に係る実施の形態である。
（実施の形態１）
図４は本発明の実施の形態１でるフルデジタルアンプの構成図である。ＰＣＭ信号である信号r[i]を入力し、入力信号に応じた信号によりスピーカを駆動するものである。
Embodiments of the present invention will be described below. The first and second embodiments are reference examples, and the third embodiment is an embodiment according to the invention described in the claims.
(Embodiment 1)
FIG. 4 is a configuration diagram of the full digital amplifier according to the first embodiment of the present invention. A signal r [i], which is a PCM signal, is input and the speaker is driven by a signal corresponding to the input signal.
入力信号r[i]はサンプリング周波数44.1kHzのＰＣＭ信号である。この信号はオーバサンプラ４によりサンプリング周波数が１６倍である705.6kHzのＰＣＭ信号u[k]に変換される。信号u[k]はノイズ・シェーピング・フィルタ３を経て再量子化器１に入力され、５ビットの信号に量子化され、サンプリング周波数705.6kHz分解能５ビットのＰＣＭ信号y[k]に変換される。ノイズ・シェーピング・フィルタ３においては、再量子化器１における量子化ノイズなどを検出し、その出力信号にフィードバックする。そのようにして、信号y[k]に含まれる量子化ノイズの可聴域成分を抑制する。ＰＣＭ信号である信号y[k]はパルス幅変調器２に入力され、ＰＷＭ信号w(t)に変換される。パルス幅変調器２の分解能は５ビットであり、キャリア周波数は705.6kHzである。ＰＷＭ信号w(t)はスイッチングアンプ５に対するスイッチング信号であり、その出力はＬＣにより構成されるローパスフィルタ６を通して負荷であるスピーカを駆動する。 The input signal r [i] is a PCM signal with a sampling frequency of 44.1 kHz. This signal is converted into a PCM signal u [k] of 705.6 kHz whose sampling frequency is 16 times by the oversampler 4. The signal u [k] is input to the requantizer 1 through the noise shaping filter 3, quantized into a 5-bit signal, and converted into a PCM signal y [k] having a sampling frequency of 705.6 kHz and a resolution of 5 bits. . The noise shaping filter 3 detects quantization noise or the like in the requantizer 1 and feeds back to the output signal. As such, the audible range component of the quantization noise contained in the signal y [k] is suppressed. The signal y [k], which is a PCM signal, is input to the pulse width modulator 2 and converted into a PWM signal w (t). The resolution of the pulse width modulator 2 is 5 bits and the carrier frequency is 705.6 kHz. The PWM signal w (t) is a switching signal for the switching amplifier 5, and its output drives a speaker as a load through a low-pass filter 6 constituted by LC.
スイッチングアンプ５の出力段の回路例を図５に示す。バイポーラ電源を用いた場合の回路であるが、単電源を用いてＢＴＬ接続する場合においても、同様である。理想的にはスイッチング素子Ｍ１またはＭ２のどちらかが常に同通状態となるようにして、出力電圧は+Vddまたは-Vddのどちらかの値をとる。スイッチング素子Ｍ１がオンになるかＭ２がオンになるかは、スイッチングアンプ５の入力信号であるＰＷＭ信号w(t)のその瞬間における値によって決まる。 A circuit example of the output stage of the switching amplifier 5 is shown in FIG. This is a circuit in the case of using a bipolar power supply, but the same applies to the case of BTL connection using a single power supply. Ideally, one of the switching elements M1 or M2 is always in the same state, and the output voltage takes either + Vdd or -Vdd. Whether the switching element M1 is turned on or M2 is turned on is determined by the value of the PWM signal w (t) that is an input signal of the switching amplifier 5 at that moment.
しかし、現実問題としては、スイッチング素子Ｍ１とＭ２が同時にオンになると、スルー電流が流れてしまい、スイッチング素子の破壊を引き起こすため、例えばスイッチング素子Ｍ１がオフになってから少し時間を置いた後にスイッチング素子Ｍ２をオンにしている。このスイッチング素子Ｍ１およびＭ２が両方ともオフになっている時間はデッドタイムと呼ばれている。一般に素子のスイッチング時間にはバラツキがあるため、デッドタイムは必ず設ける必要がある。 However, as a practical problem, if the switching elements M1 and M2 are turned on at the same time, a through current flows and causes the destruction of the switching element. The element M2 is turned on. The time during which both of the switching elements M1 and M2 are off is called the dead time. In general, since the switching time of elements varies, it is necessary to provide a dead time.
そして、このデッドタイムの間の出力電圧がデジタルアンプの歪を引き起こす。デッドタイムの間、出力Outの電圧がゼロになっていればそのような歪は発生しないが、実際にはローパスフィルタ６に含まれるインダクタとスイッチングアンプ５の出力段におけるダイオードＤ１およびＤ２により、デッドタイムの間は+Vddまたは-VddにダイオードＤ１またはＤ２の順方向降下電圧を加えた電圧が発生することになる（図６）。そのどちらの電圧になるかは、出力Outに流れる電流の方向によって決まる。すなわち、出力Outに流れる電流の方向によって、実質的なパルス幅が増減することになる。 The output voltage during this dead time causes distortion of the digital amplifier. Such a distortion does not occur if the voltage of the output Out is zero during the dead time, but in reality, the dead is caused by the inductors included in the low pass filter 6 and the diodes D1 and D2 in the output stage of the switching amplifier 5. During the time, a voltage is generated by adding the forward drop voltage of the diode D1 or D2 to + Vdd or -Vdd (FIG. 6). Which of these voltages is determined depends on the direction of the current flowing to the output Out. That is, the substantial pulse width increases or decreases depending on the direction of the current flowing through the output Out.
そこで、本実施の形態においては、出力Outに流れる電流を電流推定器７１によって推定し、デッドタイムにより発生する出力Outのパルス幅の変化分を電流推定値から非線形関数８により推定する。そして推定したパルス幅の変化分をノイズ・シェーピング・フィルタ３へフィードバックするパルス幅指令値信号であるＰＣＭ信号y[k]に加味することにより、スイッチングアンプ５において発生するデッドタイムによる歪をフィードバック補償することができる。 Therefore, in the present embodiment, the current flowing through the output Out is estimated by the current estimator 71, and the change in the pulse width of the output Out caused by the dead time is estimated from the estimated current value by the nonlinear function 8. Then, by adding the estimated change in the pulse width to the PCM signal y [k], which is a pulse width command value signal that feeds back to the noise shaping filter 3, the distortion due to the dead time generated in the switching amplifier 5 is feedback compensated. can do.
非線形関数８の形としては次のものを用いる。 The following is used as the shape of the nonlinear function 8.
ここで、I1は電流の閾値であり、hは定数である。定数hの値は、スイッチングアンプ５のデッドタイムに依存する。- I1＜i＜I1のときにf(i)=0であるのは、１周期のうちに二つ存在するデッドタイムにおいて、流れる電流の向きがそれぞれ逆方向になるために、デッドタイムの影響が相殺されるためである。１周期のうちに二つ存在するデッドタイムの長さが異なる場合には、f(i)の値を０ではなく、その差に応じた定数とする。 Here, I 1 is a current threshold value, and h is a constant. The value of the constant h depends on the dead time of the switching amplifier 5. -When I 1 <i <I 1 , f (i) = 0 because the dead current exists in two periods in one cycle, because the direction of the flowing current is opposite to each other. This is because the influence of. When the lengths of two dead times existing in one period are different, the value of f (i) is not 0, but is a constant according to the difference.
本発明の実施の形態１においては、電流の閾値I1を一定としていたが、実際にはその値はパルス幅に依存するので、電流の閾値I1をＰＣＭ信号y[k]の関数としてもよい。 In the first embodiment of the present invention, the current threshold value I 1 is constant. However, since the value actually depends on the pulse width, the current threshold value I 1 can be used as a function of the PCM signal y [k]. Good.
なお、本発明の実施の形態１を実施する上においてはスイッチングアンプ５のデッドタイムを精度良く知る必要がある。上述の方法において実際のデッドタイムと想定したデッドタイムが異なると、高調波歪を発生する。そこで、例えばデッドタイムを0ns、5ns、10nsといったように３種類の値に想定し、その上で実際に入力信号r[i]を入れて高調波歪を測定する。その際、ツートーンテストを行うと便利である。すなわち、915Hzと872.5Hzの正弦波を重畳させた信号を入力信号としてr[i]に設定し、出力信号における第５高調波（相互変調波）に相当する1000Hzの信号成分の大きさを計測する。そして、各想定したデッドタイムにおける第５高調波の大きさからスイッチングアンプ５のデッドタイムを推定する。デッドタイムによって発生する歪は高調波の次数が高くなってもあまり小さくならないといった特徴があるのに対し、他の電源電圧変動などの影響による歪は第３高調波までの成分が大きく、第５高調波成分は小さいので、精度の良いデッドタイム推定が可能となる。
（実施の形態２）
図１は本発明の実施の形態２であるデジタルアンプの構成図を示すものである。本発明の実施の形態１と異なる点は、出力電流の推定値からのフィードバック方法のみであり、その他の点は本発明の実施の形態１と同じである。
In order to carry out the first embodiment of the present invention, it is necessary to know the dead time of the switching amplifier 5 with high accuracy. If the actual dead time differs from the assumed dead time in the above-described method, harmonic distortion is generated. Therefore, for example, the dead time is assumed to be three kinds of values such as 0 ns, 5 ns, and 10 ns, and then the input signal r [i] is actually input to measure the harmonic distortion. At this time, it is convenient to perform a two-tone test. That is, a signal with superimposed sine waves of 915 Hz and 872.5 Hz is set as r [i] as an input signal, and the magnitude of the 1000 Hz signal component corresponding to the fifth harmonic (intermodulation wave) in the output signal is measured. To do. Then, the dead time of the switching amplifier 5 is estimated from the magnitude of the fifth harmonic at each assumed dead time. Distortion caused by the dead time is characterized in that it does not become so small even when the order of the harmonic increases, whereas distortion due to the influence of other power supply voltage fluctuations has a large component up to the third harmonic. Since the harmonic component is small, it is possible to accurately estimate the dead time.
(Embodiment 2)
FIG. 1 shows a configuration diagram of a digital amplifier according to a second embodiment of the present invention. The difference from the first embodiment of the present invention is only the feedback method from the estimated value of the output current, and the other points are the same as in the first embodiment of the present invention.
扱う音響信号は時刻とともに変化する信号であるので、デッドタイムの影響は、デッドタイムの長さだけではなく、デッドタイムの発生するタイミングによっても変わってくる。デッドタイムが発生するタイミングはＰＣＭ信号y[k]の値によって決まってくるので、デッドタイムの影響を、電流の値とＰＣＭ信号y[k]の値の両方によって補償する。その際には単純にＰＣＭ信号y[k]のフィードバック信号を補正するだけではすまないので、ノイズ・シェーピング・フィルタ３の状態変数に対して補正をかける。図中、電流フィードバック関数ベクトル３６はベクトルを値とする非線形関数であり、その関数であるg(i,y)は特許文献１において述べられているアプローチを用いて計算することができる。 Since the acoustic signal to be handled is a signal that changes with time, the influence of the dead time varies depending not only on the length of the dead time but also on the timing at which the dead time occurs. Since the timing at which the dead time occurs is determined by the value of the PCM signal y [k], the influence of the dead time is compensated by both the value of the current and the value of the PCM signal y [k]. In this case, it is not enough to simply correct the feedback signal of the PCM signal y [k], so the state variable of the noise shaping filter 3 is corrected. In the figure, a current feedback function vector 36 is a nonlinear function having a vector as a value, and g (i, y), which is a function thereof, can be calculated using the approach described in Patent Document 1.
実施の形態２においては、実施の形態１に比べて、デッドタイムの影響をより厳密に評価することができるので、デッドタイム歪をより精度良く補償することができる。
（実施の形態３）
図７は本発明の実施の形態３であるデジタルアンプの構成図を示すものである。本発明の実施の形態１と異なる点は、本発明の実施の形態１においては推定した出力電流の値からデッドタイム補償を行っているのに対して、本発明の実施の形態２においては、出力電流を測定し、その測定した電流の値からデッドタイム補償を行っている点のみであり、その他の点は本発明の実施の形態１と同じである。
In the second embodiment, since the influence of the dead time can be evaluated more strictly than in the first embodiment, the dead time distortion can be compensated more accurately.
(Embodiment 3)
FIG. 7 shows a configuration diagram of a digital amplifier according to the third embodiment of the present invention. The difference from Embodiment 1 of the present invention is that dead time compensation is performed from the estimated output current value in Embodiment 1 of the present invention, whereas in Embodiment 2 of the present invention, The only difference is that the output current is measured and the dead time compensation is performed from the measured current value, and the other points are the same as in the first embodiment of the present invention.
スイッチングアンプ５の出力電流は電流検出器７２において検出される。この電流検出はホールセンサを用いて検出してもよいし、ＣＴを用いて検出してもよい。また、図５におけるスイッチング素子Ｍ１またはＭ２に対してマルチソースのものを用いて検出してもよい。 The output current of the switching amplifier 5 is detected by the current detector 72. This current detection may be detected using a Hall sensor or may be detected using CT. Alternatively, the switching element M1 or M2 in FIG.
そのように検出された電流は数１に示される式にしたがってＰＣＭ信号y[k]の補正値に変換される。したがって、電流検出器７２においては電流を精度良く検出してもよいが、数１の計算に必要な３値の情報のみを検出するようにしてもよい。得られた補正値はパルス１周期につき１回サンプルされる。対称ＰＷＭを用いるときは、サンプルされるタイミングは図６におけるT1である。そしてサンプルされた補正値はＰＣＭ信号y[k]の値と加算され、ノイズ・シェーピング・フィルタへフィードバックされる。 The current thus detected is converted into a correction value for the PCM signal y [k] according to the equation shown in Equation 1. Therefore, the current detector 72 may detect the current with high accuracy, but only the ternary information necessary for the calculation of Equation 1 may be detected. The resulting correction value is sampled once per pulse period. When using symmetric PWM, the sampled timing is T1 in FIG. The sampled correction value is added to the value of the PCM signal y [k] and fed back to the noise shaping filter.
実施の形態３においては、実施の形態１に比べて、出力電流を推定する計算が不要になるため、デジタルアンプの実行に必要な計算量を従来のものと同じにできるといった利点を有する。
The third embodiment has an advantage that the calculation amount necessary for executing the digital amplifier can be made the same as that of the conventional one because the calculation for estimating the output current is not required compared with the first embodiment.
本発明を用いることにより、スイッチングアンプのデッドタイムによって発生する信号歪を補償することができ、歪の小さいフルデジタルアンプを実現することができる。
By using the present invention, signal distortion caused by the dead time of the switching amplifier can be compensated, and a full digital amplifier with low distortion can be realized.
１・・・再量子化器
２・・・パルス幅変調器
３・・・ノイズ・シェーピング・フィルタ
３１・・・遅延器
３２・・・システム行列
３３・・・出力ベクトル
３４・・・入力ベクトル
３５・・・非線形フィードバック・ベクトル
３６・・・電流フィードバック関数ベクトル
４・・・オーバサンプラ
５・・・スイッチングアンプ
６・・・ローパスフィルタ
７１・・・電流推定器
７２・・・電流検出器
８・・・非線形関数
Ｍ１，Ｍ２・・・スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Requantizer 2 ... Pulse width modulator 3 ... Noise shaping filter 31 ... Delay device 32 ... System matrix 33 ... Output vector 34 ... Input vector 35 ... Non-linear feedback vector 36 ... Current feedback function vector 4 ... Oversampler 5 ... Switching amplifier 6 ... Low pass filter 71 ... Current estimator 72 ... Current detector 8 ...・ Nonlinear functions M1, M2... Switching elements D1, D2.
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