JP4906327B2

JP4906327B2 - Inverter device and control method thereof

Info

Publication number: JP4906327B2
Application number: JP2005346605A
Authority: JP
Inventors: 大地平石
Original assignee: Denki Kogyo Co Ltd
Current assignee: Denki Kogyo Co Ltd
Priority date: 2005-11-30
Filing date: 2005-11-30
Publication date: 2012-03-28
Anticipated expiration: 2025-11-30
Also published as: JP2007157345A

Description

本発明は、インバータ装置およびインバータ制御方法に関する。 The present invention relates to an inverter device and an inverter control method.

従来、誘導加熱装置のような共振回路を負荷に持つインバータ装置において、インバータ回路の発振周波数の制御には、一般的にＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）が用いられている。ＰＬＬは、位相比較回路と、ローパスフィルタと、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｅｄＯｓｃｉｌａｔｏｒ）とから成るものである。インバータ回路の発振周波数の制御においては、例えば、自動車部品工場等で用いられる焼入れ装置等の高周波誘導加熱装置では、数ｋＨｚから約４００ｋＨｚ程度の幅の発振周波数を制御する必要がある。また、1つのラインでサイズが異なる部品の加工、処理を行う際には、高周波誘導加熱装置の加熱コイルを交換する必要があり、共振負荷の共振周波数もその都度変化する。 Conventionally, in an inverter device having a resonance circuit such as an induction heating device as a load, a PLL (Phase Locked Loop) is generally used for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit. The PLL is composed of a phase comparison circuit, a low-pass filter, and a VCO (Voltage Controlled Oscillator). In controlling the oscillation frequency of the inverter circuit, for example, in a high frequency induction heating apparatus such as a quenching apparatus used in an automobile parts factory or the like, it is necessary to control an oscillation frequency having a width of about several kHz to about 400 kHz. In addition, when processing and processing parts having different sizes in one line, it is necessary to replace the heating coil of the high-frequency induction heating device, and the resonance frequency of the resonance load changes each time.

このように共振周波数が変化すると、ローパスフィルタを用いたＰＬＬにおいては、ローパスフィルタが、負荷の共振周波数に応じた周波数特性を必要とするので、ローパスフィルタの遮断周波数の存在が問題となる。また、位相比較回路（Ｅｘ−ＯＲ型）とローパスフィルタを通るために、発振周波数が共振周波数のｎ倍や１／ｎ倍の値へと誤って収束してしまう可能性がある。そのため、ローパスフィルタを用いたＰＬＬにおいては、制御可能な周波数の範囲が限られている。したがって、従来のＰＬＬでは、発振周波数を広い帯域にわたって制御することが困難である。また、負荷の共振周波数がその温度特性などの要因で変化した場合の対応も難しい。そして、制御できる発振周波数の帯域が狭いと、１つの制御装置で対応できる周波数範囲が狭くなるので、場合によっては複数の制御装置が必要になってしまう。 When the resonance frequency changes in this way, in the PLL using the low-pass filter, the low-pass filter requires frequency characteristics corresponding to the resonance frequency of the load, and therefore the existence of the cutoff frequency of the low-pass filter becomes a problem. Further, since the oscillation frequency passes through the phase comparison circuit (Ex-OR type) and the low-pass filter, the oscillation frequency may converge to a value that is n times or 1 / n times the resonance frequency. Therefore, in the PLL using the low-pass filter, the controllable frequency range is limited. Therefore, in the conventional PLL, it is difficult to control the oscillation frequency over a wide band. It is also difficult to cope with the case where the resonance frequency of the load changes due to factors such as temperature characteristics. If the oscillation frequency band that can be controlled is narrow, the frequency range that can be handled by a single control device is narrowed. Therefore, in some cases, a plurality of control devices are required.

なお、前述のようなアナログ処理を行うＰＬＬ回路を用いないでインバータ回路の発振周波数を制御する方法が、特許文献１に開示されている。しかしながら、特許文献１は、誘導加熱調理器に関するものであり、一般的に誘導加熱調理器では、広い帯域にわたって発振周波数を制御する必要はない。特許文献１では、段落番号０００６にあるように、２５〜２７ｋＨｚ±２ｋＨｚといった幅の周波数を制御できればよい。したがって、特許文献１では、発振周波数制御の広帯域化は予定されておらず、広帯域化を実現するための構成も開示されていない。
特開２００３−８６３４２号公報 A method for controlling the oscillation frequency of an inverter circuit without using a PLL circuit that performs analog processing as described above is disclosed in Patent Document 1. However, Patent Document 1 relates to an induction heating cooker. Generally, in an induction heating cooker, it is not necessary to control the oscillation frequency over a wide band. In Patent Document 1, it is only necessary to control a frequency with a width of 25 to 27 kHz ± 2 kHz as described in paragraph 0006. Therefore, Patent Document 1 does not plan to widen the oscillation frequency control, and does not disclose a configuration for realizing the wide band.
JP 2003-86342 A

上記問題に鑑みて、例えば、自動車部品工場等で用いられる焼入れ装置等の高周波誘導加熱装置のように、広帯域の発振周波数を制御する必要のあるインバータ装置において、インバータ回路の発振周波数を広帯域にわたって制御可能にすることが求められている。 In view of the above problems, for example, in an inverter device that needs to control a broadband oscillation frequency, such as a high-frequency induction heating device such as a quenching device used in an automobile parts factory or the like, the oscillation frequency of the inverter circuit is controlled over a wide band. There is a need to make it possible.

本発明にかかるインバータ装置は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換手段と、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、この周期指示値を出力する発振周期演算手段と、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、この駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段とを備えることができる。 An inverter device according to the present invention includes a load that configures a resonance circuit, a switching element, an inverter circuit that supplies high-frequency power to the load, and a phase between a voltage applied to the load and a current flowing through the load. A time difference detecting means for detecting a value representing a time difference, a phase angle converting means for converting the value representing the time difference into a phase angle value, and obtaining a difference between the phase angle value and a preset phase angle command value; The difference instruction is used to calculate a cycle instruction value that determines the period of the oscillation frequency of the inverter circuit, and to output the cycle instruction value, to obtain the cycle instruction value, and to switch the inverter circuit switching element An inverter drive signal for controlling on / off of the inverter is generated based on the cycle instruction value, and this drive signal is output to the inverter circuit. Can and means.

前記位相角変換手段は、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算手段と、前記時間差検出手段によって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算手段とを備えることができる。 The phase angle conversion means, based on the period indication value, an inverse number calculation means for calculating an inverse number of the period; a multiplication means for multiplying a value representing the time difference detected by the time difference detection means by the inverse number of the period; Can be provided.

また、本発明装置においては、前記共振回路が直列共振回路であってよい。このとき、電圧型インバータ装置において前記負荷に流れる電流を検出して、この電流の波形の正負に応じて２値化した電流２値化信号を前記時間差検出手段に与える電流検出手段を備えるように本発明装置を構成することができる。 In the device of the present invention, the resonance circuit may be a series resonance circuit. At this time, the voltage type inverter device includes a current detection unit that detects a current flowing through the load and applies a binarized current signal to the time difference detection unit in accordance with the sign of the current waveform. The device of the present invention can be configured.

また、本発明装置においては、前記共振回路が並列共振回路であってよい。このとき、電流型インバータ装置において前記負荷に印加される電圧を検出して、この電圧の波形の正負に応じて２値化した電圧２値化信号を前記時間差検出手段に与える電圧検出手段を備えるように本発明装置を構成することができる。 In the device of the present invention, the resonance circuit may be a parallel resonance circuit. At this time, a voltage detection unit is provided that detects a voltage applied to the load in the current type inverter device and applies a binarized voltage signal to the time difference detection unit in accordance with the polarity of the waveform of the voltage. Thus, the device of the present invention can be configured.

さらに、本発明によれば、前記インバータ駆動信号生成手段が、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備えることができ、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するように本発明装置を構成することができる。 Further, according to the present invention, the inverter drive signal generating means can comprise counting means for counting clock signals having a predetermined frequency, and the counting means can achieve the clock count up to a target count number indicated by the cycle indication value. Each time the signal is counted, the count number is reset, and the device of the present invention can be configured to generate the inverter drive signal based on the time obtained by counting to the target count number.

本発明装置において、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値は、直接、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流を検出して導きだされる値であっても良いし、そうでなくても良い。本発明装置が、電圧型インバータ装置として構成される場合は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電流２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に印加される電圧の位相を知るために、実際に当該電圧を測定する必要は必ずしもない。また、本発明装置が、電流型インバータ装置として構成される場合は、カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電圧２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に流れる電流の位相を知るために、実際に当該電流を測定する必要は必ずしもない。 In the device of the present invention, the value representing the time difference in phase between the voltage applied to the load and the current flowing through the load is derived by directly detecting the voltage applied to the load and the current flowing through the load. The value may or may not be. When the device of the present invention is configured as a voltage type inverter device, the time when the count reaches the target count number and is reset and the time point of the rising point of the current binarization signal is obtained from the count number If the difference is taken, “a value representing a time difference in phase” is obtained. Therefore, in this case, it is not always necessary to actually measure the voltage in order to know the phase of the voltage applied to the load. Further, when the present invention device is configured as a current type inverter device, the time point when the count reaches the target count number and is reset and the time point of the rising point of the voltage binarization signal are obtained from the count number. If the difference from the one is taken, a “value representing the phase time difference” can be obtained. Therefore, in this case, it is not always necessary to actually measure the current in order to know the phase of the current flowing through the load.

加えて、本発明装置は、前記共振回路が、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、共振用コンデンサとを備える、誘導加熱装置として構成することができる。 In addition, the device of the present invention can be configured as an induction heating device in which the resonance circuit includes a heating coil that induction-heats an object to be heated and a resonance capacitor.

本発明に係るインバータ制御方法は、インバータ回路の発振周波数を制御するインバータ制御方法であり、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換ステップと、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、この周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、この駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップとを含むことができる。 An inverter control method according to the present invention is an inverter control method for controlling an oscillation frequency of an inverter circuit, and a time difference detection step of detecting a value representing a time difference between phases of a voltage applied to the load and a current flowing through the load. A phase angle conversion step for converting the value representing the time difference into a phase angle value, and obtaining a difference between the phase angle value and a preset phase angle command value, and using the difference, the period of the oscillation frequency An oscillation cycle calculating step for calculating a cycle instruction value for determining the cycle instruction value, obtaining the cycle instruction value, and an inverter drive signal for controlling on / off of a switching element of the inverter circuit, An inverter drive signal generating step of generating the drive signal based on the cycle instruction value and outputting the drive signal to the inverter circuit.

前記位相角変換ステップは、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算ステップと、前記時間差検出ステップによって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算ステップとを含むことができる。 The phase angle conversion step includes a reciprocal calculation step for calculating a reciprocal of the cycle based on the cycle indication value, and a multiplication step of multiplying a value representing the time difference detected by the time difference detection step by the reciprocal of the cycle. Can be included.

また、本発明方法において、前記共振回路が直列共振回路であってよい。このとき、電圧型インバータ装置において前記負荷に流れる電流を検出して、この電流の波形の正負に応じて２値化した電流２値化信号を生成する電流検出ステップを含み、この電流２値化信号を、前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために用いるように本発明方法を構成することができる。 In the method of the present invention, the resonance circuit may be a series resonance circuit. At this time, the voltage type inverter device includes a current detection step of detecting a current flowing through the load and generating a binarized current signal in accordance with the sign of the current waveform. The method of the invention can be configured to use a signal to detect a value representing the time difference in the time difference detection step.

また、本発明方法において、前記共振回路が並列共振回路であってよい。このとき、電流型インバータ装置において前記負荷に印加される電圧を検出してこの電圧の波形の正負に応じて２値化した電圧２値化信号を生成する電圧検出ステップを含み、この電圧２値化信号を、前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために用いるように本発明方法を構成することができる。 In the method of the present invention, the resonance circuit may be a parallel resonance circuit. At this time, the current type inverter device includes a voltage detection step of detecting a voltage applied to the load and generating a voltage binarized signal binarized according to the sign of the waveform of the voltage. The method of the present invention can be configured such that the digitized signal is used in the time difference detection step to detect a value representing the time difference.

また、本発明方法は、前記インバータ駆動ステップが、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントするステップを含み、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するステップであるように構成することができる。 Further, in the method of the present invention, the inverter driving step includes a step of counting a clock signal having a predetermined frequency by a counting unit, and the counting unit counts the clock signal up to a target count number indicated by the cycle instruction value. Each time, the count number of the counter is reset, and the inverter drive signal is generated based on the time obtained by counting up to the target count number.

本発明方法において、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値は、直接、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流を検出して導きだされる値であっても良いし、そうでなくても良い。本発明装置が、電圧型インバータ装置として構成される場合は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電流２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に印加される電圧の位相を知るために、実際に当該電圧を測定する必要は必ずしもない。また、本発明装置が、電流型インバータ装置として構成される場合は、カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電圧２値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に流れる電流の位相を知るために、実際に当該電流を測定する必要は必ずしもない。 In the method of the present invention, the value representing the time difference in phase between the voltage applied to the load and the current flowing through the load is derived by directly detecting the voltage applied to the load and the current flowing through the load. The value may or may not be. When the device of the present invention is configured as a voltage type inverter device, the time when the count reaches the target count number and is reset and the time point of the rising point of the current binarization signal is obtained from the count number If the difference is taken, “a value representing a time difference in phase” is obtained. Therefore, in this case, it is not always necessary to actually measure the voltage in order to know the phase of the voltage applied to the load. Further, when the present invention device is configured as a current type inverter device, the time point when the count reaches the target count number and is reset and the time point of the rising point of the voltage binarization signal are obtained from the count number. If the difference from the one is taken, a “value representing the phase time difference” can be obtained. Therefore, in this case, it is not always necessary to actually measure the current in order to know the phase of the current flowing through the load.

本発明においては、ローパスフィルタを用いずに、インバータ回路の発振周波数の制御が実現される。したがって、従来のローパスフィルタを用いたＰＬＬと比較して、ローパスフィルタの周波数特性に左右されないため、広帯域の周波数制御が可能となっている。また、本発明においては、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）とインバータ出力電流（負荷に流れる電流）との位相の時間差を表す値を取得し、それを位相角に変換する演算を行って、得られた位相角値と予め設定される位相角指令値とを比較している。時間差を用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本発明では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値を異なる周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。 In the present invention, control of the oscillation frequency of the inverter circuit is realized without using a low-pass filter. Therefore, compared with a PLL using a conventional low-pass filter, it is not influenced by the frequency characteristics of the low-pass filter, and therefore, broadband frequency control is possible. In the present invention, a value representing a time difference in phase between the inverter output voltage (voltage applied to the load) and the inverter output current (current flowing through the load) is obtained, and an operation for converting it into a phase angle is performed. Thus, the obtained phase angle value is compared with a preset phase angle command value. When comparing with the target time difference using the time difference, it is necessary to adjust the preset target time difference every time the frequency changes. However, in the present invention, since the time difference is converted into the phase angle, it is not necessary to adjust the preset phase angle command value for each different frequency, and it is possible to deal with a wideband frequency.

以下、本発明の実施の形態を添付の図により説明する。図１及び図２に本発明の第１の実施形態であるインバータ装置の電気的構成を示す。図２は、図１において点線で示された部分の詳細を示すものである。図１に示すインバータ装置１０は、電圧型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置に用いるものである。インバータ装置１０は、共振負荷（共振回路を構成する負荷）１１と、インバータ回路１２とを備えている。また、インバータ装置１０は、時間差検出部１３と、位相角変換部１４と、発振周期演算部１５と、インバータ駆動信号生成部１６とを備えている。加えて、入力側電流監視部１７と絶縁・増幅部２７とが設けられている。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. 1 and 2 show an electrical configuration of the inverter device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 shows details of a portion indicated by a dotted line in FIG. The inverter device 10 shown in FIG. 1 is configured as a voltage type inverter device, and is used for an induction heating device. The inverter device 10 includes a resonance load (a load constituting a resonance circuit) 11 and an inverter circuit 12. The inverter device 10 includes a time difference detection unit 13, a phase angle conversion unit 14, an oscillation period calculation unit 15, and an inverter drive signal generation unit 16. In addition, an input side current monitoring unit 17 and an insulation / amplification unit 27 are provided.

電圧型インバータ装置の場合、共振負荷１１の共振回路は、直列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルＬｓと、共振用コンデンサＣｓとを備えている。また、インバータ装置１０によって加熱される被加熱物に依存する抵抗をＲｓで示している。インバータ回路１２には、Ｇａによりそのゲートが示される２つのトランジスタ（ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる）と、Ｇｂによりそのゲートが示される２つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタのソース・ドレイン間にダイオードが逆並列に接続されている。また、インバータ回路１２は直流電源２６を備えている。 In the case of the voltage type inverter device, the resonance circuit of the resonance load 11 is a series resonance circuit, and in this embodiment, includes a heating coil Ls and a resonance capacitor Cs. Moreover, the resistance depending on the to-be-heated object heated by the inverter apparatus 10 is shown by Rs. The inverter circuit 12 includes a bridge circuit including two transistors whose gates are indicated by Ga (here, an insulated gate bipolar transistor can be used) and two transistors whose gates are indicated by Gb. ing. A diode is connected in antiparallel between the source and drain of each transistor. In addition, the inverter circuit 12 includes a DC power supply 26.

インバータ駆動信号生成部１６は、カウンタ２０と、クロック信号発振部２１と、５０パーセントデューティ比生成部２２と、非重なり信号生成部５０と、異常時遮断部５１とを備えている。また、発振周期演算部１５は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器３０を備えている。位相角変換部１４は、逆数演算部４０と、乗算部４１とを備えている。また、電圧型インバータ装置を実現する本実施形態では、電流検出部１８が設けられており、電流検出部１８は、インバータ回路の出力電流（負荷に流れる電流）ｉ_invを検出する図示しないセンサを備えている。 The inverter drive signal generation unit 16 includes a counter 20, a clock signal oscillation unit 21, a 50 percent duty ratio generation unit 22, a non-overlapping signal generation unit 50, and an abnormal time cutoff unit 51. Further, in this embodiment, the oscillation cycle calculation unit 15 includes an integrator 30 that performs an integration calculation for stabilizing the feedback control. The phase angle conversion unit 14 includes an inverse number calculation unit 40 and a multiplication unit 41. Moreover, in this embodiment which implement | achieves a voltage type inverter apparatus, the electric current detection part 18 is provided, and the electric current detection part 18 detects the sensor (not shown) which detects the output current (current which flows into load) i _inv of an inverter circuit. I have.

また、図３にインバータ装置１０における各信号波形を模式的に示す。Ｇａで示す波形は、スイッチング素子のゲートＧａに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Ｇｂで示す波形は、スイッチング素子のゲートＧｂに与えられるインバータ駆動信号の波形である。ｖ_invの波形は図１の回路図に対応するインバータ出力電圧の波形であり、ｉ_invの波形は、図１の回路図に対応するインバータ出力電流の波形である。ｉ_dcの波形は、図１の回路図に対応するインバータ入力側電流の波形である。 FIG. 3 schematically shows signal waveforms in the inverter device 10. The waveform indicated by Ga is the waveform of the inverter drive signal applied to the gate Ga of the switching element, and the waveform indicated by Gb is the waveform of the inverter drive signal applied to the gate Gb of the switching element. The waveform of v _{inv is} the waveform of the inverter output voltage corresponding to the circuit diagram of FIG. 1, and the waveform of i _{inv is} the waveform of the inverter output current corresponding to the circuit diagram of FIG. The waveform of i _{dc is} the waveform of the inverter input side current corresponding to the circuit diagram of FIG.

次に上記各構成要素の動作について説明する。インバータ回路の出力電流ｉ_invは、電流検出部１８のセンサによって検出される。図４に本実施形態における時間差検出の概念図を示す。検出された電流は、図４に示すように、正弦波状の波形を示す。電流検出部１８は、この正弦波状波形の正から負へ、負から正への変化に対応して２値化した電流２値化信号を生成する。図４からも明らかなように、インバータ回路の出力電流ｉ_invのゼロクロス点は、電流２値化信号の立ち上がり点ｂと立ち下がり点と一致する。この電流２値化信号は、時間差検出部１３に与えられる。時間差検出部１３は、インバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）ｖ_invの立ち上がりゼロクロス点ａと、電流２値化信号の立ち上がり点ｂとの時間差を検出する。インバータ出力電圧ｖ_invの本実施形態における検出方法および具体的な時間差検出方法は後に説明する。 Next, the operation of each component will be described. The output current i _inv of the inverter circuit is detected by a sensor of the current detection unit 18. FIG. 4 shows a conceptual diagram of time difference detection in the present embodiment. The detected current has a sinusoidal waveform as shown in FIG. The current detector 18 generates a current binarized signal that is binarized in response to a change from positive to negative and from negative to positive of the sinusoidal waveform. As is clear from FIG. 4, the zero cross point of the output current i _inv of the inverter circuit coincides with the rising point b and the falling point of the current binarized signal. This current binarized signal is given to the time difference detector 13. The time difference detector 13 detects the time difference between the rising zero-cross point a of the inverter output voltage (voltage applied to the load) v _{inv and} the rising point b of the current binarized signal. A detection method and a specific time difference detection method of the inverter output voltage _vinv in this embodiment will be described later.

誘導加熱装置において、加熱の効率を高めるためには、インバータ回路の発振周波数を負荷である共振回路の共振周波数に近づける必要がある。この場合、共振周波数は、加熱コイルのインダクタンスＬｓと、共振用コンデンサの容量Ｃｓと、被加熱物の抵抗Ｒｓとから決定されるため、これらのパラメータの値が変動するのにつれて、共振周波数を追尾して制御する必要がある。共振周波数を追尾して制御するために、共振回路の特性を利用する。インバータ回路の発振周波数をｆｓ、共振周波数をｆｒ、位相角（インバータ回路の出力電圧と出力電流の位相差）をφとすると、位相角φは、次のように表すことができる。

ここで、ｑは共振の鋭さ（ｑｕａｌｉｔｙｆａｃｔｏｒ）を示しており、このｑは、共振回路の定数で決定される、その性質を表すパラメータである。上式は、直列共振回路においても、また並列共振回路においても、成立する。図５に、インバータ回路の発振周波数ｆｓと、共振周波数ｆｒと、位相角φとの関係を示す。図５からも明らかなように、インバータ回路の出力電流と出力電圧の位相差（位相角）がゼロに近づくように制御すれば、発振周波数を共振周波数に近づけることできる。 In the induction heating apparatus, in order to increase the heating efficiency, it is necessary to bring the oscillation frequency of the inverter circuit close to the resonance frequency of the resonance circuit as a load. In this case, since the resonance frequency is determined from the inductance Ls of the heating coil, the capacitance Cs of the resonance capacitor, and the resistance Rs of the object to be heated, the resonance frequency is tracked as the values of these parameters vary. Need to be controlled. In order to track and control the resonance frequency, the characteristics of the resonance circuit are used. If the oscillation frequency of the inverter circuit is fs, the resonance frequency is fr, and the phase angle (phase difference between the output voltage and output current of the inverter circuit) is φ, the phase angle φ can be expressed as follows.

Here, q represents a resonance factor (quality factor), and q is a parameter representing the property, which is determined by a constant of the resonance circuit. The above equation holds true for both series resonant circuits and parallel resonant circuits. FIG. 5 shows the relationship between the oscillation frequency fs of the inverter circuit, the resonance frequency fr, and the phase angle φ. As is apparent from FIG. 5, the oscillation frequency can be brought close to the resonance frequency by controlling the phase difference (phase angle) between the output current and the output voltage of the inverter circuit to approach zero.

図６に、本実施形態におけるインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す。位相角φは位相差から求めると、図中ｔ_swに対するｔ_fbkの比となる。したがって、図５における位相角は、φ ＝２πｔ_fbk／ｔ_sw の式から求めることができる。 FIG. 6 schematically shows a time chart of output waveforms of the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i _inv in the present embodiment. When the phase angle φ is obtained from the phase difference, it is the ratio of t _{fbk to} t _{sw in} the figure. Thus, the phase angle in Figure 5, can be calculated as φ = 2πt _fbk / t _sw.

ここで、位相角変換部１４は、時間差検出部１３で検出したインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を、逆数演算部４０と、乗算部４１とによって、位相角値に変換する。逆数演算部４０は、発振周期演算部１５を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部４１は、この周期の逆数と、時間差検出部１３から出力された時間差とを乗算して、さらに２πを乗ずることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部１５に出力する。 Here, the phase angle conversion unit 14 calculates the phase time value of the phase difference between the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i _inv detected by the time difference detection unit 13 by the reciprocal calculation unit 40 and the multiplication unit 41. Convert to The reciprocal calculation unit 40 obtains a cycle value from the cycle indication value output via the oscillation cycle calculation unit 15, performs a reciprocal calculation on this value, and outputs a reciprocal of the cycle. The multiplier 41 multiplies the reciprocal of this period by the time difference output from the time difference detector 13 and multiplies it by 2π to derive a phase angle value, and this phase angle value is derived from the oscillation period calculator 15. Output to.

発振周期演算部１５は、位相角指令値と、位相角変換部１４から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、１０〜２０度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、直列共振回路の位相差がマイナスとなり、共振回路が容量性負荷になる。したがって、スイッチング素子に定格値以上の突入電流が流れて素子が破損するおそれがあるためである。 The oscillation period calculator 15 calculates and obtains the difference between the phase angle command value and the phase angle value output from the phase angle converter 14. Here, the phase angle command value is not zero and is preferably about 10 to 20 degrees. When the phase difference is negative, that is, when the oscillation frequency of the inverter circuit is lower than the resonance frequency, the phase difference of the series resonance circuit becomes negative, and the resonance circuit becomes a capacitive load. Therefore, an inrush current exceeding the rated value flows through the switching element, and the element may be damaged.

上記のように、本実施形態では、インバータ出力電圧とインバータ出力電流との位相の時間差を位相角に変換する演算を行って、位相角の値と、予め設定される位相角指令値の値とを比較している。時間差を直接用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本発明では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値の値を周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。 As described above, in the present embodiment, the phase time difference between the inverter output voltage and the inverter output current is converted into the phase angle, and the phase angle value and the preset phase angle command value are calculated. Are comparing. When the time difference is directly used and compared with the target time difference, it is necessary to adjust the preset target time difference every time the frequency changes. However, in the present invention, since the time difference is converted into the phase angle, it is not necessary to adjust the value of the preset phase angle command value for each frequency, and it is possible to deal with a wideband frequency. .

本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが与えられる。積分ゲインは、フィードバック制御を適正に安定させるために、負荷のｑ値（共振の鋭さ）の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器３０は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。周期指示値は、位相角指令値と算出した位相角値の差分を無くすように、インバータ回路の発振周波数の周期を定める値である。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部１６に与えられる。また、前述のように、周期指示値は逆数演算部４０にも与えられる。 In this embodiment, an integral gain is given as a value to be multiplied by the acquired difference. The integral gain is desirably a value obtained by multiplying a reciprocal of the q value (resonance sharpness) of the load by a period value of the resonance frequency given in advance and π in order to appropriately stabilize the feedback control. The integrator 30 performs an integration operation using the difference multiplied by the integration gain. In addition, the cycle indication value is calculated using the difference information after the integration calculation processing and the initial cycle value given in advance. As the initial period value, for example, the period of the maximum frequency may be used in the band of the oscillation frequency assumed as the control target. The cycle indication value is a value that determines the cycle of the oscillation frequency of the inverter circuit so as to eliminate the difference between the phase angle command value and the calculated phase angle value. The cycle instruction value is given to the inverter drive signal generator 16. Further, as described above, the cycle instruction value is also given to the reciprocal calculation unit 40.

インバータ駆動信号生成部１６に備えられたカウンタ２０は、クロック信号発振部２１から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ２０が、周期指示値が示す数値（目標カウント数）まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。これらの動作を、図４にタイマ動作として示す。これは、１クロックごとにカウント数が増加していく様子を概念的に示したものである。ここで、図４に模式的に示すように、本実施形態の電圧型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電圧ｖ_invの立ち上がりゼロクロス点ａにおける時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部１３は、与えられた電流２値化信号の立ち上がり点ｂの時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧ｖ_invと、インバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差Ｎ_fbkを検出する。 The counter 20 provided in the inverter drive signal generation unit 16 counts a clock signal having a predetermined frequency supplied from the clock signal oscillation unit 21. Each time the counter 20 counts the clock signal up to a numerical value (target count number) indicated by the cycle instruction value, the count number of the counter is reset. These operations are shown as timer operations in FIG. This conceptually shows how the count number increases every clock. Here, as schematically shown in FIG. 4, in the voltage type inverter of the present embodiment, when the count reaches the target count number and the counter is reset, the inverter output voltage _vinv rises at the time at the zero cross point a. Are configured to match. Therefore, in the present embodiment, the time difference detection unit 13 obtains the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i by obtaining the time point of the rising point b of the given current binarization signal from the count number of the counter. A phase difference N _{fbk in} phase with _inv is detected.

なお、図４に示される本実施形態におけるデジタル処理と、従来のアナログ処理を行うＰＬＬとの相違を明確に示すために、従来のＰＬＬによるアナログ処理を図７に示す。 In order to clearly show the difference between the digital processing in the present embodiment shown in FIG. 4 and the conventional PLL that performs analog processing, analog processing by the conventional PLL is shown in FIG.

インバータ駆動信号生成部１６は、カウンタが所定周波数のクロック信号を目標値（周期指示値Ｎ_sw）までカウントするまでの時間を得ることにより、周期を得ることができる。５０パーセントデューティ比生成部２２において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比５０パーセントの信号が生成される。図２に示すように、この信号の論理反転された信号も生成される。そして、非重なり信号生成部５０によって、上記２つの信号の非重なり時間が設けられるように、デューティ比が調整される。電圧型インバータでは、スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が同時にオンすることによる短絡を防止するために、非重なり時間が設けられる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点に、インバータ出力電圧ｖ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように、２つの信号は調整される。 The inverter drive signal generation unit 16 can obtain the period by obtaining the time until the counter counts the clock signal having a predetermined frequency to the target value (period instruction value N _sw ). Based on the count number indicating the length of the period, the 50% duty ratio generation unit 22 generates a signal with a duty ratio of 50% so that the period of the oscillation frequency of the inverter circuit becomes the period indicated by the period instruction value. Generated. As shown in FIG. 2, a logically inverted signal of this signal is also generated. Then, the duty ratio is adjusted by the non-overlapping signal generation unit 50 so that the non-overlapping time of the two signals is provided. In the voltage type inverter, a non-overlap time is provided in order to prevent a short circuit due to the switching elements (Ga and Gb) being simultaneously turned on. Further, the two signals are adjusted so that the time of the zero cross point when the inverter output voltage _vinv changes from negative to positive coincides with the time when the count reaches the target count and is reset.

調整された信号は、インバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂとして、絶縁・増幅部２７を介して、インバータ回路１２に与えられる。絶縁・増幅部２７は、インバータ駆動信号生成部１６とインバータ回路１２との間を電気的に絶縁する役目と、インバータ駆動信号生成部１６からの出力を電流増幅する役目とを果たすものである。スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が調整されたインバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電流監視部１７によって、入力側電流の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部５１に与えられ、異常時遮断部５１がインバータ回路を停止させる。本実施形態では、入力側電流監視部１７は、入力側電流の瞬時値を監視している。電圧型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオフにすることで、インバータ回路を停止させる。 The adjusted signals are given to the inverter circuit 12 through the insulation / amplification unit 27 as the inverter drive signal A and the inverter drive signal B. The insulation / amplification unit 27 serves to electrically insulate between the inverter drive signal generation unit 16 and the inverter circuit 12 and to amplify current output from the inverter drive signal generation unit 16. When the switching elements (Ga and Gb) are turned on / off by the adjusted inverter drive signal A and inverter drive signal B, the cycle of the oscillation frequency of the inverter circuit becomes the cycle indicated by the cycle indication value. Here, when an abnormality in the input-side current is detected by the input-side current monitoring unit 17, an abnormality signal is given to the abnormal-time cutoff unit 51, and the abnormal-time cutoff unit 51 stops the inverter circuit. In the present embodiment, the input side current monitoring unit 17 monitors the instantaneous value of the input side current. In this embodiment of the voltage type inverter, the inverter circuit is stopped by turning off all the switching elements.

入力側電流監視部１７は、予め設定された比較値と入力側電流検出部２４で検出された電流値とを比較器２５で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部５１に出力する。入力電流監視部１７と異常時遮断部５１とによって、スイッチング素子に定格値以上の電流が流れてスイッチング素子を破壊することを防いでいる。 The input side current monitoring unit 17 compares the preset comparison value with the current value detected by the input side current detection unit 24 by the comparator 25, and the detected value is a value outside the range determined by the comparison value. If so, an abnormal signal is output to the abnormal-time cutoff unit 51. The input current monitoring unit 17 and the abnormal-time cutoff unit 51 prevent the switching element from being destroyed by a current exceeding the rated value flowing through the switching element.

本発明は、一例として、上記のように実施され、インバータ回路の発振周波数の制御をデジタル制御で行うことができる。従来のアナログ処理を行うＰＬＬを用いた制御と比較して、デジタル回路は経年変化や劣化に強く、制御値、制御動作の切替も容易である。 The present invention is implemented as described above as an example, and the oscillation frequency of the inverter circuit can be controlled by digital control. Compared to conventional control using a PLL that performs analog processing, the digital circuit is more resistant to aging and deterioration, and the control value and control operation can be easily switched.

次に、本発明の第２の実施形態を説明する。図８及び図９に本発明の第２の実施形態であるインバータ装置１００の電気的構成を示す。図９は、図８において点線で示された部分を詳細にしたものである。図８に示すインバータ装置１００は、電流型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置として用いるものである。装置１００は、共振負荷（共振回路を構成する負荷）１１１と、インバータ回路１１２とを備えている。また、インバータ装置１００は、時間差検出部１１３と、位相角変換部１１４と、発振周期演算部１１５と、インバータ駆動信号生成部１１６とを備えている。加えて、入力側電圧監視部１１７と絶縁・増幅部１２７とが設けられている。 Next, a second embodiment of the present invention will be described. 8 and 9 show the electrical configuration of the inverter device 100 according to the second embodiment of the present invention. FIG. 9 shows details of the portion indicated by the dotted line in FIG. The inverter device 100 shown in FIG. 8 is configured as a current-type inverter device, and is used as an induction heating device. The apparatus 100 includes a resonant load (a load constituting a resonant circuit) 111 and an inverter circuit 112. The inverter device 100 includes a time difference detection unit 113, a phase angle conversion unit 114, an oscillation cycle calculation unit 115, and an inverter drive signal generation unit 116. In addition, an input side voltage monitoring unit 117 and an insulation / amplification unit 127 are provided.

電流型インバータ装置の場合、共振負荷１１１の共振回路は、並列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルＬｓと共振用コンデンサＣｓとを備えている。また、インバータ装置１００によって加熱される被加熱物の抵抗をＲｓで示している。インバータ回路１２には、Ｇａによりそのゲートが示される２つのトランジスタ（ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、Ｇｂによりそのゲートが示される２つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタには、ダイオードがそれぞれ直列に接続されている。また、インバータ回路１１２は直流電源１２６を備えている。なお、配線によるインダクタンスをＬｃとして示している。 In the case of the current type inverter device, the resonance circuit of the resonance load 111 is a parallel resonance circuit, and in this embodiment, includes a heating coil Ls and a resonance capacitor Cs. The resistance of the object to be heated heated by the inverter device 100 is indicated by Rs. The inverter circuit 12 includes a bridge circuit including two transistors whose gates are indicated by Ga (here, insulated gate bipolar transistors) and two transistors whose gates are indicated by Gb. A diode is connected to each transistor in series. Further, the inverter circuit 112 includes a DC power supply 126. In addition, the inductance by wiring is shown as Lc.

インバータ駆動信号生成部１１６は、カウンタ１２０と、クロック信号発振部１２１と、５０パーセントデューティ比生成部１２２と、重なり信号生成部１５０と、異常時遮断部１５１とを備えている。また、発振周期演算部１１５は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器１３０を備えている。位相角変換部１１４は、逆数演算部１４０と乗算部１４１とを備えている。また、電流型インバータ装置を実現する本実施形態では、電圧検出部１１８が設けられており、電圧検出部１１８は、インバータ回路の出力電圧ｖ_invを検出する図示しないセンサを備えている。 The inverter drive signal generation unit 116 includes a counter 120, a clock signal oscillation unit 121, a 50 percent duty ratio generation unit 122, an overlap signal generation unit 150, and an abnormal time cutoff unit 151. Further, in this embodiment, the oscillation period calculation unit 115 includes an integrator 130 that performs an integration calculation for stabilizing the feedback control. The phase angle conversion unit 114 includes an inverse operation unit 140 and a multiplication unit 141. Moreover, in this embodiment which implement | achieves a current type inverter apparatus, the voltage detection part 118 is provided, and the voltage detection part 118 is provided with the sensor which is not shown in figure which detects the output voltage _vinv of an inverter circuit.

また、図１０にインバータ装置１００における各信号波形を模式的に示す。Ｇａで示す波形は、図８のスイッチング素子のゲートＧａに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Ｇｂで示す波形は、図８のスイッチング素子のゲートＧｂに与えられるインバータ駆動信号の波形である。ｉ_invの波形は、図８の回路図に対応するインバータ出力電流（負荷に流れる電流）の波形であり、ｖ_invの波形は図８の回路図に対応するインバータ出力電圧（負荷に印加される電圧）の波形である。ｖ_dcは図８の回路図に対応する入力側の電圧の波形である。 FIG. 10 schematically shows each signal waveform in the inverter device 100. The waveform indicated by Ga is the waveform of the inverter drive signal given to the gate Ga of the switching element in FIG. 8, and the waveform indicated by Gb is the waveform of the inverter drive signal given to the gate Gb of the switching element in FIG. The waveform of i _{inv is} the waveform of the inverter output current (current flowing through the load) corresponding to the circuit diagram of FIG. 8, and the waveform of v _inv is the inverter output voltage (applied to the load) corresponding to the circuit diagram of FIG. Voltage). v _dc is the waveform of the voltage on the input side corresponding to the circuit diagram of FIG.

次に上記各構成要素の動作について説明する。インバータ回路の出力電圧ｖ_invは、電圧検出部１１８のセンサによって検出される。電圧検出部は、検出された電圧から、第１の実施形態と同様に、波形の正負に対応して２値化した電圧２値化信号を生成する。この電圧２値化信号は、時間差検出部１１３に与えられる。時間差検出部１１３は、インバータ出力電流（負荷に流れる電流）ｉ_invの立ち上がりゼロクロス点と、電圧２値化信号の立ち上がり点との時間差を検出する。 Next, the operation of each component will be described. The output voltage v _inv of the inverter circuit is detected by a sensor of the voltage detection unit 118. The voltage detection unit generates a binarized voltage signal from the detected voltage, which is binarized corresponding to the positive and negative of the waveform, as in the first embodiment. This voltage binarized signal is given to the time difference detector 113. The time difference detection unit 113 detects the time difference between the rising zero cross point of the inverter output current (current flowing through the load) i _{inv and} the rising point of the voltage binarization signal.

電圧型インバータは、電圧源に負荷が接続されて電流が流れるものであり、したがって、第１の実施形態においては、インバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの時間差は、電圧を基準に検出されている。これに対して、電流型インバータは、電流源に負荷が接続されて電圧が発生するものであり、したがって、本実施形態では、インバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの時間差は、電流を基準に検出されている。 The voltage type inverter has a load connected to a voltage source and a current flows. Therefore, in the first embodiment, the time difference between the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i _inv is based on the voltage. Has been detected. On the other hand, in the current type inverter, a load is connected to a current source to generate a voltage. Therefore, in this embodiment, the time difference between the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i _inv is the current It is detected on the basis of.

第１の実施形態と同様に、位相角変換部１１４は、時間差検出部１１３で検出したインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を、逆数演算部１４０と乗算部１４１とによって、位相角値に変換する。逆数演算部１４０は、発振周期演算部１１５を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部１４１は、この周期の逆数と時間差検出部１１３から出力された時間差とを乗算して、さらに２πを乗ずることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部１１５に出力する。 Similarly to the first embodiment, the phase angle conversion unit 114 converts the phase time difference between the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i _inv detected by the time difference detection unit 113 into an inverse number calculation unit 140 and a multiplication unit 141. To convert to a phase angle value. The reciprocal calculation unit 140 acquires a cycle value from the cycle indication value output through the oscillation cycle calculation unit 115, performs a reciprocal calculation on this value, and outputs a reciprocal of the cycle. The multiplier 141 multiplies the reciprocal of this period by the time difference output from the time difference detector 113 and multiplies it by 2π to derive a phase angle value, which is then sent to the oscillation period calculator 115. Output.

発振周期演算部１１５は、位相角指令値と、位相角変換部１１４から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、１０〜２０度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、並列共振回路が誘導性負荷になる。したがって、このような誘導性の状態で電流をスイッチングすると、サージ電圧が発生して、スイッチング素子を破壊する可能性があるので、ゼロでないプラスの位相角指令値とすることが望ましい。本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが積分器１３０に与えられる。積分ゲインは、第1の実施態様と同様に、負荷のｑ値（共振の鋭さ）の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器１３０は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。このように、発振周期演算部１１５は、第１の実施形態と同様に、周期指示値を演算する。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部１１６に与えられる。また、周期指示値は逆数演算部１４０にも与えられる。 The oscillation period calculation unit 115 calculates and obtains the difference between the phase angle command value and the phase angle value output from the phase angle conversion unit 114. Here, the phase angle command value is not zero and is preferably about 10 to 20 degrees. When the phase difference is negative, that is, when the oscillation frequency of the inverter circuit is lower than the resonance frequency, the parallel resonance circuit becomes an inductive load. Therefore, if current is switched in such an inductive state, a surge voltage may be generated and the switching element may be destroyed. Therefore, it is desirable to set a positive phase angle command value that is not zero. In the present embodiment, an integral gain is given to the integrator 130 as a value to be multiplied by the acquired difference. As in the first embodiment, the integral gain is desirably a value obtained by multiplying the inverse of the load q value (resonance sharpness) by a period value of resonance frequency given in advance and π. The integrator 130 performs an integration operation using the difference multiplied by the integration gain. In addition, the cycle indication value is calculated using the difference information after the integration calculation processing and the initial cycle value given in advance. As the initial period value, for example, the period of the maximum frequency may be used in the band of the oscillation frequency assumed as the control target. As described above, the oscillation period calculation unit 115 calculates the period instruction value as in the first embodiment. The cycle instruction value is given to the inverter drive signal generation unit 116. The cycle instruction value is also given to the reciprocal calculation unit 140.

インバータ駆動信号生成部１１６に備えられたカウンタ１２０は、クロック信号発振部１２１から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ１２０が、周期指示値が示す数値（目標カウント数）まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。本実施形態の電流型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流ｉ_invの立ち上がりゼロクロス点における時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部１１３は、与えられた電圧２値化信号の立ち上がり点の時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧ｖ_invと、インバータ出力電流ｉ_invとの位相の時間差を検出する。 A counter 120 provided in the inverter drive signal generation unit 116 counts a clock signal having a predetermined frequency supplied from the clock signal oscillation unit 121. Each time the counter 120 counts the clock signal up to a numerical value (target count number) indicated by the cycle instruction value, the count number of the counter is reset. The current type inverter of the present embodiment is configured such that the time at the rising zero cross point of the inverter output current i _inv coincides with the time when the count reaches the target count and the counter is reset. Therefore, in the present embodiment, the time difference detection unit 113 obtains the inverter output voltage v _inv and the inverter output current i _inv by acquiring the time of the rising point of the given voltage binarized signal from the count number of the counter. The time difference of the phase with respect to is detected.

インバータ駆動信号生成部１１６は、カウンタ１２０が所定周波数のクロック信号を目標カウント数までカウントするまでの時間を得ることにより周期を得ることができる。５０パーセントデューティ比生成部１２２において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比５０パーセントの信号が生成され、この信号の論理反転された信号も生成される。電流型インバータである本実施形態では、この２つの信号に重なり時間が設けられるように、重なり信号生成部１５０によってデューティ比が調整される。なお、重なり時間は電流とインダクタンスＬｃによって決まる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流ｉ_invが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように、２つの信号は調整される。 The inverter drive signal generation unit 116 can obtain the period by obtaining the time until the counter 120 counts the clock signal having a predetermined frequency to the target count. Based on the count number indicating the length of the period, the 50% duty ratio generation unit 122 generates a signal with a duty ratio of 50% so that the period of the oscillation frequency of the inverter circuit becomes the period indicated by the period instruction value. And a signal obtained by logically inverting this signal is also generated. In the present embodiment, which is a current type inverter, the duty ratio is adjusted by the overlap signal generation unit 150 so that an overlap time is provided for these two signals. The overlap time is determined by the current and the inductance Lc. Furthermore, the two signals are adjusted so that the time of the zero cross point when the inverter output current i _inv changes from negative to positive coincides with the time when the count reaches the target count and the counter is reset. .

調整された信号は、インバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂとして、第１の実施形態と同様に、絶縁・増幅部１２７を介して、インバータ回路に与えられる。ここで、絶縁・増幅部１２７は第１の実施形態における絶縁・増幅部と同様の役目を果たす。スイッチング素子（ＧａとＧｂ）が調整されたインバータ駆動信号Ａおよびインバータ駆動信号Ｂによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電圧監視部１１７によって、入力側電圧の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部１５１に与えられ、異常時遮断部１５１がインバータ回路を停止させる。電流型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオンにすることで、インバータ回路を停止させる。 The adjusted signals are given to the inverter circuit as the inverter drive signal A and the inverter drive signal B through the insulation / amplification unit 127 as in the first embodiment. Here, the insulation / amplification unit 127 plays the same role as the insulation / amplification unit in the first embodiment. When the switching elements (Ga and Gb) are turned on / off by the adjusted inverter drive signal A and inverter drive signal B, the cycle of the oscillation frequency of the inverter circuit becomes the cycle indicated by the cycle indication value. Here, when an abnormality of the input side voltage is detected by the input side voltage monitoring unit 117, an abnormal signal is given to the abnormal-time cutoff unit 151, and the abnormal-time cutoff unit 151 stops the inverter circuit. In this embodiment of the current type inverter, the inverter circuit is stopped by turning on all the switching elements.

本実施形態では、入力側電圧監視部１１７は、入力側電圧の瞬時値を監視しており、入力側電圧検出部１２４が絶縁アンプで電圧を絶縁して取り出す。入力側電圧監視部１１７は、予め設定された比較値と入力側電圧検出部１２４で検出された電圧とを比較器１２５で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部１５１に出力する。入力側電圧監視部１１７と異常時遮断部１５１とによってサージ電圧等の発生によるスイッチング素子の破壊を防いでいる。 In the present embodiment, the input-side voltage monitoring unit 117 monitors the instantaneous value of the input-side voltage, and the input-side voltage detection unit 124 extracts the voltage with an insulation amplifier. The input side voltage monitoring unit 117 compares the preset comparison value with the voltage detected by the input side voltage detection unit 124 by the comparator 125, and the detected value is a value outside the range defined by the comparison value. If there is, an abnormal signal is output to the abnormal interruption unit 151. The input side voltage monitoring unit 117 and the abnormal interruption unit 151 prevent destruction of the switching element due to generation of a surge voltage or the like.

［他の実施形態］
本発明にかかるインバータ装置及びインバータ制御方法は、上記に説明した形態に限られるものではない。例えば、他の実施形態において、インバータ駆動信号生成部に、ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ社のＴＭＳ３２０Ｆ２８１２のタイマを用いてもよい。このタイマは様々な機能を持っており、タイマに周期指示値Ｎ_swを与えると、（Ｎ_sw＋１）×Ｐ_clk（所定の周波数を有するクッロク信号）の周期をタイマが生成し、比較器にＮ_sw／２を与えるとデューティ比５０パーセントの信号が生成される。非重なり期間の付与も可能であるため、インバータ駆動信号を直接生成できる。また、時間差検出部と位相角変換部と発振周期演算部においても、上記タイマを用いることができる。 [Other Embodiments]
The inverter device and the inverter control method according to the present invention are not limited to the above-described embodiments. For example, in another embodiment, a timer of TMS320F2812 manufactured by Texas Instruments may be used for the inverter drive signal generation unit. This timer has various functions. When the cycle indication value N _sw is given to the timer, the timer generates a cycle of (N _sw +1) × P _clk (a clock signal having a predetermined frequency), which is sent to the comparator. When N _sw / 2 is given, a signal with a duty ratio of 50% is generated. Since a non-overlap period can be given, an inverter drive signal can be directly generated. The timer can also be used in the time difference detector, the phase angle converter, and the oscillation period calculator.

また、上記実施形態において、インバータ回路には、４つのスイッチング素子を用いたブリッジ回路が構成されている。しかしながら、インバータ回路の構成は上記構成に限定されるものではなく、スイッチング素子の数も上記実施形態に限定されるものではない。また、位相角変換部における演算において、２πは固定値であるため、２πの値は用いても良いし用いなくても良い。また、入力側電圧監視部は、上記実施形態に限定されるものではなく、ブレイクオーバーダイオードとトランスを用いた回路など、さまざまな手段を用いて実現することができる。 In the above embodiment, the inverter circuit includes a bridge circuit using four switching elements. However, the configuration of the inverter circuit is not limited to the above configuration, and the number of switching elements is not limited to the above embodiment. In addition, since 2π is a fixed value in the calculation in the phase angle conversion unit, the value of 2π may or may not be used. The input side voltage monitoring unit is not limited to the above embodiment, and can be realized by using various means such as a circuit using a breakover diode and a transformer.

また、本発明におけるインバータ装置及びインバータ制御方法は、誘導加熱装置のみではなく、オゾナイザ、コロナ放電装置のような共振回路を負荷に持つインバータ回路を用いた装置にも適用することができる。 The inverter device and the inverter control method according to the present invention can be applied not only to an induction heating device but also to a device using an inverter circuit having a resonance circuit as a load, such as an ozonizer or a corona discharge device.

本発明の第１の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the whole electric system of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the whole electric system of the 1st Embodiment of this invention. 図１の回路図に対応する各信号波形の模式図である。It is a schematic diagram of each signal waveform corresponding to the circuit diagram of FIG. 第１の実施形態における時間差検出の概念図である。It is a conceptual diagram of the time difference detection in 1st Embodiment. 共振回路の特性を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the characteristic of a resonance circuit. 第１の実施形態におけるインバータ出力電圧ｖ_invとインバータ出力電流ｉ_invとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す模式図である。The time chart of output waveforms of the inverter output voltage v _inv and inverter output current i _inv in the first embodiment is a schematic diagram illustrating schematically. 従来のＰＬＬによるアナログ処理を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the analog processing by the conventional PLL. 本発明の第２の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the whole electric system of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態の全体的な電気系統を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the whole electric system of the 2nd Embodiment of this invention. 図８の回路図に対応する各信号波形の模式図である。It is a schematic diagram of each signal waveform corresponding to the circuit diagram of FIG.

Explanation of symbols

１０インバータ装置（電圧型）
１１共振負荷
１２インバータ回路
１３時間差検出部
１４位相角変換部
１５発振周期演算部
１６インバータ駆動信号生成部
１７入力側電流監視部
１８電流検出部
２０カウンタ
２１クロック信号発振部
２２５０パーセントデューティ比生成部
３０積分器
４０逆数演算部
４１乗算部
５０非重なり信号生成部
５１異常時遮断部
１００インバータ装置（電流型）
１１１共振負荷
１１２インバータ回路
１１３時間差検出部
１１４位相角変換部
１１５発振周期演算部
１１６インバータ駆動信号生成部
１１７入力側電圧監視部
１１８電圧検出部
１２０カウンタ
１２１クロック信号発振部
１２２５０パーセントデューティ比生成部
１３０積分器
１４０逆数演算部
１４１乗算部
１５０重なり信号生成部
１５１異常時遮断部 10 Inverter device (voltage type)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Resonant load 12 Inverter circuit 13 Time difference detection part 14 Phase angle conversion part 15 Oscillation period calculation part 16 Inverter drive signal generation part 17 Input side current monitoring part 18 Current detection part 20 Counter 21 Clock signal oscillation part 22 50 percent duty ratio generation part 30 Integrator 40 Reciprocal Calculation Unit 41 Multiplication Unit 50 Non-overlapping Signal Generation Unit 51 Abnormality Cutoff Unit 100 Inverter Device (Current Type)
111 Resonant load 112 Inverter circuit 113 Time difference detector 114 Phase angle converter 115 Oscillation period calculator 116 Inverter drive signal generator 117 Input voltage monitor 118 Voltage detector 120 Counter 121 Clock signal oscillator 122 50 percent duty ratio generator 130 Integrator 140 Reciprocal Calculation Unit 141 Multiplication Unit 150 Overlap Signal Generation Unit 151 Abnormality Blocking Unit

Claims

A load constituting a resonance circuit;
An inverter circuit comprising a switching element and supplying high frequency power to the load;
A time difference detecting means for detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to the load and a current flowing in the load;
Phase angle conversion means for converting the value representing the time difference into a phase angle value;
A difference between the phase angle value and a preset phase angle command value is acquired, a period instruction value that determines a period of the oscillation frequency of the inverter circuit is calculated using the difference, and the period instruction value is output. Oscillation period calculation means;
Inverter drive signal generation that acquires the cycle instruction value, generates an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit based on the cycle instruction value, and outputs the drive signal to the inverter circuit Means and
Current detecting means for detecting the current flowing through the load and providing the time difference detecting means with a current binarized signal binarized according to the sign of the current waveform ;
The inverter drive signal generation unit includes a counting unit that counts a clock signal having a predetermined frequency, and resets the count every time the counting unit counts the clock signal up to a target count number indicated by the cycle indication value. And generating the inverter drive signal based on the time obtained by counting up to the target count number,
The time difference detection means detects a value representing the time difference from a difference between a time when the count reaches the target count number and is reset and a time point when the current binarized signal is acquired from the count number. , Inverter device.

A load constituting a resonance circuit;
An inverter circuit comprising a switching element and supplying high frequency power to the load;
A time difference detecting means for detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to the load and a current flowing in the load;
Phase angle conversion means for converting the value representing the time difference into a phase angle value;
A difference between the phase angle value and a preset phase angle command value is acquired, a period instruction value that determines a period of the oscillation frequency of the inverter circuit is calculated using the difference, and the period instruction value is output. Oscillation period calculation means;
Inverter drive signal generation that acquires the cycle instruction value, generates an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit based on the cycle instruction value, and outputs the drive signal to the inverter circuit Means and
Voltage detecting means for detecting a voltage applied to the load and providing a voltage binarized signal binarized according to the sign of the waveform of the voltage to the time difference detecting means;
With
The inverter drive signal generation unit includes a counting unit that counts a clock signal having a predetermined frequency, and resets the count every time the counting unit counts the clock signal up to a target count number indicated by the cycle indication value. And generating the inverter drive signal based on the time obtained by counting up to the target count number,
The time difference detection means detects a value representing the time difference from a difference between a time when the count reaches the target count number and is reset, and a time point when the voltage binarized signal is acquired from the count number. , Inverter device.

The phase angle conversion means, based on the period indication value, an inverse number calculation means for calculating an inverse number of the period; a multiplication means for multiplying a value representing the time difference detected by the time difference detection means by the inverse number of the period; The inverter apparatus of Claim 1 or 2 provided with these.

Said resonant circuit includes a heating coil for inductively heating an object to be heated, characterized in that it comprises a resonant capacitor, an induction heating apparatus comprising an inverter device according to any one of claims 1-3.

An inverter control method for controlling the oscillation frequency of an inverter circuit,
A time difference detection step for detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to a load and a current flowing in the load;
A phase angle conversion step of converting a value representing the time difference into a phase angle value;
An oscillation period calculation that obtains a difference between the phase angle value and a preset phase angle command value, calculates a period instruction value that determines the period of the oscillation frequency using the difference, and outputs the period instruction value Steps,
Inverter drive signal generation that acquires the cycle instruction value, generates an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit based on the cycle instruction value, and outputs the drive signal to the inverter circuit Step and
By detecting a current flowing through the load, seen including a current detection step of generating a binarized current binary signal depending on positive and negative waveform of the current,
The inverter drive signal generation step counts a clock signal having a predetermined frequency by a counting unit, and resets the count every time the counting unit counts the clock signal up to a target count number indicated by the cycle instruction value. , Based on the time obtained by counting up to the target count, generating the inverter drive signal,
In the time difference detection step, a value representing the time difference is detected from a difference between a time when the count reaches the target count number and is reset and a time point when the current binarized signal is obtained from the count number. , inverter control method.

An inverter control method for controlling the oscillation frequency of an inverter circuit,
A time difference detection step for detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to a load and a current flowing in the load;
A phase angle conversion step of converting a value representing the time difference into a phase angle value;
An oscillation period calculation that obtains a difference between the phase angle value and a preset phase angle command value, calculates a period instruction value that determines the period of the oscillation frequency using the difference, and outputs the period instruction value Steps,
Inverter drive signal generation that acquires the cycle instruction value, generates an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit based on the cycle instruction value, and outputs the drive signal to the inverter circuit Step and
A voltage detection step of detecting a voltage applied to the load and generating a voltage binarized signal binarized according to the sign of the waveform of the voltage;
Including
The inverter drive signal generation step counts a clock signal having a predetermined frequency by a counting unit, and resets the count every time the counting unit counts the clock signal up to a target count number indicated by the cycle instruction value. , Based on the time obtained by counting up to the target count, generating the inverter drive signal,
In the time difference detection step, a value representing the time difference is detected from a difference between a time when the count reaches the target count number and is reset and a time point of rising of the voltage binarization signal acquired from the count number. , inverter control method.

The phase angle conversion step includes a reciprocal calculation step for calculating a reciprocal of the cycle based on the cycle indication value, and a multiplication step of multiplying a value representing the time difference detected by the time difference detection step by the reciprocal of the cycle. The inverter control method of Claim 5 or 6 containing this.