JP4927828B2 - 汎用ｒａｋｅ受信による適応タイミング再生 - Google Patents

Description

本発明は、一般に、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムのためのＲＡＫＥ受信機に関する。より詳細に、本発明は、ＲＡＫＥ受信機におけるＲＡＫＥフィンガのフィンガ設定を決定する方法と装置に関する。

無線通信システムにおいて、送信された信号は、複数の伝搬路（マルチパス）を経由して受信機に届くことがある。従ってこの場合は、受信された信号は、異なった時間シフトをした複数の信号の混成されたものになる。異なった時間シフトを受けた受信信号を、ここでは信号イメージと呼ぶことにすると、これらの信号イメージは、異なった位相と減衰の影響を受けることになる。複数の時間シフトを持つ信号イメージは、受信機のところで、予知できない形で合成され、その結果、信号のフェーディングが起こる。

ＣＤＭＡ受信機は、典型的には、マルチパスの伝搬によるフェーディングを克服するために、ＲＡＫＥ受信機を用いる。ＲＡＫＥ受信機の目的は、それぞれの信号イメージを検出して、それらを同位相で合成することである。ＲＡＫＥ受信機は、典型的には、異なった信号イメージを別々に逆拡散するための、複数の、しばしばフィンガと呼ばれる、相関器と、相関器の出力を合成する合成器とを含む。例えば、ＲＡＫＥ受信機は、Ｍ個の最も強い信号イメージを検出して合成してもよい。遅延検索器（ディレイサーチャ）は、最も強い信号イメージに対応した遅延を識別するために、受信した信号を処理する。そして、
フィンガ設定プロセッサは、これらの遅延に基づいてフィンガを設定する。フィンガ設定の工程は、ＲＡＫＥフィンガを信号イメージと時間的に合致するように設定するべく、それぞれのＲＡＫＥフィンガに遅延を割り当てる工程を備える。フィンガ設定の簡単な考え方は、遅延検索器により発見されたＪ個の最も強い信号イメージの遅延を、それぞれに対応したＲＡＫＥフィンガに割り当てる方法である。

典型的には、フィンガ設定は、遅延の関数としての信号電力を与える、ある決められた検索窓（サーチウィンドウ）を通して推定した電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）を生成することより出発する。典型的なＰＤＰを図１に示す。遅延検索器は受信した信号サンプル（サンプリングされた信号）の電力を測定する。サンプリングの間隔によって検索のグリッドが決まり、信号電力の測定によりＰＤＰが決まる。フィンガ設定の１つの方法は、ＰＤＰの中で遅延値のピークまたは極大のところ、またはその付近にフィンガを設定する方法である。ここでは、この方法を「ピーク」の方法と呼ぶことにする。理想的には、ＲＡＫＥフィンガは、ＰＤＰのピークに対応した遅延値に正確に設定をされるであろう。しかし、図１に示すように、検索グリッドは、常にはＰＤＰのピークに位置的に一致することはないので、ＰＤＰのピークに正確に一致したＲＡＫＥフィンガの設定は、常に可能ではない。ＰＤＰの中における実際のピークは、検索グリッドのグリッド点（格子点）とグリッド点との間に来るかもしれない。

実際のチャネル遅延に対する検索グリッドの位置設定は、動作特性に影響を与える。この点を示すために、シンプルで平坦な（単一タップ）チャネルを考えてみる。ＣＤＭＡ受信機は、そのような信号を受信すると、受信した信号と時間シフトした拡散符号との相関を取ることを試みる。検索器によって与えられる時間シフト（遅延量）は検索グリッドの分解能の関数である。もし、グリッドの位置設定がチャネルの遅延量に一致していれば、他の全ての符号の寄与は直交しているので干渉はない。しかし、もし、グリッドの位置設定がチャネルの遅延に一致していなければ、直交性が失われて、他の符号の寄与は干渉となって現れる。例えば、１６−ＱＡＭのような高次の変調方式が用いられた非常に高いデータレートの場合には、位置設定の誤差の与える影響は、劇的でさえもある。これは、この変調方式が自己干渉に非常に敏感だからである。このように、伝搬路の遅延が２つのサンプリング間隔の中間にあるときには、動作性能の劣化は厳しいものになることがある。従って、データ処理量としては、ＲＡＫＥフィンガに割り当てられた遅延値が信号イメージの伝搬路遅延に対応している場合の高いデータレートのときの処理量と、ＲＡＫＥフィンガに割り当てられた遅延値が伝搬路遅延に対応していない場合のより低いデータレートのときの処理量との間を変動することになる。

本発明は、受信機の動作モードを決定するための方法に関する。一般に、この方法は、遅延検索器を用いて、受信機によって受信された信号の中の信号イメージを識別する工程を備える。そして、受信機の中のプロセッサが、それぞれ、単一遅延の受信機モードと、複数遅延の受信機モードとに対して適用するべき、第１および第２の信号品質メトリックを決定する。プロセッサはその後、第１および第２の信号品質メトリックを比較することに基づいて、単一遅延の受信機モードと、複数遅延の受信機モードのどちらかを選択する。単一遅延の受信機モードが選択された場合、受信機は単一の遅延値を用いて信号イメージを処理する。複数遅延の受信機モードが選択された場合、受信機は複数の遅延値を用いて信号イメージを処理する。

本発明の１つの実施形態では、受信機は、ＲＡＫＥ受信機を備える。本発明は、このＲＡＫＥ受信機の中の、フィンガ設定（フィンガ配置）と重み係数を決定するための方法に関する。この典型的な実施形態に従えば、遅延検索器は受信信号の中の信号イメージを識別するように設定され、フィンガ設定プロセッサは、単一遅延の受信機モードか複数遅延の受信機モードかを選択するように設定される。フィンガ設定プロセッサは、単一遅延の受信機モード、および、複数遅延の受信機モードに対して、それぞれ、第１および第２の信号品質メトリックを生成し、最もよいメトリックを与える受信機モードを選択するように設定される。受信機モードの選択は、受信された信号の中に検出された、全ての信号イメージ対して実行されてもよいし、または選択されたある信号イメージのみに対して実行されてもよい。例えば、受信機モードの選択は、最も強い信号イメージのみに対して実行されてもよいし、事前に決められた基準を満足した全ての信号イメージに対して実行されてもよい。モード選択機能は選択的に可能（イネーブル）または不能（ディスエーブル）とされてもよい。例えば、モード選択機能は、単一の信号イメージを含む非分散性のチャネルに対してのみ可能とし、２つ以上の信号イメージを含む分散性のチャネルに対しては不能とすることでもよい。他の実施形態においては、他の基準を考えてもよい。例えば、モード選択機能は、ある選択された変調方式とデータレートに対してのみ可能とするのでもよい。

もう一例の実施形態では、受信機はチップ等化受信機を備える。チップ等化受信機には、受信信号をフィルタリングするためのＪ個のタップが設定される。フィルタのタップ数とそれぞれのフィルタのタップに割り当てられる遅延量は、信号品質メトリックの評価に基づいて、適応的に決められる。

本発明は、ＲＡＫＥ受信機またはチップ等化受信機のフィンガの設定を決定する、方法と装置に関する。ここに用いているＲＡＫＥ受信機という語は、ここに参考文献として用いる、アメリカ合衆国特許Ｎｏ．６，３６３，１０４、で説明されている、汎用ＲＡＫＥ（Ｇ−ＲＡＫＥ）受信機を含む。本発明は、単入力単出力（ＳＩＳＯ）受信機、多入力単出力（ＭＩＳＯ）受信機、および、多入力多出力（ＭＩＭＯ）受信機に応用される。

図２は、本発明の典型的な実施形態に従ったＲＡＫＥ受信機１０を含む無線受信機５を示す。無線受信機５は、受信機アンテナ１２、受信機フロントエンド１４、ＲＡＫＥ受信機１０、および、復号器２８、とを備える。ＲＡＫＥ受信機１０は、ＲＡＫＥプロセッサ３０、マルチパス信号の中の信号イメージを検出する複数個のＲＡＫＥフィンガ１６、および、合成されたＲＡＫＥ出力信号を生成するためにＲＡＫＥフィンガ１６の出力を合成する加重ネットワーク２２、とを備える。復号器２８は、合成されたＲＡＫＥ出力信号を復号する。受信機フロントエンド１４は、信号処理を行うべきベースバンド信号を生成するために、アンテナ１２からの受信信号の、フィルタリングを行い、周波数ダウンコンバートを行い、サンプリングを行う。サンプリング間隔は、例えば、チップ周期Ｔ_ｃの半分の長さでよい。受信機フロントエンド１４からのサンプルされた信号は、１つ以上のＲＡＫＥフィンガ１６に入力される。ＲＡＫＥフィンガ１６の機能は、選択された信号イメージ、典型的にはＬ個の最も強い信号イメージ、の逆拡散を行うことである。図３で見るように、それぞれのＲＡＫＥフィンガ１６は、遅延素子１８と相関器２０を備える。遅延素子１８は、ＲＡＫＥプロセッサ３０で決定された可変に設定可能な遅延量を、受信した信号に与えることによって、選択された信号イメージの遅延値と一致するようにフィンガ１６を設定する。相関器２０は、受信した信号を逆拡散するために、遅延が与えられた信号と、希望信号についての既知の拡散系列との相関を取る機能を持つ。相関を取った結果、受信した信号の中に含まれる非希望信号が受信機にとって雑音として現れる。加重ネットワーク２２は、それぞれのＲＡＫＥフィンガ１６から出力される逆拡散信号に重みを付与して（加重して）から合成する。統計量として合成出力を決定するために、すなわち、ここで言うＲＡＫＥ出力信号を生成するために、加重素子２４がそれぞれのＲＡＫＥフィンガ出力に重み係数を乗算し、ＲＡＫＥ合成器２６がそれらの重み付けされたＲＡＫＥフィンガ出力を合成する。ＲＡＫＥ出力信号は復号器２８に入力され、復号器は、ＲＡＫＥ出力信号を復号し、もとの送信された信号を推定する。

ＲＡＫＥプロセッサ３０は、ＲＡＫＥフィンガ１６の数と設定を決定する。また、それぞれのＲＡＫＥフィンガ出力に与える合成のための重みを決定する。図４は、本発明の典型的な実施形態に従った、ＲＡＫＥプロセッサを示す。ＲＡＫＥプロセッサ３０は、遅延検索器３２とフィンガ設定プロセッサ３４とを備える。遅延検索器３２は、受信信号の中に含まれる個々の信号イメージを識別し、それぞれの信号イメージに関して遅延量を求める。より詳細に言うならば、遅延検索器３２は、事前に決められた検索窓（サーチウィンドウ）を通して得られた受信信号サンプル（サンプリングされた受信信号）の電力を測定することにより、図１に示されるような電力遅延プロファイルを生成する。サンプリング間隔は１チップ周期かそれ以下でよい。図１はサンプリング間隔を１／２チップ周期と仮定した場合の電力遅延プロファイルである。信号イメージを検出する１つの手法は、ＰＤＰの中の極大値を検出し、その極大値を定義された閾値と比較することである。これらの極大の遅延値は、受信されたマルチパス信号の中の、信号イメージの伝搬路の遅延値であると考えることができる。検出された信号イメージの伝搬路遅延はフィンガ設定プロセッサ３４に入力される。フィンガ設定プロセッサ３４は、遅延検索器３２によって供給される伝搬路遅延の推定値に基づきＲＡＫＥフィンガ１６の数と設定を決定する。フィンガ設定プロセッサ３４は、さらに、それぞれのＲＡＫＥフィンガ出力に適用するべき重み係数を算出する。

フィンガ設定プロセッサ３４は、フィンガ設定器３５、チャネル推定器３６、合成重み生成器３８、および、メトリック計算器４０を含む。フィンガ設定器３５は、伝搬路検索器３２によって報告される伝搬路遅延の推定値に基づいて、ＲＡＫＥフィンガ１６の設定を決定する。従来のＲＡＫＥ受信機では、ＲＡＫＥフィンガ１６は、典型的には、Ｌ個の最も大きい遅延に割り当てられる。Ｇ−ＲＡＫＥ受信機では、どの伝搬路の遅延量にも対応しない受信信号の検出のために、さらなるＲＡＫＥフィンガ１６が付加されて用いられることもある。チャネル推定器３６は、割り当てられたそれぞれのＲＡＫＥフィンガに対して、送信機から受信機までの伝搬チャネルの推定値（チャネル推定）を生成する。チャネル推定は合成重み生成器３８に供給される。合成重み生成器３８は、ＲＡＫＥフィンガ出力に適用すべき合成重みを算出する。合成重み生成器３８は、例えば、最大比合成（ＭＲＣ）の基準を基本として合成する加重を算出してもよい。ＭＲＣ合成については、合成重みは、それぞれのＲＡＫＥフィンガに対する相関器２０の出力のところでの信号電力、または信号電力対干渉電力比（ＳＩＲ）に基づいて求められる。あるＲＡＫＥフィンガ１６の信号のＳＩＲが低い場合には、小さい重み係数が割り当てられるであろう。逆に、あるＲＡＫＥフィンガ１６の信号のＳＩＲが高い場合には、大きな重み係数が割り当てられるであろう。全面的なＧ−ＲＡＫＥ（ｆｕｌｌ Ｇ−ＲＡＫＥ）の合成では、合成重み生成器３８は、ＲＡＫＥフィンガ間にわたる劣化相関値を算出し、劣化共分散行列Ｒを生成する。合成重み生成器３８は、劣化共分散行列（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔｒｉｘ）Ｒの逆行列にチャネル推定器３６から得られるチャネル推定のベクトルｈ＾を乗じて加重ベクトル（ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）ｗを生成する。加重ベクトルｗの要素は、ＲＡＫＥフィンガ１６の出力に対する重み係数である。

ある場合には、遅延検索器３２は受信信号の中で主要な１つの信号イメージを検出してもよい。この状況は、たとえば、送信機から受信機までが直接の見通し内伝搬路である時に起こり得る。主要な信号イメージは、１つの信号イメージが検出されてそれが非分散性のチャネルを示しているときに、存在するであろう。もし、チャネルが分散性であり、２つ以上の信号イメージが検出されれば、主要な信号イメージの存在は、検出した信号イメージの相対信号電力またはＳＩＲに基づいて決定されてもよい。もし、最も強い信号イメージの、信号電力またはＳＩＲが、他のものより事前に決められた量だけ超えていれば、主要な信号イメージが存在すると決定されてもよい。

主要な信号イメージが存在するときには、信号品質メトリックに基づいて受信機モードを選択するという適応的なフィンガ設定のアルゴリズムを用いることにより、受信の機能を改善することができる。検索グリッドまたは遅延推定グリッドが、主要な信号イメージの伝搬路遅延と合致していないときには、ＰＤＰの中におけるピークの近傍に複数のＲＡＫＥフィンガを設定することにより、受信機能は改善される。この場合は、複数のＲＡＫＥフィンガからの出力の合成は、内挿を行う形になる。最終的な結果は、伝搬路遅延に設定された単一のＲＡＫＥフィンガに近似される。検索グリッドが伝搬路遅延と合致して、ＰＤＰの中のピークが伝搬路遅延の位置にある、または非常に近くにある場合には、この付加的なＲＡＫＥフィンガ１６の使用は不必要である。

本発明の１つの視点に従えば、フィンガ設定プロセッサ３４は、１６−ＱＡＭにおけるように、送信された信号、または、それに関わる統計量の推定値を作り出すために、合成を行うＲＡＫＥフィンガの数を適応的に決定する。フィンガ設定プロセッサ３４は、フィンガ設定に対する種々の考え方により、または、受信機モードを仮定して、信号品質メトリックを評価する。第１の信号品質メトリックは、ここでは単一フィンガメトリックと呼ぶことにする。このメトリックは、推定されたＰＤＰの中におけるピークの位置に設定された単一のＲＡＫＥフィンガ１６を用いる、単一フィンガ受信機モードに対して決定される。第２の信号品質メトリックは、ここでは複数フィンガメトリックと呼ぶことにする。このメトリックは、推定されたＰＤＰの中におけるピークの近傍に設定された複数のフィンガ１６を用いる、複数フィンガ受信機モードに対して決定される。ある実施形態では、複数フィンガメトリックは、推定されたＰＤＰのピークの中央に設定された、等間隔に配された３つのＲＡＫＥフィンガ１６に基づいて算出される。フィンガの間隔は、典型的には、サンプリングの間隔の倍数である。この場合、サンプリンググリッドはフィンガを設定するためのグリッドとして用いられる。しかし、当業者は、フィンガ設定のグリッドはサンプリンググリッドと異なっていてもよいと理解するであろう。いずれの場合も、ＲＡＫＥフィンガ１６の間隔は、ナイキストの基準よりは小さくなければならない。フィンガ設定プロセッサ３４は、メトリックの評価に基づいて、単一フィンガ受信機モードか複数フィンガ受信機モードかのどちらかを選択する。

本発明は、単一フィンガ受信機モードか２以上の数の複数フィンガ受信機モードかのどちらかを選択するのにも用いられてもよい。例えば、単一フィンガメトリックに加えて、３フィンガメトリック、および５フィンガメトリックが求められてもよい。さらに、異なった伝搬路遅延を仮定することにより、それぞれの複数フィンガ受信機モードに対して、種々なるチャネルの条件が考慮されてもよい。

図５は、ＲＡＫＥ受信機１０において、フィンガ設定を決定する典型的な手順を示す。遅延検索器３２が受信した信号の中から信号イメージを検出する（ブロック５２）。そして、主要な信号イメージが存在するか否かを判定する（ブロック５４）。もし、複数の信号イメージがあって、主要な信号イメージが存在しなければ、フィンガ設定は従来の方法で実行されてよい（ブロック５６）。もし、主要な信号イメージが存在すれば、これはただ１つの信号イメージが存在する場合であり、フィンガ設定プロセッサ３４は、受信機モードとして、例えば、単一フィンガ受信機モードか複数フィンガ受信機モードかを選択する。受信機モードを決定するために、フィンガ設定プロセッサ３４は、単一フィンガ受信機モード、および、複数フィンガ受信機モードに対する信号対干渉比（ＳＩＲ）の推定値、または、その他の信号品質メトリックを算出する（ブロック５８）。次に、フィンガ設定プロセッサ３４は、単一フィンガモード、複数フィンガモードに対して計算したＳＩＲを比較し、ＳＩＲを最大にするモードを選択することにより、受信機モードを選択する（ブロック６０）。選択された受信機モードが受信信号の復調に用いられる（ブロック６２）。

ＲＡＫＥ受信機の中でのＳＩＲの推定は、従来知られているいずれの方法を用いてもよい。例えば、合成受信機では、ＳＩＲは次式で推定されてもよい。

ここに、ｗは合成重みベクトル（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）（またはスカラー）、ｈ＾は推定された純応答ベクトル（ｎｅｔ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｖｅｃｔｏｒ）（またはスカラー）、Ｒは推定された劣化共分散行列（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔｒｉｘ）（またはスカラー）である。ＳＩＲの算出に用いる合成重みｗは試行的な合成重みであってよい。ＲＡＫＥフィンガ出力を合成するのに用いる合成重みｗは、より正確な情報に基づいていてもよい。また、ＳＩＲの計算に用いたものと異なっていてもよい。

ＳＩＲを決定する最初のステップは、フィンガ設定を決定することである。単一フィンガ受信機モードでは、ＲＡＫＥフィンガ１６のフィンガ遅延量が、遅延検索器３２から報告される遅延量のところに設定される。複数フィンガ受信機モードでは、ＲＡＫＥフィンガ１６の望ましい数Ｊ（典型的には奇数）が、伝搬路検索器３２によって報告されるＰＤＰのピークに対応した遅延の中央に置かれるようにしてもよい。フィンガの間隔Δはナイキストの基準（ＷＣＤＭＡの場合は、＜０．８チップ）を満足しなければならない。例として、３つのＲＡＫＥフィンガ１６を仮定すると、フィンガ設定プロセッサ３４は、そのうちの１つを、ＰＤＰの中のピークに対応した遅延値ｄ_１に設定してもよい。残った２つのフィンガは、ｄ_１の前後の、事前に決められたオフセット量Δのところに設定することもできるだろう。オフセット量Δは、例えば、３／４チップ、または１／２チップでよい。一般的な原則として、ＲＡＫＥフィンガ１６の数Ｊが奇数の時には、（Ｊ−１）／２個のフィンガ１６は中央のフィンガからΔずつ増加させたところに設定し、（Ｊ−１）／２個のフィンガ１６は中央のフィンガからΔずつ減少させたところに設定する。フィンガ設定が決定した後に、フィンガ設定プロセッサ３４は、合成重みベクトルｗ、純応答ベクトルｈ＾、および、劣化共分散行列Ｒを算出する。

合成重みベクトルｗ、純応答ベクトルｈ＾、および、劣化共分散行列Ｒの算出の方法は、従来技術でよく知られているので、ここでは簡単にまとめることにする。ＲＡＫＥフィンガ１６に対する純応答ベクトルｈ＾、および、劣化共分散行列Ｒが与えられれば、合成重みベクトルｗは、次式に従って算出される。

純応答ベクトルｈ＾は、逆拡散を行ったパイロットシンボルからチャネル推定器３６により推定されてもよい。純応答ベクトルｈ＾は長さＪのベクトルを備える。そのベクトルの要素はＪ個のＲＡＫＥフィンガに対応したチャネル係数を備える。スロットインデックスｊにおける純応答ベクトルｈ＾は下式で与えられる。

ここに、ｘ（ｍ,ｊ）は、逆拡散されたパイロットシンボルの、ｊ番目のスロットのｍ番目のシンボルに対応したベクトルであり、ｓ（ｍ）は、時間インデックスｍに送信された既知のパイロットシンボルである。Ｎ_ｐはパイロットサンプルの数で、それによりチャネルが推定される。

式（１．３）は、それぞれのＲＡＫＥフィンガ１６における純チャネル応答の、雑音を含む推定値を与える。純応答ベクトルｈ＾のより正確な推定値はパルスの形を考慮に入れて算出できる。初めに、純応答ベクトルｈ＾が、式（１．３）に従ってＪ個のフィンガの遅延値に対して計算される。その後、Ｌ個の伝搬路遅延が考慮される。ここに、ＬはＪ以下の数である。このＬ個の伝搬路遅延はここに説明する方法で推定されてもよい。それぞれの推定された伝搬路遅延に対する伝送媒体応答ベクトル（ｍｅｄｉｕｍ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｖｅｃｔｏｒ）ｇ＾は次式で与えられる。

ここに、Ａは、推定された伝搬路遅延におけるパルス波形の自己相関を与えるパルス波形自己相関行列である。ＡはＪ×Ｌの行列であり、Ａの｛ｉ，ｊ｝要素は、自己相関関数ｒ_ｆｆ（ｄ_ｉ−τ_ｊ）により与えられる。ここに、ｄ_ｉはフィンガの遅延値であり、τ_ｊは推定された伝搬路遅延値である。伝送媒体応答ベクトルｇ＾から、Ｇ−ＲＡＫＥのＪ個のフィンガ１６に対する実効純応答ベクトル（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｎｅｔ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｖｅｃｔｏｒ）ｈ^〜が次式に従って生成されてもよい。

ここに、Ｂはパルス波形の自己相関で表したパルス波形自己相関行列である。ＲＡＫＥフィンガ１６の数Ｊは推定された伝搬路遅延の数Ｌと異なってもよいことに注意を要する。ＢはＪ×Ｌの行列であり、Ｂの｛ｊ，ｌ｝要素は自己相関関数ｒ_ｆｆ（ｄ_ｊ−τ_ｌ）により与えられる。ここに、ｄ_ｊはフィンガの遅延値であり、τ_ｌは推定された伝搬路遅延値である。Ｇ−ＲＡＫＥ受信機の計算には、実効純応答ベクトルｈ^〜がｈ＾の代わりに用いられてもよい。

劣化共分散行列Ｒの推定値（推定劣化共分散行列）Ｒ＾は、純応答ベクトルｈ＾から算出されてもよい。または代替として、劣化共分散行列Ｒは、実効純応答ベクトルｈ^〜から算出されてもよい。推定劣化共分散行列Ｒ＾は、次式により純応答ベクトルｈ＾から算出することができる。

式（１．６）に従って算出された推定劣化共分散行列Ｒ＾は、それぞれ、式（１．２）および式（１．１）に従って、合成重みｗとＳＩＲを算出するのに用いることもできる。または代替として、次式により、フィルタリングされた推定共分散行列を算出し、それを用いて式（１．２）および式（１．１）に従って、それぞれ、合成重みｗとＳＩＲを算出することもできる。
Ｒ−（ｋ）＝γＲ−（ｋ−１）＋（１−γ）Ｒ＾（ｋ）
ここに、γ＝（０．９９）^Ｎ _Ｐである。

アメリカ合衆国特許出願Ｎｏ．１０／８００１６７、２００４年、３月１２日、および／または、アメリカ合衆国特許出願Ｎｏ．６０／６８５８２５、２００５年、５月３１日、の中で説明されているパラメトリックの手法もまた劣化の相関を計算するのに用いることができる。これらの出願は、参考特許として、本発明に添付してある。このパラメトリックの手法を用いると、劣化共分散行列Ｒは次式に従って算出される。

ここに、Ｒ_ｌは干渉相関行列であり、これは、複数のユーザによる干渉により起こされる、干渉の相関を表すものである。Ｒ_Ｎは、ＲＡＫＥフィンガ１６間にある雑音の相関を表す雑音相関行列である。パラメータαとβは、フィッティングパラメータである。パラメータαは、全基地局の電力のパイロットチャネルの電力に対する比である。βは、白色雑音の電力で、背景雑音をモデル化した雑音とモデル化されない干渉（セル間と、おそらくは、システムＧＳＭ／ＥＤＧＥ間の干渉）の和である。フィッティングパラメータのαとβは未知の量であるが、下式に対する最小２乗の解を求めて推定することができる。

フィッティングパラメータαとβは、瞬時値、または、フィルタを通した値でよいし、または、１シンボル毎、１スロット毎、１フレーム毎を基本として算出された値でもよい。フィッティングパラメータαとβとが分かれば、劣化相関行列Ｒは式（１．７）に従って算出される。干渉相関行列の｛ｉ，ｊ｝要素は、下式で与えられる。

ここに、ｇ_ｌとｇ_ｑは、式（１．４）で与えられる伝送媒体応答ベクトルｇ＾のｌ番目、ｑ番目の要素であり、ｄ_ｉとｄ_ｊはフィンガの遅延量、τ_ｌとτ_ｑは伝搬路の遅延量である。ｒ_ｆｆ（ｔ）は受信機フィルタの自己相関関数、Ｔ_ｃはチップの周期である。雑音相関行列の｛ｉ，ｊ｝要素は下式で与えられる。

図６はＳＩＲを算出する典型的な方法を示す。この方法では、合成重みがパラメトリックの手法で計算される。最初に、フィンガ設計器３５が遅延探索器３２によって報告されるピークに基づいてフィンガの遅延値を決める（ブロック１０２）。チャネル推定器３６が、チャネルを推定し、式（１．３）に従って純応答ベクトルｈ＾を算出する（ブロック１０４）。そして、式（１．４）に従って伝送媒体応答ベクトルｇ＾を算出する（ブロック１０６）。伝送媒体応答ベクトルｇ＾は合成重み生成器３８に供給され、純応答ベクトルｈ＾は合成重み生成器３８とメトリック計算器４０の両方に供給される。合成重み生成器３８は式（１．９）に従って干渉相関行列Ｒ_ｌを算出し、式（１．１０）に従って雑音相関行列Ｒ_Ｎを算出する（ブロック１０８）。つぎに、合成重み生成器３８はフィッティングパラメータαおよびβを決める（ブロック１１０）。そして、劣化共分散行列Ｒを算出する（ブロック１１２）。合成重み生成器３８は、純応答ベクトルｈ＾と劣化共分散行列Ｒに基づき式（１．２）に従って、合成重みｗを算出してもよい（ブロック１１４）。最後に、メトリック計算器４０が、式（１．１）に従って、複数フィンガ受信機モードに対するＳＩＲを算出する（ブロック１１６）。単一フィンガ受信機モードでは古典的なＲＡＫＥ（例えば、ＭＲＣ−ＲＡＫＥ）の解である。合成重み、純チャネル応答、および、劣化共分散は全てスカラー量である。単一受信機モードに対する純チャネル応答は、長さＪのベクトルｈ＾の要素であり、伝搬路検索器から報告される遅延量（ｄ_ｌ）に対応している。合成重みは、純チャネル応答の共役複素数である。劣化共分散は、複数フィンガモードに対して計算される劣化共分散行列Ｒの要素であり、伝搬路検索器により報告される遅延量の自分自身との共分散（Ｒ（ｄ_ｌ,ｄ_ｌ））に対応している。式（１．２）では単一フィンガのＳＩＲを決めるためにこれらの量が用いられている。受信機モードを選択するために、複数フィンガのＳＩＲは、単一フィンガのＳＩＲと比較される。

複数フィンガ受信機モードでは、複数のＲＡＫＥフィンガ１６が主要な信号イメージの遅延の周囲に設定される。そして、ＳＩＲの算出のために、異なった手法が取られてもよい。１つの手法は、ここではフルオーダー（全次数）の手法と呼ぶことにして、信号イメージの伝搬路をＪ個の伝搬路を持つ分散性のチャネルとして取り扱う。そして、ＲＡＫＥフィンガ１６は伝搬路の数と等しいＪ＝Ｌ個のフィンガを用いることにする。この場合には、もし、伝搬路の遅延量τ_ｌがフィンガの遅延量ｄ_ｌに等しいと仮定すれば、ＳＩＲの計算は直接求めることができる。第２の手法は、ここでは削減されたオーダー（半次数）の手法と呼ぶことにして、主要な信号イメージの伝搬路の数をＬと仮定して、Ｌよりも大きいＪ個のＲＡＫＥフィンガ１６を用いる。この場合には、フィンガの遅延量ｄ_ｊと仮定した伝搬路の遅延量τ_ｌのずれ（オフセット）が決められる必要がある。フィンガの遅延量ｄ_ｊは、Ｊ個のフィンガグリッドを遅延検索器３２によって報告される遅延のピークの中央にあわせることにより決まる。フィンガ設定プロセッサ３４は、１個以上の伝搬路遅延τ_ｌを仮定して、仮定した伝搬路遅延τ_ｌのそれぞれの組に対して、フィンガの遅延値のオフセットｄ_ｊ−τ_ｌを決定する。この操作は、フィンガ設定のグリッドを伝搬路遅延に対して相対的にシフトさせるのと等価である。従って、主要な信号の伝搬路をモデル化するのに、２伝搬路モデルを用いるとすれば、そして、３つのフィンガを用いるとすれば、仮定した伝搬路遅延τ_ｌのそれぞれの組に対して、結果として、それぞれのフィンガ１６に対して２つずつ、合計６フィンガのオフセットが設定されるであろう。仮定したそれぞれの伝搬路遅延τ_ｌのそれぞれ組に対して、メトリックが計算されて、最もよいメトリックを持つ伝搬路遅延τ_ｌの組がＳＩＲの算出に用いられる。純応答ベクトルｈ＾、劣化共分散行列Ｒ、合成重みｗは、これまでに説明した方法で算出される。

上記の半次数チャネルのモデルを説明するために、主要な信号イメージの伝搬路をモデル化するのに単一伝搬路モデルを用いること、および、受信機は３つのＲＡＫＥフィンガ１６を用いることを仮定する。フィンガの遅延値として、中央のフィンガ１６の遅延値をｄ_１で表し、それぞれその右と左のフィンガ１６の遅延値を、それぞれ、ｄ_１＋Δとｄ_１−Δで表す。図７に示すように、伝搬路の遅延τ_ｌの設定に関していくつかの仮定値ができあがる。１つは、伝搬路検索器３２から報告された遅延値ｄ_１であり、その他の仮定値は、±Δ_Ｈの単位で表される。Δ_Ｈに対する典型的な値は、チップ周期の１／１６である。図７では、仮定された伝搬路の遅延値はｘで示されている。このように、伝搬路の遅延値τ_ｌとしてＮ個の値が仮定されれば、＋Δ_Ｈの増分に対しては（Ｎ−１）／２個の値、−Δ_Ｈの増分に対しては（Ｎ−１）／２個の値が仮定されることになる。それぞれの仮定値からの各フィンガの遅延値のオフセットは、｛ｄ_１＋Δ−τ_ｌ, ｄ_１−τ_ｌ, ｄ_１−Δ−τ_ｌ｝で与えられる。

仮定した伝搬路遅延の評価と最もよい仮定値の選択には、種々のメトリックを用いることが可能である。１つの手法は、それぞれの仮定値に対して、チャネル係数を推定し、対数尤度を計算する方法である。対数尤度を最小にする仮定値が選択される。図８はこの手法を図示している。フィンガのグリッドを遅延検索装置３２から報告されるＰＤＰの中におけるピークの中央に合わせることにより、フィンガの遅延値が決められる（ブロック２００）。カウンタは計数値を０に設定して初期化される（ブロック２０２）。それぞれの仮定値に対してチャネル係数が生成され（ブロック２０４）、それぞれの仮定値に対する対数尤度メトリックが算出される（ブロック２０６）。対数尤度メトリックについては、「Ｏｐｔｉｍｉｚｉｎｇ ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｃｏｐｍｐｌｅｘｉｔｙ ＲＡＫＥ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」、Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ、ほか、第４８回ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ、Ｏｔｔａｗａ、Ｃａｎａｄａ、１９９８年５月、および、アメリカ合衆国特許第６８３９３７８号の中で説明されている。サンプリング位置に対応していない逆拡散値を得るには内挿を用いることができる。ブロック２０６において対数尤度を算出した後に、フィンガ設定プロセッサ３４はカウンタの計数値ｎを増して行く（ブロック２０８）。そして、希望する仮定値の数Ｎと計数値ｎを比較する（ブロック２１０）。もし、ｎ＜Ｎであれば、次の仮定値へと手順が繰り返される。もし、ｎ＝Ｎであれば、フィンガ設定プロセッサ３４は、対数尤度メトリックを最小にする仮定値を選択する（ブロック２１２）。複数フィンガ受信機モードに対する最もよい仮定値を選択した後に、複数フィンガ受信機モードに対するＳＩＲが、上記で述べたように計算される。そして、単一フィンガ受信機モードに対するＳＩＲと比較される。そして、フィンガ設定プロセッサはＳＩＲを最大にする受信機モードを選択する。

仮定した伝搬路の遅延値を選択するもうひとつの手法は、複数フィンガ受信機モードに対する最適な仮定値を選択する方法として、ＳＩＲをメトリックとして用いる方法である。図９はこの方法を図示している。遅延検索器３２により報告された遅延値にフィンガグリッドを中央合わせすることによりフィンガ遅延値が決定される（ブロック３００）。その後、フィンガ設定プロセッサ３４は純応答ベクトルｈ＾と雑音相関行列Ｒ_Ｎとを算出する（ブロック３０２）。雑音相関行列Ｒ_Ｎは仮定した伝搬路遅延とは独立である点に注意を要する。フィンガ設定プロセッサ３４は、カウンタの計数値ｎを０にすることによりカウンタを初期化する（ブロック３０４）。フィンガ設定プロセッサ３４は、その後、それぞれの仮定値に対してステップ３０６からブロック３１６までを実行する。フィンガ設定プロセッサ３４は、それぞれの仮定値に対して、伝送媒体係数（ブロック３０６）、干渉相関行列Ｒ_ｉ（ブロック３０８）、フィッティングパラメータαとβ（ブロック３１０）、劣化共分散行列Ｒ＾（ブロック３１２）、合成重みｗ（ブロック３１４）、および、ＳＩＲ（ブロック３１６）を算出する。Ｇ−ＲＡＫＥの合成が行われる場合には、ＳＩＲは、ＳＩＲ＝ｈ＾^Ｈｗと簡単化される。ＳＩＲが算出（ブロック３１６）された後に、フィンガ設定プロセッサ３４は、カウンタの計数値を増加させて（ブロック３１８）、希望する仮定値の数と計数値を比較する（ブロック３２０）。もし計数値が希望する数値より小さければ、フィンガ設定プロセッサ３４は、ブロック３０６からブロック３１６までを計数値が希望する数値になるまで繰り返す。計数値が希望する数値に到達すると、フィンガ設定プロセッサ３４は、ＳＩＲを最大にする仮定値を選択する（ブロック３２２）。フィンガ設定プロセッサ３４はその後、ブロック３２２で選択した仮定値に対するＳＩＲと、単一フィンガ受信機モードに対するＳＩＲとを比較し、受信機モードを選択する。

複数フィンガ受信機モードに対する遅延値の仮定値を選択する第３の手法は、距離メトリックを基本にした方法である。この方法は図１０に図示されている。フィンガ設定プロセッサ３４は、フィンガグリッドを、遅延検索器３２から報告されたＰＤＰの中のピークに対応する遅延に中央合わせをすることにより、フィンガの遅延値を決める（ブロック４００）。フィンガ設定プロセッサ３４は、純チャネル応答ベクトルｈ＾を算出する（ブロック４０２）。純チャネル応答ベクトルｈ＾はフィンガグリッドの関数であるが、伝搬路遅延の仮定値の関数ではないことに注意を要する。フィンガ設定プロセッサ３４は、カウンタの計数値を０に設定してカウンタを初期化する（ブロック４０４）。その後、フィンガ設定プロセッサ３４は、それぞれの仮定値に対してステップ４０６から４１０までを実行する。フィンガ設定プロセッサ３４は、それぞれの仮定値に対してそれぞれのＲＡＫＥフィンガの伝送媒体係数ｇ＾_ｎを算出し（ブロック４０６）、それぞれのＲＡＫＥフィンガに対する実効純係数ｈ^〜 _ｎを算出し（ブロック４０８）、さらに、純チャネル応答ベクトル係数と実効純チャネル応答ベクトル係数との間の距離メトリックを算出する（ブロック４１０）。距離メトリックは（｜ｈ＾−ｈ^〜 _ｎ｜^２）で与えられるユークリッド距離メトリックであってもよいし、または、（ｈ＾−ｈ^〜 _ｎ）^ＨＲ^−１（ｈ＾−ｈ^〜 _ｎ）で与えられる雑音相関を表す距離メトリックであってもよい。フィンガ設定プロセッサ３４は、距離メトリックを算出（ブロック４１０）した後に、カウンタの計数値を増加させて（ブロック４１２）、計数値を仮定値の希望する数値と比較する（ブロック４１４）。もし計数値が希望する数値に達していなければ、フィンガ設定プロセッサ３４はブロック４０６からブロック４１０までを、計数値が希望する数値に達するまで繰り返す。計数値が希望する数値に到達すると、フィンガ設定プロセッサ３４は、距離メトリックを最小にする仮定値を選択する。

図１０に示した方法を簡単化するために、上記で与えたユークリッド距離メトリックの変形を用いることもできる。ユークリッド距離メトリックは、｜ｈ＾^Ｈｙ_ｉ｜^２に従って算出されてもよい。ここに、ｙ_ｉ＝ｒ_ｉ／√ｒ_ｉ ^Ｔｒ_ｉ、ｒ_ｉ＝［ｒ_ｆｆ（ｄ_１＋Δ−τ_ｌ），ｒ_ｆｆ（ｄ_１−τ_ｌ），ｒ_ｆｆ（ｄ_１−Δ−τ_ｌ）］^Ｔである。ｙ_ｉは、オフセットした遅延値を持つ全ての仮定値に対して事前に算出されてもよいことに注意すべきである。

複数フィンガ受信機モードに対する最もよい伝搬路遅延の仮定値を決めるために、どのメトリックを用いるかに関わらず、１伝搬路モデルが仮定されれば、また、仮定した伝搬路の遅延値がサンプリング点に対応すれば、ＲＡＫＥフィンガ１６のうち２つのフィンガは取り除かれてもよく、単一のフィンガが推定された伝搬路遅延値に設定される。もし、推定された伝搬路遅延値が単一フィンガ受信機モードに対する伝搬路遅延値と等しいならば、先の２つの手法を比較する必要はない。推定された伝搬路遅延がサンプリング点に対応しない時には、復調の時にどちらの手法を用いるかを決定するために、複数フィンガ受信機モードに対するＳＩＲと、単一フィンガ受信機モードに対するＳＩＲとは比較されなければならない。

これまでは、単一伝搬路チャネルの場合を説明したが、本発明は、分散性のチャネルにも適用することができる。例えば、単一フィンガイメージ受信機モードと複数フィンガイメージ受信機モードとの選択を行うための、上記で説明したモード選択の方法は、最も強力な信号イメージだけ、または、全ての信号イメージ、または、事前に決められた基準を満足する全ての信号イメージ、に対して適用することができる。マルチパスチャネルのなかで適用する場合は、ＳＩＲの算出は割り当てられた全てのフィンガを考慮に入れなければならない。例えば、もし２伝搬路チャネルがあって、受信機が主要な伝搬路に対して１つまたは３つのフィンガを設定しようとする時には、ＳＩＲは、主要な信号イメージに対して、または、より弱い伝搬路に対して、１つまたは３つのフィンガを考慮して算出されるであろう。主要な伝搬路は、フェーディング値の長時間平均、または、瞬時値によって決められてよい。

上記で説明した実施形態では、受信機はＲＡＫＥ受信機であることが仮定されていた。当業者は本発明がチップ等化受信機にも適用可能であると認識するであろう。図１１は本発明の１つの実施形態に従ったチップ等化受信機５００を示す。チップ等化受信機５００は、等化器フィルタ５０２、逆拡散器５２０、および、フィルタプロセッサ５３０、を備える。等化器フィルタ５０２は、逆拡散を行う前の、フィルタを通した信号を生成するために、受信した信号サンプルをフィルタリングする。等化フィルタ５０２はＦＩＲフィルタを備え、ＦＩＲフィルタはＪ個のタップ５０６を持つ遅延素子５０４を備える。タップの出力５０６は加重素子５０８により加重されてもよく、その後に合成器５１０により合成される。代替として、合成器５１０はタップ出力５０６を直接に合成してもよい。フィルタを通った信号は逆拡散器５２０により逆拡散される。フィルタプロセッサ５３０は等化器フィルタ５０２に対するタップの遅延量とフィルタの係数を決定する。タップの遅延量は上記で議論したフィンガの遅延値に対応している。また、フィルタ係数は上記で議論した合成重みに対応している。ＲＡＫＥ受信機における実施形態に示すように、フィルタプロセッサ５３０は、メトリックの評価に基づいて等化器フィルタに対するタップ数Ｊを決定する。同様に、フィルタプロセッサ５３０は、Ｊ個のタップのフィルタ係数を決定する。

本発明は、多元の受信アンテナ、および／または、多元の送信アンテナにも発展させることができる。多元の受信アンテナの場合には、上記で説明した方法が、それぞれの受信アンテナに個別に適用されてもよい。それらは組み合わせて適用されてもよく、これは、ＨＳＤＰＡ、すなわち、ＷＣＤＭＡの高速ダウンリンクパケットデータモードのような、干渉によって動作性能が決まるような場合に有益であろう。例えば、単一伝搬路チャネルと２つの受信アンテナを仮定した場合には、受信機では以下の４つの手法を比較することができるであろう。
１）１つのフィンガをアンテナＡに設定し、１つのフィンガをアンテナＢに設定する。
２）１つのフィンガをアンテナＡに設定し、３つのフィンガをアンテナＢに設定する。
３）３つのフィンガをアンテナＡに設定し、１つのフィンガをアンテナＢに設定する。
４）３つのフィンガをアンテナＡに設定し、３つのフィンガをアンテナＢに設定する。
もし、２つのアンテナに対するサンプリングが同時であれば、上記の２と３の選択肢は取り除かれる。

そのかわり、２つのアンテナに対するサンプリングが交互に行われるならば、上記の１と４の選択肢は取り除かれる。Ｇ−ＲＡＫＥに対するメトリックを算出するときには、両方のアンテナを基本にした結合ＳＩＲの計算が用いられてもよい。

多元の送信アンテナに関わるシナリオには２つのものがある。１つはソフトハンドオフである。この場合、それぞれの送信信号に対して、フィンガの設定は別々に行われてよい。もう１つシナリオは送信ダイバーシティーである。この場合は、双方の伝搬路の到着時間が同時であるという仮定に基づいて、上記で説明した方法がそれぞれの送信信号に対して個別に適用されてもよいし、または、一緒にして適用されてもよい。加重の生成とＳＩＲの算出に関する詳細はアメリカ合衆国特許出願第１０／８００１６７号、２００４年３月１２日、に述べられている。

上記で説明した典型的な実施形態では、受信機モードの選択は復調の前に行われる。本発明のほかの実施形態では、複数の復調が並列に行われた後にメトリックの算出を行うことが考慮されてもよい。最良のメトリックを与える復調信号が復号器に送られる。また、復調と復号とが異なった手法で同時に実行されてもよい。もし、最初の方法がうまく行かなければ（例えば、ＣＲＣのような誤り検出コードが動作しなければ）、第２の方法を試みることができる。もし、受信機モードの選択が、復調の後であるが復号の前に行われるならば、選択は平均二乗誤差（ＭＳＥ）の尺度を基本にして行うことができる。例えば、２つの受信機モードがＲＡＫＥ合成に用いられるならば、それぞれの受信機モードに対するＭＳＥは、シンボルを検出し、希望するＲＡＫＥ合成信号を再生し、そして、再生された信号とＲＡＫＥ合成された信号との間の誤差を調べる、ことにより推定されてもよい。

受信機の処理に関わる負荷を軽減するために、本発明は適応的に適用されてもよい。例えば、一例として、本発明のモード選択の方法は、少数の信号伝搬路のあるときのみ適用されてもよい。変調方式やデータレートのような、さらなる基準を考慮に入れることもできる。本発明は、より高次の変調方式、より高速のデータレートのときに、より大きな有利さを提供するものである。データレートは、用いられる、変調方式、拡散率、および、マルチコードの数によって決まる。例えば、上記で説明した方法は、遅延検索器３２がただ１つの伝搬路を見出したとして、そのときのマルチコードの数の拡散率に対する比が１．５より大きい場合に適用されてもよい。

本発明は、当然のことながら、本発明の基本的な特性から逸脱することなく、ここで特別に述べた以外の分野においても実行することができる。ここで述べた実施形態は、全ての観点からして例示目的であって、限定的なものではないと考えるべきである。そして、別記の特許請求の範囲の意味と等価の範囲から由来する全ての変形は本発明に包含されると意図されるべきである。

受信した混成信号の中の信号イメージを識別するためにＲＡＫＥ受信機の伝搬路検索器に用いられる、典型的な電力遅延プロファイルを示した図である。 本発明の典型的な実施形態に従って、ＲＡＫＥ受信機を含む無線受信機を示した図である。 ＲＡＫＥ受信機のためのＲＡＫＥフィンガを示した図である。 ＲＡＫＥプロセッサを示した図である。 本発明に従った、典型的なモード選択の手順を示す流れ図である。 信号品質メトリックを算出する典型的な方法を示す流れ図である。 伝搬チャネルの伝搬路遅延量からのフィンガのオフセットを決める方法を示した図である。 伝搬路の遅延量からのフィンガのオフセットを決定するための、第１の典型的な手順を示すフローチャートである。 伝搬路の遅延量からのフィンガのオフセットを決定するための、第２の典型的な手順を示すフローチャートである。 伝搬路遅延量からのフィンガのオフセットを決定するための、第３の典型的な手順を示すフローチャートである。 本発明に従った、典型的なチップ等化受信機を示した図である。

Claims (32)

1. 受信信号を復調するための受信機における動作モードを決定する方法であって、
   前記受信信号に含まれる信号イメージを識別するステップと、
   単一の遅延量を用いて前記識別された信号イメージを処理する単一遅延の受信機モードについて、第１の信号品質メトリックを決定するステップと、
   複数の遅延量を用いて前記識別された信号イメージを処理する複数遅延の受信機モードについて、第２の信号品質メトリックを決定するステップと、
   前記第１の信号品質メトリックと前記第２の信号品質メトリックとを比較するステップと、
   前記第１の信号品質メトリックと前記第２の信号品質メトリックとの比較結果に基づいて、前記単一遅延の受信機モードと前記複数遅延の受信機モードとのいずれかを選択するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記識別するステップは、
   電力遅延プロファイルを作成するステップと、
   前記電力遅延プロファイル内での電力の極大値を検出するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記受信機は、ＲＡＫＥ受信機又はチップ等化受信機を有し、
   前記単一遅延の受信機モードは、
   前記ＲＡＫＥ受信機が備える単一のＲＡＫＥフィンガ又は前記チップ等化受信機が備える単一の遅延タップを、前記極大値に対応した遅延に配置することを含み、
   前記複数遅延の受信機モードは、
   前記ＲＡＫＥ受信機が備える複数のＲＡＫＥフィンガ又は前記チップ等化受信機が備える複数の遅延タップを、前記極大値の近傍に位置する複数の遅延に配置することを含む
   ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記複数遅延の受信機モード用の前記第２の信号品質メトリックは、前記複数遅延の受信機モードにおいて使用される遅延の数に等しい数の経路遅延を含んだ、前記信号イメージのフルオーダーモデルに基づいていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記複数遅延の受信機モード用の前記第２の信号品質メトリックは、前記複数遅延の受信機モードにおいて使用される遅延の数よりも少ない数の経路遅延を含んだ、前記信号イメージの削減オーダーモデルに基づいており、
   前記複数遅延の受信機モード用の前記第２の信号品質メトリックを決定する前記ステップは、
   ２つ以上の経路遅延のセットを仮定するステップと、
   前記経路遅延のセットの各セットについてメトリックを算出するステップと、
   前記メトリックに基づいて、前記仮定された経路遅延のセットを選択するステップと、
   前記選択された経路遅延のセットを使用して、前記第２の信号品質メトリックを算出するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記第１の信号品質メトリック及び前記第２の信号品質メトリックは、信号対干渉比を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 選択された受信機モードを使用して前記受信信号を復号するステップと、
   復号に失敗すると第２の受信機モードを使用して、前記受信信号について２度目の復号を実行するステップと
   をさらに含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記受信機モードについてのモード選択機能が選択的にイネーブル又はディスエーブルされ、
   前記受信機モードについてのモード選択機能は、非分散性のチャネルについてのみイネーブルにされるか、選択されたデータレートについてイネーブルにされるか、または、選択された変調方式についてイネーブルにされる
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記受信機モードについてのモード選択は、それぞれ異なる複数のアンテナにより受信された複数の受信信号についてそれぞれ個別に実行されるか、または、統合して実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記受信機モードについてのモード選択は、１つ以上のアンテナにより送信された１つ以上の受信信号についてそれぞれ個別に実行されるか、または、統合して実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 前記受信機は、選択された受信機モードを使用して逆拡散された逆拡散値をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ受信機を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記第１及び第２の信号品質メトリックは、ＲＡＫＥ合成を施す前に算出されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記単一遅延の受信機モードと前記複数遅延の受信機モードは、前記ＲＡＫＥ受信機用の単一フィンガ受信機モードと、複数フィンガ受信機モードとを含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
14. 前記第１及び第２の信号品質メトリックは、前記単一遅延の受信機モード及び前記複数遅延の受信機モードにおいてＲＡＫＥ合成を実行した後で、算出され、
    前記受信信号は、前記単一遅延の受信機モード及び前記複数遅延の受信機モードにおいて並行してＲＡＫＥ合成され、前記信号品質メトリックは、復号するために、ＲＡＫＥ合成されたシンボルの推定値を選択する際に使用される
    ことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 前記ＲＡＫＥ受信機は、複数のＲＡＫＥフィンガにわたり劣化した相関値の関数として決定された合成重みを使用して複数の信号イメージを合成する、汎用ＲＡＫＥ受信機であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
16. 前記受信機は、チップ等化受信機を含み、前記単一遅延の受信機モードと前記複数遅延の受信機モードとは、単一タップ受信機モードと複数タップ受信機モードとを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
17. １つ以上の信号イメージを含む受信信号を復調する受信機であって、
    前記受信信号に含まれている信号イメージを検出する遅延検索器と、
    単一の遅延量を用いて前記検出された信号イメージを処理する単一遅延の受信機モードについて、第１の信号品質メトリックを決定し、複数の遅延量を用いて前記検出された信号イメージを処理する複数遅延の受信機モードについて、第２の信号品質メトリックを決定し、前記第１の信号品質メトリックと前記第２の信号品質メトリックとを比較し、前記第１の信号品質メトリックと前記第２の信号品質メトリックとの比較結果に基づいて、前記単一遅延の受信機モードと前記複数遅延の受信機モードとのいずれかを選択するプロセッサと
    を含むことを特徴とする受信機。
18. 前記遅延検索器は、電力遅延プロファイルを作成することで前記受信信号に含まれる信号イメージを識別し、かつ、前記電力遅延プロファイル内での電力の極大値を検出する陽構成されていることを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
19. 前記受信機は、ＲＡＫＥ受信機又はチップ等化受信機を有し、
    前記単一遅延の受信機モードは、
    前記ＲＡＫＥ受信機が備える単一のＲＡＫＥフィンガ又は前記チップ等化受信機が備える単一の遅延タップを、前記極大値に対応した遅延に配置することを含む
    ことを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
20. 前記受信機は、ＲＡＫＥ受信機又はチップ等化受信機を有し、
    前記複数遅延の受信機モードは、
    前記ＲＡＫＥ受信機が備える複数のＲＡＫＥフィンガ又は前記チップ等化受信機が備える複数の遅延タップを、前記極大値の近傍に位置する複数の遅延に配置することを含む
    ことを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
21. 前記プロセッサは、
    前記複数遅延の受信機モードにおいて使用される遅延の数に等しい数の経路遅延を含んだ、前記信号イメージのフルオーダーモデルに基づいて、前記複数遅延の受信機モード用の前記第２の信号品質メトリックを決定するよう構成されている
    ことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
22. 前記プロセッサは、
    前記複数遅延の受信機モードにおいて使用される遅延の数よりも少ない数の経路遅延を含んだ、前記信号イメージの削減オーダーモデルに基づいて、前記複数遅延の受信機モード用の前記第２の信号品質メトリックを決定するよう構成されており、
    さらに、前記プロセッサは、前記複数遅延の受信機モード用の前記第２の信号品質メトリックを決定するために、
    ２つ以上の経路遅延のセットを仮定し、
    前記経路遅延のセットの各セットについてメトリックを算出し、
    前記メトリックに基づいて、前記仮定された経路遅延のセットを選択し、
    前記選択された経路遅延のセットを使用して、前記第２の信号品質メトリックを算出するよう構成されている
    ことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
23. 前記第１の信号品質メトリック及び前記第２の信号品質メトリックは、信号対干渉比を含むことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
24. 前記プロセッサは、前記受信機モードについてのモード選択を選択的にイネーブル又はディスエーブルするよう構成されており、
    前記プロセッサは、
    前記受信機モードについてのモード選択を非分散性のチャネルについてのみイネーブルにするか、
    前記受信機モードについてのモード選択を、選択されたデータレートについてイネーブルにするか、または、
    記受信機モードについてのモード選択を、選択された変調方式についてイネーブルにするよう構成されている
    ことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
25. 前記プロセッサは、前記受信機モードについてのモード選択を、それぞれ異なる複数のアンテナにより受信された複数の受信信号についてそれぞれ個別に実行するか、または、統合して実行するよう構成されていることを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
26. 前記プロセッサは、前記受信機モードについてのモード選択を、１つ以上のアンテナにより送信された１つ以上の受信信号についてそれぞれ個別に実行するか、または、統合的に実行するよう構成されていることを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
27. 前記受信機は、
    選択された受信機モードを使用して逆拡散された逆拡散値をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ受信機を含み、
    前記プロセッサは、フィンガ設定プロセッサを含む
    ことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
28. 前記受信機は、復号に失敗すると第２の受信機モードを使用して、前記受信信号について２度目の復号を実行することを特徴とする請求項２７に記載の受信機。
29. 前記フィンガ設定プロセッサは、前記第１及び第２の信号品質メトリックを、ＲＡＫＥ合成を施す前に算出するよう構成されていることを特徴とする請求項２７に記載の受信機。
30. 前記フィンガ設定プロセッサは、前記第１及び第２の信号品質メトリックを、前記単一遅延の受信機モード及び前記複数遅延の受信機モードにおいてＲＡＫＥ合成を実行した後で、算出し、
    前記ＲＡＫＥ受信機は、前記受信信号を、前記単一遅延の受信機モード及び前記複数遅延の受信機モードにおいて並行してＲＡＫＥ合成するよう構成されており、
    前記フィンガ設定プロセッサは、前記信号品質メトリックに基づいて復号するために、ＲＡＫＥ合成されたシンボルの推定値を選択するよう構成されている
    ことを特徴とする請求項２７に記載の受信機。
31. 前記ＲＡＫＥ受信機は、複数のＲＡＫＥフィンガにわたり劣化した相関値の関数として決定された合成重みを使用して複数の信号イメージを合成する汎用ＲＡＫＥ受信機であることを特徴とする請求項２７に記載の受信機。
32. 前記受信機は、チップ等化受信機を含み、
    前記プロセッサは、フィルタプロセッサを含み、
    前記チップ等化受信機は、１つ以上の遅延タップを使用して前記受信信号をフィルタリングするよう構成された等化フィルタを含む
    ことを特徴とする請求項１７に記載の受信機。

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